JP6089967B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、漏電電流を検出する機能を備えたインバータ装置に関する。

ハイブリッド自動車、電気自動車などの車両は、動力源であるモータを駆動するインバータ装置を備えている。インバータ装置には、バッテリから高電圧が供給されている。ユーザがこの高電圧系の配線に誤って接触した際の感電を防止するため、インバータ装置を含む高電圧系は、ボディ（車体）アースに対し絶縁されている。しかし、ボディアースと高電圧系の間に漏電が発生すると、ユーザが高電圧系の配線に接触したときに、ボディアースおよびユーザを介した電流経路が形成されて感電の虞が生じる。そこで、漏電を検出してユーザに報知する機能が必要になる。

従来の漏電検出回路は、バッテリの正極端子からインバータ主回路に至る経路と、バッテリの負極端子からインバータ主回路に至る経路にシャント抵抗を備えている。漏電検出回路は、増幅回路により各シャント抵抗の電圧を増幅し、差分演算回路により電圧差を求め、その電圧差が所定値以上になったときに漏電を検出する。この検出方法は、バッテリからインバータ主回路に流れる負荷電流は両方のシャント抵抗に流れるのに対し、漏電電流は片方のシャント抵抗にのみ流れる点に着目している。両シャント抵抗による検出電圧の差分を取ることにより、負荷電流がキャンセルされ、漏電電流のみを検出することができる。

特開平４−２３８２７２号公報

上述した従来構成において、正極側の増幅回路は正極側電位を基準に動作し、負極側の増幅回路は負極側電位を基準に動作する。差分演算回路は、一般に負極側電位を基準に動作する。このため、正極側の増幅回路の出力電圧を、負極側電位を基準とする電圧に変換する必要がある。例えば、アナログ電圧を一旦デューティ信号に変換してフォトカプラで絶縁した後、再びアナログ電圧に変換する回路が必要になる。

しかし、フォトカプラの立ち上がり時間と立ち下がり時間の遅延の相違による変換誤差、正極側の増幅電圧と負極側の増幅電圧のサンプリングタイミングの相違などにより、検出精度が悪化する虞がある。また、フォトカプラなどの高耐圧の絶縁部品が必要になるので、漏電検出回路に要するコストの上昇を招く。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、インバータ主回路の電源電圧に比べ低い耐圧を持つ回路部品を用いて精度よく漏電電流を検出可能なインバータ装置を提供することにある。

請求項１に記載したインバータ装置は、インバータ主回路、シャント抵抗、電圧検出回路および制御手段を備えている。インバータ主回路は、ダイオードが逆並列に設けられた２つのスイッチング素子をそれぞれ上側、下側アームとして直列接続した回路を、直流電源が接続される一対の電源線間に複数並列に接続して構成されている。シャント抵抗は、従来構成とは異なり、高電位側の電源線および低電位側の電源線の何れか一方に直列に介在するように設けられている。電圧検出回路は、シャント抵抗の電圧を検出する。以下の説明では、シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームをシャント抵抗側アーム、シャント抵抗が設けられていない電源線の側のアームを非シャント抵抗側アームと言う。

インバータ主回路は、大地アース、ボディアース等のアースから絶縁されており、インバータ主回路とアースとの間には静電結合による容量が存在する。例えば、インバータ主回路の出力線が地絡抵抗を介してアースに地絡した場合、シャント抵抗側アームの全てのスイッチング素子がオン駆動されている期間では、インバータ主回路のスイッチング素子と負荷との間で負荷電流が還流し、シャント抵抗に負荷電流が流れない。これに対し、同期間では、静電結合による容量、アース、シャント抵抗側アームのスイッチング素子を介してシャント抵抗に漏電電流が流れる。

そこで、制御手段は、インバータ主回路について、シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームを構成する全てのスイッチング素子がオン駆動されている期間に電圧検出回路により検出された第１電圧を入力し、その第１電圧に基づいて漏電電流を検出する。これにより、シャント抵抗が設けられた電源線の電位を基準として動作する回路を用いて、漏電電流を検出できる。その結果、インバータ主回路の電源電圧に比べ低い耐圧を持つ回路部品を採用でき、フォトカプラなどの絶縁部品を介した電圧変換が不要になるので、漏電電流の検出精度が向上する。

請求項２記載の手段によれば、制御手段は、シャント抵抗が設けられた電源線とは反対側のアームを構成する全てのスイッチング素子がオン駆動されている期間に、電圧検出回路により検出された第２電圧を入力する。この期間では、シャント抵抗に負荷電流も漏電電流も流れない。

シャント抵抗が設けられた電源線に、他の電源（制御電源、素子駆動電源など）および当該他の電源により動作する回路が接続されていると、これらの回路電流がシャント抵抗に流れ、漏電電流を検出する際の誤差になる場合がある。そこで、制御手段は、第１電圧と第２電圧との差分電圧に基づいて漏電電流を検出する。第１電圧と第２電圧との差分を演算することにより、誤差電流により生じる電圧をキャンセルすることができる。

請求項３記載の手段によれば、制御手段は、シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第１状態と、シャント抵抗が設けられた電源線とは反対側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出する。この構成では、漏電電流は流れるが、負荷電流は流れない。

一対の電源線間にコンデンサを備えている場合、負荷に電力が供給されていると、直流電源からコンデンサに充電電流が流れる。シャント抵抗に充電電流が流れると、漏電電流に検出誤差が生じる。本手段により漏電電流を検出すると、負荷に電力が供給されないので、直流電源からコンデンサに充電電流が流れない。このため、請求項７記載の手段のように、シャント抵抗を、コンデンサとインバータ主回路との間のみならず、直流電源とコンデンサとの間に設けることができる。

請求項４記載の手段によれば、電圧検出回路から出力される電圧を入力とするローパスフィルタを備えている。制御手段は、シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第１状態と、シャント抵抗が設けられた電源線とは反対側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第２状態とを交互に切り替える。

この構成では、漏電電流は流れるが、負荷電流は流れない。そのため、負荷電流が流れる期間を除いてシャント抵抗の電圧を検出する必要がない。従って、制御手段は、第１状態の期間に電圧検出回路により検出された第１電圧および第２状態の期間に電圧検出回路により検出された第２電圧がローパスフィルタに入力された状態で、ローパスフィルタから出力される電圧に基づいて漏電電流の平均値を検出することができる。

請求項５記載のインバータ装置は、一対の電源線間にインバータ主回路を複数並列に備えている。制御手段は、複数のインバータ主回路の中から順に１つのインバータ主回路を選択し、非選択としたインバータ主回路についてスイッチング素子の駆動を停止し、選択したインバータ主回路について第１状態と第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出する。本手段によれば、共通の直流電源に複数のインバータ主回路を並列に接続した構成であっても、漏電が生じているインバータ主回路を特定することができる。

請求項６記載のインバータ装置は、一対の電源線間にコンデンサを備えている。負荷に電力が供給されているとき、直流電源からコンデンサに充電電流が流れる。この充電電流は、コンデンサからインバータ主回路に入力される負荷電流を補う電流であって、負荷電流とは波形も流れる時期も一致しない。シャント抵抗に充電電流が流れると、検出する漏電電流に誤差が生じる。そこで、シャント抵抗は、充電電流が流れない位置、すなわちコンデンサとインバータ主回路との間に設けられている。

請求項８記載の手段によれば、シャント抵抗が設けられた電源線に他の電源および当該他の電源により動作する回路が接続されている。この場合、これらの回路電流がシャント抵抗に流れ、漏電電流を検出する際の誤差となる場合がある。そこで、これらの回路電流がシャント抵抗に流れないように、シャント抵抗は、他の電源および当該他の電源により動作する回路の接続点よりも直流電源側に設けられている。

請求項９記載の手段によれば、制御手段は、電圧検出回路から入力した検出電圧を複数周期に亘り平均化処理して漏電電流を検出する。これにより、ノイズの影響を低減でき、漏電電流をより正確に検出することができる。

第１の実施形態を示すインバータ装置の構成図 モータジェネレータを駆動しているときの波形図 第２の実施形態を示す制御回路のブロック構成図 第３の実施形態を示す図１相当図 第４の実施形態を示す図１相当図 第５の実施形態を示す漏電検出時の波形図 第６の実施形態を示す図１相当図 第７の実施形態を示す図１相当図 第８の実施形態を示す図１相当図

以下、インバータ主回路と負荷との間で漏電が生じているものとして各実施形態を説明する。各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。図１に示すインバータ装置１１は、ハイブリッド自動車、電気自動車などに搭載された動力源としてのモータジェネレータ１２を駆動する。インバータ装置１１は、インバータ主回路１３を備えている。図示しない昇圧コンバータは、バッテリ１４の電圧（例えば２８８Ｖ）を昇圧し、その昇圧電圧（例えば６５０Ｖ）を一対の電源線１５、１６を介してインバータ主回路１３に出力する。ここでは、昇圧コンバータを省略した構成について説明する。

インバータ主回路１３は、ＩＧＢＴ１７up、１７unの直列回路、ＩＧＢＴ１７vp、１７vnの直列回路およびＩＧＢＴ１７wp、１７wnの直列回路が、電源線１５、１６間に並列に接続された三相ブリッジ構成を備えている。スイッチング素子であるＩＧＢＴ１７up〜１７wnには、それぞれダイオード１８up〜１８wnが逆並列に接続されている。

ＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpとダイオード１８up、１８vp、１８wpは上側アームを構成し、ＩＧＢＴ１７un、１７vn、１７wnとダイオード１８un、１８vn、１８wnは下側アームを構成している。インバータ主回路１３の出力端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗは、車両内に配設されたケーブル１９を介してモータジェネレータ１２の各相端子に接続されている。ケーブル１９は、３相分の絶縁電線１９ｕ、１９ｖ、１９ｗの周囲を、シールドとなる金属シースで覆ったものである。

低電位側の電源線１６にはシャント抵抗２０が設けられている。電圧検出回路２１は、シャント抵抗２０の電圧Ｖｓを検出する。制御回路２２は、マイクロコンピュータを主体に構成された制御手段である。マイクロコンピュータは、ＣＰＵ、揮発性メモリ（ＲＡＭ）、不揮発性メモリ（ＲＯＭ、フラッシュメモリ等）、通信Ｉ／Ｆ、Ａ／Ｄ変換器２３、入出力ポートなどを備えている。制御回路２２は、ＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpのゲート電圧を生成するため、チャージポンプ回路を備えている。電圧検出回路２１と制御回路２２は、低電位側の電源線１６の電位を基準電位とする制御用の電源電圧Ｖcc（例えば５Ｖ）により動作する。

制御回路２２は、不揮発性メモリに書き込まれた制御プログラムに従ってＩＧＢＴ１７up〜１７wnにゲート信号を出力し、モータジェネレータ１２を駆動し或いはモータジェネレータ１２の発電電力を回生してバッテリ１４を充電する。さらに、制御回路２２は、上記制御プログラムに従って、電圧検出回路２１が検出した電圧ＶｓをＡ／Ｄ変換器２３を通して取り込み、その検出電圧Ｖｓに基づいて漏電電流を検出する。

ユーザがバッテリ１４の端子、電源線１５、１６、インバータ主回路１３、絶縁電線１９ｕ、１９ｖ、１９ｗ、モータジェネレータ１２の端子などの高電圧系に接触した際の感電を防止するため、高電圧系は、ボディ（車体）アースＥに対し絶縁されている。ケーブル１９の金属シースおよびモータジェネレータ１２の筺体は、ボディアースＥに接地されている。

次に、ケーブル１９の芯線とシースとの間の絶縁材の腐食や亀裂により絶縁電線１９ｕの絶縁が破れ、ボディアースＥとの間に地絡抵抗Ｒｅを介して漏電が生じた場合について説明する。図２に示す波形は、モータジェネレータ１２を力行動作させているときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、シャント抵抗２０の電圧Ｖｓ、絶縁電線１９ｕの電位、電源線１６の電位、ボディアースＥの電位を示している。ここでは、電源線１６の電位を０Ｖとして示しているので、ボディアースＥの電位が変動しているように見える。

ゲート信号Ｇｘ（ｘ：ｕ、ｖ、ｗ）は、Ｈレベルのとき上側アームのＩＧＢＴ１７xpをオンさせ、Ｌレベルのとき下側アームのＩＧＢＴ１７xnをオンさせる信号である。シャント抵抗２０に生じる電圧Ｖｓは、電源線１６をインバータ主回路１３側からバッテリ１４側に流れる場合に正になる。ＰＷＭキャリア信号の１周期について、スイッチング状態に応じた期間をＴ１からＴ６で表している。

期間Ｔ１では、全相とも上側アームのＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpがオンしている。このとき、モータジェネレータ１２（負荷）に流れる負荷電流は、ＩＧＢＴ１７xpおよびダイオード１８xpとモータジェネレータ１２との間で還流する。漏電電流は、図１に一点鎖線の矢印で示すように、バッテリ１４の正極端子から電源線１５、ＩＧＢＴ１７up、地絡抵抗Ｒｅ、ボディアースＥ、容量Ｃｅ、バッテリ１４の負極端子の経路で流れる。容量Ｃｅは、インバータ装置１１とボディアースＥとの間の静電結合による容量である。バッテリ１４とシャント抵抗２０の間もハーネスとなっており、この芯線と金属シースとの間の容量がＣｅの主たる成分となる。漏電電流が流れると、容量ＣｅにはボディアースＥ側を正極、電源線１６側を負極とする電荷が蓄積される。

期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ６では、上側アームのＩＧＢＴ１７upがオン、下側アームのＩＧＢＴ１７wnがオンしている。このとき、負荷電流は、バッテリ１４の正極端子から電源線１５、ＩＧＢＴ１７upまたは１７vp、モータジェネレータ１２、ＩＧＢＴ１７wnまたは１７vn、電源線１６、シャント抵抗２０、バッテリ１４の負極端子の経路で流れる。漏電電流は期間Ｔ１と同様の経路で流れ、容量ＣｅにはボディアースＥ側を正極とする電荷が蓄積される。

期間Ｔ４では、全相とも下側アームのＩＧＢＴ１７un、１７vn、１７wnがオンしている。下側アームとは、シャント抵抗２０が設けられた電源線１６側のアームである。このとき、負荷電流は、ＩＧＢＴ１７xnおよびダイオード１８xnとモータジェネレータ１２との間で還流する。漏電電流は、図１に破線の矢印で示すように、容量Ｃｅ、ボディアースＥ、地絡抵抗Ｒｅ、ＩＧＢＴ１７un、電源線１６、シャント抵抗２０の経路で流れる。これにより、容量Ｃｅに蓄積された電荷が放電される。この漏電電流の経路は上記還流経路に比べてインピーダンスが格段に高いので、負荷電流は漏電電流の経路には流れない。

以上の説明から明らかになるように、期間Ｔ１では、シャント抵抗２０に負荷電流も漏電電流も流れない。期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ６では、シャント抵抗２０に負荷電流が流れ、漏電電流は流れない。期間Ｔ４では、シャント抵抗２０に負荷電流は流れず、漏電電流が流れる。そこで、制御回路２２は、ＰＷＭ信号の期間Ｔ４、例えば期間Ｔ４の中央付近におけるシャント抵抗２０の電圧Ｖｓ（第１電圧に相当）をＡ／Ｄ変換して入力する。シャント抵抗２０の抵抗値をＲｓとすれば、漏電電流ＩleakはＶｓ／Ｒｓで求められる。制御回路２２は、インバータ主回路１３のゲート信号も生成しているので、インバータ主回路１３の駆動と同期して電圧Ｖｓをサンプリングすることができる。

制御回路２２は、予め漏電の有無を判定するためのしきい値Ｖthを有している。制御回路２２は、電圧Ｖｓの絶対値をしきい値Ｖthと比較し、電圧Ｖｓの絶対値がしきい値Ｖthよりも大きい場合に、漏電が発生していると判定する。電圧Ｖｓとしきい値Ｖthとの比較に替えて、漏電電流Ｉleakとしきい値Ｉthとの比較を行ってもよい。制御回路２２は、漏電が発生したと判定すると、例えば車両のインスツルメントパネルに設けられた漏電警告灯を点灯させる。

以上説明したように、本実施形態のインバータ装置１１は、低電位側の電源線１６にシャント抵抗２０を備え、このシャント抵抗２０に漏電電流だけが流れる期間Ｔ４の電圧Ｖｓに基づいて漏電電流を検出する。高電位側の電源線１５にシャント抵抗は不要である。このため、漏電電流の検出に用いる回路（電圧検出回路２１と制御回路２２）を、電源線１６の電位を基準電位とする電源電圧Ｖccにより動作させることができ、バッテリ１４の電圧よりも低い耐圧を持つ素子で構成できる。

低耐圧素子を用いると、半導体集積回路として構成したときに素子のレイアウト面積が小さくなるので、製造コストを下げることができる。さらに、電源線１５を基準電位とする電圧を、電源線１６を基準電位とする電圧に変換する必要がない。このため、電圧変換に伴う誤差が発生せず、漏電電流の検出精度が向上し、漏電の発生を確実に検出することができる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図３を参照しながら説明する。本実施形態のインバータ装置は、差分演算部２４を除いて図１と同様の回路構成を備えている。制御回路２２の差分演算部２４は、下側アームのＩＧＢＴ１７un、１７vn、１７wnが全てオンしている期間Ｔ４に入力した第１電圧Ｖs1と、上側アームのＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpが全てオンしている期間Ｔ１に入力した第２電圧Ｖs2との差分電圧Ｖｄ（＝｜Ｖs2−Ｖs1｜）を演算する。差分演算部２４は、マイクロコンピュータのＣＰＵが実行する演算機能を表している。制御回路２２は、Ｖｄ／Ｒｓにより漏電電流Ｉleakを求める。電圧Ｖs1、Ｖs2は、電圧検出回路２１により検出された電圧である。

第１の実施形態で説明したように、期間Ｔ４では、シャント抵抗２０に負荷電流は流れず漏電電流が流れる。期間Ｔ１では、シャント抵抗２０に負荷電流も漏電電流も流れない。しかし、シャント抵抗２０の配設位置によっては、シャント抵抗２０に制御電流が流れる場合がある。

すなわち、制御用の電源電圧Ｖccを生成する制御電源、電圧検出回路２１および制御回路２２は、電源線１６を基準電位として動作するので、それらのグランドは電源線１６に接続されている。このため、電源線１６において、制御電源のグランド接続点と電圧検出回路２１と制御回路２２のグランド接続点との間には制御電流（リターン電流）が流れる。この制御電流はほぼ一定である。

本実施形態によれば、シャント抵抗２０がこれらグランド接続点の間に設けられており、電圧Ｖs1、Ｖs2に上記制御電流による電圧が重畳する場合でも、差分演算を行うことにより当該制御電流による電圧が相殺される。従って、シャント抵抗２０に制御電流が流れる場合でも、漏電電流をより正確に求めることができ、漏電の発生を確実に検出することができる。その他、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について図４を参照しながら説明する。第２の実施形態でも説明したように、制御電源３２のグランド、電圧検出回路２１のグランドおよび制御回路２２のグランドは、それぞれノードＮａ、Ｎｂ、Ｎｃで電源線１６に接続されている。このため、ノードＮｂ、ＮｃからノードＮａに至る電源線１６に制御電流が流れる。

本実施形態のインバータ装置３１は、電源線１６において上記制御電流が流れない区間、すなわち全てのノードＮａ、Ｎｂ、Ｎｃよりもバッテリ１４側の区間にシャント抵抗２０を備えている。制御電源３２は、バッテリ１４とは異なる低電圧バッテリ（図示せず）の電圧（一例として１２Ｖ）を降圧して制御用の電源電圧Ｖccを生成する。

本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に期間Ｔ４の電圧Ｖｓに基づいて漏電電流を検出する場合でも、シャント抵抗２０に制御電流による電圧が重畳しない。従って、漏電電流をより正確に求めることができ、漏電の発生を確実に検出できる。勿論、第２の実施形態と同様に、差分電圧Ｖｄに基づいても漏電電流を検出できる。

（第４の実施形態）
第４の実施形態について図５を参照しながら説明する。本実施形態のインバータ装置４１は、電源線１５、１６間にコンデンサ４２を備えている。コンデンサ４２は、電源線１５、１６間の電圧を平滑して安定化させる作用を持つ。シャント抵抗２０は、電源線１６において、コンデンサ４２とインバータ主回路１３との間に設けられている。その他の構成は、図１に示したインバータ装置１１と同様である。

インバータ主回路１３によりモータジェネレータ１２が駆動されているとき、バッテリ１４からコンデンサ４２に充電電流が流れる。この充電電流は、コンデンサ４２からインバータ主回路１３に入力される負荷電流を補う電流である。充電電流は、期間Ｔ１、Ｔ４にも流れ、負荷電流とは波形も流れる時期も一致しない。

本手段によれば、コンデンサ４２とインバータ主回路１３との間にシャント抵抗２０を配置したので、バッテリ１４からコンデンサ４２への充電電流がシャント抵抗２０に流れない。従って、第１の実施形態と同様に期間Ｔ４の電圧Ｖｓに基づいて漏電電流を検出する場合、第２の実施形態と同様に期間Ｔ４の電圧Ｖs1と期間Ｔ１の電圧Ｖs2との差分電圧Ｖｄに基づいて漏電電流を検出する場合の何れにおいても、充電電流の影響を受けることなく漏電電流を正確に求めることができる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態について図６を参照しながら説明する。本実施形態のインバータ装置は、モータジェネレータ１２の駆動を停止している状態で、下側アームのＩＧＢＴ１７un、１７vn、１７wnを同時にオン駆動する第１状態と、上側アームのＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpを同時にオン駆動する第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出する。第１状態は期間Ｔ４に対応し、第２状態は期間Ｔ１に対応する。すなわち、期間Ｔ１と期間Ｔ４が順に繰り返される。この場合のデューティ比（＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ４））は、５０％に限られない。

インバータ装置は、第１の実施形態と同様に期間Ｔ４の電圧Ｖｓに基づいて漏電電流を検出し、或いは第２の実施形態と同様に期間Ｔ４の電圧Ｖs1と期間Ｔ１の電圧Ｖs2との差分電圧Ｖｄに基づいて漏電電流を検出する。本実施形態によれば、モータジェネレータ１２の非駆動期間に漏電電流を検出でき、漏電の有無を判定できる。

本実施形態は、上述した各実施形態のインバータ装置に適用することができる。モータジェネレータ１２を駆動しないので、電源線１５、１６には負荷電流およびコンデンサ４２への充電電流が流れない。このため、コンデンサ４２を備える場合には、コンデンサ４２とインバータ主回路１３との間のみならず、バッテリ１４とコンデンサ４２との間にシャント抵抗２０を配置した構成であっても漏電電流を正確に検出できる。

（第６の実施形態）
第６の実施形態について図７を参照しながら説明する。本実施形態のインバータ装置５１は、電圧検出回路２１から出力される電圧Ｖｓを入力とするローパスフィルタ５２を備えている。制御回路２２は、ローパスフィルタ５２から出力される電圧ＶsfをＡ／Ｄ変換器２３を通して取り込む。制御電源３２、電圧検出回路２１および制御回路２２のグランドを電源線１６に接続する場合には、第３の実施形態と同様にシャント抵抗２０を配置し、シャント抵抗２０に制御電流が流れないようにする。コンデンサ４２を備える場合には、第５の実施形態と同様に配置すればよい。

制御回路２２は、第５の実施形態と同様に、モータジェネレータ１２の非駆動期間に、下側アームのＩＧＢＴ１７un、１７vn、１７wnを同時にオン駆動する第１状態と、上側アームのＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpを同時にオン駆動する第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出する。期間Ｔ１では、シャント抵抗２０に負荷電流も漏電電流も流れない。期間Ｔ４では、シャント抵抗２０に漏電電流だけが流れる。

期間Ｔ１と期間Ｔ４は交互に繰り返されるので、ローパスフィルタ５２の出力電圧Ｖsfは、期間Ｔ４にシャント抵抗２０に流れる漏電電流を１周期（＝Ｔ１＋Ｔ４）に亘り平均した値となる。制御回路２２は、ＩＧＢＴ１７up〜１７wnのゲート信号との同期を取ることなく、任意のタイミングで出力電圧ＶsfをＡ／Ｄ変換することにより、そのＡ／Ｄ変換値に基づいて漏電電流を検出することができる。

（第７の実施形態）
第７の実施形態について図８を参照しながら説明する。本実施形態のインバータ装置６１は、冷却系が必要な複数（ここでは２つ）のインバータ主回路１３Ａ、１３ＢをＰＣＵ（Power Control Unit）としてまとめた構成を備えている。インバータ主回路１３Ａ、１３Ｂには、それぞれケーブル１９Ａ、１９Ｂを介してモータジェネレータ１２Ａ、１２Ｂが接続されている。ケーブル１９Ａ、１９Ｂの金属シースおよびモータジェネレータ１２Ａ、１２Ｂの筺体は、ボディアースＥに接地されている。

制御回路２２は、モータジェネレータ１２Ａ、１２Ｂの非駆動期間において、インバータ主回路１３Ｂの駆動を停止し、インバータ主回路１３Ａについて第５の実施形態と同様に第１状態と第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出する。続いて、インバータ主回路１３Ａの駆動を停止し、インバータ主回路１３Ｂについて第５の実施形態と同様に第１状態と第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出する。この場合、制御回路２２は、電圧検出回路２１から入力した電圧Ｖｓを複数周期に亘り平均化処理して漏電電流を検出する。

本実施形態によれば、共通の電源線１５、１６に複数のインバータ主回路１３Ａ、１３Ｂが接続された構成であっても、順に１つのインバータ主回路を選択して第１状態と第２状態とを交互に切り替えることにより、漏電が生じているインバータ主回路を特定することができる。また、平均化処理をした電圧Ｖｓに基づいて漏電電流を検出するので、ノイズの影響を低減でき、高精度の漏電検出が可能となる。その他、第５の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第８の実施形態）
第８の実施形態について図９を参照しながら説明する。本実施形態のインバータ装置７１は、高電位側の電源線１５にシャント抵抗２０を備えている。電圧検出回路２１と制御回路２２は、電源線１５の電位を基準電位とする制御用の電源電圧Ｖcc（例えば５Ｖ）により動作する。その他の構成は、図１に示したインバータ装置１１と同様である。

図２に示した期間Ｔ１では、全相とも、シャント抵抗２０が設けられた電源線１５側のアームのＩＧＢＴ１７up、１７vp、１７wpがオンしている。このとき、負荷電流は、ＩＧＢＴ１７xpおよびダイオード１８xp（ｘ：ｕ、ｖ、ｗ）とモータジェネレータ１２との間で還流する。漏電電流は、図９に一点鎖線の矢印で示すように、バッテリ１４の正極端子から電源線１５、シャント抵抗２０、ＩＧＢＴ１７up、地絡抵抗Ｒｅ、ボディアースＥ、容量Ｃｅ、バッテリ１４の負極端子の経路で流れる。

期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ６では、負荷電流は、バッテリ１４の正極端子から電源線１５、シャント抵抗２０、ＩＧＢＴ１７upまたは１７vp、モータジェネレータ１２、ＩＧＢＴ１７wnまたは１７vn、電源線１６、バッテリ１４の負極端子の経路で流れる。漏電電流は期間Ｔ１と同様の経路で流れる。

期間Ｔ４では、全相とも下側アームのＩＧＢＴ１７un、１７vn、１７wnがオンしている。このとき、負荷電流は、ＩＧＢＴ１７xnおよびダイオード１８xnとモータジェネレータ１２との間で還流する。漏電電流は、図９に破線の矢印で示すように、容量Ｃｅ、ボディアースＥ、地絡抵抗Ｒｅ、ＩＧＢＴ１７un、電源線１６の経路で流れる。

すなわち、期間Ｔ１では、シャント抵抗２０に負荷電流は流れず、漏電電流が流れる。期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ６では、シャント抵抗２０に負荷電流と漏電電流が流れる。期間Ｔ４では、シャント抵抗２０に負荷電流も漏電電流も流れない。そこで、制御回路２２は、ＰＷＭ信号の期間Ｔ１、例えば期間Ｔ１の中央付近におけるシャント抵抗２０の電圧Ｖｓ（第１電圧に相当）をＡ／Ｄ変換して入力する。

制御回路２２は、電圧Ｖｓの絶対値をしきい値Ｖthと比較し、電圧Ｖｓの絶対値がしきい値Ｖthよりも大きい場合に、漏電が発生していると判定する。このように、シャント抵抗２０を高電位側の電源線１５に備えた本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

第２から第７の実施形態についても、シャント抵抗２０を高電位側の電源線１５に備えた構成とすることができる。この場合の作用および効果は、シャント抵抗２０を低電位側の電源線１６に備えた構成と同様である。

各実施形態において、モータジェネレータ１２を駆動しながら漏電電流を検出する場合には、コンデンサ４２とインバータ主回路１３との間にシャント抵抗２０を配置する。モータジェネレータ１２の非駆動期間に漏電電流を検出する場合には、コンデンサ４２とインバータ主回路１３との間のみならず、バッテリ１４とコンデンサ４２との間にシャント抵抗２０を配置する。

第１から第６の実施形態および第８の実施形態においても、第７の実施形態と同様に電源線１５、１６間に複数のインバータ主回路１３Ａ、１３Ｂ、…を複数並列に備えてもよい。この場合、モータジェネレータ１２Ａ、１２Ｂの駆動期間に漏電電流を検出する場合には、インバータ主回路１３Ａ、１３Ｂ、…を互いに同一のゲート信号で駆動する必要がある。

第１から第５の実施形態および第８の実施形態においても、第７の実施形態と同様に平均化処理をして漏電電流を検出してもよい。平均化処理は、漏電電流を演算した後に行ってもよい。

電圧検出回路２１により検出された電圧Ｖｓまたは電圧Ｖs1、Ｖs2に基づいて漏電電流を検出する制御手段と、スイッチング素子を駆動する制御手段とは、別体の回路であってもよい。

上述した実施形態では、ケーブル１９の芯線と金属シースとの間の絶縁が破れて漏電が生じたと説明したが、モータジェネレータ１２の巻線と筺体との間の絶縁が破れて漏電が生じる場合でも同様の作用となる。

図面中、１１、３１、４１、５１、６１、７１はインバータ装置、１３、１３Ａ、１３Ｂはインバータ主回路、１４はバッテリ（直流電源）、１５、１６は電源線、１７up〜１７wnはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１８up〜１８wnはダイオード、２０はシャント抵抗、２１は電圧検出回路、２２は制御回路（制御手段）である。

Claims (9)

1. ダイオード（１８xp，１８xn）が逆並列に設けられた２つのスイッチング素子（１７xp，１７xn）をそれぞれ上側、下側アームとして直列接続した回路を、直流電源（１４）が接続される一対の電源線（１５，１６）間に複数並列に接続して構成されたインバータ主回路（１３，１３Ａ，１３Ｂ）と、
   高電位側の電源線（１５）および低電位側の電源線（１６）の何れか一方に直列に介在するように設けられたシャント抵抗（２０）と、
   前記シャント抵抗の電圧を検出する電圧検出回路（２１）と、
   前記インバータ主回路について、前記シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームを構成する全てのスイッチング素子がオン駆動されている期間に前記電圧検出回路により検出された第１電圧を入力し、その第１電圧に基づいて漏電電流を検出する制御手段（２２）とを備えていることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記制御手段は、さらに、前記シャント抵抗が設けられた電源線とは反対側のアームを構成する全てのスイッチング素子がオン駆動されている期間に前記電圧検出回路により検出された第２電圧を入力し、前記第１電圧と前記第２電圧との差分電圧に基づいて漏電電流を検出することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記制御手段は、前記シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第１状態と、前記シャント抵抗が設けられた電源線とは反対側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出することを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
4. 前記電圧検出回路から出力される電圧を入力とするローパスフィルタ（５２）を備え、
   前記制御手段は、前記シャント抵抗が設けられた電源線の側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第１状態と、前記シャント抵抗が設けられた電源線とは反対側のアームを構成する全てのスイッチング素子を同時にオン駆動する第２状態とを交互に切り替えながら、前記第１状態の期間に前記電圧検出回路により検出された前記第１電圧および前記第２状態の期間に前記電圧検出回路により検出された第２電圧が前記ローパスフィルタに入力された状態で、前記ローパスフィルタから出力される電圧に基づいて漏電電流を検出することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
5. 前記一対の電源線間に前記インバータ主回路（１３Ａ，１３Ｂ）を複数並列に備え、
   前記制御手段は、前記複数のインバータ主回路の中から順に１つのインバータ主回路を選択し、非選択としたインバータ主回路について前記スイッチング素子の駆動を停止し、選択したインバータ主回路について前記第１状態と前記第２状態とを交互に切り替えながら漏電電流を検出することを特徴とする請求項３または４記載のインバータ装置。
6. 前記一対の電源線間にコンデンサ（４２）を備え、
   前記シャント抵抗は、前記コンデンサと前記インバータ主回路との間に設けられていることを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
7. 前記一対の電源線間にコンデンサを備え、
   前記シャント抵抗は、前記直流電源と前記コンデンサとの間または前記コンデンサと前記インバータ主回路との間に設けられていることを特徴とする請求項３から５の何れか一項に記載のインバータ装置。
8. 前記シャント抵抗が設けられた電源線に他の電源（３２）および当該他の電源により動作する回路（２１，２２）が接続されている場合、前記シャント抵抗は、これらの接続点よりも前記直流電源側に設けられていることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のインバータ装置。
9. 前記制御手段は、前記電圧検出回路から入力した検出電圧を複数周期に亘り平均化処理して漏電電流を検出することを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ装置。

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