JP2010165116A - 電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の目的は、回路素子の保護をおこないながら精度良く電流を検出できる電流検出回路を提供することにある。
【解決手段】電流検出回路１０は、インバータ２に直列接続されたシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗと、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの両端にそれぞれ接続された電圧制限回路１２と、電圧制限回路１２に接続され、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの両端の電位差を検出する電圧計測回路１４とを備える。電圧制限回路１２によって電圧計測回路１４に入力する電圧を制限する。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷などに流れる電流を検出するための電流検出回路に関するものである。

従来、モータなどの負荷に流れる電流を計測し、インバータやコンバータに備えられたスイッチング素子を制御している。例えば、図７に示すように、インバータ２の出力線にホールＣＴを配置し、電流計測部３０で電流を計測する。計測された電流値に基づいて制御部３２がインバータ２のスイッチング制御をおこなう。しかし、ホールＣＴは高価であり、製品のコストアップとなるため好ましくない。

ホールＣＴを使用しない場合、シャント抵抗を使用することが考えられる。例えば図８に示すように、インバータ２とスナバ回路であるコンデンサＣ２との間のＤＣリンクにシャント抵抗Ｒｎを配置する。電圧計測部３４がシャント抵抗Ｒｎの電圧波形より電流値を求める。制御部３６はその電流値からインバータ２のスイッチング制御をおこなう。しかし、シャント抵抗Ｒｎはスナバ回路よりもインバータ側に配置する必要があり、配線インダクタンスを増加させる。高周波動作では、配線インダクタンスの影響が高くなり、サージが発生するため、シャント抵抗Ｒｎを配置できなくなる。

また、インバータ２に接続される負荷８がインダクタンス負荷の場合、電流の還流が発生する。この還流時の電流は、スイッチング素子のトランジスタと他相のスイッチング素子のダイオードに流れ、その後、負荷に流れる。還流時にシャント抵抗Ｒｎに電流が流れないため、図８の構成では還流時の電流を検出することはできない。

下記の特許文献１には、各相にシャント抵抗を配置した電流制御装置が開示されている。具体的には、下側アームのスイッチング素子にシャント抵抗が直列接続されている。シャント抵抗をＤＣリンクよりもスイッチング素子側に配置したことによって、還流時の電流が検出することができるが、図８と同様に配線インダクタンスが増加する。上述したように、高周波動作時に配線インダクタンスの影響が大きくなるため、特許文献１の回路を高周波動作させることはできない。

特許文献２は、インバータの出力線にシャント抵抗を直列接続した回路が開示されている。シャント抵抗の両端はダイオードを介してオペアンプに接続されている。ダイオードに電流が流れて電圧降下が生じ、シャント抵抗の両端とオペアンプの入力端の電位が一致しない。ダイオードの個体差により、シャント抵抗の両端の電位差とオペアンプの入力端の電位差が一致せず誤差となる。

特許文献３は、特許文献２と同様に、インバータの出力線にシャント抵抗を直列接続した回路が開示されている。シャント抵抗の両端電圧は、ΣΔ変調器とフォトカプラを介してインバータの制御をおこなうための集積回路に入力される。しかし、フォトカプラで絶縁するために、フォトカプラとΣΔ変調器の電源を別途用意しなければならず、コストアップとなっている。

特許文献４は、インバータの出力線にシャント抵抗を直列接続し、その両端電圧を直接オペアンプに入力している回路が開示されている。しかし、インバータからの出力電圧は大きく変動するため、出力電圧が高くなるとオペアンプを破壊する可能性がある。

特許文献５は、インバータの出力線にシャント抵抗を直列接続し、その両端に分圧抵抗を接続した回路が開示されている。分圧された出力をオペアンプに入力し、電流を求めている。しかし、シャント抵抗の抵抗値は小さく、シャント抵抗での電位差が小さいため、分圧することによって測定する電位差がさらに小さくなる。このため、電流の検出精度が低下し、ノイズによる影響が大きくなるおそれがある。

特開平６−９８５６４号公報 特開平６−３０５７９号公報 特開平７−１５９７２号公報 特開２００２−１３６１７８号公報 特開２００４−３０９３８６号公報

本発明の目的は、回路素子の保護をおこないながら精度良く電流を検出できる電流検出回路を提供することにある。

本発明の電流検出回路は、複数のスイッチング素子を有する電力変換回路に直列接続されたシャント抵抗と、シャント抵抗の両端にそれぞれ接続され、電圧値を所定の範囲に制限する電圧制限回路と、電圧制限回路に接続され、シャント抵抗の入力端の電位差を検出する電圧計測回路とを備える。

電圧制限回路は、電圧値が所定の範囲であれば、シャント抵抗の両端と同電位を電圧計測回路に入力する。電圧計測回路は入力端の電位差を検出する事で、シャント抵抗の両端の電位差と同じ電圧、すなわちシャント抵抗に流れる電流に比例した電圧値を検出する。

前記電圧制限回路は、シャント抵抗に接続された抵抗と、前記抵抗に直列接続されたツェナーダイオードとを備え、前記電圧計測回路は、抵抗とツェナーダイオードとの接続部に接続される。

前記ツェナーダイオードのブレークダウン電圧が、電圧計測回路の許容入力電圧の上限値よりも小さい、または下限値よりも大きい。

前記電力変換回路が上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子を備えたインバータであり、該インバータの下側アームのスイッチング素子と前記電圧制限回路とが並列に接続されており、該下側アームのスイッチング素子がオンのときにツェナーダイオードはブレークダウンせず、該インバータの出力電圧が電圧計測回路の許容入力電圧の上限よりも小さな所定値以上、または下限よりも大きな所定値以下のときに該ツェナーダイオードはブレークダウンする。

インバータの出力電圧が所定値を超えるとツェナーダイオードがブレークダウンし、電圧計測回路にはブレークダウン電圧が入力される。下側アームのスイッチング素子がオンであれば、ツェナーダイオードはブレークダウンせず、シャント抵抗の両端電圧と同じ電位が電圧計測回路に入力され、シャント抵抗に流れる電流に比例した電圧値が検出される。

前記下側アームのスイッチング素子がオンのときに前記電圧計測回路がシャント抵抗の両端の電位差を検出する。下側アームのスイッチング素子がオンになるとインバータから低電圧が出力され、シャント抵抗の両端の電位差より出力電流を検出する。

前記インバータが三相交流インバータであり、少なくとも２相の出力線にそれぞれ前記シャント抵抗が直列接続される。少なくとも２相の出力線で電流計測をおこなう。

前記インバータが前記シャント抵抗を介して負荷と接続されており、該シャント抵抗と該負荷との間にリアクトルを備え、リアクトルによって電流を平滑化する。

前記電力変換回路が上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子を備えたコンバータであり、該コンバータの下側アームのスイッチング素子と電圧制限回路とが並列に接続されており、該下側アームのスイッチング素子がオンのときにツェナーダイオードはブレークダウンせず、該コンバータの入力電圧が電圧計測回路の許容入力電圧の上限よりも小さな所定値以上、または下限よりも大きな所定値以下のときにツェナーダイオードはブレークダウンする。

前記下側アームのスイッチング素子がオンのときに前記電圧計測回路がシャント抵抗の両端の電位差を検出する。

前記コンバータに入力する電圧が三相交流電圧であり、少なくとも２相の入力線にそれぞれ前記シャント抵抗が直列接続される。

前記コンバータが前記シャント抵抗を介して電源と接続されており、該シャント抵抗と該電源との間にリアクトルを備え、リアクトルによって電流を平滑化する。

本発明は、電圧制限回路によって電圧計測回路に入力される電位を所定の範囲内にしているため、電力変換回路から高電圧が出力されたときに電圧計測回路を保護できる。スイッチング素子とスナバ回路との間にシャント抵抗を取り付ける必要がないので、配線インダクタンスを増加させない。この配線インダクタンスは高速スイッチング時のサージの原因となっており、そのサージを防止することができる。従来のように、ＤＣリンクにシャント抵抗を配置した場合は還流時の電流を検出できないが、本願では電力変換回路の出力にシャント抵抗があるため、還流時の電流を検出することが可能となる。また、非絶縁で動作可能であるため、別途電源を用意しなくても良い。従来技術で挙げたような、フォトカプラなどの高価な素子は使用せず、ツェナーダイオードや抵抗など、一般的な部品のみで構成できる。電圧計測回路で電位差を計測する際、電圧制限回路には電流が流れないため、素子ごとの特性のバラツキがあっても精度良く測定できる。

本発明について図面を用いて説明する。本発明は、インバータやコンバータなどの電力変換回路に接続され、電流を検出する回路である。まず、インバータに適用した本発明の電流検出回路を説明する。

図１に示す電流検出回路１０は、インバータ２に直列接続されたシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗと、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの両端にそれぞれ接続された電圧制限回路１２と、電圧制限回路１２に接続され、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの両端の電位差を検出する電圧計測回路１４とを備える。

インバータ２が３相出力の場合、少なくとも２相の出力線にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗを直列接続する。図１では、ｕ相とｗ相にシャント抵抗が接続されており、電流ＩｕとＩｗを検出することができる。シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの一例としては、５ｍΩである。シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの両端の電位差を計測することによって、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗに流れる電流が求められる。ｖ相に流れる電流Ｉｖは、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）で求められるため、図１ではｖ相にシャント抵抗を接続していない。

電圧制限回路１２は、電圧値を所定の範囲に制限して電圧計測回路１４を保護するものである。図２に示す具体的な回路構成は、シャント抵抗Ｒｕに接続された抵抗Ｒと、抵抗Ｒにアノードが直列接続されたツェナーダイオードＺＤ２と、ツェナーダイオードＺＤ２のカソードにカソードが直列接続され、アノードがインバータ２の下側アームに接続されたツェナーダイオードＺＤとを備える。電圧制限回路１２はインバータ２の下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎと並列接続されている。ツェナーダイオードＺＤは、下側アームの正電圧に対する電圧制限を行い、ツェナーダイオードＺＤ２は下側アームの負電圧に対する電圧制限を行う。なお、図２ではツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２を使用したが、電圧値を所定値に制限可能な素子であれば同様に使用できる。また、ツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２は、電圧の制限値が同じ素子を使用してもよいし、異なる素子を使用してもよい。

図２はｕ相の構成であるが、ｗ相の回路構成もｕ相の回路構成と同じであり、以下、ｕ相を使用して説明するがｗ相においても電圧制限回路１２などは同じ動作をする。

電圧計測回路１４は、電圧制限回路１２の抵抗ＲとツェナーダイオードＺＤ２の接続部Ｂ，Ｃに接続される。電圧計測回路１４は電位差を検出する回路であり、入力インピーダンスが高いことが望ましい。電圧計測回路１４は、例えば、差動増幅回路やインスツルメンテーション・アンプを使用し、入力端子の電位差を差動増幅させて出力する。電圧計測回路１４の出力はＡ／Ｄ変換器１８によってディジタルデータに変換される。

ここで、インバータ２は上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎを備えている。それぞれのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎのオン・オフが交互に切り替わることによって交流電圧を出力する。上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐがオンになると高電圧が出力される。下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎがオンになると低電圧が出力される。例えば、高電圧としては２８０Ｖ、低電圧としては−３〜＋３Ｖである。インバータ２の上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐがオンになると高電圧が出力されるため、この高電圧が電圧計測回路１４に印加されないように保護をおこなう。以下、この保護をおこなうためのツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２について説明する。

インバータ２から高電圧が出力されたときに電圧計測回路１４が保護されなければならない。このため、電圧計測回路１４に入力される電圧は、電圧計測回路１４の許容電圧より低くなれば良い。したがって、インバータ２から高電圧が出力されたときに、電圧計測回路１４の許容電圧よりも低電圧でブレークダウンするツェナーダイオードＺＤを選択する。インバータ２から高電圧が出力されたときにツェナーダイオードＺＤがブレークダウンし、上記許容電圧よりも低い電圧であるブレークダウン電圧が電圧計測回路１４に入力され、電圧計測回路１４が保護される。

インバータ２から低電圧が出力されたときに電圧計測回路１４が電圧計測をおこなえるように、そのときにブレークダウンしないツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２を選択する。この場合、電圧制限回路１２には電流が流れず、電圧計測回路１４に入力される電圧は、シャント抵抗の両端のそれぞれの電位となり、電圧計測回路１４はシャント抵抗Ｒｕの両端の電位差を測定することができる。

以上をまとめると、ツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２は、電圧計測回路１４の許容電圧よりも低電圧でブレークダウンし、かつ、インバータ２の下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎのトランジスタがオンのときにブレークダウンしない。一例として、ツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２のブレークダウン電圧が−１５Ｖとする。インバータ２の上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐのトランジスタがオンになると、Ａ点の電位が２８０Ｖになる。この場合、ツェナーダイオードＺＤがブレークダウンして、Ｂ点とＣ点は１５Ｖになる。また、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎのトランジスタがオンになると、Ａ点の電位は例えば３Ｖになり、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎの還流ダイオードがオンになると、Ａ点の電位は例えば−３Ｖになる。この場合、ツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２はブレークダウンしない。シャント抵抗Ｒｕの両端の電位がそれぞれＶ１とＶ２であれば、Ｂ点とＣ点はＶ１とＶ２と同電位となり、電圧計測回路１４はＶ１−Ｖ２の値を増幅して出力する。説明した例では、電圧制限回路１２は−１５Ｖ〜１５Ｖに電圧を制限し、電圧計測回路１４を保護しながら電流計測ができるようにしている。

ツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２は、下側アームがオンの時、下側アームのスイッチング素子の両端電圧の範囲である−３Ｖ〜３Ｖではブレークダウンしないようにする。シャント抵抗の両端電圧が−０．１〜０．１Ｖであり、電圧計測回路１４の許容電が−１５〜１５Ｖとすると、ツェナーダイオードＺＤは、電圧計測回路１４の許容電圧を考慮し、ブレークダウン電圧は３．１〜１５Ｖ、素子のバラツキを考慮すると６〜１２Ｖになるものを選定する。

なお、実際のブレークダウン電圧は負電圧であるが、図２に示すようにツェナーダイオードＺＤが逆バイアスになるように接続されているため、正電圧で記載する。

なお、電圧制限回路１２の抵抗Ｒは、インバータ２から高電圧が出力されたときに電流を制限し、回路を保護するためのものである。電圧計測時には、ツェナーダイオードＺＤ、ＺＤ２はブレークダウンせず、電圧制限回路には電流が流れないため、抵抗Ｒでの電圧降下は生じず、測定精度には影響しない。そのため、素子ごとのばらつきが大きな抵抗やツェナーダイオードであっても問題なく、高精度な抵抗やツェナーダイオードを使用しなくても良い。

また、電流検出回路１０によって得られた値を使用してインバータ２の制御をおこなう。そのための回路構成は、ＰＷＭ信号生成部１６、Ａ／Ｄ変換器１８、および電圧指令生成部２０を備える。ＰＷＭ信号生成部１６は、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎに対して、オン・オフするための信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１８は、電圧計測回路１４の出力をアナログ・ディジタル変換する。電圧指令生成部２０は、Ａ／Ｄ変換器１８から得られたデータに応じて、ＰＷＭ信号生成部１６に対して上記信号のタイミングを指示する。以下、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオンになる場合と上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオンになる場合とに分けて説明する。

下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのトランジスタがオンになる場合の動作を説明する。（１）ＰＷＭ信号生成部１６が、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのトランジスタに対してオンにする信号を出力する。（２）ゲート駆動回路２２によって下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのトランジスタがオンになる。（３）図１の場合、符号ＳｕｎまたはＳｗｎのスイッチング素子のトランジスタがオンになると、上記のように電圧計測回路１４がシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの両端電圧の電位差を測定する。（４）ＰＷＭ信号生成部１６は、Ａ／Ｄ変換器１８に変換指示の信号を送って、Ａ／Ｄ変換器１８を起動させる。電圧計測回路１４ごとにＡ／Ｄ変換器１８を設けて、それぞれのＡ／Ｄ変換器ごとに起動のタイミングを調節することも可能である。（５）Ａ／Ｄ変換器１８は上記差動出力をディジタルデータに変換して電圧指令生成部２０に入力する。（６）シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗの抵抗値が設計時に既知であるため、電圧指令生成部２０は、測定値からシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗに流れた電流Ｉｕ，Ｉｗを求める。また、電流ＩｖはＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）で求める。（７）電圧指令生成部２０は、求めた電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに応じてＰＷＭ信号生成部１６にパルス信号のタイミングを指示する。

なお、平滑コンデンサＣ１の端子電圧や他の制御回路から送られる負荷８の速度指令がＰＷＭ信号生成部１６や電圧指令生成部２０に入力され、スイッチングのタイミングを決定するために使用される。

また、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのトランジスタがオンになる場合の動作を説明する。（ｉ）ＰＷＭ信号生成部１６が上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのトランジスタに対してオンの信号を出力する。（ｉｉ）インバータ２の上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのトランジスタがオンになる。（ｉｉｉ）図１の場合、符号ＳｕｐまたはＳｗｐのスイッチング素子のトランジスタがオンになると、ツェナーダイオードＺＤがブレークダウンし、電圧計測回路１４にはブレークダウン電圧が入力される。（ｉｖ）ＰＷＭ信号生成部１６は、Ａ／Ｄ変換部１８に信号を送ることはせず、Ａ／Ｄ変換器１８は停止する。

以上のように、本発明はツェナーダイオードＺＤのブレークダウン電圧を上記のように選択することによって、インバータ２のように出力電圧が大きく変動する回路であっても、電圧計測回路１４の保護をおこなうことができる。分圧抵抗は用いず、また電圧計測時に電圧制限回路１２に電流が流れないので、抵抗やツェナーダイオードなどの回路素子の特性の違い（ばらつき）によって検出誤差が発生しにくい。また、電圧制限回路１２には、高精度な回路素子を使用しなくても良い。従来は、スナバ回路であるコンデンサＣ２とインバータ２の間にシャント抵抗Ｒｎがあったが、本願はインバータ２の出力にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗを設けたため、インバータ２の高周波化によるサージの問題が起こりにくい。

次に、コンバータ４に本発明を適用した電流検出回路１０ｂを説明する。なお、インバータ２において説明した内容と同じ箇所は説明を省略する場合がある。図３に示すように、コンバータ４は上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎを備えており、それぞれのスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎのオン・オフが交互に切り替わることによって直流電圧を生成する。

コンバータ４への電圧の入力線にシャント抵抗Ｒｒ，Ｒｔが直列接続される。シャント抵抗Ｒｒ，Ｒｔの両端には電圧制限回路１２ｂが接続され、電圧制限回路１２ｂに電圧計測回路１４ｂが接続される。電圧制限回路１２ｂと電圧計測回路１４ｂの構成はインバータ２に適用した回路と同様である。

電圧制限回路１２ｂのツェナーダイオードＺＤは、電圧計測回路１４の許容電圧よりも低電圧でブレークダウンし、かつ、コンバータ４の下側アームのスイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎのトランジスタがオンのときにブレークダウンしない。

下側アームのスイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｔｎのトランジスタがオンになったときにシャント抵抗Ｒｒ，Ｒｔの両端の電位差を計測することはインバータ２の場合と同様である。ＰＷＭ信号生成部１６ｂが下側アームのスイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｔｎのトランジスタに対してオンの信号を出力したときに、Ａ／Ｄ変換器１８ｂに電圧計測回路１４ｂの出力をディジタルデータに変換して電圧指令生成部２０ｂに入力する指示信号を出力する。電圧指令生成部２０ｂは、Ａ／Ｄ変換器１８ｂから得られたデータなどから、ＰＷＭ信号生成部１６ｂにスイッチングのタイミングを指示する信号を送る。

コンバータ４に本発明の電流検出回路１０ｂを適用した場合も、電圧制限回路１２ｂのツェナーダイオードＺＤによって電圧計測回路１４ｂを保護することができる。電圧制限回路１２ｂに分圧抵抗を用いていないため、電流の検出精度が高くなる。また電圧計測時に電圧制限回路１２ｂに電流が流れないので、回路素子の特性の違いによって検出誤差が発生しにくい。

以上、本発明について実施形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。例えば、インバータ２の場合、図４の電流検出回路１０ｃのように、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗと負荷８との間にリアクトルＬを備えても良い。リアクトルＬによって相電流の平滑化を行う。また、コンバータ４であれば、電源Ｓｏとシャント抵抗Ｒｒ，Ｒｔの間にリアクトルＬを備える（図３）。なお、リアクトルＬをシャント抵抗とインバータ２の間、もしくはシャント抵抗とコンバータ４の間に設けると、シャント抵抗の両端電圧はリアクトルＬの影響を受け、下側アームがオンでも、許容範囲を超える電圧となる可能性がある。そのため、リアクトルＬは負荷または電源側に配置することが望ましい。また、リアクトルＬを配置しない場合でも、電力変換器とシャント抵抗との間の配線インダクタンスは小さくなるようにすることが好ましい。

図５に示すように、３レベルインバータ２ｂの出力線にシャント抵抗Ｒｕを直列接続し、上記と同様に電圧制限回路１２ｃや電圧計測回路１４を備えても良い。下側アームに接続された２つのスイッチング素子Ｓｕｎが共にオンのときにシャント抵抗Ｒｕの両端の電位差を計測する。

負荷８としてインダクタンス負荷であれば、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ、Ｓｗｐのトランジスタがオフになった後もインバータ２から電流が流れようとする。この場合、下側アームから下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの還流ダイオードを介して負荷８に流れる。このときにシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｗに流れる電流を検出することもできる。ＰＷＭ信号生成部１６は、還流時に変換指示の信号をＡ／Ｄ変換器１８に送ることにより、電流のデータが電圧指令生成部２０に入力される。

図６のように、図２の第２ツェナーダイオードＺＤ２が無い電流検出回路１０ｄであっても良い。回路１０ｄはツェナーダイオードＺＤに逆方向電圧が印加されている、またはツェナーダイオードＺＤの順電圧以下の順方向電圧が印加されている場合に電流検出が可能である。ツェナーダイオードＺＤに順方向電圧が印加されている場合にも電流検出を可能とするためには、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ、Ｓｗｎの還流ダイオードの順電圧よりも、順電圧の大きなツェナーダイオードＺＤを選定する必要がある。したがって、図２の回路１０は下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ、Ｓｗｎのトランジスタに流れる電流と、還流ダイオードに流れる電流のいずれも測定できたが、図５の回路１０ｄはトランジスタに流れる電流は測定できるが、ツェナーダイオードＺＤによっては還流ダイオードに流れる電流を測定できない。図６はインバータ２に適用しているが、コンバータ４に適用した場合にも第２ツェナーダイオードＺＤ２を省略することができる。

なお、電圧計測回路１４の許容電圧より低い負電圧が印加されないのであれば、第２ツェナーダイオードＺＤ２の代わりにダイオードを使用することができる。この場合、負電圧側の保護はできないが、下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ、Ｓｗｎの還流ダイオードに流れる電流を測定できる。

上記の説明は３相のインバータ２とコンバータ３であったが、２相のインバータやコンバータの入出力に本願の電流検出回路１０を使用しても良い。

その他、本発明は、その主旨を逸脱しない範囲で当業者の知識に基づき種々の改良、修正、変更を加えた態様で実施できるものである。

本発明の電流検出回路をインバータに適用した図である。 本発明の電流検出回路の具体的構成を示す図である。 本発明の電流検出回路をコンバータに適用した図である。 本発明の電流検出回路のシャント抵抗にリアクトルを直列接続した図である。 本発明の電流検出回路を３レベルインバータに適用した図である。 図２の回路のツェナーダイオードＺＤ２を取り除いた回路図である。 従来のホールＣＴを使用した電流検出回路の図である。 従来のスナバ回路とインバータとの間にシャント抵抗を使用した電流検出回路の図である。

２：インバータ
４：コンバータ
６：平滑回路
８：負荷
１０，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ：電流検出回路
１２，１２ｂ：電圧制限回路
１４，１４ｂ：電圧計測回路
１６，１６ｂ：ＰＷＭ信号生成部
１８，１８ｂ：Ａ／Ｄ変換器
２０，２０ｂ：電圧指令生成部
２２，２２ｂ：ゲート駆動回路
３０：電流計測部
３２，３４：制御部
３４：電圧計測部
Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ，Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ：スイッチング素子
Ｒｕ，Ｒｗ，Ｒｒ，Ｒｔ，Ｒｎ：シャント抵抗
ＺＤ，ＺＤ２：ツェナーダイオード
Ｄｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎ，Ｄｒｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｐ，Ｄｓｎ，Ｄｔｐ，Ｄｔｎ：ダイオード
Ｒ：抵抗
Ｃ１：コンデンサ
Ｃ２：スナバ回路
Ｓｏ：電源

Claims (11)

1. 複数のスイッチング素子を有する電力変換回路に直列接続されたシャント抵抗と、
   前記シャント抵抗の両端にそれぞれ接続され、電圧値を所定の範囲に制限する電圧制限回路と、
   前記電圧制限回路に接続され、入力端の電位差を検出する電圧計測回路と、
   を備えた電流検出回路。
2. 前記電圧制限回路が、
   シャント抵抗に接続された抵抗と、
   前記抵抗に直列接続されたツェナーダイオードと、
   を備え、
   前記電圧計測回路が、抵抗とツェナーダイオードとの接続部に接続される請求項１の電流検出回路。
3. 前記ツェナーダイオードのブレークダウン電圧が、前記電圧計測回路の許容入力電圧の上限値よりも小さい、または下限値よりも大きい請求項２の電流検出回路。
4. 前記電力変換回路が上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子を備えたインバータであり、該インバータの下側アームのスイッチング素子と前記電圧制限回路とが並列に接続されており、該下側アームのスイッチング素子がオンのときにツェナーダイオードはブレークダウンせず、該インバータの出力電圧が電圧計測回路の許容入力電圧の上限よりも小さな所定値以上、または下限よりも大きな所定値以下のときに該ツェナーダイオードはブレークダウンする請求項２または３の電流検出回路。
5. 前記下側アームのスイッチング素子がオンのときに前記電圧計測回路がシャント抵抗の入力端の電位差を検出する請求項４の電流検出回路。
6. 前記インバータが三相交流インバータであり、少なくとも２相の出力線にそれぞれ前記シャント抵抗が直列接続された請求項４または５の電流検出回路。
7. 前記インバータが前記シャント抵抗を介して負荷と接続されており、該シャント抵抗と該負荷との間にリアクトルを備えた請求項４から６の電流検出回路。
8. 前記電力変換回路が上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子を備えたコンバータであり、該コンバータの下側アームのスイッチング素子と電圧制限回路とが並列に接続されており、該下側アームのスイッチング素子がオンのときにツェナーダイオードはブレークダウンせず、該コンバータの入力電圧が電圧計測回路の許容入力電圧の上限よりも小さな所定値以上、または下限よりも大きな所定値以下のときにツェナーダイオードはブレークダウンする請求項２または３の電流検出回路。
9. 前記下側アームのスイッチング素子がオンのときに前記電圧計測回路がシャント抵抗の入力端の電位差を検出する請求項８の電流検出回路。
10. 前記コンバータに入力する電圧が三相交流電圧であり、少なくとも２相の入力線にそれぞれ前記シャント抵抗が直列接続された請求項８または９の電流検出回路。
11. 前記コンバータが前記シャント抵抗を介して電源と接続されており、該シャント抵抗と該電源との間にリアクトルを備えた請求項８から１０の電流検出回路。

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