JP7313541B2 - 電力変換システム及び電力変換制御方法 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電力変換システム及び電力変換制御方法に関する。

スイッチング素子を有する電力変換器を含めて構成され、多相交流の電力系統に連系する電力変換システムがある。その電力変換器の稼働により電力系統側にスイッチングリップルが生じるが、このスイッチングリップルをより少なくすることが望まれている。これに対して、電力変換システムは、電力系統側の電流制御の制御応答性をより高めることが要求されることがあった。

日本国特許特開２０１５－４３６６０号公報

本発明が解決しようとする課題は、電力系統側の電流制御の制御応答性をより高めることができる電力変換システム及び電力変換制御方法を提供することである。

実施形態の電力変換システムは、多相交流の電力系統に連系する。前記電力変換システムは、複数の変換器と、制御部とを備える。前記複数の変換器は、前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。前記制御部は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、前記複数の変換器をキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する。前記制御部は、前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出する。前記制御部は、前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新する。前記制御部は、前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する。

実施形態の電力変換システムの一例を示す図。 実施形態の変圧器の巻線構造を示す回路図。 実施形態の変圧器の巻線構造を示す回路図。 実施形態のセル変換器の内部構成を示す回路図。 実施形態のセル変換器の内部構成を示す回路図。 実施形態のセル変換器の内部構成を示す回路図。 第１の実施形態の簡略化された電力変換システムの構成図。 第１の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図。 図４の回路構成のシミュレーションの結果を説明するための図。 第１の実施形態の変形例の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図。 第２の実施形態の５個のコンバータを並列にした電力変換システムのモデルの構成図。 第２の実施形態のコンバータ制御部の構成図。 第３の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図。

以下、実施形態の電力変換システム及び電力変換制御方法を、図面を参照して説明する。以下に説明の電力変換システムは、負荷の一例である電動機（モータ）に所望の交流電力を供給する。実施形態の電力変換システムは、交流の電力系統に連系するように形成された電力変換器を含む。実施形態における接続するという記載は、電気的に接続することを含む。

まず、電力変換システム１の電気的な全体構成について説明する。図１は、実施形態の電力変換システム１の一例を示す図である。電力変換システム１は、例えば、変圧器２０１と、電力変換器３０と、制御部６０１とを備えている。

電力変換システム１は、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔを備え、これらの端子を介して交流電源１０１（電力系統）に接続される。電力変換システム１は、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗを備え、これらの端子を介して電動機４０１に接続される。

交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには、変圧器２０１の１次巻線が接続され、変圧器２０１の２次巻線には、電力変換器３０の交流入力側が接続され、電力変換器３０の交流出力側が、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。

制御部６０１は、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗに内在するスイッチング素子のオンオフを制御する。セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗを纏めて、複数のセル変換器３０Ｘと呼ぶ。

次に、電力変換システム１の各部について説明する。

変圧器２０１は、１次側巻線と、３群構成の２次側巻線とを備える。１次側巻線は、３相スター結線に形成されている。２次側巻線は、互いに絶縁された３相オープンデルタ結線に形成されている。変圧器２０１には、交流電源１０１から３相の交流電力が供給される。変圧器２０１は、交流電源１０１から供給された交流電力の電圧を巻数比による所望の電圧に変圧し、変圧した後の電圧の交流電力を複数のセル変換器３０Ｘのそれぞれに供給する。

電力変換器３０は、複数のセル変換器３０Ｘを含む。本実施形態では、複数のセル変換器３０Ｘは、３台の第１相のセル変換器３０Ｕ（３０Ｕ１，３０Ｕ２，３０Ｕ３）、３台の第２相のセル変換器３０Ｖ（３０Ｖ１，３０Ｖ２，３０Ｖ３）、及び３台の第３相のセル変換器３０Ｗ（３０Ｗ１，３０Ｗ２，３０Ｗ３）を含む。各セル変換器３０Ｘは、単相変換器であり、変圧器２０１の２次巻線から供給された単相の交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を所望の周波数と電圧の単相の交流電力に変換して出力する。各セル変換器３０Ｘは、同一回路構成である。これの詳細は、後述する。

変圧器２０１の２次側第１群の第１相は、セル変換器３０Ｕ１の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第１群の第２相は、セル変換器３０Ｖ１の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第１群の第３相は、セル変換器３０Ｗ１の入力に接続されている。

変圧器２０１の２次側第２群の第１相は、セル変換器３０Ｕ２の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第２群の第２相は、セル変換器３０Ｖ２の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第２群の第３相は、セル変換器Ｗ２の入力に接続されている。

変圧器２０１の２次側第３群の第１相は、セル変換器３０Ｕ３の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第３群の第２相は、セル変換器３０Ｖ３の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第３群の第３相は、セル変換器Ｗ３の入力に接続されている。

３台の第１相のセル変換器３０Ｕ１，３０Ｕ２，３０Ｕ３の出力は、この順番に直列に接続されている。３台の第２相のセル変換器３０Ｖ１，３０Ｖ２，３０Ｖ３及び３台の第３相のセル変換器３０Ｗ１，３０Ｗ２，３０Ｗ３も同様に、相ごとに直列に接続されている。

セル変換器３０Ｕ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｕ１の出力と、セル変換器３０Ｖ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｖ１の出力と、セル変換器３０Ｗ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｗ１の出力とは、互いに接続されて、負荷回路の３相交流の中性点を構成している。

セル変換器３０Ｕ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｕ３の出力は、交流出力端子Ｕに接続され、交流出力端子Ｕを介して電動機４０１のＵ相巻線に接続されている。セル変換器３０Ｖ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｖ３の出力は、交流出力端子Ｖに接続され、交流出力端子Ｖを介して電動機４０１のＶ相巻線に接続されている。セル変換器３０Ｗ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｗ３の出力は、交流出力端子Ｗに接続され、交流出力端子Ｗを介して電動機４０１のＷ相巻線に接続されている。

制御部６０１は、複数のセル変換器３０Ｘを制御する。例えば、制御部６０１は、第１制御部６１０と、第２制御部６２０と、第３制御部６３０と、を備える。第１制御部６１０は、後述するコンバータとして適用される複数のセル変換器３０Ｘを制御する。第１制御部６１０は、例えば、コンバータ制御部６１１を含む。第２制御部６２０は、後述するインバータとして適用される複数のセル変換器３０Ｘを制御する。第２制御部６２０は、例えば、インバータ制御部６２１を含む。第３制御部６３０は、電力変換システム１の制御状態を監視して、安定に制御されるように調整する。例えば、第３制御部６３０は、タイマーを含み、所定の周期の割り込み信号を生成する。

例えば、コンバータ制御部６１１は、後述する電流センサー３０１（図３Ａ）により検出された変圧器２０１の２次巻線（図２Ａ，２Ｂ）に流れる電流を示す情報に基づき、各セル変換器３０Ｘに含まれるスイッチング素子を制御するための信号を、各セル変換器３０Ｘに送ることで、各セル変換器３０Ｘを制御する。

このような構成により、電力変換システム１は交流電源１０１から供給される交流電力を所望の周波数かつ所望の電圧の３相の交流電力に変換して電動機４０１に供給することができる。コンバータ制御部６１１の詳細は、後述する。

図２Ａと図２Ｂは、実施形態の変圧器２０１の巻線構造を示す回路図である。１次巻線（入力側）はスター（Ｙ）結線となっているが、これは一例であり、デルタ（Δ）結線を用いてもよい。２次巻線（出力側）は、３相巻線が単相に電気的に分離されたオープン巻線となっている。

図２Ｂの例では、スター結線の中性点をＮとすると、Ｒ－Ｎ間、Ｓ－Ｎ間、Ｔ－Ｎ間に印加された電圧が、それぞれ巻数比倍されて、２次側第１群のＲｓ１－Ｎａ１間、Ｓｓ１－Ｎｂ１間、Ｔｓ１－Ｎｃ１間に現れる。２次側第１群のＲｓ１－Ｎａ１間、Ｓｓ１－Ｎｂ１間、Ｔｓ１－Ｎｃ１間は、２次側第１群の第１相、第２相、第３相にそれぞれ対応する。

２次側第２群と２次側第３群についても同様である。２次側第２群のＲｓ２－Ｎａ２間、Ｓｓ－Ｎｂ２間、Ｔｓ－Ｎｃ２間と、２次側第３群のＲｓ３－Ｎａ３間、Ｓｓ３－Ｎｂ３間、Ｔｓ３－Ｎｃ３間とについても、第１群と同様に巻数比倍された電圧が現れる。２次側第２群のＲｓ２－Ｎａ２間、Ｓｓ２－Ｎｂ２間、Ｔｓ２－Ｎｃ２間は、２次側第２群の第１相、第２相、第３相にそれぞれ対応する。２次側第３群のＲｓ３－Ｎａ３間、Ｓｓ３－Ｎｂ３間、Ｔｓ３－Ｎｃ３間は、２次側第３群の第１相、第２相、第３相にそれぞれ対応する。

図３Ａから図３Ｃは、実施形態のセル変換器３０Ｘ（Ｘ：Ｕ、Ｖ、Ｗ）の内部構成を示す回路図である。図３Ａに示すように、セル変換器３０Ｘは、その入力端子をＩＮ１、ＩＮ２、出力端子をＯＵＴ１、ＯＵＴ２とする。例えば、セル変換器３０Ｘは、電流センサー（電流変成器）３０１と、セル変換器本体３０２とを備える。電流センサー３０１は、入力端子ＩＮ１とＩＮ２の間を流れる電流を検出する。この電流の大きさをｉｘで示す。ｘは、段数を識別する識別子であり、例えば、自然数であってよい。

図３Ｂと図３Ｃに、各々、セル変換器３０Ｘがいわゆる２レベル変換器の場合、及びいわゆる３レベル変換器の場合の構成例について示しており、どちらを採用してもよい。

図３Ｂに示すセル変換器本体３０２は、交流側電位が２段階に変化する２レベル変換器を含む。セル変換器３０Ｘは、入力側と出力側に、各々単相変換器を有しており、それらの直流部は互いに背中合せに接続されている。直流部には、コンデンサＣ１のようなエネルギー蓄積要素を接続する。電圧Vdcxは、コンデンサＣ１の端子に掛る電圧（コンデンサ電圧という。）である。

図３Ｃに示すセル変換器本体３０３は、交流側電位が３段階に変化するように構成されたダイオードクランプ形の３レベル変換器を含む。その直流部には、コンデンサＣＰ、ＣＮを有する。３レベル変換器において、２つのコンデンサＣＰ、ＣＮの電圧をバランスさせるように制御するとよい。単にコンデンサ電圧と呼ぶ場合は、コンデンサＣＰ、ＣＮの合計電圧（Vdcx）を意味する。

図３Ｂと図３Ｃのスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor）を採用しているが、他のスイッチング素子でもよい。他のスイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）や、ＧＴＯ（Gate Turn-Off）サイリスタ、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off）サイリスタなどがある。また、スイッチング素子にボディダイオードが内在しない場合、逆並列にＦＷＤ（Free-Wheeling Diode）を用いてもよい。

力行時の電力の流れ（パワーフロー）を、入力側（Ｒ、Ｓ、Ｔ側）から出力側（Ｕ、Ｖ、Ｗ側）とすると、入力側の単相変換器は、順変換（交流から直流への変換）、出力側の単相変換器は、逆変換（直流から交流への変換）を行う。よって、入力側の単相変換器をコンバータ（Converter）、出力側の単相変換器をインバータ（Inverter）と呼ぶことにする。

例えば、図３Ｂに示すセル変換器本体３０２は、コンバータ３０２１とインバータ３０２２を分離した回路ユニットとして構成してもよい。この場合、コンデンサＣ１は、コンバータ３０２１とインバータ３０２２とは別体であってもよく、何れかの回路ユニットに収容されていてもよい。或いは、セル変換器本体３０２は、コンバータ３０２１と、インバータ３０２２と、コンデンサＣ１とを一つの回路ユニット内に収めて構成してもよい。

図３Ｃに示すセル変換器本体３０３は、コンバータ３０３１とインバータ３０３２を分離した回路ユニットとして構成してもよい。この場合、コンデンサＣＰ、ＣＮは、コンバータ３０３１とインバータ３０３２とは別体であってもよく、何れかの回路ユニットに収容されていてもよい。或いは、セル変換器本体３０３は、コンバータ３０３１と、インバータ３０３２と、コンデンサＣＰ、ＣＮとを一つの回路ユニット内に収めて構成してもよい。

以下の説明では、説明を簡略化するため、上記のコンデンサ（Ｃ１，ＣＰ，ＣＮ）とインバータ（３０３２、３０３２）との組み合わせを直流電源ＤＣとみなすことで、セル変換器３０Xをコンバータ（３０２１、３０３１）と直流電源ＤＣとの組み合わせに等価することができる。

本実施形態のコンバータ制御部６１１は、セル変換器３０Xのコンバータ（３０２１、３０３１）のゲートパルスを下記する方法で生成する。

・コンバータ（３０２１、３０３１）のＰＷＭ制御に、三角波のキャリア信号（三角波ＰＷＭキャリア（三角波キャリア信号）という。）を利用する。例えば、三角波ＰＷＭキャリアは、その１周期の中に、振幅が所定の変化率で増加する第１期間と、振幅が所定の変化率で減少する第２期間とを含み、第１期間と第２期間の長さが互いに等しくなるように決定されている。
・各段の三角波ＰＷＭキャリアの位相が揃わないように位相差を設けている。
具体的には、各段の三角波ＰＷＭキャリアの位相がを所定の位相差になるように、基本の三角波ＰＷＭキャリアをシフトしている。Ｎ段構成の場合には、その位相差を180 / N（deg / 段）にして、各段の三角波ＰＷＭキャリアの位相を順に決定している。例えば、１段目の三角波ＰＷＭキャリアの位相を、基本の三角波ＰＷＭキャリアの位相に揃えて０にする。２段目の三角波ＰＷＭキャリアの位相を、基本の三角波ＰＷＭキャリアの位相に180 / N（deg / 段）を加えた位相にする。３段目の三角波ＰＷＭキャリアの位相を、基本の三角波ＰＷＭキャリアの位相に180x2 / N（deg / 段）を加えた位相にする。以下、同様に各段の位相を決定する。
・図３Ａに示すセル変換器３０Ｘの入力ＩＮ１と、入力ＩＮ２に与える電圧基準の極性を反転させている（単相ユニポーラ変調という。）。

なお、インバータ制御部６２１は、インバータ（３０２２、３０３２）のＰＷＭ制御に、上記と同様の三角波PWMキャリアを利用して、同様の位相差を設けた制御を実施してもよい。或いは、インバータ制御部６２１は、他の制御手法を適用してもよい。

以下、説明を簡略化するため、２レベル型のセル変換器を２段構成にした事例について説明する。図４は、実施形態の簡略化された電力変換システム１の構成図である。例えば、図４に示す電力変換システム１の等価回路の直流側は理想電源とし、交流側の回路形式は単相回路とする。セル変換器３０S1と３０S2は、セル変換器３０Xに相当する。

変圧器２０１としてオープンスター巻線トランスを例示したが、これを等価した回路構成に置き換えて説明する。上記の回路構成における電圧電流方程式は、次の式（１）から（３）に示す関係になる。

上記の式（１）から（３）において、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の入力電圧を、電圧v1、電圧v2で示し、交流電源の系統電圧を電圧vsで示す。セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の入力電流を、電流i1、電流i2で示し、交流電源の系統電流を電流isで示す。Lは、変圧器２０１などに対応する等価リアクタンスである。

上記の式（２）と式（３）の両辺を夫々加算して、これに式（１）を適用して整理して、その結果を積分系に変換すると次の式（４）を得る。

上記の式（４）は、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の入力電圧に基づく合成電圧（v1 + v2）を用いて、系統電流isを制御できることを示している。

図５を参照して、電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明する。
図５は、実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図である。

図５に示すタイミングチャートの上段側に、２つの三角波ＰＷＭキャリア（例えば、第１セルキャリアCar1（第１キャリア信号）、第２セルキャリアCar2（第２キャリア信号）と呼ぶ。）と、レグAの電圧基準ｖA*と、レグBの電圧基準ｖB*との変化を夫々示す。例えば、電圧基準ｖA*と電圧基準ｖB*の差が、入力電圧v1に対応する。そのタイミングチャートの下段側に、合成電圧(v1+v2)の変化を示す。時刻ｔ１からｔ１７の夫々は、所定の周期（Tsmp）に決定されていて、それぞれが電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングになっている。

上記の通り、各段のセル変換器３０Xのキャリア（セルキャリアという。）の位相を、４分の１周期ほどシフトさせている。図５に示す事例の第２セルキャリアCar2の位相は、第１セルキャリアCar1の位相よりも、三角波ＰＷＭキャリアの１周期の４分の１ほど遅れている。

各電圧基準を、前述の通りレグAとレグBで逆極性で与えることで、コンバータの入力ＩＮ１と、入力ＩＮ２に与える電圧基準の極性が反転する。ここでは、説明を簡略化するため、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の電圧基準は、同じ振幅で極性が反転した電圧基準にした一例である。

例えば、第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の各頂点と、各頂点の中で時間軸方向に互いに隣接する２つの頂点の間の各中間点（以下、単に各中間点という。）とのタイミングに基づいて、第１段のセル変換器３０S1の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングを決定してもよい。第２段のセル変換器３０S2の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングを、上記のタイミングに実施してもよい。なお、各段のセルキャリアの頂点には、正の値の尖塔値（極値）になる点と負の値の尖塔値（極値）になる点の何れか又は両方が含まれる。例えば、隣接する正の値の尖塔値（極値）になる点同士、又は隣接する負の値の尖塔値（極値）になる点同士を関連づけて、上記のタイミングを決定するとよい。

例えば、第１セルキャリアCar1の頂点のタイミングは、図５中のｔ１、ｔ５、ｔ９、ｔ１３、ｔ１７である。第２セルキャリアCar2の頂点のタイミングは、図５中のｔ３、ｔ７、ｔ１１、ｔ１５である。各中間点のタイミングは、図５中のｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８、ｔ１０、１２、ｔ１４、ｔ１６である。この実施例の場合、ｔ１からｔ１７までの各タイミングが、各セル変換器３０Xの電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングになる。

上記のように、各段のセルキャリアの位相差が、三角波ＰＷＭキャリアの１周期の４分の１であるから、第１段のセル変換器３０S1の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングと、第２段のセル変換器３０S2の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングが一致する。これによれば、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の各セルキャリアの各頂点と、各中間点とにおいて、電流サンプリングと電圧基準更新を実施する構成になる。

例えば、２つの三角波ＰＷＭキャリア（第１セルキャリアCar1、第２セルキャリアCar2）の大きさと、レグAの電圧基準ｖA*と、レグBの電圧基準ｖB*との大きさの大小関係に基づいて、多値に量子化された電圧を呈する合成電圧を生成することができる。

コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも小さく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きい場合、合成電圧(v1+v2)が（－２Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。

コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1よりも小さく第２セルキャリアCar2よりも大きく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きい場合、合成電圧(v1+v2)が（－Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。

コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*と電圧基準ｖB*の両方が第２セルキャリアCarよりも大きく、第１セルキャリアCar1よりも小さい場合、又は電圧基準ｖA*と電圧基準ｖB*の両方が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCarの両方よりも小さい場合、合成電圧(v1+v2)が（－０）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。

コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1よりも小さく第２セルキャリアCar2よりも大きい場合、又は、電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも小さく、かつ電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1よりも小さく第２セルキャリアCar2よりも大きい場合、合成電圧(v1+v2)が（＋Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。

コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも小さい場合、合成電圧(v1+v2)が（＋２Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。

ここで、周期Tsmpによって区分される各区間（Tsmp区間という。）の電圧基準vA*と合成電圧(v1+v2)の関係に着目する。各Tsmp区間の合成電圧(v1+v2)の大きさは、時刻の経過により離散的に変化して複数の値をとる。

コンバータ制御部６１１は、各Tsmp区間における電圧基準vA*に、Tsmp区間における合成電圧(v1+v2)の瞬時値の時間平均の値が等しくなるように、ＰＷＭ方式で各コンバータを制御する。つまり、上記の各Tsmp区間において式（４）が成立することにより、次の式（５）も同様に成立する。

上記の式（５）が各Tsmp区間において夫々成立するから、図４の並列接続した２つのコンバータ３０２１は、周期Tsmpで、電流サンプリングと電圧基準の更新を繰り返すことで、三相２レベルインバータ相当の電流制御性が得ることができる。

上記の制御方法によれば、コンバータ制御部６１１は、図５に示すように三角波ＰＷＭキャリアの半周期以内で電圧基準の更新を複数回実施する。これにより、電圧基準vA*と三角波ＰＷＭキャリア（第１セルキャリアCar1）とが、三角波ＰＷＭキャリアの半周期内で複数回交差することになる。換言すれば、三角波ＰＷＭキャリアの１周期の中では、電流サンプリングと電圧基準の更新に係るタイミングが、４回以上の偶数回存在することになる。

なお、図５に示す事例の場合、電圧基準と三角波ＰＷＭキャリアの比較の結果をそのまま図示しているため、比較的幅の狭いパルスが含まれている。実際の装置に適用する場合、比較的幅の狭いパルス（例えば、規定の幅に満たない幅の狭いパルス）については、コンバータ３０２１のスイッチング素子をスイッチングさせないなどの方法で、比較的幅の狭いパルスが生じることを制限することができる。

図６を参照して、図４の回路構成のシミュレーションの結果を説明する。
図６は、図４の回路構成のシミュレーションの結果を説明するための図である。図６中の（ａ）に、第１段目のコンバータの電流（ＣＮＶ電流）の検出値（Ｉ＿Ｕ１：破線）のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ１＿Ｓ：実線）を示す。図６中の（ｂ）に、第２段目のコンバータの電流（ＣＮＶ電流）の検出値（Ｉ＿Ｕ２：破線）のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ２＿Ｓ：実線）を示す。図６中の（ｃ）に、系統電流の変化を示す。この系統電流の振幅は、上記の図６中の（ａ）に示した第１段目のコンバータの電流のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ１＿Ｓ）と、図６中の（ｂ）に示した第２段目のコンバータの電流のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ２＿Ｓ）との和である。図６中の（ｃ）に示す系統電流isのスイッチングリップルは、各コンバータの電流のサンプリング結果に比べて小さくなっている。

上記の式（５）は、電流サンプリングと電圧基準の更新を各セルキャリアの各頂点と各中間点とにおいて実施する場合に、N段の回路構成で成立する。この場合、各段のキャリア周波数fcarと、周期Tsmpは、次の式（６）の関係になる。この式（６）の関係の通り、段数Nの増加に伴い周期Tsmpが短くなり、これに応じて制御特性の向上が見込める。

なお、N段の場合の回路構成は、変圧器２０１の２次側にN個のコンバータが並列に接続された回路構成に等価である。

実施形態によれば、電力変換システム１の複数のセル変換器３０Xは、交流電源１０１（電力系統）の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。コンバータ制御部６１１（制御部）は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、複数のセル変換器３０Xをキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する。コンバータ制御部６１１は、複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に周期Tsmp（所定の時間間隔）で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、４回以上の偶数回のタイミングに夫々複数のセル変換器３０Xの１次側の電流を検出する。コンバータ制御部６１１は、検出した１次側の電流の値ｉｘと、１次側の電流基準の値とを用いてＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、４回以上の偶数回のタイミングに夫々電圧基準を更新する。コンバータ制御部６１１は、特定のキャリア信号と更新された電圧基準とを用いて、複数のセル変換器３０Xの中の特定のセル変換器を制御する。これにより、電力変換システム１は、交流電源１０１側の電流制御の制御応答性をより高めることができる。

（第１の実施形態の変形例）
第１の実施形態の変形例について説明する。
第１の実施形態において、各セルキャリアの各頂点と、各中間点とにおいて、電流サンプリングと電圧基準の更新を繰り返す事例について説明した。これに代えて、本変形例では、第１の実施形態の事例に対して各セルキャリアの各中間点を、制御に関わるタイミングから除き、各セルキャリアの各頂点において、電流サンプリングと電圧基準の更新を繰り返す事例について説明する。

図７は、第１の実施形態の変形例の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図である。

また、前述の図４の回路には、系統電流isに影響せずに電力変換器３０の内部で電流を循環させ得る経路（循環電流の経路という。）があることがわかる。これを数式的に示すと、式（２）と式（３）の差分を取り、積分系に変換して下記の式（７）を得る。

上記の式（７）は、電力変換器３０内の各コンバータの差分電圧(v1-v2)によって、循環電流（i1-i2）を制御できることを示している。

上記によれば、各セルキャリアの各頂点と、各中間点との両方のタイミングで電流サンプリングと電圧基準の更新を実施しなくても、各セルキャリアの各頂点のタイミングで電流サンプリングと電圧基準の更新を実施することで、第１の実施形態と同様に制御することができる。なお、本変形例の場合、第１の実施形態の事例に対して周期Tsmpを比較的長くできる。周期Tsmpを長くすると電流制御の応答性が低下することがあるが、各周期Tsmp内の演算処理の集中度（密度）を低減させることができる。

なお、各セルキャリアの各頂点のタイミングを、各セルキャリアの各中間点のタイミングに変えることができる。これにより、この変形例によれば、各セルキャリアの各頂点又は各中間点のタイミングで電流サンプリングを実施することで、系統電流isのスイッチングリップルを、各段のコンバータの電流のサンプリング結果に比べて小さくすることができる。

第１の実施形態とその変形例を対比すると、系統電流isについては、第１の実施形態の手法を適用することにより、第１の実施形態の変形例の手法よりも応答性を高めることが可能である。周期Tsmpの長さを調整して、電流サンプリングのタイミングの密度を変更しても、コンバータによる系統電流isを安定に制御することができる。

これに対し、循環電流の制御については、系統電流isと同様の関係性が成り立たない。そのために、循環電流の制御に関する制御ゲインを下げることが必要になる。上記の式（５）と式（７）に示したように、系統電流isと循環電流とについては、互いに独立に制御ゲインを決定することが可能である。例えば、系統電流isの制御のための制御ゲインを維持したまま、循環電流の制御のための制御ゲインを低くするように調整することが可能である。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態では、第１の実施形態に示した手法を、並列数Nのコンバータに拡張した事例について説明する。系統電流isは、各コンバータの並列数に対応するN個の電流の加算になる。各コンバータは、個別に制御されるために、各コンバータの電流の値は一律にならない。各コンバータの電流のばらつきの影響を軽減させるために、各コンバータの電流値の重みを合わせるように、N個の電流の平均を算出して、系統電流isをこれに基づいて制御するとよい。なお、残りの（N－１）個の成分は、循環電流の成分に対応する。この循環電流の成分の割り付け方は様々な取り方が考えられるが、次の式（８）から式（１３）にその一例を示す。

以下に示す式（８）から式（１３）において、例えば、各コンバータの交流側に対応する電流の成分をa_nで示す。例えば、ｎは、各コンバータの識別番号である。系統電流isは、電気的には零相（zero）に等しいためその頭文字をとってzで示す。循環電流は、循環（circulate）の頭文字をとってc₁…c_n-1で示す。各コンバータに対応する電流の成分a_nから、系統電流ｚと循環電流c₁…c_n-1に変換することを、ｚｃ変換と呼ぶ。ｚｃ変換の逆の変換を逆ｚｃ変換と呼ぶ。例えば、a_nによって示される各電流の成分は、ｚｃ変換前の電流である。zとc₁…c_n-1によって示される各電流の成分は、ｚｃ変換後の電流である。

例えば、式（８）と式（９）は、コンバータの並列数を２個（N＝２）にした場合の変換式の一例である。式（８）が、ｚｃ変換のための演算式であり、式（９）が、逆ｚｃ変換のための演算式である。

式（１０）と式（１１）は、コンバータの並列数を３個（N＝３）にした場合の変換式の一例である。式（１０）が、ｚｃ変換のための演算式であり、式（１１）が、逆ｚｃ変換のための演算式である。

式（１２）と式（１３）は、コンバータの並列数を５個（N＝５）にした場合の変換式の一例である。式（１２）が、ｚｃ変換のための演算式であり、式（１３）が、逆ｚｃ変換のための演算式である。

上記のｚｃ変換を用いることで、ｚｃ変換後の電流の成分を系統電流ｚと循環電流c₁…c_n-1の各成分に分けることができる。ｚｃ変換後の系統電流ｚと循環電流c₁…c_n-1の各成分を夫々調整して、その調整の結果に基づいて、N個の並列のコンバータを夫々制御することで、N個の並列のコンバータの電流制御が可能になる。

図８と図９とを参照して、より具体的に、コンバータの並列数を５個（N = 5）にした場合の電流制御系の一例について説明する。図８は、第２の実施形態の５個のコンバータを並列にした電力変換システムのモデルの構成図である。

電力変換器３０は、セル変換器３０U1から３０U5と、セル変換器３０V1から３０V5と、セル変換器３０W1から３０W5とを備える。

図９は、第２の実施形態のコンバータ制御部６１１の構成図である。図９には、コンバータ制御部６１１と、これに関係する電力変換器３０とが示されている。

電力変換器３０は、各段のコンバータがそれぞれ検出した電流の値（電流値）を夫々出力する。i_1^uvwは、１段目のコンバータの電流値を示す。１段目のコンバータの電流値とは、１段目のコンバータ内の電流センサー３０１によって検出された電流の大きさを示す値のことである。以下、同様。なお、「_」（下線）に続く文字列は、下付き文字であることを示し、「^」（ハット）に続く文字列は、上付き文字であることを示す。i_2^uvwは、２段目のコンバータの電流値を示す。同様に、i_5^uvwは、５段目のコンバータの電流値を示す。例えば、前述のセル変換器３０U1、３０V1、３０W1が夫々検出した電流の値（i1u、i1v、i1w（図８））を、纏めてi_1^uvwと記す。i_2^uvwからi_5^uvwも同様である。なお、図８中のv1uからv5uは、U相のセル変換器３０U1から３０U5の入力電圧を示している。

コンバータ制御部６１１は、例えば、ｄｑ０変換部６１１１と、ＺＣ変換部６１１２と、電流制御部６１１３と、逆ＺＣ変換部６１１４と、逆ｄｑ０変換部６１１５と、ＰＷＭ制御部６１１６と、ゲートパルス生成部６１１７と、電流基準生成部６１１８とを備える。

ｄｑ０変換部６１１１は、位相基準θ０を夫々用いて、各段のコンバータの電流値に基づいて、一般的なｄｑ０変換を実施する。ｄｑ０変換は、静止座標系の成分を、位相基準θ０に応じて回転する回転座標系であるｄｑ０座標系の成分に変換する座標変換である。例えば、i_1^dqzは、１段目のコンバータのｄｑ０変換後の電流ベクトルを示す。i_2^dqzは、２段目のコンバータのｄｑ０変換後の電流ベクトルを示す。同様に、i_5^dqzは、５段目のコンバータのｄｑ０変換後の電流ベクトルを示す。i_1^dqzからi_5^dqzは、ｄｑ０座標系における電流成分のベクトルである。

ＺＣ変換部６１１２は、ｄｑ０変換後のｄｑ０座標系における電流成分に対してｚｃ変換を実施する。例えば、i_z^dqzは、ｚｃ変換後の系統電流ｚの電流ベクトルである。i_c1^dqzからi_c4^dqzは、ｚｃ変換後の循環電流の電流ベクトルである。

電流基準生成部６１１８は、各段の直流電圧の大きさに基づいて電流基準を生成する。この電流基準の生成は一般的手法を適用してもよい。

電流制御部６１１３（図中の記載はACR。）は、電流基準生成部６１１８によって生成され、制御周期に対応付けて決定された電流基準と、ｚｃ変換後の電流ベクトルとに基づいた電流制御をそれぞれ実施して、電圧基準を生成する。ｚｃ変換後の電流ベクトルは、上記のi_z^dqzと、i_c1^dqzからi_c4^dqzとを要素に含む。例えば、v_z^dqz*は、ｚｃ変換後の系統電流ｚに対応する電圧基準を示す。v_c1^dq*zからv_c4^dqz*は、逆ｚｃ変換後の循環電流に対応する電圧基準を示す。

上記の通り、電流制御部６１１３は、１つの系統電流isの大きさと、（Ｎ－１）個の循環電流の大きさとを要素に含む電流ベクトルと、Ｎ次の正方行列とを用いた演算を含む電流制御を実施するとよい。電流制御部６１１３は、１つの系統電流isと、（Ｎ－１）個の循環電流とを要素に含む電流ベクトルと、Ｎ次の正方行列とを用いた演算を含む電流制御を実施してもよい。この演算により、電流制御部６１１３は、交流電源１０１側の合成電圧（v_z^dqz*）と、（Ｎ－１）個の循環電流に夫々対応する（Ｎ－１）個の電圧基準とを要素に含む電圧ベクトルを生成して、この演算を含めた電流制御を実施するとよい。

逆ＺＣ変換部６１１４は、電流制御部６１１３によって生成された電圧基準に対して逆ｚｃ変換を実施して、ｄｑ０座標系の電圧基準を、各段に対応付けて生成する。v_1^dqz*からv_5^dqz*は、逆ｚｃ変換後の各段の電圧基準を示す。

逆ｄｑ０変換部６１１５は、逆ＺＣ変換部６１１４によって生成されたｄｑ０座標系の各段の電圧基準に対して逆ｄｑ０変換を実施して、ｕｖｗ座標系の各段の電圧基準を生成する。v_1^uvw*からv_5^uvw*は、逆ｄｑ０変換後の各相の各段の電圧基準を示す。

ＰＷＭ制御部６１１６は、キャリア生成部６１１６ｃを含む。キャリア生成部６１１６ｃが生成する三角キャリアと、逆ｄｑ０変換部６１１５によって生成された各段の電圧基準とに基づいて、電力変換器３０の各スイッチを制御するためのゲート信号を生成して、ゲートパルス生成部６１１７を介して、電力変換器３０の各スイッチにゲート信号に基づいたゲートパルスを供給する。これにより、電力変換器３０の各スイッチの導通状態が制御される。

上記の一連の変換を、次の式（１４）から式（１７）を参照して説明する。式（１４）から式（１７）までの展開は、ｄｑ０変換後の各並列コンバータ電流から、各並列コンバータのｄｑ０形式の電圧基準を得るまでに対応する。ｄｑ０軸座標系におけるd軸,q軸,０軸の各成分に数学的な差異はないため、d軸成分を例示して、これを代表にして説明する。また、説明を簡略化するため、並列数Ｎを２にした場合について説明する。

d軸成分に関する各並列コンバータの電流基準ベクトルI^d*と、電流FBKベクトルI^dと、電圧基準ベクトルV^d*を、式（１４）によって定義する。

前述のｚｃ変換行列をM_zcとおき、逆ｚｃ変換行列をM_zc^(-1)とおく。また、電流制御は、比例制御のみと仮定すると、電流制御ゲインの行列M_ACRを次の式（１５）によって定義する。

上記の式（１５）において、K_zは系統電流isに対する電流制御ゲインであり、K_c1は循環電流に対する電流制御ゲインである。

図９の電圧基準ベクトルV^d*の計算を、上記の定義を使用して次の式（１６）に示す。

上記の式（１６）を、次の式（１７）を用いて置き換えると、並列コンバータ形式の電流差分(I^(d*)-I^d)に対する制御によって、電圧基準ベクトルV^d*が算出されることと等価であることがわかる。

本実施形態によれば、ｚｃ変換によって、ｚｃ変換後に行列M_ACRを用いて系統電流ｚと循環電流c₁…c_n-1の各成分を調整することにより、系統電流ｚと循環電流c₁…c_n-1の各成分の調整が容易になる。

先に式（１７）を用いて変換行列Ｍ’を算出しておくことで、変換行列Ｍ’を用いて演算することができ、制御周期ごとの演算負荷を軽減することができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態について説明する。
第３の実施形態では、上述した手法を、並列数が３個のコンバータに適用した事例について説明する。この場合の構成は、図１の構成に相当する。

図１０を参照して、第３の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明する。図１０は、第３の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図である。

前述の図５との相違点は、並列数が２個から３個に代わったことにより、キャリアの個数が２個から３個に代わっている。これにより、第２セルキャリアCar2から所定の位相遅れた第３セルキャリアCar3が増えている。各セルキャリアの位相差は、上記の通り等間隔になる。この事例の場合、セルキャリアの１周期に対して、電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングの回数が、８回になっている。並列数が３個であることにより、合成電圧（ｖ１＋ｖ２＋ｖ３）が、－３Ｅ、－２Ｅ、－Ｅ、０、＋Ｅ、＋２Ｅ、＋３Ｅの計７段階になる。

本実施形態によれば、コンバータの並列数が３個の場合であっても、上記の所望の合成電圧を生成できる。このようにコンバータの並列数が増えることにより、量子化された合成電圧の値の変化のステップが全振幅に対する比率が小さくなることから、リップルノイズを低減させることに貢献する。

（第４の実施形態）
第４の実施形態について説明する。
第４の実施形態では、上述した手法を、電動機４０１を駆動させるドライブシステム以外に適用する事例について説明する。

第１の適用例：
前述の図４に示した構成例は、自励式無効電力補償装置（Static synchronous compensator(STATCOM))に適用可能である。これを等価回路ではなく、電力変換システム１Ａの主回路の概略構成とする。STATCOMの場合には、複数のセル変換器３０Xを、自励式インバータとして機能させる。換言すれば、セル変換器３０Xのインバータ回路を除いて構成してもよい。

上記のように構成の定義を変え、さらに、STATCOMとして、コンデンサ動作、無負荷、及びリアクトル動作の各動作モードの切り替えを、電力変換システム１Ａによる無効電力の補償によって実現するとよい。例えば、上記のインバータの制御部（前述のコンバータ制御部６１１に相当。）は、複数のセル変換器３０X内に流す循環電流を調整することで、上記の動作モードを切り替えて、交流電源（電力系統）１０１の無効電力を補償するとよい。

第２の適用例：
さらに、電池を、その直流側に接続して、電力変換システム１Ａを電池電力貯蔵装置として構成してもよい。この場合、交流電力から変換した直流電力で電池を充電したり、電池に蓄えた直流電力を変換した交流電力として、電池から放電させたりすることが可能なる。

上記の実施形態によれば、ドライブシステム以外のシステムに、同様の制御方法を適用できる。

以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、電力変換システムは、多相交流の電力系統に連系する。前記電力変換システムは、複数の変換器本体と、制御部とを備える。前記複数の変換器本体は、前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。前記制御部は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、前記複数の変換器本体をキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する。前記制御部は、前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器本体の前記１次側の電流を検出する。前記制御部は、前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新する。前記制御部は、前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器本体の中の特定の変換器本体を制御する。これにより、電力変換システムは、電力系統側の電流制御の制御応答性をより高めることができる。

なお、上記の制御部６０１（コンピュータ）は、例えば、記憶部と、ＣＰＵ（central processing unit）と、駆動部と、取得部とを備える。記憶部と、ＣＰＵと、駆動部と、取得部は、例えばＢＵＳを介して制御部内で接続されている。記憶部は、半導体メモリを含む。ＣＰＵは、ソフトウェアプログラムに従い、所望の処理を実行するプロセッサを含む。駆動部は、ＣＰＵの制御に従い、電力変換システム１の各部に対する制御信号を生成する。取得部は、各電流センサーと電圧センサーの検出結果を取得する。例えば、制御部６０１のＣＰＵは、取得部によって取得した電流センサーと電圧センサーの検出結果に基づいて、駆動部によって各相の主回路を制御する。制御部６０１は、その処理の一部又は全部を上記のようにソフトウェアプログラムの処理により実現されてもよく、これに代わりハードウェアによって実現されてもよい。また、制御部６０１を適宜分割して構成してよく、これによって回路の絶縁性を確保してよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…電力変換システム、２０１変圧器、３０…電力変換器、３０Ｓ、３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗ、３０Ｘ、…セル変換器、３０２、３０２１、３０３１…コンバータ、３０３、３０２２、３０３２…インバータ、Ｃ１、ＣＰ、ＣＮ…コンデンサ、４０１…電動機、１０１…電力系統、６０１…制御部、６１１…コンバータ制御部、６２１…インバータ制御部、２０１変圧器、６１１１…ｄｑ０変換部、６１１２…ＺＣ変換部、６１１３…電流制御部、６１１４…逆ＺＣ変換部、６１１５…逆ｄｑ０変換部、６１１６…ＰＷＭ制御部、６１１７…ゲートパルス生成部、６１１８…電流基準生成部

Claims (12)

1. 多相交流の電力系統に連系する電力変換システムであって、
   複数のスイッチを含み、前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられた複数の変換器と、
   互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、前記複数の変換器をキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、
   前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出し、
   前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新して、
   前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する、
   電力変換システム。
2. 前記４回以上の偶数回のタイミングには、前記複数のキャリア信号の何れかの振幅が尖塔値になるタイミングに係る第１タイミングが含まれる、
   請求項１に記載の電力変換システム。
3. 前記４回以上の偶数回のタイミングには、前記複数のキャリア信号の振幅が夫々尖塔値になる第１タイミングの間のタイミングに係る第２タイミングが含まれる、
   請求項１に記載の電力変換システム。
4. 前記第２タイミングは、時間軸上で時間軸方向に互いに隣接する前記複数のキャリア信号の振幅が夫々尖塔値になる２つのタイミングの中間に決定されている
   請求項３に記載の電力変換システム。
5. 前記第２タイミングは、前記複数のキャリア信号のうち先行する第１キャリア信号が尖塔値になる第１尖塔タイミングと、前記第１キャリア信号に続く第２キャリア信号が尖塔値になる第２尖塔タイミングとの中間に決定されている
   請求項３に記載の電力変換システム。
6. 前記４回以上の偶数回のタイミングの回数は、前記相ごとに並列になるように設けられた複数の変換器の個数に基づいて決定されている、
   請求項１に記載の電力変換システム。
7. 前記相ごとに並列になるように設けられる前記複数の変換器の個数は、Ｎ個（Ｎは、２以上の整数。）であり、
   前記制御部は、
   前記電力系統に流れる系統電流の大きさと、前記Ｎ個の変換器に流す（Ｎ－１）個の循環電流との大きさを要素に含む電流ベクトルと、Ｎ次の正方行列とを用いた演算を含む電流制御によって決定する、
   請求項１に記載の電力変換システム。
8. 前記制御部は、
   １つの前記系統電流と、前記（Ｎ－１）個の循環電流とを要素に含む電流ベクトルをさらに用いた前記演算を含む電流制御を実施する、
   請求項７に記載の電力変換システム。
9. 前記制御部は、
   １つの前記電力系統側の合成電圧と、前記（Ｎ－１）個の循環電流に対応する電圧基準とを要素に含む電圧ベクトルを生成する前記演算を含む電流制御を実施する、
   請求項７に記載の電力変換システム。
10. １次側巻線が３相スター結線であり、２次側巻線が互いに絶縁された３相オープンデルタ結線の変圧器
    を備え、
    前記２次側巻線には、前記複数の変換器が接続され、
    前記１次側巻線には、前記電力系統から３相の交流電力が供給される、
    請求項１に記載の電力変換システム。
11. 多相交流の電力系統に連系する電力変換システムであって、
    前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられた第１変換器と第２変換器と、
    互いに所定の位相差を有する第１キャリア信号と第２キャリア信号を含む複数のキャリア信号を用いて、前記第１変換器と前記第２変換器とをキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する制御部と
    を備え、
    前記制御部は、
    前記第１キャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに前記第１変換器と前記第２変換器との１次側の電流を検出し、
    前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新して、
    前記第１キャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて前記第１変換器を制御して、前記第２キャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて前記第２変換器を制御する、
    電力変換システム。
12. 多相交流の電力系統に連系する電力変換システムの電力変換制御方法であって、
    前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられた複数の変換器に含まれる複数のスイッチを、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて制御するキャリア比較型のＰＷＭ制御において、
    コンピュータによって、
    前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出させ、
    前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新させて、
    前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する過程、
    を含む電力変換制御方法。

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