JP2015043660A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】単相変換器を複数台用いて交流電圧を任意の交流電圧に変換するものであって、各単相変換器のコンデンサの電圧を均一に制御することが出来る電力変換装置を得ることを目的とするものである。
【解決手段】３相の交流入力電圧と３相の交流出力電圧との間で電力変換を行う電力変換装置であって、コンデンサＣ１と、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備えたセル変換器３０Ｘを各相に設け、各相のコンバータを制御するコンバータ制御手段６１１に電力バランス制御手段６１２を備える。そして、この電力バランス制御手段６１２は、各相のコンデンサＣ１の電圧が均一になるよう電流指令値に重畳させる逆相成分電流指令値Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を演算する逆相成分電流指令演算手段６１３を備える。
【選択図】図１０

Description

この発明は、交流電力を任意の周波数および電圧値の交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

コンデンサとスイッチング素子とからなる単相変換器を複数台用いて３相交流電圧を出力する電力変換装置においては、各単相変換器のコンデンサの電圧のいずれかが異常に上昇すると素子破壊等が生じ得るためこれらコンデンサの電圧を均一に制御する必要がある。
その対策として、例えば、特許文献１では、単相変換器（単相インバータ）を３組用いることにより、３相交流電圧を出力する電力変換装置において、単相インバータは、直流電源を有しており、その直流電源からの出力エネルギーの割合を制御するために、単相変換器から出力される３相交流電圧の零相電圧成分を調節する。

また、例えば、特許文献２は、１相当たり、複数台の単相インバータ（電圧出力ユニット）を有する３相の電力変換装置（無効電力補償装置）において、各電圧出力ユニットは、コンデンサ（電力貯蔵手段）を有している。この無効電力補償装置において、系統電圧が不平衡になった場合においても、電力貯蔵手段の電圧を一定に制御するため、逆相成分を含む無効電力を流す。

再公表特許ＷＯ２００６／１００９１８号公報 特開２００８−４８５３６号公報

以上の特許文献１および２は、零相成分や逆相成分を用いて、複数台の単相変換器のコンデンサの電圧を均一化する技術を紹介しているが、いずれも、その単相変換器は、コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して出力するものであり、交流電圧を任意の交流電圧に変換する電力変換装置では、これらの対策をそのまま適用することは出来ないという課題があった。

この発明は、以上のような従来の課題を解決するためになされたもので、単相変換器を複数台用いて交流電圧を任意の交流電圧に変換するものであって、各単相変換器のコンデンサの電圧を均一に制御することが出来る電力変換装置を得ることを目的とするものである。

この発明に係る電力変換装置は、３相以上の交流入力電圧が印加される交流入力端子と３相以上の交流出力電圧が印加される交流出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
各相にセル変換器を備え、セル変換器は、コンデンサと、交流入力端子からの交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサに出力するコンバータと、コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して交流出力端子に出力するインバータとを備え、
各相のコンバータを制御するコンバータ制御手段、各相のインバータを制御するインバータ制御手段、および各相のコンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御手段を備えたものである。

この発明に係る電力変換装置は、以上のように、３相以上の交流入力電圧が印加される交流入力端子と３相以上の交流出力電圧が印加される交流出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置を構成するセル変換器を制御するコンバータ制御手段およびインバータ制御手段とともに電力バランス制御手段を備えたので、各相のセル変換器のコンデンサの電圧を均一にでき、従って、高い信頼性を有し、交流電力を任意の周波数および電圧値の交流電力に変換できる電力変換装置を実現することが出来る。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。 図１の変圧器２０１の巻線構造を示す回路図である。 図１のセル変換器３０Ｘの内部構成を示す回路図である。 図１の制御手段６０１の内部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるインバータ制御手段６２１の制御構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるコンバータ制御手段６１１の制御構成を示すブロック図である。 図６のコンバータ制御手段６１１における電流指令値の生成要領を説明する図である。 コンバータ制御手段６１１における電流指令値の正相成分、逆相成分を説明するベクトル図である。 電力バランス制御手段６１２による電力バランス効果を説明する図である。 電力バランス制御手段６１２での逆相成分電流指令演算手段６１３の制御構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２におけるインバータ制御手段６２１Ａの制御構成を示すブロック図である。 図１１の零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を生成する零相成分電圧指令演算手段６２５の制御構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３の制御構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。 図１３の変圧器２１１の巻線構造を示す回路図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。ここでは、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔを、３相系統電源１０１に接続し、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗを、３相電動機４０１に接続している。
なお、図１では、３相交流電力の間で電力変換を行うものを示すが、この発明に係る電力変換装置が扱い得る交流電力は、後述する正相成分、逆相成分を制御の対象とする観点から、３以上の任意の相数の交流電力の間で電力変換する場合に適用することが出来る。

交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには、変圧器２０１の１次巻線が接続され、変圧器２０１の２次巻線には、単相変換器であるセル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの交流入力側が接続され、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの交流出力側が、３相電動機４０１に接続されている。
制御手段６０１は、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗに内在するスイッチング素子のオンオフを制御する。

図２は、変圧器２０１の巻線構造を示す回路図である。１次巻線（入力側）はスター（Ｙ）結線となっているが、これは一例であり、デルタ（Δ）結線を用いてもよい。２次巻線（出力側）は、３相巻線が単相に分離されたオープン巻線となっている。図２の例では、スター結線の中性点をＮとすると、Ｒ−Ｎ間、Ｓ−Ｎ間、Ｔ−Ｎ間に印加された電圧が、それぞれ巻数比倍されて、Ｒｓ−Ｎａ間、Ｓｓ−Ｎｂ間、Ｔｓ−Ｎｃ間に現れる。
なお、変圧器２０１には、漏れインダクタンスを含むインピーダンスが存在するが、このインピーダンスについては、後段で触れる。

図３は、セル変換器３０Ｘ（Ｘ：Ｕ、Ｖ、Ｗ）の内部構成を示す回路図である。図３（ａ）に示すように、入力端子をＩＮ１、ＩＮ２、出力端子をＯＵＴ１、ＯＵＴ２とする。図３（ｂ）と（ｃ）には、各々、セル変換器３０Ｘがいわゆる２レベル変換器の場合、およびいわゆる３レベル変換器の場合について示しており、どちらを採用してもよい。
図３（ｂ）は、交流側電位が２段階に変化する２レベル変換器を用いている。セル変換器３０Ｘは、入力側と出力側に、各々単相変換器を有しており、それらの直流部はお互いに背中合せに接続されている。直流部には、コンデンサＣ１のようなエネルギー蓄積要素を接続する。

図３（ｃ）は、交流側電位が３段階に変化する、ダイオードクランプ形の３レベル変換器を用いており、直流部には、コンデンサＣＰ、ＣＮを有する。なお、３レベル変換器の２つのコンデンサＣＰ、ＣＮの電圧をバランスさせることは公知であり、また、本願の対象外であるので、ここでは特に説明はしない。単にコンデンサ電圧と呼ぶ場合は、コンデンサＣＰ、ＣＮの合計電圧を意味する。

図３のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を採用しているが、他のスイッチング素子でもよい。他のスイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ）サイリスタ、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ）サイリスタなどがある。また、スイッチング素子にボディダイオードが内在しない場合、逆並列にＦＷＤ（Ｆｒｅｅ−Ｗｈｅｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を用いてもよい。

力行時の電力の流れ（パワーフロー）を、入力側（Ｒ、Ｓ、Ｔ側）から出力側（Ｕ、Ｖ、Ｗ側）とすると、入力側の単相変換器は、順変換（交流から直流への変換）、出力側の単相変換器は、逆変換（直流から交流への変換）を行う。よって、入力側の単相変換器をコンバータ（Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、出力側の単相変換器をインバータ（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ぶことにする。

図４は、制御手段６０１の内部構成を示すブロック図で、制御手段６０１は、コンバータを制御するコンバータ制御手段６１１と、インバータを制御するインバータ制御手段６２１とを有する。

図１に示すような主回路構成の場合、電力変換装置におけるエネルギー蓄積要素（コンデンサ）が各相に存在するため、全体的な電力の流れのみを制御していると、各相の電力がアンバランスとなり、ある特定の相のセル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧が上昇をし続ける可能性がある。その結果、セル変換器３０Ｘのスイッチング素子の耐圧を超過してしまい、素子破損に至る可能性があり信頼性が低下する。

本発明の実施の形態１における電力変換装置は、そのような事態に陥らないために、図４に示すように、、コンバータ制御手段６１１に、各相の電力バランスを制御して各相コンデンサの電圧を均一化するための電力バランス制御手段６１２を設けている。
なお、後段の実施の形態２では、インバータ制御手段６２１にも、図４では、破線で示す電力バランス制御手段６２２を設けている。

先ず、インバータ制御手段６２１について説明する。図５は、インバータ制御手段６２１の制御構成を示すブロック図である。図５に示すように、出力電圧指令値生成手段６２３は、ベースとなるインバータ各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊を生成する。この生成方法としては、公知であるベクトル制御やダイレクトトルク制御、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）一定制御などを用いることができる。

これらによって生成された交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊は、三相平衡、すなわち正相成分のみを含んでおり、各相の総和Ｖｉｕ＊＋Ｖｉｖ＊＋Ｖｉｗ＊は零となる。よって、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によって、この交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊が、スイッチング制御周期の平均値に一致するように、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗのスイッチング素子を制御する。

従って、３相電動機４０１が３相平衡なインピーダンスを有していれば、積極的に各相電力をバランスさせる手段は有していないが、各相の出力電流がバランスするので、各相から出力される平均電力はバランスする。よって、インバータの動作によって生じる各相の電力アンバランスを最小にすることができる。

なお、電力バランスを制御するものではないが、インバータ制御手段６２１には、図５に示しているように、３ｎ次調波重畳手段６２４を設けてもよい。ここで、ｎは、１以上の整数である。これは、各相で共通の（零相の）３ｎ次の電圧成分を加えることで、線間電圧を変化させることなく、出力相電圧の最大値を低減できる。例えば、３ｎ次調波指令Ｖ３ｎｚ＊として、交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊と同一の初期位相で、周波数が３倍、振幅が１／６の値に設定すると、相電圧の波高値を√３／２倍に低減することができる。

このような３ｎ次調波重畳手段６２４によって得られた、交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊、Ｖｉｖ＊＊、Ｖｉｗ＊＊は、正相電圧のみならず零相電圧も含んでいるため、不平衡となる。しかしながら、零相電圧が３ｎ次であるので、零相電圧３ｎ次成分と出力電流（主に基本波成分のみ）とで生じる出力電力は、出力電圧の１周期平均で零となる。よって、３ｎ次調波重畳手段６２４を設けても、出力電力が各相でアンバランスすることはない。

以上のように、図５に示すインバータ制御手段６２１において、出力電圧指令値生成手段６２３は、正相成分のみの交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊を出力し、３ｎ次調波重畳手段６２４は、電圧指令値に相電圧波高値を低減する目的の零相電圧のみを生成するものであるので、出力電力は各相で略バランスするとともに、インバータの定格直流電圧の低減が実現する。よって、過電圧による素子破壊から免れるという信頼性向上の他に、耐圧の低い、安価・小型で低損失のスイッチング素子を使用できるという利点がある。

次に、コンバータ制御手段６１１およびこのコンバータ制御手段６１１に設けられた電力バランス制御手段６１２について説明する。先のインバータ制御手段６２１は、いわば、すべてが３相平衡であるという理想状態を前提として各相の出力電力のバランスを図っている。言い換えると、３相平衡の電圧指令値に基づきフィードフォワード的に、各相の出力電力をバランスさせている。故に、交流出力側に接続される負荷（３相電動機４０１）にある若干の不平衡成分や、部品の特性バラツキなどにより、各相で生じる電力損失が異なる場合、出力電力が各相で若干ながらアンバランスとなる。そこで、コンバータ側の制御手段では、この電力のバランスを積極的に補償する制御を行う。

図６は、コンバータ制御手段６１１の制御構成を示すブロック図である。先ず、電圧センサ（図示省略）にて、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔに印加される、３相Ｒ、Ｓ、Ｔ相の系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを検出する。なお、３相３線式系統の場合は、３相の電圧総和が零となるので、２相の電圧のみを検出して、残りを計算で求めてもよい。また、それらを用いて、Ｒ相の基準位相θを導出する。位相θは、例えば、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いて導出することが可能であり、その具体的な要領は公知であるのでここでは省略する。

その基準位相θを用いて、ｄｑ変換（ｄｑ ｔｒａｎｓ．）を行い、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｚ軸（零相軸）電圧Ｖｚを算出する。それに変圧器２０１の巻数比ＴＲを乗じて、２次側換算した交流入力電圧検出値Ｖｄ２、Ｖｑ２、Ｖｚ２を導出する。
また、電流センサ（図示省略）を用いて、各相のコンバータに流入する交流入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを検出する。検出した電流にｄｑ変換（ｄｑ ｔｒａｎｓ．）を施し、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｚ軸電流Ｉｚを導出する。

なお、系統電圧が３相平衡の場合、ｄ軸は、Ｒ相の基準位相θと９０度（π／２）ずれた方向で、従って、ｄ軸電流は無効電流に相当する。また、ｑ軸は、Ｒ相の基準位相θと同軸の方向で、従って、ｑ軸電流は有効電流に相当する。ｚ軸成分は、３相の総和が零のならない成分である。
また、以上で示す、Ｒ、Ｓ、Ｔ３相電圧からｄ、ｑ、ｚ軸電圧への変換式の一例を下式に示す。

変換後の各軸の交流入力電流検出値Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉｚと、後段の図７で詳述する、各軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊との偏差を計算し、ＰＩ制御を施すことによって、電流制御として必要な操作量を算出する。
電流制御手段としてのＰＩ制御器は、各軸の交流入力電流検出値Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉｚが各軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊に追従するよう交流入力端子の交流入力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ、Ｖｚ）とコンバータの交流入力電圧との差に相当する、変圧器２０１のインピーダンスに印加すべき差電圧指令値を出力する。

コンバータの電流は、コンバータに流入する方向を正としているので、コンバータの交流入力電圧指令値の各軸成分は、減算手段により、交流入力電圧検出値Ｖｄ２、Ｖｑ２、Ｖｚ２からＰＩ制御器の出力である各軸の差電圧指令値を減算することにより求められる。この減算手段の出力を逆ｄｑ変換（ｉｎｖｅｒｓｅ ｄｑ ｔｒａｎｓ．）することで、コンバータの交流入力電圧指令値Ｖｃｒ＊、Ｖｃｓ＊、Ｖｃｔ＊を算出する。

なお、上記変圧器２０１のインピーダンスは、ほぼその漏れインダクタンスで決定されるが、ＰＩ制御器等による制御特性上、必要であれば、変圧器２０１のインピーダンスとして漏れインダクタンスに更にインダクタンスを追加するようにしてもよい。

これら導出したコンバータの交流入力電圧指令値Ｖｃｒ＊、Ｖｃｓ＊、Ｖｃｔ＊は、ＰＷＭによってスイッチング素子の駆動信号に変換され、コンバータを構成するスイッチング素子のオンオフを制御する。
以上の動作により、変圧器２０１のインピーダンスに、ＰＩ制御器の出力である差電圧指令値に相当する電圧が印加される、従って、コンバータの交流入力電流が電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊に相当する電流値に一致する制御がなされる訳である。
なお、上記で示した電流制御手法は、一般的な方法であり、例えば、ＰＩ制御（比例・積分制御）をＰ制御（比例制御）に変更しても差し支えない。

本発明の最も特徴とするところは、図６で示した電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊を生成する手段にある。
次に、図７を参照して、各軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊の生成要領について説明する。

先ず、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、同図（ａ）に示すように、正相成分Ｉｄｐ＊と逆相成分Ｉｄｎ＊との和で構成する。既述したとおり、ｄ軸電流は、Ｒ相の基準位相θと９０度ずれており、かつ、その正相成分Ｉｄｐ＊は、Ｒ→Ｓ→Ｔの正の相順であるので、一般的な無効電流に相当する。
本願の電力変換装置におけるコンバータは、もっぱら、コンデンサに電力（有効電力）を供給しその電圧を維持することをその責務としており、従って、無効電流は流さず、正相成分Ｉｄｐ＊には零を設定する（同図（ｂ））。

ｄ軸の逆相成分Ｉｄｎ＊は、Ｒ相の基準位相θと９０度ずれており、かつ、Ｒ→Ｔ
→Ｓの逆の相順であるので、相によって、電圧と電流の位相差が異なるため、有効成分、無効成分が変化し、後述するように、本願では、その値を調整することで、各相コンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御に利用する。

ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、同図（ｃ）に示すように、正相成分Ｉｑｐ＊と逆相成分Ｉｑｎ＊との和で構成する。既述したとおり、ｑ軸電流は、Ｒ相の基準位相θと同位相であり、かつ、その正相成分Ｉｑｐ＊は、Ｒ→Ｓ→Ｔの正の相順であるので、一般的な有効電流に相当する。
コンデンサの平均電圧は、有効電力によって決まるため、このｑ軸電流指令値の正相成分Ｉｑｐ＊は、同図（ｄ）に示す要領で設定する。即ち、各相コンデンサの電圧ＶｄｃＵ、ＶｄｃＶ、ＶｄｃＷの平均値（ａｖｅｒａｇｅ）を求め、このコンデンサ電圧平均値がコンデンサ電圧指令値Ｖｄｃ＊に追従するように、ＰＩ制御器がＩｑｐ＊を生成する。なお、ＰＩ制御器は、Ｐ制御器でもよい。これにより、セル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧の平均値を指令値と略等しく制御することができる。

ｑ軸の逆相成分Ｉｑｎ＊は、Ｒ相の基準位相θと同位相で、かつ、Ｒ→Ｔ→Ｓの逆の相順であるので、相によって、電圧と電流の位相差が異なるため、有効成分、無効成分が変化し、先のｄ軸の逆相成分Ｉｄｎ＊と同様、後述するように、本願では、その値を調整することで、各相コンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御に利用する。

ｚ軸電流指令値Ｉｚ＊は零に設定する（同図（ｅ））。即ち、ここでは、零相電流は流さないように制御する。

図８は、３相交流で見た場合の各相電圧と電流を表したベクトル図、図９は、このベクトル図に基づいて電力バランス制御の効果を説明する図である。
ここでは、時計回りを正の相順としており、実線で示す正相３相電圧と破線で示す逆相３相電流がある場合、Ｒ相では、電圧電流が同位相で力率＝１の入力方向の電力（＋１００）となる。Ｓ相では、電圧と電流とが１２０度の位相差を有し、力率＝０．５の出力方向の電力（−５０）となる。Ｔ相では、電圧と電流とが１２０度の位相差を有し、力率＝０．５の出力方向の電力（−５０）となる。
図９の下段は、上述した逆相成分の電流により、Ｓ相とＴ相のコンデンサ電力の一部が、Ｒ相のコンデンサに移動し、３相のコンデンサの電力がバランスする様子を示している。

図１０は、コンバータ制御手段６１１に設ける電力バランス制御手段６１２での逆相成分電流指令演算手段６１３の制御構成を示すブロック図で、図９で説明した動作原理に基づき、各相コンデンサの電圧を均一にして電力をバランスさせるためのｄ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊およびｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｑｎ＊を生成する具体的な制御回路である。

先ず、Ｖ、Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶとＶｄｃＷの平均値を導出し、Ｕ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとの偏差を計算する。その偏差をＰＩ制御器（Ｐ制御器でもよい）に与える。それをＲ相基準の逆相電流Ｉｂｒ、Ｉｂｔ、Ｉｂｓに乗じる。ここで、Ｒ相基準の逆相電流とは、Ｒ相が系統電圧と位相が等しい逆相電流（Ｓ相がＲ相よりも１２０度進み、Ｔ相がＲ相よりも２４０度進み）のことである（図８参照）。このような逆相電流は、先の図９で説明したように、Ｓ相、Ｔ相から出力された電力はＲ相に流入する。よって、Ｒ相に接続されているセル変換器３０Ｕのコンデンサ電圧ＶｄｃＵが他のＳ、Ｔ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶとＶｄｃＷの平均値よりも小さくなると、即ち、ＰＩ制御器に入力される偏差がプラスになると、他のＳ、Ｔ相からＲ相に電力が流入し、バランスを確保することができる。

同様に、Ｕ、Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとＶｄｃＷの平均値を導出し、Ｖ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶとの偏差を計算する。その偏差をＰＩ制御器（Ｐ制御器でもよい）に与える。それをＳ相基準の逆相電流Ｉｂｔ、Ｉｂｓ、Ｉｂｒに乗じる。このように制御を行うことで、Ｓ相とＲ、Ｔ相の間で移動する電力を制御することができる。
同様に、Ｕ、Ｖ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとＶｄｃＶの平均値を算出し、Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＷとの偏差を計算する。その偏差をＰＩ制御器（Ｐ制御器でもよい）に与える。それをＴ相基準の逆相電流Ｉｂｓ、Ｉｂｒ、ｉｂｔに乗じる。このように制御を行うことで、Ｔ相とＲ、Ｓ相の間で移動する電力を制御することができる。

以上のように導出した逆相電流を各相毎に合計し、ｄｑ変換を施すことで、ｄ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊およびｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｑｎ＊を導出することができる。
このｄ、ｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊は、ＰＩ制御器および逆ｄｑ変換を介して、コンバータの交流入力電圧指令値Ｖｃｒ＊、Ｖｃｓ＊、Ｖｃｔ＊に変換されるため（図６）、このコンバータの交流入力電圧にも逆相成分電圧が含まれることを意味する。

以上のように、本発明の実施の形態１で示す電力変換装置は、コンバータ制御手段６１１に設ける電力バランス制御手段６１２での逆相成分電流指令演算手段６１３により、ｄ、ｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を演算し、電流指令値に重畳するようにしたので、各相の電力バランスを確保することができ、最終的には、各相のセル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧を均一に制御することができる。その結果、インバータに耐圧が低いスイッチング素子を使用することができるので、損失が低減でき、また装置の小型化が可能となる。

なお、以上では、交流入力電圧および電流を一旦ｄ、ｑ、ｚ軸変換し、それに伴い、電流指令値は、重畳する電流指令値逆相成分も含めｄ、ｑ軸成分で演算設定し、これらから求めた電圧指令値をｄ、ｑ逆変換して制御するようにしたが、この発明の適用上、必ずしも、ｄ、ｑ、ｚ軸への変換を経る必要はない。

また、以上の説明では、ＰＷＭの手法について特に限定はしていないが、インバータの出力電力をさらにバランスさせるためには、そのスイッチング周波数をインバータの出力周波数の３ｍ倍（ｍは１以上の整数）とするのが望ましい。このようにすることで、各相が完全に同一のスイッチングパターンで位相のみが異なる電圧を出力することになり、出力電圧がさらにバランスする。これにより、コンバータ制御手段６１１で電流指令値に重畳すべき逆相成分電流を低減することができ、系統への影響を軽減させることが出来る。

また、以上の説明では、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔと各セル変換器３０Ｘとの間に変圧器２０１を設けたが、３相系統電源１０１が、相間が互いに絶縁された３相の交流電源で構成されているような場合には、必ずしも変圧器を設ける必要はなく、単なるインピーダンス要素とすることが出来る。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、インバータ制御手段は、フィードフォワード的に各相の電力がバランスするように正相成分と３ｎ次調波の零相成分のみを出力し、コンバータ制御手段は、フィードバック的に各相の電力がバランスするように逆相成分を出力した。
これに対し、この実施の形態２では、インバータ制御手段もフィードバック的に各相の電力がバランスするように制御を行うことで信頼性の向上を図っている。

図１１は、本発明の実施の形態２におけるインバータ制御手段６２１Ａの制御構成を示すブロック図である。３ｎ次調波重畳手段６２４により、各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊、Ｖｉｖ＊＊、Ｖｉｗ＊＊を導出するところまでは、先の実施の形態１の図５と同一であるが、その後段に、さらに零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を重畳する電力バランス制御手段６２２を追設して、各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊＊、Ｖｉｖ＊＊＊、Ｖｉｗ＊＊＊を導出する箇所が異なる。
零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊は、３ｎ次成分以外も含んでおり、インバータ制御手段６２１Ａにおいて、フィードバック的に各相の電力をバランスさせる効果がある。

図１２は、この零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を演算する零相成分電圧指令演算手段６２５の制御構成を示すブロック図である。零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊は、各相のセル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗのコンデンサ電圧ＶｄｃＵ、ＶｄｃＶ、ＶｄｃＷが互いにバランスする（等しくなる）ように決定される。

先ず、各相コンデンサ電圧ＶｄｃＵ、ＶｄｃＶ、ＶｄｃＷの平均（ａｖｅｒａｇｅ）を計算する。その平均値とＵ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとの偏差を計算し、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に与える。ＬＰＦは、偏差に存在する振動成分を除去する役割を果たしており、移動平均などを用いてもよい。
更に、Ｐ（比例）制御器を経た出力に、インバータのベースとなる交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊を乗じる。これにより、ＶｄｃＵと各相の平均値とがバランスするようになる。

Ｖ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶについても同様に、各相平均値との偏差を計算した後、ＬＰＦおよびＰ制御器を経た出力に、交流出力電圧指令値Ｖｉｖ＊を乗じる。Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＷについても同様に、各相平均値との偏差を計算した後、ＬＰＦおよびＰ制御器を経た出力に、交流出力電圧指令値Ｖｉｗ＊を乗じる。３つの相の各々の計算結果を合計して、零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を導出する。
なお、上記は３相電動機４０１が力行動作の場合であり、回生動作を行っている場合は、偏差の符号を逆向きにする。

例えば、Ｕ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵが他のＶ、Ｗ相に比べて小さい場合、零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊は、Ｖｉｕ＊と逆位相の成分を含むことになる。従って、力行の場合は、Ｕ相の出力電圧が小さくなり、Ｖ相、Ｗ相はＵ相が出力すべきであった電圧を補うことで線間電圧を維持することになる。よって、Ｕ相の出力電力が小さくなり、Ｖ相、Ｗ相の出力電力は大きくなる。言い換えると、Ｖ、Ｗ相から出力された電力がＵ相に流入し、バランスを確保することができる。

以上のように、本発明の実施の形態２で示す電力変換装置は、コンバータ制御手段６１１に電力バランス制御手段６１２を設けることに加えて、インバータ制御手段６２１Ａにも電力バランス制御手段６２２を設け、その零相成分電圧指令演算手段６２５により、零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を演算し、交流出力電圧指令値に重畳するようにしたので、各相のセル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧をより均一に制御することが出来、信頼性がさらに向上する。

なお、コンデンサの定格やその電圧均一化の要請度合い等によっては、電力バランス制御手段をインバータ制御手段にのみ設けるようにしてもよい。

実施の形態３．
先の実施の形態２では、コンバータ制御手段とインバータ制御手段との両者に電力バランス制御手段を設けるが、これらの制御においては、逆相成分の電流や零相成分の電圧を本来の電流や電圧に重畳させることになる。
この場合、これら重畳成分の大きさによっては系統に悪影響を及ぼす可能性がある、また、電力変換の状態によっては、電力バランスの効果が十分得られずスイッチング素子等に無用な負担を強いる可能性がある。

そこで、この実施の形態３は、以上の弊害を未然に防止するべく、コンバータ制御手段あるいはインバータ制御手段の各相の電力バランス制御を、特定の条件下で一方のみに切り替える、もしくは一方からの重畳成分量を低減する、あるいは両方の重畳成分量を低減するようにしたものである。

コンバータ制御手段６１１による各相の電力バランス制御は、系統側に逆相成分の電流を流す。その場合、系統側の特性（インピーダンスなど）によっては、系統電圧に不平衡が発生し、周辺機器に悪影響を及ぼす可能性がある。そこで、逆相成分の電流の指令値を許容できる範囲までにリミット（制限）する。これにより、逆相成分の流出による系統への悪影響を未然に防止することが出来る。

また、インバータ制御手段６２１Ａによる各相の電力バランス制御が有効な場合は、コンバータ制御手段６１１による各相の電力バランス制御を抑制または無効化（オフ）することも可能である。これにより、系統に悪影響を及ぼし得る逆相成分の流出を低減または無くすことが出来る。

一方、インバータ制御手段６２１Ａによる各相の電力バランス制御は、出力する零相電圧を操作する。その場合、出力電流が小さいと、各相間を移動する電力が小さくなるため、効果が弱まる。出力電流が零の場合は、全くの効果がない。即ち、先の図１１において、各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊、Ｖｉｖ＊＊、Ｖｉｗ＊＊には差が発生しているが、各相のコンデンサの電圧偏差は改善されずにそのままの状態を維持するといった現象が生じ得ることになる。

効果がない場合、ＰＩ制御のように積分要素が制御系に存在すると、零相電圧の指令値が増加し続け、インバータが出力可能な電圧範囲を超過する可能性がある。そこで、インバータの出力可能な電圧範囲を超過しないように、零相電圧の指令値にリミッタを設ける。あるいは、コンバータ制御手段による各相の電力バランス制御が有効な場合は、インバータ制御手段による各相の電力バランス制御を無効化（オフ）することも可能である。

図１３は、本発明の実施の形態３の制御構成を示すブロック図である。図において、逆相成分電流リミッタ６１４は、先の図１０に示す逆相成分電流指令演算手段６１３からの電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を入力し、判定回路６１５からの信号に基づいて調整した電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊＊、Ｉｑｎ＊＊を、先の図６に示すコンバータ制御手段６１１に出力する。
零相成分電圧リミッタ６２６は、先の図１２に示す零相成分電圧指令演算手段６２５からの零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を入力し、判定回路６２７からの信号に基づいて調整した零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を、先の図１１に示すインバータ制御手段６２１Ａに出力する。

次に動作について説明する。判定回路６１５は、逆相成分電流指令演算手段６１３からの電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を監視し、これらによる逆相成分が、系統に悪影響を及ぼさないよう定められた規制値に相当する所定の逆相成分電流設定値を越えたときは、実線矢印に示すように、信号を逆相成分電流リミッタ６１４に送り、逆相成分電流リミッタ６１４は、所定の逆相成分電流設定値に制限した電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊＊、Ｉｑｎ＊＊を出力する。
これによって、コンバータ制御手段６１１に設けた電力バランス制御手段６１２の動作で系統に流出する逆相成分が系統に悪影響を与える可能性をなくすことが出来る。

また、判定回路６１５は、電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊が、所定の逆相成分電流設定値以下のときは、破線矢印に示すように、信号を零相成分電圧リミッタ６２６に送り、零相成分電圧リミッタ６２６は、入力した零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を所定量低減、または零とした零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を出力する。
これにより、コンバータ側での逆相成分の重畳に基づく電力バランス制御の効果が十分発揮されていると判断される場合は、インバータ側での電力バランス制御の負担を軽減または零とすることが出来る。

判定回路６２７は、零相成分電圧指令演算手段６２５からの零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を監視し、これが、インバータが出力可能な電圧範囲を超過する可能性がある所定の零相成分電圧設定値を越えたときは、実線矢印に示すように、信号を零相成分電圧リミッタ６２６に送り、零相成分電圧リミッタ６２６は、所定の零相成分電圧設定値に制限した零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を出力する。
これによって、インバータ制御手段６２１Ａに設けた電力バランス制御手段６２２の動作でインバータが出力可能な電圧範囲を超過する可能性をなくすことが出来る。

また、判定回路６２７は、インバータの交流出力電流を監視し、これが、所定の交流出力電流設定値以上のときは、破線矢印に示すように、信号を逆相成分電流リミッタ６１４に送り、逆相成分電流リミッタ６１４は、入力した電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を所定量低減、または零とした電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊＊、Ｉｑｎ＊＊を出力する。
これにより、インバータの交流出力電流が、例えば、定格電流の１０％以上で、インバータ側での零相成分の重畳に基づく電力バランス制御の効果が十分発揮されていると判断される場合は、コンバータ側での電力バランス制御の負担を軽減または零とすることで系統への逆相成分の流出を極力低減またはなくすことが出来る。

また、判定回路６２７は、インバータの交流出力電流が、例えば、定格電流の１０％未満のときは、インバータ側での零相成分の重畳に基づく電力バランス制御の効果が期待されないと判断して、零とした零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を出力してインバータ側での無用な電力バランス制御を停止するようにしてもよい。

以上のように、本発明の実施の形態３で示す電力変換装置は、コンバータ制御手段あるいはインバータ制御手段の各相の電力バランス制御において、特定の条件下で、逆相成分または零相成分の重畳量を制限または零とする逆相成分電流リミッタ６１４および零相成分電圧リミッタ６２６を設けたので、逆相電流による系統への悪影響を防止し、かつ、インバータの出力可能な電圧範囲を広げることなく、安価・小型で信頼性の高い電力変換装置を実現することが出来る。

実施の形態４．
図１４は、本発明の実施の形態４における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。先の実施の形態１から３では、セル変換器３０Ｘは、各相に１台備える場合を例に説明をした。この実施の形態４では、セル変換器３０Ｘが各相に２台以上（図１４の例では３台）を備える。セル変換器３０Ｘは、コンバータ側では変圧器２１１を介して並列に接続されており、インバータ側では直列に接続されている。

図１４において、変圧器２１１は、図１５に示すように、２次側に複数のオープン巻線を有しており、各々がセル変換器３０Ｘに接続されている。なお、変圧器は３台で構成してもよい。
ここで、コンバータ制御手段は、各相１台、合計３台を１セットとして制御を行う。例えば、セル変換器３０Ｕ１、３０Ｖ１、３０Ｗ１を１セットとして、実施の形態１から３のいずれかの制御を実施する。２セット目のセル変換器３０Ｕ２、３０Ｖ２、３０Ｗ２についても同様である。３セット目のセル変換器３０Ｕ３、３０Ｖ３、３０Ｗ３についても同様である。

一方、インバータ制御手段は、各相のインバータの出力電圧指令値を１／３（３セル／相の場合）倍して、それぞれのセル変換器のインバータを制御する。例えば、図５のＶｉｕ＊＊は１／３倍して、セル変換器３０Ｕ１、３０Ｕ２、３０Ｖ３のインバータの電圧指令値とする。他相も同様である。

このように、本発明の実施の形態４では、各相に２台以上のセル変換器を備えて、適切に制御を行うことで、容易に高電圧の出力電圧が得られると同時に、信頼性が高く、安価・小型の電力変換装置を実現できる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１０１ ３相系統電源、２０１，２１１ 変圧器、
３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｕ１，３０Ｕ２，３０Ｕ３，３０Ｖ１，３０Ｖ２，３０Ｖ３，３０Ｗ１，３０Ｗ２，３０Ｗ３ セル変換器、
４０１ ３相電動機、６０１ 制御手段、６１１ コンバータ制御手段、
６１２ 電力バランス制御手段、６１３ 逆相成分電流演算手段、
６１４ 逆相成分電流リミッタ、６１５ 判定回路、
６２１，６２１Ａ インバータ制御手段、６２２ 電力バランス制御手段、
６２３ 出力電圧指令値生成手段、６２４ ３ｎ次調波重畳手段、
６２６ 零相成分電圧リミッタ、６２７ 判定回路。

Claims (9)

1. ３相以上の交流入力電圧が印加される交流入力端子と３相以上の交流出力電圧が印加される交流出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
   各相にセル変換器を備え、前記セル変換器は、コンデンサと、前記交流入力端子からの交流電圧を直流電圧に変換して前記コンデンサに出力するコンバータと、前記コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子に出力するインバータとを備え、
   前記各相のコンバータを制御するコンバータ制御手段、前記各相のインバータを制御するインバータ制御手段、および前記各相のコンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記交流入力端子に接続された１次巻線と相毎に互いに絶縁されたオープン巻線からなる２次巻線とを備えた変圧器を設け、前記２次巻線に前記コンバータの交流側を接続したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電力バランス制御手段は、前記コンバータ制御手段に設けられ、前記コンバータ制御手段において生成する前記コンバータの交流入力電圧指令値に前記交流入力電圧の逆相成分を重畳させることにより前記各相のコンデンサの電圧を均一化するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記コンバータ制御手段は、電流指令値を生成する電流指令生成手段、前記交流入力電圧を検出し前記変圧器の２次巻線側に換算した交流入力電圧検出値を出力する電圧検出手段、前記交流入力端子に流入する電流を検出して交流入力電流検出値を出力する電流検出手段、前記交流入力電流検出値が前記電流指令値に追従するよう前記交流入力端子の交流入力電圧と前記コンバータの交流入力電圧との差に相当する前記変圧器のインピーダンスに印加すべき差電圧指令値を出力する電流制御手段、および前記交流入力電圧検出値から前記差電圧指令値を減算して前記コンバータの交流入力電圧指令値を出力する減算手段を備え、
   前記電力バランス制御手段は、前記各相のコンデンサの電圧が均一になるよう前記電流指令値に重畳させる逆相成分電流指令値を演算する逆相成分電流指令演算手段を備え、この演算された前記逆相成分電流指令値を前記電流指令値に重畳するようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記電流指令値に重畳する前記逆相成分電流指令値が所定の逆相成分電流設定値を越えないよう前記逆相成分電流指令演算手段の出力を制限する逆相成分電流リミッタを設けたことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記電力バランス制御手段は、前記インバータ制御手段に設けられ、前記各相のコンデンサの電圧を均一化するよう前記インバータ制御手段において生成する前記インバータの交流出力電圧指令値に重畳させる零相成分電圧指令値を演算する零相成分電圧指令演算手段を備え、この演算された前記零相成分電圧指令値を前記インバータの交流出力電圧指令値に重畳するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
7. 前記インバータの交流出力電圧指令値に重畳する前記零相成分電圧指令値が所定の零相成分電圧設定値を越えないよう前記零相成分電圧指令演算手段の出力を制限する零相成分電圧リミッタを設けたことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
8. 請求項４または請求項５に記載の電力バランス制御手段および請求項６または請求項７に記載の電力バランス制御手段を備える場合、
   前記インバータの交流出力電流が所定の交流出力電流設定値以上のとき前記電流指令値に重畳する前記逆相成分電流指令値を所定量低減させ、前記逆相成分電流指令演算手段が演算する前記逆相成分電流指令値が所定の逆相成分電流設定値以下のとき前記インバータの交流出力電圧指令値に重畳する前記零相成分電圧指令値を所定量低減させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
9. 各相毎に複数台のセル変換器を、その入力側を前記変圧器を介して並列に接続しその出力側を直列にして前記交流出力端子に接続する構成とし、前記コンバータ制御手段、前記インバータ制御手段および前記電力バランス制御手段は、各相１台ずつのセル変換器の全相分を１組として制御することを特徴とする請求項２ないし請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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