WO2022149288A1 - 電力変換システム及び電力変換制御方法 - Google Patents

電力変換システム及び電力変換制御方法 Download PDF

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WO2022149288A1
WO2022149288A1 PCT/JP2021/000585 JP2021000585W WO2022149288A1 WO 2022149288 A1 WO2022149288 A1 WO 2022149288A1 JP 2021000585 W JP2021000585 W JP 2021000585W WO 2022149288 A1 WO2022149288 A1 WO 2022149288A1
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current
converter
voltage reference
phase
power
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PCT/JP2021/000585
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English (en)
French (fr)
Inventor
直人 新村
Original Assignee
東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters

Definitions

  • An embodiment of the present invention relates to a power conversion system and a power conversion control method.
  • a power conversion system that is configured to include a power converter with a switching element and is connected to a multi-phase AC power system.
  • the operation of the power converter causes switching ripple on the power system side, and it is desired to reduce this switching ripple.
  • the power conversion system may be required to further enhance the control responsiveness of the current control on the power system side.
  • An object to be solved by the present invention is to provide a power conversion system and a power conversion control method capable of further enhancing the control responsiveness of current control on the power system side.
  • the power conversion system of the embodiment is connected to a multi-phase AC power system.
  • the power conversion system includes a plurality of converters and a control unit.
  • the plurality of converters are provided in parallel with each phase of the power system.
  • the control unit controls the plurality of converters by carrier comparison type PWM control using a plurality of carrier signals having a predetermined phase difference from each other.
  • four or more even-numbered timings are set at predetermined time intervals in one cycle of a specific carrier signal among the plurality of carrier signals, and the four or more even-numbered timings are set.
  • the currents on the primary side of the plurality of converters are detected, respectively.
  • the control unit generates a voltage reference for the PWM control using the detected value of the current on the primary side and the value of the current reference on the primary side, and performs the four or more even times.
  • the voltage reference is updated at the timing of.
  • the control unit controls a specific converter among the plurality of converters by using the specific carrier signal and the updated voltage reference.
  • the figure for demonstrating the result of the simulation of the circuit structure of FIG. The figure for demonstrating the timing of the current sampling and the update of the voltage reference of the modification of the 1st Embodiment.
  • the block diagram of the model of the power conversion system which made 5 converters of the 2nd Embodiment in parallel.
  • the block diagram of the converter control part of the 2nd Embodiment The figure for demonstrating the timing of the current sampling and the update of the voltage reference of the 3rd Embodiment.
  • the power conversion system described below supplies desired AC power to an electric motor (motor), which is an example of a load.
  • the power conversion system of the embodiment includes a power converter formed to be connected to an AC power system.
  • the description of connecting in the embodiment includes connecting electrically.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the power conversion system 1 of the embodiment.
  • the power conversion system 1 includes, for example, a transformer 201, a power converter 30, and a control unit 601.
  • the power conversion system 1 includes AC input terminals R, S, and T, and is connected to the AC power supply 101 (power system) via these terminals.
  • the power conversion system 1 includes AC output terminals U, V, and W, and is connected to the motor 401 via these terminals.
  • the primary winding of the transformer 201 is connected to the AC input terminals R, S, and T, and the AC input side of the power converter 30 is connected to the secondary winding of the transformer 201.
  • the AC output side is connected to the AC output terminals U, V, and W.
  • the control unit 601 controls the on / off of the switching element inherent in the cell converters 30U, 30V, and 30W.
  • the cell converters 30U, 30V, and 30W are collectively referred to as a plurality of cell converters 30X.
  • the transformer 201 includes a primary side winding and a secondary side winding having a three-group configuration.
  • the primary winding is formed in a three-phase star connection.
  • the secondary windings are formed in a three-phase open delta connection that is isolated from each other.
  • Three-phase AC power is supplied to the transformer 201 from the AC power supply 101.
  • the transformer 201 transforms the voltage of the AC power supplied from the AC power supply 101 to a desired voltage based on the turns ratio, and supplies the AC power of the transformed voltage to each of the plurality of cell converters 30X.
  • the power converter 30 includes a plurality of cell converters 30X.
  • the plurality of cell converters 30X are three first phase cell converters 30U (30U1, 30U2, 30U3) and three second phase cell converters 30V (30V1, 30V2, 30V3). , And three phase 3 cell transducers 30W (30W1, 30W2, 30W3).
  • Each cell converter 30X is a single-phase converter, converts the single-phase AC power supplied from the secondary winding of the transformer 201 into DC power, and converts the converted DC power into a single unit having a desired frequency and voltage. Converts to phase AC power and outputs.
  • Each cell converter 30X has the same circuit configuration. The details of this will be described later.
  • the first phase of the first group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30U1.
  • the second phase of the first group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30V1.
  • the third phase of the first group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30W1.
  • the first phase of the second group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30U2.
  • the second phase of the second group of the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30V2.
  • the third phase of the second group of the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter W2.
  • the first phase of the third group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30U3.
  • the second phase of the third group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter 30V3.
  • the third phase of the third group on the secondary side of the transformer 201 is connected to the input of the cell converter W3.
  • the outputs of the three first-phase cell converters 30U1, 30U2, 30U3 are connected in series in this order.
  • three second-phase cell converters 30V1, 30V2, 30V3 and three third-phase cell converters 30W1, 30W2, 30W3 are also connected in series for each phase.
  • the outputs of the transducer 30W1 are connected to each other to form a neutral point of the three-phase alternating current of the load circuit.
  • the output of the cell converter 30U3 on the side not connected to the cell converter 30U2 is connected to the AC output terminal U and is connected to the U-phase winding of the motor 401 via the AC output terminal U.
  • the output of the cell converter 30V3 on the side not connected to the cell converter 30V2 is connected to the AC output terminal V and is connected to the V-phase winding of the motor 401 via the AC output terminal V.
  • the output of the cell converter 30W3 on the side not connected to the cell converter 30W2 is connected to the AC output terminal W and is connected to the W-phase winding of the motor 401 via the AC output terminal W.
  • the control unit 601 controls a plurality of cell converters 30X.
  • the control unit 601 includes a first control unit 610, a second control unit 620, and a third control unit 630.
  • the first control unit 610 controls a plurality of cell converters 30X applied as converters described later.
  • the first control unit 610 includes, for example, a converter control unit 611.
  • the second control unit 620 controls a plurality of cell converters 30X applied as an inverter described later.
  • the second control unit 620 includes, for example, an inverter control unit 621.
  • the third control unit 630 monitors the control state of the power conversion system 1 and adjusts it so that it is controlled stably.
  • the third control unit 630 includes a timer and generates an interrupt signal having a predetermined period.
  • the converter control unit 611 applies the converter control unit 30X to each cell converter 30X based on the information indicating the current flowing through the secondary windings (FIGS. 2A and 2B) of the transformer 201 detected by the current sensor 301 (FIG. 3A) described later.
  • Each cell converter 30X is controlled by sending a signal for controlling the included switching element to each cell converter 30X.
  • the power conversion system 1 can convert the AC power supplied from the AC power supply 101 into three-phase AC power having a desired frequency and a desired voltage and supply the AC power to the motor 401. Details of the converter control unit 611 will be described later.
  • the primary winding (input side) has a star (Y) connection, but this is an example, and a delta ( ⁇ ) connection may be used.
  • the secondary winding (output side) is an open winding in which the three-phase winding is electrically separated into a single phase.
  • the voltages applied between RN, SN, and TN are each multiplied by the number of turns, and the first on the secondary side. It appears between Rs1-Na1 and Ss1-Nb1 and Ts1-Nc1 in the group.
  • the Rs1-Na1, Ss1-Nb1, and Ts1-Nc1 sections of the secondary side first group correspond to the first phase, second phase, and third phase of the secondary side first group, respectively.
  • Rs2-Na2, Ss2-Nb2, and Ts2-Nc2 of the secondary side second group correspond to the first phase, the second phase, and the third phase of the secondary side second group, respectively.
  • FIG. 3A to 3C are circuit diagrams showing the internal configuration of the cell converter 30X (X: U, V, W) of the embodiment.
  • the cell converter 30X has input terminals IN1 and IN2 and output terminals OUT1 and OUT2.
  • the cell converter 30X includes a current sensor (current transformer) 301 and a cell converter main body 302.
  • the current sensor 301 detects the current flowing between the input terminals IN1 and IN2.
  • the magnitude of this current is indicated by ix.
  • x is an identifier that identifies the number of stages, and may be, for example, a natural number.
  • FIGS. 3B and 3C show configuration examples when the cell converter 30X is a so-called two-level converter and a so-called three-level converter, respectively, and either of them may be adopted.
  • the cell converter main body 302 shown in FIG. 3B includes a two-level converter in which the AC side potential changes in two stages.
  • the cell converter 30X has single-phase converters on the input side and the output side, respectively, and their DC portions are connected back to back to each other.
  • An energy storage element such as a capacitor C1 is connected to the DC unit.
  • the voltage Vdcx is a voltage (referred to as a capacitor voltage) applied to the terminal of the capacitor C1.
  • the cell converter main body 303 shown in FIG. 3C includes a diode clamp type three-level converter configured so that the AC side potential changes in three stages.
  • the DC portion has capacitors CP and CN.
  • the capacitor voltage it means the total voltage (Vdcx) of the capacitors CP and CN.
  • IGBTs Insulated-Gate Bipolar Transistors
  • MOSFETs Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors
  • GTO Gate Turn-Off
  • GCT Gate Commutated Turn-off
  • FWD Free-Wheeling Diode
  • the single-phase converter on the input side performs forward conversion (from alternating current).
  • the single-phase converter on the output side performs reverse conversion (conversion from direct current to alternating current). Therefore, the single-phase converter on the input side is called a converter, and the single-phase converter on the output side is called an inverter.
  • the cell converter main body 302 shown in FIG. 3B may be configured as a circuit unit in which the converter 3021 and the inverter 3022 are separated.
  • the capacitor C1 may be a separate body from the converter 3021 and the inverter 3022, or may be housed in any circuit unit.
  • the cell converter main body 302 may be configured by housing the converter 3021, the inverter 3022, and the capacitor C1 in one circuit unit.
  • the cell converter main body 303 shown in FIG. 3C may be configured as a circuit unit in which the converter 3031 and the inverter 3032 are separated.
  • the capacitors CP and CN may be separate from the converter 3031 and the inverter 3032, or may be housed in any circuit unit.
  • the cell converter main body 303 may be configured by housing the converter 3031, the inverter 3032, and the capacitors CP and CN in one circuit unit.
  • the cell converter 30X is converted into a converter (3021, 3032) by regarding the combination of the above capacitors (C1, CP, CN) and the inverter (3032, 3032) as a DC power supply DC. It can be equivalent to the combination of 3031) and the DC power supply DC.
  • the converter control unit 611 of the present embodiment generates the gate pulse of the converter (3021, 3031) of the cell converter 30X by the following method.
  • -A triangular wave carrier signal (referred to as a triangular wave PWM carrier (triangular wave carrier signal)) is used for PWM control of the converters (3021, 3031).
  • the triangular wave PWM carrier includes, in one cycle, a first period in which the amplitude increases at a predetermined rate of change and a second period in which the amplitude decreases at a predetermined rate of change, the first period and the second period.
  • the lengths of the periods are determined to be equal to each other.
  • -A phase difference is provided so that the phases of the triangular wave PWM carriers in each stage are not aligned.
  • the basic triangular wave PWM carrier is shifted so that the phases of the triangular wave PWM carriers in each stage have a predetermined phase difference.
  • the phase difference is set to 180 / N (deg / stage), and the phase of the triangular wave PWM carrier of each stage is determined in order.
  • the phase of the first-stage triangular wave PWM carrier is set to 0 by aligning with the phase of the basic triangular wave PWM carrier.
  • the phase of the second-stage triangular wave PWM carrier is set to the phase of the basic triangular-wave PWM carrier plus 180 / N (deg / stage).
  • the phase of the third-stage triangular wave PWM carrier is set to the phase of the basic triangular-wave PWM carrier plus 180x2 / N (deg / stage).
  • the phase of each stage is determined in the same manner.
  • the polarities of the voltage reference given to the input IN1 and the input IN2 of the cell converter 30X shown in FIG. 3A are inverted (referred to as single-phase unipolar modulation).
  • the inverter control unit 621 may use the same triangular wave PWM carrier as described above for the PWM control of the inverters (3022, 3032) to perform control with the same phase difference. Alternatively, the inverter control unit 621 may apply another control method.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of a simplified power conversion system 1 of the embodiment.
  • the DC side of the equivalent circuit of the power conversion system 1 shown in FIG. 4 is an ideal power supply, and the circuit type on the AC side is a single-phase circuit.
  • the cell converters 30S1 and 30S2 correspond to the cell converters 30X.
  • the input voltages of the cell converter 30S1 and the cell converter 30S2 are shown by voltage v1 and voltage v2, and the system voltage of the AC power supply is shown by voltage vs.
  • the input currents of the cell converter 30S1 and the cell converter 30S2 are indicated by the current i1 and the current i2, and the system current of the AC power supply is indicated by the current is.
  • L is an equivalent reactance corresponding to the transformer 201 and the like.
  • the above equation (4) shows that the system current is can be controlled by using the combined voltage (v1 + v2) based on the input voltage of the cell converter 30S1 and the cell converter 30S2.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the timing of current sampling and voltage reference update of the embodiment.
  • two triangular wave PWM carriers for example, referred to as a first cell carrier Car1 (first carrier signal) and a second cell carrier Car2 (second carrier signal)
  • a leg A On the upper side of the timing chart shown in FIG. 5, two triangular wave PWM carriers (for example, referred to as a first cell carrier Car1 (first carrier signal) and a second cell carrier Car2 (second carrier signal)) and a leg A.
  • the change between the voltage reference vA * of the leg B and the voltage reference vB * of the leg B is shown respectively.
  • the difference between the voltage reference vA * and the voltage reference vB * corresponds to the input voltage v1.
  • the change in the combined voltage (v1 + v2) is shown at the bottom of the timing chart.
  • Each of the times t1 to t17 is determined to have a predetermined period (Tsmp), and each is the timing of current sampling and voltage reference update.
  • phase of the carrier (referred to as cell carrier) of the cell converter 30X in each stage is shifted by about a quarter cycle.
  • the phase of the second cell carrier Car2 in the example shown in FIG. 5 is delayed from the phase of the first cell carrier Car1 by about one-fourth of one cycle of the triangular wave PWM carrier.
  • the voltage reference of the cell converter 30S1 and the cell converter 30S2 is an example in which the polarity is inverted with the same amplitude.
  • each vertex of the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2, and each intermediate point between the two vertices adjacent to each other in the time axis direction (hereinafter, simply referred to as each intermediate point).
  • the timing of the current sampling of the first-stage cell converter 30S1 and the update of the voltage reference may be determined based on the timing of.
  • the timing of the current sampling of the second-stage cell converter 30S2 and the update of the voltage reference may be performed at the above timing.
  • the apex of the cell carrier in each stage includes one or both of a positive value spire value (extreme value) and a negative value spire value (extreme value).
  • the above timing may be determined by associating the points having adjacent positive spiers (extreme values) or the adjacent negative spiers (extreme).
  • the timing of the apex of the first cell carrier Car1 is t1, t5, t9, t13, t17 in FIG.
  • the timings of the vertices of the second cell carrier Car2 are t3, t7, t11, and t15 in FIG.
  • the timing of each intermediate point is t2, t4, t6, t8, t10, 12, t14, and t16 in FIG.
  • each timing from t1 to t17 becomes the timing of the current sampling of each cell converter 30X and the update of the voltage reference.
  • the current sampling of the cell converter 30S1 in the first stage and the timing of updating the voltage reference are used.
  • the timing of the current sampling of the second-stage cell converter 30S2 and the update of the voltage reference match. According to this, the current sampling and the voltage reference update are performed at each vertex and each intermediate point of each cell carrier of the cell converter 30S1 and the cell converter 30S2.
  • the voltage reference vA * of the leg A For example, based on the magnitude relationship between the sizes of the two triangular wave PWM carriers (first cell carrier Car1 and second cell carrier Car2), the voltage reference vA * of the leg A, and the voltage reference vB * of the leg B. , It is possible to generate a combined voltage that exhibits a voltage quantized to multiple values.
  • the voltage reference vA * is smaller than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2, and the voltage reference vB * is larger than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2.
  • each switching element of each converter is controlled so that the combined voltage (v1 + v2) becomes (-2E).
  • the voltage reference vA * is smaller than the first cell carrier Car1 and larger than the second cell carrier Car2, and the voltage reference vB * is larger than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2.
  • each switching element of each converter is controlled so that the combined voltage (v1 + v2) becomes ( ⁇ E).
  • each switching element of each converter is controlled so that the combined voltage (v1 + v2) becomes (-0).
  • the voltage reference vA * is larger than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2, and the voltage reference vB * is smaller than the first cell carrier Car1 and larger than the second cell carrier Car2. Or, if the voltage reference vB * is smaller than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2, and the voltage reference vA * is smaller than the first cell carrier Car1 and larger than the second cell carrier Car2.
  • Each switching element of each converter is controlled so that the combined voltage (v1 + v2) becomes (+ E).
  • the voltage reference vA * is larger than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2, and the voltage reference vB * is smaller than both the first cell carrier Car1 and the second cell carrier Car2.
  • each switching element of each converter is controlled so that the combined voltage (v1 + v2) becomes (+ 2E).
  • Tsmp section the combined voltage (v1 + v2) of each section (referred to as the Tsmp section) divided by the period Tsmp.
  • the magnitude of the combined voltage (v1 + v2) in each Tsmp interval changes discretely with the passage of time and takes multiple values.
  • the converter control unit 611 controls each converter by the PWM method so that the voltage reference vA * in each Tsmp section is equal to the time average value of the instantaneous value of the combined voltage (v1 + v2) in the Tsmp section. That is, when the equation (4) is established in each of the above Tsmp intervals, the following equation (5) is also satisfied.
  • the two converters 3021 connected in parallel in FIG. 4 are equivalent to a three-phase two-level inverter by repeating current sampling and voltage reference update with a periodic Tsmp. Current controllability can be obtained.
  • the converter control unit 611 updates the voltage reference a plurality of times within half a cycle of the triangular wave PWM carrier as shown in FIG.
  • the voltage reference vA * and the triangular wave PWM carrier intersect a plurality of times within the half cycle of the triangular wave PWM carrier.
  • the timings related to the current sampling and the update of the voltage reference exist four or more even times.
  • a pulse having a relatively narrow width is included.
  • a pulse having a relatively narrow width for example, a pulse with a width less than the specified width, a pulse having a relatively narrow width is obtained by not switching the switching element of the converter 3021. Can be restricted from occurring.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the result of the simulation of the circuit configuration of FIG.
  • FIG. 6A shows a sampling result (I_U1_S: solid line) of the detected value (I_U1: broken line) of the current (CNV current) of the converter in the first stage.
  • FIG. 6B in FIG. 6 shows a sampling result (I_U2_S: solid line) of the detected value (I_U2: broken line) of the current (CNV current) of the second-stage converter.
  • C in FIG. 6 shows the change in the system current.
  • the amplitude of this system current is the sampling result (I_U1_S) of the current of the first stage converter shown in (a) of FIG. 6 and the second stage shown in (b) of FIG. It is the sum with the sampling result (I_U2_S) of the current of the converter.
  • the switching ripple of the system current is shown in FIG. 6 (c) is smaller than the sampling result of the current of each converter.
  • the above equation (5) is established with an N-stage circuit configuration when current sampling and voltage reference update are performed at each vertex and each intermediate point of each cell carrier.
  • the carrier frequency fcar of each stage and the period Tsmp have the relationship of the following equation (6).
  • the period Tsmp becomes shorter as the number of stages N increases, and the control characteristics can be expected to improve accordingly.
  • the circuit configuration in the case of N stages is equivalent to the circuit configuration in which N converters are connected in parallel on the secondary side of the transformer 201.
  • the plurality of cell converters 30X of the power conversion system 1 are provided in parallel with each phase of the AC power supply 101 (power system).
  • the converter control unit 611 controls a plurality of cell converters 30X by carrier comparison type PWM control using a plurality of carrier signals having predetermined phase differences with each other.
  • the converter control unit 611 determines the timing of four or more even times with a period Tsmp (predetermined time interval) in one cycle of a specific carrier signal among a plurality of carrier signals, and four or more even times.
  • the currents on the primary side of the plurality of cell converters 30X are detected at the timing of.
  • the converter control unit 611 generates a voltage reference for PWM control using the detected current value ix on the primary side and the current reference value on the primary side, and timings four or more even times. Update the voltage standard respectively.
  • the converter control unit 611 controls a specific cell converter among a plurality of cell converters 30X by using a specific carrier signal and an updated voltage reference. As a result, the power conversion system 1 can further enhance the control responsiveness of the current control on the AC power supply 101 side.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the timing of current sampling and updating of the voltage reference of the modified example of the first embodiment.
  • circuit of FIG. 4 described above has a path (referred to as a circulating current path) in which the current can be circulated inside the power converter 30 without affecting the system current is.
  • a path referred to as a circulating current path
  • the difference between the equation (2) and the equation (3) is taken and converted into an integral system to obtain the following equation (7).
  • the above equation (7) shows that the circulating current (i1-i2) can be controlled by the differential voltage (v1-v2) of each converter in the power converter 30.
  • current sampling and voltage reference are performed at the timing of each vertex of each cell carrier without performing current sampling and voltage reference update at both the timing of each vertex of each cell carrier and each intermediate point.
  • the control can be performed in the same manner as in the first embodiment.
  • the period Tsmp can be made relatively longer than that of the first embodiment. If the period Tsmp is lengthened, the responsiveness of the current control may decrease, but the concentration (density) of the arithmetic processing in each period Tsmp can be reduced.
  • the timing of each vertex of each cell carrier can be changed to the timing of each intermediate point of each cell carrier.
  • the switching ripple of the system current is compared with the sampling result of the current of the converter in each stage. Can be made smaller.
  • Comparing the first embodiment with its modified example it is possible to improve the responsiveness of the system current is as compared with the method of the modified example of the first embodiment by applying the method of the first embodiment. It is possible. Even if the length of the periodic Tsmp is adjusted to change the density of the current sampling timing, the system current is can be stably controlled by the converter.
  • the second embodiment will be described.
  • the system current is is the addition of N currents corresponding to the number of parallels of each converter. Since each converter is controlled individually, the current value of each converter is not uniform. In order to reduce the influence of the variation of the current of each converter, it is preferable to calculate the average of N currents so as to match the weights of the current values of each converter, and control the system current is based on this.
  • the remaining (N-1) components correspond to the circulating current components.
  • Various methods can be considered for allocating the components of this circulating current, and an example is shown in the following equations (8) to (13).
  • the current component corresponding to the AC side of each converter is indicated by an.
  • n is an identification number of each converter. Since the system current is is electrically equal to zero, its acronym is taken and indicated by z. Circulating current is an acronym for circulation and is indicated by c 1 ... c n-1 .
  • the conversion of the current component a n corresponding to each converter into the system current z and the circulating current c 1 ... c n-1 is called zc conversion.
  • the reverse conversion of the zc conversion is called the reverse zc conversion.
  • the component of each current indicated by an is the current before zc conversion.
  • the component of each current indicated by z and c 1 ... c n-1 is the current after zc conversion.
  • Equation (8) is an arithmetic expression for zc conversion
  • equation (9) is an arithmetic expression for inverse zc conversion.
  • Equation (12) is an arithmetic expression for zc conversion
  • equation (13) is an arithmetic expression for inverse zc conversion.
  • the components of the current after the zc conversion can be divided into the system current z and the circulating currents c 1 ... c n-1 .
  • N By adjusting each component of the system current z and circulating current c 1 ... c n-1 after zc conversion and controlling N parallel converters based on the result of the adjustment, N It enables current control of parallel converters.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a model of a power conversion system in which five converters of the second embodiment are arranged in parallel.
  • the power converter 30 includes cell converters 30U1 to 30U5, cell converters 30V1 to 30V5, and cell converters 30W1 to 30W5.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the converter control unit 611 of the second embodiment.
  • FIG. 9 shows a converter control unit 611 and a power converter 30 related thereto.
  • the power converter 30 outputs each of the current values (current values) detected by the converters in each stage.
  • i_1 ⁇ uvw indicates the current value of the first stage converter.
  • the current value of the first-stage converter is a value indicating the magnitude of the current detected by the current sensor 301 in the first-stage converter. The same applies below.
  • the character string following "_" indicates that it is a subscript, and the character string following " ⁇ " (hat) indicates that it is a superscript.
  • i_2 ⁇ uvw indicates the current value of the second stage converter.
  • i_5 ⁇ uvw indicates the current value of the fifth stage converter.
  • the current values (i1u, i1v, i1w (FIG.
  • i_1 ⁇ uvw i_2 ⁇ uvw to i_5 ⁇ uvw.
  • v1u to v5u in FIG. 8 indicate the input voltages of the U-phase cell converters 30U1 to 30U5.
  • the converter control unit 611 is, for example, a dq0 conversion unit 6111, a ZC conversion unit 6112, a current control unit 6113, an inverse ZC conversion unit 6114, an inverse dq0 conversion unit 6115, a PWM control unit 6116, and a gate pulse generation unit.
  • a 6117 and a current reference generation unit 6118 are provided.
  • the dq0 conversion unit 6111 performs general dq0 conversion based on the current value of the converter in each stage by using the phase reference ⁇ 0 respectively.
  • the dq0 transformation is a coordinate transformation that transforms a component of the stationary coordinate system into a component of the dq0 coordinate system, which is a rotating coordinate system that rotates according to the phase reference ⁇ 0.
  • i_1 ⁇ dqz indicates the current vector after dq0 conversion of the first-stage converter.
  • i_2 ⁇ dqz shows the current vector after dq0 conversion of the second stage converter.
  • i_5 ⁇ dqz indicates the current vector after dq0 conversion of the fifth-stage converter.
  • i_1 ⁇ dqz to i_5 ⁇ dqz are vectors of current components in the dq0 coordinate system.
  • the ZC conversion unit 6112 performs zc conversion on the current component in the dq0 coordinate system after the dq0 conversion.
  • i_z ⁇ dqz is a current vector of the system current z after zc conversion.
  • i_c1 ⁇ dqz to i_c4 ⁇ dqz are current vectors of the circulating current after zc conversion.
  • the current reference generation unit 6118 generates a current reference based on the magnitude of the DC voltage of each stage. A general method may be applied to generate this current reference.
  • the current control unit 6113 (the description in the figure is ACR) performs current control based on the current reference generated by the current reference generation unit 6118 and determined in association with the control cycle and the current vector after zc conversion. Perform each to generate a voltage reference.
  • the current vector after zc conversion includes the above i_z ⁇ dqz and i_c1 ⁇ dqz to i_c4 ⁇ dqz as elements.
  • v_z ⁇ dqz * indicates a voltage reference corresponding to the system current z after zc conversion.
  • v_c1 ⁇ dq * z to v_c4 ⁇ dqz * indicate the voltage reference corresponding to the circulating current after the inverse zc conversion.
  • the current control unit 6113 performs an operation using a current vector including the magnitude of one system current is and the magnitude of (N-1) circulating currents as elements, and an Nth-order square matrix. It is advisable to carry out current control including. Even if the current control unit 6113 performs current control including an operation using a current vector including one system current is, (N-1) circulating currents as elements, and an Nth-order square matrix. good. By this calculation, the current control unit 6113 elements the combined voltage (v_z ⁇ dqz *) on the AC power supply 101 side and the (N-1) voltage reference corresponding to each (N-1) circulating current. It is advisable to generate a voltage vector included in the current and perform current control including this calculation.
  • the inverse ZC conversion unit 6114 performs an inverse zc conversion on the voltage reference generated by the current control unit 6113, and generates the voltage reference of the dq0 coordinate system in association with each stage.
  • v_1 ⁇ dqz * to v_5 ⁇ dqz * indicate the voltage reference of each stage after the inverse zc conversion.
  • the inverse dq0 conversion unit 6115 performs an inverse dq0 conversion with respect to the voltage reference of each stage of the dq0 coordinate system generated by the inverse ZC conversion unit 6114 to generate the voltage reference of each stage of the uvw coordinate system.
  • v_1 ⁇ uvw * to v_5 ⁇ uvw * indicate the voltage reference of each stage of each phase after the inverse dq0 conversion.
  • the PWM control unit 6116 includes a carrier generation unit 6116c. Based on the triangular carrier generated by the carrier generation unit 6116c and the voltage reference of each stage generated by the inverse dq0 conversion unit 6115, a gate signal for controlling each switch of the power converter 30 is generated to generate a gate. A gate pulse based on the gate signal is supplied to each switch of the power converter 30 via the pulse generation unit 6117. As a result, the conduction state of each switch of the power converter 30 is controlled.
  • the current reference vector I ⁇ d *, the current FBK vector I ⁇ d, and the voltage reference vector V ⁇ d * of each parallel converter with respect to the d-axis component are defined by Eq. (14).
  • K_z is the current control gain for the system current is
  • K_c1 is the current control gain for the circulating current.
  • the voltage reference vector V ⁇ d * is obtained by controlling the current difference (I ⁇ (d *)-I ⁇ d) in the parallel converter format. It turns out that it is equivalent to being calculated.
  • the transformation matrix M' By calculating the transformation matrix M'using the equation (17) in advance, the transformation matrix M'can be used for the calculation, and the calculation load for each control cycle can be reduced.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the timing of current sampling and voltage reference update according to the third embodiment.
  • the difference from FIG. 5 described above is that the number of carriers has changed from 2 to 3 because the number of parallels has changed from 2 to 3.
  • the number of third cell carriers Car3 having a predetermined phase lag from the second cell carrier Car2 is increasing.
  • the phase difference of each cell carrier is evenly spaced as described above.
  • the number of timings of current sampling and voltage reference update is eight times for one cycle of the cell carrier. Since the number of parallels is 3, the combined voltage (v1 + v2 + v3) has a total of 7 stages of -3E, -2E, -E, 0, + E, + 2E, and + 3E.
  • the above desired combined voltage can be generated even when the number of parallel converters is three. As the number of parallel converters increases in this way, the ratio of the step of changing the value of the quantized combined voltage to the total amplitude becomes smaller, which contributes to reducing ripple noise.
  • STATCOM self-excited asynchronous compensator
  • the control unit of the above-mentioned inverter (corresponding to the above-mentioned converter control unit 611) switches the above-mentioned operation mode by adjusting the circulating current flowing in the plurality of cell converters 30X, and switches the above-mentioned operation mode to obtain an AC power source (electric power). It is advisable to compensate for the ineffective power of the system) 101.
  • the battery may be connected to the DC side thereof to configure the power conversion system 1A as a battery power storage device.
  • the battery it is possible to charge the battery with the DC power converted from the AC power, or discharge the DC power stored in the battery as the converted AC power from the battery.
  • the same control method can be applied to a system other than the drive system.
  • the power conversion system is interconnected with a polyphase AC power system.
  • the power conversion system includes a plurality of converter main bodies and a control unit.
  • the plurality of converter bodies are provided in parallel with each phase of the power system.
  • the control unit controls the plurality of converter bodies by carrier comparison type PWM control using a plurality of carrier signals having a predetermined phase difference from each other.
  • four or more even-numbered timings are set at predetermined time intervals in one cycle of a specific carrier signal among the plurality of carrier signals, and the four or more even-numbered timings are set.
  • Each of the plurality of converters detects the current on the primary side of the main body.
  • the control unit generates a voltage reference for the PWM control using the detected value of the current on the primary side and the value of the current reference on the primary side, and performs the four or more even times.
  • the voltage reference is updated at the timing of.
  • the control unit controls a specific converter body among the plurality of converter bodies by using the specific carrier signal and the updated voltage reference. As a result, the power conversion system can further enhance the control responsiveness of the current control on the power system side.
  • the above-mentioned control unit 601 (computer) includes, for example, a storage unit, a CPU (central processing unit), a drive unit, and an acquisition unit.
  • the storage unit, the CPU, the drive unit, and the acquisition unit are connected in the control unit via, for example, a BUS.
  • the storage unit includes a semiconductor memory.
  • the CPU includes a processor that executes a desired process according to a software program.
  • the drive unit generates a control signal for each unit of the power conversion system 1 according to the control of the CPU.
  • the acquisition unit acquires the detection results of each current sensor and voltage sensor.
  • the CPU of the control unit 601 controls the main circuit of each phase by the drive unit based on the detection results of the current sensor and the voltage sensor acquired by the acquisition unit.
  • the control unit 601 may realize a part or all of the processing by the processing of the software program as described above, or may be realized by hardware instead. Further, the control unit 601 may be appropriately divided and configured, thereby ensuring the insulation of the circuit

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Abstract

実施形態の電力変換システムは、複数の変換器と、制御部とを備える。前記複数の変換器は、多相交流の電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。前記制御部は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を、前記複数の変換器のＰＷＭ制御に用いる。特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められていて、前記制御部は、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出する。前記制御部は、前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新する。前記制御部は、前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する。

Description

電力変換システム及び電力変換制御方法
　本発明の実施形態は、電力変換システム及び電力変換制御方法に関する。
　スイッチング素子を有する電力変換器を含めて構成され、多相交流の電力系統に連系する電力変換システムがある。その電力変換器の稼働により電力系統側にスイッチングリップルが生じるが、このスイッチングリップルをより少なくすることが望まれている。これに対して、電力変換システムは、電力系統側の電流制御の制御応答性をより高めることが要求されることがあった。
日本国特許特開２０１５－４３６６０号公報
　本発明が解決しようとする課題は、電力系統側の電流制御の制御応答性をより高めることができる電力変換システム及び電力変換制御方法を提供することである。
　実施形態の電力変換システムは、多相交流の電力系統に連系する。前記電力変換システムは、複数の変換器と、制御部とを備える。前記複数の変換器は、前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。前記制御部は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、前記複数の変換器をキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する。前記制御部は、前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出する。前記制御部は、前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新する。前記制御部は、前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する。
実施形態の電力変換システムの一例を示す図。 実施形態の変圧器の巻線構造を示す回路図。 実施形態の変圧器の巻線構造を示す回路図。 実施形態のセル変換器の内部構成を示す回路図。 実施形態のセル変換器の内部構成を示す回路図。 実施形態のセル変換器の内部構成を示す回路図。 第１の実施形態の簡略化された電力変換システムの構成図。 第１の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図。 図４の回路構成のシミュレーションの結果を説明するための図。 第１の実施形態の変形例の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図。 第２の実施形態の５個のコンバータを並列にした電力変換システムのモデルの構成図。 第２の実施形態のコンバータ制御部の構成図。 第３の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図。
　以下、実施形態の電力変換システム及び電力変換制御方法を、図面を参照して説明する。以下に説明の電力変換システムは、負荷の一例である電動機（モータ）に所望の交流電力を供給する。実施形態の電力変換システムは、交流の電力系統に連系するように形成された電力変換器を含む。実施形態における接続するという記載は、電気的に接続することを含む。
　まず、電力変換システム１の電気的な全体構成について説明する。図１は、実施形態の電力変換システム１の一例を示す図である。電力変換システム１は、例えば、変圧器２０１と、電力変換器３０と、制御部６０１とを備えている。
　電力変換システム１は、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔを備え、これらの端子を介して交流電源１０１（電力系統）に接続される。電力変換システム１は、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗを備え、これらの端子を介して電動機４０１に接続される。
　交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには、変圧器２０１の１次巻線が接続され、変圧器２０１の２次巻線には、電力変換器３０の交流入力側が接続され、電力変換器３０の交流出力側が、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。
　制御部６０１は、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗに内在するスイッチング素子のオンオフを制御する。セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗを纏めて、複数のセル変換器３０Ｘと呼ぶ。
　次に、電力変換システム１の各部について説明する。
　変圧器２０１は、１次側巻線と、３群構成の２次側巻線とを備える。１次側巻線は、３相スター結線に形成されている。２次側巻線は、互いに絶縁された３相オープンデルタ結線に形成されている。変圧器２０１には、交流電源１０１から３相の交流電力が供給される。変圧器２０１は、交流電源１０１から供給された交流電力の電圧を巻数比による所望の電圧に変圧し、変圧した後の電圧の交流電力を複数のセル変換器３０Ｘのそれぞれに供給する。
　電力変換器３０は、複数のセル変換器３０Ｘを含む。本実施形態では、複数のセル変換器３０Ｘは、３台の第１相のセル変換器３０Ｕ（３０Ｕ１，３０Ｕ２，３０Ｕ３）、３台の第２相のセル変換器３０Ｖ（３０Ｖ１，３０Ｖ２，３０Ｖ３）、及び３台の第３相のセル変換器３０Ｗ（３０Ｗ１，３０Ｗ２，３０Ｗ３）を含む。各セル変換器３０Ｘは、単相変換器であり、変圧器２０１の２次巻線から供給された単相の交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を所望の周波数と電圧の単相の交流電力に変換して出力する。各セル変換器３０Ｘは、同一回路構成である。これの詳細は、後述する。
　変圧器２０１の２次側第１群の第１相は、セル変換器３０Ｕ１の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第１群の第２相は、セル変換器３０Ｖ１の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第１群の第３相は、セル変換器３０Ｗ１の入力に接続されている。
　変圧器２０１の２次側第２群の第１相は、セル変換器３０Ｕ２の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第２群の第２相は、セル変換器３０Ｖ２の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第２群の第３相は、セル変換器Ｗ２の入力に接続されている。
　変圧器２０１の２次側第３群の第１相は、セル変換器３０Ｕ３の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第３群の第２相は、セル変換器３０Ｖ３の入力に接続されている。変圧器２０１の２次側第３群の第３相は、セル変換器Ｗ３の入力に接続されている。
　３台の第１相のセル変換器３０Ｕ１，３０Ｕ２，３０Ｕ３の出力は、この順番に直列に接続されている。３台の第２相のセル変換器３０Ｖ１，３０Ｖ２，３０Ｖ３及び３台の第３相のセル変換器３０Ｗ１，３０Ｗ２，３０Ｗ３も同様に、相ごとに直列に接続されている。
　セル変換器３０Ｕ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｕ１の出力と、セル変換器３０Ｖ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｖ１の出力と、セル変換器３０Ｗ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｗ１の出力とは、互いに接続されて、負荷回路の３相交流の中性点を構成している。
　セル変換器３０Ｕ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｕ３の出力は、交流出力端子Ｕに接続され、交流出力端子Ｕを介して電動機４０１のＵ相巻線に接続されている。セル変換器３０Ｖ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｖ３の出力は、交流出力端子Ｖに接続され、交流出力端子Ｖを介して電動機４０１のＶ相巻線に接続されている。セル変換器３０Ｗ２と接続されていない側のセル変換器３０Ｗ３の出力は、交流出力端子Ｗに接続され、交流出力端子Ｗを介して電動機４０１のＷ相巻線に接続されている。
　制御部６０１は、複数のセル変換器３０Ｘを制御する。例えば、制御部６０１は、第１制御部６１０と、第２制御部６２０と、第３制御部６３０と、を備える。第１制御部６１０は、後述するコンバータとして適用される複数のセル変換器３０Ｘを制御する。第１制御部６１０は、例えば、コンバータ制御部６１１を含む。第２制御部６２０は、後述するインバータとして適用される複数のセル変換器３０Ｘを制御する。第２制御部６２０は、例えば、インバータ制御部６２１を含む。第３制御部６３０は、電力変換システム１の制御状態を監視して、安定に制御されるように調整する。例えば、第３制御部６３０は、タイマーを含み、所定の周期の割り込み信号を生成する。
　例えば、コンバータ制御部６１１は、後述する電流センサー３０１（図３Ａ）により検出された変圧器２０１の２次巻線（図２Ａ，２Ｂ）に流れる電流を示す情報に基づき、各セル変換器３０Ｘに含まれるスイッチング素子を制御するための信号を、各セル変換器３０Ｘに送ることで、各セル変換器３０Ｘを制御する。
　このような構成により、電力変換システム１は交流電源１０１から供給される交流電力を所望の周波数かつ所望の電圧の３相の交流電力に変換して電動機４０１に供給することができる。コンバータ制御部６１１の詳細は、後述する。
　図２Ａと図２Ｂは、実施形態の変圧器２０１の巻線構造を示す回路図である。１次巻線（入力側）はスター（Ｙ）結線となっているが、これは一例であり、デルタ（Δ）結線を用いてもよい。２次巻線（出力側）は、３相巻線が単相に電気的に分離されたオープン巻線となっている。
　図２Ｂの例では、スター結線の中性点をＮとすると、Ｒ－Ｎ間、Ｓ－Ｎ間、Ｔ－Ｎ間に印加された電圧が、それぞれ巻数比倍されて、２次側第１群のＲｓ１－Ｎａ１間、Ｓｓ１－Ｎｂ１間、Ｔｓ１－Ｎｃ１間に現れる。２次側第１群のＲｓ１－Ｎａ１間、Ｓｓ１－Ｎｂ１間、Ｔｓ１－Ｎｃ１間は、２次側第１群の第１相、第２相、第３相にそれぞれ対応する。
　２次側第２群と２次側第３群についても同様である。２次側第２群のＲｓ２－Ｎａ２間、Ｓｓ－Ｎｂ２間、Ｔｓ－Ｎｃ２間と、２次側第３群のＲｓ３－Ｎａ３間、Ｓｓ３－Ｎｂ３間、Ｔｓ３－Ｎｃ３間とについても、第１群と同様に巻数比倍された電圧が現れる。２次側第２群のＲｓ２－Ｎａ２間、Ｓｓ２－Ｎｂ２間、Ｔｓ２－Ｎｃ２間は、２次側第２群の第１相、第２相、第３相にそれぞれ対応する。２次側第３群のＲｓ３－Ｎａ３間、Ｓｓ３－Ｎｂ３間、Ｔｓ３－Ｎｃ３間は、２次側第３群の第１相、第２相、第３相にそれぞれ対応する。
　図３Ａから図３Ｃは、実施形態のセル変換器３０Ｘ（Ｘ：Ｕ、Ｖ、Ｗ）の内部構成を示す回路図である。図３Ａに示すように、セル変換器３０Ｘは、その入力端子をＩＮ１、ＩＮ２、出力端子をＯＵＴ１、ＯＵＴ２とする。例えば、セル変換器３０Ｘは、電流センサー（電流変成器）３０１と、セル変換器本体３０２とを備える。電流センサー３０１は、入力端子ＩＮ１とＩＮ２の間を流れる電流を検出する。この電流の大きさをｉｘで示す。ｘは、段数を識別する識別子であり、例えば、自然数であってよい。
　図３Ｂと図３Ｃに、各々、セル変換器３０Ｘがいわゆる２レベル変換器の場合、及びいわゆる３レベル変換器の場合の構成例について示しており、どちらを採用してもよい。
　図３Ｂに示すセル変換器本体３０２は、交流側電位が２段階に変化する２レベル変換器を含む。セル変換器３０Ｘは、入力側と出力側に、各々単相変換器を有しており、それらの直流部は互いに背中合せに接続されている。直流部には、コンデンサＣ１のようなエネルギー蓄積要素を接続する。電圧Vdcxは、コンデンサＣ１の端子に掛る電圧（コンデンサ電圧という。）である。
　図３Ｃに示すセル変換器本体３０３は、交流側電位が３段階に変化するように構成されたダイオードクランプ形の３レベル変換器を含む。その直流部には、コンデンサＣＰ、ＣＮを有する。３レベル変換器において、２つのコンデンサＣＰ、ＣＮの電圧をバランスさせるように制御するとよい。単にコンデンサ電圧と呼ぶ場合は、コンデンサＣＰ、ＣＮの合計電圧（Vdcx）を意味する。
　図３Ｂと図３Ｃのスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor）を採用しているが、他のスイッチング素子でもよい。他のスイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）や、ＧＴＯ（Gate Turn-Off）サイリスタ、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off）サイリスタなどがある。また、スイッチング素子にボディダイオードが内在しない場合、逆並列にＦＷＤ（Free-Wheeling Diode）を用いてもよい。
　力行時の電力の流れ（パワーフロー）を、入力側（Ｒ、Ｓ、Ｔ側）から出力側（Ｕ、Ｖ、Ｗ側）とすると、入力側の単相変換器は、順変換（交流から直流への変換）、出力側の単相変換器は、逆変換（直流から交流への変換）を行う。よって、入力側の単相変換器をコンバータ（Converter）、出力側の単相変換器をインバータ（Inverter）と呼ぶことにする。
　例えば、図３Ｂに示すセル変換器本体３０２は、コンバータ３０２１とインバータ３０２２を分離した回路ユニットとして構成してもよい。この場合、コンデンサＣ１は、コンバータ３０２１とインバータ３０２２とは別体であってもよく、何れかの回路ユニットに収容されていてもよい。或いは、セル変換器本体３０２は、コンバータ３０２１と、インバータ３０２２と、コンデンサＣ１とを一つの回路ユニット内に収めて構成してもよい。
　図３Ｃに示すセル変換器本体３０３は、コンバータ３０３１とインバータ３０３２を分離した回路ユニットとして構成してもよい。この場合、コンデンサＣＰ、ＣＮは、コンバータ３０３１とインバータ３０３２とは別体であってもよく、何れかの回路ユニットに収容されていてもよい。或いは、セル変換器本体３０３は、コンバータ３０３１と、インバータ３０３２と、コンデンサＣＰ、ＣＮとを一つの回路ユニット内に収めて構成してもよい。
　以下の説明では、説明を簡略化するため、上記のコンデンサ（Ｃ１，ＣＰ，ＣＮ）とインバータ（３０３２、３０３２）との組み合わせを直流電源ＤＣとみなすことで、セル変換器３０Xをコンバータ（３０２１、３０３１）と直流電源ＤＣとの組み合わせに等価することができる。
　本実施形態のコンバータ制御部６１１は、セル変換器３０Xのコンバータ（３０２１、３０３１）のゲートパルスを下記する方法で生成する。
・コンバータ（３０２１、３０３１）のＰＷＭ制御に、三角波のキャリア信号（三角波ＰＷＭキャリア（三角波キャリア信号）という。）を利用する。例えば、三角波ＰＷＭキャリアは、その１周期の中に、振幅が所定の変化率で増加する第１期間と、振幅が所定の変化率で減少する第２期間とを含み、第１期間と第２期間の長さが互いに等しくなるように決定されている。
・各段の三角波ＰＷＭキャリアの位相が揃わないように位相差を設けている。
　具体的には、各段の三角波ＰＷＭキャリアの位相がを所定の位相差になるように、基本の三角波ＰＷＭキャリアをシフトしている。Ｎ段構成の場合には、その位相差を180 / N（deg / 段）にして、各段の三角波ＰＷＭキャリアの位相を順に決定している。例えば、１段目の三角波ＰＷＭキャリアの位相を、基本の三角波ＰＷＭキャリアの位相に揃えて０にする。２段目の三角波ＰＷＭキャリアの位相を、基本の三角波ＰＷＭキャリアの位相に180 / N（deg / 段）を加えた位相にする。３段目の三角波ＰＷＭキャリアの位相を、基本の三角波ＰＷＭキャリアの位相に180x2 / N（deg / 段）を加えた位相にする。以下、同様に各段の位相を決定する。
・図３Ａに示すセル変換器３０Ｘの入力ＩＮ１と、入力ＩＮ２に与える電圧基準の極性を反転させている（単相ユニポーラ変調という。）。
　なお、インバータ制御部６２１は、インバータ（３０２２、３０３２）のＰＷＭ制御に、上記と同様の三角波PWMキャリアを利用して、同様の位相差を設けた制御を実施してもよい。或いは、インバータ制御部６２１は、他の制御手法を適用してもよい。
　以下、説明を簡略化するため、２レベル型のセル変換器を２段構成にした事例について説明する。図４は、実施形態の簡略化された電力変換システム１の構成図である。例えば、図４に示す電力変換システム１の等価回路の直流側は理想電源とし、交流側の回路形式は単相回路とする。セル変換器３０S1と３０S2は、セル変換器３０Xに相当する。
　変圧器２０１としてオープンスター巻線トランスを例示したが、これを等価した回路構成に置き換えて説明する。上記の回路構成における電圧電流方程式は、次の式（１）から（３）に示す関係になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上記の式（１）から（３）において、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の入力電圧を、電圧v1、電圧v2で示し、交流電源の系統電圧を電圧vsで示す。セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の入力電流を、電流i1、電流i2で示し、交流電源の系統電流を電流isで示す。Lは、変圧器２０１などに対応する等価リアクタンスである。
　上記の式（２）と式（３）の両辺を夫々加算して、これに式（１）を適用して整理して、その結果を積分系に変換すると次の式（４）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記の式（４）は、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の入力電圧に基づく合成電圧（v1 + v2）を用いて、系統電流isを制御できることを示している。
　図５を参照して、電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明する。
　図５は、実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図である。
　図５に示すタイミングチャートの上段側に、２つの三角波ＰＷＭキャリア（例えば、第１セルキャリアCar1（第１キャリア信号）、第２セルキャリアCar2（第２キャリア信号）と呼ぶ。）と、レグAの電圧基準ｖA*と、レグBの電圧基準ｖB*との変化を夫々示す。例えば、電圧基準ｖA*と電圧基準ｖB*の差が、入力電圧v1に対応する。そのタイミングチャートの下段側に、合成電圧(v1+v2)の変化を示す。時刻ｔ１からｔ１７の夫々は、所定の周期（Tsmp）に決定されていて、それぞれが電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングになっている。
　上記の通り、各段のセル変換器３０Xのキャリア（セルキャリアという。）の位相を、４分の１周期ほどシフトさせている。図５に示す事例の第２セルキャリアCar2の位相は、第１セルキャリアCar1の位相よりも、三角波ＰＷＭキャリアの１周期の４分の１ほど遅れている。
　各電圧基準を、前述の通りレグAとレグBで逆極性で与えることで、コンバータの入力ＩＮ１と、入力ＩＮ２に与える電圧基準の極性が反転する。ここでは、説明を簡略化するため、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の電圧基準は、同じ振幅で極性が反転した電圧基準にした一例である。
　例えば、第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の各頂点と、各頂点の中で時間軸方向に互いに隣接する２つの頂点の間の各中間点（以下、単に各中間点という。）とのタイミングに基づいて、第１段のセル変換器３０S1の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングを決定してもよい。第２段のセル変換器３０S2の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングを、上記のタイミングに実施してもよい。なお、各段のセルキャリアの頂点には、正の値の尖塔値（極値）になる点と負の値の尖塔値（極値）になる点の何れか又は両方が含まれる。例えば、隣接する正の値の尖塔値（極値）になる点同士、又は隣接する負の値の尖塔値（極値）になる点同士を関連づけて、上記のタイミングを決定するとよい。
　例えば、第１セルキャリアCar1の頂点のタイミングは、図５中のｔ１、ｔ５、ｔ９、ｔ１３、ｔ１７である。第２セルキャリアCar2の頂点のタイミングは、図５中のｔ３、ｔ７、ｔ１１、ｔ１５である。各中間点のタイミングは、図５中のｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８、ｔ１０、１２、ｔ１４、ｔ１６である。この実施例の場合、ｔ１からｔ１７までの各タイミングが、各セル変換器３０Xの電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングになる。
　上記のように、各段のセルキャリアの位相差が、三角波ＰＷＭキャリアの１周期の４分の１であるから、第１段のセル変換器３０S1の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングと、第２段のセル変換器３０S2の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングが一致する。これによれば、セル変換器３０S1とセル変換器３０S2の各セルキャリアの各頂点と、各中間点とにおいて、電流サンプリングと電圧基準更新を実施する構成になる。
　例えば、２つの三角波ＰＷＭキャリア（第１セルキャリアCar1、第２セルキャリアCar2）の大きさと、レグAの電圧基準ｖA*と、レグBの電圧基準ｖB*との大きさの大小関係に基づいて、多値に量子化された電圧を呈する合成電圧を生成することができる。
　コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも小さく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きい場合、合成電圧(v1+v2)が（－２Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。
　コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1よりも小さく第２セルキャリアCar2よりも大きく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きい場合、合成電圧(v1+v2)が（－Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。
　コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*と電圧基準ｖB*の両方が第２セルキャリアCarよりも大きく、第１セルキャリアCar1よりも小さい場合、又は電圧基準ｖA*と電圧基準ｖB*の両方が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCarの両方よりも小さい場合、合成電圧(v1+v2)が（－０）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。
　コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1よりも小さく第２セルキャリアCar2よりも大きい場合、又は、電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも小さく、かつ電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1よりも小さく第２セルキャリアCar2よりも大きい場合、合成電圧(v1+v2)が（＋Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。
　コンバータ制御部６１１は、電圧基準ｖA*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも大きく、かつ電圧基準ｖB*が第１セルキャリアCar1と第２セルキャリアCar2の両方よりも小さい場合、合成電圧(v1+v2)が（＋２Ｅ）になるように各コンバータの各スイッチング素子を制御する。
　ここで、周期Tsmpによって区分される各区間（Tsmp区間という。）の電圧基準vA*と合成電圧(v1+v2)の関係に着目する。各Tsmp区間の合成電圧(v1+v2)の大きさは、時刻の経過により離散的に変化して複数の値をとる。
　コンバータ制御部６１１は、各Tsmp区間における電圧基準vA*に、Tsmp区間における合成電圧(v1+v2)の瞬時値の時間平均の値が等しくなるように、ＰＷＭ方式で各コンバータを制御する。つまり、上記の各Tsmp区間において式（４）が成立することにより、次の式（５）も同様に成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記の式（５）が各Tsmp区間において夫々成立するから、図４の並列接続した２つのコンバータ３０２１は、周期Tsmpで、電流サンプリングと電圧基準の更新を繰り返すことで、三相２レベルインバータ相当の電流制御性が得ることができる。
　上記の制御方法によれば、コンバータ制御部６１１は、図５に示すように三角波ＰＷＭキャリアの半周期以内で電圧基準の更新を複数回実施する。これにより、電圧基準vA*と三角波ＰＷＭキャリア（第１セルキャリアCar1）とが、三角波ＰＷＭキャリアの半周期内で複数回交差することになる。換言すれば、三角波ＰＷＭキャリアの１周期の中では、電流サンプリングと電圧基準の更新に係るタイミングが、４回以上の偶数回存在することになる。
　なお、図５に示す事例の場合、電圧基準と三角波ＰＷＭキャリアの比較の結果をそのまま図示しているため、比較的幅の狭いパルスが含まれている。実際の装置に適用する場合、比較的幅の狭いパルス（例えば、規定の幅に満たない幅の狭いパルス）については、コンバータ３０２１のスイッチング素子をスイッチングさせないなどの方法で、比較的幅の狭いパルスが生じることを制限することができる。
　図６を参照して、図４の回路構成のシミュレーションの結果を説明する。
　図６は、図４の回路構成のシミュレーションの結果を説明するための図である。図６中の（ａ）に、第１段目のコンバータの電流（ＣＮＶ電流）の検出値（Ｉ＿Ｕ１：破線）のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ１＿Ｓ：実線）を示す。図６中の（ｂ）に、第２段目のコンバータの電流（ＣＮＶ電流）の検出値（Ｉ＿Ｕ２：破線）のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ２＿Ｓ：実線）を示す。図６中の（ｃ）に、系統電流の変化を示す。この系統電流の振幅は、上記の図６中の（ａ）に示した第１段目のコンバータの電流のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ１＿Ｓ）と、図６中の（ｂ）に示した第２段目のコンバータの電流のサンプリング結果（Ｉ＿Ｕ２＿Ｓ）との和である。図６中の（ｃ）に示す系統電流isのスイッチングリップルは、各コンバータの電流のサンプリング結果に比べて小さくなっている。
　上記の式（５）は、電流サンプリングと電圧基準の更新を各セルキャリアの各頂点と各中間点とにおいて実施する場合に、N段の回路構成で成立する。この場合、各段のキャリア周波数fcarと、周期Tsmpは、次の式（６）の関係になる。この式（６）の関係の通り、段数Nの増加に伴い周期Tsmpが短くなり、これに応じて制御特性の向上が見込める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、N段の場合の回路構成は、変圧器２０１の２次側にN個のコンバータが並列に接続された回路構成に等価である。
　実施形態によれば、電力変換システム１の複数のセル変換器３０Xは、交流電源１０１（電力系統）の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。コンバータ制御部６１１（制御部）は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、複数のセル変換器３０Xをキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する。コンバータ制御部６１１は、複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に周期Tsmp（所定の時間間隔）で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、４回以上の偶数回のタイミングに夫々複数のセル変換器３０Xの１次側の電流を検出する。コンバータ制御部６１１は、検出した１次側の電流の値ｉｘと、１次側の電流基準の値とを用いてＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、４回以上の偶数回のタイミングに夫々電圧基準を更新する。コンバータ制御部６１１は、特定のキャリア信号と更新された電圧基準とを用いて、複数のセル変換器３０Xの中の特定のセル変換器を制御する。これにより、電力変換システム１は、交流電源１０１側の電流制御の制御応答性をより高めることができる。
（第１の実施形態の変形例）
　第１の実施形態の変形例について説明する。
　第１の実施形態において、各セルキャリアの各頂点と、各中間点とにおいて、電流サンプリングと電圧基準の更新を繰り返す事例について説明した。これに代えて、本変形例では、第１の実施形態の事例に対して各セルキャリアの各中間点を、制御に関わるタイミングから除き、各セルキャリアの各頂点において、電流サンプリングと電圧基準の更新を繰り返す事例について説明する。
　図７は、第１の実施形態の変形例の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図である。
　また、前述の図４の回路には、系統電流isに影響せずに電力変換器３０の内部で電流を循環させ得る経路（循環電流の経路という。）があることがわかる。これを数式的に示すと、式（２）と式（３）の差分を取り、積分系に変換して下記の式（７）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記の式（７）は、電力変換器３０内の各コンバータの差分電圧(v1-v2)によって、循環電流（i1-i2）を制御できることを示している。
　上記によれば、各セルキャリアの各頂点と、各中間点との両方のタイミングで電流サンプリングと電圧基準の更新を実施しなくても、各セルキャリアの各頂点のタイミングで電流サンプリングと電圧基準の更新を実施することで、第１の実施形態と同様に制御することができる。なお、本変形例の場合、第１の実施形態の事例に対して周期Tsmpを比較的長くできる。周期Tsmpを長くすると電流制御の応答性が低下することがあるが、各周期Tsmp内の演算処理の集中度（密度）を低減させることができる。
　なお、各セルキャリアの各頂点のタイミングを、各セルキャリアの各中間点のタイミングに変えることができる。これにより、この変形例によれば、各セルキャリアの各頂点又は各中間点のタイミングで電流サンプリングを実施することで、系統電流isのスイッチングリップルを、各段のコンバータの電流のサンプリング結果に比べて小さくすることができる。
　第１の実施形態とその変形例を対比すると、系統電流isについては、第１の実施形態の手法を適用することにより、第１の実施形態の変形例の手法よりも応答性を高めることが可能である。周期Tsmpの長さを調整して、電流サンプリングのタイミングの密度を変更しても、コンバータによる系統電流isを安定に制御することができる。
　これに対し、循環電流の制御については、系統電流isと同様の関係性が成り立たない。そのために、循環電流の制御に関する制御ゲインを下げることが必要になる。上記の式（５）と式（７）に示したように、系統電流isと循環電流とについては、互いに独立に制御ゲインを決定することが可能である。例えば、系統電流isの制御のための制御ゲインを維持したまま、循環電流の制御のための制御ゲインを低くするように調整することが可能である。
　（第２の実施形態）
　第２の実施形態について説明する。
　第２の実施形態では、第１の実施形態に示した手法を、並列数Nのコンバータに拡張した事例について説明する。系統電流isは、各コンバータの並列数に対応するN個の電流の加算になる。各コンバータは、個別に制御されるために、各コンバータの電流の値は一律にならない。各コンバータの電流のばらつきの影響を軽減させるために、各コンバータの電流値の重みを合わせるように、N個の電流の平均を算出して、系統電流isをこれに基づいて制御するとよい。なお、残りの（N－１）個の成分は、循環電流の成分に対応する。この循環電流の成分の割り付け方は様々な取り方が考えられるが、次の式（８）から式（１３）にその一例を示す。
　以下に示す式（８）から式（１３）において、例えば、各コンバータの交流側に対応する電流の成分をanで示す。例えば、ｎは、各コンバータの識別番号である。系統電流isは、電気的には零相（zero）に等しいためその頭文字をとってzで示す。循環電流は、循環（circulate）の頭文字をとってc1…cn-1で示す。各コンバータに対応する電流の成分anから、系統電流ｚと循環電流c1…cn-1に変換することを、ｚｃ変換と呼ぶ。ｚｃ変換の逆の変換を逆ｚｃ変換と呼ぶ。例えば、anによって示される各電流の成分は、ｚｃ変換前の電流である。zとc1…cn-1によって示される各電流の成分は、ｚｃ変換後の電流である。
　例えば、式（８）と式（９）は、コンバータの並列数を２個（N＝２）にした場合の変換式の一例である。式（８）が、ｚｃ変換のための演算式であり、式（９）が、逆ｚｃ変換のための演算式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式（１０）と式（１１）は、コンバータの並列数を３個（N＝３）にした場合の変換式の一例である。式（１０）が、ｚｃ変換のための演算式であり、式（１１）が、逆ｚｃ変換のための演算式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（１２）と式（１３）は、コンバータの並列数を５個（N＝５）にした場合の変換式の一例である。式（１２）が、ｚｃ変換のための演算式であり、式（１３）が、逆ｚｃ変換のための演算式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上記のｚｃ変換を用いることで、ｚｃ変換後の電流の成分を系統電流ｚと循環電流c1…cn-1の各成分に分けることができる。ｚｃ変換後の系統電流ｚと循環電流c1…cn-1の各成分を夫々調整して、その調整の結果に基づいて、N個の並列のコンバータを夫々制御することで、N個の並列のコンバータの電流制御が可能になる。
　図８と図９とを参照して、より具体的に、コンバータの並列数を５個（N = 5）にした場合の電流制御系の一例について説明する。図８は、第２の実施形態の５個のコンバータを並列にした電力変換システムのモデルの構成図である。
　電力変換器３０は、セル変換器３０U1から３０U5と、セル変換器３０V1から３０V5と、セル変換器３０W1から３０W5とを備える。
　図９は、第２の実施形態のコンバータ制御部６１１の構成図である。図９には、コンバータ制御部６１１と、これに関係する電力変換器３０とが示されている。
　電力変換器３０は、各段のコンバータがそれぞれ検出した電流の値（電流値）を夫々出力する。i_1^uvwは、１段目のコンバータの電流値を示す。１段目のコンバータの電流値とは、１段目のコンバータ内の電流センサー３０１によって検出された電流の大きさを示す値のことである。以下、同様。なお、「_」（下線）に続く文字列は、下付き文字であることを示し、「^」（ハット）に続く文字列は、上付き文字であることを示す。i_2^uvwは、２段目のコンバータの電流値を示す。同様に、i_5^uvwは、５段目のコンバータの電流値を示す。例えば、前述のセル変換器３０U1、３０V1、３０W1が夫々検出した電流の値（i1u、i1v、i1w（図８））を、纏めてi_1^uvwと記す。i_2^uvwからi_5^uvwも同様である。なお、図８中のv1uからv5uは、U相のセル変換器３０U1から３０U5の入力電圧を示している。
　コンバータ制御部６１１は、例えば、ｄｑ０変換部６１１１と、ＺＣ変換部６１１２と、電流制御部６１１３と、逆ＺＣ変換部６１１４と、逆ｄｑ０変換部６１１５と、ＰＷＭ制御部６１１６と、ゲートパルス生成部６１１７と、電流基準生成部６１１８とを備える。
　ｄｑ０変換部６１１１は、位相基準θ０を夫々用いて、各段のコンバータの電流値に基づいて、一般的なｄｑ０変換を実施する。ｄｑ０変換は、静止座標系の成分を、位相基準θ０に応じて回転する回転座標系であるｄｑ０座標系の成分に変換する座標変換である。例えば、i_1^dqzは、１段目のコンバータのｄｑ０変換後の電流ベクトルを示す。i_2^dqzは、２段目のコンバータのｄｑ０変換後の電流ベクトルを示す。同様に、i_5^dqzは、５段目のコンバータのｄｑ０変換後の電流ベクトルを示す。i_1^dqzからi_5^dqzは、ｄｑ０座標系における電流成分のベクトルである。
　ＺＣ変換部６１１２は、ｄｑ０変換後のｄｑ０座標系における電流成分に対してｚｃ変換を実施する。例えば、i_z^dqzは、ｚｃ変換後の系統電流ｚの電流ベクトルである。i_c1^dqzからi_c4^dqzは、ｚｃ変換後の循環電流の電流ベクトルである。
　電流基準生成部６１１８は、各段の直流電圧の大きさに基づいて電流基準を生成する。この電流基準の生成は一般的手法を適用してもよい。
　電流制御部６１１３（図中の記載はACR。）は、電流基準生成部６１１８によって生成され、制御周期に対応付けて決定された電流基準と、ｚｃ変換後の電流ベクトルとに基づいた電流制御をそれぞれ実施して、電圧基準を生成する。ｚｃ変換後の電流ベクトルは、上記のi_z^dqzと、i_c1^dqzからi_c4^dqzとを要素に含む。例えば、v_z^dqz*は、ｚｃ変換後の系統電流ｚに対応する電圧基準を示す。v_c1^dq*zからv_c4^dqz*は、逆ｚｃ変換後の循環電流に対応する電圧基準を示す。
　上記の通り、電流制御部６１１３は、１つの系統電流isの大きさと、（Ｎ－１）個の循環電流の大きさとを要素に含む電流ベクトルと、Ｎ次の正方行列とを用いた演算を含む電流制御を実施するとよい。電流制御部６１１３は、１つの系統電流isと、（Ｎ－１）個の循環電流とを要素に含む電流ベクトルと、Ｎ次の正方行列とを用いた演算を含む電流制御を実施してもよい。この演算により、電流制御部６１１３は、交流電源１０１側の合成電圧（v_z^dqz*）と、（Ｎ－１）個の循環電流に夫々対応する（Ｎ－１）個の電圧基準とを要素に含む電圧ベクトルを生成して、この演算を含めた電流制御を実施するとよい。
　逆ＺＣ変換部６１１４は、電流制御部６１１３によって生成された電圧基準に対して逆ｚｃ変換を実施して、ｄｑ０座標系の電圧基準を、各段に対応付けて生成する。v_1^dqz*からv_5^dqz*は、逆ｚｃ変換後の各段の電圧基準を示す。
　逆ｄｑ０変換部６１１５は、逆ＺＣ変換部６１１４によって生成されたｄｑ０座標系の各段の電圧基準に対して逆ｄｑ０変換を実施して、ｕｖｗ座標系の各段の電圧基準を生成する。v_1^uvw*からv_5^uvw*は、逆ｄｑ０変換後の各相の各段の電圧基準を示す。
　ＰＷＭ制御部６１１６は、キャリア生成部６１１６ｃを含む。キャリア生成部６１１６ｃが生成する三角キャリアと、逆ｄｑ０変換部６１１５によって生成された各段の電圧基準とに基づいて、電力変換器３０の各スイッチを制御するためのゲート信号を生成して、ゲートパルス生成部６１１７を介して、電力変換器３０の各スイッチにゲート信号に基づいたゲートパルスを供給する。これにより、電力変換器３０の各スイッチの導通状態が制御される。
　上記の一連の変換を、次の式（１４）から式（１７）を参照して説明する。式（１４）から式（１７）までの展開は、ｄｑ０変換後の各並列コンバータ電流から、各並列コンバータのｄｑ０形式の電圧基準を得るまでに対応する。ｄｑ０軸座標系におけるd軸,q軸,０軸の各成分に数学的な差異はないため、d軸成分を例示して、これを代表にして説明する。また、説明を簡略化するため、並列数Ｎを２にした場合について説明する。
　d軸成分に関する各並列コンバータの電流基準ベクトルI^d*と、電流FBKベクトルI^dと、電圧基準ベクトルV^d*を、式（１４）によって定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　前述のｚｃ変換行列をM_zcとおき、逆ｚｃ変換行列をM_zc^(-1)とおく。また、電流制御は、比例制御のみと仮定すると、電流制御ゲインの行列M_ACRを次の式（１５）によって定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　上記の式（１５）において、K_zは系統電流isに対する電流制御ゲインであり、K_c1は循環電流に対する電流制御ゲインである。
　図９の電圧基準ベクトルV^d*の計算を、上記の定義を使用して次の式（１６）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記の式（１６）を、次の式（１７）を用いて置き換えると、並列コンバータ形式の電流差分(I^(d*)-I^d)に対する制御によって、電圧基準ベクトルV^d*が算出されることと等価であることがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　本実施形態によれば、ｚｃ変換によって、ｚｃ変換後に行列M_ACRを用いて系統電流ｚと循環電流c1…cn-1の各成分を調整することにより、系統電流ｚと循環電流c1…cn-1の各成分の調整が容易になる。
　先に式（１７）を用いて変換行列Ｍ’を算出しておくことで、変換行列Ｍ’を用いて演算することができ、制御周期ごとの演算負荷を軽減することができる。
　（第３の実施形態）
　第３の実施形態について説明する。
　第３の実施形態では、上述した手法を、並列数が３個のコンバータに適用した事例について説明する。この場合の構成は、図１の構成に相当する。
　図１０を参照して、第３の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明する。図１０は、第３の実施形態の電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングについて説明するための図である。
　前述の図５との相違点は、並列数が２個から３個に代わったことにより、キャリアの個数が２個から３個に代わっている。これにより、第２セルキャリアCar2から所定の位相遅れた第３セルキャリアCar3が増えている。各セルキャリアの位相差は、上記の通り等間隔になる。この事例の場合、セルキャリアの１周期に対して、電流サンプリングと電圧基準の更新のタイミングの回数が、８回になっている。並列数が３個であることにより、合成電圧（ｖ１＋ｖ２＋ｖ３）が、－３Ｅ、－２Ｅ、－Ｅ、０、＋Ｅ、＋２Ｅ、＋３Ｅの計７段階になる。
　本実施形態によれば、コンバータの並列数が３個の場合であっても、上記の所望の合成電圧を生成できる。このようにコンバータの並列数が増えることにより、量子化された合成電圧の値の変化のステップが全振幅に対する比率が小さくなることから、リップルノイズを低減させることに貢献する。
　（第４の実施形態）
　第４の実施形態について説明する。
　第４の実施形態では、上述した手法を、電動機４０１を駆動させるドライブシステム以外に適用する事例について説明する。
　第１の適用例：
　前述の図４に示した構成例は、自励式無効電力補償装置（Static synchronous compensator(STATCOM))に適用可能である。これを等価回路ではなく、電力変換システム１Ａの主回路の概略構成とする。STATCOMの場合には、複数のセル変換器３０Xを、自励式インバータとして機能させる。換言すれば、セル変換器３０Xのインバータ回路を除いて構成してもよい。
　上記のように構成の定義を変え、さらに、STATCOMとして、コンデンサ動作、無負荷、及びリアクトル動作の各動作モードの切り替えを、電力変換システム１Ａによる無効電力の補償によって実現するとよい。例えば、上記のインバータの制御部（前述のコンバータ制御部６１１に相当。）は、複数のセル変換器３０X内に流す循環電流を調整することで、上記の動作モードを切り替えて、交流電源（電力系統）１０１の無効電力を補償するとよい。
　第２の適用例：
　さらに、電池を、その直流側に接続して、電力変換システム１Ａを電池電力貯蔵装置として構成してもよい。この場合、交流電力から変換した直流電力で電池を充電したり、電池に蓄えた直流電力を変換した交流電力として、電池から放電させたりすることが可能なる。
　上記の実施形態によれば、ドライブシステム以外のシステムに、同様の制御方法を適用できる。
　以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、電力変換システムは、多相交流の電力系統に連系する。前記電力変換システムは、複数の変換器本体と、制御部とを備える。前記複数の変換器本体は、前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられている。前記制御部は、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、前記複数の変換器本体をキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する。前記制御部は、前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器本体の前記１次側の電流を検出する。前記制御部は、前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新する。前記制御部は、前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器本体の中の特定の変換器本体を制御する。これにより、電力変換システムは、電力系統側の電流制御の制御応答性をより高めることができる。
　なお、上記の制御部６０１（コンピュータ）は、例えば、記憶部と、ＣＰＵ（central processing unit）と、駆動部と、取得部とを備える。記憶部と、ＣＰＵと、駆動部と、取得部は、例えばＢＵＳを介して制御部内で接続されている。記憶部は、半導体メモリを含む。ＣＰＵは、ソフトウェアプログラムに従い、所望の処理を実行するプロセッサを含む。駆動部は、ＣＰＵの制御に従い、電力変換システム１の各部に対する制御信号を生成する。取得部は、各電流センサーと電圧センサーの検出結果を取得する。例えば、制御部６０１のＣＰＵは、取得部によって取得した電流センサーと電圧センサーの検出結果に基づいて、駆動部によって各相の主回路を制御する。制御部６０１は、その処理の一部又は全部を上記のようにソフトウェアプログラムの処理により実現されてもよく、これに代わりハードウェアによって実現されてもよい。また、制御部６０１を適宜分割して構成してよく、これによって回路の絶縁性を確保してよい。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
１…電力変換システム、２０１変圧器、３０…電力変換器、３０Ｓ、３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗ、３０Ｘ、…セル変換器、３０２、３０２１、３０３１…コンバータ、３０３、３０２２、３０３２…インバータ、Ｃ１、ＣＰ、ＣＮ…コンデンサ、４０１…電動機、１０１…電力系統、６０１…制御部、６１１…コンバータ制御部、６２１…インバータ制御部、２０１変圧器、６１１１…ｄｑ０変換部、６１１２…ＺＣ変換部、６１１３…電流制御部、６１１４…逆ＺＣ変換部、６１１５…逆ｄｑ０変換部、６１１６…ＰＷＭ制御部、６１１７…ゲートパルス生成部、６１１８…電流基準生成部

Claims (13)

  1. 　多相交流の電力系統に連系する電力変換システムであって、
    　複数のスイッチを含み、前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられた複数の変換器と、
    　互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて、前記複数の変換器をキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する制御部と
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出し、
    　前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新して、
    　前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する、
    　電力変換システム。
  2. 　前記４回以上の偶数回のタイミングには、前記複数のキャリア信号の何れかの振幅が尖塔値になるタイミングに係る第１タイミングが含まれる、
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 　前記４回以上の偶数回のタイミングには、前記複数のキャリア信号の振幅が夫々尖塔値になる第１タイミングの間のタイミングに係る第２タイミングが含まれる、
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  4. 　前記第２タイミングは、時間軸上で時間軸方向に互いに隣接する前記複数のキャリア信号の振幅が夫々尖塔値になる２つのタイミングの中間に決定されている
    　請求項３に記載の電力変換システム。
  5. 　前記第２タイミングは、前記複数のキャリア信号のうち先行する第１キャリア信号が尖塔値になる第１尖塔タイミングと、前記第１キャリア信号に続く第２キャリア信号が尖塔値になる第２尖塔タイミングとの中間に決定されている
    　請求項３に記載の電力変換システム。
  6. 　前記４回以上の偶数回のタイミングの回数は、前記相ごとに並列になるように設けられた複数の変換器の個数に基づいて決定されている、
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  7. 　前記相ごとに並列になるように設けられる前記複数の変換器の個数は、Ｎ個（Ｎは、２以上の整数。）であり、
    　前記制御部は、
    　前記電力系統に流れる系統電流の大きさと、前記Ｎ個の変換器に流す（Ｎ－１）個の循環電流との大きさを要素に含む電流ベクトルと、Ｎ次の正方行列とを用いた演算を含む電流制御によって決定する、
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  8. 　前記制御部は、
    　１つの前記系統電流と、前記（Ｎ－１）個の循環電流とを要素に含む電流ベクトルをさらに用いた前記演算を含む電流制御を実施する、
    　請求項７に記載の電力変換システム。
  9. 　前記制御部は、
    　１つの前記電力系統側の合成電圧と、前記（Ｎ－１）個の循環電流に対応する電圧基準とを要素に含む電圧ベクトルを生成する前記演算を含む電流制御を実施する、
    　請求項７に記載の電力変換システム。
  10. 　前記制御部は、
    　前記検出した１次側の電流の値に基づいて、位相基準θ０を用いて回転座標系における電流成分の情報に変換するｄｑ０変換を実施するｄｑ０変換部と、
    　前記ｄｑ０変換後の電流成分に基づいて、前記電力系統に流れる系統電流の成分と循環電流の成分とに分けるｚｃ変換を実施するＺＣ変換部と、
    　決定された電流基準と、前記ｚｃ変換後の前記系統電流の成分と前記循環電流の成分とに基づいた電流制御によって、電圧基準を生成する電流制御部と、
    　前記電圧基準に対して、前記ｚｃ変換の逆の変換に係る逆ｚｃ変換を実施して、前記回転座標系の電圧基準を、前記各段に対応付けて生成する逆ＺＣ変換部と、
    　前記各段の前記回転座標系の電圧基準に対して前記ｄｑ０変換の逆の変換に係る逆ｄｑ０変換を前記位相基準θ０を用いて実施して、静止座標系の各段の電圧基準を生成する逆ｄｑ０変換部と、
    　三角波キャリア信号と、前記各段の電圧基準とに基づいて、前記特定の変換器の各スイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成するＰＷＭ制御部と
    　を備える請求項１に記載の電力変換システム。
  11. 　１次側巻線が３相スター結線であり、２次側巻線が互いに絶縁された３相オープンデルタ結線の変圧器
    　を備え、
    　前記２次側巻線には、前記複数の変換器が接続され、
    　前記１次側巻線には、前記電力系統から３相の交流電力が供給される、
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  12. 　多相交流の電力系統に連系する電力変換システムであって、
    　前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられた第１変換器と第２変換器と、
    　互いに所定の位相差を有する第１キャリア信号と第２キャリア信号を含む複数のキャリア信号を用いて、前記第１変換器と前記第２変換器とをキャリア比較型のＰＷＭ制御によって制御する制御部と
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　前記第１キャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに前記第１変換器と前記第２変換器との１次側の電流を検出し、
    　前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新して、
    　前記第１キャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて前記第１変換器を制御して、前記第２キャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて前記第２変換器を制御する、
    　電力変換システム。
  13. 　多相交流の電力系統に連系する電力変換システムの電力変換制御方法であって、
    　前記電力系統の各相に、相ごとに並列になるように設けられた複数の変換器に含まれる複数のスイッチを、互いに所定の位相差を有する複数のキャリア信号を用いて制御するキャリア比較型のＰＷＭ制御において、
    　コンピュータによって、
    　前記複数のキャリア信号の中の特定のキャリア信号の１周期の中に所定の時間間隔で４回以上の偶数回のタイミングが定められ、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記複数の変換器の１次側の電流を検出させ、
    　前記検出した１次側の電流の値と、前記１次側の電流基準の値とを用いて前記ＰＷＭ制御のための電圧基準を生成して、前記４回以上の偶数回のタイミングに夫々前記電圧基準を更新させて、
    　前記特定のキャリア信号と前記更新された電圧基準とを用いて、前記複数の変換器の中の特定の変換器を制御する過程、
    　を含む電力変換制御方法。
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