JP2018113792A - 状態検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置の小型化、低コスト化を図り、動作の安定性、信頼性に優れた状態検出装置を提供する。【解決手段】電力変換装置の中性点と接地点との間の第１の検出手段による出力信号をＡＤ変換する第１のＡＤ変換手段、その出力信号をシリアル信号に変換して出力する第１のシリアル変換手段、単相電力変換器の交流出力端と中性点との間の第２の検出手段の出力信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段、その出力信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段、その出力信号をシリアル信号に変換する第２のシリアル変換手段、各ＡＤ変換手段の動作を制御する変換タイミング制御手段、全てのシリアル信号から一つを選択して出力するシリアル信号選択手段、その出力を光信号に変換して電力変換装置の状態信号として主制御装置に出力する電気−光変換手段、及び、何れかの単相電力変換器から供給された電源を各手段に供給する給電手段、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置の地絡電流や負荷に対する電流、電圧等を検出して電力変換装置の電気的状態を監視するための状態検出装置に関する。

図２１は、第１の従来技術として、電力変換装置により高圧の交流を出力して３相の電動機を駆動する電動機駆動システムの構成図である。同図において、２０１は電力変換装置であり、３台の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３の交流出力端を直列接続してＵ相の単相直列多重変換器を構成すると共に、同様に単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ１〜ＩＮＶ−Ｗ３によりＶ相，Ｗ相の単相直列多重変換器を構成し、これら３相分の単相直列多重変換器をスター結線することにより主回路部が構成されている。
ここで、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の単相直列多重変換器を、便宜的にそれぞれ単相電力変換ユニットというものとする。

２０２は交流電源としての多巻線変圧器であり、電源系統に接続される１次側の３相巻線に対して２次側に９組の３相巻線を備え、２次側巻線出力端Ｒ１〜Ｒ３から単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３に３相交流電圧を供給し、同様に２次側巻線出力端Ｓ１〜Ｓ３，Ｔ１〜Ｔ３から単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ１〜ＩＮＶ−Ｗ３に３相交流電圧をそれぞれ供給する。
２０３は交流負荷としての電動機であり、電力変換装置２０１の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗから高圧の３相交流電圧が供給されることにより駆動される。

４０１は、電力変換装置２０１の全体を制御する主制御装置であり、後述する各検出器が接続されると共に、光ファイバー６４Ｕ１〜６４Ｕ３，６４Ｖ１〜６４Ｖ３，６４Ｗ１〜６４Ｗ３を介して、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３，ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ１〜ＩＮＶ−Ｗ３にそれぞれ接続されている。４０２は、スター結線された主回路部の中性点Ｏと接地端子Ｅとの間に接続された地絡故障検出器であり、給電線Ｐ_ＤＩＧにより主制御装置４０１から給電されて動作し、中性点Ｏから接地端子Ｅ及び接地線を介して接地点Ｇに流れる地絡電流Ｉ_Ｇの大きさから地絡故障の有無を判定すると共に、その結果を信号線Ｓ_ＤＩＧにより主制御装置４０１に伝えて装置保護の演算に使用する。

４０３は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ３とＵ相出力端Ｕとの間に接続されたＵ相電流検出器であり、電源線Ｐ_ＤＩＵにより主制御装置４０１から給電されて動作し、Ｕ相電流の検出結果が信号線Ｓ_ＤＩＵにより主制御装置４０１に送られて電流制御や装置保護のための演算に使用される。同様に、４０４は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ３とＶ相出力端Ｖとの間に接続されたＶ相電流検出器であり、電源線Ｐ_ＤＩＶにより主制御装置４０１から給電されて動作し、Ｖ相電流の検出結果が信号線Ｓ_ＤＩＶにより主制御装置４０１に送られる。また、４０５は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ３とＷ相出力端Ｗとの間に接続されたＷ相電流検出器であり、電源線Ｐ_ＤＩＷにより主制御装置４０１から給電されて動作し、Ｗ相電流の検出結果が信号線Ｓ_ＤＩＷにより主制御装置４０１に送られるようになっている。

主制御装置４０１と地絡故障検出器４０２、Ｕ相電流検出器４０３、Ｖ相電流検出器４０４、Ｗ相電流検出器４０５により、電力変換装置２０１の制御部が構成されている。
主制御装置４０１は、各検出器４０３〜４０５及び単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３，ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ１〜ＩＮＶ−Ｗ３に接続されて電動機２０３の運転や保護に必要な演算を実行し、その結果に基づいて各相の単相電力変換器を動作させることで電力変換装置２０１から出力される各相の電流を制御し、電動機２０３を適切な大きさの電圧及び周波数により運転する。

次に、図２２は、電力変換装置２０１に適用される単相電力変換器の一例を示す単相２レベル変換器の構成図である。
同図に示す単相電力変換器３０１において、３０２はダイオード整流回路であり、交流入力端ａ，ｂ，ｃから入力された３相交流を直流に変換して直流中間回路の正側母線Ｐ−負側母線Ｎ間に出力する。３０３は、スイッチング素子をＩＧＢＴとした単相２レベル変換器（単相２レベルインバータ）であり、直流中間回路のＰ−Ｎ間の直流を４個のＩＧＢＴのスイッチングと各部の還流ダイオードとのオンオフにより任意の電圧及び周波数の交流に変換して、交流出力端ｘ−ｙ間に出力する。

３０４は、単相２レベル変換器３０３の主回路を制御する補助制御装置であり、図２１における主制御装置４０１により演算した情報を光ファイバー６４を介してシリアル受信光−電気変換モジュールＳＲから取り込み、この情報に基づく演算結果により単相２レベル変換器３０３のＩＧＢＴをスイッチングする。３０５は補助制御装置３０４の制御電源であり、交流入力端ａ，ｂ，ｃから取り込んだ交流、または直流中間回路のＰ−Ｎ間から取り込んだ直流等から、適宜な手段により補助制御装置３０４の動作に必要な電源を生成し、電源線Ｐ_ＬＣＴＲを通じて給電する。

図２１に示した電動機駆動システムや図２２の単相電力変換器の構成及びその動作原理は、例えば特許文献１等に記載されている。なお、特許文献１には、図２１における地絡故障検出器４０２等が示されていないが、高圧の電力機器においては安全上、必須の検出器であるため、図２１ではこれを加えている。

次いで、図２３は、図２１の電力変換装置２０１に適用される単相電力変換器の一例を示す単相３レベル変換器の構成図である。同図の単相電力変換器３０６において、３０７はダイオード整流回路であり、交流入力端ａ，ｂ，ｃから入力された３相交流を直流に変換して直流中間回路のＰ−Ｎ間に出力する。３０８はスイッチング素子をＩＧＢＴとした単相３レベル変換器（単相３レベルインバータ）であり、直流中間回路のＰ−Ｎ間の直流を８個のＩＧＢＴのスイッチングと各部の還流ダイオード、及び、２個のコンデンサの直列接続点ＭとＩＧＢＴとの間に接続されたクランプダイオードのオンオフにより任意の電圧及び周波数の交流に変換して、交流出力端ｘ−ｙ間に出力する。なお、Ｍは２個のコンデンサの直列接続点である。

３１０は単相電力変換器３０６を制御する補助制御装置であり、図２１の主制御装置４０１により演算した情報を、光ファイバー６４を介してシリアル受信光−電気変換モジュールＳＲから取り込み、この情報に基づく演算結果により単相３レベル変換器３０８の８個のＩＧＢＴをスイッチングする。３０９は補助制御装置３１０の制御電源であり、交流入力端ａ，ｂ，ｃから取り込んだ交流、または直流中間回路のＰ−Ｎ間から取り込んだ直流等から適宜な手段により補助制御装置３１０の動作に必要な電源を生成し、電源線Ｐ_ＬＣＴＲを通じて給電する。
以上のような単相電力変換器３０６の構成や動作については、例えば特許文献２に記載されている。

前述した図２１の電力変換装置２０１は、交流負荷としての電動機２０３を駆動するものであるのに対し、図２４は、第２の従来技術として、各相の出力端を電源系統側に接続し、周波数変動や無効電力の補償等を目的として使用される電力変換装置の構成を示している。
図２４において、２０４は電力変換装置、２０５は電力変換装置２０４と電源系統との間で電圧の変換や絶縁を行うための変圧器である。

４０６は、電力変換装置２０４全体を制御する主制御装置である。この主制御装置４０６は、地絡故障検出器４０２や各相の電流検出器４０３〜４０５が接続されることや、光ファイバー６４Ｕ１〜６４Ｕ３，６４Ｖ１〜６４Ｖ３，６４Ｗ１〜６４Ｗ３を介して各相の単相電力変換器が接続される点は図２１と同様であるが、各相の単相電力変換器は、Ｕ相がＣＮＶ−Ｕ１〜ＣＮＶ−Ｕ３、Ｖ相がＣＮＶ−Ｖ１〜ＣＮＶ−Ｖ３、Ｗ相がＣＮＶ−Ｗ１〜ＣＮＶ−Ｗ３であり、これらの単相電力変換器は、以下の図２５，図２６に説明するように内部の構成が図２２，図２３と異なっている。

図２５は、電力変換装置２０４に適用される単相電力変換器の一例を示す単相２レベル変換器の構成図である。同図において、３１１は単相電力変換器、３１２はスイッチング素子をＩＧＢＴとした単相２レベル変換器であり、４個のＩＧＢＴのスイッチングと各部の還流ダイオードとのオンオフにより、直流を任意の電圧及び周波数の交流に変換して交流出力端ｘ−ｙ間に出力すると共に、Ｐ−Ｎ間の直流電圧を所定値に保つように動作する。

３１３は、単相２レベル変換器３１２のみを制御する補助制御装置であり、図２４の主制御装置４０６により演算した情報を、光ファイバー６４を通じてシリアル受信光−電気変換モジュールＳＲから取り込み、この情報に基づく演算結果により単相２レベル変換器３１２のＩＧＢＴをスイッチングする。３１４は補助制御装置３１３の制御電源であり、Ｐ−Ｎ間から取り込んだ直流等から適宜な手段により補助制御装置３１３の電源を生成し、電源線Ｐ_ＬＣＴＲを通じて給電する。
以上のような単相電力変換器３１１の構成及び動作については、例えば非特許文献１に記載されている。

図２６は、電力変換装置２０４に適用される単相電力変換器の一例を示す単相３レベル変換器の構成図である。同図に示す単相電力変換器３１５において、３１６はスイッチング素子をＩＧＢＴとした単相３レベル変換器であり、８個のＩＧＢＴのスイッチングと各部の還流ダイオードとのオンオフにより、直流を任意の電圧及び周波数の交流に変換して交流出力端ｘ−ｙ間に出力すると共に、Ｐ−Ｎ間の直流電圧を所定値に保つように動作する。

３１７は単相３レベル変換器３１６のみを制御する補助制御装置であり、図２４の主制御装置４０６により演算した情報を光ファイバー６４を通じてシリアル受信光−電気変換モジュールＳＲから取り込み、この情報に基づく演算結果により８個のＩＧＢＴをスイッチングする。３１８は補助制御装置３１７の制御電源であり、Ｐ−Ｎ間から取り込んだ直流等から適宜な手段により補助制御装置３１７用の電源を生成し、電源線Ｐ_ＬＣＴＲを通じて給電する。

以上のように、電源系統に連系させて周波数変動や無効電力を補償するための電力変換装置において、単相３レベル変換器を適用する構成については、例えば特許文献３に記載されている。

さて、図２１や図２４に示した地絡故障検出器４０２は、一般に地絡継電器（または地絡リレー、もしくは単に地絡検出器）と呼ばれる電力機器の保護装置であり、主回路側の電位である中性点Ｏや、これとほぼ同電位である接地端子Ｅ、接地線、接地点Ｇと絶縁された電源によって動作する。このため、断線等の何らかの理由によって地絡故障検出器に接続された接地線が接地点Ｇから切り離されると、地絡故障検出器には主回路側の非常に高い電位がそのまま印加される。
このような状態が発生しても安全が確保されるように、地絡故障検出器の電源には十分な絶縁耐圧（高耐圧）を持った電源を使用する必要がある。しかし、一般に高耐圧の電源は非常に高価であり、大型となる。更に、この種の電源は製作も難しいため、納期が長くなる等、別の問題もある。

上述した問題を解決する手段として、図２７に示すような電動機駆動システムを対象として、高耐圧の電源が不要な地絡故障検出器を使用する方法がある。
同図に示す電力変換装置２０１’において、５０１は地絡故障検出器、５０２は主制御装置、６３は光ファイバーであり、他の記号については図２１と同様の記号を用いて説明を省略する。なお、図２７では、図２１における各検出器や信号線、光ファイバー等を省略し、説明に必要な部分のみを図示することによって簡略化している。

図２８は地絡故障検出器５０１の詳細な構成を示したものである。同図において、５１は整流回路、５３は間欠信号発生回路、５４はＥ−Ｏ（電気−光）変換回路、Ｒ１，Ｒ２は地絡電流を制限するための制限抵抗、ＺＤは定電圧ダイオード、Ｃ１はコンデンサである。また、主制御装置５０２内の５５はＯ−Ｅ（光−電気）変換回路である。

次に、この地絡故障検出器５０１の動作について説明する。
図２７において何らかの原因で電力変換装置２０１’に地絡が発生すると、中性点Ｏから接地端子Ｅを経由して接地点Ｇに向かう電流Ｉ_Ｇが流れる。この電流Ｉ_Ｇは、図２８の地絡故障検出器５０１の抵抗Ｒ１，Ｒ２によって大きさが制限された電流であり、例えば、図２９（１）に示す電流Ｉ_Ｇのような波形となる。
電流Ｉ_Ｇが流れたことにより、抵抗Ｒ２の両端には検出器本体に対する入力電圧Ｖ_ｉｎが発生し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から電流Ｉ_Ｇの一部が検出器本体に電流Ｉ１として流れ込む。この状態で、電流Ｉ１は整流回路５１により整流されてコンデンサＣ１が充電され、図２９（２）のように電源電圧Ｖ_ｃｃが上昇して最終的にはＶ_ｇ２で示すような一定値に到達する。

このようにしてコンデンサＣ１が充電される過程において、電源電圧Ｖ_ｃｃが、図２９（２）のＶ_ｇ１で示すように回路動作に必要な基準電圧に達すると、図２８の間欠信号発生回路５３から、図２９（３）に示すごとく、周期ΔＴで一時的に論理値が“１”となる間欠信号Ｓ_ｉｎｔが出力され、後段のＥ−Ｏ変換回路５４に入力される。
このＥ−Ｏ変換回路５４は、間欠信号Ｓ_ｉｎｔの論理値が“１”のときに内部の発光素子が点灯状態となって光信号を出力し、この光信号が光ファイバー６３を介して監視側の主制御装置５０２に送られ、Ｏ−Ｅ変換回路５５により電気信号に変換されることで地絡故障を検知することができる。ここで、上記間欠信号Ｓ_ｉｎｔは、図３０に示す如く、周期ΔＴにおいて論理値“１”の期間Ｔ１が論理値“０”の期間Ｔ２より十分短いほど消費電力の低減に効果的である。

以上のように、高耐圧の電源が不要な地絡故障検出器を使用する電力変換装置は、例えば特許文献４に記載されている。この特許文献４においては、図２７，図２８に示したように、地絡電流を電源として地絡故障検出器を動作させ、検出した地絡故障信号を光ファイバーにより出力することで高耐圧の電源を不要とし、結果として大きさやコストを低減している。

次に、図３１は、単相直列多重変換器を３相分備えた電力変換装置１０１を用いて３相の電動機２０３を駆動する電動機駆動システムに、従来技術の状態検出装置を適用した例である。

ここで、一相分の単相直列多重変換器は、３台の単相電力変換器を直列多重接続することにより構成される。すなわち、前記同様に、Ｕ相の単相直列多重変換器は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３により構成され、Ｖ相の単相直列多重変換器は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３により構成され、Ｗ相の単相直列多重変換器は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａ〜ＩＮＶ−Ｗ３により構成されている。

図３１において、１は電力変換装置１０１の全体を制御するための主制御装置、２は状態検出装置、Ｒ_ＤＩＧは地絡電流を検出するために電力変換装置１０１の中性点Ｏと接地端子Ｅとの間に接続された電流検出手段としての抵抗素子、Ｒ_ＤＩＵはＵ相電流を検出するために中性点ＯとＵ相の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１の交流出力端ｘとの間に接続された抵抗素子、同様に、Ｒ_ＤＩＶ，Ｒ_ＤＩＷはそれぞれが中性点ＯとＶ相の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ１、Ｗ相の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａの出力端ｘとの間に接続された抵抗素子である。なお、Ｗ相の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａは、電源線Ｐ_ＳＤを介して状態検出装置２に電源を供給する機能を備えている。
また、６４Ｕ１〜６４Ｕ３，６４Ｖ１〜６４Ｖ３，６４Ｗ１〜６４Ｗ３は、状態検出装置２と単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３，ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ１ａ〜ＩＮＶ−Ｗ３との間にそれぞれ接続された光ファイバーである。

抵抗素子Ｒ_ＤＩＧ，Ｒ_ＤＩＵ，Ｒ_ＤＩＶ，Ｒ_ＤＩＷの両端電圧Ｖ_ＤＩＧ，Ｖ_ＤＩＵ，Ｖ_ＤＩＶ，Ｖ_ＤＩＷは、状態検出装置２に入力されている。この状態検出装置２からは、後述する図３４によって説明するように、前記の両端電圧Ｖ_ＤＩＧ，Ｖ_ＤＩＵ，Ｖ_ＤＩＶ，Ｖ_ＤＩＷに対してＡＤ（アナログ−ディジタル）変換、ディジタル−シリアル変換、Ｅ−Ｏ（電気−光）変換等を行って得た光信号Ｓ_ＩＧＬ，Ｓ_ＩＵＬ，Ｓ_ＩＶＬ，Ｓ_ＩＷＬが出力され、これらの光信号Ｓ_ＩＧＬ，Ｓ_ＩＵＬ，Ｓ_ＩＶＬ，Ｓ_ＩＷＬは、光ファイバー４１ａ〜４１ｄを介して主制御装置１に入力されている。

図３２は、図３１の電力変換装置１０１に適用される単相電力変換器１０２の一例を示す構成図である。同図において、ダイオード整流回路３０２及び単相２レベル変換器（単相２レベルインバータ）３０３の構成は、図２２に示したものと同様であるため、説明を省略する。

図３２における３０４は、単相２レベル変換器３０３の主回路を制御する補助制御装置であり、図３１の主制御装置１により演算した情報を、光ファイバー６４を介してシリアル受信光−電気変換モジュールＳＲから取り込み、この情報に基づく演算結果により単相２レベル変換器３０３のＩＧＢＴをスイッチングする。また、３は補助制御装置３０４の制御電源であり、交流入力端ａ，ｂ，ｃから取り込んだ交流、または直流中間回路のＰ−Ｎ間から取り込んだ直流等から適宜な手段により補助制御装置３０４の動作に必要な電源を生成し、電源線Ｐ_ＬＣＴＲを介して補助制御装置３０４に給電する。

更に、制御電源３は、図３１における状態検出装置２の動作に必要な電源を生成し、電源線Ｐ_ＳＤ及び電源供給端子ＰＳを介して状態検出装置２内の後述する電源回路２１に給電している。制御電源３、電源線Ｐ_ＳＤ、電源供給端子ＰＳ、及び状態検出装置２内の電源回路２１により給電手段を構成している。
ここで、状態検出装置２内の電源回路２１には、少なくとも１台の単相電力変換器１０２（例えば、前述した図３１の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａ）内の制御電源３から給電すれば良い。

次に、図３３は図３１の電力変換装置１０１に適用される単相電力変換器１０３の一例を示す単相３レベル変換器の構成図である。同図において、ダイオード整流回路３０７及び単相３レベル変換器（単相３レベルインバータ）３０８の構成は、図２３に記載したものと同様であるため、説明を省略する。
図３３において、３０９は補助制御装置、５は補助制御装置３０９の制御電源であり、図３２の制御電源３と同様の方法で補助制御装置３０９の動作に必要な電源を生成し、電源線Ｐ_ＬＣＴＲを通じて給電すると共に、状態検出装置２の動作に必要な電源を生成し、電源線Ｐ_ＳＤ及び電源供給端子ＰＳを介して状態検出装置２の電源回路２１に給電する。
図３２と同様に、状態検出装置２内の電源回路２１には、少なくとも１台の単相電力変換器１０３内の制御電源５から給電すれば良い。

図３４は、状態検出装置２の内部構成図である。同図において、１１ａ〜１１ｄは電圧変換回路、１２ａ〜１２ｄはＡＤ変換回路、１３ａ〜１３ｄはＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｄを制御するためのＡＤ変換制御回路、１４ａ〜１４ｄはＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｄの出力信号を伝送に必要なシリアル信号に変換するシリアル変換回路、１５ａ〜１５ｄはシリアル変換回路１４ａ〜１４ｄから出力されたシリアル信号（電気信号）を光信号に変換して光ファイバー４１ａ〜４１ｄに出力するＥ−Ｏ（電気−光）変換回路、２１は電源線Ｐ_ＳＤを介して前記単相電力変換器１０２または１０３の電源供給端子ＰＳに接続された電源回路、Ｃ１は電源回路２１の出力側に接続された蓄電素子としてのコンデンサである。

上記構成において、電圧変換回路１１ａ〜１１ｄ、ＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｄ及びＡＤ変換制御回路１３ａ〜１３ｄはディジタル信号演算手段を構成し、シリアル変換回路１４ａ〜１４ｄはシリアル変換手段を構成し、Ｅ−Ｏ変換回路１５ａ〜１５ｄは電気−光変換手段を構成している。

図３１における地絡電流Ｉ_Ｇの検出動作では、中性点Ｏから抵抗素子Ｒ_ＤＩＧを通って接地端子Ｅ、接地点Ｇへ流れる電流Ｉ_Ｇを抵抗素子Ｒ_ＤＩＧの両端電圧Ｖ_ＤＩＧとして検出し、状態検出装置２に入力する。電流Ｉ_Ｇと電圧Ｖ_ＤＩＧとの関係は、Ｖ_ＤＩＧ＝Ｉ_Ｇ×Ｒ_ＤＩＧである。この電圧Ｖ_ＤＩＧは状態検出装置２に入力され、図３４の電圧変換手段１１ａにより電圧Ｖ_ＩＧに変換されてＡＤ変換回路１２ａに入力される。
電圧変換手段１１ａには、オペアンプを備えた反転増幅回路または非反転増幅回路が使用されており、この増幅回路に取り付けられた抵抗によって決まる変換ゲインＧ_ＤＩＧで電圧Ｖ_ＤＩＧを電圧Ｖ_ＩＧ（＝Ｖ_ＤＩＧ×Ｇ_ＤＩＧ）に変換する。

図３４のＡＤ変換制御回路１３ａは、図３５（１）に示すＡＤ変換制御信号Ｃ_ＩＧとして、予め設定された一定の周期Ｔで “１”の状態をパルス出力する回路であり、フリーランタイマ機能を実現するロジック回路のディジタルカウンタ等によって構成されている。ＡＤ変換回路１２ａは、図３５（２）のように、ＡＤ変換制御信号Ｃ_ＩＧが“１”の状態になるとアナログ信号をディジタル信号に変換する処理を開始し、図３５（３）に示すごとく、変換時間Ｔ_ＣＨＧの経過後に変換結果をディジタルデータＤ_ＩＧとして出力する。

ＡＤ変換回路１２ａからディジタルデータＤ_ＩＧが出力されると、図３５（４）に示すごとく、予め設定された遅延時間Ｔ_ＤＬＹの経過後にシリアル変換回路１４ａがディジタルデータＤ_ＩＧをパラレル−シリアル変換し、「※１」で示すようなシリアル信号Ｓ_ＩＧとして出力する。ここで、送信側となるシリアル変換回路１４ａが出力するデータの伝送形式は、受信側の仕様に合わせれば良い。

例えば、シリアル信号にＵＡＲＴ方式を採用する場合には、上記「※１」の部分は図３６に示すような伝送形式の波形となる。なお、図３６（４’）はクロック信号Ｓ_ＣＬＫを示し、図３６（４）は図３５（４）の「※１」の部分を拡大したシリアル信号Ｓ_ＩＧを示している。
図３６（４）のシリアル信号Ｓ_ＩＧにおいて、Ｄ０〜Ｄ７は実際のディジタルデータであり、ＳＴはＵＡＲＴ信号の先頭を示すスタートビット、ＳＰはＵＡＲＴ信号の最後を示すストップビット、ＰＲはディジタルデータＤ０〜Ｄ７のパリティチェック結果である。８ビットのデータを送る場合はこの波形の通りで良いが、８ビットを超えるデータの場合は、図３６における（１）〜（１１）の波形を送信した後、（１２）の部分から繰り返して（１）〜（１１）の波形を出力するようにし、データを８ビット単位に分割して必要な回数だけ送信すれば良い。

図３４のＥ−Ｏ変換回路１５ａは、シリアル変換回路１４ａから出力された電気信号としてのシリアル信号Ｓ_ＩＧを光信号Ｓ_ＩＧＬに変換して送信する。
光ファイバー４１ａを通して光信号Ｓ_ＩＧＬを受信した図３１の主制御装置１は、Ｅ−Ｏ変換回路１５ａとは逆に、図示されていないＯ−Ｅ（光−電気）変換回路により光信号を電気信号に変換する。そして、この電気信号をＣＰＵ等に取り込み、シリアル変換回路１４ａと逆のパラレル変換回路(図示せず)にてシリアル信号からパラレル信号に変換することで、ＡＤ変換回路１２ａから出力されたデータを認識する。

更に、ＣＰＵ等の処理により、データの大きさ、すなわち地絡電流Ｉ_Ｇの大きさが故障判別用の閾値を超えた場合は、地絡故障と判定する。こうして地絡故障と判定した場合の処理は、電力変換装置が使用される設備によって様々であるが、例えば電動機駆動用のインバータでは、インバータが出力している周波数及び電圧を徐々に低くして最終的に零とすることで、電動機を減速して停止させる処理となる。また、電源系統に接続されたコンバータの場合は、地絡故障と判定された時間が所定の設定時間を超えて連続したら、コンバータの動作を停止させる処理等となる。

図３４の状態検出装置２において、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の負荷電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗを検出する処理は地絡電流Ｉ_Ｇの場合とほぼ同様であるため、これらに対する詳細な説明は省略する。なお、地絡電流Ｉ_Ｇは、地絡が発生していない正常時は装置の運転中でも微小な電流が流れるのみであり、地絡故障が検出された場合でも、装置が使用される設備の仕様によっては、運転継続を許容するか、あるいは、停止するまで数十ミリ秒〜数秒、数十秒といった時間の経過を許容することがある。
これに対し、各相を流れる負荷電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗについては、装置の仕様で定めた最大電流が常時流れることや、半導体素子を保護するために電流が許容最大値を超える過電流となった場合には直ちに運転を停止しなければならないこと等が、地絡電流Ｉ_Ｇの場合と異なっている。

なお、図３１〜図３６を用いて説明した電力変換装置は、本出願人による特願２０１５−１４１７４７に記載されている。この先願発明においては、検出した地絡故障信号を、検出した信号数に応じた数の光ファイバーにより出力することで高耐圧の電源を不要とし、結果として大きさやコストを低減すると共に、状態検出装置の電源を単相電力変換器側から供給することで各変換回路等を動作させている。

特許第５１８１７１２号公報 特許第４０９６５０１号公報 特開２０００−２５３６７５号公報 特許第５３０５０７０号公報

Fang Zheng Peng etc.,"A Multilevel Voltage-Source Inverter with Static Var Generation", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL.32, NO. 5, 1996, P.1130-1138

図２１に示した電力変換装置２０１では、地絡故障検出器だけでなく、用途や目的によって様々な検出器が使用されており、例えば、出力端の電流を制御するためには電流検出器によって電流を常時検出できるようにしなければならない。
この種の用途で使われる電流検出器は、例えばホール素子や絶縁アンプ、シャント抵抗等の検出素子を使用した回路を中心にして構成されるが、何れの構成でも精度良く確実に電流を検出するために、検出素子は、電流が流れる電線や導体板（銅製のブスバー）等、主回路において高電圧が印加されている部分の直近か、または直接接触させるように配置することが必要である。これらの電流検出器から出力された信号は、電流制御のための演算や電流が過大になる状態を防止するため、アナログ信号として瞬時値を主制御装置に取り込んだ後に、ＡＤ変換回路によりディジタル信号に変換した結果をＣＰＵ等に取り込んで演算処理に使用している。

ここで、電流検出器を動作させるための電源と、検出したアナログ信号とは、共に主制御装置と電気的に接続する必要があるので、主制御装置と電流検出器との間には、電力変換装置の中で最も電圧が高い部分に対応した高耐圧の絶縁が必要となる。一般的には、電流検出器側で高耐圧の絶縁を確保するための処理が施されるが、このような処理が施された電流検出器は非常に高価で大型となるだけでなく、納期も長くなる。

また、高圧の電力変換装置においてＩＧＢＴ等の半導体素子をスイッチング動作させると、スイッチング時の急激な電圧の変化によって非常に大きなサージ電圧が発生する。このサージ電圧は制御装置の誤動作を引き起こす恐れがあるノイズの原因となるが、制御装置とこれに電気的に接続された電流検出器との間では、電源線やアナログ信号の検出線にノイズが侵入しやすくなり、結果として制御装置が誤動作する確率が高くなるという別の問題も生じていた。

上述した課題に対し、図３１に示した電力変換装置によれば、検出器を1台に集約すると共に、高耐圧の絶縁を要する電源を不要とし、ノイズの侵入を防止して制御装置等の誤動作を防止するほか、検出するべき状態量としての電流等の大きさに関わらず、安定な検出動作が可能である。しかし、光ファイバーと、光信号の伝送に必要なＥ−Ｏ変換回路及びＯ−Ｅ変換回路が検出信号の数だけ必要になるため、装置の小型化やコストの低減等の点で改善の余地がある。

また、電動機駆動用の電力変換装置では、センサレスベクトル制御や瞬停再起動制御等の制御方式を適用する際、電力変換装置の出力電圧を検出することが良く行われるが、図３１に示した電力変換装置では、地絡故障検出器や出力電流検出器が設けられているものの、各相の出力電圧検出器については考慮されていなかった。

更に、電流検出器としてシャント抵抗等の抵抗素子を使用する場合には、温度変化による抵抗値変化の影響を無視できないことがある。また、ホール素子等と組み合わされた電子回路内内蔵の検出器を使用すれば温度変化の影響を軽減できるが、高精度な制御を実現する場合には、やはり温度変化の影響を無視できない場合がある。この温度変化への対策としては、温度検出素子を別個に取り付ける方法があるが、その場合は個々の電流検出器に取り付ける必要があるため、温度検出素子の数が多くなってしまう。

また、図２１に示したような電力変換装置は製作から数十年に渡って使用され続けることが多く、途中で制御装置（主制御装置、補助制御装置の何れか一方、または両方）は保守の一環として交換する場合がある。制御装置の交換時期に合わせて検出器も交換することもあるが、検出器が電力変換装置の構造品として一体となるように設計されている場合には、検出器のみの交換は困難である。また、検出器を交換すると制御性能が変化し、場合によっては悪化することがある。これを防ぐためには、時間を要する調整試験が必要になる等の問題があり、このような背景から既存の検出器をそのまま継続して使用することが多い。
制御装置を交換しても既存の検出器を使用すれば制御性能が変化することはないが、交換後の制御装置では既存の検出器も考慮して全体を設計・製造する必要があり、余計な労力、時間、コストがかかるという別の問題を生じていた。

また、図２１の電力変換装置では、状態検出装置の電源を主回路の単相電力変換器から供給することで検出器の耐圧を低くすることが可能であるが、この方式によると、主回路側に故障が発生した場合に電源を供給できなくなる恐れがあった。
更に、電力変換装置の制御装置にはＣＰＵ等の演算素子が搭載されており、この演算素子に書き込まれたソフトウェア（プログラム）は所定の演算周期で動作するようになっている。状態検出装置の検出動作を主制御装置側の演算と非同期にする場合は、状態検出装置側の演算周期を主制御装置側のソフトウェアの演算周期より十分速くする必要があり、このようにすると、シリアル伝送の伝送速度を非常に高くする必要が生じると共に、主制御装置側の受信容量を必要以上に大きくしなければならない等の別の問題が発生する。

そこで、本発明の解決課題は、上述した種々の問題を解消し、装置の小型化、低コスト化を図ると共に、動作の安定性、信頼性に優れた状態検出装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、ｎ（ｎは１以上の整数）台の単相電力変換器からなり、かつ、ｎ＝１の時には単相電力変換器の２つの交流出力端を第１、第２の交流出力端とし、ｎ＝２以上の時にはｎ台の単相電力変換器の交流出力側の直列接続回路の始点及び終点に位置する２つの交流出力端を第１、第２の交流出力端とした単相電力変換ユニットを構成し、
ｍ（ｍは２以上の整数）台の前記単相電力変換ユニットの前記第１の交流出力端を共通接続して中性点とし、ｍ台の前記単相電力変換ユニットの前記第２の交流出力端が同一の交流負荷または交流電源の各相にそれぞれ接続されると共に、前記単相電力変換器を制御する主制御装置を備えた電力変換装置を対象として、前記電力変換装置の電気的状態を監視するための状態検出装置において、
前記中性点と接地点との間に取り付けられた第１の検出手段と、
前記第１の検出手段から出力されるアナログ信号を第１のディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ−ディジタル変換手段と、
前記第１のディジタル信号を第１のシリアル信号に変換して出力する第１のシリアル変換手段と、
少なくとも（ｍ−１）個の前記第１の交流出力端と前記中性点との間に取り付けられた第２の検出手段と、
前記第２の検出手段から出力されるアナログ信号を第２のディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ−ディジタル変換手段と、
前記第２のディジタル信号を第２のシリアル信号に変換して出力する第２のシリアル信号変換手段と、
全ての前記アナログ−ディジタル変換手段の変換タイミングを制御するための変換タイミング制御手段と、
全ての前記シリアル変換手段の出力信号の中から一つを選択して出力するシリアル信号選択手段と、
前記シリアル信号選択手段の出力信号を光信号に変換し、前記電力変換装置の状態を示す信号として前記主制御装置に出力する電気−光変換手段と、
前記第１及び第２の検出手段、前記第１及び第２のアナログ−ディジタル変換手段、前記第１及び第２のシリアル変換手段、前記変換タイミング制御手段、前記シリアル信号選択手段、前記電気−光変換手段を含む回路に電源を供給する給電手段と、を備え、
前記給電手段に、何れかの前記単相電力変換器から電源を供給することものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した状態検出装置において、
ｍ個の前記第２の交流出力端と前記中性点との間に取り付けられた第３の検出手段と、
前記第３の検出手段から出力されるアナログ信号を第３のディジタル信号に変換して出力する第３のアナログ−ディジタル変換手段と、
前記第３のディジタル信号を第３のシリアル信号に変換して出力する第３のシリアル変換手段と、
を更に備え、
前記変換タイミング制御手段は、前記第３のアナログ−ディジタル変換手段を含む全ての前記アナログ−ディジタル変換手段の変換タイミングを制御し、
前記シリアル信号選択手段は、前記第３のシリアル変換手段を含む全ての前記シリアル変換手段の出力信号の中から一つを選択して出力し、
前記給電手段は、前記第３の検出手段、前記第３のアナログ−ディジタル変換手段及び前記第３のシリアル変換手段に対しても電源を供給するものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した状態検出装置において、
前記検出手段のうち少なくとも一つの検出手段が温度検出手段を備えると共に、
前記温度検出手段から出力されるアナログ信号を第４のディジタル信号に変換して出力する第４のアナログ−ディジタル変換手段と、
前記第４のディジタル信号を第４のシリアル信号に変換して出力する第４のシリアル変換手段と、を更に備え、
前記変換タイミング制御手段は、前記第４のアナログ−ディジタル変換手段を含む全ての前記アナログ−ディジタル変換手段の変換タイミングを制御し、
前記シリアル信号選択手段は、前記第４のシリアル変換手段を含む全ての前記シリアル変換手段の出力信号の中から一つを選択して出力し、
前記給電手段は、前記第４のアナログ−ディジタル変換手段及び前記第４のシリアル変換手段に対しても電源を供給するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した状態検出装置において、
前記検出手段を複数の抵抗素子により構成し、これらの抵抗素子のうち前記電力変換装置の中性点に最も近い抵抗素子から電圧を検出するものである。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した状態検出装置において、
ｍ台の前記単相電力変換ユニットの前記第２の交流出力端と前記交流負荷または交流電源の各相との間にそれぞれ接続された第５の検出手段と、
前記第５の検出手段に電源を供給する給電手段と、を更に備え、
前記第２のアナログ−ディジタル変換手段は、前記第５の検出手段から出力されるアナログ信号を前記第２のディジタル信号に変換するものである。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した状態検出装置において、前記給電手段に、前記単相電力変換器以外の系統から電源を供給するものである。

請求項７に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した状態検出装置において、
前記主制御装置から出力された光信号を電気信号に変換し、この電気信号を前記変換タイミング制御手段に対する動作制御信号として出力する手段を更に備えたものである。

本発明によれば、状態検出装置の電源を、電力変換装置を構成する何れかの単相電力変換器、または主制御装置やその電源から電力変換装置の保護や制御に必要な検出機能を全て備えた状態検出装置に１系統のみ供給するだけでよい。このため、主制御装置と状態検出装置との間には、電力変換装置の主回路電位に対応した高耐圧の絶縁を要する電源や検出器が不要となるか、仮に必要な場合でも少数の検出器で済むので、小型かつ安価な状態検出装置を提供することができる。

また、状態検出装置と主制御装置との間は光ファイバーによって接続可能であり、電気的に接続しなければならない電源線や検出線が不要になる。このため、電源線や検出線を通って主制御装置にノイズが侵入することがなくなり、結果的に電力変換装置を安定に動作させることができる。
更に、本発明では電力変換装置の制御に必要となる地絡、出力電流、出力電圧等を検出する検出器を１台の状態検出装置に集約できるので、様々な機能を搭載することにより大型で高コストとなる主制御装置の回路やプリント基板等の設計及び構造の簡略化が可能になる。
そして、検出器としてシャント抵抗等の温度変化の影響を受け易い素子を使用する場合でも、その温度を検出することで補正も容易となり、安価なシャント抵抗でも高精度の制御を実現することができる。

また、通常の制御装置の交換では、既存の検出器を考慮して主制御装置を設計・製作する必要があるが、本発明によれば、既存の検出器を考慮するのは状態検出装置の部分のみでよいため、設計・製作を簡略化することができる。更に、電源としては主回路の単相電力変換器から給電する方式のほか、必要に応じて主制御装置等の他の系統からも給電できるため、主回路側の故障により給電できない場合にも対応可能であり、装置の信頼性を向上することができる。

加えて、主制御装置の演算周期と状態検出装置の動作周期とが非同期である場合でも、状態検出装置が主制御装置から出力された信号を光ファイバー経由で取得可能にしたことで、状態検出装置の動作周期を主制御装置の演算周期と同期させて制御することができる。これにより、結果としてシリアル伝送の速度を必要以上に速くする必要がなくなり、主制御装置側の受信容量を減少させて制御演算を含めた動作を安定化することができる。

本発明の第１実施形態に係る状態検出装置２ａを備えた電動機駆動システムの構成図である。 図１における状態検出装置２ａの構成図である。 図２におけるＡＤ変換制御回路１６ａの動作を示す波形図である。 図２のＡＤ変換制御回路１６ａにおける４ビット２進カウンタの動作を示す真理値表である。 図２におけるＡＤ変換回路１２ａ及びシリアル変換回路１４ａの動作を示す波形図である。 図２におけるシリアル信号選択回路１７ａの動作を示す波形図である。 本発明の第２実施形態に係る状態検出装置２ｂを備えた電動機駆動システムの構成図である。 図７における状態検出装置２ｂの構成図である。 図８におけるＡＤ変換制御回路１６ｂの動作を示す波形図である。 本発明の第３実施形態に係る状態検出装置２ｃを備えた電動機駆動システムの構成図である。 図１０における状態検出装置２ｃの構成図である。 図１１における電圧変換回路１１ｈの構成図である。 本発明の第４実施形態において、地絡電流を検出するための抵抗素子群の構成図である。 本発明の第４実施形態において、Ｕ相の出力電流を検出するための抵抗素子群の構成図である。 本発明の第５実施形態に係る状態検出装置２ｄを備えた電動機駆動システムの構成図である。 図１５における状態検出装置２ｄの構成図である。 本発明の第６実施形態に係る状態検出装置２ｅを備えた電動機駆動システムの構成図である。 本発明の第７実施形態に係る状態検出装置２ｆを備えた電動機駆動システムの構成図である。 図１８における状態検出装置２ｆの構成図である。 図１９におけるＡＤ変換制御回路１８ａの動作を示す波形図である。 第１の従来技術を示す電動機駆動システムの構成図である。 図２１の電力変換装置に適用される単相電力変換器の一例を示す構成図である。 図２１の電力変換装置に適用される単相電力変換器の他の例を示す構成図である。 第２の従来技術を示す電動機駆動システムの構成図である。 図２４の電力変換装置に適用される単相電力変換器の一例を示す構成図である。 図２４の電力変換装置に適用される単相電力変換器の他の例を示す構成図である。 高耐圧の電源が不要な地絡故障検出器を適用した電動機駆動システムの構成図である。 図２７における地絡故障検出器の構成図である。 図２８に示した地絡故障検出器の動作を説明するための波形図である。 図２８に示した地絡故障検出器の動作を説明するための波形図である。 先願発明の状態検出装置を備えた電動機駆動システムの構成図である。 図３１における単相電力変換器の構成図である。 図３１における単相電力変換器の他の構成図である。 図３１における状態検出装置の構成図である。 図３４に示した状態検出装置の動作を説明するための波形図である。 図３５の一部を拡大した波形図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る状態検出装置を備えた電動機駆動システムの構成図である。この電動機駆動システムは、図２１や図３１と同様に、各相が３台の単相電力変換器からなる直列多重変換器によって構成された電力変換装置１０５により、３相の電動機２０３を駆動するものである。

図１において、１０５は電力変換装置、２１１は、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３，ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ１〜ＩＮＶ−Ｗからなる３相分の直列多重変換器を備えた主回路部である。ここで、各相の直列多重変換器は請求項における単相電力変換ユニットを構成している。
また、１ａは電力変換装置１０５の全体を制御するための主制御装置、２ａは状態検出装置、Ｒ_ＤＩＧは地絡電流を検出するために電力変換装置の中性点Ｏと接地端子Ｅとの間に接続された抵抗素子、Ｒ_ＤＩＵはＵ相電流を検出するために中性点Ｏと単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１の交流出力端ｘとの間に接続された抵抗素子、同様に、Ｒ_ＤＩＶ及びＲ_ＤＩＷは、それぞれが中性点ＯとＶ相単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ１及び単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａの出力端ｘとの間に接続されたＶ相電流検出用、Ｗ相電流検出用の抵抗素子である。なお、図３１と同様に、単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａは、電源線Ｐ_ＳＤを介して状態検出装置２ａに対する電源を供給する機能を備えている。
他の構成要素については、図２１または図３１と同一の記号を付して説明を省略する。

次に、図２は図１における状態検出装置２ａの構成図である。
図２において、１１ａは、地絡電流を検出するための電圧変換回路、１１ｂ〜１１ｄはＵ相〜Ｗ相の電流を検出するための電圧変換回路、１２ａは電圧変換回路１１ａの出力電圧をディジタル信号に変換するＡＤ（アナログ−ディジタル）変換回路、１２ｂ〜１２ｄは電圧変換回路１１ｂ〜１１ｄの出力電圧をディジタル信号にそれぞれ変換するＡＤ変換回路である。

また、１４ａはＡＤ変換回路１２ａから出力されたディジタル信号を伝送に必要なシリアル信号に変換するシリアル変換回路、１４ｂ〜１４ｄはＡＤ変換回路１２ｂ〜１２ｄから出力されたディジタル信号を伝送に必要なシリアル信号に変換するシリアル変換回路である。
１６ａはＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｄを制御するための４つのＡＤ変換制御信号を演算して出力する変換タイミング制御手段としてのＡＤ変換制御回路、１７ａはシリアル変換回路１４ａ〜１４ｄから出力された４つのシリアル信号のうちの一つを選択して出力するシリアル信号選択回路、１５はシリアル信号変換回路１７ａから出力された電気信号としてのシリアル信号を光信号に変換して光ファイバー４１に出力するＥ−Ｏ（電気−光）変換回路である。
更に、２１は電源線Ｐ_ＳＤに接続された電源回路、Ｃ１は電源回路２１の出力側に取り付けられた蓄電素子としての平滑コンデンサである。

次に、この状態検出装置２ａの動作について説明する。
地絡電流Ｉ_Ｇの検出動作では、図１の中性点Ｏから接地点Ｇへ流れる電流Ｉ_Ｇを抵抗素子Ｒ_ＤＩＧの両端電圧Ｖ_ＤＩＧとして検出し、状態検出装置２ａに入力する。ここで、電流Ｉ_Ｇと電圧Ｖ_ＤＩＧとの関係は、Ｖ_ＤＩＧ＝Ｉ_Ｇ×Ｒ_ＤＩＧである。この電圧Ｖ_ＤＩＧは状態検出装置２ａの電圧変換回路１１ａにより電圧Ｖ_ＩＧに変換されてＡＤ変換回路１２ａに入力される。
電圧変換回路１１ａには、オペアンプを備えた反転増幅回路または非反転増幅回路が使用されており、この増幅回路に取り付けられた抵抗素子によって決まる変換ゲインＧ_ＤＩＧにより電圧Ｖ_ＤＩＧを電圧Ｖ_ＩＧ（＝Ｖ_ＤＩＧ×Ｇ_ＤＩＧ）に変換する。

次いで、ＡＤ変換回路１２ａ、シリアル変換回路１４ａ、ＡＤ変換制御回路１６ａ、シリアル信号選択回路１７ａの動作について、図面を参照しつつ説明する。
図３はＡＤ変換制御回路１６ａの動作を示す波形図である。図３（１）ＣＬＫは回路を動作させるためのクロック信号、図３（２）Ｂｉｔ０〜（５）Ｂｉｔ３は４ビット２進カウンタの出力信号であり、図３（２）Ｂｉｔ０が最下位ビット、図３（５）Ｂｉｔ３が最上位ビットとなっている。
図３（６）Ｃ_ＩＧ〜（９）Ｃ_ＩＷはＡＤ変換制御回路１６ａから出力されるＡＤ変換制御信号である。ここで、図３（６）Ｃ_ＩＧは地絡電流の検出結果をＡＤ変換するＡＤ変換回路１２ａに対する制御信号、図３（７）Ｃ_ＩＵ〜（９）Ｃ_ＩＷが各相電流の検出結果をＡＤ変換するＡＤ変換回路１２ｂ〜１２ｄに対する制御信号である。

図４は、ＡＤ変換制御回路１６ａにおける前記４ビット２進カウンタの動作を示す真理値表である。この表の番号（０）〜（１５）は、図３内に付記した（０）〜（１５）に対応しており、図４の１０進数の列は４ビット２進カウンタの出力状態を１０進数に変換した値である。
４ビット２進カウンタの出力状態は、図３（１）ＣＬＫの立ち上りに同期して、図３（２）Ｂｉｔ０〜（５）Ｂｉｔ３あるいは図４に示すように、１０進数に換算した値が０〜１５の間を１ずつ加算しながら変化し、１５の次は０に戻る動作を一周期としてこれを繰り返す。

図３（６）のＣ_ＩＧは、４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で１となった時に“１”が出力されるように、図４（１）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“０”，Ｂｉｔ２＝“０”，Ｂｉｔ３＝“０”の条件で論理積をとればよい。同様に、図３（７）Ｃ_ＩＵは４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で３となった時に“１”が出力されるように、図４（３）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“１”，Ｂｉｔ２＝“０”，Ｂｉｔ３＝“０”の条件とし、図３（８）Ｃ_ＩＶは４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で５となった時に“１”が出力されるように、図４（５）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“０”，Ｂｉｔ２＝“１”，Ｂｉｔ３＝“０”の条件とし、図３（９）Ｃ_ＩＷは４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で７となった時に“１”が出力されるように、図４（７）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“１”，Ｂｉｔ２＝“１”，Ｂｉｔ３＝”０“の条件でそれぞれ論理積をとればよい。
以上のようにすることで、４ビット２進カウンタの動作の一周期で、ＡＤ変換制御信号として図３（６）Ｃ_ＩＧ〜（９）Ｃ_ＩＷを１回ずつ出力することができる。

次に、図５はＡＤ変換回路１２ａ及びシリアル変換回路１４ａの動作を示す波形図である。これらの動作は従来技術とほぼ同様であるが、ＡＤ変換制御回路１６ａから出力される図５（１）のＡＤ変換制御信号Ｃ_ＩＧが“１”になる期間Ｔ_Ｃと図５（４）のシリアル信号Ｓ_ＩＧが出力される期間Ｔ_ｔｘとを明確にしている。図５（１）Ｃ_ＩＧが“１”になると、図５（２）変換中に示すようにアナログ−ディジタル変換処理が開始され、変換期間Ｔ_ＣＨＧの経過後に、変換結果をディジタル信号Ｄ_ＩＧとして出力する。

図５（１）Ｃ_ＩＧが“１”となってＡＤ変換回路１２ａが動作を開始してからＣ_ＩＧが“０”となって変換が終了し、図５（４）Ｓ_ＩＧの出力が終わるまでの期間は、変換期間Ｔ_ＣＨＧ、遅延期間Ｔ_ＤＬＹ、シリアル信号出力期間Ｔ_ｔｘの合計期間となり、この期間がＡＤ変換制御信号Ｃ_ＩＧの出力期間Ｔ_Ｃを超えないようにすることで、後段のシリアル信号選択回路１７ａにおいてシリアル信号同士のタイミングが重ならないようにすることができる。
ＡＤ変換回路１２ａからディジタル信号Ｄ_ＩＧが出力されると、図５（４）に示すように予め設定された遅延期間Ｔ_ＤＬＹの経過後にシリアル変換回路１４ａがディジタル信号Ｄ_ＩＧをパラレル−シリアル変換し、「※１」に示すようなシリアル信号Ｓ_ＩＧを出力する。
以上はＡＤ変換回路１２ａ及びシリアル変換回路１４ａの動作についての説明であるが、各相の電流検出に用いるＡＤ変換回路１２ｂ〜１２ｄ、シリアル変換回路１４ｂ〜１４ｄについても同様の動作となる。

図６は、シリアル信号選択回路１７ａの動作を示す波形図である。同図の（１）Ｓ_ＩＧ〜（４）Ｓ_ＩＷはＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｄから出力されたディジタル信号をシリアル変換回路１４ａ〜１４ｄによりパラレル−シリアル変換して得られたシリアル信号である。
また、図６における※１〜※４の部分はシリアル信号が出力される様子を示しており、シリアル信号選択回路１７ａにより選択されたシリアル信号は図６（５）Ｓ_Ｔの※１〜※４に示すように順番に出力され、次段のＥ−Ｏ変換回路１５により電気信号から光信号Ｓ_ＬＴに変換されて上位の主制御装置１ａに伝えられる。
シリアル信号が出力されるタイミングはＡＤ変換制御信号によって決まり、予めタイミングが重ならないように制御されているので、シリアル信号選択回路１７ａには論理和回路を用いればよい。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
図７は、第２実施形態が適用される電動機駆動システムを示しており、第１実施形態と同様に、３相の直列多重変換器によって構成された電力変換装置１０６により３相の電動機２０３を駆動するものである。

図７において、１ｂは電力変換装置１０６の全体を制御するための主制御装置、２ｂは状態検出装置、Ｒ_ＤＶＵはＵ相出力電圧を検出するために中性点Ｏと単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ３の交流出力端ｙとの間に接続された電圧検出手段としての抵抗素子、同様にＲ_ＤＶＶ及びＲ_ＤＶＷはそれぞれが中性点Ｏと単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ３，ＩＮＶ−Ｗ３の出力端ｙとの間に接続されたＶ相出力電圧検出用及びＷ相出力電圧検出用の抵抗素子である。また、Ｗ相の単相電力変換器ＩＮＶ−Ｗ１ａは状態検出装置２ｂに電源を供給する機能を備えている。
他の部分については、図１と同様の記号を付して説明を省略する。

図８は、図７における状態検出装置２ｂの構成図である。
同図において、１１ｅ〜１１ｇはそれぞれＵ相〜Ｗ相の出力電圧を検出するための電圧変換回路、１２ｅ〜１２ｇは電圧変換回路１１ｅ〜１１ｇの出力信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路、１４ｅ〜１４ｇはＡＤ変換回路１２ｅ〜１２ｇの出力信号を伝送に必要なシリアル信号に変換するシリアル変換回路、１６ｂはＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｇを制御するための７つのＡＤ変換制御信号を演算して出力する変換タイミング制御手段としてのＡＤ変換制御回路、１７ｂはシリアル変換回路１４ａ〜１４ｇから出力された７つのシリアル信号のうちの一つを選択して出力するシリアル信号選択回路である。
他の部分については、図２と同様の記号を付して説明を省略する。

図９は、ＡＤ変換制御回路１６ｂの動作を示す波形図である。
図９（６）Ｃ_ＩＧ〜（１２）Ｃ_ＶＷはＡＤ変換制御回路１６ｂから出力されるＡＤ変換制御信号である。このうち、図９（１０）Ｃ_ＶＵ〜（１２）Ｃ_ＶＷが各相出力電圧の検出結果をＡＤ変換するＡＤ変換回路１２ｅ〜１２ｇに対する制御信号であり、他の図９（１）〜（９）の信号については図３と同様である。

次に、ＡＤ変換制御回路１６ｂにより図９（１０）Ｃ_ＶＵ〜（１２）Ｃ_ＶＷを出力させるための動作について説明する。
図９（１０）Ｃ_ＶＵは４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で９となった時に“１”が出力されるように、図４（９）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“０”，Ｂｉｔ２＝“０”，Ｂｉｔ３＝“１”の条件で論理積をとればよい。同様に、図９（１１）Ｃ_ＶＶは４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で１１となった時に“１”が出力されるように、図４（１１）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“１”，Ｂｉｔ２＝“０”，Ｂｉｔ３＝“１”の条件で論理積をとればよく、図９（１２）Ｃ_ＶＷは４ビット２進カウンタの出力が１０進数換算で１３となった時に“１”が出力されるように、図４（１３）に示す如くＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“０”，Ｂｉｔ２＝“１”，Ｂｉｔ３＝“１”の条件で論理積をとればよい。
図９の波形から明らかなように、シリアル信号選択回路１６ｂを含めた状態検出装置２ｂの動作は第１実施形態の状態検出装置２ａに対して検出数が増加した構成であり、増加した部分は第１実施形態と類似した動作になるので、詳細な説明は省略する。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態を説明する。
図１０は、この第３実施形態が適用される電動機駆動システムを示しており、第１，第２実施形態と同様に、３相の直列多重変換器によって構成された電力変換装置１０７により３相の電動機２０３を駆動するものである。

図１０において、１ｃは電力変換装置１０７の全体を制御するための主制御装置、２ｃは状態検出装置、ＲＴ_ＤＩＵはＵ相電流を検出するために中性点Ｏと単相電力変換器ＩＮＶ−Ｕ１の交流出力端ｘとの間に接続された温度検出機能付きの抵抗素子、同様にＲＴ_ＤＩＶ及びＲＴ_ＤＩＷはそれぞれが中性点Ｏと単相電力変換器ＩＮＶ−Ｖ１，ＩＮＶ−Ｗ１ａの出力端ｘとの間に接続された温度検出機能付きのＶ相電流検出用及びＷ相電流検出用の抵抗素子である。また、ＲＴ_ＤＩＧは中性点Ｏと接地端子Ｅとの間に接続された地絡電流検出用の温度検出機能付きの抵抗素子である。
他の部分については、図１，図７と同様の記号を付して説明を省略する。

図１１は、図１０における状態検出装置２ｃの構成図である。
図１１において、１１ｈは地絡電流を検出するための抵抗素子の温度検出に用いられる電圧変換回路、１１ｉ〜１１ｋはＵ相〜Ｗ相の電流を検出するための抵抗素子の温度検出に用いられる電圧変換回路、１２ｈは電圧変換回路１１ｈの出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換回路、１２ｉ〜１２ｋは電圧変換回路１１ｉ〜１１ｋの出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換回路、１４ｈはＡＤ変換回路１２ｈの出力信号を伝送に必要なシリアル信号に変換するシリアル変換回路、１４ｉ〜１４ｋはＡＤ変換回路１２ｉ〜１２ｋの出力信号を伝送に必要なシリアル信号に変換するシリアル変換回路である。
また、１６ｃはＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｋを制御するための８つのＡＤ変換制御信号を演算して出力する変換タイミング制御手段としてのＡＤ変換制御回路、１７ｃはシリアル変換回路１４ａ〜１４ｋから出力された８つのシリアル信号のうちの一つを選択して出力するシリアル信号選択回路である。他の部分については、図２，図８と同様の符号を付して説明を省略する。

図１０に示した電流検出手段としての抵抗素子ＲＴ_ＤＩＧ，ＲＴ_ＤＩＵ，ＲＴ_ＤＩＶ，ＲＴ_ＤＩＷに取り付ける温度検出素子としては、温度によって抵抗値が変化する白金等を使用した測温抵抗体、半導体を使用したサーミスタ、熱電対等が利用可能であるが、高精度かつ高速な演算に使用される電流検出用の抵抗素子は温度変化に対しても速い応答が必要であることから、サーミスタが適していると言える。また、サーミスタにも様々な種類があるが、温度と抵抗値との関係を簡単な近似式によって表すことができ、温度の上昇と共に抵抗値が単調に減少する負の温度特性を有するＮＴＣ（negative temperature coefficient）サーミスタが最適である。

図１２は、図１１における電圧変換回路１１ｈの構成図である。図１２において、Ｑ_１は演算増幅器、Ｒ_１，Ｒ_２は演算増幅器Ｑ_１と組み合わせて非反転増幅器を構成するための設定抵抗、ＲＰ_ＴＩＧは地絡電流検出用の抵抗素子ＲＴ_ＤＩＧに取り付けられたＮＴＣサーミスタ（図示せず）に給電するための給電抵抗である。
電圧変換回路１１ｈでは、電源電圧Ｖ_ｃｃを給電抵抗ＲＰ_ＴＩＧの固定抵抗値と温度により変化するＮＴＣサーミスタの抵抗値とにより分圧して得られる電圧を非反転増幅器が増幅し、検出温度に対応する電圧Ｖ_ＴＩＧとして出力する。この電圧（アナログ信号）Ｖ_ＴＩＧは、図１１のＡＤ変換制御回路１６ｃから出力されるＡＤ変換制御信号Ｃ_ＴＩＧに従ってＡＤ変換回路１２ｈによりディジタル信号Ｄ_ＴＩＧに変換される。そして、このディジタル信号Ｄ_ＴＩＧをシリアル変換回路１４ｈによりシリアル信号Ｓ_ＴＩＧに変換し、シリアル信号選択回路１７ｃを経由してＥ−Ｏ変換回路１５により光信号に変換した後、光ファイバー４１を介して主制御装置１ｃに伝送する。
なお、ＡＤ変換制御回路１６ｃの動作は、第２実施形態におけるＡＤ変換制御回路１６ｂと同様にすればよい。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。
図１３は地絡電流Ｉ_Ｇを検出するための抵抗素子群の構成図であり、例えば第１実施形態や第２実施形態の抵抗素子Ｒ_ＤＩＧとして用いることができる。
図１３（ａ），（ｂ）において、直列接続された抵抗素子Ｒ_ＤＩＧ１，Ｒ_ＤＩＧ２は、電力変換装置の中性点Ｏと接地点Ｇとの間に接続される。同図（ａ）は地絡電流Ｉ_Ｇに対応する電圧Ｖ_ＤＩＧを中性点Ｏ側の抵抗素子Ｒ_ＤＩＧ１の両端から取り出し、同図（ｂ）は接地点Ｇ側の抵抗素子Ｒ_ＤＩＧ２の両端から取り出している。取り出した電圧Ｖ_ＤＩＧは、状態検出装置の地絡電流の検出部に入力される。

また、図１４（ａ），（ｂ）はＵ相出力電圧を検出する電圧検出手段としての抵抗素子群の構成図であり、直列接続された抵抗素子Ｒ_ＤＶＵ１，Ｒ_ＤＶＵ２はそれぞれ電力変換装置の中性点Ｏ側とＵ相出力端側に配置されている。中性点ＯとＵ相出力端との間のＵ相出力電圧は、直列接続された抵抗素子Ｒ_ＤＶＵ１，Ｒ_ＤＶＵ２によって分圧され、この分圧された電圧を図１４（ａ）では中性点Ｏ側の抵抗素子Ｒ_ＤＶＵ１の両端から取り出し、図１４（ｂ）ではＵ相出力端側の抵抗素子Ｒ_ＤＶＵ２の両端から取り出す。そして、取り出した電圧をＶ_ＤＶＵとして状態検出装置のＵ相出力電圧の検出部に入力する。
なお、Ｖ相，Ｗ相出力電圧についても、図１４（ａ），（ｂ）と同様の方法によって検出することができる。

図１３の構成では、中性点Ｏ側の抵抗素子Ｒ_ＤＩＧ１の値を接地点Ｇ側の抵抗素子Ｒ_ＤＩＧ２の値より小さくし、図１４の構成では、中性点Ｏ側の抵抗素子Ｒ_ＤＶＵ１の値をＵ相出力端側の抵抗素子Ｒ_ＤＶＵ２の値より小さくすることで、状態検出装置に入力される電圧は中性点Ｏを基準とした値だけ考慮すればよいため、回路を簡略化することができる。

＜第５実施形態＞
次に、本発明の第５実施形態を説明する。
図１５は、第５実施形態が適用される電動機駆動システムを示しており、前記同様に、３相の直列多重変換器によって構成された電力変換装置１０８により３相の電動機２０３を駆動するものである。
図１５において、１ｄは主制御装置、２ｄは状態検出装置、４０３，４０４，４０５は図２１と同様に各相の電流検出器である。他の部分については、図１，図７等と同様の記号を付して説明を省略する。

図１６は、図１５における状態検出装置２ｄの構成図である。
図１５，図１６の状態検出装置２ｄ内に付した番号（１）〜（６）に関し、（１）はＵ相の電流検出器４０３に電源を供給するためのＵ相給電部、（２）はＵ相の電流検出器４０３から出力される検出信号を入力するためのＵ相電流検出部である。同様に、番号（３），（５）はそれぞれＶ相，Ｗ相の電流検出器４０４，４０５に対するＶ相給電部及びＷ相給電部であり、番号（４），（６）はそれぞれＶ相，Ｗ相の電流検出器４０４，４０５から出力される検出信号を入力するためのＶ相電流検出部及びＷ相電流検出部である。

また、２２は、電源回路２１の出力側のコンデンサＣ１を介して電源電圧Ｖ_ｃｃが供給される電源回路、Ｃ２は電源回路２２の出力電圧Ｖ_ＰＣＴが印加される蓄電素子としてのコンデンサである。ここで、電源回路２２には、３端子レギュレータやＤＣ／ＤＣコンバータ等の電圧調整機能を有する回路を使用することができ、この電源回路２２の出力電圧Ｖ_ＰＣＴを各相の電流検出器用の給電部（１），（３），（５）に供給している。
図１６のＵ相電流検出部（２）では、Ｕ相の電流検出器４０３の検出信号が電圧Ｖ_ＣＴＩＵとして状態検出装置２ｄに入力され、電圧変換回路１１ｂにより電圧Ｖ_ＩＵに変換された後は、図２等と同様の動作になるため詳細な説明は省略する。Ｖ相電流検出部（４），Ｗ相電流検出部（６）についても、Ｕ相電流検出部（２）と同様の動作である。

＜第６実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態を説明する。
図１７は、第６実施形態が適用される電動機駆動システムを示しており、前記同様に、３相の直列多重変換器によって構成された電力変換装置１０９により３相の電動機２０３を駆動するものである。
図１７において、１ｅは主制御装置、２ｅは状態検出装置であり、主制御装置１ｅは状態検出装置２ｅに電源を供給可能となっている。他の部分については、図１，図７等と同様の記号を付して説明を省略する。

この第６実施形態では、主制御装置１ｅから電源線Ｐ_ＳＤ１を介して給電される電圧が電源トランス３１により絶縁され、電源線Ｐ_ＳＤ２を介して状態検出装置２ｅに供給される。給電経路の途中に電源トランス３１があることから、電源は周波数成分を持った交流やパルス状の繰り返し波形となり、一般に電源トランスは周波数成分が高いほど小型にできるため、高周波の電源トランスを用いることが望ましい。図１７では、独立した単体の電源トランス３１を使用する構成となっているが、電源トランスを主制御装置１ｅや状態検出装置２ｅの基板や筐体に取り付けて一体化してもよい。

＜第７実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態を説明する。
図１８は、第７実施形態が適用される電動機駆動システムを示しており、前記同様に、３相の直列多重変換器によって構成された電力変換装置１１０により３相の電動機２０３を駆動するものである。
図１８において、１ｆは状態検出装置２ｆに対するシリアル信号の送信機能を備えた主制御装置、２ｆは主制御装置１ｆから送信されたシリアル信号の受信機能を備えた状態検出装置、４２は光ファイバーである。図１８の他の部分については、図１，図７等と同様の記号を用いて説明を省略する。

図１９は、図１８における状態検出装置２ｆの構成図である。図１９において、４２は主制御装置１ｆから送信されたシリアル信号Ｓ_ＬＲを状態検出装置２ｆに伝送するための光ファイバー、２０は光信号を電気信号に変換するＯ−Ｅ変換回路、１８ａはＯ−Ｅ変換回路２０の出力を受けて動作する変換タイミング制御手段としてのＡＤ変換制御回路である。図１８の他の部分については、図２，図８等と同様の記号を用いて説明を省略する。

前述した第１実施形態のような構成では、検出した電流や電圧をＡＤ変換する際の周期を一定とし、主制御装置のＣＰＵ側の演算周期と非同期としている。このため、例えばＡＤ変換回路の変換動作をＣＰＵの演算周期の１０倍にする等、十分に速くする必要があった。
アナログ信号から変換されたディジタル信号は、ＡＤ変換のたびにシリアル信号に変換し、光ファイバーを通じて主制御装置のＣＰＵ側に伝送しなければ意味がないので、結果として、ＡＤ変換回路の変換動作に合わせて全体の動作を速くする必要があった。

これに対し、本実施形態による図１８、図１９の構成を用いることで、状態検出装置２ｆは主制御装置１ｆが出力した信号を受け取ることが可能になる。例えば、図面には示されていない方法で主制御装置１ｆのＣＰＵが演算を開始するタイミングをパルス信号とし、主制御装置１ｆ内でＥ−Ｏ変換して光信号Ｓ_ＬＲを送信する。この光信号Ｓ_ＬＲは光ファイバー４２を通じて状態検出装置２ｆにより受信され、Ｏ−Ｅ変換回路２０にて電気信号Ｓ_Ｒに変換される。この電気信号Ｓ_Ｒを受けたタイミングで、ＡＤ変換制御回路１８ａが動作するようにすればよい。
上記のような構成、機能を備えることにより、状態検出装置２ｆ内のＡＤ変換回路１２ａ〜１２ｄによる変換動作を主制御装置１ｆ側のＣＰＵの演算周期に同期させることができる。

図２０は、図１９のＡＤ変換制御回路１８ａの動作を説明するための波形図である。
ＡＤ変換制御回路１８ａは、初期状態で内部の４ビット２進カウンタが１０進数の換算で“１５”となる図４（１５）のＢｉｔ０＝“１”，Ｂｉｔ１＝“１”，Ｂｉｔ２＝“１”，Ｂｉｔ３＝“１”で停止している。この状態で、図２０（０）に※１で示すように主制御装置１ｆからの光信号Ｓ_ＬＲに基づく信号Ｓ_Ｒ（ＣＰＵの演算開始を示す信号）が入力されると、２進カウンタは，１０進数の換算で“０”となる図４（０）のＢｉｔ０＝“０”，Ｂｉｔ１＝“０”，Ｂｉｔ２＝“０”，Ｂｉｔ３＝“０”に変化する。

以降は、図４と同様に２進カウンタが１ずつ加算される過程でＡＤ変換制御信号が出力される。２進カウンタの値が１０進数の“１５”の状態になるとカウンタは停止状態となり、図２０に※２で示すように、信号Ｓ_Ｒが再び入力されると※１からの動作を繰り返すように動作する。

本発明に係る状態検出装置は、電動機駆動システムや電源系統に連系させる電力変換装置等に利用することができる。

１ａ〜１ｆ：主制御装置
２ａ〜２ｆ：状態検出装置
１１ａ〜１１ｋ：電圧変換回路
１２ａ〜１２ｋ：ＡＤ（アナログ−ディジタル）変換回路
１４ａ〜１４ｋ：シリアル変換回路
１５：Ｅ−Ｏ（電気−光）変換回路
１６ａ〜１６ｃ，１８ａ：ＡＤ変換制御回路
１７ａ〜１７ｃ：シリアル信号選択回路
２０：Ｏ−Ｅ（光−電気）変換回路
２１，２２：電源回路
３１：電源トランス
４１，４２，６４Ｕ１〜６４Ｕ３，６４Ｖ１〜６４Ｖ３，６４Ｗ１〜６４Ｗ３：光ファイバー
１０５〜１１０：電力変換装置
２０２：多巻線変圧器
２０３：電動機
２１１：主回路部
４０３：Ｕ相電流検出器
４０４：Ｖ相電流検出器
４０５：Ｗ相電流検出器
ａ，ｂ，ｃ：交流入力端
ｘ，ｙ：交流出力端
Ｕ：Ｕ相出力端
Ｖ：Ｖ相出力端
Ｗ：Ｗ相出力端
Ｏ：中性点
Ｅ：接地端子
Ｇ：接地点
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｒ_ＤＩＧ，Ｒ_ＤＩＵ，Ｒ_ＤＩＶ，Ｒ_ＤＩＷ，ＲＴ_ＤＩＧ，ＲＴ_ＤＩＵ，ＲＴ_ＤＩＶ，ＲＴ_ＤＩＷ：抵抗素子（電流検出手段）
Ｒ_ＤＶＵ，Ｒ_ＤＶＶ，Ｒ_ＤＶＷ：抵抗素子（電圧検出手段）
ＳＲ：シリアル受信光−電気変換モジュール
Ｐ_ＳＤ，Ｐ_ＳＤ１，Ｐ_ＳＤ２：電源線
ＰＳ：電源供給端子
Ｒ１〜Ｒ３，Ｓ１〜Ｓ３，Ｔ１〜Ｔ３：２次側巻線出力端
ＩＮＶ−Ｕ１〜ＩＮＶ−Ｕ３：Ｕ相の単相電力変換器
ＩＮＶ−Ｖ１〜ＩＮＶ−Ｖ３：Ｖ相の単相電力変換器
ＩＮＶ−Ｗ１〜ＩＮＶ−Ｗ３：Ｗ相の単相電力変換器
ＩＮＶ−Ｗ１ａ：電源供給機能付きのＷ相の単相電力変換器

Claims (7)

1. ｎ（ｎは１以上の整数）台の単相電力変換器からなり、かつ、ｎ＝１の時には単相電力変換器の２つの交流出力端を第１、第２の交流出力端とし、ｎ＝２以上の時にはｎ台の単相電力変換器の交流出力側の直列接続回路の始点及び終点に位置する２つの交流出力端を第１、第２の交流出力端とした単相電力変換ユニットを構成し、
   ｍ（ｍは２以上の整数）台の前記単相電力変換ユニットの前記第１の交流出力端を共通接続して中性点とし、ｍ台の前記単相電力変換ユニットの前記第２の交流出力端が同一の交流負荷または交流電源の各相にそれぞれ接続されると共に、前記単相電力変換器を制御する主制御装置を備えた電力変換装置を対象として、前記電力変換装置の電気的状態を監視するための状態検出装置において、
   前記中性点と接地点との間に取り付けられた第１の検出手段と、
   前記第１の検出手段から出力されるアナログ信号を第１のディジタル信号に変換して出力する第１のアナログ−ディジタル変換手段と、
   前記第１のディジタル信号を第１のシリアル信号に変換して出力する第１のシリアル変換手段と、
   少なくとも（ｍ−１）個の前記第１の交流出力端と前記中性点との間に取り付けられた第２の検出手段と、
   前記第２の検出手段から出力されるアナログ信号を第２のディジタル信号に変換して出力する第２のアナログ−ディジタル変換手段と、
   前記第２のディジタル信号を第２のシリアル信号に変換して出力する第２のシリアル信号変換手段と、
   全ての前記アナログ−ディジタル変換手段の変換タイミングを制御するための変換タイミング制御手段と、
   全ての前記シリアル変換手段の出力信号の中から一つを選択して出力するシリアル信号選択手段と、
   前記シリアル信号選択手段の出力信号を光信号に変換し、前記電力変換装置の状態を示す信号として前記主制御装置に出力する電気−光変換手段と、
   前記第１及び第２の検出手段、前記第１及び第２のアナログ−ディジタル変換手段、前記第１及び第２のシリアル変換手段、前記変換タイミング制御手段、前記シリアル信号選択手段、前記電気−光変換手段を含む回路に電源を供給する給電手段と、
   を備え、
   前記給電手段に、何れかの前記単相電力変換器から電源を供給することを特徴とする状態検出装置。
2. 請求項１に記載した状態検出装置において、
   ｍ個の前記第２の交流出力端と前記中性点との間に取り付けられた第３の検出手段と、
   前記第３の検出手段から出力されるアナログ信号を第３のディジタル信号に変換して出力する第３のアナログ−ディジタル変換手段と、
   前記第３のディジタル信号を第３のシリアル信号に変換して出力する第３のシリアル変換手段と、
   を更に備え、
   前記変換タイミング制御手段は、前記第３のアナログ−ディジタル変換手段を含む全ての前記アナログ−ディジタル変換手段の変換タイミングを制御し、
   前記シリアル信号選択手段は、前記第３のシリアル変換手段を含む全ての前記シリアル変換手段の出力信号の中から一つを選択して出力し、
   前記給電手段は、前記第３の検出手段、前記第３のアナログ−ディジタル変換手段及び前記第３のシリアル変換手段に対しても電源を供給することを特徴とする状態検出装置。
3. 請求項１または２に記載した状態検出装置において、
   前記検出手段のうち少なくとも一つの検出手段が温度検出手段を備えると共に、
   前記温度検出手段から出力されるアナログ信号を第４のディジタル信号に変換して出力する第４のアナログ−ディジタル変換手段と、
   前記第４のディジタル信号を第４のシリアル信号に変換して出力する第４のシリアル変換手段と、を更に備え、
   前記変換タイミング制御手段は、前記第４のアナログ−ディジタル変換手段を含む全ての前記アナログ−ディジタル変換手段の変換タイミングを制御し、
   前記シリアル信号選択手段は、前記第４のシリアル変換手段を含む全ての前記シリアル変換手段の出力信号の中から一つを選択して出力し、
   前記給電手段は、前記第４のアナログ−ディジタル変換手段及び前記第４のシリアル変換手段に対しても電源を供給することを特徴とする状態検出装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した状態検出装置において、
   前記検出手段を複数の抵抗素子により構成し、これらの抵抗素子のうち前記電力変換装置の中性点に最も近い抵抗素子から電圧を検出することを特徴とする状態検出装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した状態検出装置において、
   ｍ台の前記単相電力変換ユニットの前記第２の交流出力端と前記交流負荷または交流電源の各相との間にそれぞれ接続された第５の検出手段と、
   前記第５の検出手段に電源を供給する給電手段と、を更に備え、
   前記第２のアナログ−ディジタル変換手段は、前記第５の検出手段から出力されるアナログ信号を前記第２のディジタル信号に変換することを特徴とする状態検出装置。
6. 請求項１〜５の何れか１項に記載した状態検出装置において、
   前記給電手段に、前記単相電力変換器以外の系統から電源を供給することを特徴とする状態検出装置。
7. 請求項１〜６の何れか１項に記載した状態検出装置において、
   前記主制御装置から出力された光信号を電気信号に変換し、この電気信号を前記変換タイミング制御手段に対する動作制御信号として出力する手段を更に備えたことを特徴とする状態検出装置。

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