JP7021016B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換、あるいは交流電力を直流電力に変換するために使用される電力変換装置に関する。

車両の電動機の駆動に用いられる電力変換装置は、高信頼化のために内蔵部品が故障した場合においても継続した動作が求められる。部品故障時にも動作を継続することができる構成としては、機能を冗長化する方法がよく用いられる。

電力変換装置では、出力電流を制御するために電力変換装置の出力となる交流電流を検出して、所望の電流値となるように装置内のパワー半導体をオン・オフするタイミングを変えることで出力電流を制御している。出力電流を検出する電流センサにおいては、ひとつの被検出電流に対して２つの電流センサを用いて検出することで冗長化し、一方の電流センサが故障した際にも継続動作できるようにする方法が一般的である。

電流を検出する方法としては、特許文献１に開示されているように、被検出電流が流れる導体にギャップを有する磁性コアを貫通させ、ギャップに設置したホール素子で導体近傍の磁界を検出する電流センサがよく使用される。このような電流センサを冗長化する場合には、磁性コアを２重に置き、それぞれのコアを通る磁界を２重のホール素子で検出する。

また、特許文献２には磁性コアを使用せずに電流を検出する電流センサが開示されているが、このような電流センサを冗長化する場合には、ホール素子等の電流検出素子数が倍となる。

特開２００３－１４７８９号公報 特開２００５－２０７７９１号公報

しかしながら、上述の従来技術では、１相の磁性コアを通る磁界を２つの電流検出素子で検出するため、電流検出対象の相の電流検出素子数が倍となる。電流検出素子数が増えると、電流センサのコストが増大するという課題がある。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、電力変換装置における電流センサのコスト削減を実現できる電力変換装置を提案しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明においては、電力変換装置は、第１の交流導体を貫通しかつ第１のギャップを形成する第１の磁性コアと、第２の交流導体を貫通しかつ第２のギャップを形成する第２の磁性コアと、前記第１のギャップ及び前記第２のギャップを跨るように配置される第１の電流検出素子と、を備えるようにした。

本発明によれば、電力変換装置における電流センサのコスト削減を実現できる。

実施例１の電力変換装置の構成例を示す図。 実施例１の電力変換装置の外観例を概略的に示す斜視図。 実施例１の電流センサの構成例を示す図。 実施例１の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャート。 実施例２の電流センサの構成例を示す図。 実施例２の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャート。 実施例３の電流センサの構成例を示す図。 実施例３の変形例の電流センサの構成例を示す図。 実施例４の電流センサの構成例を示す図。

以下図面に基づいて、本発明の実施例を詳述する。以下の実施例の説明では、同一の要素に同一符号を付与して、後出の説明を省略する。

（１－１）実施例１の電力変換装置の構成例
図１は、実施例１の電力変換装置の構成例を示す図である。本実施例の電力変換装置５００は、パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗと、コンデンサモジュール２００と、正極導体３１０と、負極導体３２０と、から構成される。電力変換装置５００は、直流電流を３相の交流電流に変換、または３相の交流電流を直流電流に変換する電力変換装置である。

それぞれのパワー半導体モジュールには、交流端子が設けられる。すなわち、パワー半導体モジュール１００Ｕは、モジュール交流端子１５０Ｕを有する。パワー半導体モジュール１００Ｖは、モジュール交流端子１５０Ｖを有する。パワー半導体モジュール１００Ｗは、モジュール交流端子１５０Ｗを有する。交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗの一端はそれぞれモジュール交流端子１５０Ｕ、１５０Ｖ、及び１５０Ｗと接続され、もう一端（３４２Ｕ、３４２Ｖ、及び３４２Ｗ）はモータ（図示せず）の３相端子それぞれと接続される。交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０ＷにはＵＶＷの各相の電流を検出する電流センサ２５０が設けられている。

正極導体３１０の直流入出力正極端子３１９は、高電圧バッテリー（図示せず）の正極端子と接続される。負極導体３２０の直流入出力負極端子３２９は、高電圧バッテリーの負極端子に接続される。

コンデンサモジュール２００は、正極導体３１０と負極導体３２０とに電気的に接続される。

パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗのそれぞれは、上アームと下アームの半導体素子から構成されている。なお、以下で半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを例に使用しており、以下略してＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）と記す。なお、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等の他のパワー半導体であってもよい。

例えばＶ相を例に説明するが、Ｕ相及びＷ相も、Ｖ相と同様である。パワー半導体モジュール１００Ｖの上アームは、ＩＧＢＴ１６１とダイオード１６２から構成される。また、上アームには、ＩＧＢＴ１６１をオン・オフするための制御端子１７１が設けられている。パワー半導体モジュール１００Ｖの下アームは、ＩＧＢＴ１６３とダイオード１６４から構成される。また、下アームには、ＩＧＢＴ１６３をオン・オフするための制御端子１７２が設けられている。

また上アームのＩＧＢＴ１６１のコレクタには、正極導体３１０と接続するためのモジュール正極端子１１１が設けられている。下アームのＩＧＢＴ１６３のエミッタは、負極導体３２０と接続するためのモジュール負極端子１２１が設けられている。また上アームのＩＧＢＴ１６１のエミッタと下アームのＩＧＢＴ１６３のコレクタとの間には、モジュール交流端子１５０Ｖが設けられている。

電力変換装置５００は、上アームの制御端子１７１及び下アームの制御端子１７２に印加する制御信号を切り換えることで、直流電流から交流電流、又は交流電流から直流電流に変換できる。例えば、パワー半導体モジュール１００Ｖの上アームのＩＧＢＴ１６１をオンにし、下アームのＩＧＢＴ１６３をオフの定常状態では、正極導体３１０からモジュール正極端子１１１を通ってモジュール交流端子１５０Ｖに向かって電流が流れる。逆にパワー半導体モジュール１００Ｖの上アームのＩＧＢＴ１６１をオフにし、下アームのＩＧＢＴ１６３をオンの定常状態では、モジュール交流端子１５０Ｖからモジュール負極端子１２１に向かって電流が流れる。

また、電力変換装置５００は、インバータ制御部５１と、電流算出部５２とを有する制御回路基板５０を備える。

インバータ制御部５１は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を一例とするマイクロ・コンピュータ等の処理装置である。インバータ制御部５１は、モータのトルク指令値や、電流算出部５２により出力電圧から算出されたモータの出力電流（被測定電流値）に基づいて、パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗそれぞれの上アームと下アームに対してゲート駆動指令を出力する。

また、電流算出部５２は、後述のように、電流センサ２５０の出力電圧の検知結果をもとに、電流センサ２５０の異常を判定する。電流算出部５２は、電流センサ２５０の異常を判定し、後述のいずれの電流検出素子が異常であるかを特定すると、異常であると特定した電流検出素子の出力電圧を用いず除外して、異常でない電流検出素子の出力電圧を用いてモータの出力電流を算出する。

（１－２）実施例１の電力変換装置の外観
図２は、実施例１の電力変換装置の外観例を概略的に示す斜視図である。電力変換装置５００は、正極導体３１０と、負極導体３２０と、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗと、パワー半導体モジュール１００Ｕ、１００Ｖ、及び１００Ｗと、コンデンサモジュール２００と、電流センサ２５０と、から構成される。

コンデンサモジュール２００は、正極導体３１０と電気的に接続される正極端子と、負極導体３２０と電気的に接続される負極端子が設けられる。

Ｗ相を例にとって説明すると、パワー半導体モジュール１００Ｗのモジュール正極端子１１１は、正極導体３１０の正極端子３１１と電気的に接続される。パワー半導体モジュール１００Ｗのモジュール負極端子１２１は、負極導体３２０の負極端子３２１と電気的に接続される。パワー半導体モジュール１００Ｗのモジュール交流端子１５０Ｗは、交流導体３４０Ｗの交流端子３４１と電気的に接続される。電流センサ２５０は、交流導体３４０Ｗが電流センサ２５０を貫通し、交流端子３４２Ｗが引き出されるように設置される。図２では、交流導体３４０Ｗは、バスバーとしているが、円柱形状であってもよいし、もしくはケーブルであってもよい。Ｕ相及びＶ相もＷ相と同様である。

（１－３）実施例１の電流センサの構成例
次に、磁性コアや電流検出素子の数を削減できる冗長電流センサの構成例を示す。図３は、実施例１の電流センサの構成例を示す図である。図３は、図１に示す電流センサ２５０の、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗの長手方向に垂直な断面での断面図である。以下では、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗを交流導体１１、１２、及び１３と読み替えるが、交流導体３４０Ｕ、３４０Ｖ、及び３４０Ｗと交流導体１１、１２、及び１３との対応関係は、特に限定されるものではない。

電流センサ２５０は、交流導体１１を貫通しかつギャップ３１及びギャップ３２を形成する磁性コア２１と、交流導体１２を貫通しかつギャップ３３及びギャップ３４を形成する磁性コア２２と、交流導体１３を貫通しかつギャップ３５及びギャップ３６を形成する磁性コア２３とを備えている。

また、電流センサ２５０は、ギャップ３１に電流検出素子４１を備え、ギャップ３２及びギャップ３３を跨るように電流検出素子４２を備え、ギャップ３４及びギャップ３５を跨るように電流検出素子４３を備え、ギャップ３６に電流検出素子４４を備えている。電流検出素子４１～４４は、電流検出素子を垂直方向に通過する磁束を検出する。

電流検出素子４１は、交流導体１１に流れる電流Ｉ１が作りかつ磁性コア２１に鎖交する磁束Φ１を検出する。電流検出素子４２は、磁束Φ１と、交流導体１２に流れる電流Ｉ２が作りかつ磁性コア２２に鎖交する磁束Φ２とを検出する。電流検出素子４３は、磁束Φ２と、交流導体１３に流れる電流Ｉ３が作りかつ磁性コア２３に鎖交する磁束Φ３とを検出する。電流検出素子４４は、磁束Φ３を検出する。

電流検出素子４１～４４としてはホール素子等を用い、電流検出素子を貫く磁束Φ１、Φ２、Φ３の強度により変化する信号を出力する。

ここで、電流検出素子４１、４２、４３、及び４４の出力信号（出力電圧）をそれぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４とし、電流検出素子を貫く磁束に対する感度係数をＦとすると、出力信号Ｖ１～Ｖ４はそれぞれ下記（１）式～（４）式で表現できる。下記（１）式～（４）式では、図３における電流検出素子の下方から上方への向きを磁束の正方向としている。

Ｖ１＝Ｆ・Φ１ ・・・（１）
Ｖ２＝Ｆ・（Φ２－Φ１）・・・（２）
Ｖ３＝Ｆ・（Φ３－Φ２）・・・（３）
Ｖ４＝－Ｆ・Φ３ ・・・（４）

上記（１）式～（４）式を用いて磁束Φ１、Φ２、及びΦ３と出力信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４の関係を表すと、下記（５）式～（７）式で表現できる。

Φ１＝Ｖ１／Ｆ＝－（Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４）／Ｆ ・・・（５）
Φ２＝（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｆ＝－（Ｖ３＋Ｖ４）／Ｆ・・・（６）
Φ３＝（Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３）／Ｆ＝－Ｖ４／Ｆ ・・・（７）

上記（５）式～（７）式より、電流検出素子４１、４２、４３、及び４４の出力信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４から、交流導体１１、１２、１３に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、及びＩ３が作る磁束Φ１、Φ２、及びΦ３を算出することができる。さらに、磁性コアに鎖交する磁束強度から交流導体に流れる電流への換算係数を事前に算出することで、電流検出素子４１、４２、４３、及び４４の出力信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４から、交流導体１１、１２、及び１３それぞれを流れる電流値を算出することが可能となる。

（１－４）実施例１の電流検出素子の異常判定処理例
上述したように、交流導体１１、１２、及び１３に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、及びＩ３が作る磁束Φ１、Φ２、Φ３は、上記（５）式、（６）式、及び（７）式から算出することが可能である。さらに上記（５）式、（６）式、及び（７）式より、磁束Φ１、Φ２、及びΦ３は２種類の数式で表現できることが分かる。

例えば磁束Φ１は、上記（５）式より、電流検出素子４１の出力信号Ｖ１をもとに算出できると共に、電流検出素子の出力信号Ｖ２、電流検出素子の出力信号Ｖ３、電流検出素子の出力信号Ｖ４をもとに算出できるように、２種類の方法から算出できる。つまり、電流検出素子４１が異常の際には、電流検出素子４２と、電流検出素子４３と、電流検出素子４４との出力信号Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４を用いて磁束Φ１を算出することができる。

一方、電流検出素子４２、電流検出素子４３、電流検出素子４４のいずれかひとつが異常の際には、電流検出素子４１の出力信号Ｖ１から磁束Φ１を算出することができる。同様に、磁束Φ２および磁束Φ３も上記（６）式及び（７）式から２種類の数式で算出することができ、異常である電流検出素子を除いた電流検出素子の出力信号を使って磁束Φ１、Φ２、及びΦ３を算出することが可能である。

次に、異常となった電流検出素子を判別する方法について説明する。なお、以下では、簡単のために電流検出素子の出力信号に雑音などが重畳していない理想的な条件で説明する。

すべての電流検出素子が正常の場合には、上記（１）式、（２）式、（３）式、及び（４）式より、下記（８）式の関係式が得られる。

Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＝０・・・（８）

上記（８）式より、信号出力Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４の和がゼロであれば、すべての電流検出素子が正常であると判断できる。言い換えると、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４の和がゼロではないときには、いずれかの電流検出素子が異常であると判断できる。

次に、いずれかの電流検出素子が異常の場合について考える。通常、各交流導体に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の和はゼロであり、これらの電流が作る磁束Φ１、Φ２、及びΦ３の和もゼロになる。つまり、下記（９）式のようになる。

Φ１＋Φ２＋Φ３＝０・・・（９）

上記（９）式に上記（５）式、（６）式、（７）式を代入する。まず電流検出素子４１の出力信号Ｖ１を使用せずに上記（９）式を式変形すると下記（１０）式が得られる。

Ｖ２＋２Ｖ３＋３Ｖ４＝０・・・（１０）

同様に、出力信号Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４をそれぞれ用いずに上記（９）式を式変形すると下記（１１）式、（１２）式、（１３）式が得られる。

Ｖ１－Ｖ３－２Ｖ４＝０ ・・・（１１）
２Ｖ１＋Ｖ２－Ｖ４＝０ ・・・（１２）
３Ｖ１＋２Ｖ２＋Ｖ３＝０・・・（１３）

上記（１０）式が成立する場合には出力信号Ｖ２、Ｖ３、及びＶ４が正常であり、これよりＶ１が異常であることが分かる。同様に、上記（１１）式が成立する場合には出力信号Ｖ１、Ｖ３、及びＶ４が正常であり、これよりＶ２が異常であることが分かる。同様に、上記（１２）式が成立する場合には出力信号Ｖ１、Ｖ２、及びＶ４が正常であり、これよりＶ３が異常であることが分かる。同様に、上記（１３）式が成立する場合には出力信号Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３が正常であり、これよりＶ４が異常であることが分かる。このように異常が発生した電流検出素子を特定できる。

（１－５）実施例１の電流検出素子の異常判定処理のフローチャート
図４は、実施例１の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャートである。図４に示す電流検出素子の異常判定処理は、電流算出部５２により所定周期で繰り返し実行される。

まず、ステップＳ６０１で電流算出部５２は、上記（８）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０１：Ｙｅｓの場合には、電流算出部５２は、すべての電流検出素子で異常が無いと判断する（ステップＳ６０５）。ステップＳ６０１：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子の異常があると判断し、ステップＳ６０２に処理を移す。

ステップＳ６０２で電流算出部５２は、上記（１０）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０２：Ｙｅｓの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４１の異常と判断する（ステップＳ６０６）。ステップＳ６０２：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４１以外の電流検出素子に異常があると判断し、ステップＳ６０３に処理を移す。

ステップＳ６０３で電流算出部５２は、上記（１１）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０３：Ｙｅｓの場合には、インバータ制御部５１は、電流検出素子４２の異常と判断する（ステップＳ６０７）。ステップＳ６０３：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４３又は電流検出素子４４に異常があると判断し、ステップＳ６０４に処理を移す。

ステップＳ６０４で電流算出部５２は、上記（１２）式が成立するかどうか判定する。ステップＳ６０４：Ｙｅｓの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４３の異常と判断する（ステップＳ６０８）。ステップＳ６０４：Ｎｏの場合には、電流算出部５２は、電流検出素子４４に異常があると判断する。ステップＳ６０５～Ｓ６０９が終了すると、電流算出部５２は、実施例１の電流検出素子の異常判定処理を終了する。

図４のフローチャートでは、上記（１０）式～（１２）式を用いて電流検出素子の異常判定を行ったが、上記（１０）式～（１３）式のうち上記とは異なる３式の組合せでも電流検出素子の異常判定が可能である。

上述では、雑音などが重畳していない理想的な条件で説明したが、実際には電流検出素子の出力には雑音が重畳する。そのため、図４で説明した電流検出素子の異常判定時には、上記（１０）式、上記（１１）式、上記（１２）式、上記（１３）式の左辺が各式に応じた閾値以下であるかどうかで判断するのが現実的である。例えばステップＳ６０１で、上記（８）式に代えて、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４≦Ｖｔｈ（Ｖｔｈは所定閾値）が成立するかどうかを判定してもよい。

また図３において、磁性コア２１、２２、及び２３を省略すると、電流センサ２５０の小型化及び低コスト化を図ることができる。

実施例１によれば、３相の電流検出素子を、３相毎に２つずつ設ける冗長化ではなく、２相が一つの電流検出素子を共有する構成としたので、磁性コアや電流検出素子の数を倍にすることなく電流センサの冗長化を実現できると共に、電流センサの小型化を図れ、低コスト化を実現できる。また、故障した電流検出素子がいずれであるかを特定できる。電流センサ２５０は、鉄道車両のみならず、ハイブリッド自動車や電気自動車、産業機器に用いられる電動機に駆動電力を供給する電力変換装置に有用である。

（１－６）実施例１の変形例
なお図３に示す実施例１の電流センサ２５０の変形例を含む形態として、次の電流センサの構成がある。

（構成１）：磁性コア２１及び磁性コア２２と、ギャップ３２及びギャップ３３と、電流検出素子４２とから構成される電流センサ。（構成１）の電流センサによれば、２相の電流検出を１つの電流検出素子で行うことができる。２相の電流を検出し、１相を演算で求める場合に、電流検出素子の数を減らして電流センサのコスト削減を図ることができる。

（構成２）：上記（構成１）において、磁性コア２３と、ギャップ３４及びギャップ３５と、電流検出素子４３とさらに含んで構成される電流センサ。（構成１）かつ（構成２）の電流センサによれば、３相の電流検出を２つの電流検出素子で行うので、電流検出素子の数を減らして電流センサのコスト削減を図ることができる。

（構成３）：上記（構成２）において、ギャップ３１と、電流検出素子４１とをさらに含んで構成される電流センサ。（構成２）かつ（構成３）の電流センサによれば、２相の電流検出を３つの電流検出素子で行うと共に、いずれの交流導体を流れる電流の検出に関しても電流検出素子が冗長構成となるので、電流センサのコスト削減を図りつつ信頼性を高めることができる。

（構成４）：上記（構成３）において、ギャップ３６と、電流検出素子４４とをさらに含んで構成される電流センサ。（構成３）かつ（構成４）の電流センサによれば、３相の電流検出を４つの電流検出素子で行い、いずれの交流導体を流れる電流の検出に関しても電流検出素子が冗長構成となるので、電流センサのコスト削減を図りつつ信頼性を高めることができる。

（２－１）実施例２の電流センサの構成
図５は、実施例２の電流センサの構成例を示す図である。実施例２の電流センサ２５０Ｂは、実施例１と比較して、磁性コア２３が省略されている。

（２－２）実施例２の電流検出素子の異常判定処理例
実施例２において、上記（３）式は、下記（３－１）式に置き換えられる。なお、実施例２では、上記（４）式は用いない。

Ｖ１＝Ｆ・Φ１ ・・・（１）
Ｖ２＝Ｆ・（Φ２－Φ１）・・・（２）
Ｖ３＝－Ｆ・Φ２ ・・・（３－１）

また実施例２において、上記（５）式～（６）式は、下記（５－１）式～（６－１）式にそれぞれ置き換えられる。なお、実施例２では、上記（７）式は用いない。

Φ１＝Ｖ１／Ｆ＝－（Ｖ２＋Ｖ３）／Ｆ・・・（５－１）
Φ２＝（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｆ＝－Ｖ３／Ｆ・・・（６－１）

また実施例２において、上記（８）式は、下記（８－１）式に置き換えられる。

Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０・・・（８－１）

また実施例２において、上記（９）式は、下記（９－１）式に置き換えられる。

Φ１＋Φ２＝０・・・（９－１）

また実施例２において、上記（１０）式～（１２）は、下記（１０－１）式～（１２－１）式にそれぞれ置き換えられる。なお、実施例２では、上記（１３）式は用いない。

Ｖ２＋２Ｖ３＝０・・・（１０－１）
Ｖ１－Ｖ３＝０ ・・・（１１－１）
２Ｖ１＋Ｖ２＝０・・・（１２－１）

上記（１０－１）式が成立する場合には出力信号Ｖ２及びＶ３が正常であり、これよりＶ１が異常であることが分かる。同様に、上記（１１－１）式が成立する場合には出力信号Ｖ１及びＶ３が正常であり、これよりＶ２が異常であることが分かる。同様に、上記（１２－１）式が成立する場合には出力信号Ｖ１及びＶ２が正常であり、これよりＶ３が異常であることが分かる。

（２－３）実施例１の電流検出素子の異常判定処理のフローチャート
図６は、実施例２の電流検出素子の異常判定処理例を示すフローチャートである。図６に示す電流検出素子の異常判定処理は、電流算出部５２により所定周期で繰り返し実行される。図６に示す実施例２の電流検出素子の異常判定処理は、図４に示すフローチャートからステップＳ６０４及びステップＳ６０８を削除し、ステップＳ６０１、Ｓ６０２、Ｓ６０３に代えて、Ｖ４＝０としたステップＳ６０１－１、Ｓ６０２－１、及びＳ６０３－１をそれぞれ採用し、ステップＳ６０３－１：Ｎｏの場合にステップＳ６０８に処理を移す点が、図４に示す実施例１の電流検出素子の異常判定処理と異なる。

実施例２によれば、３相のうちの２相の電流を検出し、残り１相の電流を３相の電流が平衡状態であると仮定して演算により求める構成においても、電流を検出する２相に設けられた電流検出素子の冗長性を担保し、いずれか１つの電流検出素子に異常が発生したことを検知すると共に、異常が発生していない残り２つの電流検出素子を用いて電流検出を継続することができる。

（３－１）実施例３の電流センサの構成例
図７は、実施例３の電流センサの構成例を示す図である。実施例１及び実施例２では、磁性コアの形状が円形の場合を説明した。実施例１及び実施例２で説明した電流センサの機能は、磁性コア形状であれば適宜変更してたコア形状をであっても実現することができる。

よって、例えば図７に示すように、電流センサ２５０Ｃの磁性コアは、交流導体１１、１２、及び１３の長手方向に垂直な断面での形状が角型である磁性コア２１Ｃ、２２Ｃ、及び２３Ｃであってもよい。図３に示した実施例１の電流センサ２５０と比べ、コア形状が異なること以外は、交流導体１１～１３と、ギャップ３１～３６と、電流検出素子４１～４４との位置関係は同じである。そのため、実施例３の電流センサ２５０Ｃは、実施例１の電流センサ２５０と同様の機能を持たせつつ、電流センサ２５０Ｃの小型化を図ることができる。

（３－２）実施例３の電流センサの変形例
なお、例えば図８に構成例を示す実施例３の変形例の電流センサ２５０Ｃ－１のように、磁性コア２１Ｃと磁性コア２２Ｃとの間や、磁性コア２２Ｃと磁性コア２３Ｃとの間のように、隣接する磁性コア間それぞれに磁束をシールドするシールド部材２５１及び２５２を設けてもよい。シールド部材２５１及び２５２により、電流センサ２５０Ｃ－１では、磁束Φ１と磁束Φ２の磁束結合や、磁束Φ２と磁束Φ３との磁束結合が抑制されるので、上記（１０）式～（１３）式を用いた電流検出素子の異常判定処理における異常検出精度の低下を防止できる。

実施例１～実施例３では、交流導体１１～１３と電流検出素子４１～４４とが、略直線状に並んで配置された場合について説明した。実施例１～実施例３で説明した電流センサの機能は、交流導体１１～１３と電流検出素子４１～４４との配置を適宜変更しても実現することができる。

（４－１）実施例４の電流センサの構成例
図９は、実施例４の電流センサの構成例を示す図である。例えば図９に示すように、交流導体１１、１２、１３を、交流導体１１、１２、１３の長手方向に垂直な断面において三角形状に配置して電流センサ２５０Ｄを構成してもよい。実施例１～実施例３の電流センサの構成例と同様に、電流センサ２５０Ｄは、交流導体１１を貫通しかつギャップ３１及びギャップ３２Ｄを形成する磁性コア２１Ｄと、交流導体１２を貫通しかつギャップ３３Ｄ及びギャップ３４Ｄを形成する磁性コア２２Ｄと、交流導体１３を貫通しかつギャップ３５Ｄ及びギャップ３６を形成する磁性コア２３Ｄとを備えている。

また、電流センサ２５０Ｄは、ギャップ３１に電流検出素子４１を備え、ギャップ３２Ｄ及びギャップ３３Ｄを跨るように電流検出素子４２を備え、ギャップ３４Ｄ及びギャップ３５Ｄを跨るように電流検出素子４３を備え、ギャップ３６に電流検出素子４４を備えている。

このような電流センサ２５０Ｄの構成であっても、実施例１～実施例３の電流センサと同様の機能を持たせつつ、電流センサのコンパクト化を図ることができる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上述した実施例は本発明を分かりやすく説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上述した実施例では電流検出素子としてホール素子を例として説明したが、同様の機能を有する別の電流検出素子を使用した場合でも同様の効果が得られる。さらに実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また上述の実施の形態及び変形例で例示した各構成及び各処理は、実装形態や処理効率に応じて適宜統合、分離、又は処理順序の入れ替えを行ってもよい。また、例えば上述の実施例及び変形例は、矛盾しない範囲で、その一部又は全部を組合せてもよい。

１１、１２、１３：交流導体
２１、２１Ｃ、２１Ｄ、２２、２２Ｃ、２２Ｄ、２３、２３Ｃ、２３Ｄ：磁性コア
３１、３２、３２Ｄ、３３、３３Ｄ、３４、３４Ｄ、３５、３５Ｄ、３６：ギャップ
４１、４２、４３、４４：電流検出素子
２５０、２５０Ｂ、２５０Ｃ、２５０Ｃ－１、２５０Ｄ：電流センサ
２５１、２５２：シールド部材
５００：電力変換装置

Claims (10)

1. 電流センサを有する電力変換装置において、
   前記電流センサは、
   第１の交流導体を貫通しかつ第１のギャップを形成する第１の磁性コアと、
   第２の交流導体を貫通しかつ第２のギャップを形成する第２の磁性コアと、
   前記第１のギャップ及び前記第２のギャップを跨るように配置される第１の電流検出素子と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流センサは、
   前記第２の磁性コアが、前記第２の交流導体を貫通しかつ第３のギャップを形成し、
   第３の交流導体を貫通しかつ第４のギャップを形成する第３の磁性コアと、
   前記第３のギャップ及び前記第４のギャップを跨るように配置される第２の電流検出素子と
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流センサは、
   前記第１の磁性コアが、前記第１の交流導体を貫通しかつ第５のギャップを形成し、
   前記第５のギャップに配置される第３の電流検出素子
   をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電流センサは、
   前記第３の磁性コアが、前記第３の交流導体を貫通しかつ第６のギャップを形成し、
   前記第６のギャップに配置される第４の電流検出素子
   をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記磁性コアは、前記交流導体の長手方向に垂直な断面での形状が角型である
   ことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 隣接する前記磁性コア間に磁束をシールドするシールド部材を設けた
   ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第１の磁性コア、前記第２の磁性コア、及び前記第３の磁性コアが、前記交流導体の長手方向に垂直な断面において三角形状となるように配置された
   ことを特徴とする請求項２～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記電流検出素子の出力電圧から被測定電流値を算出する電流算出部
   を備えることを特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記電流算出部は、前記電流検出素子の出力電圧から故障した電流検出素子を特定する
   ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記電流算出部は、前記故障した電流検出素子の出力電圧を除外して前記被測定電流値を算出する
    ことを特徴とする請求項８又は９に記載の電力変換装置。

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