WO2018182381A1 - 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

Info

Publication number
WO2018182381A1
WO2018182381A1 PCT/KR2018/003855 KR2018003855W WO2018182381A1 WO 2018182381 A1 WO2018182381 A1 WO 2018182381A1 KR 2018003855 W KR2018003855 W KR 2018003855W WO 2018182381 A1 WO2018182381 A1 WO 2018182381A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
codebook
tpmi
transmission
antenna
terminal
Prior art date
Application number
PCT/KR2018/003855
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2018182381A8 (ko
Inventor
박해욱
김기준
박종현
강지원
김형태
Original Assignee
엘지전자(주)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to KR1020187020481A priority Critical patent/KR101999355B1/ko
Priority to MX2019010023A priority patent/MX2019010023A/es
Priority to SG11201906429TA priority patent/SG11201906429TA/en
Priority to RU2019134784A priority patent/RU2720462C1/ru
Priority to KR1020197019644A priority patent/KR102158159B1/ko
Priority to JP2019543934A priority patent/JP7023970B2/ja
Priority to CN201880021613.XA priority patent/CN110463066B/zh
Priority to US16/064,792 priority patent/US11265050B2/en
Application filed by 엘지전자(주) filed Critical 엘지전자(주)
Priority to EP18774764.7A priority patent/EP3562052B1/en
Priority to AU2018244982A priority patent/AU2018244982B2/en
Priority to CA3052397A priority patent/CA3052397C/en
Priority to BR112019020385-0A priority patent/BR112019020385B1/pt
Publication of WO2018182381A1 publication Critical patent/WO2018182381A1/ko
Priority to US16/510,348 priority patent/US10958321B2/en
Priority to PH12019502054A priority patent/PH12019502054A1/en
Publication of WO2018182381A8 publication Critical patent/WO2018182381A8/ko
Priority to US17/579,440 priority patent/US11515909B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0404—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas the mobile station comprising multiple antennas, e.g. to provide uplink diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/0482—Adaptive codebooks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/0486—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting taking channel rank into account
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/0051—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of dedicated pilots, i.e. pilots destined for a single user or terminal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0091—Signaling for the administration of the divided path
    • H04L5/0092—Indication of how the channel is divided
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
    • H04L5/10—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies with dynamo-electric generation of carriers; with mechanical filters or demodulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/12—Wireless traffic scheduling
    • H04W72/1263—Mapping of traffic onto schedule, e.g. scheduled allocation or multiplexing of flows
    • H04W72/1268—Mapping of traffic onto schedule, e.g. scheduled allocation or multiplexing of flows of uplink data flows
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W80/00—Wireless network protocols or protocol adaptations to wireless operation
    • H04W80/08—Upper layer protocols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for transmitting uplink data and an apparatus for performing / supporting the same.
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.
  • the explosive increase in traffic causes shortage of resources and users demanding higher speed services. It is required.
  • Requirements of next generation mobile communication system is greatly explosive condition of receiving traffic data, to support the increase in the breakthrough rate per user, greatly increasing the acceptance of the connection device number, very low end-to-end delay (End- to- End Latency) (high energy efficiency
  • End- to- End Latency very low end-to-end delay
  • Dual Connectivity Massive Multiple Input Multiple Output (MIMO), In-band Full Duplex (NMA), Non-Orthogonal Multiple Access (NOMA)
  • MIMO Massive Multiple Input Multiple Output
  • NMA In-band Full Duplex
  • NOMA Non-Orthogonal Multiple Access
  • Various technologies including super wideband support and device networking have been studied.
  • An object of the present invention is to propose an efficient method of transmitting UL data of a terminal based on a codebook.
  • a codebook-based PUSCH transmission method in a wireless communication system, the method comprising: receiving downlink control information (DCI) for uplink (UL) transmission scheduling; Performing the codebook based PUSCH transmission based on precoding information included in the DCI;
  • the codebook is a group consisting of non-coherent precoding matrices for selecting only one port for each layer, at least one A second group of partial-coherence precoding matrices for selecting two ports in a layer, and a third group of full-coherence precoding matrices for selecting all ports for each layer It can be organized into groups.
  • non-coherence precoding matrix is a matrix including one vector having a non-zero value for each column
  • the partial-coherence precoding matrix is non- at least one column.
  • a matrix comprising two vectors with zero values, and the full-coherence precoding matrix may be a matrix including only vectors with non-zero values.
  • the codebook may be a Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing (CP-OFDM) waveform-based codebook.
  • the DCI may include TPMI (Transmitted Precoding Matrix Indicator)!-Which is information on an index of a precoding matrix selected for the PUSCH transmission as the precoding information.
  • the TPMI may be co-encoded with an RKRank Indicator, which is information about a layer used for the PUSCH transmission.
  • the TPMI may be indicated for each Sounding Reference Signal (SRS) resource set in the terminal, and the RI may be commonly indicated for the set SRS resources.
  • SRS Sounding Reference Signal
  • the TPMI and the RI may be commonly indicated for all SRS resources configured in the terminal.
  • the TPMI and the RI may be indicated for each SRS ' resource configured in the terminal. Can be.
  • a DMRS field defined in the DCI in order to determine a DMRS (Demodulation RS) port may be sized differently according to the RI co-encoded with the TPMI.
  • the PUSCH transmission method may further include: receiving, from a base station, restriction information of the number of layers available for the PUSCH transmission; It may further include.
  • the size of the co-encoded field of the TPMI and the RI may be determined based on the limit information of the number of layers.
  • the PUSCH transmission method may further include receiving restriction information of a precoding matrix usable for the PUSCH transmission in the codebook; It may further include.
  • the restriction information of the precoding matrix may indicate the precoding matrix usable for the PUSCH transmission in the group unit or the individual precoding matrix unit.
  • the size of the TPMI and the RI jointly encoded field may be determined based on the restriction information of the precoding matrix.
  • a terminal for transmitting a codebook based PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) in a wireless communication system comprising: a radio frequency (RF) unit for transmitting and receiving a radio signal; And a processor controlling the RF unit.
  • RF radio frequency
  • a processor controlling the RF unit.
  • the processor UL (uplink) transmission
  • DCI downlink control information
  • the codebook is transmitted when the PUSCH is transmitted using four antenna ports.
  • a new UL codebook capable of supporting various transmission operations (non-coherent transmission operation per port, partial-coherent transmission operation, .full-coherent transmission operation, etc.) Has the effect of being used.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • FIG. 7 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 8 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming 3D (3D) beams based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 10 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 is a self-containing subf rame structure to which the present invention can be applied To illustrate.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a hybrid beamforming structure in terms of TXRU and physical antenna.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a beam sweeping operation for a synchronization signal and system information in a DL transmission process.
  • Figure 14 illustrates a panel antenna array that can be applied to the present invention.
  • 15 illustrates a schematic UL data transmission procedure between a terminal and a gNB that can be applied to the present invention.
  • 16 illustrates SB TPMI allocation according to an embodiment of the present invention.
  • 17 is a flowchart illustrating a PUSCH transmission operation of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 illustrates a block diagram of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • 19 is a view illustrating a wireless communication device to which a method proposed in this specification can be applied.
  • Fig. 1 shows an example of an RF module.
  • 20 is a view illustrating a wireless communication device to which a method proposed in this specification can be applied.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is apparent that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station (BS) is a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point (AP), a next generation NodeB (gNB). May be replaced by such terms as.
  • the terminal 1 may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AMS (MS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • MS Advanced Mobile Station
  • T Wireless Terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • M2M Machine-to-Machine
  • Device-D2D Device-D2D (Device- to-device).
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • a transmitter may be part of a base station, and a receiver may be part of a terminal.
  • a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented with a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (iMAX), IEEE 802-20, evolved UTRA (E-UTRA), or the like.
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) Long term evolution (LTE) is part of an evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (advanced) is the evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, the steps or parts which are not described in order to clarify the technical spirit of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE-A supports a type 1 radio frame structure applicable to FDD (Frequency Division Duplex) 1 and a type 2 radio frame structure applicable to TDD (Time Division Duplex).
  • Type 1A illustrates the structure of a type 1 radio frame.
  • Type 1 radio frames apply to both full duplex and half duplex FDD Can be.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two consecutive slots in the time domain, and subframe i consists of slot 2i and slot 2i + l.
  • the time taken to transmit one subframe is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of lms and one slot may have a length of 0.5ms.
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While there is no restriction on full-duplex FDD, in the half-duplex FDD operation, the terminal cannot simultaneously transmit and receive.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain. Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. An OFDM symbol may be referred to as one SC— FDMA symbol or a symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • an uplink-downlink configuration is a rule indicating whether uplink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • 'U' represents a subframe for uplink transmission
  • DwPTS Downlink Pilot Time Slot
  • Guard interval GP:
  • Up Period Up Period
  • UpPTS Uplink Pilot Time Slot
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • GP is a section for removing interference caused by the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the ' downlink.
  • the uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • Table 2 shows the configuration of the special subframe (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • the structure of the radio frame is only one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols.
  • One resource block exemplarily includes 12 subcarriers in the frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number N A DL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a maximum of three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are allocated in a physical downlink shared channel (PDSCH) ° 1. (data region).
  • Examples of the downlink control channel used in 3GPP LTE include a PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH (Physical Downlink Control Channel), PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink, and a PHICH for the HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)
  • Control information transmitted through the PDCCH is downlink control information (DCI: downlink control information).
  • DCI downlink control information
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • the header area is allocated a Physical Uplink Shared Channel (PUSCH) that carries user data.
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • the RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary.
  • MIMO Multi-Input Multi -Output
  • MIMO technology generally uses multiple transmit (Tx) antennas and multiple receive (Rx) antennas, away from the one that uses one transmit antenna and one receive antenna.
  • the MIMO technology is a technique for increasing capacity or individualizing performance by using multiple input / output antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • 'MIMO' is referred to as 'multi-input / output antenna' I will call it.
  • the multi-input / output antenna technology does not rely on one antenna path to receive one total message, but collects a plurality of pieces of data received through several antennas to complete complete data.
  • multiple input / output antenna technology can increase the data rate within a specific system range, and can also increase the system range through a specific data rate.
  • MIMO communication technology is the next generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters, and attracts attention as a technology that can overcome the transmission limit of other mobile communication depending on the limit situation due to the expansion of data communication. have.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna ( ⁇ ) communication system.
  • the theoretical channel transmission capacity is proportional to the number of antennas, unlike when only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver. Increases the transfer rate and dramatically improves the frequency efficiency. Can be improved.
  • the transmission rate according to the increase in the channel transmission capacity may theoretically increase as the maximum rate R_o multiplied by the following rate increase rate R_i when using one antenna.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained.
  • the technique of the multiple input / output antennas improves transmission rate by simultaneously transmitting a plurality of data symbols by using a spatial diversity scheme that improves transmission reliability by using symbols passing through various channel paths and by using a plurality of transmit antennas. It can be divided into spatial multiplexing method. In addition, researches on how to appropriately combine these two methods to obtain the advantages of each are being studied in recent years.
  • the spatial multiplexing technique is a method of transmitting different data strings at each transmitting antenna, and at the receiver, mutual interference occurs between data transmitted simultaneously from the transmitter. The receiver removes this interference using an appropriate signal processing technique and receives it.
  • the noise cancellation schemes used here include: maximum likelihood detection (MLD) receivers, zero-forcing (ZF) receivers, minimum mean square error (MMSE) receivers, Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time (D-BLAST) receivers, and V-BLAST ( Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time (SV), etc.
  • MLD maximum likelihood detection
  • ZF zero-forcing
  • MMSE minimum mean square error
  • D-BLAST Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time
  • V-BLAST Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time (SV), etc.
  • SVD singular value decomposition
  • N_T transmit antennas and N_R receive antennas exist as shown in FIG. 5.
  • N_T the maximum transmittable information
  • the transmission power can be different in each of the transmission information s_l, s_2, s_N_T, wherein if each transmission power is ⁇ _1, ⁇ _2, ..., ⁇ _ ⁇ _ ⁇ , the transmission information is adjusted It can be represented by a vector.
  • the transmission information of which the transmission power of Equation 3 is adjusted may be represented as a diagonal matrix p of transmission power as follows.
  • the information vector in which the transmission power of Equation 4 is adjusted is then multiplied by the weight matrix W to form N—T transmission signals x_l, x_2, ..., ⁇ _ ⁇ _ ⁇ that are actually transmitted.
  • the weight matrix plays a role of appropriately distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Such transmission signals x_l and x_2 x NT may be expressed as follows using the vector x.
  • w_ij represents a weight between the i th transmit antenna and the j th transmission information
  • W represents this in a matrix.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the above-described transmission signal (X) can be considered divided into the case of using the spatial diversity and the case of using the spatial multiplexing.
  • the elements of the information vector s all have different values, while using spatial diversity causes the same signal to be sent through multiple channel paths.
  • the elements of the information vector s therefore all have the same value.
  • a method of combining spatial multiplexing and spatial diversity is also conceivable. That is, for example, the same signal may be transmitted using spatial diversity through three transmission antennas, and the rest may be considered to be spatially multiplexed to transmit different signals.
  • Each channel may be classified according to the transmit / receive antenna index, and a channel passing from the transmit antenna j to the receive antenna i will be denoted as h_ij. Note that the order of the index of h_ij is that of the receiving antenna index first and that of the transmitting antenna later.
  • These channels can be grouped together and displayed in vector and matrix form.
  • An example of the vector display is described below.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • a channel arriving from a total of N_T transmit antennas to a reception antenna i may be expressed as follows.
  • Equation 7 when all the channels passing through the N_T receive antennas from the N_T transmit antennas are expressed as follows through the matrix expression as shown in Equation (7).
  • AWGN white noise
  • each of the multiple input / output antenna communication systems may be represented through the following relationship.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the state of the channel is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows is equal to the number of receiving antennas N_R
  • the number of columns is equal to the number of transmitting antennas N_T.
  • the channel matrix H becomes an N_RXN_T matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other.
  • the rank of the matrix cannot be greater than the number of rows or columns.
  • the tank (rank (H)) of the channel matrix H is limited as follows.
  • rank (H) ⁇ min (N T , ⁇ r )
  • the rank may be defined as the number of nonzero eigenvalues among eigen values.
  • a rank can be defined as the number of singular values that are nonzero when singular value decomposition (SVD) occurs. Therefore, the physical meaning of the tank in the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • 'rank' for MIMO transmission indicates the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' indicates transmission through each path.
  • a tank has the same meaning as the number of layers.
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There is an RS for obtaining channel state information and an RS used for data demodulation.
  • the former Since the former has a purpose for the UE to acquire channel state information on the downlink, it should be transmitted over a wide band, and a UE that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure its RS. It is also used for radio resource management (RRM) measurement such as handover.
  • RRM radio resource management
  • the latter is an RS that the base station sends along with the corresponding resource when the base station transmits the downlink, and the UE can estimate the channel by receiving the RS, and thus can demodulate the data.
  • This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is a common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information and measuring handover, etc. in a channel state shared by all terminals in a cell, and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • DRS is used only for data demodulation
  • CRS is used both for channel information acquisition and data demodulation.
  • the receiving side i.e., the terminal
  • CRS is also referred to as cell-specific RS.
  • channel state information (CSI) ⁇ a reference signal associated with feedback may be defined as a CSI-RS.
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer and is valid only when a corresponding PDSCH is mapped.
  • the DRS may be referred to as a UE-specific RS or a demodulation RS (DMRS).
  • antennaPortsCount As parameters for CSI-RS configuration, antennaPortsCount, subframingConfig, and resourceConfig are present. These parameters include how many antenna ports the CSI-RS is transmitted on, how the period and offset of the subframe the CSI-RS will be transmitted on, and what resource element (RE) location (eg, frequency) in that subframe. And OFDM symbol index).
  • the base station delivers the following parameters / information when indicating / delivering a specific CSI- RS configuration to the UE.
  • antennaPortsCount CSI—Parameter representing the number of antennas used for transmission of RSs. ports used for transmission of CSI reference signals) (eg 1 CSI-RS port, 2 CSI-RS ports, 4 CSI-RS ports, or 8 CSI-RS ports)
  • resourceConfig a parameter related to the location of a CSI-RS allocated resource.
  • subframeConf ig parameter about a subframe period and offset to be transmitted CSI-RS7
  • the PC corresponds to the hypothesized ratio of the PDSCH EPRE to the CSI-RS EPRE when the UE derives the CSI feedback and has a magnitude of ldB.
  • Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8, 15] dB with 1 dB step size)
  • -zeroTxPowerResourceConf igList Parameters related to zero-power CSI-RS configuration.
  • zeroTxPowerSubf rameConf ig Parameter Massive MIMO on subframe period and offset to which zero-power CSI-RS will be transmitted.
  • a MIMO system having multiple antennas may be referred to as a Massive MIMO system.
  • Massive MIMO is also referred to as Full-Dimension MIMO (FD-MIMO).
  • FD-MIMO Full-Dimension MIMO
  • AAS active antenna system
  • the AAS does not require separate cables, connectors, or other hardware to connect the amplifier to the antenna depending on the use of the active antenna, and thus has high efficiency in terms of energy and operating costs.
  • the AAS supports an electronic beam control scheme for each antenna, thereby enabling advanced MIMO techniques such as forming a sophisticated pan pattern or a three-dimensional beam pattern in consideration of the beam direction and beam width.
  • a three-dimensional beam pattern may be formed by an active antenna of the AAS.
  • FIG. 7 shows 64 antennas in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 7 a general 2-dimensional (2D) antenna array is illustrated.
  • N_h represents the number of antenna columns in the horizontal direction
  • N_v represents the number of antenna rows in the vertical direction.
  • the radio wave can be controlled both in the vertical direction (elevation) and in the horizontal direction (azimuth) to control the transmission beam in three-dimensional space.
  • This type of wavelength control mechanism may be referred to as three-dimensional beamforming.
  • FIG. 8 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming 3D (Dimension) beams based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3D Dission
  • FIG 8 is a diagram illustrating the example described above, and illustrates a 3D MIMO system using a 2D antenna array (ie, 2D-AAS).
  • the base station may receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, and the terminal may consider its gain in consideration of the gain of the large receiving antenna to reduce the interference effect. There is an advantage that can be set low.
  • Figure 9 illustrates a cross polarization one-dimensional two-dimensional antenna system in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • systems based on active antennas are weighted to active elements (eg, amplifiers) attached (or included) to each antenna element. You can dynamically adjust the gain of an element. Since the radiation pattern depends on the antenna arrangement, such as the number of antenna elements, antenna spacing, etc., the antenna system can be modeled at the antenna element level.
  • An antenna array model such as the example of FIG. 9 may be represented by (M , N , p), which corresponds to a parameter characterizing the antenna array structure.
  • M is the number of antenna elements with the same polarization in each column (ie in the vertical direction) (ie, the number or angle of antenna elements with + 45 ° slant in each column). Number of antenna elements with a 45 ° slant in the column).
  • N represents the number of columns in the horizontal direction (ie, the number of antenna elements in the horizontal direction).
  • P represents the number of dimensions of polarization.
  • P 2
  • the antenna port may be mapped to a physical antenna element.
  • An antenna port may be defined by a reference signal associated with the corresponding antenna port.
  • antenna port 0 may be associated with a cell-specific reference signal (CRS) and antenna port 6 may be associated with a positioning reference signal (PRS).
  • CRS cell-specific reference signal
  • PRS positioning reference signal
  • antenna port 0 may be mapped to one physical antenna element, while antenna port 1 may be mapped to another physical antenna element. In this case, two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • a single antenna port can be mapped to multiple physical antenna elements. This may be the case when used for beamforming. Bumping uses multiple physical antenna elements so that downlink transmission can be directed to a particular terminal. In general, this can be achieved by using an antenna array consisting of multiple columns of multiple cross polarization antenna elements. In this case, at the terminal, there is a single downlink transmission generated from a single antenna port.
  • One relates to the CRS for antenna port 0 and the other to antenna port 1 For the CRS.
  • the antenna port represents downlink transmission at the terminal's point of view, not actual downlink transmission transmitted from the physical antenna element at the base station.
  • multiple antenna ports are used for downlink transmission, but each antenna port may be mapped to multiple physical antenna elements.
  • the antenna array may be used for downlink MIMO or downlink diversity.
  • antenna ports 0 and 1 may each map to multiple physical antenna elements.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • MIMO precoding of data streams may go through antenna port virtualization, transceiver unit (or transceiver unit) (TXRU) virtualization, and antenna element pattern.
  • TXRU transceiver unit
  • Antenna port virtualization allows the stream on the antenna port to be precoded on the TXRU.
  • TXRU virtualization allows the TXRU signal to be precoded on the antenna element.
  • the antenna element pattern may have a directional gain pattern of the signal radiated from the antenna element.
  • TXRU static antenna pattern that includes both the effects of TXRU virtualization and antenna element patterns.
  • Antenna port virtualization can be performed in a frequency-selective manner.
  • an antenna port is defined with a reference signal (or pilot).
  • the DMRS is transmitted in the same bandwidth as the data signal, and both the DMRS and the data are precoded with the same precoder (or the same TXRU virtualized precoding).
  • the CSI-RS is transmitted through multiple antenna ports.
  • the precoder characterizing the mapping between the CSI-RS port and TXRU can be designed with a unique matrix so that the UE can estimate the TXRU virtualization precoding matrix for the data precoding vector.
  • the TXRU virtualization method includes ID TXRU virtualization and 2D TXRU virtualization, which will be described with reference to the following drawings.
  • FIG. 10 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • M_TXRU TXRUs are associated with M antenna elements consisting of a single column antenna array with the same polarization.
  • the TXRU model configuration which refers to the antenna array model configuration (M, N, P) of FIG. 11, may be represented by (M_TXRU, N, P).
  • M—TXRU means the number of TXRUs present in the same heat and polarization in 2D, and M—TXRU ⁇ M is always satisfied. That is, the total number of TXRUs is equal to M_TXRUX NX P.
  • TXRU virtualization model is based on the correlation between the antenna element and the TXRU, as shown in FIG. 12 (a), and the TXRU virtualization model option-1: sub-array partition model and as shown in FIG. 12 (b).
  • TXRU virtualization model Option -2 Can be distinguished by a full-conrie ii0n model.
  • antenna elements are divided into multiple antenna element groups, and each TXRU is connected to one of the groups.
  • signals of multiple TXRUs are combined and delivered to a single antenna element (or an array of antenna elements).
  • q is a transmission signal vector of antenna elements having M equally polarized signals in one column.
  • w is the wideband TXRU virtualization weight vector and W is the wideband TXRU virtualization weight matrix.
  • x is a signal vector of M_TXRU TXRUs.
  • mapping between the antenna port and the TXRUs may be one-to-one or one-to-many.
  • TXRU-to-element mapping in FIG. 10 shows only one example, and the present invention is not limited thereto, and TXRU and antenna elements may be implemented in various forms from a hardware point of view. The present invention can be equally applied to the mapping between them.
  • CSI-State Information (CSI)-Reference Signal (CSI-RS) Definition
  • the UE For the serving cell and the UE for which transmission mode 9 is set, the UE has one CSI-RS resource.
  • the configuration can be set.
  • the UE For the serving cell and the UE in which transmission mode 10 is set, the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s).
  • the following parameters for a UE that should assume nonzero transmit power for CSI-RS are set via higher layer signaling for each CSI-RS resource configuration:
  • transmission mode 10 is configured for the UE, the UE assumptions about the reference PDSCH transmission power for CSI feedback (P_c) for each CSI process. If CSI subframe sets C_ (CSI, 0) and C— (CSI, 1) are set by the higher layer for the CSI process, then P ⁇ C is set for each CSI subframe set of the CSI process.
  • the higher layer parameter qcl-CRS-Info-rll for the UE assumption of QCL type B of the CRS antenna ports and the CSI-RS antenna ports having the following parameters:
  • P_c is an estimated ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS Energy Per Resource Element (EPRE) when the UE derives CSI feedback and takes a value within the [-8, 15] dB range with ldB step size, where PDSCH EPRE Corresponds to the number of symbols for the ratio of PDSCH EPRE to cell related RS EPRE.
  • EPRE Energy Per Resource Element
  • the UE does not expect configuration of the CSI-RS and PMCH in the same subframe of the serving cell.
  • the UE receives the CSI-RS configuration index belonging to the set [20 -31] for the general cyclic prefix (CP) or the set [16 -27] for the extended CP. Do not expect to do
  • the UE may assume that it is QCL for delay spread, Doppler spread, Doppler shift, average gain and average delay between CSI-RS antenna ports of CSI-RS resource configuration.
  • a UE configured with transmission mode 10 and QCL Type B may assume antenna ports 0-3 associated with qcl-CRS-Info— rll for the CSI-RS resource configuration, and antenna ports corresponding to the CSI-RS resource configuration 15-22 may be assumed to be QCL for Doppler shift and Doppler spread.
  • the transmission mode 10 and the upper layer parameter CSI-Reporting-Type are set in the UE, the CSI-Reporting-Type is set to 'CLASS B', the number of CSI-RS resources configured for the CSI process is one or more, and the QCL type If B is set, the UE has a CSI with a different value than the higher layer parameter qcl— CRS— Info-rll. It does not expect to receive CSI -RS resource configuration for the process.
  • the reference signal sequence n, n s ( m ) may be mapped to complex-valued modulation symbols used as reference symbols of antenna port p. This mapping depends on the higher layer parameter CDMType.
  • mapping according to Equation 12 below may be performed.
  • Equation 13 is determined by the following Table 6.
  • Table 3 shows the sequence for CDM 4> (0).
  • next-generation RAT considering enhanced mobile broadband communication, massive MTC, Ultra-Reliable and Low Latency Communication (URLLC), and the like is being discussed, and such a technology may be collectively referred to as 'new RAT (NR)'.
  • NR new RAT
  • the New RAT system uses an OFDM transmission scheme or a similar transmission scheme and typically has the OFDM neurology of Table 4 below.
  • Subframe length 0.25ms Number of OFDM symbols per subframe 14 symbols
  • a self-contained subframing structure in which a control channel and a data channel are TDM is considered in the fifth generation new RAT to minimize data transmission delay in a TDD system.
  • FIG. 11 illustrates a self-contained subf rame structure to which the present invention can be applied.
  • the hatched region represents a transmission region of the physical channel PDCCH for DCI transmission
  • the black portion represents the transmission region of the physical channel PUCCH for uplink control information (UCI) transmission.
  • UCI uplink control information
  • the control information transmitted by the eNB to the UE through the DCI includes information on cell configuration that the UE needs to know, DL specific information such as DL scheduling, and / or UL black blue information such as UL grant and the like may be present.
  • control information transmitted from the UE to the eNB through the UCI may include an ACK / NACK report of the HARQ for the DL data, a CSI report for the DL channel state, and / or a scheduling request (SR).
  • the region without indication may be used as a physical channel PDSCH transmission region for downlink data or may be used as a physical channel PUSCH transmission region for uplink data.
  • Feature of the structure is within a SF (subfr am e) a DL transmission and UL transmission proceeding sequentially, it is also possible to transfer the DL data in the SF, and receives the UL ACK / NACK. Therefore, according to the present structure, when the data transmission error occurs, it takes less time to retransmit data, thereby minimizing the latency of the final data transfer.
  • a time gap is required for a process of switching a base station and a UE from a transmission mode to a reception mode or a process of switching from a reception mode to a transmission mode.
  • a partial OFDM symbol ⁇ GP at the time of switching from DL to UL in the subframe structure may be set, and such a subframe type may be referred to as 'self-contained SF'.
  • mmW millimeter wave
  • the wavelength is shortened, allowing the installation of multiple antenna elements in the same area.
  • the wavelength is lcm, which is 0 by 5 by 5 cm.
  • a total of 64 (8X8) antenna elements can be installed in a two-dimensional array at intervals of five lambda (wavelengths). Therefore, in mmW, a plurality of antenna elements are used to increase beamforming (BF) gain to increase coverage or to increase throughput.
  • BF beamforming
  • TXRU transmitter unit
  • independent beamforming is possible for each frequency resource.
  • a method of mapping a plurality of antenna elements to a single TXRU and adjusting the direction of the band using an analog phase shifter is considered.
  • Such an analog beamforming method has a disadvantage in that only one pan-direction can be made in the entire band and thus frequency selective beamforming cannot be performed.
  • a hybrid BF having B TXRUs, which is smaller than Q antenna elements, may be considered as an intermediate form between digital BF and analog BF.
  • the direction of beams that can be transmitted simultaneously is limited to B or less.
  • analog bumpforming or radio frequency (RF) beamforming refers to an operation of performing precoding (or combining) in the RF stage.
  • RF radio frequency
  • the hybrid bump forming structure may be represented by N transceiver units (TXRUs) and M physical antennas.
  • TXRUs transceiver units
  • the digital beamforming for the L data layers to be transmitted by the transmitting end may be represented by an N by L matrix, and then the converted N digital signals are converted into analog signals via TXRU and then represented by an M by N matrix. Foaming is applied.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a hybrid beamforming structure in terms of TXRU and physical antenna.
  • the number of digital beams is L
  • the number of analog bands is N.
  • the base station is designed to change the analog beamforming in units of symbols, and a direction for supporting more efficient beamforming for a terminal located in a specific area is considered. Furthermore, in FIG. 12, when N specific TXRUs and M RF antennas are defined as one antenna panel, in the New RAT system, Considering the introduction of a plurality of antenna panels that can be applied to the independent hybrid canvas 3 ⁇ 4.
  • analog beams advantageous to receiving signals may be different for each terminal, so that at least the synchronization signal, system information, and paging may be applied to the base station in a specific subsystem (SF).
  • SF subsystem
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a pan sweeping operation for a synchronization signal and system information during a DL transmission process.
  • a physical resource (or physical channel) through which system information of a New RAT system is transmitted in a broadcasting manner is named as an xPBCH (physical broadcast channel).
  • analog beams belonging to different antenna panels in one symbol may be transmitted simultaneously.
  • a method of introducing a beam RS (BRS) which is a RS to which a single analog beam (corresponding to a specific antenna panel) is applied and transmitted, is discussed.
  • the BRS may be defined for a plurality of antenna ports, and each antenna port of the BRS may be treated with a single analog beam.
  • the synchronization signal or the xPBCH can be well received by any terminal. Can be applied and transmitted.
  • the LTE system supports RRM operations for power control, scheduling, cell retrieval, cell reselection, handover, wireless link or connection monitoring, and connection establishment / reestablishment.
  • the serving cell may request RRM measurement information, which is a measurement value for performing an RRM operation, from the UE.
  • the UE may measure / acquire and report information such as cell search information, RSRP (reference signal received power), and RSRQ (reference signal received quality) for each cell.
  • the UE receives 'measConfig' as a higher layer signal for RRM measurement from the serving cell.
  • the terminal may measure RSRP or RSRQ according to the information of the 'measConfig'.
  • the definitions of RSRP, RSRQ and RSSI according to TS 36.214 document of the LTE system are as follows.
  • Reference Signal Received Power is defined as the linear average of the power contributions (in [W]) of the resource elements carrying CRS (cell-specific RS) within the considered measurement frequency bandwidth.
  • CRS R0 according to TS 36.211 [3] shall be used for RSRP determination. do. If the UE can reliably detect that R1 is available, the RSRP can be determined using R1 in addition to R0.
  • the reference point of RSRP should be the antenna connector of the UE.
  • the reported value should not be smaller than the RSRP corresponding to any individual diversity branch.
  • Reference signal reception quality is defined as the ratio N X RSRP / (E-UTRA carrier RSSI) (ie, E-UTRA carrier RSSI to NX RSRP), where N is the RB number of the E-UTRA carrier RSSI measurement bandwidth. Molecular and denominator measurements should be made on the same set of resource blocks.
  • the E-UTRA carrier received signal strength indicator is used for antenna port 0 for N resource blocks from all sources (including co-channel serving and non-serving cells) in the measurement bandwidth. Only the OFDM symbols including the reference symbols may include a linear average of the total received power (in [W]) observed / measured by the terminal, channel interference, thermal noise, and the like. If higher layer signaling indicates a particular subframe for performing RSRQ measurement, the RSSI may be measured for all OFDM symbols in the indicated subframes.
  • the reference point for RSRQ should be the antenna connector of the UE. If the terminal uses receiver diversity, the reported value should not be smaller than the RSRQ corresponding to any individual diversity branch.
  • the RSSI may correspond to the received wideband power, including thermal noise and noise occurring at the receiver within the bandwidth defined by the receiver pulse shaping filter.
  • the reference point for the measurement shall be the antenna connector of the terminal.
  • the terminal operating in the LTE system is an internal frequency (Intra- frequency measurement) 3 ⁇ 4] in the case of the frequency through the allowed measurement bandwidth associated IE (Information element) transmitted in the system information block type 3 (SIB3)
  • SIB3 system information block type 3
  • the bandwidth measured by one of 6, 15, 25, 50, 75, or 100 resource blocks (RBs) is allowed through the allowed measurement bandwidth transmitted in system information block type 5 (SIB5).
  • SIB5 system information block type 5
  • the terminal defaults to the frequency of the entire DL system Can be measured in band.
  • the terminal when the terminal receives the allowed measurement bandwidth, the terminal may regard the value as the maximum measurement bandwidth and may freely measure the value of RSRP within the corresponding bandwidth / value.
  • WB (wideband)-IE is defined as RSRQ and the allowed measurement bandwidth is set to 5 ORB or more, the terminal should calculate an RSRP value for the total allowed measurement bandwidth.
  • RSS can be measured in the frequency band of the receiver of the terminal according to the definition of the RSSI bandwidth.
  • Figure 14 illustrates a panel antenna array that can be applied to the present invention.
  • the panel antenna array may include Mg panels in horizontal domains and Ng panels in vertical domains, and each panel may include M columns and N rows.
  • the panel in this figure is shown with reference to an X-pol (cross polarization) antenna.
  • the total number of antenna elements in FIG. 17 may be 2 * M * N * Mg * Ng.
  • the multi-panel function is supported in New RAT.
  • a codebook design is proposed considering the single panel first.
  • ml and ⁇ 2 correspond to the 1D-DFT codebook indexes of the first and second domains, respectively.
  • N1 and ⁇ 2 correspond to the number of antenna ports for each polarization of the 1st dimension and the 2nd dimension, respectively, in the panel, and ol and o2 correspond to the 1st dimension in the panel, respectively.
  • Equation 14 The proposed codebook as in Equation 14 follows the dual stay structure as shown in Equation 15.
  • Wl first PMI
  • W2 second PMI
  • W1 -phase polarization phase-matching of antenna ports with cross selection and cross polarization within the beam group selected by W1 -phase
  • Table 5 illustrates an LTE UL codebook for transmission at antenna ports ⁇ 20, 21 ⁇
  • the UE may support reporting the maximum spatial layer number (Nability) for UL transmission.
  • Nability maximum spatial layer number
  • NR supports UL codebooks for UEs based on reported performance and at least one of the following is supported:
  • Altl the network is multiple corresponding to each antenna port number Code.Configures the books.
  • Alt2 The network configures a scalable / nested codebook that supports a variable number of antenna ports.
  • Alt3 The network sets up the same codebook as the UE capabilities.
  • Alt4 UE recommends a subset of codebook (s). This Alt may be included in at least one of the aforementioned Alts.
  • a chordbook for a given number of TX antenna ports can be fixed or configurable to a particular chordbook.
  • At least one of the following two may be supported:
  • both CP—Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) and DFTs-0FDM o ] may be used as a waveform for UL.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • DFTs-0FDM o DFTs-0FDM o
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • a codeword such as a non-coherent / partial codeword
  • the present invention proposes a UL codebook configuration / configuration / application method that can be applied to a new wireless communication system.
  • FIG. 15 illustrates a schematic UL data transmission procedure between terminal-gNB which can be applied to the present invention.
  • the terminal performs (performance) reporting for SRS (Sounding Reference Signal) transmission / codebook setting of the terminal.
  • information that can be reported by the UE includes the maximum number of antenna ports in a panel (or port group), the number of panels (or port groups, collectively referred to as 'panels'), and the Rx computation power (for example, For example, it is possible to compute complex codebooks such as DL type II 'codebooks, or supports non-linear precoding, etc., the number of UE recommended ports for SRS transmission and / or codebooks, and waveform information (e.g., Information on whether CP-OFDM or DFTs-OFDM) and / or multi-panel transmission.
  • waveform information e.g., Information on whether CP-OFDM or DFTs-OFDM
  • the base station using the information received from the terminal: can instruct the terminal using the RRC (Radio Resource Control), DCI and / or MAC CE information about the SRS resource (s) configuration.
  • the terminal transmits the SRS to the base station by using the information on the SRS configuration received from the base station.
  • the base station uses the SRS transmitted from the terminal to measure the channel and / or the CSI channel (SRS Resource Indicator), CQI, RI, TPMI (Transmitted)
  • the MCS and / or UL power information may be informed to the terminal.
  • the base station may indicate information such as MCS and TPMI / RI calculated using the Y-port TPMI / RI.
  • the terminal may perform UL data transmission using the received information.
  • a single panel (or a group of ports having similar SINR (sig na l-to-interference-plus-noise ratio), etc.) is used.
  • SINR sig na l-to-interference-plus-noise ratio
  • panel selection may be performed with one SRI indication received from the gNB.
  • the PMI / RI / MCS commensurate with the number of SRS-ports of the indicated SRI may be indicated to the terminal.
  • the base station may instruct the terminal until codebook setting.
  • the UE may determine which waveform to use in consideration of measured channel interference And a codebook sympathizing with the corresponding waveform can be additionally indicated to the terminal.
  • a terminal eg, a UE having a poor geometry
  • MCS SINR or CQI
  • the codebook can be used.
  • the base station instructs M (M> 1) SRS resources to the terminal Look at it.
  • the base station explicitly indicates a plurality of SRIs to the terminal in the form of a bitmap or the like, or implicitly uses the selected M SRS (resource) pairing / grouping among N set SRSs (resources) to implicitly provide the terminal Can be directed.
  • M the number of indicated SRS resources
  • the port number / number, etc. represented by X 0 , 3 ⁇ 4 can be recommended by the terminal to the base station (for example, when reporting performance).
  • Configurations that are oriented in opposite directions to each other may be considered zero.
  • the direction for the base station the angle of departure (AoD)
  • AoD angle of departure
  • ⁇ (eg, QPSK orS SK) may indicate a phase, respectively, and information on this may be additionally indicated by the base station to the terminal.
  • the final codebook is It may be configured in the form of. v 0 v o
  • the final codebook may be configured as.
  • the final codebook may be configured as.
  • the final codebook is in this case, it is preferable that T / is orthogonal to each other for each layer. In the case of the codebook, it is expressed as a codebook in which normalization is not performed.
  • the codebook may be multiplied by ⁇ +.
  • LTE Tank 2 of the codebook may apply.
  • the payload can be reduced as much as possible by applying only to the WB.
  • performance may be maximized by being applied to the SB.
  • the amplitude and phase components may be applied separately by WB / SB (or SB / WB). Or with WB
  • SB lbit
  • V (2) there arises a problem that the case of the design according to the equation IS, the layer is increased panel correction term increases in accordance with.
  • a transmission tank may be limited to two. Or, such as coherent and / or non-coherent JT, etc.
  • the correction term «exp ( ⁇ ) for the panel is W1 and Can be sent together.
  • the amplitude may be indicated by W1 (in WB or PB (partial band)) and the phase in W2 (in SB).
  • the above scheme can be applied to periodic, semi-permanent transmission as well as aperiodic (UL grant based) transmission. Further, the above-described control method has been described mainly UL codebook, the multi-codebook in the DL to "same / similar provided with a panel Of course, it can be set / applied.
  • the base station indicates the aforementioned SRI, MCS and / or TMPI + RI to UL approval, the following options may be considered:
  • the MCS is Can be calculated for each resource.
  • the base station instructs the terminal of the MCS0 calculated using the TPMI0, which is referred to the reference SRS resource, and the MCS1 uses a differential MCS indicating the difference between the SINR and the SINR0 when the merged TPMI is used. Instruct the terminal.
  • the RI may be configured / instructed as a reference RI and a differential RI similarly to the MCS, or only one RI may be configured / indicated as in the case of 1-A.
  • the SRI field may be configured as shown in Table 10, for example.
  • Table 10 shows an example of the configuration of the 2-bit SRI field, and it is assumed that (SRS resources 1, 2, 3, and 4) exist as configurable SRS resources.
  • Table 10 assumes that a 2-bit SRI is used, where state "00" is the single choice for the most preferred SRS resource or the most preferred panel SRS resource, and state "01" or "10"
  • Two preferred SRS resources such as non-coherent / coherent JT, are treated as a subset of the full set of SRS resources cooperatively transmitted, with state "11” indicating that all of the configured SRS resources are non-coherent.
  • each state may be configured / applied with only a single value of a resource selected / selected as shown in Table 11.
  • Information on the SRS resource selection performed in the state may be configured / applied using a MAC CE or the like.
  • the size of the TPMI may be variably set / applied according to the set SRS resources, similarly to the above-described scheme.
  • the UL DCI format that can be configured / applied according to the number of SRS resources (and / or the state of the SRI field) indicated through the RI field may be illustrated as follows, which is associated with the indicated SRS. It may be tied or linked / associated with the SRI by separate signaling. And / or at least some of the information signaled in the UL DCI format may be indicated by separate signaling.
  • UL DCI format 0 (up to 30 bits)-when a single SRS resource (regardless of the SRS resource (s) set for UL CSI acquisition, eg, for UL beam management (and / or for DL CSI measurement)) is set
  • TPM [and TRI may be joint encoding (3 ⁇ 4).
  • each WB TPMI + TRI is set / indicated according to the number of ports in the configured SRS resource, and the TPMI such as the panel phase-match described above can be used for non-coherent / coherent JT. Corresponds to additional settings / instructions.
  • each WB TPMI is set according to the number of ports in the set SRS resource. Coding) is further indicated. If the panel phase-match is set in 'SB units', more accurate panel correction can be made, but a larger TPMI field size is required.
  • Case 2 corresponds to a dual stage codebook (for example, the LTE DL Class A codebook and the single stage codebook are grouped based on specific characteristics and operated together with the dual stage codebook (described below).
  • Case 2 One WB TPMI is set according to the total number of ports of the configured SRS resources, which corresponds to the case where each TPMI is configured / applied for each SB.
  • Case 2 is suitable for cases where the SRS resource or panel is well calibrated, such as coherent JT.
  • Case 3 corresponds to a case of configuring a WB TPMI for each resource and an additional TPMI (panel corrector) corresponding to each resource in the dual stage codebook structure.
  • Setting / applying in units of SB such as case la or case 2, can maximize performance, but the payload increases because additional TPMIs corresponding to SB must also be configured. Therefore, cooperative transmission is performed only for the WB in a situation such as a non-coherent JT, and the SB TPM ⁇ is a predetermined SRS resource (or panel) that is previously promised or recommended by the terminal, or is set to RRC, MAC CE, or the like. It is proposed to be transmitted only for SRS resources (or panels) that adjoin the SRI of the lowest index.
  • Case 3a corresponds to a case of configuring a WB TPMI for each resource and an additional TPMI (panel compensator) corresponding to each resource in the dual stage codebook structure.
  • TPMI panel compensator
  • SRS resources # 1 to # 4 are all transmitted in each SB.
  • FIG. 16B illustrates an embodiment of transmitting SB TPMI by mapping SRS resources for each SB index.
  • the number of SBs is larger than the number of SRS resources, first, one-to-one mapping is performed in ascending order between the SB indexes and the SRS resource indexes, and the remaining unmapped SBs are formed between the number of SB indexes and the number of SRS resources.
  • the SRS resource having the result value obtained through the modular operation as an index may be mapped with the corresponding SB index so that the SB TPMI may be transmitted (for example, in the case of FIG. 16 (b), SRS resource # 1 is transmitted in SB 5). .
  • SBs are allocated to a certain number of subgroups (eg, 2, which can be set), and when there are more SRS resources than the number of subgroups (fourth row in the above example), the concatenated SBs Corresponds to an embodiment for transmitting TPMI over.
  • SBs with an index exceeding the number / number of subgroups, 2) in the above example are mapped to SRS resources through modular calculations. For example, in the embodiment of FIG. 16 (c), SRS resources 1 and 2 are transmitted to SBs 1, 3, 5, ..., and SRS resources 3 and 4 are transmitted to SBs 2, 4, 6,. Is sent.
  • Another example would be to reduce the granularity of the SB.
  • one SB is set / applied to be 12RB, so that both panels can be set to transmit SB TPMI. have.
  • This setup has the advantage that the payload of SB TPMI due to multi-panel transmission does not increase.
  • a method of reducing / paying the payload size of the SB TPMI may be considered by limiting / setting to perform codebook subsampling or a subset constraint to be described later in multi-panel transmission.
  • the terminal may recommend the base station to include a codeword corresponding to a specific domain or direction in order to minimize degradation.
  • UL DCI format 1 may be configured / defined to include at least some of the following.
  • the UE may implicitly know whether to use a specific case of DCI format 0 or 1 according to whether the configured SRS is a single SRS resource or a plurality of SRS resources.
  • Parameters related to frequency selective precoding e.g. ON / OFF, the number of SRS ports (interpretation of multiple PMI fields may vary depending on whether frequency selective precoding is automatically activated if more than X-ports): X
  • frequency selective precoding may be considered, and one of the above-described transmission schemes or preset transmission schemes may be used.
  • X the sum of all configured ports may be interpreted as X.
  • RI and MCS values are sent two by one):
  • two MCSs are transmitted, it can be interpreted to mean that they are transmitted by non-coherent JT. Appointment or set) may be implicitly instructed to the terminal.
  • the frequency of payload for the TPMI indication becomes very large, in this case the frequency Selective precoding can be deactivated.
  • a coherent / non-coherent JT or the like in which a plurality of SRSs are cooperatively transmitted is described as a use case.
  • non-coherent JT due to phase drift caused by the difference in phase offset of the oscillator of the terminal, if the transmission time interval of each resource is extended for a predetermined time or more, a panel compensator (corrector ) TPMI, which refers to phase and / or amplitude, is unlikely to work properly. Therefore, when performing cooperative transmission on a plurality of SRS resources for the purpose of coherent / non-coherent JT and the like, the transmission time interval between SRS resources may be limited within a predetermined time.
  • the terminal may report it as base information to the base station.
  • the terminal may report it as base information to the base station.
  • only a single SRS transmission may be limited to be configured / applied for the corresponding UE.
  • the above-described scheme is an example in which RI and t> MI are co-encoded and indicated, such as LTE UL.
  • the above-described scheme may be applied even when RI and PMI are separated encoded.
  • V / t '' is defined as the codeword with the i th index in the UL 4-port, then 8-
  • S ⁇ ⁇ 5fl 31 7 r O Can be configured / defined as:
  • the characteristic of this codebook is that it is configured based on a 4-port codebook. More specifically, the 4-port codeword is applied to the 4-port of 8-port, and the UL 4-port codeword is applied to the remaining 4-port. It is characterized by applying a codeword in which the word is phase rotated. In this case, the degree of rotation of the phase may be adjusted to an L value. For example, if the L value is 4, the phase rotation degree is set to a QPSK as ⁇ 1 ') or a subset or example thereof (for example, -1 or -j).
  • an 8-port Rank 1 codebook may consist of a total of 16 * 4 or 16 codewords (in this case can be used to match the size of a 4-port codebook), and higher resolution is required. You can set the L value to a higher value (eg 8). This L value may be set by the base station to the terminal.
  • the implementation complexity of the terminal is reduced by using the same codeword as that of the 4-port TPMI and is designed using an additional phase rotation value.
  • the codebook is equally applicable to the dual-stage structure.
  • a four-port codebook can be indicated by W1 and a phase rotation value by W2.
  • the codebook fits well with the X-pol (cross-polarization) antenna structure, and the 4-port codebook can be applied to antenna ports configured with the same polarization.
  • the codebook may be configured by separately defining alpha, which is a power control part / term, in addition to the phase term in the codebook.
  • Alpha can be defined / expressed as a (eg, ae ⁇ l, ⁇ , ⁇ , 0 ⁇ ), which can also be used as a PMI for wi.
  • the final codebook can be defined as [Equation 18]
  • the final codebook may be defined as in equation (19).
  • V Bis the codebook size of v 4 and v 4 y
  • the codebook is configured by dividing the 8-port codebook into 4-port units (the same polarization unit when X-p is equal) and applying different 4-port codewords to each of the divided 4-port units.
  • the codebook payload size is 16 * 16, for example, in the case of tank 1. You can organize these codebooks into dual stage codebooks.
  • the co-book may be configured by defining alpha, which is a power control part / term in the codebook. Alpha is It can be expressed / defined as follows, which can be used as the PMI of W1. As a result, the final The codebook may be defined as Equation 20.
  • the LTE UL codebook only a part of the LTE UL codebook may be used to reduce the payload size of the codebook. For example, among the codewords of tank 1, 16-23 (antenna off codebook) may be excluded. In addition, the same principle may be applied to other upper tanks (for example, ranks 2, 3, 4). In this case, the codebook is the same or Can be configured as / default using Where superscript r stands for tank.
  • the proposed dual stage codebook can be used for frequency selective precoding and can be applied to CP-OFDM. Alternatively, the single stage codebook may be used for DFTS-OFDM, and the dual-stage codebook may be restricted for use for CP-OFDM. Whether the single-stage and / or dual-stage codebook is used is recommended by the terminal to the base station, or the base station can instruct the terminal to higher layer signaling (eg, RRC, DCI and / or MAC CE, etc.).
  • higher layer signaling eg, RRC, DCI and
  • One year It may be composed of a structure.
  • X be the number of ports a terminal has in one SRS resource.
  • Each X-port experiences a different delay, which can be understood as a phase shift in the frequency domain.
  • the delay on the time axis is interpreted as the phase change on the frequency axis, and the phase change on the frequency axis can be expressed as a function of frequency.
  • the phase change of the frequency axis can be expressed as exp (__ / 2 ⁇ ), where k is the index corresponding to that frequency (eg, subcarrier index, Physical Resource Block (PRB) (or PRG). (Precoding Resource Group) index, and SB index), and delta () is a coefficient indicating the degree of frequency phase change.
  • PRB Physical Resource Block
  • the present invention proposes a codebook for frequency selective precoding using a frequency shift phenomenon caused by different delays for each UL SRS port.
  • the proposed codebook structure is shown in Equation 21 for rank 1.
  • Pl represents the relative beam power relative to the first port. This may be promised in advance with a specific value (eg, ' 0 ' 5 ' 0 ' 25 ' 0 ⁇ ), or the base station may indicate to the terminal with higher layer signaling (eg, RRC, DCI and / or MAC CE). Can be.
  • Variable for the phase shift value in the expression (21) may be defined, as shown in equation (22).
  • Equation 22 variables constituting ⁇ may be defined as follows.
  • the value may be indicated by higher layer signaling (RRC and / or MAC CE), or a pre- promised / set value may be used depending on the neuterology.
  • the value ⁇ can be set to the smallest value satisfying / > ⁇ at ⁇ 128,256,512,1024,2048,4096 ⁇ , where ⁇ is the number of RBs set for CSI feedback and subcarriers per RB, respectively ⁇ RB ⁇ c is the number of subcarriers in BW (Bandwidth) set for CS i reporting.
  • the ⁇ value is an oversampling value (of Fast Fourier Transform (FFT) magnitude) that can be set to a specific integer value (eg, 1,2, 4 ..) (which may be the nature of a system parameter independent of a particular beam). Number have.
  • the value of ⁇ may be automatically set to a specific value according to the numerology, or the base station may be set to the terminal.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the value of ⁇ may be automatically set to a specific value according to the numerology, or the base station may be set to the terminal.
  • is a value related to the rate of phase change in the set BW for each port. For example, if 2, the second port may mean that the phase changes by 4 -phi within the set BW.
  • Value of a particular constant value (e.g., 1, 2, 4, ...) can be set to the base station in the commissionona set in the terminal set of the UE / value are included candidate values that can be in each beam ⁇ 'Value can be selected / designated and fed back to the base station.
  • the value of may be calculated. For example, samples per subcarrier / RB / SB may be aggregated into the channel response of the corresponding port in the frequency domain and then applied to the FFT and converted into time domain signal samples. Of these time domain signal samples, an index corresponding to the maximum value (eg, amplitude) can be determined as the value that corresponds to the maximum delay, and based on this value can be calculated. For example, when the maximum delay value is a_l, it may be calculated as SlZeFFT .
  • Equation 21 it is calculated on the assumption that there is one value corresponding to the maximum delay per port. However, due to multi-path, if the delay spread is large, the frequency in one time domain signal sample There may be a limit to capturing all fluctuations of the domain channel. In this case, there may be a manner of capturing a plurality of time domain signal samples (K samples, K may be configurable by the base station or recommended by the UE (especially DL case)). Then, Equation 21 may be expressed as Equation 23.
  • the base station can be set to indicate to the terminal, and when the separation for each port is large, there is little correlation, it can be set to ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ - ⁇ to indicate this to the terminal by higher layer signaling. have.
  • Equation 21 is described.
  • the remaining parameters in Equation 21 may be defined / set as follows.
  • k index is an index value corresponding to a frequency.
  • the phase offset per beam is QPSK
  • a value set to have a value such as 8PSK may be additionally indicated in units of ports. Alternatively, you can ignore the phase offset and set the value of to 0 to greatly enjoy the feedback overhead.
  • the UE calculates SB SINR using a method such as an average based on the TPMI applied to the RE-level (for example) by eK 5 ', and reports it to the base station. Can be.
  • a channel represented by each subcarrier black is PRB or SB
  • H ( ⁇ ) e C / ⁇ A 3 ⁇ 4 and N T are the base station's Rx (black is the antenna element, hereinafter referred to as the 'antenna port') and the terminal Tx antenna port, respectively.
  • the UE may estimate the phase change factor ⁇ and the offset £ l per beam according to the relative power indicator P " frequency for the PMI configuration using H for each subcarrier.
  • the base station represents the WB.
  • the factors are integrated or Independently instruct the terminal, the terminal can configure the TPMI based on this information.
  • the base station may instruct the terminal only a subset of the factors for TPMI configuration (eg, exclude the relative power indicator for TPMI configuration), and the terminal may configure the TPMI using this information.
  • the base station can calculate the optimal parameter for each layer by using the channel between the terminal and the base station. That is, the base station can calculate ⁇ , ⁇ , ⁇ , etc. independently for each layer.
  • the final precoder ⁇ ⁇ may be defined as in Equation 24.
  • R represents a transport layer.
  • the codebook of 2 may be configured as shown in Equation (25).
  • the codebooks of tanks 1 and 2 may be configured as in Equation 26.
  • ⁇ exp ( ⁇ j ⁇ M ⁇ + s ⁇ ⁇ expC ⁇ j ⁇ T ⁇ . j + s _ may be indicated by different values (ie, independently of each other) for each WB or SB.
  • the same number of antenna ports are provided in one panel.
  • the port selection is performed. Since the functionality related to the data can be handled by separate signaling such as SRI, port selection, etc. (for example, when the codebook element is set to 0) in the codebook is not considered. .
  • a codebook configured by combining a plurality of SRS resources may be expressed as follows.
  • ⁇ and ⁇ may be independently applied to each layer, such as ⁇ farrank ⁇ o ⁇ for rank 2.
  • the tank 2 configuration of the 2-port codebook is the same for each polarization. Because beams are used, it may be desirable to use the same ⁇ , ⁇ ⁇ to save payload size, as well as two-port codebooks, as well as codebooks that make up a wi-beam group with one beam. Can be applied.
  • the amplitude component may be set to perform only the panel selection function by setting as " ⁇ , 1 ".
  • the size of the TPMI is twice that of the TPMI
  • TPM and the correction term and / or RI are jointly encoded. It may be desirable in terms of payload. If the codebook is extended and applied to an 8-port codebook, it can be expressed by Equation 28.
  • the base station may set the panel correction value to the terminal, or the panel correction value may vary according to the antenna implementation of the terminal, and thus the terminal may inform the base station through the capability report.
  • the remaining elements of the 8-port design are similar to the 4-port case described above.
  • the normalization term of the codebook may be calculated as ⁇ 1 + + 0 3 ⁇ 4 + 0 : 4 .
  • the following describes a codebook in which one panel consists of four ports (black is the number of ports merged in the coherent JT situation).
  • LTE-A Class when setting dual stage codebook Extended or black can be used by setting the Rel-i ⁇ DL-MIMO 4Tx codebook.
  • the codebook structure is one in which W1 consists of one category (e.g., Config 1, etc.) to reduce the payload of the TPMI (eg, the payload size of the SB).
  • W2 may perform frequency selective precoding in phase-match.
  • Table 13 illustrates a 4-port codebook (LTE DL 4-port).
  • ⁇ "" ⁇ / " ⁇ " where / represents a unit matrix of 4 > ⁇ 4 .
  • Pan selection can be performed via W2.
  • L 2
  • the tank 1 codebook may be configured as +1 J ' W2 ⁇ e ⁇
  • Information about beam selection may be additionally / independently signaled.
  • the category selection information may be signaled in L * 4bit in the case of the codebook, or may be jointly indicated using beams selected by permutations or combinations described below to reduce overhead.
  • J is the selection vector and only the jth element
  • the vector is '1' and the remaining elements are '0'.
  • superscript r corresponds to rank.
  • the L index is grouped according to a specific scheme to select / indicate a group index to W1, and the pan selection / indication to W2 is performed.
  • the number of cases necessary for the indication may be (combination with permutation).
  • the number calculated by the permutation operator there is no ambiguity about the beam order constituting W1 between the terminal and the base station. There may be a drawback to this. If, using the grouping methods to be composed of a combination, it can be assumed to be sorted based on the always low (or high) codebook indices.
  • precoder such as semi-OL (open loop) for fast terminal Cycling (cycling), etc. can be red, which grouping scheme to use (configurable), the base station can be instructed (or the terminal recommended).
  • Table 13 summarizes each codebook index as shown in Table 14.
  • the vectors shown in Table 14 may be defined as in Equation 29.
  • Table 14 an embodiment of grouping codebooks having the same basis vector / codeword is shown.
  • codebook indices 0, 2, 8, and 10 composed of the same base vector / codeword [bO, b5, b6, b groups may be grouped into one group.
  • the LTE DL 4-Tx Householder codebook may be classified / grouped based on the same base codeword (although other codebooks may be applied through phase or conjugate operations).
  • the Householder 4Tx codebook is a beam group 1 ⁇ 0,2,8,10 ⁇ , a group 2 ⁇ 12, 13, 14, 15 ⁇ and a beam group 3 ⁇ l, 3,9 based on the codebook index as shown in Table 15.
  • ll ⁇ and can be divided / grouped into the beam group 4 ⁇ 4,7,5,6 ⁇ .
  • Equation 29 does not reflect the normalization term. Normalization can be performed by multiplying ⁇ ⁇ by the codeword at each codebook index (k and rank), where 2 is normalization for each column, and is per-rank normalization, where R Indicates.
  • the codebook classification / grouping method may be classified / grouped according to spacing distance / degree between each port (that is, classified / grouped according to X value in a port interval).
  • the codebook classification / grouping method may be classified / grouped according to the granularity degree of phase change between ports (ie, may have different / divided / independent phase change granularity for each classified codebook group).
  • beam groups 1 and 2 change binary phase shif t keying (BPSK), beam group 3 changes quadrature phase shif t keying (QPSK), and pan group 4 changes to 8-PSK
  • BPSK binary phase shif t keying
  • QPSK quadrature phase shif t keying
  • pan group 4 changes to 8-PSK
  • codebook-based frequency selective precoding may be performed even in an extended codebook in which a specific beam group is increased according to the above characteristics. For example, if the beam group 3 is extended, that is, a codebook example of replacing q0 and ql with q2 and q3 defined as in Equation 30 may be derived.
  • Tank 4 corresponds to the full rank of 4TX, so simply use an identity matrix (or In this case, it can be promised / set by using the representative tank 4 codebook for each group.
  • the pan groups 1, 2, 3, and 4 previously grouped are again beam groups 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, and 8 (i.e., codebook indexes ⁇ 0,2 ⁇ , ⁇ 8, 10).
  • ⁇ ⁇ can be indicated in lbits per SB.
  • a grouping method may be proposed by using a distance or a degree of correlation between codewords for each rank.
  • a metric that can be used for this, there may be a Chordal distance (d (A, B)) or a matrix (vector) correlation (Corr (A, B), which can be expressed as have.
  • a and B are arbitrary matrices of the same size (vector), superscript ' ⁇ ' represents Conj ugate transpose (Hermitian), and Frobenius norm.
  • an example of codebook grouping of tanks 1 and 2 of Table 13 may include Table 16.
  • Each index of Table 16 corresponds to an index of codewords of Table 13.
  • This example is an example of grouping based on a high degree of correlation between codewords. This may mean that the frequency selective precoding may be performed while maintaining the correlation of WB-SB TPMI only when there is a certain degree of correlation between each codeword.
  • the beam groups may be different between the ranks. This is because the metric may be changed by the orthogonal beam included in W1 as the layer increases. In the following, we propose a TPMI overhead reduction scheme.
  • Proposal 1 Information on the above-described grouping schemes may be indicated by the TPMI through the DCI. However, in terms of overhead reduction, information on a pan-grouping scheme or a beam group arbitrarily indicated by a base station may be indicated through higher layer signaling such as MAC CE, and DCI may be indicated through TRI and MAC CE. The TPMI associated with the WB / SB may be indicated using the beams in the grouped group.
  • bit widths of WB and SB are set to be the same, but a bit width larger than SB is assigned to the bit width of WB, but SB is limited to a specific bit width (for example, lbit indication). This can also reduce overhead.
  • Proposal 3 In case of SB unit reporting, as the number of SBs increases, the size of the TPMI increases, so to solve this problem, the SB mode transmission may be previously set / scheduled to perform subsampling. In this case, the information on the subsampling may be previously promised between the terminal and the base station, or may be indicated to the terminal through an upper layer such as MAC CE or a codebook subset limiting scheme to be described later.
  • the proposed scheme may be used / applied for the purpose of reducing overhead of UL / DL transmission based on a dual covebook structure.
  • TRI + TPMI When TRI + TPMI is indicated by a single DCI and the size of the TPMI is changed according to the TRI, the TRI + TPMI may be co-encoded and transmitted to enjoy the overhead.
  • TPMI may be divided into TPMI1 (corresponding to W1) and TPMI2 (corresponding to W2) (hereinafter, collectively referred to as ' ⁇ ' and 'TPMI2').
  • TRI / TRI + TPMI1 may be indicated by a single DCI
  • TPMI2 and / or location information of a corresponding SB
  • MAC CE may be indicated by MAC CE.
  • TRI / TRI + TPMI 1 may be indicated as MAC CE or the like, and TPMI2 may be indicated as DCI.
  • This embodiment may be advantageously applied when RI or TPMI changes relatively less dynamically, such as when the number of SBs is small (eg, two) or in WB transmission mode.
  • DCI When indicated as dual DCI, DCI may be configured / divided into 1 st DCI and 2 nd DC. If 1 st DCI has a higher priority than 2 nd DCI and / or 2 nd DCI is indicated as long term relative to I st DC ⁇ , TRI is included in 1 st DCI for higher protection.
  • TPMI1 may be included in the 2 nd DCI.
  • TPMI2 may be included in the 2 nd DCI.
  • TRI, TP I1, and TPMI2 information related to precoding may have dependencies with each other, even if the UE cannot decode at least some of the information, TRI, TPMI1, and TT indicated based on previously received information.
  • Black is the default behavior so that transmissions in Tank 1 and / or WB mode may be promised / set in advance between the base station and the terminal.
  • a 4-port codebook may be applied to each panel (resource), and the codebook structure is shown in Equation 32.
  • Frequency-selective precoding is usually performed in a dual stage codebook structure, where the selection and phase-matching in SB units are performed using (or with respect to) the beams present within the group of W1.
  • L beams constituting the W1 group in a situation where the frequency selective characteristic is large or black or BW is very wide, it may be desirable to set a large value of L to reflect the frequency selective characteristic well in the codebook.
  • the base station may indicate the L value to the terminal in consideration of the frequency selectivity, or may recommend the L value preferred by the terminal to the base station.
  • a Class A codebook as a UL codebook may be considered.
  • the TPMI indicated by the DCI increases linearly according to the number of SBs, in order to limit this, it may be limited to using only 'Conf ig 1' having the smallest SB payload size.
  • the rank 1 precoder of Table 17 may be used when WB TPMI is used for 2Tx.
  • codebook index may be referred to as "TPMI index”.
  • TPMI indexes 0-3 for rank 1 and TPMI indexes 0 and 1 for rank 2 may be used. Also, select the next two antenna ports One mechanism may be supported.
  • TPMI indexes 4 and 5 for tank 1 and TPMI index 2 for tank 2 are used for CP -OFDM.
  • For 2TX can be a Rel-15 of the TPMI, SRI, TRI transmission using 'the size of the single stage DCI set to a half static.
  • the DCI size including TPMI, TRI and SRKO does not depend on the PUSCH resource allocation of the single stage DCKO.
  • the following scheme may be considered as a method of processing port selection in a codebook.
  • a port combining codebook and a port selection codebook are distinguished and may be signaled to higher layers, respectively. That is, a combination of ports with coefficients other than codebook 0 on all ports, such as a port selection codebook with an antenna turn-off function represented by a UL LTE codebook (or a subset thereof) and a codebook represented by a Household codebook / NR DL Type I CSI. Which of the codebooks is to be used may be higher layer signaled by RRC or the like.
  • the port selection codebook UEs that have been configured with a framed SRS (when extended to UL similarly to Class B of LTE eFD-MIMO) may use Can be.
  • this S-book is a codebook represented by the union of the port combining codebook and the port selection codebook.
  • TRI and TPMI may be independently encoded or co-encoded.
  • port selection may be allowed only below a certain rank (eg, rank 1 or 2) to reduce the overhead of DCI. If the A scheme is used and the port selection codebook is set and the TRI is indicated as 3 or 4, the terminal may recognize the indicated TPMI as the TPMI corresponding to ranks 3 and 4 of the port combining codebook.
  • the present scheme has an object of reducing overhead in case the TPMI size becomes very large due to the frequency selective precoding / multi-panel operation described above. Therefore, in the case of the present scheme, it may be considered that the codebook is reconfigured / subsampled, for example, into a codebook including a specific angle and domain preferred by the terminal. In this case, the size of the reconstructed and / or subsampled codebook is small compared to the existing codebook. Therefore, the effect of reducing the payload size occurs.
  • higher layer signaling eg, DCI
  • Codeword (Beam) Unit In this method, the entire codeword constituting the UL codebook for the Cell-Specific Reference (CSR) indication is indicated to the terminal by a bitmap or the like. Thus, the number of bits used for the CSR will be L 1+ L 2+ ... + L X. Where Li is the number of codewords in the i-layer.
  • a preamble GoB (grid of beam) may be indicated with a value of N1N20102.
  • N1, N2, 01, and 02 are the number of antenna ports and oversampling of the first and second domains in X-pol, respectively.
  • CSR for a specific domain or CSR for a specific angle For example, if there is very little angular spread for the vertical domain, the codebook for the vertical component may not have a significant impact on performance.
  • the base station may find out the channel between the terminal and the base station through measurement / monitoring, or the terminal may recommend it to the base station.
  • Codebook Config Unit When the terminal uses a plurality of codebook c ifig, the terminal may recommend the codebook or non-preferred codebook to the base station.
  • Tank unit When the CSR instruction comes down to a specific tank, the terminal does not use the codebook corresponding to the rank.
  • One tank and two tanks may be combined for each tank to indicate a CSR. That is, for each rank, a beam / bum group to which codebook subset restrictions apply (for example, due to UE coherent transmission capability, etc.) ) May be indicated independently.
  • the bitmap of B_rankl may be set to 2 bits. If "11", the codebook indexes 0 to 5 are set, and if "01", the codebook indexes 4 to 5 are set. Can be promised / set by using
  • the 2-bit bitmap of B_rank2 may be promised / set by using codebook indexes 0 to 2 when "11" and only codebook index 2 when "01".
  • the beam / beamgroup may be indicated in the form of co-encoding rather than in the form of a bitmap. For example, if 1 bit size is defined for the indication, "0" means “01" in the 2-bit bitmap example, and “1” means “11” in the 2 -bit bitmap example. Each may be defined as indicating.
  • the independent instructions for each tank are expressed. If the defined bitmap sizes are the same, all tanks may be limited to one bitmap (ie, all rank limits may be indicated through that bitmap).
  • W2 unit In the case of a dual stage codebook, a specific phase-match or a codebook such as LTE DL Class B, the W2 corresponding to the W2 word may be limited for the purpose of limiting the use of a specific port. In this case / the terminal may assume the tank-1 restriction, or information corresponding to the rank may be indicated to the terminal together.
  • Panel unit When the codebook includes a panel instruction, the base station may instruct the terminal to CSR to limit the use of codewords to the specific panel for the purpose of limiting transmission of the specific panel (i.e., panel on / of f as a codebook subset limit)
  • the base station For most CSRs, it is natural for the base station to instruct the terminal. However, in the process of the UE performing CoMP operation such as JT or JR (Joint Reception), when each panel interferes with each other, for the purpose of controlling the UE, the terminal transmits the CSR of the proposed scheme to each base station. I can recommend it.
  • a terminal has two panels, and the best corresponding Rx panel for each panel is different (the preferred panel / TRP for each panel is different), between the two panels / TRP and the terminal. That is, for example, consider a case where link 2 fails when link between TRP1 and terminal panel 1 is link 1 and link between TRP2 and terminal panel 2 is link 2.
  • the terminal views link 2 and may combine more robust transmissions by combining the ports of panel 2 for link 1.
  • the terminal can recommend the base station refrain / prohibit the use of the beam when combining the panel.
  • This example can be applied even in case of a single pair link failure due to blockage. That is, for the purpose of enjoying the interference of other TRP / panel, the terminal may recommend to the base station not to use TPMI, digital and / or analog range that greatly interferes with the other TRP / panel.
  • At least single stage DCI may be used.
  • NR 4Tx codebook for wideband TPMI and CP-OFDM one of the following alternatives may be selected:
  • Alt 2: Rel-15 DL may have additional entries:
  • Alt 3: Rel-8 DL may have additional entries:
  • NR supports three levels of UE functionality for UL MIMO transmission:
  • Port pairs can be transmitted coherently.
  • TPMI codeword of the codebook may be used by the gNB.
  • Non-Coherence All ports that target the SRS resource's ports are not transmitted coherently.
  • Partial Coherence Can coherently transmit port pairs to ports of SRS resources.
  • codebook based transmissions using multiple SRS resources may be volunteered.
  • Inter-SRS resource transmission Two DCIs may be used, and one TPMI may be used per DCI. In addition, one TPMI / TRI may be signaled per SRS resource, and selection of several SRS resources may be indicated. At least one SRS resource is set, and additional 4TX rank 1 codebooks such as Table 19 below may be supported for DFT-S -OFDM:
  • LTE 4Tx Rank 1 UL codebook for TPMI 0-15 may be supported.
  • an additional codeword for antenna port and selection may also be supported.
  • the terminal may additionally report capability information related to coherence transmission to the base station.
  • the base station in order for the base station to set a codebook in the terminal, the number of (maximum) antenna ports in the panel (or port group) (# of (maximum) antenna port in a panel (or port group)), the number of panels (# of a
  • the capability information may be further considered in addition to information such as antenna setting, antenna polarization, etc.). Capabilities of these terminals have various values depending on the implementation of the terminal, and much effort is required to embody them.
  • the present specification proposes to report to the base station the capability of the UL codebook subset restrictions preferred by the terminal.
  • the UL codebook subset restriction may be a codebook to which the codebook subset restriction is applied in the codebooks described above.
  • a 3-bit capability report can be given as shown in Table 20.
  • Table 20 shows the codebook subset Is an example of a limitation, and Table 21 is an example of a two-port codebook used for the definition of table > Table 20
  • the two-port codebook of Table 21 and the four-port codebook described below were used for the definition of Table 20.
  • a status of "000” or "001" illustrates aggregate ranking by rank. Independently rank by ability, tank-specific reporting fields are independently Can be defined / set.
  • the capability of the terminal may be reported in an independent capability field (depending on the type of waveform). If the Tank 1 codebook is the same regardless of the waveform (for example in the case of 2-port), since the same rank 1 codebook is used regardless of the waveform, the capability may be reported in the same state in the same field, and the base station may Can be reflected in all waveforms. In the case of 4-port, since different codebooks may be used according to waveforms, it may be desirable in terms of flexibility to report the capability of the UE in an independent capability reporting field.
  • the capability field of the terminal may be divided into independent fields according to the type of TPMI, that is, whether it is WB TPMI or SB TPMI.
  • bitmap For higher flexibility, the manner in which the capabilities of the terminal are indicated in bitmap format may be considered.
  • B_DFT-S -OFDM it may be indicated by a bitmap (DFT-s -OFDM related bitmap).
  • DFT-s -OFDM related bitmap For example, in the case of 2-port, it may be indicated by a 2-bit bitmap corresponding to lbit corresponding to TPMI indexes 0 to 3 and lbit corresponding to TPMI indexes 4 to 5.
  • the 2-bit bitmap is '11', the terminal indicates that the TPMI index 0 to 5 can be used as the capability of the terminal.
  • bitmap is '01', the terminal indicates the TPMI index 4 to 5 as the capability of the terminal.
  • the capability of the terminal may be indicated by a 3bit bitmap. If the 3bit bitmap is "ill", the TPMI index is 0 -27 and the "O il” is the TPMI index 16 -27. Each can be indicated that this is available.
  • B_CP-OFDM a bitmap for each tank may be added.
  • the bitmap size of each tank may be different. That is, B_CP-OFDM may be configured by the union of each tank bitmap.
  • B_CP-OFDM is ⁇ B__CP- OFDM_rankl, B_CP-OFDM_rank2, B_CP-OFDM_rank3, B_CP-
  • the UE may report the capability in a single bitmap, that is, B ⁇ CP-OFDM.
  • the capability according to the number of ports may be reported as an independent bitmap, and the reported bitmap (more specifically, the number of independent bitmaps) may be set according to the maximum number of ports supported.
  • TRI in LTE, it can be co-encoded with TPMI and indicated by DCI of 5-6 bits.
  • NR supports CP-OFDM, scrambling antenna port (s) and DLs over a DL-related DCI for indicating information about DMRS.
  • the identity and the number of layers may be indicated as shown in Table 22. Table 22
  • information such as antenna port (s), scrambling identification, and number of layers may be indicated in UL related DCI.
  • an indication of information on a layer for example, information on a TRI
  • TRI is the field and TPM ⁇ is independent / independent.
  • the field may be encoded and indicated.
  • the TPMI size of the rank 1 is the largest, the TPMI size can be set to match the tank 1, the TPMI floating on the ranks 2-4 design the codebook to best fit the set TPMI size, or the tank than the TPMI size If the number of TPMIs is small (e.g. for tank 4 of 4-port, the maximum number of TPMIs is £ 1 ⁇ 11 rank), so the number of TPMIs is, for example, 1 to 3,
  • TPMIi and TRIi represent TPMI and TRI of the i-th SRS resource, respectively.
  • TRI may be collectively indicated for two SRS resources, and TPMI may be independently indicated for each resource indicated by each SRI.
  • TRI may be indicated in the DMRS table, as described above.
  • the TRI may be interpreted as a total rank transmitted by the terminal by UL.
  • additional directives eg lbit directives
  • rank 2 transmission may be performed on one selected resource, or tank 1 transmission may be performed for each resource.
  • SRI state the selected resource for which tank 2 transfer is performed
  • tank 1 transfer is performed in each resource, so no ambiguity occurs. Do not.
  • each member can be understood to make rank 2 transmission.
  • the number of ports used for the total (UL) UL transmission is 4, an example of the case where two SRS ports are provided in each of the two resources.
  • the DCI may be configured to include at least one of the following.
  • decoding of the DCI may be performed in a DMRS field-> TPMI order.
  • a TRI is embedded in the DMRS table, since there is no need for an indicator for the TRI, the sole field of the TPMI is used, reducing the overhead of DCI and at a higher rank.
  • the number of codewords for the system is not greatly limited, and the performance of higher tanks can be improved.
  • the DMRS configuration shown in Table 24 is used in UL codebook based transmission.
  • the port group as shown in Table 24, index 0 to 5 for tank 1 (single tank) transmission, index 6 to 9 for rank 2 transmission, index 10 for tank 3 transmission, and rank 4 transmission for tank 3 transmission Index 11 may be used respectively. Therefore, a DMRS field bit-width of up to 3 bits (since 6 is the largest index corresponding to tank 1) is required. This is as much as lbit compared to the case where the bit size / width of the existing DMRS table illustrated in Table 24 below is not reduced (that is, the 4-bit DMRS field is used as it is and all 11 indexes are signaled). This can reduce the size ratio.
  • decoding of the DCI may be performed in the order of TRI + TPMI-> DMRS field.
  • Rel-15 DL may have additional items:
  • Alt 3: Rel-8 DL may have additional entries:
  • the UL codebook is used as it is, so in the case of tank 1, it may be considered to use the previously proposed codebook (for example, Table 19). Can be. Then, the size of the entire TPMI is 5 bits, the maximum for each rank
  • the codebook may be defined as shown in Table 25.
  • Codeword indices 0 to 15, defined in Table 25, are codewords suitable for performing partial-coherent transmission in which four ports are paired and transmitted two by rank, that is, partial-coherent codewords. )to be.
  • the codewords in codebook indexes 16-23 are port-binding codewords that use all four ports (i.e., full coherence codewords) and are part of the LTE or NR DL codebook, and codes in codebook indexes 24-29.
  • a word is a codeword suitable for all four ports to perform non-coherent transmissions (ie, non-coherent codewords).
  • the codebook may be configured as shown in Table 27.
  • codeword indexes 12 through 15 are ports that use all four ports.
  • the combined codeword is part of an LTE or NR DL book ⁇ and is an example of a suitable codeword (i.e. full coherence codeword) when four ports are coherently transmitted.
  • suitable codewords ie non-coherence codewords
  • codeword indices 0-11 in this table are examples of suitable codewords (ie, partial-coherent-codeword) when four ports are part-coherent transmitted.
  • the power scaling factor is considered to turn off the antenna, and as another scaling factor, for example, ⁇ may also be considered.
  • some or all of the Rel-8 LTE DL house-hold codebook may be included / used to increase the granularity of the remaining state.
  • a rank 4 codebook example is shown in Table 28.
  • Codeword indexes 1-4 in this table are port-binding codewords that use all four ports (ie, full 'coherence codewords). This is an example where four ports are coherent.
  • some or all of the Rel-8 LTE DL house-hold codebook may be included / used to increase state granularity. In particular, since tank 4 is a whole tank transmission, performance is not expected to improve much even if the granularity is increased. Therefore, in order to reduce the complexity of the terminal, a specific number (for example, three) of codewords (for example, 0 , Consisting of 1 and 3 codewords).
  • codebook subset limitation indicated by coherence capability reporting eg, full coherence, partial-coherence, non-coherence
  • higher layer signaling of the terminal This can change the payload of the TPMI.
  • the payload reduction effect may correspond to a case where the sum of the TPMIs for each tank according to each coherence capability is reduced.
  • TRI and TPMI 7 ⁇ are individually encoded, the maximum value of the TPMI size for each tank should be reduced to reduce the payload of the TPMI. Therefore, it is proposed to limit the maximum TPMI size according to each coherence capability. For example, the following example may be considered.
  • the codebook may be defined as shown in Table 29.
  • the codebook may be defined as shown in Table 30.
  • a codebook may be configured by selecting (eg, 24-27) four of the codeword indexes 24-29 of the Tank 2 codebook of Table 30. Then, the additional four states to fit the 5bit size may be configured as shown in Equation 34 or selected from eight states defined in Equation 35.
  • the codebook may be defined as shown in Table 31.
  • the codebook may be defined as shown in Table 32.
  • Codewords 4-7 in the Tank 4 codebook can be interpreted as performing Layer 2 transmissions on each of the two panels. That is, the codebook of Table 32 is a codebook in which the antenna ports ⁇ 1,3 ⁇ and ⁇ 2,4 ⁇ perform layer 2 transmission, respectively, and may be used for the purpose of covering the multi-panel codebook.
  • the larger the layer the less the benefit from the granularity of the codebook.
  • the tank 4 transmission may show a performance that does not lag significantly behind when using various codebooks even if only 1-2 codewords are used. Therefore, when the codebook is composed of a combination of the proposed codebooks or a subset thereof, as the layer grows, all of the size of the set TPMI (5 bits in the above embodiment) may not be used, and an unused bit / state is an error. Can be used for detection. Also, fewer bits / states reduce the complexity of TPMI computations for the base station. There is an advantage.
  • Partial coherence codebooks are codewords other than full coherence transmission codewords (ie, partial-coherence (transmission) codewords, non-coherence (transmission) codes) in the proposed full coherence codebook. At least some of the words) may be selected and configured.
  • the partial coherence codebook is a codeword of index 16-27 for tank 1, codewords of index 0-11 and 28-31 for tank 2, rank in the proposed full coherence codebook. For 3, 11 and 28-31 codewords, rank 4 may consist of 4-12 codewords. In this case, the maximum number of codewords is 16, and 4 bits may be allocated.
  • Non-coherence codebooks are codewords (i.e., non-coherence (transfer) codewords) except for the complete (or partial) coherence (transmit) codeword in the proposed full (or partial) coherence codebook. At least some of) may be selected and configured.
  • a non-coherence codebook is a codeword of index 24-27 for rank 1, codeword of index 28-31 for tank 2, and index for tank 3, in the proposed full ⁇ hearance codebook.
  • Codeword of 28-31, tank 4 may be composed of the codeword of the index 12. In this case, the maximum number of codewords is four, and 2 bits may be allocated.
  • the complete coherence codebook may be composed of a full coherence transmission codeword, a partial coherence transmission codeword and a non-coherence transmission codeword
  • a partial coherence codebook A may be composed of a partial coherence transmission codeword and a non-coherence transmission codeword
  • a non-coherence transmission codeword may be composed of a non-coherence transmission codeword
  • the type of UL codebook may include a full coherence codebook, a partial coherence codebook, and a non-coherence codebook, and a UL codebook (ie, a full coherence codebook) may be a full coherence (transmission) code.
  • Word, partial coherence (transfer) codeword, and non-coherence (transfer) codeword may be referred to as a 'precoding matrix'.
  • DFT—s-OFDM and CP-OFDM are configured in separate DCI formats
  • the proposal can be applied to the DCI format configuration for CP-OFDM.
  • the design of the DCI field may be preferably integrated into the waveform. Therefore, when CP OFDM is changed to DFT-s-OFDM, fields indicating information such as antenna port (s), scrambling identification, and number of layers in the UL-related DCI can be changed and interpreted in Table 33.
  • Table 33 is a table that maps a cyclic shift field of a UL related DCI format to " DMR and block (I)".
  • the terminal may report the capability to the base station whether or not to transmit a specific X dB (eg, 3 dB) or less from the maximum transmission power of the terminal, which is a normalization factor of non-coherent transmission.
  • a specific X dB eg, 3 dB
  • the normalization factor can be considered in determining.
  • the normalization factor may be set to a value other than 2 or 1, or may be pre-defined / defined with a specific value (for example, ⁇ ) in advance.
  • a codeword used for each SB may vary.
  • a particular SB's TPMI can be based on a codebook that uses all ports (for example, a full coherence codebook), while another particular SB uses a codebook that uses some ports (for example, Partial coherence codebook).
  • the number of ports used for each SB is different, the UL power control becomes very complicated. Accordingly, the number of ports used in the SB may be determined by the WB (which may be signaled in the form of a port selection codebook or in a bitmap form), and the SB TPMI may be limited to consider only codebooks that use all the number of ports indicated by the WB. Can be.
  • Codebook based transmission for UL is supported via signaling of at least the following UL grants:
  • TPMI TPMI + TRI
  • TPMI is used to indicate the preferred precoder over the SRS port of the SRS resource selected by the SRI. There may be no SRI when a single SRS resource is established. The TPMI is used to indicate the preferred precoder through the SRS port of a single configured SRS resource.
  • Alt 1 SB TPMI is signaled to the UE through DCI only for the PRB allocated for a given PUSCH transmission.
  • SB TPMI is signaled to the UE via DCI for all PRBs of UL, regardless of the actual RA for a given PUSCH transmission. ⁇ However, no other alternative is excluded. If dual stage codebooks are supported, the SB TPMI may correspond to W2.
  • WB TPMI may or may not be signaled with subband TPMI.
  • WB TPMI may or may not be signaled with subband TPMI.
  • NR For the UL codebook design, one of the following two structures can be supported in the NR:
  • LTE Long Term Evolution
  • SC- OFDM SC- OFDM
  • design constraints such as maintaining PAPR and CM (ie, CM should not increase with multi-layer transmissions).
  • the LTE UL codebook includes zero entries for each codeword.
  • CM retention restriction cannot be a key design goal of the UL codebook.
  • support for UL frequency selective precoding for CP- OFDM has been negotiated. Therefore, it is natural to consider the UL dual-stage codebook (like DL, ie, W1W2) as one design criterion for solving the control channel overhead problem for frequency selective UL-MIMO scheduling.
  • the final UL precoder (W) per SB can be decomposed into a WB PMI component (W1) and a vocal SB PMI component (W2).
  • the WB PMI component W1 may comprise a beam / beam group
  • the SB PMI component W2 may comprise a beam selector and / or a phase-matching component (eg, for an x-pol antenna). It may include.
  • W1 can be configured with DFT category (s), which is particularly good for SU-MIMO.
  • the gNB has a uniform linear (or planar) array antenna element / panel, unlike TRP, the UE may have any discrete antenna element / panel, so low antenna correlation may be expected.
  • the NR UL codebook should be designed taking into account the antenna placement and structure of the UE, which means that the UL codebook should perform well for any UE antenna placement and structure.
  • the household codebook may be considered, but with regard to frequency selective precoding, the TPMI signaling overhead may increase with the number of SBs set in.
  • a dual stage structure A household codebook can be considered: In this design, W1 is defined by each beam by gNB from the household codebook.
  • W2 may perform beam selection requiring only l0g2 bits per SB.
  • the NR UL codebook can be used for any UE antenna placement and structure. Since it should be designed to perform well, the DL household codebook including beam grouping for the 1) 1 " codebook can be considered.
  • panel selection and / or combining may be considered for robust transmission in case of fast UE rotation, blockage and the like.
  • This kind of panel selection and / or combining function can be supported by W1 or W2. In this case, the following three factors for the UL codebook design should be considered.
  • the codebook structure can still be complex.
  • SRI can be used for panel selection or antenna port group selection since antenna ports of different panels on the UE side can have different average RSRP values. This means that the antenna ports of different panels can be independently supported by different resources.
  • the UL codebook is designed assuming a single panel, and SRI can be used as a panel selection function.
  • the NR can support indication of the selection of multiple SRS resources.
  • panel combining functionality may be considered. Panel combining plays an important role in increasing the beamforming gain by applying an inter-panel corrector appropriate for phase and / or amplitude. Thus, panel bonding If multiple SRS resources are indicated for functionality, then an additional TPMI for the panel calibrator should be introduced.
  • the UL codebook can be designed assuming a single panel, SRI can be used as a panel selection function.
  • SRI can be used as a panel selection function.
  • an additional TPMI for the inter-panel phase / amplitude compensator should be introduced.
  • the SRI may indicate multiple selection of SRS resources that may support multi-panel joint transmission in the UL.
  • each panel transmission associated with each indicated SRS resource may target a different UL reception point in the context of UL-CoMP.
  • the NR network should be able to calculate at least the correct MCS for each layer group corresponding to different SRS resources using a separate power control process for each SRS resource.
  • multiple ULPC processes for a UE need to be supported, and each ULPC process may be associated with at least one SRS resource configured in the UE. For example, configured SRS resource IDs # 1 and # 2 may be associated with the same ULPC process A, and other set SRS resource IDs # 3 may be associated with another ULPC process B.
  • SRS resources # 1 and # 2 following the same ULPC process A may be dynamically selected by the SRI indication agreed in the UL grant.
  • SRS resource by SRI field in UL approval If # 1 (including the corresponding TPMI / TRI) and # 3 (including the corresponding TPMI / TRI) are jointly indicated, for example, this is a UL multi-panel transmission divided into layer groups and a UL-CoMP joint on the gNB side It can be interpreted as a receive operation.
  • two-level DCI can be considered as one of the alternatives, and the advantages and disadvantages may differ depending on the details of the two-level DC ⁇ .
  • Three versions of the two-level DCI can be discussed as follows with respect to the delay problem, the DCI decoding failure problem, and the DCI overhead.
  • DCI Transmission Timing Two DCIs are transmitted in the same subframe.
  • Option 2 Two DCIs are transmitted in the same subframe.
  • DCI transmission timing one or more secondary DCIs representing the primary DCI are transmitted (or later) in the primary DCI transmission subframe.
  • option 2 may not be desirable, This is because the UL grant information may be delivered in several subframes after SB PMI delivery. Since the motivation to introduce such a frequency selective UL precoder is to achieve accurate UL link adaptation using the frequency domain, it is desirable that the entire set of scheduling information be delivered instantaneously to the UE when scheduled for UL transmission. .
  • the instruction ⁇ since two DCIs are transmitted in the same subframe, there is no delay problem. For all instructions, complete information about UL scheduling is split into two DCIs, so the UE cannot transmit UL data unless it can decode one of the two DCIs.
  • option 2 if the UE fails to decode the primary DCI, some secondary DCIs referring to the primary DCC may be wasted. To solve this problem, an appropriate mechanism for reporting the decoding result of the primary DCI to the gNB may be needed.
  • the SB PMI is directed through the secondary DCC only for all scheduled SBs, not all SBs, so that DCI payload size is adaptively reduced when a small RB is allocated to the UE.
  • the SB PM for all SBs must be indicated via the primary DCI, since the secondary DCI (including UL grant) can be signaled after the primary DCI transmission. In this design, overhead savings can be achieved in units of time. In other words, the progressive DCI can be multiplexed to save DCI overhead.
  • Single DCI UL approval such as SB PMI (s) and LTE DCI 0/4 for assigned RB (s)
  • Single DCI UL approval such as SB PMI (s) and LTE DCI 0/4 for all RB (s)
  • the options 3 and 4 may need to include more payload in a single DCI. Even in option 3, it is desirable to maintain the same payload size, regardless of the allocated RB size, in order not to increase DCI BD overhead. As a result, the DCI size for option 3 is determined based on the case where the allocated RB is wideband and the DCI sizes for options 3 and 4 are the same.
  • the compression method for the SB PMI payload should be investigated along with the codebook structure.
  • the final UL precoder W per subband can be decomposed into a wideband PMI component W1 and a corresponding subband PMI component W2.
  • the UL scheduling DCI then includes one wideband W1 and multiple SB W2.
  • codebook subsampling can be considered.
  • the SB PMI payload can be compressed in a similar manner. More specifically, the codebook subset for the SB PM ⁇ is limited based on the WB PMI, and the subset is composed of PMIs highly correlated with the WB PMI.
  • FIG. 17 is a flowchart illustrating a PUSCH transmission operation of a terminal according to an embodiment of the present invention. The above description / embodiments described above may be applied in the same or similar manner with respect to the flowchart.
  • the terminal may receive a DCI for UL transmission scheduling (S1710).
  • the DCI may include TPMI which is information about an index of a precoding matrix selected for PUSCH transmission of the UE as precoding information.
  • the DC ⁇ may further include RI, which is information on a layer used for PUSCH transmission of the UE, in which the RI may be co-encoded with the TPMI and included in the DCI.
  • the predefined DMRS field / table (in the DCI) to determine the DMRS port may be sized differently according to the RI co-encoded with the TPMI.
  • DMRS The field / table can be / encoded / decoded / interpreted / defined / set differently based on the RI.
  • the TPM may be indicated for each SRS resource set in the terminal, and the RI may be commonly indicated for the set SRS resources.
  • TPMI and RI may be commonly indicated for all SRS resources configured in the terminal.
  • the TPMI and RI may be indicated for each SRS resource set in the terminal.
  • the UE may perform codebook based PUSCH transmission based on the precoding information (S1720).
  • the codebook includes a first group of non-coherent precoding matrices for selecting only one port for each layer, in at least one layer.
  • a second group of partial-coherence precoding matrices for selecting two ports, and / or a third group of full-coherence precoding matrices for selecting all ports for each layer Can be.
  • the non-coherence precoding matrix is a matrix containing one vector with a non-zero value per column
  • the partial—coherence precoding matrix is a non-zero value in at least one column.
  • a matrix containing two vectors with s, and a full-coherence precoding matrix may each represent a matrix containing only vectors with non-zero values.
  • the codebook is based on the CP—OFDM waveform It may be a codebook.
  • the terminal may receive the restriction information of the number of layers used for PUSCH transmission from the base station.
  • the UE may receive restriction information on the maximum number of layers available for PUSCH transmission from the base station through higher layer signaling (eg, RRC). In this case, the UE does not use the codebook corresponding to the restricted layer when transmitting the PUSCH.
  • the size of the field in which TPMI and RI are co-encoded may be determined based on the limit information of the number of layers.
  • the terminal may receive the restriction information of the precoding matrix usable for the PUSCH transmission in the codebook.
  • the restriction information of the precoding matrix may be signaled / generated to indicate the precoding matrix usable for PUSCH transmission in the group (eg, the first to third groups) or in the individual precoding matrix.
  • the size of the field in which TPMI and RI are co-encoded may be determined. That is, a field / table co-encoded by TPMI and R ⁇ may be / encoded / decoded / interpreted / defined / set differently based on the restriction information of the precoding matrix.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a wireless communication device according to an embodiment of the present invention. To illustrate.
  • a wireless communication system includes a base station 1810 and a plurality of terminals 1820 located in an area of a base station 1810.
  • the base station 1810 includes a processor 1811, a memory 1812, and a radio frequency unit 1813.
  • the processor 1811 implements the functions, processes, and / or methods proposed above. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 1811.
  • the memory 1812 is connected with the processor 1811 to store various information for driving the processor 1811.
  • RF section 1813> Is coupled with the processor 1811 to transmit and / or receive wireless signals.
  • the terminal 1820 includes a processor 1821, a memory 1822, and an RF unit 1823.
  • the processor 1821 implements the functions, processes, and / or methods proposed above. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 1821.
  • the memory 1822 is connected to the processor 1821 and stores various information for driving the processor 1821.
  • the RF unit 1823 is connected to the processor 1821 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the memories 1812 and 1822 may be internal or external to the processors 1811 and 1821, and may be connected to the processors 1811 and 1S21 by various well-known means.
  • the base station 1810 and / or the terminal 1820 is a single antenna (single antenna) Alternatively, the antenna may have multiple antennas.
  • 19 is a diagram illustrating an example of RF models of a wireless communication device to which the method proposed in the present specification can be applied.
  • FIG. 19 shows an example of RF models that may be implemented in a frequency division duplex (FDD) system.
  • FDD frequency division duplex
  • the processor described above processes the data to be transmitted and provides an analog output signal to the transmitter 1910.
  • the analog output signal is filtered by a low pass filter (LPF) 1911 to remove images caused by digital-to-analog conversion (ADC), and an upconverter ( Up-converted from baseband to RF by a Mixer, 1912, and amplified by a Variable Gain Amplifier (VGA) 1913, the amplified signal is filtered by a filter 1914, and a power amplifier Further amplified by Amplifier (PA) 1915, routed through duplexer (s) 1950 / antenna switch (s) 1960, and transmitted via antenna 1970.
  • LPF low pass filter
  • ADC analog-to-analog conversion
  • VGA Variable Gain Amplifier
  • the antenna 1970 receives signals from the outside and provides the received signals, which are routed through the antenna switch (s) 1960 / duplexers 1950 and the receiver 1920. Is provided.
  • the received signals are low noise amplifiers (Low Noise).
  • the down-converted signal is filtered by a low pass filter (LPF) 1926 and amplified by VGA 1927 to obtain an analog input signal, which is provided to the processor described above.
  • LPF low pass filter
  • a local oscillator (L generator) 1940 provides transmit and receive LO signals to the generate and up converter 1912 and down converter 1925, respectively.
  • Phase Locked Loop (PLL) 1930 also receives control information from the processor to generate transmit and receive LO signals at appropriate frequencies and provides control signals to LO generator 1940.
  • circuits shown in FIG. 13 may be arranged differently from the configuration shown in FIG. 19.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating still another example of RF modules of a wireless communication device to which the method proposed in this specification can be applied.
  • FIG. 20 shows an example of RF models that may be implemented in a time division duplex (TDD) ent 1 system.
  • TDD time division duplex
  • the RF model's transmission in the TDD system 2010 and the receiver 2020 are FDD
  • the structure of the transmitter and receiver of the RF modules in the system is the same.
  • the signal amplified by the transmitter's power amplifier (PA) (2015) is routed through a band select switch (2050), a band pass filter (BPF, 20S0), and an antenna switch (s) (2070). And is transmitted through the antenna 2080.
  • antenna 2080 receives signals from the outside and provides the received signals, which signals antenna switch (s) 2070, band pass filter 2060 and band select switch 2050. Routed through, and provided to a receiver 2020.
  • antenna switch (s) 2070, band pass filter 2060 and band select switch 2050 Routed through, and provided to a receiver 2020.
  • antenna switch (s) 2070, band pass filter 2060 and band select switch 2050 Routed through, and provided to a receiver 2020.
  • antenna 2080 receives signals from the outside and provides the received signals, which signals antenna switch (s) 2070, band pass filter 2060 and band select switch 2050. Routed through, and provided to a receiver 2020.
  • the embodiments described above are the components and features of the present invention are combined in a predetermined form. Each component or feature should be considered optional unless stated otherwise. Each component or feature may be implemented in a form not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention. The order of the operations described in the
  • 'A and / or B' may be interpreted as meaning at least one of A and / or B.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • one embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), and FPGAs. (f ield programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • one embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel ) 전송 방법에 있어서, UL (uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI (downlink control information)를 수신하는 단계; 상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하는 단계; 를 포함할 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 만말이 상향링크 데이터를 전송하기 위한 방법 및 이를 수행 /지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽위 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서.비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 (End- to— End Latency) ( 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입출력 (Massive MIMO : Massive Multiple Input Multiple Output ) , 전이중 ( In-band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
【발명의 상세한 설명】 【기술적 과제】
본 발명의 목적은 코드북을 기반으로 한 효율적인 단말의 UL 데이터 전송 동작 방법을 제안하기 위함이 목적이다.
또한, 본 발명의 목적은 CP-OFDM waveform을 기반으로 한 다양한 /효율적인 코드북을 새롭게 제안하기 위함이 목적이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel ) 전송 방법에 있어서 , UL (uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI ( downlink control information)를 수신하는 단계 ; 상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하는 단계; 를 포함하되 , 상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은, 각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 게 1 그룹, 적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분- 코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 2 그룹, 및 상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 3 그룹으로 구성될 수 있다.
또한, 상기 비 -코히어런스 프리코딩 행렬은 각 열 ( column)당 넌 -제로 값을 갖는 하나의 백터를 포함하는 행렬이며, 상기 부분 -코히어런스 프리코딩 행렬은 적어도 하나의 열에서 넌 -제로 값을 갖는 2개의 백터들을 포함하는 행렬이며, 상기 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬은 넌 -제로 값을 갖는 백터들만 포함하는 행렬일 수 있다.
또한, 상기 코드북은 CP-OFDM ( Cyclic Pref ix Orthogonal Frequency Division Multiplexing) waveform 기반 코드북일 수 있다. 또한, 상기 DCI는 상기 프리코딩 정보로서 상기 PUSCH 전송을 위해 선택된 프리코딩 행렬의 인덱스에 관한 정보인 TPMI (Transmitted Precoding Matrix Indicator) !- 포함할 수 있다.
또한, 상기 TPMI는 상기 PUSCH 전송에 사용되는 레이어에 관한 정보인 RKRank Indicator)와 함께 공동 ( j oint ) 인코딩될 수 있다.
또한, 상기 TPMI는 상기 단말에 설정된 SRS ( Sounding Reference Signal ) 자원별로 지시되되, 상기 RI는 상기 설정된 SRS 자원들에 대해 공통적으로 지시될 수 있다.
또한, 상기 TPMI 및 상기 RI는 상기 단말에 설정된 모든 SRS 자원에 대해 공통적으로 지시될 수 있다.
또한, 상기 TPMI 및 상기 RI는 상기 단말에 설정된 SRS '자원별로 지시될 수 있다.
또한, DMRS (Demodulation RS ) 포트를 결정하기 위해 상기 DCI 내에서 사전에 정의된 DMRS 필드는 상기 TPMI와 공동 인코딩된 상기 RI에 따라 상이하게 사이즈가 결정될 수 있다.
또한, 상기 PUSCH 전송 방법은, 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 레이어 수의 제한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 레이어 수의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다.
또한, 상기 PUSCH 전송 방법은, 상기 코드북 내에서 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬의 제한 정보를 수신하는 단계; 를 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 프리코딩 행렬의 제한 정보는 상기 그룹 단위 또는 개별적인 프리코딩 행렬 단위로 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 상기 프리코딩 행렬을 지시할 수 있다.
또한, 상기 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 양상은, 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )를 전송하는 단말에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛; 및 상기 RF유닛을 제어하는 프로세서 ; 를 포함하고, 상기 프로세서는, UL (uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI (downlink control information)를 수신하고, 상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하되, 상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은, 각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 1 그룹, 적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 2 그룹, 및 상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 3 그룹으로 구성될 수 있다. 【유리한 효과】
본 발명의 실시예에 따르면, 새로운 무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 UL 데이터 전송 동작을 효율적으로 지원할 수 있다는 효과를 갖는다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면 , 다양한 전송 동작 (포트별 비 - 코히어런트 전송 동작, 부분 -코히어런트 전송 동작, . 완전 -코히어런트 전송 동작 등)의 지원이 가능한 새로운 UL코드북이 사용된다는 효과를 갖는다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다. ■
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3— Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델올 예시한다 .
도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 self - contained subf rame 구조를 예시한다 .
도 12는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 13은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다. 도 14은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다. 도 15는 본 발명에 적용될 수 있는 단말 - gNB간의 개략적인 UL 데이터 전송 절차를 예시한다 .
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 SB TPMI 할당을 예시한 도면이다. 도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 PUSCH 전송 동작을 예시한 순서도이다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 . 도 19은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의
RF모듈의 일례를 나타낸 도이다. 도 20은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의
RF모들의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 ( terminal node )로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node )에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes )로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS : Base Station) '은 고정국 ( f ixed station) , Node B , eNB ( evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액서】스 포인트 (AP : Access Point ) , gNB ( next Generation NodeB) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal ) 1은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE (User Equipment ) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal ) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS ( Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , T (Wireless terminal ) , MTC (Machine -Type Communication) 장치 , M2M (Machine- to-Machine ) 장치 , D2D (Device- to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서 , 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다 . 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA ( code division multiple access) , FDMA ( frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC- FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 ( iMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다 . UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE ( long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E- UMTS ( evolved UMTS )의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC- FDMA를 채용한다. LTE-A ( advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 , 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 증 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A/NR ( 5G) - 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)어 1 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 ( radio f rame ) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s = l/ ( 15000 * 2048 )의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 Tᅳ f = 307200 *T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중 ( full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T— s = 0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 lms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB: Resource Block)을 포함한다 . 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC— FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s = lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크―하향링크 구성을 나타낸다.
【표 1]
Figure imgf000013_0001
표 1을 참조하면 , 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP:
Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와' 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 각 서브프레임 i는 각 T— sl0t=15360 *T_s = 0 . 5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2 i+l로 구성된다.
상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.
【표 2】
Figure imgf000014_0001
무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서 , 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소 (element )를 자원 요소 ( resource element )라 하고, 하나의 자원 블록 (RB : resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NADL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 ( control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH ( Physical Downlink Shared Channel ) °1 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH ( Physical Downlink Control Channel ) , PHICH ( Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel ) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다 . PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request )에 대한
ACK (Acknowledgement ) /NACK (Not - Acknowledgement ) 신호를 나른다 . PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI : downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH ( Physical Uplink Control Channel )이 할당된다. 더 H터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB : Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 ( slot boundary)에서 주파수 도약 ( frequency hopping)된다고 한다.
MIMO (Multi - Input Multi -Output )
MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다중 송신 (Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 '다중 입출력 안테나 '라 칭하기로 한다 .
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나 (ΜΒ^) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (ΜΙΜΟ) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 Ν_Τ개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트 ( transfer rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율 (R_i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.
【수학식 1】
Rt = {NT, N R )
즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 ( spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스 (Trelis ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N_T)와 수신 안테나수 (N R)의 곱 (N T X N R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다. 둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero- forcing) 수신기 MMSE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space -Time ) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space -Time ) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며 , 이 중 시공간 블록 부호 (Double - STTD) , 시공간 BICM ( STBICM) 등의 방식이 있다.
상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가존재하는 것을 가정한다 .
먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
2
【수학식 2】
Figure imgf000020_0001
한편, 각각의 전송 정보 s_l, s_2, s_N_T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 Ρ_1, Ρ_2, ... , Ρ_Ν_Τ라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 3】
S - ^\ S \ , Pl S 2,' ·',ΡΝ SN I
또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 p로 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 4】
Figure imgf000020_0002
한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N— T개의 전송 신호 x_l, x_2, ... , χ_Ν_Τ를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_l, x_2 x N T를 백터 x를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 5]
Figure imgf000021_0001
여기서, w_ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 ( Precoding Matrix)라 부른다. 한편 , 상술한 바와 같은 전송 신호 (X)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플렉싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나와 수신신호 y_l , y_2 , . . . , y_N_R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다. 【수학식 6】 y = b 2 , ' · .， !"
한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며 , 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저 , 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다 .
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
'【수학식 7】 또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터 N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 8 ]
H =
_
Figure imgf000022_0001
한편 , 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN : Additive White Gaussian Noise )가 더해지게 되므로, N R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 ri_l, n_2, n_N_R올 백터로 표현하면 다음과 같다.
【수학식 9]
η ^ [ηλ,η2,···,ηΝ^
상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다증 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.
【수학식 10】
Figure imgf000023_0001
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N_T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N_RXN_T 행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 탱크 (rank (H) )는 다음과 같이 제한된다 .
【수학식 11】
rank (H )≤ min (NT ,Ν r) 또한, 행렬을 고유치 분해 ( value decomposition)를 하였을 때 , 랭크는 고유치 ( eigen value )들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다 . 비슷한 방법으로 , 랭크를 SVD ( singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 ( singular value )들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '탱크 ( Rank) '는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 ( layer )의 개수 '는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다. 참조 신호 (RS : Reference Signal )
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 ( RS : reference s ignal )라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다 . 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM : Radio Resource Management ) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 ( dedicated RS )가 있다 . 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement )을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용된다. 수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI (Channel Quality Indicator) , ΡΜΙ (Precoding Matrix Index) 및 /또는 Ri (Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호 (cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)≤ 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specific RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
CSI-RS 구성 (configuration)
현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성 (configuration)에 관한 파라미터로서 antennaPortsCount , subf rameConf ig, resourceConf ig 등이 존재한다 . 이러한 파라미터들은, CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI- RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지, 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE (Resource Element) 위치 (예를 들어 , 주파수와 OFDM 심볼 인텍스)에서 전송되는지 등올 지시한다. 구체적으로, 기지국은 특정 CSI- RS 구성을 UE에 지시 /전달할 때 다음과 같은 내용의 파라미터 /정보를 전달한다.
- antennaPortsCount： CSI— RS들의 전송을 위해 사용되는 안테나 포트 수를 나타내는 파라미터 (Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals) (예를 들어, 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트들, 4 CSI-RS 포트들, 혹은 8 CSI-RS 포트들)
- resourceConfig: CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터
- subframeConf ig: CSI-RS7 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터
- p-C: CSI 피드백 CSI-RS를 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 관한 UE의 가정에 관하여, PC는 UE가 CSI 피드백을 도출할 때 CSI-RS EPRE에 대하여 PDSCH EPRE의 가정된 비율에 해당하고, ldB 크기 단위로 [-8, 15]dB 범위의 값을 취한다 (Regarding UE assumption on reference PDSCH transmitted power for CSI feedback CSI-RS, Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8, 15] dB with 1 dB step size)
- zeroTxPowerResourceConf igList： zero-power CSI-RS 구성에 관한 파라미터
- zeroTxPowerSubf rameConf ig： zero-power CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터 매시브 MIMO (Massive MIMO)
다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) , 에너지 효율 (energy ef f iciency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.
최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다 . 매시브 MIMO는 전 -차원 MI O ( FD-MIMO : Full -Dimension MIMO)로도 지칭된다.
LTE 릴리즈 (Rel : release ) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다 .
AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터 , 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 빔 제어 ( electronic beam control ) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 범 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.
AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다 . 일례로 , 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 ( 2D : 2 -Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 ( antenna elements )를 가치는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 7에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 7과 같이 N_t=N_v · N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다 . 여기서 , N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.
이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장 ( radio wave )이 수직 방향 (고도 ( elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 (azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 빔포밍으로 지칭할 수 있다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 8은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서 , 2차원 안테나 배열 (즉, 2D- AAS )를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다.
송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 웅용을 고려할 수 있다.
또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 ( antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 (cross polarization) 1-가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다 .
편파 (Polarization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (planar antenna array) 모델의 경우, 도 8과 같이 도식화할 수 있다.
수동적 안테나 (passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소 (element)에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 (radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 (spacing) 등과 같은 안테나 배치 (arrangement)에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.
도 9의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M, N, p)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.
M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polarization)를 가지고 있는 안테나 요소 (antenna element)의 개수 (즉, 각 열에서 +45° 경사 (slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45° 경사 (slant)를 가지고 있는 안테나요소의 개수)를 나타낸다.
N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다 . 도 11의 경우와 같이 교차 편파 (cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 ¾ (co-polarization) 경우
안테나 포트 (antenna port)는 물리적 안테나 요소 (physical antenna element)로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 (antenna port)는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS (Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나포트 6는 PRS (Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파 (cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 범포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도톡 할 수 있다 . 일반적으로 다중의 교차 편파 (cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 (column)로 구성되는 안테나 배열 (antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.
즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.
다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) (TXRU : transceiver unit ) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다. 、
안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴 (directional gain pattern)을 가질 수 있다.
기존의 송수신기 ( transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 ( TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일럿)와 함께 정의된다. 예를 들어 , 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI -RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI -RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI -RS 포트와 TXRU간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.
TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 ( ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 ( 2D TXRU virtualization)이 논의되며 , 이어 1 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
ID TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 ( column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.
2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 11의 안테나 배열 모델 구성 (M , N, P)에 상웅하는 TXRU모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서 , M— TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , M— TXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M_TXRUX NX P와 같다.
TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 12 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 옵션 - 1 : 서브 -배열 분할 모델 ( sub-array partition model )과 도 12 (b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션 -2: 전역 연결 (full-conrie ii0n) 모델로 구분될 수 있다.
도 10 (a)를 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.
도 10(b)를 참조하면, 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.
도 10에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (co- polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU개의 TXRU들의 신호 백터이다.
여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1- to-many)일 수 있다.
도 10에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.
CSI (Channel -State Information) - Reference Signal (CSI-RS) 정의
전송 모드 9가 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성을 설정받을 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)을 설정받을 수 있다. CSI-RS에 대해 nonzero 전송 전력을 가정해야 하는 UE를 위한 이하의 파라미터들은 각각의 CSI- RS 자원 구성에 대한 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다:
- CSI-RS 자원 구성 식별자 (UE에 전송 모드 10이 설정된 경우)
- CSI-RS 포트의 수
- CSI-RS 구성
- CSI-RS 서브 프레임 구성 I_(CSI-RS)
- CSI 피드백 (P_c)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE의 가정 (UE에 전송 모드 9가 설정된 경우)
- UE에 전송 모드 10이 설정되면, 각각의 CSI 프로세스에 대한 CSI 피드백 (P_c)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE 가정 . CSI 서브 프레임 세트들 C_(CSI,0) 및 C— (CSI,1)이 CSI 프로세스를 위한 상위 계층에 의해 설정되면, CSI 프로세스의 각 CSI 서브 프레임 세트를 위한 Pᅳ C가 설정됨.
- Pseudo-random시뭔스 생성기 파라미터 (n_ID) .
- UE가 상위 계층 파라미터 CSI— Reporting— Type를 설정받고, CSI 보고 타입이 CSI 프로세스에 대한 'CLASS Aᅳ로 설정된 경우, CDM 타입 파라미터.
- UE에 전송 보드 10이 설정된 경우, 아래의 파라미터들을 갖는 CRS 안테나 포트들 및 CSI-RS 안테나 포트들의 QCL type B의 UE 가정에 대한 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-rll:
- qcl-Scramblingldentity-rll .
- crs-PortsCount-rll . - mbsfn-Subf rameConf igList-rll .
P_c는 UE가 CSI 피드백을 도출하고 ldB 스텝 크기로 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 취할 때 , CSI-RS EPRE (Energy Per Resource Element)에 대한 PDSCH EPRE의 추정된 비율이며, 여기서 PDSCH EPRE는 셀 관련 RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율에 대한 심볼 수와 대응된다.
UE는 서빙 셀의 동일한 서브 프레임에서 CSI-RS 및 PMCH의 구성을 기대하지 않는다 .
프레임 구조 타입 2 서빙 셀과 4개의 CRS 포트의 경우, UE는 일반 CP (Cyclic Prefix)의 경우 [20 -31] 세트 또는 확장 CP의 경우 [16 -27] 세트에 속한 CSI-RS 구성 인덱스를 수신할 것을 기대하지 않는다.
UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트들 간에는 지연 확산, 도플러 확산, 도플러 시프트, 평균 이득 및 평균 지연에 대해 QCL 된다고 가정할 수 있다.
전송 모드 10 및 QCL Type B가 설정된 UE는, CSI-RS 자원 구성에 대웅하는 qcl-CRS-Info— rll과 연관된 안테나 포트 0-3을 가정할 수 있고, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 안테나 포트들 15-22은 도플러 시프트 (Doppler shift) 및 도플러 확산 (Doppler spread)에 대하여 QCL되었다고 가정할 수 있다.
UE에 전송 모드 10 및 상위 계층 파라미터 CSI- Reporting -Type이 설정되고, CSI-Reporting-Type는 'CLASS B'로 설정되고, CSI 프로세스를 위해 구성된 CSI-RS 자원의 개수가 하나 이상이고, QCL type B가 설정된 경우, UE는 상위 계층 파라미터 qcl— CRS— Info-rll과 상이한 값을 갖는 CSI 프로세스에 대한 CSI -RS 자원 구성을 수신할 것을 기대하지 않는다.
CSI -RS 전송을 위해 구성 /설정된 서브 프레임에서, 참조 신호 시퀀스 n,ns (m) 는 안테나 포트 p의 참조 심볼들로 사용되는 복소수 값 ( complex- valued) 변조 심볼들 에 매핑될 수 있다. 이러한 매핑은 상위 계층 파라미터 CDMType에 의존한다.
CDMType이 CDM4에 해당하지 않는 경우, 아래의 수학식 12에 따른 매핑이 수행될 수 있다.
【수학식 12】
Figure imgf000037_0001
CDMType이 CDM4에 해당하는 경우, 아래의 수학식 13에 따른 매핑0 수행될 수 있다. 【수학식 13 ]
o 2- k" for p' e {15,16,19520}? normal cyclic prefix, N; p^ortss = 8
k = k^llm - k' '+6 for p e {l 7,18,21,22}, normal cyclic prefix, N^s = 8
6k" for p' e {l 5,16,17,18}, normal cyclic prefix, = 4
CSI reference signal configurations 0 - 19, normal cyclic prefix
i =
Figure imgf000038_0001
CSI reference signal configurations 20 - 31 , normal cyclic prefix
i
Figure imgf000038_0002
수학식 13의 > (0는 이하의 표 6에 의해 결정된다 . 표 3은 CDM 4에 대한 시퀀스 > (0를 나타낸다 .
【표 3】
Figure imgf000038_0003
OFDM뉴머를로지 (numerology) 더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (Radio Access Technology)에 비해 향상된 mobile broadband 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 massive MTC (Machine Type Communications ) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도 ( reliability) 및 지연 ( latency)에 민감한
^^^^^
서비스 /UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, enhanced mobile broadband communication, massive MTC , URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 이러한 기술을 'new RAT (NR) ' 이라 통칭될 수 있다.
New RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용하며, 대표적으로 이하의 표 4의 OFDM뉴머롤로지를 갖는다.
【표 4 ]
서브캐리어 -간격 (Subcarrier-spacing)( ) 60kHz
OFDM 심불 길이 16.33 S
Cyclic Prefix(CP) 길이 1.30 s/1.17MSs 시스템 대역폭 80MHz 유효한 서브캐리어 개수
1200
(No. of available subcarriers) 서브프레임 길이 0.25ms 서브프레임당 OFDM 심볼 개수 14 symbols
Self -contained subf rame structure
TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new RAT에서는 도 11와 같이 제어 채널과 데이터 채널이 TDM된 self - contained subf rame 구조가 고려되고 있다.
도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 self - contained subf rame 구조를 예시한다.
도 11에서 빗금친 영역은 DCI 전달을 위한 물리채널 PDCCH의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI (Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널 PUCCH의 전송 영역을 나타낸다.
DCI를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 cell 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정 ( specif ic ) 정보, 및 /또는 UL 승인 (grant) 등과 같은 UL 흑청 정보 등이 존재할 수 있다. 또한, UCI를 통해 UE가 eNB에게 전달하는 제어 정보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고 , DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 및 /또는 SR (Scheduling Request) 등이 존재할 수 있다.
도 11에서 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리채널 PDSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리채널 PUSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 SF(subframe) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며 , 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연 (latency)이 최소화될 수 있다.
이러한 self-contained subframe 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격 (time gap)이 필요하다. 이를 위하여 subframe 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM symbol^ GP로 설정될 수 있으며, 이와 같은 subframe type은 'self-contained SF' 이라 지칭될 수 있다. Analog beamforming
Millimeter Wave (mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHz 대역에서 파장은 lcm로써 5 by 5 cm의 패널에 0 . 5 lambda (파장) 간격으로 2 -차원 배열 형태로 총 64 ( 8X8 )개의 안테나 요소 ( element ) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 beamforming (BF) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, throughput을 높이려고 한다.
이 경우에 안테나 요소별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU ( transceiver unit )을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 beamforming이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 analog phase shif ter로 범의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 analog beamforming 방식은 전 대역에 있어서 하나의 범 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 beamforming을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.
Digital BF와 analog BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한된다. 또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 결합한 하이브리드 범포밍 기법이 대두되고 있다. 이때 , 아날로그 범포밍 (또는 RF ( radio frequency) 빔포밍 )은 RF 단에서 프리코딩 (또는 컴바이닝 )을 수행하는 동작을 의미한다 하이브리드 빔포밍에서 Baseband 단과 RF 단은 각각 프리코딩 (또는 컴바이닝 )을 수행하며 , 이로 인해 RF 체인 수와 D ( digital ) /A ( analog) (또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 범포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛 (TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 빔포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.
도 12는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다. 도 12에서 디지털 빔의 개수는 L개 이며, 아날로그 범의 개수는 N개인 경우를 예시한다.
New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다. 나아가, 도 12에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널 (panel )로 정의할 때, New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 범포¾의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.
기지국이 복수의 아날로그 범을 활용하는 경우, 단말별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호 ( Synchronization signal ) , 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 Subf rame ( SF)에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 범들을 심볼별로 바꾸어 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도톡 하는 범 스위핑 동작이 고려되고 있다.
도 13은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 범 스위핑 동작을 도식화 도면아다.
도 13에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH (physical broadcast channel )으로 명명하였다.
도 13을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 빔별 채널을 측정하기 위해, 도 13에 도시한 바와 같이, (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 RS인 빔 RS (BRS )를 도입하는 방안이 논의되고 있다. BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대웅될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도톡 아날로그 범 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.
LTE에서의 RRM측정
LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 샐 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립 /재 -확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 샐은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, RSRP (reference signal received power) , RSRQ (reference signal received quality) 등의 정보를 측정 /획득하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 'measConfig' 를 전달받는다. 단말은 상기 'measConfig' 의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 RSSI의 정의는 아래와 같다.
[RSRP]
참조 신호 수신 전력 (RSRP)은 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS (cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도 (power contributions) ( [W]에서 )에 대한 선형 평균 (linear average)으로 정의된다. RSRP 결정을 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1이 유효 (available )하다는 것을 신뢰성 있게 ( reliably) 검출할 수 있는 경우, R0에 추가하여 R1올 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.
RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치 (branch)에 대응하는 RSRP보다 작아서는 안된다.
[RSRQ]
참조 신호 수신 품질 (RSRQ)은 비율 N X RSRP/ ( E-UTRA 반송파 RSSI ) (즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 NX RSRP)로 정의되며, 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블록 집합에 대해 이루어져야 한다.
E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자 (RSSI )는, 측정 대역폭에서 모든 소스들 (공동 -채널 ( co- channel ) 서빙 및 비 -서빙 셀들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰 /측정된 총 수신 전력 ( [W]에서 )의 선형 평균과 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSSI는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다.
RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다. 만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.
[RSSI]
RSSI는 수신기 펄스 정형 필터 (receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.
측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대웅하는 UTRA 반송파 RSSI보다 작아서는 안된다. 상기 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 즉정 (Intra— frequency measurement) ¾] 경우에는 SIB3 (system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 IE (information element)를 통해 , 주파수 간 즉정 (Inter- frequency measurement)인 경우에는 SIB5 (system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 100RB (resource block) 중 하나에 대웅되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도록 허용 받을 수 있다. 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 Default로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭 /값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀 o'ᅵ WB (wideband) - RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 5 ORB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다. 한편, RSS工는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다.
도 14은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 14을 참조하면, 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 Ng개의 패널로 구성되며 , 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히 , 본 도면에서 패널은 X-pol (교차 편파 ( cross polarization) ) 안테나를 기준으로 도시되었다. 따라서 , 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2 *M*N*Mg*Ng개일 수 있다.
새로운 코드북 제안
이하에서는 New RAT과 같은 환경에서의 UL 프리코딩을 위한 새로운 코드북 디자인을 제안하기로 한다. 또한, 추가적으로, UL 코드북 서브셋 제한에 대해서도 제안한다.
도 14와 같이, New RAT에서는 멀티 패널 기능이 지원되나, 본 명세서에서는 설명의 편의상 싱클 패널을 우선적으로 고려하여 코드북 디자인을 제안한다.
하나의 패널 내의 2D 안테나 어레이에 적용될 2D DFT (Discrete
Fourier Transform) 빔은 수학식 14와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 14 ]
Figure imgf000049_0001
여기서 ml과 τη2는 각각 첫 번째 및 두 번째 도메인의 1D-DFT 코드북 인덱스에 해당한다 . 또한, N1 및 Ν2는 패널에서 각각 제 1 차원 ( 1st dimension) 및 제 2 차원 ( 2nd dimension)의 편파 (polarization)별 안테나 포트 개수에 해당하며 , ol 및 o2는 패널에서 각각 계 1 차원 ( 1st dimension) 및 제 2 치 "원 ( 2nd dimension)의 오버샘플링 인자 (oversatnpling factor)에 해당한다
수학식 14와 같이 제안된 코드북의 경우, 수학식 15와 같은 듀얼 스테이 구조를 따른다.
【수학식 15】
Figure imgf000050_0001
여기서 , Wl (제 1 PMI)은 장기 (long-term) /광대역 (wideband)의 특성을 나타내며, 주로 범 그룹핑 및 /또는 빔별 광대역 전력 제어의 역할을 수행한다. W2 (제 2 PMI)는 단기 (short-term) /서브대역 (subband)의 특성을 나타내며, W1에 의해 선택된 빔 그룹 내에서의 범 선택과 교차 편파를 갖는 안테나 포트의 편파별 위상 -일치 (co-phase) 역할을 수행한다.
표 5는 안테나 포트 {20, 21}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다ᅳ
【표 5】
Figure imgf000050_0002
표 6은 =l인 경우 안테나 포트 {40, 41, 42, 43}에서의 전송을 위한 LTE UL코드북을 예시한다 .
【표 6】
Figure imgf000051_0001
표 7은 υ=2인 경우 안테나 포트 {40, 41, 42, 43}에서의 전송을 위한 LTE
UL코드북을 예시한다 .
【표 7】
Figure imgf000051_0002
표 8은 ϋ=3인 경우 안테나 포트 {40, 41, 42, 43}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다 . 【표 8]
Figure imgf000052_0001
표 9는 U=4인 경우 안테나 포트 {40, 41, 42, 43}에서의 전송을 위한 LTE UL코드북을 예시한다 .
【표 9】
Figure imgf000052_0002
NR에서는 UE가 UL 전송을 위한 최대 공간 레이어 수 (N 1 대한 성능 (capability)을 보고하도록 지원할 수 있다.
또한, NR에서는 보고된 성능을 기반으로 UE에 대한 UL 코드북을 지원하며 다음 중 적어도 하나가 지원된다:
- Altl: 네트워크는 각각의 안테나 포트 개수에 대응하는 다중 (multiple) 코드.북들을 설정 (configure)한다.
- Alt2: 네트워크는 가변적인 안테나 포트 개수를 지원하는 확장 가능 (scalable) /집합된 (nested) 코드북을 설정한다.
- Alt3: 네트워크는 UE 성능과 동일한 코드북을 설정한다.
- Alt4: UE는 코드북 (들)의 서브셋을 추천한다 . 본 Alt는 상술한 Alt 중 적어도 하나에 포함될 수 있다.
Ο 주어진 수의 TX 안테나 포트에 대웅하는 코드북은 특정 코드북으로 고정되거나 설정 가능 (configurable)할 수 있다.
UL코드북 구조로는, 다음 두 가지 중 적어도 하나가 지원될 수 있다:
- Alt 0: 단일-스테이지 코드북
- Alt 1: 이중-스테이지 코드북
UL 코드북 설계 시, LTE 코드북의 재사용, 다중-패널에 의한 영향 등이 고려되어야 한다.
NR에서는 UL을 위한 waveform으로 CP— OFDM (Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 DFTs-0FDMo] 모두 사용될 수 있다. LTE에서는 DFTs-OFDM과 같은 waveform을 고려했기 때문에, 단일 캐리어 속성 (single carrier property)을 고려하여 PAPR (peak-to- average power ratio) 을 낮추는 것을 주 설계 목적으로 삼았다. 그 결과, LTE에서는 CM (cubic metric) 보존 (preserving)의 특성을 갖는 코드북이 사용되었다. 이러한 코드북은, ¾크>1의 경우 각 포트별 레이어 전력 합이 동일하도록 구성되는 특성을 가지며 , 탱크 =1의 경우 특정 안테나 포트 (경우에 따라 안테나 요소가 될 수 있으나, 설명의 편의를 위해 이하 '포트' 로 통칭한다)를 turn— of f (또는 비선택 /비활성화)할 수 있는 코드워드 (예를 들어, non- coherent /partial 코드워드)를 포함하고 있다 .
본 발명에서는 새로운 무선 통신 시스템에 적용될 수 있는 UL 코드북 구성 /설정 /적용 방식에 대하여 제안한다.
이를 살펴보기에 앞서, 도 15를 참조하여 단말— gNB간의 개략적인 UL 데이터 전송 절차를 설명한다.
도 15는 본 발명에 적용될 수 있는 단말 -gNB간의 개략적인 UL 데이터 전송 절차를 예시한다 .
1 ) 단말은 단말의 SRS ( Sounding Reference Signal ) 전송 /코드북 설정을 위한 (성능) 보고를 수행한다. 이때, 단말이 보고할 수 있는 정보로는 패널 (또는 포트 그룹)에서의 (최대) 안테나 포트 개수, 패널 (또는 포트 그룹, 이하 '패널' 로 통칭 ) 개수, Rx 계산 ( computation) 파워 (예를 들어 , DL 타입 II '코드북과 같은 복잡한 코드북 연산 가능 여부, 혹은 비 -선형 (nonlinear) 프리코딩 등의 지원 여부) , SRS 전송 및 /또는 코드북을 위한 UE 추천 포트 개수, waveform 정보 (예를 들어 , CP-OFDM인지 DFTs -OFDM 인지에 관한 정보) 및 /또는 다중 -패널 (multi -panel ) 전송 여부 등이 존재할 수 있다. 2) 기지국은 단말로부터 보： a받은 정보를 이용하여 , SRS 자원 (들) 설정에 관한 정보를 RRC (Radio Resource Control) , DCI 및 /또는 MAC CE 등을 이용하여 단말에 지시할 수 있다. 이때, SRS 자원 설정에 관한 정보는 SRS 자원의 개수 (N) , i-th SRS의 전송 포트 수 (X_i) (i=0, ···, N-l) 및 /또는 각 SRS 자원의 아날로그 빔포밍 정보 등을 포함할 수 있다.
3) 단말은 기지국으로부터 수신한 SRS 설정에 관한 정보를 이용하여, SRS를 기지국에 전송한다.
4) 기지국은 단말로부터 전송된 SRS를 이용하여, 채널 측정 및 /또는 CSI 겨 R SRI(SRS Resource Indicator) , CQI, RI, TPMI (Transmitted
Precodi 、ng Matrix Indicator) 등)을 수행하여 , UL 승인 (grant) 등을
.
통해 단말에 상기 정보, MCS 및 /또는 UL 파워 정보 등을 알려줄 수 있다. 이때, 기지국은 SRS를 X-포트로 수신했더라도, Y—포트 TPMI/RI를 이용하여 계산된 MCS와 TPMI/RI 등의 정보를 지시할 수도 있다.
5) 단말은 상기 수신된 정보를 이용하여, UL 데이터 전송을 수행할 수 있다.
단말이 다중 패널 (또는 안테나 포트 그룹, 이하 '패널' 로 통칭 )을 구비한 경우, 코드북 디자인을 위하여 고려해야 하는사항은 다음과 같다:
- UL코드북에서 지원되는 패널 수
- 패널당 지원되는 포트 수 - UE가 패널별로 다른 포 H수를 가질 수 있는지 여부
상기 파라미터를 모두 고려하여 코드북을 설계하게 되면 코드북 디자인이 매우 어려워질 수 있으므로, 본 발명에서는 단일 패널 (혹은 SINR(signal-to- interference-plus-noise ratio) 등이 비슷한 포트들의 그룹 등으로 정의, 이하 '패널 ' 로 통칭 )을 가정한 코드북 디자인을 제안한다. 각 패널은 SRS 자원과 묶일 (tie)/연계될 수 있으며, 각 패널 내 안테나 포트 수는 각 SRS 자원 내의 SRS 포트 수와 묶일 (tie)/연계될 수 있다.
따라서, 패널 선택은 gNB로부터 수신한 하나의 SRI 지시로 수행될 수 있다. 이 경우, 지시된 SRI의 SRS-포트 수에 상웅하는 PMI/RI/MCS가 단말에 지시될 수 있다. 다수의 (후보) 코드북이 UL에서 지시되는 경우, 기지국은 코드북 설정까지 단말에 지시할 수 있다. 그리고 /또는, NR에서 기본 (default) waveform인 CP-OFDM어 1 적합한 코드북과 DFTs-OFDM에 적합한 코드북이 서로 상이하게 디자인되는 경우, 단말은 측정한 채널 간섭 등을 고려하여, 어떤 waveform을 사용할지와 해당 waveform에 상웅하는 코드북을 단말에 추가적으로 지시해 줄 수 있다. 그리고 /또는, 지시받은 MCS(SINR 또는 CQI) 정보를 이용하여 , MCS(SINR 또는 CQI)가 특정 임계값 ( threshold) 이하인 단말 (예를 들어 /즉, geometry가 나쁜 단말)은 DFTs-OFDM을 기반으로 동작하며 , 이에 맞는 코드북을사용할 수 있다.
이하에서는, 기지국이 단말에 M개 (M>1)의 SRS 자원을 지시하는 경우에 대해 살펴본다. 이 경우, 기지국은 다수의 SRI를 비트맵 등의 방식으로 명시적으로 단말에 지시하거나, N개의 설정된 SRS (자원) 중 선택된 M개의 SRS (자원) 페어링 /그룹핑 등을 이용하여 암시적으로 단말에 지시할 수 있다. 예를 들어 , 지시된 SRS 자원의 개수가 2개 (M=2)인 경우를 살펴보도록 하자. 이때 , 각 자원은 이하와 같이 각각 Xi(i = 0,l)개의 SRS-포트를 구비한다고 가정하자 .
- 패널 0에 대해 설정된 SRS 자원 0(X0-port) (Configured SRS resource 0 (X0-port) for Panel 0) ,
- 패널 1에 대해 설정된 SRS 자원 1 (Configured SRS resource 1 (Xi-port ) for Panel 1) .
이때, X0, ¾으로 대표되는 포트 넘버 /개수 등은 단말이 기지국에 추천할 수 있다 (예를 들어, 성능 보고 시) . 두 개의 SRS 자원들이 단말에 설정 /적용되면, 단말은 두 개의 패널들을 사용하는 것으로 인지하고 다중 패널 코드북을 구성하여 최종 PMI를 계산할 수 있다. Xo 와 의 포트 수가 같은 경우는 동일한 코드북에서 각 자원별로 지시된 PMI (즉,
Figure imgf000057_0001
랭크 1인 경우)를 = 1
Figure imgf000057_0002
이 구성될 수 있다.
단말의 패널 구성의 경우, 모든 방향으로 신호를 송 /수신하기 위하여, 서로 반대 방향을 지향하는 구성 (예 * 들어, UE 안테나 패널이 두 개인 경우) 0 고려될 수 있다. 이 경우, 기지국에 대한 방향, AoD(angle of departure) ,
ΑοΑ (Angle of Arrival) , ZoD (zenith of departure angle) 및 /또 지연이 등이 달라질 수 있으므로, 추가적으로 패널 보정 (panel correction)이 필요하게 된다. 이러한 패널 보정 term은 / = "eXpG6>) 와 a {e.g., a e {1, Λ/05, Vo25, 0})
표기될 수 있다. 진폭을,
^(e.g.,QPSK orS SK) 는 위상을 각각 나타낼 수 있으며 , 이에 대한 정보는 추가적으로 기지국이 단말에 지시할 수 있다. 이때, 시그널링의 편의를 위하여, 예를 들어 , 0번째 설정된 SRS 자원을 참조 자원으로 가정하고 , 1번째 설정된 SRS 자원에 대한 위상 및 /또는 진폭 정보 ( y = "exP ^) )만을 기지국이 단말에
지시해줄 수 있다. 이 경우, 최종 코드북은
Figure imgf000058_0001
의 형태로 구성될 수 있다. v0 vo
랭크 2의 경우, 최종 코드북은 와 같이 구성될 수도 있다. 또
eCx'"2 (/ = 0,1)
최종 코드북은
Figure imgf000058_0002
와 같이 구성되며, 이때 T/ 은 레이어별로 서로 직교되는 것이 바람직하다. 상기 코드북의 경우, 정규화 (normalize)가 수행되지 않은 코드북으로 표현되었는데 , 컬럼 정규화 Ϊ
수행하는 경우, 상기 코드북에 ^ + 을 곱하면 된다. 일례로, LTE 코드북의 탱크 2가 적용될 수 있겠다. 상기 방식의 경우, 레이어별 /패널별 동일한 위상 -일치 (co-phase)를 사용하는 구조이므로, 성능 열화가 예상된다. 따라서, 본 발명에서는 랭크 2를 지원하기 위해 패널 보정 term ^ = expO^,) (i = 0,1) 을 각 레이어별로 독립적으로 구성할 것을 제안한다. ' 의 경우, 위상 및 /또는 진폭 정보를 포함한다. 상술한 패널 보정 term의 경우, WB에 대해서만 적용되도록 함으로서 페이로드를 최대한 줄일 수 있다. 또는, 상술한 패널 보정 term의 경우, SB에 대해 적용되도록 함으로써 성능을 최대화할 수도 있다. 또는, 진폭과 위상 성분을 각각 WB/SB (또는 SB/WB)로 구분하여 적용할 수도 있다 . 또는, WB와
SB에 대웅하는 비트 수를 서로 다르게 할당 /설정하여 (예를 들어, WB=2bit,
SB=lbit) , 페이로드 사이즈와 성능 측면 사이의 밸런스를 맞출 수도 있다.
【수학식 16】
,(2) (2)
where V 2) =
(2) Γν<0 2) v^|W2 (/ = 0,1)
V(2) 수학식 IS에 따른 디자인의 경우, 레이어가 늘어남에 따라 패널 보정 term도 함께 증가한다는 문제가 발생한다. 이를 해결하기 위하여, 코히어런트 (coherent) 및 /또는 비-히어런트 JT( joint transmission)등과 같은 CoMP 동작을 기반으로 전송하게 되는 경우, 전송 탱크가 2로 제한되는 방식이 제안될 수 있다 . 또는 , 코히어런트 및 /또는 비 -코히어런트 JT 등과 같은 COMP 동작을 기반으로 전송에 사용되는 코드북의 경우, 'LTE DL Class A codebook Config 1' 과 유사하게, 랭크 2를 동일 범들의 조합으로만 구성하는 것으로 코드북 디자인이 제한될 수 있다. 이 경우, 탱크 1과 탱크 2에 상관없이 하나의 패널 보정 term을 y=«exp(^)로 사용할 수 있다.
Codebook Config 1의 탱크 1 및 2 구조는 이하의 수학식 17과 같다. ί수학식 17】
Rankl：
Figure imgf000060_0001
만약, 하나의 패널에 사용되는 코드북 구조가 주파수 선택적 (frequency selective) 프리코딩을 위해 듀얼-스테이지 코드북 (W=W1W2 )으로 구성되는 경우, 패널에 대한 보정 term인 = «exp(^)는 W1과 함께 전송될 수 있다. 그리고 /또는 각 SB별로 주파수 선택성 (frequency selectivity)이 큰 경우를 위하여, = «expC^) 는 W2와 함께 전송될 수 있다. 그리고 /또는 효과적인 TPMI 지시를 위하여 , 진폭은 W1(WB 또는 PB (partial band) 단위) , 위상은 W2(SB 단위 )로 각각 지시될 수 있다.
상술한 방식은, 비주기적 (UL 승인 기반의 ) 전송을 비롯하여 , 주기적, 반-영구적 전송에도 적용될 수 있다. 또한, 상술한 제한 방식은 UL 코드북 위주로 설명되었으나, 다중-패널을 구비한 DL 코드북에도' 동일 /유사하게 설정 /적용될 수 있음은 물론이다.
기지국이 상술한 SRI, MCS 및 /또는 TMPI+RI를 UL 승인으로 지시해주는 경우, 다음과 같은 옵션들이 고려될 수 있다:
1. SRS 자원 수에 따라 가변적인 DCI 페이로드 (DCI payload varying according to the # of SRS resource (s) )： 상술한 2개의 설정된 SRS를 예시로 들면, 다음과 같은 옵션이 고려될 수 있다.
1-A. (SRI = 0) + (TPMI0) + (SRI = 1) + (TPMI1) + MCS (예를..들어 , CQI 기반) +RI: 상기 방식의 경우, 다중-패널을 고려한 하나의 병합된 (aggregated) TPMI (TPMI0+TPMI1) 고려하여 CQI가 계산되며 (이 경우 상기 제안한 패널 보정 PM工가 추가적으로 고려될 수 있음) , 이를 바탕으로 MCS가 계산될 수 있다. 대표적인 사용 케이스로 비 -코히어런트 JT (또는 패널 보정 PMI이 추가 고려되는 경우 코히어런트 JT)가 고려될 수 있다.
1-B. (SRI=0) + (SRI=1) +TPMI+MCS (예를 들어 , CQI 기반) +RI: 상기 방식의 경우, 다중 패널 (복수의 포트 그룹들)을 고려한 하나의 병합된 SRS 포트 수에 대웅하는 코드북에서 TPMI를 선택 /적용하여 CQI가 계산되며, 이를 기초로 MCS가 계산될 수 있다 . 대표적인 사용 케이스로 코히어런트 JT가 고려될 수 있다.
1-C. (SRI=0+TPMI0+RI0+MCS0 (SINR0에 상웅) ) +
(SRI = 1+TPMI1+RI1+MCS1 (SINR1에 상응) )： 상기 방식의 경우, MCS는 각 자원별로 계산될 수 있다. 이를 휘하여, 기지국은 참조 SRS 자원에 상웅하는 TPMI0를 이용하여 계산한 MCS0를 단말에 지시하며, MCS1은 병합된 TPMI를 이용하였을 때의 SINR와 SINR0의 차이를 나타내는 차등 (differential) MCS를 이용하여 단말에 지시할 수 있다. 이때, RI도 MCS와 유사하게 참조 RI와 차등 RI로 구성 /지시되거나, 1-A의 경우와 같이 전체 RI 하나만 구성 /지시될 수 있다.
2. DCI 사이즈 공통: 상기 방식의 경우, SRI, MCS 및 /또는 TPMI/RI 지시를 위한 DCI 사이즈가 최대 값으로 설정될 수 있으며, 예를 들어, (joint encoding of two SRI indication) + (joint encoding of two TMPI indication) + MCS + RI + 추가적인 TPMI (예를 들어 , ( ^ = α expO6") ) 등과 같은 형식으로 구성 /지시될 수 있다.
상기 방식과 같이 복수의 SRI를 사용하는 경우, SRI 필드는 예를 들어 표 10과 같이 구성될 수 있다. 표 10은 2-비트 SRI 필드의 구성 예시를 나타내며, 설정 가능한 SRS 자원으로는 (SRS 자원 1, 2, 3 및 4)이 존재한다고 가정한다 【표 10】
State SRS resources number
00 1
01 1,2
10 1,3
Figure imgf000063_0001
표 10은 2 -bit SRI가 사용됨을 가정하였으며, state " 00" 은 가장 선호하는 SRS 자원 혹은 가장 선호하는 패널에 상웅하는 SRS 자원에 대한 단일 선택에 대웅되며, state " 01" 또는 " 10" 은 비 -코히어런트 /코히어런트 JT 등과 같이 선호하는 두 개의 SRS 자원이 협력적으로 전송되는 전체 SRS 자원 세트의 부분 집합에 대웅되며, state " 11" 은 설정받은 SRS 자원이 모두 비- 코히어런트 /코히어런트 JT 등과 같이 협력적으로 전송되는 전체 SRS 자원에 대응된다.
만약, 각 state가 특정 자원 선택의 용도로만 사용된다면, 각 state는 표 11과 같이 설정 /선택된 자원의 단일 값만으로 설정 /적용될 수도 있다.
【표 11】
Figure imgf000063_0002
상기 state에 대웅되는 SRS 자원 선택에 대한 정보는 MAC CE 등을 이용하여 설정 /적용될 수도 있다. 다수의 SRS 자원들이 단말에 설정되는 경우, TPMI의 사이즈는 상기 설명한 방식과 마찬가지로, 설정되는 SRS 자원에 따라 가변적으로설정 /적용될 수 있다. 상기 설명한 것과 같이 RI 필드를 통해 지시되는 SRS 자원 수 (그리고 /또는 상기 SRI 필드의 state)에 따라 설정 /적용될 수 있는 UL DCI 포맷은 다음과 같이 예시될 수 있으며, 이는 상기 지시된 SRS에 연계 /연결 (tie)되거나 별도의 시그널링으로 SRI와 연결 /연계될 수 있다. 그리고 /또는 상기 UL DCI 포맷으로 시그널링된 정보 중 적어도 일부는 별도의 시그널링으로 지시될 수 있다.
1. UL DCI 포맷 예시 1
UL DCI 포맷 0 (최대 30bits) - 단일 SRS 자원 (UL CSI 획득용, 예를 들어 , UL 빔 관리용 (및 /또는 DL CSI 측정용)으로 설정되는 SRS 자원 (들)과 무관하게)이 설정된 경우
- 단일 TPMI 필드 (4bits) ,
_ 단일 TRI 필드 (2 or 3bits) ,
- RA, 및 /또는
- UL MCS 등
이때, TPM: [와 TRI는 공동 인코딩 (joint encoding) ¾ 수 있다.
2. UL DCI 포맷의 예시 2
UL DCI 포맷 1(최대 5 Obits) - 복수의 SRS 자원들이 설정된 경우
- 복수의 TPMI + TRI 필드들 (예를 들어 , 4 X N bits) (여기서 , N은 설정된 SRS 자원 개수일 수 있음 (예를 들어 , UL CSI 획득용으로)) <case 1> - 각 SRS 차원을 위한 WB TPMI + TRI 및 /또는 패널간 ( inter-panel ) 보정을 위한 하나의 추가적인 WB TPMI (예를 들어 , γ = a exp 0) )
Case 1은 설정된 SRS 자원 내의 포트 수에 맞춘 각각의 WB TPMI+TRI가 설정 /지시되며, 추가적으로 비 -코히어런트 /코히어런트 JT 등에 사용될 수 있도록 상기 설명한 패널 위상 -일치 등의 TPMI가 WB 단위로 추가 설정 /지시되는 경우에 해당한다.
<case la> - 각 SRS 자원을 위한 WB TPMI + TRI + (패널간 위상- 일치를 위한 SB 단위의 TPMI들)
Case la는 설정된 SRS 자원 내의 포트 수에 맞춘 각각의 WB TPMI가 설정되며, 비 -코히어런트 /코히어런트 JT 등에 사용될 수 있도록 상기 설명한 패널 위상 -일치 등의 TPMI가 SB 단위 (주파수 선택적인 프리코딩 )로 추가 지시되는 경우를 나타낸다. 패널 위상-일치가 'SB 단위 '로 설정되는 경우, 보다 정확한 패널 보정이 이루어질 수 있으나, 보다 큰 TPMI 필드 사이즈가 요구된다.
<case 2 > - TRI + 하나의 WB TPMI + 복수의 SB TPMI들
Case 2는 듀얼 스테이지 코드북 (예를 들어 , LTE DL Class A 코드북, 싱글 스테이지 코드북에서 특정 특징을 바탕으로 그룹핑하여 듀얼 스테이지 코드북과 같이 운영하는 경우 (후술되어 있음) )에 해당한다. 특히 , Case 2는 설정된 SRS 자원 전체의 포트 수에 맞춘 하나의 WB TPMI가 설정되며, SB별로 각각의 TPMI가 설정 /적용되는 경우에 해당한다 . Case 2는 코히어런트 JT와 같이 각 SRS 자원 혹은 패널별로 calibration이 잘 되어있는 경우에 적합하다.
<case 3 > - 각 SRS 자원에 대한 WB TPMI + TRI + (패널간 위상- 일치를 위한 하나의 TPMI ) + 하나의 선택된 SRS 자원 (RRC 또는 MAC CE로 미리 선택되거나 가장 낮은 ( lowest ) 인덱스의 SRI에 따라 선택됨 )을 위한 복수의 SB TPMI들
Case 3은 듀얼 스테이지 코드북 구조에서, 각 자원별로의 WB TPMI와 이에 대응하는 추가적인 TPMI (패널 보상자 (panel corrector) )를 설정하는 경우에 해당한다. case la 혹은 case 2와 같이 SB 단위로 설정 /적용하는 것이 성능을 최대화할 수 있지만, SB에 상응하는 추가적인 TPMI도 설정 적용해야 하므로 페이로드가 증가하게 된다. 따라서, 비 -코히어런트 JT 등과 같은 상황에서 WB에 대해서만 협력적 전송을 수행하며, SB TPM工는 미리 약속되거나 단말에 의해 추천되거나 혹은 RRC , MAC CE 등으로 설정된 특정 SRS 자원 (또는 패널) 혹은 가장 낮은 인덱스의 SRI에 상웅하는 SRS 자원 (또는 패널)에 대해서만 전송될 것을 제안한다.
<case 3a> - 각 SRS 자원에 대한 WB TPMI + TRI + (패널간 위상- 일치를 위한 하나의 TPMI ) + 선택된 복수의 SRS 자원들에 대한 복수의 SB TPMI들 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 SB TPMI 할당을 예시한 도면이다.
Case 3a는 듀얼 스테이지 코드북 구조에서, 각 자원 별로의 WB TPMI와 이에 대응하는 추가적인 TPMI (패널 보상자)를 설정하는 경우에 해당한다. SB 단위에서 패널 위상-일치에 대한 TPMI를 증가시키지 않기 위하여 , SB를 다수의 sub SB로 나누어 각 sub SB별로 서로 다른 자원에 대웅시켜 SB TPMI를 전송시키도록 (각 자원별로 SB TPMI를 균일하게 반영하기 위함) 설정 /적용할 수 있으며 , 이는 도 16 (a)에 해당한다. 도 16 (a)와 같이 SRS 자원 4개 (SRS 자원 #1 내지 #4 )가 각 SB에서 모두 전송이 된다.
도 16 (b)는 각 SB 인덱스별로 SRS 자원을 매핑하여 SB TPMI를 전송하는 실시예를 나타낸다. 도 16 (b)에 나타나듯이 , SB 개수가 SRS 자원의 개수보다 큰 경우, 우선 SB 인덱스와 SRS 자원 인텍스간 오름차순으로 일대일 매핑되되 , 매핑되지 않은 나머지 SB는 매핑 대상 SB의 인덱스와 SRS 자원 개수간의 modular 연산을 통해 획득한 결과 값을 인덱스로 갖는 SRS 자원이 해당 SB 인덱스와 매핑되어 SB TPMI가 전송될 수 있다 (예를 들어 , 도 16 (b) 실시예의 경우 SB 5에서는 SRS 자원 #1이 전송) .
도 16 ( c )는 SB를 특정 개수의 서브 그룹 (예를 들어, 2 , 이는 설정 가능)으로 할당하고, 서브 그룹 수보다 SRS 자원이 많은 경우 (상기 예제에서 4번째 행) , 연접한 SB에 걸쳐서 TPMI를 전송하는 실시예에 해당한다. 이 경우에도, 전체 SB에 균일하게 TPM工를 전송하기 위하여, ( SRS 자원의 개수 /서브 그룹의 개수, 상기 예에서 2)를 초과하는 인덱스를 갖는 SB는 modular 였산을 통하여 SRS 자원과 매핑된다. 예를 들어 , 도 16(c)의 실시예의 경우, SB 1,3,5,··· 에는 SRS 자원 1과 2가 전송되며, SB 2,4,6, ..에는 SRS 자원 3과 4가 전송된다.
또 다른 예제로는 SB의 세분성 (granularity)를 줄이는 방안이 고려될 수 있다. 상기 방식에서는, 예를 들어, SRS 자원의 개수가 2개이고 하나의 SB가 6RB인 시스템의 경우, 하나의 SB가 12RB이 되도록 설정 /적용하여, 패널 2개에서 모두 SB TPMI를 전송하도록 설정될 수 있다. 이렇게 설정함으로써 다중 -패널 전송에 의한 SB TPMI의 페이로드가 증가하지 않는다는 장점이 있다. 또 다른 예제로, 다중 -패널 전송 시에 코드북 서브샘플링 또는 후술할 서브셋 제한올 수행하도록 제한 /설정하여, SB TPMI의 페이로드 사이즈를 줄이는 방식이 고려될 수 있다. 코드북 서브샘플링의 경우, 필연적으로 코드북 성능을 열화시킬 수 있으므로 열화를 최소화하기 위하여 , 특정 도메인 혹은 방향에 상웅하는 코드워드가 반드시 포함되도록 단말이 기지국에 추천할 수 있다. 또 다른 예제로, UL DCI 포맷 1은 다음 중 적어도 일부를 포함하도록 구성 /정의될 수 있다.
- SRI 필드 (2 또는 3bits) ,
- 단일 RI 필드 (2 또는 3bits)/복수의 RI 필드들 (비 -코히어런트 JT case) , - RA, 및 /또는
- UL MCS 등 본 명세서에서 TPMI (및 /또는 RI ) 전송에 대하여 여러 가지 방식이 제안되었는데, 상기 방식들 모두 흑은 이들의 서브셋이 사용되는 경우, 어떤 방식이 사용될지는 기지국이 단말에 별도의 시그널링을 통하여 명시적으로 또는 암시적으로 지시해줄 수 있다.
암시적 지시 방식으로는 다음과 같은 실시예들이 존재할 수 있다:
- 설정된 (또는 활성화된) SRS 자원의 개수: 단말은 설정받은 SRS가 단일 SRS 자원인지 복수의 SRS 자원인지에 따라 DCI 포맷 0 또는 1의 특정 case를 사용할지를 암시적으로 알 수 있다 .
- 주파수 선택적 프리코딩 관련 파라미터들 (예를 들어 , ON/OFF , SRS 포트 개수 (X-포트 이상이면 주파수 선택적 프리코딩이 자동 활성화되는지 여부에 따라 복수 PMI 필드의 해석이 달라질 수 있음) )： X-포트 (예를 들어, X=4 ) 이상인 경우, 주파수 선택적 프리코딩이 고려되어 , 앞서 상술한 case 2 혹은 3 중 사전에 약속된 하나의 전송 방식 혹은 설정된 전송 방식이 사용될 수 있다. X 포트의 경우, 경우에 따라, 설정된 모든 포트의 합이 X로 해석될 수도 있다.
- 레이어 (DMRS 포트) 또는 CW ( codeword) 개수 (예를 들어 , 2CWs 범위인 경우 RI와 MCS 값을 두 개씩 각각 보냄) : MCS가 두 개인 경우, 비 -코히어런트 JT로 전송한다는 의미로 해석될 수 있으므로, 기지국은 상기 제안한 방식 1 혹은 3 중 어느 하나의 전송 방식 (사전에 약속하거나, 설정된)을 단말에 암시적으로 지시할 수 있다. 2CW 범위 (예를 들어, 비—코히어런트 JT 등을 위함)인 경우 혹은 SRS 자원 수가 특정 수 (사전에 약속되거나 설정된) 이상인 경우, TPMI 지시를 위한 페이로드 사이즈가 매우 커지기 때문에, 이 경우 주파수 선택적 프리코딩은 비활성화될 수 있다.
상술한 UL DCI 포맷 1의 경우, 다수의 SRS가 협력적으로 전송되는 코히어런트 /비 -코히어런트 JT 등을 사용 케이스로 설명하고 있다. 비- 코히어런트 JT의 경우, 단말의 오실레이터의 위상 오프셋 차이로 인해 발생하는 위상 드리프트 (drif t ) 등의 영향으로, 각 자원별 전송 시점 간격이 일정 시간 이상으로 벌어지면 , 패널 보상자 ( corrector) (위상 및 /또는 진폭)에 상웅하는 TPMI가 제대로 동작하지 않올 가능성이 크다. 따라서, 코히어런트 /비- 코히어런트 JT 등의 목적으로 다수의 SRS 자원에서 협력 전송을 수행 /적용하는 경우, SRS 자원간의 전송 시점 간격을 일정 시간 내로 제한할 수 있다. 만약, 단말의 능력 (예를 들어, 비—보정된 (non- calibrated) 패널)으로 인하여 이를 제대로 수행하지 못하는 경우, 단말은 이를 능락 정보로서 기지국에 보고할 수 있다. 이 경우, 해당 단말에 대해 단일 SRS 전송만이 설정 /적용되도록 제한될 수 있다. 상술한 방식은 LTE UL과 같이 , RI와 t>MI가 공동 인코딩되어 지시되는 경우를 예로 들었다. 하지만, LTE DL과 같이 듀얼 스테이지 코드북의 효과적인 TPMI 지시를 위하여 , RI와 PMI가 분리 인코딩 (separate encoding)되는 경우에도 상술한 방식의 적용이 가능하다.
이하, 단일 패널을 가정한 코드북 구성 방법에 대하여 기술한다.
먼저, DFTs-OFDM의 경우, 주파수 선택적 프리코딩을 지원할 필요가 없다. 따라서, 단일 스테이지 코드북이 적합하다. 이러한 관점에서 단일 스테이지 코드북 설계 시, LTE UL 코드북이 있는 2-포트와 4-포트가 그대로 사용될 수 있다. 8—포트 코드북의 경우, LTE UL 4-포트 코드북을 이용하여 구성될 수 있으며 , 실시예는 다음과 같다:
1. V/t''를 UL 4-포트에서 i번째 인덱스를 갖는 코드워드라 정의하면 , 8-
S∑ᄐ 5fl 31 7 r: O
Figure imgf000071_0001
와 같이 구성 /정의될 수 있다 . 본 코드북의 특징은 4-포트 코드북을 기반으로 구성된다는 것이며, 보다 상세하게는 8-포트 중 4-포트에는 상기 UL 4-포트 코드워드가 적용되며, 나머지 4-포트에는 상기 UL 4-포트 코드워드가 위상 회전된 코드워드를 적용하는 것을 그 특징으로 한다. 이때 위상이 회전되는 정도는 L 값으로 조절될 수 있다. 예를 들어, L 값이 4인 경우, 위상 회전 정도는 에 1^')와 같이 QPSK로 설정되거나 혹은 이의 서브셋 (예를 들어 , -1 또는 -j)으로 설정될 수 있다. 이때 , 8-포트의 랭크 1 코드북은 총 16*4 혹은 16 (이 경우 4-포트의 코드북 사이즈와 동일하게 맞추는 목적으로 사용될 수 있음)개의 코드워드로 구성될 수 있으며 , 더 높은 resolution이 필요한 경우 L 값을 더 높은 값 (예를 들어 8)으로 설정할 수 있다. 이러한 L 값은 기지국이 단말에 설정해줄 수 있다
상기 8-포트 코드북의 경우 4-포트 TPMI와 동일한 코드워드를 사용하여 단말의 구현 복잡도를 낮추며, 추가적인 위상 회전 값을 이용하여 설계되는 것을 특징으로 한다. 본 코드북은 듀얼-스테이지 구조에도 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어 ,
Figure imgf000072_0001
인 구조에서, W1으로 4 포트 코드북이 지시되고, W2로 위상 회전 값이 지시될 수 있다. 또한, 본 코드북은 X-pol (교차 편파) 안테나 구조와 잘 맞으며 , 4-포트 코드북은 동일한 편파로 구성되는 안테나 포트에 적용될 수 있다.
또한, 안테나는 단말 내에서 임의적 위치에 놓이므로, 안테나 포트의 위치에 따른 경로 손실 (path loss) 등이 달라질 수 있다. 이를 현실적으로 반영하기 위하여, 코드북 내에서 위상 term외에 파워 제어 부분 /term인 a lpha를 별도로 정의하여 코드북을 구성할 수 있다. Alpha는 a(e.g.,ae{l, ^, ^,0})와 같이 정의 /표현될 수 있으며 , 이는 wi의 PMI로 사용될 수도 있다. 그 결과, 최종 코드북은 수학식 is과 같이 정의될 수 있다 【수학식 18]
Figure imgf000073_0001
2. 또 다른 방식으로, 최종 코드북은 수학식 19와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 19】
V, Bis the codebook size of v4 and v4 y
Figure imgf000073_0002
본 코드북은, 8-포트 코드북을 4-포트 단위 (X-p이인 경우, 동일한 편파 단위 )로 구분하고 , 구분된 각 4-포트 단위에 서로 다른 4—포트 코드워드를 적용하여 구성된다. 이 경우, 코드북 페이로드 사이즈는, 예를 들어, 탱크 1인 경우 16*16으로 구성된다. 이러한 코드북을 듀얼 스테이지 코드북으로 구성하
4'i를 WB 코드북으로 지정하여
Figure imgf000073_0003
로 사용하고, SB 혹은
V
단기 (shorter)로 의 코드워드 인덱스가 추가 보고되어
Figure imgf000073_0004
가 구성될 수 있다. 또한, 단말 내에 안테나가 임의적 위치에 놓이므로, 안테나 포트 위치에 따른 경로 손실 등이 달라질 수 있다. 이를 보다 현실적으로 반영하기 위해 코드북 내에서 전력 제어 부분 /term인 alpha를 정의하여 코 -북을 구성할 수 있다. Alpha는
Figure imgf000073_0005
와 같이 표현 /정의될 수 있으며, 이는 W1의 PMI로 사용될 수 있다. 그 결과, 최종 코드북은 수학식 20과 같이 정의 ¾ 수 있다.
【수학식 20 ]
Figure imgf000074_0001
본 코드북의 경우, 코드북의 페이로드 사이즈를 줄이기 위하여 , LTE UL 코드북의 일부만 사용될 수도 있다. 예를 들어 탱크 1의 코드워드 가운데, 16 - 23 (안테나 오프 코드북)이 제외되어 사용될 수도 있다. 또한, 다른 상위 탱크 (예를 들어 , 랭크 2 , 3 , 4 )에 대해서도 동일하게 상기 원리가 적용될 수도 있다. 이 경우, 코드북은 동일하게
Figure imgf000074_0002
또는
Figure imgf000074_0003
을 사용하여 /기본으로 구성될 수 있다. 여기서 superscript r은 탱크를 나타낸다. 또한, 제안하는 듀얼 스테이지 코드북의 경우, 주파수 선택적인 프리코딩을 위하여 사용될 수 있으며, CP-OFDM에 적용될 수 있다. 혹은, 싱글 스테이지 코드북은 DFTS -OFDM에 사용되고, 듀얼- 스테이지 코드북은 CP-OFDM에 사용되도록 제한될 수 있다 . 싱글-스테이지 및 /또는 듀얼-스테이지 코드북의 사용 여부는 단말이 기지국에 추천해주거나, 기지국이 단말에 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC , DCI 및 /또는 MAC CE 등)으로 지시할 수 있다
또한, 4 포트 코드북의 경우, 상기 제안하는 방식을 이용하여, 랭크 1에 한해
Figure imgf000075_0001
의 구조로 구성될 수 있다.
이하에서는 CP-OFDM 등의 환경에서 주파수 선택적인 프리코딩을 위한 코드북 디자인을 제안한다 .
단말이 하나의 SRS 자원 내에 가지고 있는 포트 수를 X라고 정의하자 . 각 X-포트 별로 서로 다른 지연을 겪게 되는데, 이는 주파수 도메인 상에서 위상이 시프트 ( shift )되는 현상으로 이해될 수 있다. 시간 축에서의 지연은 주파수 축에서의 위상 변화로 해석되며, 주파수 축의 위상 변화는 주파수 함수로 나타낼 수 있다. 예를 들어 , 주파수 축의 위상 변화는 exp(__/2^ )와 같이 표현될 수 있으며 , 여기서 k는 해당 주파수에 상응하는 인덱스 (예를 들어 , 서브캐리어 인덱스, PRB ( Physical Resource Block) (또는 PRG ( Precoding Resource Group) ) 인덱스, SB 인덱스)를 나타내며 , delta ( )는 주파수 위상 변화의 정도를 나타내는 계수이다.
본 발명에서는 UL SRS 포트별로 서로 다른 지연을 겪음으로 인해 발생하 주파수 시프트 현상을 이용한 주파수 선택적 프리코딩을 위한 코드북을 제안한다. 제안하는 코드북 구조는 랭크 1의 경우 수학식 21과 같다.
【수학식 21]
Figure imgf000076_0001
^7ex (-j2^ _, +^_!)_
Pl은 첫 번째 포트를 기준으로 한 상대적인 빔 파워를 나타낸다. 이는 특정 값 (예를 들어 , '0'5'0'25'0})으로 사전에 약속되거나, 기지국이 단말에 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC, DCI 및 /또는 MAC CE)으로 지시할 수 있다. 수학식 21에서 위상 변화 값에 대한 변수는 수학식 22와 같이 '정의될 수 있다.
【수학식 22】
/ = ι,...,χ-ι
υη 수학식 22에서 ^를 구성하는 변수들은 다음과 같이 정의될 수 있다.
값은 상위 계층 시그널링 (RRC 및 /또는 MAC CE)으로 지시되거나, 뉴머를로지에 따라 사전에 약속된 /설정된 값이 사용될 수 있다. 예를 들어, ^ 값은 {128,256,512,1024,2048,4096}에서 /> Γ을 만족하는 가장 작은 값으로 설정될 수 있으며 , 여기서 ^는 각각 CSI 피드백을 위하여 설정된 RB의 개수와 설정된 RB당 서브캐리어의 수이며, ^RB^c 은 CSi 보고를 위하여 설정된 BW (Bandwidth)내의 서브캐리어의 개수이다. ^ 값은 (FFT(Fast Fourier Transform) 크기의) 오버샘플링 값으로 (특정 빔과 무관한 시스템 파라미터의 성격일 수 있음) 특정 정수 값 (예를 들어, 1,2, 4..)으로 설정될 수 있다. ^ 값은 뉴머롤로지에 따라 자동으로 특정 값으로 설정되거나, 기지국이 단말에 설정해줄 수 있다 . 마지막으로 는 각 포트당 설정된 BW 내에서의 위상 변화 속도와 관련된 값이며, 예를 들어, =2이면, 2번째 포트는 설정된 BW 내에서 위상이 4 -phi만큼 변화함을 의미할 수 있다. 값은 특정 정수 값 (예를 들어, 1,2, 4..)으로 설정될 수 있으며, 기지국이 단말에 설정해주거나 단말이 / 값이 될 수 있는 후보 값들이 포함된 세트 내에서 각 빔 별로 Α' 값을 선택 /지정하여 기지국에 피드백해줄 수 있다.
수학식 21의 경우, 시간축을 기준으로 포트당 최대 지연에 상웅하는 값을 이용하여, 의 값을 계산할 수 있다. 예를 들어, 주파수 도메인에서 해당 포트의 채널 응답으로 서브캐리어 /RB/SB당 샘플들이 취합되고 이에 FFT가 적용되어 시간 도메인 신호 샘플들로 변환될 수 있다. 이러한 시간 도메인 신호 샘플들 중에서, 최대 값 (예를 들어, 진폭)에 해당하는 인덱스를 최대 지연에 상웅하는 값으로 결정할 수 있으며, 이 값을 바탕으로 이 계산될 수 있다. 예를 들어, 상기 최대 지연 값이 a_l인 경우, SlZeFFT 와 같이 계산될 수 있다.
수학식 21의 경우, 포트당 최대 지연에 상웅하는 값이 1개임을 가정하여 계산되는 값이다. 하지만, 다중 -경로 (multi-path)로 인하여 , 지연 확산 (delay spread)이 큰 경우, 하나의 시간 도메인 신호 샘플로 주파수 도메인 채널의 변동 (fluctuation) 모두 캡쳐하는 데 한계가 있을 수 있다. 이 경우, 시간 도메인 신호 샘플을 다수개 (K개의 샘플, K는 기지국에 의해 설정 가능 (configurable)하거나 UE에 의해 추천될 수 있음 (특히 DL case) )를 캡쳐하는 방식이 존재할 수 있다. 그러면, 수학식 21은 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 23】
Figure imgf000078_0001
수학식 23에서 각 파라미터의 subscript의 k 인텍스는, 각 포트당 k번째로 큰 (largest) 시간 도메인 샘플 흑은 최대 지연 샘플로부터 사전에 약속된 규칙에 의하여 결정되는 k번째 샘플로 이해될 수 있다. 예를 들어, K=3, FFT 크기가 64, 최대 지연이 7번째 (tap)로 결정된다면 , 6,7 및 8번째 (tap) , 시간 도메인 샘플을 이용하여, 수학식 23이 구성될 수 있다. 또한,
K = Kt .. = KV
기지국은 로 설정하여 이를 단말에 지시할 수 있으며 , 각 포트별 이격이 커서 상관관계 (correlation)가 적은 경우, Λι^··≠ Λ -ι로 설정하여 상위 계층 시그널링으로 이를 단말에 지시할 수 있다.
수학식 23에서 K=l인 경우 수학식 21되며, 설명의 편의상 이하에서 수학식 21로 통칭하여 설명한다 . 수학식 21에서의 나머지 파라미터는 다음과 같이 정의 /설정될 수 있다. k 인덱스는 주파수에 상응하는 인덱스 값으로, 주어진 서브캐리어 혹은
SB에 맞게 /따라 설정되며, 이는 추가적으로 피드백되지 않는다. 의 값은 1번째 포트의 위상 오프셋 값을 나타내며, ε, = {0,— , -— } or ε, = {0,— — }
4 4 8 8 의 예와 같이 빔당 위상 오프셋이 QPSK,
8PSK등의 값을 갖도록 설정된 값으로 추가적으로 포트 단위로 지시될 수 있다. 혹은 위상 오프셋은 무시하고, 의 값을 0으로 설정하여 피드백 오버헤드를 크게 즐일 수도 있다. 상기 제안하는 방법을 사용하는 경우, 단말은 e꾸5'에 의하여 (예를 들어 ) RE-레벨로 적용되는 TPMI를 기초로 평균 등의 방법을 이용하여 SB SINR을 계산하며, 이를 기지국에 보고할 수 있다.
보다구체적인 단말의 PMI 추정 동작은 다음과 같다. 우선, 각 서브캐리어 (흑은 PRB 또는 SB )로 대표되는 채널을 H(^) e C/ <A 로 정의할 수 있다. 여기서 ¾과 NT는 각각 기지국의 Rx (흑은 안테나 요소, 이하 '안테나 포트' 로 통칭) 및 단말 Tx 안테나 포트이다. 단말은 각 서브캐리어별 H ( 올 이용하여 , PMI 구성을 위한 상대 파워 지시자 ( relative power indicator) P" 주파수에 따른 빔당 위상 변화 인자 δι 및 오프셋 £l 을 추정할 수 있다. 기지국은 WB를 대표하는 상기 인자들을 통합적 혹은 독립적으로 단말에 지시할 수 ¾으며, 단말은 이 정보를 바탕으로 TPMI를 구성할 수 있다. 혹은 기지국은 TPMI 구성을 위한 상기 인자들의 서브셋만을 (예를 들어 , TPMI 구성을 위한 상대 파워 지시자 ，이 제외된) 단말에 지시할 수도 있으며, 단말은 이 정보를 이용하여 TPMI를 구성할 수 있다. 이때, 단말에 지시되지 않은 나머지 정보는 사전에 미리 정의되었다고 가정될 수 있다 (예를 들어 , ' = ι) .
이하에서는 상기 방식을 이용한 상위 레이어 코드북 구성 방식을 살펴본다. 일반적으로 X 포트의 경우, 기지국이 단말보다 더 많은 수신 안테나 포트를 가지고 있다고 가정하면, 이론적으로 X-레이어까지 전송이 가능하다. 따라서, 기지국은 단말과 기지국 사이의 채널을 이용하여, 각 레이어별로 최적의 파라미터를 계산할 수 있다. 즉, 기지국은 Ρχ, δχ,εχ 등을 레이어별로 독립적으로 계산할 수 있다. 이 경우, 최종 프리코더 ^ ^는 수학식 24와 같이 정의될 수 있다. 수학식 24에서 R은 전송 레이어를 나타낸다.
【수학식 24 ]
,(■) CXxl , r = \,..., R
Figure imgf000080_0001
코드북의 경우, 레이어별로 독립적인 PMI 보고가 수행되므로, 레이어가 증가함에 따라 페이^르 사이츠도 선형적으로 증가한다는 문제가 발생할 수 있다. 이를 해결하기 위하여, 특정 탱크에 대해서는 상술한 싱글 스테이지, 듀얼 스테이지, 또는 특정 코드북 (예를 들어, DL 듀얼 스테이지 코드북)이 사용될 수 있다. 혹은 walsh 코드로 대표되는 직교 코드들을 이용하여, 레이어 2까지 직교하는 코드북이 구성될 수 있다. 이 경우, 수학식 24에서 상대 파워에 관한 부분은 모두 1로 고정될 수 있다. 그러면 탱크 1과
2의 코드북은 수학식 25와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 25 ]
Figure imgf000081_0001
W(2) = 1 expC-jl^ ^ + ^L) Ci x2, Ά = {I } Λ -JlX φη e p (- j 2πΚδ + )
Figure imgf000081_0002
혹은 X-pol 안테나의 경우 탱크 1과 2의 코드북은 수학식 26과 같이 구성될 수 있다.
【수학식 26】
Figure imgf000082_0001
< exp(- j^M^ + s - η expC- j^T^.j + s _ 상기 위상 조절 term인 는 WB 혹은 SB별로 서로 다른 값으로 (즉, 서로 독립적으로) 지시될 수 있다. 이하에서는 상기 제안한 단일 패널 기반의 코드북 혹은 기존의 LTE UL/DL 코드북 등이 다중 패널의 경우에 어떻게 적용 가능한지에 대해 살펴본다. 이하에서는, 설명의 편의를 위하여, 하나의 패널에는 동일한 수의 안테나 포트가 구비되어 있다고 가정한다. 즉, 이하에서는, M개의 패널이 존재하는 경우, 각 패널 내의 X-pol 안테나 포트가 각 편파당 N개 존재하는 것으로 가정한다 . 이하에서 제안되는 코드북 구조의 경우, 포트 선택 등에 관한 기능 ( functionality)은 SRI 등과 같은 별도의 시그널링으로 처리 가능하므로, 코드북 내에서 포트 선택 등 (예를 들어 , 코드북 요소가 0으로 설정되는 경우)은 고려되지 않는 것을 특징으로 한다.
먼저 , X— pol 안테나 ( 2 -포트)로 구성되는 경우에 DL 또는 UL 2 포트 코드북이 사용되는 것으로 가정한다. 이 경우, 2-포트 코드북은 다음과 같이 구성될 수 있다. 2—포트의 경우 빔 그룹이 불필요하기 때문에, 단순히 W1을 (2 by 2) 단위 행렬 (identity matrix)로 상정할 수 있다. 그리고, W2는 (SB 및 /또는 단기 주기로) 각 편파에 대한 위상-일치가 수행될 수 있다. 즉, W2는
Figure imgf000083_0001
와 같이 구성될 수 있으며 , ^={υ'_1，" 혹은 8PSK로 구성될 수 있다. 여기서, i는 패널 인덱스가 될 수 있다. 이 경우, 최종 코드북은 표 12의 LTE DL코드북 (QPSK위상 -일치 가정 )으로 표현될 수 있다.
【표 12]
Figure imgf000083_0002
표 12를 이용하여 , 복수의 SRS 자원들이 결합 (combining)되어 구성되는 코드북은 다음과 같이 표현될 수 있다.
4-포트의 경우, 비—코히어런트 JT와 같이 , 각 자원 (패널)별로 2개의 안테나를 구비하여 2포트 코드북을 사용하며 , 자원 (패널)간의 위상 및 /또는 진폭 보상 term이 고려될 수 있다. 즉, 이를 수식으로 표현하면 수학식 27과 【수학식 27]
W =
Figure imgf000084_0002
여기서
Figure imgf000084_0001
이고, α,β 는 각각 자원 (패널)간의 진폭과 위상 보상 term을 나타낸다 (예를 들어 , " = {( ¾ ^J} = {U-l,-j} ) . "，^는 통합적으로 혹은 둘 중 하나의 값만, WB 흑은 SB에 대해 설정 /적용 가능하다. 이때, 페이로드의 효과적인 분산을 위하여, WB와 SB에 서로 다른 비트 사이즈 (예를 들어, WB=2bit, SB=lbit)가 설정 /적용될 수 있다. 또한, 레이어별 효과적인 적용을 위하여 , ^farrank^o^^for rank2와 같이 α,β가 레이어별로 독립적으로 적용될 수 있다. 하지만, 상기 2-포트 코드북의 탱크 2 구성은 편파별 동일한 빔이 사용되는 구조이므로, 페이로드 사이즈 절약을 위하여, 동일한 α,β ^ 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 이는, 2-포트 코드북뿐 아니라, wi 빔 그룹을 1개의 빔으로 구성하는 코드북에도 동일하게 적용될 수 있다.
또 다른 실시예로, " ^，1)와 같이 설정하여 , 진폭 성분은 패널 선택의 기능만 수행하도록 설정할 수 있다. 이 경우, alpha 값에 따라서, TPMI의 사이즈가 변하므로 (즉, alpha=l인 경우, TPMI의 사이즈가 2배) , TPM工와 보정 term 및 /또는 RI는 공동 인코딩 (joint encoding)되는 것이 TPMI 페이로드 측면에서 바람직할 수 있다 . 상기 코드북을 확장하여 8-포트 코드북에 적용하면, 수학식 28과 표현될 수 있다.
【수학식 28]
W,
«2w, AW22
W =
A 23
OL Aw24 즉, 4개의 자원 (패널)은 각각 2-포트 코드북을 사용하며 , 각 패널당 보정 term은 패널 수에 따라 증가하게 된다. 이를 해결하기 위하여, 위상의 경우, =β\β3 =βΌ β2 =β,β3=2βΛ = 등과 같은 연산을 통하여, 하나의 값으로 표현 가능하도록 설정 /적용할 수 있다. 이때, 어떠한 패널 보정 값을 사용할지는 기지국이 단말에 설정해주거나, 패널 보정 값은 단말의 안테나 구현에 따라 달라질 수 있으므로 단말이 능력 보고 등을 통하여 기지국에 알려 줄 수도 있다. 8-포트 디자인의 나머지 요소들은 상기 설명한 4-포트의 경우와
동일하게 설정 /적용될 수 있다. 상기 코드북의 정규화 term은 ^1 + +0¾ +0：4 와 같이 계산될 수 있다. 이하에서는 하나의 패널이 4-포트 (흑은 코히어런트 JT 상황에서 병합된 포트 ,수가 4인 경우)로 구성되는 경우의 코드북에 대해 살펴본다. 4-포트 코드북의 경우, 듀얼 스테이지 코드북 설정 시 LTE-A Class 확장하여 사용되거나 흑은 Rel-i^ eDL-MIMO 4Tx 코드북을 설정하여 사용될 수 있다. Class A 코드북을 사용하는 경우, 코드북 구조는 TPMI의 페이로드 (예를 들어 , SB의 페이로드 사이즈)를 줄이기 위하여 , W1이 1개의 범으로 구성되는 (예를 들어 , Config 1 등으로 나타나는) 구조로 제한될 수 있으며, W2는 위상-일치로 주파수 선택적 프리코딩을 수행할 수 있다.
표 13은 4-포트 코드북 (LTE DL 4-포트)을 예시한다.
【표 13】
Figure imgf000086_0001
Figure imgf000087_0001
표 13에서 ^^^""^/"^""이며, /는 4><4단위 행렬을 나타낸다. 또 다른 실시예로, LTE DL 싱글 스테이지 코드북을 이용하여 주파수 선택적인 프리코딩을 구성하는 방식이다. 본 방식에서는, 표 13의 4-포트 코드북을 인덱스 L개 (예를 들어 , L=2,3,4, L은 gNB 또는 UE에 의해 설정 가능 (configurable) ) 단위로 그룹핑하여 W1을 구성하며, (W1 그룹 내에서) W2를 통해 범 샐렉션이 수행될 수 있다. 예를 들어 L=2인 경우, 탱크 1 코드북은 +1 J' W2ᅳ e 와 같이 구성될 수 있다ᅳ 빔 선택에 대한 정보는 추가적으로 /독립적으로 시그널링될 수 있다. 예를 들어, 범 선택 정보는 상기 코드북의 경우 L*4bit로 시그널링되거나, 오버헤드를 줄이기 위하여 후술하는 순열이나 조합에 의하여 선택되는 빔들을 이용하여 공동 ( j oint ) 지시될 수 있다. 상기 코드북에서 J 는, 선택 백터로 j번째 원소만
'1' 이고 나머지 원소는 ' 0 ' 인 백터이다. 또한, 상기 코드북에서 superscript r은, 랭크에 대웅한다.
상기 실시예는 L개의 빔을 특정 방식에 따라 그룹핑하여 W1으로 그룹 인덱스를 선택 /지시하고, W2로 범 선택 /지시가 수행되는 방식이었다면, 다음으로 제안하는 실시예는, L개의 빔에 대해 각각 서로 다른 인덱스를 할당하고, 선택된 범의 인덱스를 명시적으로 지시하는 방식이다 (예를 들어 , L=2인 경우, ( 11 , 5 ) 빔 인덱스를 지시) . 이 경우, 지시에 필요한 경우의 수는 (순열과 조합)일 수 있다ᅳ 순열 연산자로 계산되는 경우의 수의 경우, 단말과 기지국 사이의 W1을 구성하는 빔 순서에 대한 모호성이 없는 대신 시그널링 비트 수가 증가한다는 단점이 있을 수 있다 . 조합으로 구성되는 그룹핑 방식을 이용하는 '경우, 항상 낮은 (또는 높은) 코드북 인덱스를 기준으로 정렬된다고 가정될 수 있다. 상기 예제와 같이 사전에 약속하지 않는 경우는, 조합의 경우 속도가 빠른 단말을 위한 semi— OL (open loop) 등의 프리코더 사이클링 (cycling) 등으로 사홍 ¾ 수 있으며, 어떠한 그룹핑 방식을 사용할지는 설정 가능 (configurable)하며 , 기지국이 지시 (혹은 단말이 추천)할 수 있다. 범 그룹핑을 통한 주파수 선택적 프리코딩의 수행은 시그널링
dr
오버헤드 관점에서 큰 장점을 갖는다.
또 다른 방식으로, L=4로 Householder 4Tx 코드북을 그룹핑하는 방식은 다음과 같을 수 있다.
표 13을 각 코드북 인덱스로 표기하여 정리하면 표 14와 같다.
【표 14】
Index(k) Rank
1 2 3 4
0 [bo b6 b5 b7] bo [bo b7] {14} [bo b6 b7] {124} [bo b6 b5 b7] {1234}
2 [b5 -b7 b0 -b6] b5 [b5 -b7] {12} [b5 -b7 b0] {123} [b5 -b7 bo -b6] {1234}
8 [b6 bo -b7 -b5] b6 [b6 b0] {12} [b6 b0 -b5] {124} [b6 b0 -b7 -b5] {1234}
10 [b7 -b5 -b6 b0] by [b7 -b6] {13} [b7 b5 -b6 b0] {1324}
12 [bi b2 b3 b4] bi [bi b2] {12} [bi b2 b3] {123} [bi b2 b3 b4] {1234}
13 [b2 bi b4 b3] b2 [b2 b4] {13} [b2 bi b4] {123} [b2 b4 bi b3] {1324}
14 [b3 b4 bi -b2] b3 [b3 {13} [b3 b4 bi] {123} [bi b4 b3 b2] {3214}
15 -b4 [-b4ᅳ b3] {12} [-b4 b3 -b2] {123} [-b4 b3 -b2 b {1234}
1 [q0 j i - o-j J Qo [q„jqj 2} [q0 jqi -q0]{i23} ΙΆο jq, -qo-jqJi1234)
3 [ 0-jqi-q0j i] q0 [q„-jq,]{12} [q0-jqi- 0]a23} [-qo-jq.qojqJi3214) 9 [q, jq0 Qi jq0] qi [q,jq„]{i4) [q, q,jq0]U34} [q, jq0 q,jq0]U234}
11 [ ,q,]{13} [q, q,-jq0]a34} [q, q,-jq웨] {1324}
4 3 je je2] [e0 e3 -je2]{124} e3 je,-je2]{1234}
7 [¾ e3 -j^ je2] [?„ -!",]{13} ["„ -je, je2]{134} [e0 - je, e3je2]{1324}
5 [e, je3]{14} [e, e2 je3]{124} [e, e2 -je0je3]{1234}
6 [e, e2 je0-je3] [e, je0]{13} [e, je0-je3]{134} je0e2-je3]{1324} 표 14에서 {} 내의 숫자는 기반 (basis) 백터 /코드워드들 중 선택된 기반 백터 /코드워드의 위치를 나타낸다. 예를 들어, 표 14에서 코드북 인덱스 0의 랭크 2의 {14}는 기반 백터 /코드워드들 ( [b0, b5, b6, b7] ) 중 첫 번째 (bO) 및 네 번째 (b7) 기반 백터 /코드워드를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.
표 14에 표기된 백터들은 수학식 29와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 29】
Figure imgf000090_0002
Figure imgf000090_0003
Figure imgf000090_0001
ᅳ
Figure imgf000091_0001
표 14의 경우, 동일한 기반 (basis) 백터 /코드워드를 갖는 코드북끼리 그룹핑하는 실시예를 나타낸다. 예를 들어, 표 14를 참조하면, 동일한 기반 백터 /코드워드 [bO, b5, b6, b기로 구성되는 코드북 인덱스 0, 2, 8 및 10이 하나의 그룹으로 그룹핑될 수 있다. 표 14와 같이 표현하면, LTE DL 4- Tx Householder 코드북은 (물론, 위상 혹은 conjugate 연산을 통하여, 다른 코드북이 적용되지만) 동일한 기반 코드워드를 기준으로 분류 /그룹핑될 수 있다. 즉, Householder 4Tx 코드북은 표 15와 같이 코드북 인덱스를 기준으로 빔 그룹 1{0,2,8,10}, 범 그룹 2{12, 13, 14, 15} , 빔 그룹 3{l,3,9,ll}, 빔 그룹 4{4,7,5,6}로 구분 /그룹핑될 수 있다.
【표 15】
Figure imgf000091_0002
따라서 , 각 빔 그룹에 할당되는 인덱스는 WB (및 /또는 장기 )로, 각 범 그룹 내의 최적의 범은 SB (및 /또는 단기 )로 지시될 수 있다. 1 수학식 29에는 정규화 term이 반영되어 있지 않다 . 정규화는 컈 ^를 각 코드북 인덱스 (k와 랭크에 상웅하는)의 코드워드에 곱함으로써 수행될 수 있으며 , 2는 각 열 ( column) 정규화를, 은 랭크별 정규화를 의미하며 , 여기서 R은 램크를 나타낸다.
상기 코드북 분류 /그룹핑 방식은 각 포트간의 이격 ( spacing) 거리 /정도에 따라 분류 /그룹핑 (즉, 포트 간격에서 X 값에 따라 분류 /그룹핑 )될 수 있다. 또는, ' 상기 코드북 분류 /그룹핑 방식은 포트간의 위상 변화의 세분성 ( granularity) 정도에 따라 분류 /그룹핑될 수 있으며 (즉, 분류된 코드북 그룹별로 서로 다른 /구분되는 /독립적인 위상 변화 세분성을 가질 수 있음) (예를 들어, 빔 그룹 1과 2는 BPSK (Binary phase shif t keying) , 빔 그룹 3은 QPSK (Quadrature Phase Shif t Keying) , 범 그룹 4는 8 - PSK로 변화) , 이에 따라 WB 코드북이 구분된다는 특징을 갖는다. 따라서, 특정 빔 그룹을 상기 성질에 맞추어 늘린 확장 코드북의 경우에도 코드북 기반의 주파수 선택적 프리코딩이 수행될 수 있다. 예를 들어, 빔 그룹 3을 확장한 경우, 즉 q0와 ql을 각각 수학식 30과 같이 정의된 q2 , q3로 치환하여 구성하는 코드북 예제가 도출할 수 있겠다.
【수학식 30】 .
Figure imgf000093_0002
상기 예제의 경우, TPMI 지시를 위하여 WB 및 SB 각각에 대해 2bit의 시그널링 오버헤드가 요구된다. 탱크 4의 경우 4TX의 full rank에 해당하므로, 간단하게 단위 행렬을 이용하거나 (
Figure imgf000093_0001
) , 각 그룹별 대표 탱크 4 코드북을 이용하는 것으로 약속 /설정될 수 있겠다. 혹은 SB를 위한 시그널링 오버헤드를 줄이기 위하여, 범 그룹 1,2, 3, 4를 L=2로 재그룹핑하는 방식이 고려될 수 있다. 예를 들어, 앞서 그룹핑된 범 그룹 1,2, 3, 4는 다시 빔 그룹 1, 2, 3, 4, 5,6,7, 8(즉, 코드북 인덱스 {0,2}, {8, 10}, {12,13}, {14,15}, {1,3}, {9, 11}, {4, 7}, {5,6} 등으로 구분 /그룹핑)으로 구분 /그룹핑될 수 있으며, 이 경우 Ί ΜΙ는 SB당 lbit으로 지시될 수 있다.
또 다른 그룹핑 방식으로, 각 랭크별 코드워드끼리의 거리 또는 상관관계 (correlation) 정도를 이용하여 그룹핑 방식이 제안될 수도 있다. 이를 위하여 사용 가능한 메트릭 (metric)의 예제로, Chordal distance (d (A, B) ) 혹은 행렬 (백터 ) 상관관계 (Corr (A, B)가 존재할 수 있으며, 이는 수학식 31과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 31]
d(A,B) =—\\AAH -BBH\\F Corf (A, B) = |H||F
여기서 , A, B는 크기가 같은 임의의 행렬 (백터 )이며 , super script 'Ή" 는 Conj ugate transpose (Hermitian)을 나타내며 , 는 Frobenius norm을 나타낸다.
상기 메트릭을 이용하여 , 표 13의 탱크 1 , 2의 코드북 그룹핑의 예제는 표 16을 포함할 수 있다.
【표 16】
Figure imgf000094_0001
표 16의 각 인덱스는 표 13의 코드워드의 인덱스에 해당한다. 본 예제는, 각 코드워드간의 상관관계가 높은 정도를 기준으로 그룹핑을 수행한 예제이다. 이는, 각 코드워드간 어느 정도의 상관관계가 존재해야 WB- SB TPMI의 상관관계가 유지되면서, 주파수 선택적 프리코딩이 수행될 수 있음을 의미할 수 있다. 또한, 표 16의 예제와 같이, 각 랭크간에 빔 그룹은 상이할 수 있다. 이는 레이어가 증가함에 따라서, W1에 포함되는 직교 빔에 의하여 상기 메트릭이 바뀔 수 있기 때문이다. 이하에서는 TPMI 오버헤^ 감소 기법에 대해 제안한다.
- 제안 1 : 상기 설명한 그룹핑 방식들에 대한 정보는 DCI를 통해 TPMI로 지시될 수 있다. 다만, 오버헤드 감소 측면에서, 범 그룹핑 방식 혹은 기지국으로부터 임의로 지시되는 빔 그룹에 대한 정보는 MAC CE 등의 상위 계층 시그널링을 통해 지시될 수 있으며, DCI로는 TRI와 MAC CE를 통해 지시된 /선택된 /추려진 범 그룹 내의 빔들을 이용하여 WB/SB와 관련된 TPMI가 지시될 수 있다.
- 제안 2 : 상기 예제에선 WB와 SB의 bit width가 같게 설정되나, WB의 bit width에 SB보다 더 큰 bit width를 할당하되, SB는 특정 bit width (예를 들어 , lbit 지시 등)로 제한하여 , 오버헤드를 줄일 수도 있다.
- 제안 3 : SB 단위 보고의 경우, SB 수가 많아짐에 따라서 TPMI의 크기가 커지므로, 이를 해결하기 위하여 SB 모드 전송 시에는 서브샘플링을 수행하도록 사전에 약속 /설정될 수 있다. 이때, 서브샘플링에 대한 정보는 단말 및 기지국간에 사전에 약속하거나, MAC CE 등의 상위 계층 혹은 후술할 코드북 서브셋 제한 방식 등을 통해 단말에 지시될 수 있다.
- 제안 3 - 1 : 서브샘플링의 경우 UL의 성능을 크게 저하시킬 수 있으므로, 서브샘플링은 단말에 스케줄링될 SB의 개수가 특정 N개 (예를 들어 , N=3 ) ) 이상인 경우에 수행되고, 그 외의 경우에는 수행되지 않는 것으로 약속 /설정될 수 있다. 상기 제안 방식은 듀얼 코브북 구조를 기반의 UL/DL 전송의 오버헤드 감소를 목적으로 사용 /적용될 수 있다.
TRI+TPMI가 단일 DCI로 지시되고 TRI에 따라 TPMI의 사이즈가 변경되는 경우, 오버헤드를 즐이기 위하여 TRI+TPMI는 공동 인코딩되어 전송될 수 있다.
TPMI는 TPMI1 (W1에 대응) 및 TPMI2 (W2에 대응) (이하, 'ΤΡΜΙΐ' 과 'TPMI2 ' 로 통칭 )으로 구분될 수 있다. 이때 , 단일 DCI로 TRI/TRI+TPMI1가, MAC CE 등으로 TPMI2 (및 /또는 이에 대응하는 SB의 위치 정보)가 지시될 수 있다ᅳ 본 실시예의 경우, SB 프리코딩의 크기가 큰 경우에도 큰 DCI의 시그널링 오버헤드없이 주파수 선택적 프리코딩이 수행될 수 있다는 장점을
、 , 갖는다. 또는, 반대로 TRI /TRI+TPMI 1이 MAC CE 등으로 지시되며, DCI로 TPMI2가 지시될 수도 있다. 본 실시예는, SB의 개수가 작거나 (예를 들어 , 2개 ) WB 전송 모드인 경우와 같이 , RI 혹은 TPMI가 상대적으로 덜 동적으로 변화하는 경우에 유리하게 적용될 수 있다. 듀얼 DCI로 지시되는 경우, DCI는 1st DCI와 2nd DC工로 구성 /구분될 수 있다. 1st DCI가 2nd DCI보다 더 높은 우선 순위를 가지거나 및 /또는 Ist DC工에 비하여 2nd DCI가 상대적으로 장기로 지시되는 경우, TRI는 1st DCI에 포함되어 더 높은 보호 (higher protection)를 위해 단독으로 인코딩되거나 TPMI1와 함께 공동 인코딩될 수 있으며 , TPMI2는 2nd DCI에 포함될 수 있다. 프리코딩과 관련된 TRI , TP I1 및 TPMI2 정보가 서로 의존성 (dependency)을 가질 수 있으므로, 만약 단말이 해당 정보 중 적어도 일부를 디코딩하지 못하더라도, 이전에 수신한 정보를 기반으로 지시되는 TRI , TPMI1 및 /또는 TPMI2를 해석 ^코딩할 수 있다. 흑은 기본 동작 (default behavior)으로 탱크 1 및 /또는 WB 모드로의 전송이 사전에 기지국-단말간에 약속 /설정될 수 있겠다.
8 -포트 코드북의 경우, 각 패널 (자원)별로 4 -포트 코드북이 적용될 수 있으며, 해당 코드북 구조는 수학식 32와 같다.
【수학식 32 ]
Figure imgf000097_0002
Figure imgf000097_0001
이하에서는 NR에서 매우 넓은 BW (예를 들어 , 40MHZ )에서 UL (혹은 DL) 전송 시, 주파수 선택적 프리코딩이 적용 /수행되는 경우에 대해 살펴본다.
보통 주파수 선택적 프리코딩은 듀얼 스테이지 코드북 구조에서, W1의 범 그룹 내에 존재하는 빔을 이용하여 (또는 빔에 대하여) , SB 단위 (wise )로의 범 선택 및 위상-일치가 수행된다. W1의 범 그룹을 구성하는 L개의 빔의 경우, 주파수 선택적 특성이 큰 상황 흑은 BW가 굉장히 넓은 상황에서는 주파수 선택적 성질을 코드북에 잘 반영하기 위하여, L의 값을 크게 설정하는 것이 바람직할 수 있다. 따라서, L 값은 BW에 따라서 /기초하여 설정될 수 있겠다 (예를 들어, BW=~10MHz (L=l ) , -40MHz (L=4 ) 등) . 그리고 /또는, 기지국은 주파수 선택성을 고려하여 L 값을 단말에 L값을 지시하거나, 단말이 선호하는 L 값을 기지국에 추천할 수도 있다.
상기 설명한 코드북 외에, 다른 LTE 코드북 예를 들어 Class A 코드북을 UL 코드북으로 사용하는 경우가 고려될 수 있다. 이 경우, DCI로 지시하는 TPMI가 SB 수에 따라서 선형적으로 증가하므로 , 이를 제한하기 위하여 SB 페이로드 사이즈가 가장 작은 'Conf ig 1' 만 사용하는 것으로 제한될 수도 있다.
DFT- S— OFDM의 경우, 2Tx에 대해 WB TPMI가 사용되는 경우 아래 표 17의 랭크 1 프리코더가 사용될 수 있다. 다음의 표에서 "코드북 인덱스 "는 " TPMI 인덱스 "라고 지칭될 수 있다.
【표 17】
Figure imgf000098_0001
CP-OFDM의 경우, 랭크 1에 대한 TPMI 인텍스 0 - 3 및 랭크 2에 대한 TPMI 인덱스 0 및 1이 사용될 수 있다. 또한, 다음 두 안테나 포트 선택 메커니즘 증 하나가 지원될 수 있다.
- 대안 1: 표 17에서 탱크 1에 대한 TPMI 인덱스 4와 5, 탱크 2에 대한 TPMI 인덱스 2가 CP -OFDM에 사용된다.
- 대안 2: SRI는 선택된 안테나 포트를 지시한다.
2TX의 경우 반정적으로 설정된 '사이즈의 싱글 스테이지 DCI를 사용하여 Rel-15의 TPMI, SRI, TRI가 전달될 수 있다. TPMI, TRI 및 SR工이 포함된 DCI 사이즈는 싱글 스테이지 DC工의 PUSCH 자원 할당에 따라 달라지지 않는다. UL MIMO 가능 UE7} 자신의 송신 체인을 통해 코히어런트 전송을 지원할 수 있는지 여부를 식별하는 UE 능력이 구체화될 수 있다.
CP-OFDM의 4Tx의 경우, 포트 선택을 코드북 내에서 처리하는 방식으로 다음과 같은 방식이 고려될 수 있겠다.
1. 설정 가능한 코드북 (Configurable codebook)
A. 포트 결합 (combining) 코드북과 포트 선택 코드북을 구분되고, 각각 상위 계층으로 시그널링될 수 있다. 즉, UL LTE 코드북 (혹은 이의 서브셋)으로 대표되는 안테나 턴 오프 기능의 포트 선택 코드북과 Household 코드북 /NR DL Type I CSI로 대표되는 코드북과 같이, 모든 포트에 코드북 0이 아닌 계수가 존재하는 포트 결합 코드북 중에서 무엇이 사용될지는 RRC 등으로 상위 계층 시그널링될 수 있다. 포트 선택 코드북의 경우, 범포밍된 SRS(LTE eFD- MIMO의 Class B와 유사하게 UL로 확장하는 경우)를 설정받은 단말들이 이용할 수 있다.
2 . 싱글 코드북
A . 본 S드북의 경우, 1의 경우처럼, 포트 결합 코드북과 포트 선택 코드북의 합집합으로 표현되는 코드북이다.
3 . 상기 1과 2 방식으로 구성되는 코드북 사용 시, TRI와 TPMI는 독립적으로 인코딩되거나 공동 인코딩될 수 있다. 공동 인코딩되는 경우, DCI의 오버헤드를 줄이기 위하여 특정 랭크 이하 (예를 들어, 랭크 1 또는 2 )에만 포트 선택이 허용될 수 있다. 만약 A 방식이 사용되고 포트 선택 코드북으로 설정받고 TRI가 3 혹은 4로 지시되는 경우, 단말은 지시받은 TPMI를 포트 결합 코드북의 랭크 3 , 4에 상응하는 TPMI로 인지할 수 있다.
지금부터는 상술한 UL 코드북이 사용되는 경우 (예를 들어 , 프리코더 사이클링) , 간섭 제어 목적으로 기지국에서 코드북 서브셋 제한을 지시하는 방식을 제안한다. 이는, 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , DCI )의 시그널링 오버헤드를 즐이기 위한 목적으로 사용될 수 있겠다. 즉, 본 방식의 경우, 상술한 주파수 선택적 프리코딩 /다중—패널 동작 등으로 인해 TPMI 크기가 매우 커지는 경우에 대비하여 오버헤드를 줄이기 위한 목적을 갖는다. 따라서, 본 방식의 경우, 코드북이 예를 들어 단말이 선호하는 특정 각도, 도메인을 포함하는 코드북으로 재구성 /서브샘플링되는 경우가 고려될 수 있겠다. 이 경우, 재구성 그리고 /또는 서브샘플링된 코드북의 사이즈는 기존의 코드북에 비해 작기 때문에 , 페이로드 사이즈가 줄어른다는 효과가 발생한다 .
1. 코드워드 (빔) 단위: 본 방식은, CSR( Cell -Specific Reference) 지시를 위해, UL 코드북을 구성하는 전체 코드워드를 비트맵 등의 방식으로 단말에 지시하는 방식이다. 따라서 , CSR용으로 사용되는 비트 수는 L1+L2+...+LX가 되겠다. 여기서 Li는 i-레이어의 코드워드의 수이다.
A. 만약, CP-OFDM에서 2D DFT 기반 코드북을 사용하는 경우, N1N20102의 값으로 전처) GoB(grid of Beam)가 지시될 수 있다. 여기서 N1, N2, 01, 02는 각각 X-pol 내 1번째 및 2번째 도메인의 안테나 포트 수와 오버샘플링 수가 되겠다 .
B. 특정 도메인에 대한 CSR혹은 특정 각도에 대한 CSR: 예를 들어, 수직 도메인에 대한 각도 확산 (angular spread)이 매우 적은 상황이라면 , 수직 성분에 대한 코드북은 성능에 큰 영향을 미치지 않을 수 있다. 이는 기지국이 단말과 기지국 사이의 채널을 측정 /모니터링을 통해 알아내거나, 단말이 기지국에 추천할 수 있겠다.
2. Codebook Config 단위: 단말이 다수개의 codebook c ifig를 사용하는 경우, 단말은 기지국에 CSR의 목적으로 선호하는 코드북 흑은 비- 선호하는 코드북을 기지국에 추천할 수 있다.
3. 탱크 단위: 특정 탱크로 CSR의 지시가 내려오면, 단말은 해당 rank에 해당하는 코드북을 사용하지 않는다. A. 각 탱크별로 1 방식 및 는 2 방식이 결합되어 CSR이 지시될 수 있다 즉, 각 랭크별로, 코드북 서브셋 제한이 적용되는 빔 /범그룹 (예를 들어, UE 코히어런트 전송 능력 등으로 인한)이 독립적으로 지시될 수 있다. 예를 들어 , 아래 표 18과 같은 2-포트 코드북의 경우, B_rankl의 비트맵은 2bit으로 설정될 수 있으며, "11" 이면 코드북 인덱스 0~5를, "01" 이면, 코드북 인덱스 4~5를 사용하는 것으로 약속 /설정될 수 있다. 또한, B_rank2의 2-비트 비트맵은, "11" 이면 코드북 인덱스 0~2를, "01" 이면 코드북 인덱스 2만을 사용하는 것으로 약속 /설정될 수 있겠다.
【표 18】
Figure imgf000102_0001
시그널링을 줄이기 위하여, 빔 /빔그룹은 비트맵 형태가 아닌 공동 인코딩 형태로 지시될 수 있다. 예를 들어, 지시를 위해 1비트 사이즈가 정의된 경우, "0" 이면 상기 2-비트 비트맵 예에서의 "01" 을, "1" 이면 상기 2-비트 비트맵 예에서의 "11" 을 각각 지시하는 것으로 정의될 수 있다.
상기 방식에서는 각 탱크별 독립적 지시를 표현했지만, 만약 랭크별로 _ 정의된 비트맵 사이즈가 동일하다면, 하나의 비트맵으로 모든 탱크가 제한될 수도 있겠다 (즉, 해당 비트맵을 통해 모든 랭크 제한이 지시될 수 있겠다) .
4 . W2 단위: 듀얼 스테이지 코드북, 특정 위상 -일치 혹은 LTE DL Class B와 같은 코드북의 경우, 특정 포트의 사용을 제한할 목적으로 W2 ^드워드에 상응하는 W2가 제한될 수 있다. 이 경우/ 단말은 탱크 - 1 제한을 가정하거나, 랭크에 상응하는 정보가 함께 단말에 지시될 수 있다.
5 . 패널 단위: 코드북에 패널 지시가 포함되는 경우, 특정 패널의 전송을 제한하기 위한 목적으로, 특정 패널에 상웅하는 코드워드 사용의 제한을 기지국이 단말에 CSR로 지시할 수 있다 (즉, 패널 on/of f를 코드북 서브셋 제한으로 지시)
대부분의 CSR의 경우, 기지국이 단말에 지시해주는 것이 자연스럽다. 하지만, 단말이 JT 혹은 JR (Joint Reception)과 같은 CoMP 동작을 수행하는 과정에서, 각 패널당 범이 서로 간섭을 일으키는 경우, 이를 제어하기 위한 목적으로 단말은 상기 제안하는 방식의 CSR을 각 기지국에 추천할 수 있다. 보다 구체적인 예시로, 단말이 두 개의 패널을 구비하고 있고, 각 패널당 최선의 대응 Rx 패널이 상이한 경우 (각 패널당 선호하는 패널 /TRP가 상이한 경우)에 있어, 두 개의 패널 /TRP과 단말사이의 링크가 실패한 경우를 고려해 보자. 즉, 예를 들어, TRP1과 단말 패널 1의 링크를 링크 1 , TRP2와 단말 패널 2 사이의 링크를 링크 2라 할 때, 링크 2가 실패한 경우를 고려하자. 이 경우, 예시 동작으로, 단말은 링크 2를 보기하고, 링크 1에 대하여 패널 2의 포트를 결합하여 보다 강인한 (robust)한 전송이 고려될 수 있다. 이 경우 패널 2의 기존 TRP2에 전송하던 빔을 사용하는 경우 TRP2로 간섭을 크게 줄 수 있으므로 패널 결합 시 단말은 기지국에 해당 빔 사용의 자제 /금지를 추천할 수 있다. 본 예제는 싱글 패널인 경우, blockage 등에 의하여 범 페어 링크 실패 상황에서도 적용이 가능하다. 즉, 다른 TRP/패널의 간섭을 즐이기 위한 목적으로, 단말은 다른 TRP/패널에 간섭을 크게 주는 TPMI, 디지털 및 /또는 아날로그 범을 사용하지 않도록 기지국에 추천할 수 있다.
광대역 TPMI를 사용하는 4TX의 경우, 적어도 싱글 스테이지 DCI가사용될 수 있다. 광대역 TPMI 및 CP-OFDM용 NR 4Tx 코드북의 경우, 다음 대안들 중 하나가 선택될 수 있다:
- Alt 1： Rel-10 UL, 추가항목 (entry)이 있을 수 있음:
- Alt 2: Rel-15 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:
- Alt 3: Rel-8 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:
NR은 UL MIMO 전송을 위한 3가지 수준의 UE 기능을 지원한다:
- 완전한 (Full) 코히어런스 : 모든 포트가 코히어런트하게 전송될 수 있음
- 부분 (partial) 코히어런스 : 포트 페어가 코히어런트하게 전송될 수 이으
λ· ᄆ
- 비 (ηοη) -코히어런스 : 포트 페어가 코히어런트하게 전송되지 않음 코드북의 TPMI 코드워드는 gNB에 의해 사용될 수 있다.
1개의 SRS 자원의 경우,
- 완전한 코히어런스 : SRS 자원의 포트에 대응하는 모든 포트들이 코히어런트하게 전송될 수 있음.
- 비 -코히어런스 : SRS 자원의 포트에 대웅하는 모든 포트가 코히어런트하게 전송되지 않음.
- 부분 코히어런스 : SRS 자원의 포트에 대웅하는 포트 페어를 코히어런트하게 전송할 수 있음.
하나의 SRS 자원을 사용하는 코드북 기반 송신에 부가하여, 비- 코히어런트 (non- coherent )의 SRS 자원 송신을 포함하는 다중 SRS 자원을 사용하는 코드북 기반 송신이 자원될 수 있다.
- 비 -코히어런트 SRS간 ( inter- SRS) 자원 전송： 2개의 DCI가 사용될 수 있으며, DCI당 하나의 TPMI가 사용될 수 있다. 또한, SRS 자원당 하나의 TPMI/TRI가 시그널링될 수 있으며, 여러 SRS 자원들의 선택이 지시될 수 있다. 적어도 하나의 SRS 자원이 설정되며, DFT- S -OFDM에 대해 아래 표 19와 같은 추가적인 4TX 랭크 1 코드북이 지원될 수 있다:
【표 19】
Figure imgf000106_0001
DFT- S -OFDM의 경우 TPMI 0 - 15 용 LTE 4Tx 랭크 1 UL 코드북이 지원될 수 있다. 이때, 안테나 포트、선택을 위한 추가적인 코드워드도 지원될 수 있다. 상술한 사항들을 고려해 보면 , 단말이 코히어런스 전송과 관련된 능력 정보를 추가적으로 기지국에 보고할 수 있다. 이 경우, 기지국이 단말에 코드북을 설정해 주기 위하여, 패널 (또는 포트 그룹) 내 (최대) 안테나 포트 개수 ( # of (최대) antenna port in a panel ( or port group ) ) , 패널 개수 ( # of a panel ) 등과 같은 안테나 설정 , 안테나 편파 등의 정보 외에도 상기 능력 정보가 추가로 고려될 수 있다. 이러한 단말의 능력들은 단말의 구현에 따라서 다양한 값을 가지게 되며, 이를 구체화하기에는 상당히 많은 노력이 필요하다.
따라서, 본 명세서에서는 단말이 선호하는 UL 코드북 서브셋 제한을 능력으로 기지국에 보고할 것을 제안한다. 이러한 UL 코드북 서브셋 제한은 상술한 코드북들에서 코드북 서브셋 제한이 적용된 코드북일 수 있다. 예를 들어, 3 -bit 능력 보고는 표 20과 같이 주어질 수 있다. 표 20은 코드북 서브셋 제한의 예시이며, 표 21은 표 ≥0의 정의에 사용되는 2-포트 코드북의 예시이다. 【표 20】
Figure imgf000107_0001
【표 21】
Figure imgf000107_0002
표 20의 정의를 위해 표 21의 2-포트 코드북과 후술할 4-포트 코드북이 사용되었다. "000" 혹은 "001" 상태는, 랭크별 통합적 보고를 예시한다. 랭크별로 독립적으로 능력을 지시하는 경우, 탱크별 보고 필드가 독립적으로 정의 /설정될 수 있다.
혹은 지원하는 코드북의 waveform의 종류가 상이하게 되면, (waveform의 종류에 따라) 독립적 능력 필드로 단말의 능력이 보고될 수 있다. 만약 waveform에 상관없이 탱크 1 코드북이 동일하다면 (예를 들어 2 -port의 경우) , waveform에 상관없이 동일한 랭크 1 코드북이 사용되므로, 동일한 필드 내에 동일 state로 능력이 보고될 수 있으며, 기지국은 이를 모든 waveform에 반영할 수 있다. 4 -포트의 경우, waveform에 따라서 상이한 코드북이 사용될 수 있으므로, 독립적인 능력 보고 필드로 단말의 능력이 보고되는 것이 유연성 측면에서 바람직할 수 있다.
혹은 단말의 능력 필드는 TPMI의 종류, 즉, WB TPMI인지 SB TPMI인지에 따라 독립적인 필드로 구분될 수 있다.
보다 높은 유연성을 위하여, 단말의 능력이 비트맵 형식으로 지시되는 방식이 고려될 수 있다. B_DFT- S -OFDM의 경우 비트맵 (DFT- s -OFDM 관련 비트맵 )으로 지시될 수 있다. 예를 들어 , 2 -포트의 경우, TPMI 인덱스 0 ~3에 해당하는 lbit 및 TPMI 인덱스 4 - 5에 해당하는 lbit인 2bit 비트맵으로 지시될 수 있다. 예를 들어 2bit 비트맵이 '11' 이면, 상기 단말의 능력으로서 상기 단말은 TPMI 인덱스 0 ~5 모두의 사용 가능함을 지시하며, ' 01' 이면 상기 단말의 능력으로서 상기 단말은 TPMI 인덱스 4 ~5만의 사용 가능함을 지시하며, 이에 기초하여 코드북이 구성될 수 있다. 또한, 4 _포트의 경우 단말의 능력은 3bit 비트맵으로 지시될 수 있으며, 3bit 비트맵이 " ill" 이면 TPMI 인덱스 0 -27 , " O il" 이면 TPMI 인덱스 16 -27 , "001" 이면 TPMI 인덱스 24 - 27을 단말이 사용 가능함을 각각 지시할 수 있다.
B_CP-OFDM의 경우, 탱크별 비트맵이 추가될 수 있다. 각 탱크별 비트맵 사이즈는 상이할 수 있다. 즉, B_CP-OFDM는 각 탱크 비트맵의 통합 (union)으로 구성될 수 있다. 예를 들어 , B_CP-OFDM는 { B__CP- OFDM_rankl , B_CP-OFDM_rank2 , B_CP-OFDM_rank3 , B_CP-
OFDM_rank4 }와 같은 비트맵 방식으로 구성 /지시될 수 있으며, 여기서 B_— CP- OFDM_rank는 각 랭크별 비트맵을 나타낸다. 만약 CP— OFDM과 DFT- s— OFDM이 동일한 탱크 1 코드북을 공유한다면, 단말은 단일개의 비트맵, 즉, Bᅳ CP- OFDM으로 능력을 보고할 수 있다. 여기서 포트 수에 따른 능력은 독립적인 비트맵으로 보고될 수 있으며 , 지원되는 최대 포트 수에 따라 보고되는 비트맵 (보다 상세하게는, 독립적인 비트맵의 개수)이 설정될 수 있다. 예를 들어, 단말은 지원되는 최대 포트수 = 4인 경우 2 -포트와 4 -포트 코드북에 대한 능력을 모두 각각 비트맵 형식으로 보고하지만, 지원되는 최대 포트수 = 2인 경우, 2 -포트 코드북에 대한 능력만을 비트맵 형식으로 보고할 수 있다.
LTE에서 TRI의 경우, TPMI와 함께 공동 인코딩되어 5 ~6bit의 DCI로 지시될 수 있다. 하지만 NR에서는 CP-OFDM을 지원하기 때문에, DMRS에 대한 정보 지시를 위하여 , DL 관련 DCI를 통해 안테나 포트 (들) , 스크램블링 식별 ( identity) 및 레이어 개수 등이 표 22와 같이 지시될 수 있다. 【표 22 ]
Figure imgf000110_0001
따라서 , NR의 UL에서도 상기 정보와 비슷하게 UL 관련 DCI에서 안테나 포트 (들) , 스크램블링 식별 및 레이어 개수 등의 정보가 지시될 수 있다. 이 경우, UL 코드북 기반 전송을 지원하는 단말의 경우, 레이어에 대한 정보 (예를 들어 , TRI에 대한 정보)의 지시가 중복되어 DCI가 낭비될 수 있다. 따라서 , UL 관련 DCI에서 았테나 포트 (들) , 스크램블링 식별 ( identity) 및 레이어 개수 등의 정보가 지시되는 경우, TRI는 상기 필드로, TPM工는 단독 /독립적인 필드로 인코딩되어 지시될 수 있다. 이때, 랭크 1의 TPMI 사이즈가 가장 크므로, TPMI 사이즈는 탱크 1에 맞게 설정될 수 있으며, 랭크 2-4에 상웅하는 TPMI는 설정된 TPMI 사이즈에 최대한 맞도록 코드북을 설계하거나, TPMI 사이즈보다 해당 탱크의 TPMI의 개수가 작은 경우 (예를 들어 4-포트의 탱크 4의 경우, 최대 ¾크 (£1^11 rank)이므로, TPMI 개수가 예를 들어 1— 3개 정도이고, 랭크
1 TPMI 사이즈가 5bit인 경우) , 32— 3=29개의 나머지 state는 에러 체크를 위한 용도로 사용될 수 있다.
상기 설명한 것과 같이 복수의 SRS 자원들로부터 코드북 기반의 UL 전송이 이루어지는 경우, 특히 비—코히어런트 JT로 대표되는 비—코히어런트 전송의 경우, 상기 설명한 것과 같은 다양한 옵션이 존재할 수 있으며, 이를 정리하면 다음의 예시와 같다:
. 이하는 2개의 SRS 자원들에 기초한 코드북 기반 UL 전송 수행에 관한 예제이다. 여기서 TPMIi와 TRIi는 각각 i번째 SRS 자원의 TPMI와 TRI를 나타낸다.
A. (SRI=0) + (TPMI0) + (SRI=1) + (TPMI1) + TRI： 본 옵션의 경우
2개의 SRS 자원에 대하여 TRI는 통합적으로 하나만 지시되며, 각 SRI로 지시되는 자원별로 TPMI가각각 독립적으로 지시될 수 있다.
B. (SRI = 0) + (SRI=1)+TPMI +TRI： 본 읍션은 두 개의 SRS 자원들 내에 있는 SRS 포트들이 병합되어 하나의 TPMI를 이용하여 전송되는 경우를 나타내며, 여기서 TRI도 단일개로 지시될 수 있다.
C (SRI=0+TPMI0 + TRIO) + (SRI=1+TPMI1 + TRI1)： 본 옵션의 경우, A의 옵션을 따르되 TRI가 각 자원별로 지시되는 경우에 해당한다.
TRI는 상술했듯이, DMRS 표에서 지시될 수 있다. A읍션을 사용하는 경우 TRI는 단말이 UL 전송하는 총 ¾크 (total rank)로 해석될 수 있다. 이때 , 복수의 자원들을 사용하여 레이어가 지시되는 경우, 어떠한 자원에 몇 개의 레이어가 지시 /매핑되는지가 모호할 수 있다. 예를 들어, 2개의 자원들에서 UL 전송이 수행되고 총 랭크가 3이고 TRI=3으로 DMRS 표에서 지시되면, 각 자원별 전송되는 탱크가 (TRIO, TRI1) = (1,2) 혹은 (2,1)인지가 모호할 수 있다. 따라서 이를 명확히 지시하기 위한 추가적인 지시자 (예를 들어 , lbit 지시자)가 사용 /정의될 수 있다. 그리고 /또는 특정 TRI (예를 들어 , TRI=3)로 지시되는 경우, 해당 자원 (들)이 어떠한 탱크로 전송되는지가 SRI 필드 내에서 지시될 수 있다. 예를 들어, 총 탱크가 3인 경우, 랭크 2 전송을 하는 자원이 항상 먼저 지시되는 것으로 사전에 단말-기지국간 약속할 수 있겠다. 즉, 아래 표 23과 같이, TRI = 3인 경우, state "01" 은 0번째 자원이 탱크 2임을 의미하고, "10" 은 1번째 자원이 탱크 2임을 의미할 수 있다.
【표 23】
State SRS resources number
00 0 01 0,1
10 1-0
11 0,1,2,3
TRI=1인 경우도, TRI=3과 마찬가지로, 어떠한 자원에서 랭크 1이 전송되는지가 추가적인 지시자로 명시적으로 알려주거나 SRI 필드로 암시적으로 지시될 수 있다. 혹은 TRI = 1인 경우, 하나의 자원에서만 랭크 1 전송이 수행되므로, SRI state에서 하나의 자원만이 지시될 수 있다.
TRI=2인 경우, 선택된 하나의 자원에서 랭크 2 전송이 수행되거나, 각 자원마다 탱크 1 전송이 수행될 수 있다. 전자의 경우, 랭크 1과 마찬가지로 SRI state에서 하나의 자원 (탱크 2 전송이 수행되는 선택된 자원)만 지시될 수 있으며, 후자의 경우, 각 자원에서 탱크 1 전송이 수행되는 것으로 이해되므로 모호함이 발생하지 않는다.
TRI=4인 경우, 각자원은 랭크 2 전송을 하는 것으로 이해될 수 있다. 본 예제의 경우, 총 ( total ) UL 전송에 사용되는 포트 수가 4인 경우, 2개의 자원 각각에 2개의 SRS 포트가 구비되어 있는 경우에 대한 예제를 나타낸 것이다.
만약, 총 UL 전송에 사용되는 포트 수가 4 이상인 경우, 예를 들어, 두 개의 자원을 통하여 코히어런트 /비 -코히어런트 UL 전송이 수행되며, 각 자원당 4개의 SRS 포트를 사용하는 경우를 살펴보자. 또한 이때, 최대 전송 탱크는 4인 것으로 가정을 하자. 그러면, 비 -코히어런트 전송의 경우, TRI< = 3인 경우까지는 상기 제안된 읍션 /방식으로 모호함 없이 자원별 탱크가 지시될 수 있다. 하지만, TRI =4로 지시되고 하나의 자원에서 랭크 4 전송되는 경우는, SRI 필드에서 전송되는 SRS 자원을 단독 지시함으로써 모호함을 없앨 수 있다. 다만, (TRIO, TRI1) = (1,3) , (2,2) 또는 (3,1) 인지에 대한 모호함이 존재할 수 있으므로, 이를 구분하기 위한 지시자가 별도로 시그널링될 수 있다. 혹은 총 (total) TR工는 DMRS 표에서 지시될 수 있으며 , 각 자원에서 전송되는 TRIi는 TPMI 필드에서 TPMI와 공동 인코딩되어 지시될 수 있다. 즉 다음 중 적어도 하나를 포함하여 DCI가구성될 수 있다.
- SRI
- DMRS에 내장된 하나의 TRI (One TRI embedded in DMRS)
- 각 i 번째 SRS 자원에 대한 TPMIi + TRIi (TPMIi + TRIi for each i-th SRS resource)
복수의 SRS 자원들을 이용한 전송의 경우, 각 자원별 TPMI 및 /또는 TRI가 각각 지시되는 경우, 하나의 TPMI (및 /또는 TRI) 필드는 다수개의 자원별 TPMIi (및 /또는 TRIi)들이 연쇄 (concatenation)되는 형태로 인코딩되며 , 인코딩된 사이즈가 주어진 필드의 페이로드 사이즈를 다 채우지 못하는 경우 나머지 비트들은 제로-패딩될 수 있다. 이 경우, 단말은 총 (total) TRI 값이 TPMI (및 /또는 TRI) 필드 내 i-번째 SRS 자원으로 지시되는 모든 TRIi들의 합과 다를 것으로 기대하지 않는다. 측, TRI = TRIO + TRI1 +… 가 만족해야 한다.
상기 방식을 이용하는 경우, DCI의 디코딩은 DMRS 필드 - > TPMI 순서로 수행될 수 있다.
상기 제시한 바와 같이 , DMRS 표에서 TRI가 내장 ( embedded)되면 , TRI에 대한 지시자가 필요없기 때문에, TPMI의 단독 필드가 사용되어, DCI의 오버헤드를 줄임과 동시에 더 높은 랭크 (higher rank)에 대한 코드워드 수가 크게 제한되지 않아 더 높은 탱크의 성능이 향상될 수 있다.
DCI의 오버헤드를 줄이는 또 다른 방식의 하나로, TRI 및 TPMI가 공동 인코딩되어 하나의 필드에 포함되고, 이 필드에서 지시되는 RI에 의하여 DMRS 표 (이하의 표 24 )를 해석하는 방식이 고려될 수 있다.
예를 들어, 표 24와 같은 DMRS 구성을 UL 코드북 기반 전송에서 사용한다고 가정하자. 이 경우, 포트 그룹으로는, 표 24와 같이 , 탱크 1 (단일 탱크) 전송을 위한 인덱스 0 ~5 , 랭크 2 전송을 위한 인덱스 6 ~9 , 탱크 3 전송을 위한 인덱스 10 , 랭크 4 전송을 위한 인덱스 11가 각각 사용될 수 있다. 따라서 , 최대 3bit (탱크 1에 상응하는 인덱스가 6개로 가장 크기 때문)의 DMRS 필드 비트 -너비 (width)가 필요하다. 이는 아래 표 24에서 예시된 기존의 DMRS 표의 비트 사이즈 /너비를 줄이지 않고 그대로 사용하는 경우 (즉, 4 -bit DMRS 필드를 그대로 사용, 11개의 인덱스 모두 시그널링 )에 비하여 , lbit만큼 사이즈 ^비를 줄이는 효과를 가져올 수 있다 . 【표 24】
Index DMRS port ID (+1000) # CDM group(s) without data Re indexing
Figure imgf000116_0001
제안과 같이 TRI+TPMI 필드에서 지시되는 TR工에 의하여, 3 -bit DMRS 필드의 state는 표 24의 4번째 열과 같이 각 탱크별로 재인덱싱 (re- indexing)될 수 있으며 , 단말은 지시받은 TRI에 기초하여 DMRS 표 (예를 들어 표 24)를 재해석할 수 있다. 예를 들어 , TRI+TPMI 필드에서 TRI = 2(랭크 2)를 지시하고, 3— bit DMRS 필드에서 state 1(즉, 표 24의 재인덱싱 값 Ί' )을 지시하면, 단말은 표 24의 DMRS 표에서 인덱스 '7' 을 지시받은 것으로 이해 /인식할 수 있다. 또한, 단말은 상기 3-bit 필드에서 지시되는 지시자가 사용되는 DMRS 표의 인덱스 범위를 벗어나는 혹은 존재하지 않는 state를 지시받을 것을 기대하지 않는다. 예를 들어, TRI=2를 지시받은 경우, 단말은 3-bit DMRS 필드에서 state 5를 지시받을 것을 기대하지 않는다.
본 실시예를 따르는 경우, DCI의 디코딩은 TRI+TPMI -> DMRS field 순서로 수행될 수 있다.
TPMI 사이즈에 맞춰 최대한 코드북의 세분성 혹은 선택 유연성을 늘리는 방향으로 설계하기 위해 다음과 같은 대안들이 고려될 수 있다:
광대역 TPMI 및 CP-ᄋ FDM용 NR 4Tx코드북의 경우,
- Alt 1： Rel-10 UL, 추가항목 (entry)이 있을 수 있음:
- Alt 2： Rel-15 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:
- Alt 3: Rel-8 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:
예를 들어 Alt 1의 경우, UL 코드북을 그대로 사용하게 되므로, 탱크 1의 경우, 앞서 제안된 코드북 (예를 들어 , 표 19)을 그대로 사용하는 것이 고려될 수 있다. 그러면, 전체 TPMI의 사이즈는 5bit이 되며, 각 랭크별로 최대
32개의 코드워드가 고려될 수 있다.
그러면, 랭크 2의 경우 코드북은 표 25와 같이 정의될 수 있다.
【표 25】
Figure imgf000118_0001
표 25에 정의된 코드워드 인덱스 0 - 15는 4개의 포트가 랭크별로 2개씩 페어링되어 전송되는 부분 (partial ) -코히어런트 전송을 수행할 때 적합한 코드워드 (즉, 부분 -코히어런스 코드워드)이다.
이외에 16개의 코드워드가 추가된 경우 표 26과 같은 조합이 도출될 수 있다.
【표 26】
Figure imgf000119_0001
코드북 인덱스 16-23의 코드워드는 4개의 포트를 모두 사용하는 포트 결합 코드워드 (즉, 완전 (full) 코히어런스 코드워드)로서 LTE 혹은 NR DL 코드북의 일부이며, 코드북 인텍스 24-29의 코드워드는 모든 4개의 포트가 비- 코히어런트 전송을 수행할 때 적합한 코드워드 (즉, 비—코히어런스 코드워드)이다. 이처럼, TRI와 TPMI가 공동으로 구성되는 경우는 총 페이로드를 고려하여 상위 탱크로 갈수록 TPMI의 세분성이 줄어드는 반면, TRI가 별도의 DMRS 필드에서 지시되는 경우, 각 상위 랭크에서도 코드북이 좀 더 풍성하게 구성될 수 있다는 장점이 생긴다. 이는 UL TX 포트의 코히어런트 전송 여부와도 결부되어, 부분 등에 · '¾Η워드를 더 할당하여, 해당 능력을 가진 증가시키는데 도움을줄 수 있다 .
동일하게 탱크 3의 경우 코드북은 표 27과 같이 구성될 수 있다.
【표 27】
Figure imgf000120_0001
본 표에서 코드워드 인덱스 12 - 15은 4개의 포트를 모두 사용하는 포트 결합 코드워드로 LTE 혹은 NR DL 북^ 일부이며 4개의 포트가 코히어런트 전송될 때 적합한 코드워드 (즉, 완전 (full) 코히어런스 코드워드) 예제이며 , 16-19는 모든 4개의 포트가 비—코히어런트 전송될 때 적합한 코드워드 (즉, 비- 코히어런스 코드워드) 예제이다. 그리고 /또는 본 표에서 코드워드 인덱스 0- 11은 4개의 포트가 부분 -코히어런트 전송될 때 적합한 코드워드 (즉, 부-분 (partial-) -코히.어런스 -코드워드) 예제이다. 이때 , 파워 스케일링 인자 (factor)는 안테나 턴 오프를 고려한 것이며 , 다른 스케일링 인자로서 , 예를 들어, ^ 또한 고려될 수 있다. 상기 예제에 추가적으로, 남는 state의 세분성을 높이기 위하여 Rel-8 LTE DL house-hold 코드북의 일부 혹은 전체가 포함 /사용될 수도 있다
랭크 4 코드북 예제는 표 28과 같다.
【표 28】
Figure imgf000121_0001
본 표에서 코드워드 인덱스 1-4는 4개의 포트를 모두 사용하는 포트 결합 코드워드 (즉, 완전 (full)' 코히어런스 코드워드)로 LTE 혹은 NR DL 코 일부이며 4개의 포트가 코히어런트 전송되는 예제이다. 상기 예제에 추가적으로 state 세분성을 높이기 위하여 Rel- 8 LTE DL house -hold 코드북의 일부 혹은 전체가 포함 /사용될 수도 있다. 특히 탱크 4의 경우, 전체 탱크 전송이므로, 세분성을 높여도 성능이 많이 향상되지 않을 것으로 예상되므로, 단말의 복잡도를 낮추기 위하여 , 특정 개수 (예를 들어 3개 )의 코드워드 (예를 들어 , 0 , 1 , 3의 코드워드로 구성 )로 구성될 수도 있다.
CP-OFDM을 위한 4TX 코드북의 경우, 단말의 코히어런스 능력 보고 (예를 들어, 완전 코히어런스, 부분-코히어런스, 비-코히어런스) 혹은 상위 계층 시그널링 등으로 지시되는 코드북 서브셋 제한으로 TPMI의 페이로드가 변화될 수 있다 . 이때 TRI와 TPMI가 공동 인코딩되는 경우, 페이로드 감소 효과는 각 코히어런스 능력에 따른 각 탱크별 TPMI의 합이 줄어드는 경우에 해당될 수 있다. 만약, TRI와 TPMI7} 개별 인코딩되는 경우, TPMI의 페이로드 감소를 위해 각 탱크별 TPMI 사이즈의 최대값을 줄여야 한다. 따라서, 각 코히어런스 능력에 따른 최대 TPMI 사이즈를 제한할 것을 제안한다. 예를 들어, 아래와 같은 예시가 고려될 수 있겠다.
1 . 완전 코히어런스 - 5bit
1 - 1 . 탱크 1의 경우, 코드북은 표 29와 같이 정의될 수 있다.
【표 29】
Figure imgf000123_0001
표 29에 추가로 32 state를 채우기 위하여, 각 원소들의 위상으PSK를 고려하여 수학식 33과 같은 코드워드가 추가적으로 고려될 수 있다. 【수학식 33】 e0 =
Figure imgf000123_0002
.-2. 탱크 2의 경우, 코드북은 표 30과 같이 정의될 수 있다
【표 30】
Figure imgf000124_0001
그리고 /또는, 또 다른 실시예 상기 표 30의 탱크 2 코드북의 코드워드 인덱스 24-29 중 4개를 선택 (예를 들어 , 24-27)하여 코드북을 구성할 수 있겠다. 그러면, 5bit 사이즈에 맞추기 위한 추가적인 4개의 state는 수학식 34와 같이 구성되거나 수학식 35에서 정의된 8개의 state 중에서 선택될 수 있다.
【수학식 34]
Figure imgf000125_0001
【수학식 35】
Figure imgf000125_0002
그리고 /또는, 상기 8개의 8-PSK 탱크 2를 모두 사용하되, 0~15번 코드북 중에서 12개의 코드워드를 선택 (예를 들어 으^ L1번 코드북 /코드워드)하여 , 총 32개의 state를 구성할 수도 있다.
1-3. 탱크 3의 경우, 코드북은 표 31과 같이 정의될 수 있다. 【표 31】
Figure imgf000127_0001
그리고 /또는 표 31에 정의된 20— 27의 코드워들 중 일부를, 다음의 수학식 36과 같은 형태의 코드북 중 적어도 일부로 대체될 수 있다.
【수학식 36】
Figure imgf000128_0001
Figure imgf000128_0002
Figure imgf000128_0003
탱크 3 코드북의 경우, 각 안테나 포트에 상응하는 전송 파워가 레이어별 합 ( = 0.25)으로 보았을 때 동일한 것을 확인할 수 있으며, 첫 번째 레이어는 모든 안테나 포트가 전송되고, 2번째와 3번째는 특정 포트 그룹만 전송되는 특징을 가지는 코드북으로, 포트 선택과 포트 결합의 특성을 적절히 가지고 있다고 볼 수 있다.
1-4. 탱크 4의 경우, 코드북은 표 32와 같이 정의될 수 있다.
【표 32】
Figure imgf000129_0001
탱크 4 코드북에서 4-7의 코드워드는 두 개의 패널에서 각각 레이어 2 전송이 수행되는 것으로 해석될 수 있다. 즉, 표 32의 코드북은 안테나 포트 {1,3}, {2, 4}가 각각 레이어 2 전송을 하는 코드북으로, 다중 -패널 코드북을 커버하기 위한 목적으로 사용될 수 있다 .
일반적으로, 레이어가 커질수록 코드북의 세분성으로부터 오는 이득은 그리 크지 않다. 일례로, 상기 전체 탱크 전송 예제에서 탱크 4 전송의 경우 단순히 1-2개의 코드워드만 사용하더라도 다양한 코드북을 사용하는 경우에 비하여 크게 뒤쳐지지 않는 성능을 보여줄 수 있다. 따라서 , 상기 제안된 코드북들의 결합 혹은 이의 부분 집합으로 코드북이 구성되는 경우, 레이어가 커질수록 설정된 TPMI의 사이즈 (상기 실시예의 경우 5bit)가 모두 사용되지 않을 수 있으며, 사용되지 않는 비트 /state는 오류 검출에 사용될 수 있다. 또한, 비트 /state가 줄어들수록 기지국 입장에서는 TPMI 계산 복잡도가 줄어든다는 장점이 있다.
2. 부분 코히어런스 (partial coherence) - 4bit
부분 코히어런스 코드북은 상기 제안된 완전 코히어런스 코드북에서 완전 코히어런스 전송 코드워드를 제외한 코드워드들 (즉, 부분 -코히어런스 (전송) 코드워드, 비—코히어런스 (전송) 코드워드) 중 적어도 일부가 선택되어 구성될 수 있다. 예를 들어, 부분 코히어런스 코드북은, 상기 제안된 완전 코히어런스 코드북에서, 탱크 1의 경우 인덱스 16-27의 코드워드, 탱크 2의 경우 인덱스 0-11 및 28-31의 코드워드, 랭크 3의 경우 으 11 및 28-31의 코드워드, 랭크 4는 4— 12의 코드워드로 구성될 수 있다. 이 경우, 최대 코드워드 수는 16개로, 4bit가 할당될 수 있다.
3. 비 코히어런스 (non coherence) - 2bit
비 코히어런스 코드북은 상기 제안된 완전 (또는 부분) 코히어런스 코드북에서 완전 (또는 부분) 코히어런스 (전송) 코드워드를 제외한 코드워드들 (즉, 비 -코히어런스 (전송) 코드워드) 중 적어도 일부가 선택되어 구성될 수 있다. 예를 들어, 비 코히어런스 코드북은, 상기 제안된 완전 ^히어런스 코드북에서, 랭크 1의 경우 인덱스 24-27의 코드워드, 탱크 2의 경우 인덱스 28-31의 코드워드, 탱크 3의 경우 인덱스 28-31의 코드워드, 탱크 4의 경우 인덱스 12의 코드워드로 구성될 수 있다. 이 경우, 최대 코드워드 개수는 4개로, 2bit가 할당될 수 있다. 즉, 상술한 내용을 정리하자현, 완전 코히어런스 코드북은 완전 코히어런스 전송 코드워드, 부분 코히어런스 전송 코드워드 및 비 코히어런스 전송 코드워드로 구성될 수 있으며 , 부분 코히어런스 코드북은 부분 코히어런스 전송 코드워드 및 비 코히어런스 전송 코드워드로 구성될 수 있으며 , 비 코히어런스 코드북은 비 코히어런스 전송 코드워드로 구성될 수 있다 .
따라서 , UL 코드북의 종류로는 완전 코히어런스 코드북 , 부분 코히어런스 코드북, 비 코히어런스 코드북이 존재할 수 있으며 , UL 코드북 (즉, 완전 코히어런스 코드북)은 완전 코히어런스 (전송) 코드워드, 부분 코히어런스 (전송) 코드워드, 비 코히어런스 (전송) 코드워드로 구성될 수 있다 . 본 명세서에서 코드워드는 '프리코딩 행렬' 로 지칭될 수도 있다.
만약 DFT— s -OFDM과 CP-OFDM이 별도의 DCI 포맷으로 구성되면, 상기 제안은 CP-OFDM에 대한 DCI 포맷 구성에 적용될 수 있다. 만약, DFT- S - OFDM과 CP-OFDM이 동적 스위칭을 지원한다면, DCI 필드의 디자인은 waveform에 통합된 디자인이 바람직할 수 있다. 따라서, CP OFDM이 DFT- s - OFDM으로 변경되는 경우, 상기 UL 관련 DCI에서 안테나 포트 (들) , 스크램블링 식별 및 레이어 수 등의 정보가 지시되는 필드는, 표 33로 변경 해석될 수
(2) 있겠다. 표 33은 UL 관련 DCI 포맷의 순환 시프트 필드를 "DMR 및 괴 (I)]로 매핑한 표이다.
【표 33】
Figure imgf000132_0001
표 33에서 lambda는 탱크와 관련된 파라미터이므로, DFT- s -OFDM의 경우 lambda = 0에 대한 column만 적용될 수 있다.
상기 코드북에서, 파워 스케일링은 안테나 턴-오프를 가정하여 설정되었다. 즉, 주어진 시간 내 단말의 송신 파워를 P라고 하면, 파워는 모든 포트에 균일하게 분배되어 레이어에 상관없이 각 포트의 송신 파워는 P/N (여기서, N은 포트 수)로 주어지게 된다. 이때 , 4 -포트 중 하나의 포트만 사용하여 전송을 하는 경우, P/4로 전송 파워가 6dB만큼 줄어들게 되어, 커버리지가 줄어든다는 문제가 발생할 수 있다. 파워를 모든 포트의 수로 나누는 것은 단말의 배터리 절약의 이점뿐만 아니라 단말의 τχ 체인 비용 ( cost ) 측면에서 이득이 있을 수 있다. 즉, 파워 부스팅을 허용하여, 4 -포트의 경우 포트당 P/4의 파워 전송이 아니라 P/2 혹은 P로 전송하게 되면, 단말의 Tx 체인의 전송 파워의 동적 범위가 매우 커져야 하는 문제가 있으며, 이는 비용을 증가시킨다. 반면, 하이- 엔드 단말의 경우, 위와 같이 동적 범위가 큰 Tx 체인을 구비할 수 있으므로, 이를 능력으로 보고할 수 있다. 즉, UL 전송 시 단말은, 단말의 최대 송신 파워로부터 특정 X dB (예를 들어 , 3dB) 이하로의 전송 여부에 관한 능력을 기지국에 보고할 수 있으며, 이는 비 -코히어런트 전송의 정규화 인자 (normalized factor) 결정에 고려될 수 있다. 예를 들어 , ¾크 1 TPMI 인덱스 24 - 27의 경우, 정규화 인자는 2가 아닌 혹은 1로 설정되거나, 사전에 특정 값 (예를 들어 , ^ )으로 사전에 약속 /정의될 수 있다 .
상기 제안하는 코드북을 SB TPMI로 사용하게 되면, 각 SB별로 사용되는 코드워드가 달라질 수 있다. 예를 들어, 특정 SB의 TPMI는 모든 포트를 다 사용하는 코드북 (예를 들어 , 완전 코히어런스 코드북)을 기반으로 할 수 있으며 , 또 다른 특정 SB는 일부 포트를 사용하는 코드북 (예를 들어 , 부분 코히어런스 코드북)을 기반으로 할 수 있다 . 이 경우, SB별로 사용되는 포트 수가 달라지면, UL 파워 제어가 매우 복잡해지는 경우가 발생한다. 따라서, WB로 SB에서 사용되는 포트 수가 결정될 수 있으며 (이는, 포트 선택 코드북 형태 혹은 비트맵 형태로 시그널링될 수 있음) , SB TPMI는 WB로 지시되는 포트 수를 모두 사용하는 코드북만을 고려하도록 제한될 수 있다. 즉, 파워 스케일링 인자 관점에서 다시 서술하면, 전체 TPMI 전송에 사용되는 파워 P를 모두 사용하는 TPMI의 파워가 1로 정규화됨이 가¾되며, WB TPMI 등의 방식으로 SB TPMI 전송에 사용되는 포트 수, 파워 스케일링 및 /또는 ρ ( 0<Ρ< = 1 )가 결정되고, SB TPMI는 p 값에 변화를 주지 않기 위하여 반드시 파워 스케일링 인자 1로 정규화된다. 、
UL에 대한 코드북 기반 전송은 적어도 다음과 같은 UL 승인 ( grant )의 시그널링을 통해 지원된다:
- SRI + TPMI + TRI , 여기서, TPMI는 SRI에 의해 선택된 SRS 자원의 SRS 포트를 통해 선호하는 프리코더를 나타내는 데 사용된다. 단일 SRS 자원이 설정될 때 SRI는 없을 수 있다. TPMI는 설정된 단일 SRS 자원의 SRS 포트를 통해 선호되는 프리코더를 지시하는 데 사용된다 .
- 복수의 SRS 자원 선택에 대한 지시 지원
CP -OFDM 기반 UL에 대한 코드북 기반 전송의 경우, UE가 UL 주파수 선택적 프리코딩을 설정받고, SB TPMI 시그널링 방식이 지원되는 경우, 다음 대안 증 하나가 지원될 수 있다:
- Alt 1 : 주어진 PUSCH 전송을 위해 할당된 PRB에 대해서만 DCI를 통해 SB TPMI가 UE로 시그널링된다 .
- Alt 2 : 주어진 PUSCH 전송에 대한 실제 RA와 관계없이, UL의 모든 PRB에 대해 DCI를 통해 SB TPMI가 UE로 시그널링된다 . 一 다만, 다른 대안 역시 배제되지 않는다. 듀얼 스테이지 코드북이 지원되는 경우, SB TPMI는 W2에 대응할 수 있다.
WB TPMI는 서브 대역 TPMI와 함께 시그널링되거나 그렇지 않을 수 있다. UL 코드북 디자인의 경우, 다음 두 구조 중 하나가 NR에서 지원될 수 있다:
- Alt 0 : 싱글 스테이지 코드북
- Alt 1 : 듀얼 스테이지 코드북
LTE에서는, PAPR 및 CM을 유지하는 것과 같은 설계 제약이 필요한 SC- OFDM을 지원하기 위해, 2 -포트 및 4 -포트용 싱글 스테이지 UL 코드북이 사용되었다 (즉, 다중 레이어 전송으로 CM이 증가하지 않아야 함) . 따라서 , 랭크가 1보다 큰 경우, LTE UL 코드북은 각 코드워드별로 제로 엔트리들을 포함한다.
그러나, NR에서는 UL 전송을 위해 CP-OFDM이 사용되기 때문에, CM 유지 제한은 UL 코드북의 핵심 설계 목표가 될 수 없다. 또한, CP- OFDM을 위한 UL 주파수 선택적 프리코딩의 지원이 협의되었다. 따라서, 주파수 선택적 UL-MIMO 스케줄링을 위한 제어 채널 오버헤드 문제를 해결하기 위한 하나의 설계 기준으로서 UL 듀얼—스테이지 코드북 (DL과 마찬가지로, 즉, W1W2 )을 고려하는 것이 자연스럽다.
따라서 , 본 명세서에서는 적어도 CP-OFDM에 대해 UL 주파수 선택적 프리 코딩을 위한 듀얼 스테이지 코드북 구조 (W = W1W2 )가 고려될 수 있다. 듀얼 스테이지 코드북에서 , SB당 최종 UL 프리코더 (W)는 WB PMI 성분 ( component ) (W1 ) 및 대웅하는 SB PMI 성분 (W2 )로 분해될 수 있다. 이 구조에서, WB PMI 성분 (W1 )는 빔 /빔 그룹을 포함할 수 있고 , SB PMI 성분 (W2 )는 빔 선택기 및 /또는 위상 -일치 성분 (예를 들어 , x-pol 안테나를 위한)를 포함할 수 있다. DL 듀얼 스테이지 코드북에서 , W1은 SU-MIMO에 대해 특히 성능이 좋은 DFT 범 (들)으로 구성될 수 있다. 왜냐하면 gNB는 균일한 선형 (또는 평면〉 어레이 안테나 요소 /패널을 갖추고 있기 때문이다. TRP와는 달리, UE는 임의의 분리된 안테나 요소 /패널을 구비할 수 있으며, 따라서 낮은 안테나 상관 관계가 기대될 수 있다. 이러한 이유로, NR UL 코드북은 UE의 안테나 배치 및 구조를 고려하여 설계되어야 한다. 이는 UL 코드북이 임의의 UE 안테나 배치 및 구조에 대해 양호하게 수행되어야 함을 의미한다. 이러한 맥락에서, 4Tx DL household 코드북이 고려될 수 있다. 그러나, 주파수 선택적 프리코딩에 관해서는, TPMI 시그널링 오버해드는 설정된 SB의 수에 따라 증가할 수 있다. 따라서 시그널링 오버헤드의 총 수를 효율적으로 줄이기 위해, 이중 스테이지 구조를 갖는 household 코드북이 고려될 수 있다. 이 설계에서, W1은 household 코드북으로부터 gNB에 의해 각 빔이 선택될 수 있는 L-빔 (예를 들어 , L = 2 , 4 , L은 설정 가능) 그룹으로 구성될 수 있다.
W2는 SB당 l0g2 비트만을 필요로 하는 빔 선택을 수행할 수 있다.
즉, 결론적으로, NR UL 코드북은 임의의 UE 안테나 배치 및 구조에 대해 잘 수행되도록 설계되어야 하므로, 1)1』 코드북에 대한 빔 그룹핑을 포함하는 DL household코드북이 고려될 수 있다.
UE가 다중 패널을 구비한 경우, 빠른 UE 회전, 막힘 (blockage ) 등의 경우의 강인한 전송을 위해 패널 선택 및 /또는 결합이 고려될 수 있다. 이러한 종류의 패널 선택 및 /또는 결합 기능은 W1 또는 W2에 의해 지원될 수 있다. 이 경우, UL 코드북 설계에 대한 다음의 세 가지 인자들이 고려되어야 한다.
• UL 코드북에서 지원되는 패널 수
• 패널당 지원되는 포트 수
• UE가 패널 당 다른 수의 포트를 가질 수 있는지 여부
위의 세 가지 요소를 단순화 할 수 있지만 코드북 구조는 여전히 복잡할 수 있다. 따라서 , UE 측에서 상이한 패널의 안테나 포트는 상이한 평균 RSRP 값을 가질 수 있기 때문에, SRI는 패널 선택 또는 안테나 포트 그룹 선택을 위해 사용될 수 있다. 이는 다른 패널의 안테나 포트가 서로 다른 자원에 의해 독립적으로 지원될 수 있음을 의미한다. 요약하면, UL 코드북은 단일 패널을 가정하여 설계되었으며 , SRI는 패널 선택 기능으로 사용될 수 있다 .
NR에서는 여러 SRS 자원 선택에 대한 지시를 지원할 수 있다. SRI 필드에 의해 지시될 수 있는 다수의 SRS 자원의 경우, 패널 결합 기능이 고려될 수 있다. 패널 결합은 위상 및 /또는 진폭에 적절한 패널간 보정기 ( corrector)를 적용하여 빔포밍 이득을 높이는 데 중요한 역할을 수행한다. 따라서, 패널 결합 기능을 위해 여러 SRS 자원이 지시되면 패널 보정기에 대한 추가 TPMI를 도입해야 한다.
즉, UL 코드북은 단일 패널을 가정하여 설계될 수 있으며, SRI는 패널 선택 기능으로 사용될 수 있다. 또한, 패널 결합 기능을 위해 여러 SRS 자원들이 지시되는 경우 패널간 위상 /진폭 보정기에 대한 추가 TPMI를 도입해야 한다.
SRI는 UL에서 다중 패널 공동 전송을 지원할 수 있는 SRS 자원의 다중 선택을 지시할 수 있다. 또한, 각각의 지시된 SRS 자원과 연관된 각각의 패널 전송은 UL - CoMP의 문맥에서 상이한 UL 수신 포인트를 타겟팅할 수 있다. 이를 적절히 지원하기 위하여, NR 네트워크는 SRS 자원별로 분리된 전력 제어 프로세스를 사용하여 서로 다른 SRS 리소스에 해당하는 서로 다른 레이어 그룹별로 적어도 정확한 MCS를 계산할 수 있어야 한다 . 일반적으로, UE에 대한 다수의 ULPC 프로세스가 지원될 필요가 있고, 각각의 ULPC 프로세스는 UE에 설정된 적어도 하나의 SRS 자원과 연관될 수 있다. 예를 들어, 설정된 SRS 자원 ID # 1 및 # 2는 동일한 ULPC 프로세스 A와 연관될 수 있고, 다른 설정된 SRS 자원 ID # 3은 다른 ULPC 프로세스 B와 연관될 수 있다. ULPC 프로세스 A 및 B는 상이한 수신 포인트를 목표로 할 수 있고, 동일한 ULPC 프로세스 A를 따르는 SRS 자원 # 1 및 #2는 UL 승인에서 합의된 SRI 지시에 의해 동적으로 선택될 수 있다. 예를 들어, UL 승인에서 SRI 필드에 의해 SRS 자원 #1(대응하는 TPMI/TRI 포함)과 #3 (대웅하는 TPMI/TRI 포함)이 공동으로 지시되는 경우, 예를 들어, 이는 레이어 그룹으로 구분된 UL 다중 패널 전송 및 gNB 측에서 UL-CoMP 공동 수신 동작으로 해석될 수 있다.
NR에서 UL-MIMO에 대한 주파수 선택적 프리코딩을 적용하기 위해, SB PMI 지시에 기인하는 증가된 제어 채널 오버헤드는 심각한 문제일 수 있다. 이 문제를 해결하기 위해, 2 레벨 DCI가 대안 중 하나로 고려될 수 있으며, 2 레벨 DC工의 세부 사항에 따라 장점과 단점이 상이할 수 있다. 지연 문제, DCI 디코딩 실패 문제 및 DCI 오버헤드와 관련하여 3가지 버전의 2-레벨 DCI가 하나씩 아래와 같이 논의될 수 있다.
옵션 1:
- 1차 DCI: LTE DCI 0/4와 같은 UL 승인
- 2차 DCI: 할당된 RB의 SB PMI
- DCI 전송 타이밍: 2 개의 DCI가 동일한 서브 프레임에서 전송됨 옵션 2:
- 1차 DCI: 모든 RB에 대한 SB PMI
- 2차 DCI: LTE DCI 0/4와 같은 UL 승인
- DCI 전송 타이밍: 1차 DCI를 나타내는 하나 이상의 2차 DCI는 1차 DCI 전송 서브 프레임에서 (또는 이후에 ) 전송됨
채널 에이징 문제와 관련하여, 옵션 2는 바람직하지 않을 수 있는데, 그 이유는 UL 승인 정보가 SB PMI 전달 이후에 여러 서브 프레임으로 전달될 수 있기 때문이다. 이러한 주파수 선택적 UL 프리코더를 도입하려는 동기는, 주파수 도메인을 이용하는 정확한 UL 링크 적응을 달성하는 것이므로, 스케줄링 정보의 전체 세트는 UL 전송을 위해 스케줄링될 때 UE에 즉각적으로 ( instantaneously) 전달되는 것이 바람직하다. 읍션 ι의 경우, 동일한 서브 프레임에서 2개의 DCI가 전송되므로 지연 문제가 발생하지 않는다. 모든 읍션에 대해, UL 스케줄링에 대한 완전한 정보는 2개의 DCI들로 분할되므로, UE는 2개의 DCI 중 하나를 디코딩하지 못하면 UL 데이터를 전송할 수 없다. 옵션 2에 대해, UE가 1차 DCI를 디코딩하지 못하면, 1차 DC工를 참조하는 몇몇의 2차 DCI들이 낭비될 수 있다 . 이 문제를 해결하기 위해 1차 DCI의 디코딩 결과를 gNB에 보고하는 적절한 메커니즘이 필요할 수 있다 .
DCI 오버헤드 측면에서 이 두 읍션은, 오버헤드를 줄이는 데 도움이 된다. 옵션 1에 대해서, 모든 SB가 아닌 스케즐링된 SB에 대해서만 SB PMI가 2차 DC工를 통해 지시되므로, 작은 RB가 UE에 할당되면 DCI 페이로드 크기가 적응 적으로 감소된다. 옵션 2의 경우, 모든 SB에 대한 SB PM工는 1차 DCI를 통해 지시되어야 하며 , 이는 2차 DCI (UL 승인 포함)는 1차 DCI 전송 후에 시그널링될 수 있기 때문이다. 이 디자인에서 오버헤드 절약은 시간 단위로 달성 될 수 있다. 다시 말하면, 丄차 DCI는 DCI 오버헤드가 절약될 수 있도록 다중
UL 승인에 대해 단 한번만 전송된다. 다른 읍션은 다음과 같은 단일 레벨 DCI에 해당한다.
옵션 3 :
- 단일 DCI : 할당된 RB (들)에 대한 SB PMI (들) 및 LTE DCI 0 /4와 같은 UL 승인
옵션 4 :
- 단일 DCI : 모든 RB (들)에 대한 SB PMI (들) 및 LTE DCI 0 /4와 같은 UL승인
읍션 3과 4에는 2 레벨 DCI에 있는 채널 에이징 또는 디코딩 실패 문제는 없지만, 단일 DCI에 더 많은 페이로드를 포함해야 할 수도 있다. 옵션 3에서도, DCI BD 오버헤드를 증가시키지 않기 위해 할당된 RB 크기에 관계없이, 동일한 페이로드 사이즈를 유지하는 것이 바람직하다 . 결과적으로 , 옵션 3에 대한 DCI 사이즈는 할당된 RB가 광대역이고 옵션 3 및 4에 대한 DCI 크기가 동일할 경우에 기초하여 결정된다.
DCI 오버 헤드를 최소화하기 위해, SB PMI 지시를 압축하는 것이 중요하다. 주파수 선택적 UL-MIMO 스케줄링을 위한 제어 채널 오버헤드 문제를 해결하기 위해서는 SB PMI 페이로드에 대한 압축 방법이 코드북 구조와 함께 조사되어야 한다 . 듀얼 코드북 구조에서, 서브대역 당 최종 UL 프리코더 (W)는 광대역 PMI 성분 (W1 ) 및 대응하는 서브대역 PMI 성분 (W2 )으로 분해될 수 있다. 그런 다음, UL 스케줄링 DCI는 하나의 광대역 W1 및 다중 SB W2를 포함한다. SB W2의 페이로드 사이즈를 줄이기 뷔해 코드북 서브 샘플링이 고려될 수 있다 . Rel - 8 LTE 코드북과 같은 단일 코드북 구조의 경우, SB PMI 페이로드는 비슷한 방식으로 압축될 수 있다. 보다 구체적으로, SB PM工에 대한 코드북 서브셋은 WB PMI에 기초하여 제한되며, 서브셋은 WB PMI와의 상관도가 높은 PMI로 구성된다 .
주파수 선택적 스케줄링을 위한 UL DCI 설계는, 지연 문제, DCI 디코딩 실패 문제 및 DCI 오버헤드 측면에서 조사되어야 한다. 또한, DCI 오버헤드를 줄이기 위해 전체 코드북의 서브셋에서 SB PMI가 지시되어야 한다. 도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 PUSCH 전송 동작을 예시한 순서도이다ᅳ 본 순서도와 관련하여 앞서 상술한 설명 /실시예들이 동일 /유사하게 적용될 수 있으며, 중복되는 설명은 생략한다.
우선, 단말은 UL 전송 스케줄링을 위한 DCI를 수신할 수 있다 ( S1710 ) . 이때, DCI는 프리코딩 정보로서 단말의 PUSCH 전송을 위해 선택된 프리코딩 행렬의 인덱스에 관한 정보인 TPMI를 포함할 수 있다. 나아가, DC工는 단말의 PUSCH 전송에 사용되는 레이어에 관한 정보인 RI를 더 포함할 수 있으며 , 이때 RI는 TPMI와 함께 공동 인코딩되어 DCI에 포함될 수 있다. 또한, DMRS 포트를 결정하기 위해 (DCI 내에서) 사전에 정의된 DMRS 필드 /표는 상기 TPMI와 공동 인코딩된 상기 RI에 따라 사이즈가 상이하게 결정될 수 있다. 즉, DMRS 필드 /표는 상기 RI에 기초하여 /따라 다르게 인코딩 /디코딩 /해석 /정의 /설정될 수 있다.
일 실시예로서, TPM工는 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시되되, RI는 상기 설정된 SRS 자원들에 대해 공통적으로 지시될 수 있다. 또는, 다른 실시예로서, TPMI 및 RI는 상기 단말에 설정된 모든 SRS 자원에 대해 공통적으로 지시될 수 있다. 또는, 다른 실시예로서, TPMI 및 RI는 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시될 수 있다.
다음으로, 단말은 상기 프리코딩 정보에 기초하여 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행할 수 있다 ( S1720 ) . 이때 만일 , PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은, 각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 1 그룹, 적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 2 그룹, 및 /또는 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 3 그룹으로 구성될 수 있다. 여기서 , 비 -코히어런스 프리코딩 행렬은 각 열 ( column)당 넌 -제로 값을 갖는 하나의 백터를 포함하는 행렬이며, 부분—코히어런스 프리코딩 행렬은 적어도 하나의 열에서 넌—제로 값을 갖는 2개의 백터들을 포함하는 행렬이며, 완전- 코히어런스 프리코딩 행렬은 넌 -제로 값을 갖는 백터들만 포함하는 행렬을 각각 나타낼 수 있다. 또한, 상기 코드북은 CP— OFDM waveform을 기반으로 하는 코드북일 수 있다.
또한, 본 순서도에는 도시하지 않았으나, 단말은 PUSCH 전송에 사용되는 레이어 수의 제한 정보를 기지국으로부터 수신할 수 있다. 예를 들어, 단말은 PUSCH 전송에 사용 가능한 최대 레이어 수에 관한 제한 정보를 기지국으로부터 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC)을 통해 수신할 수 있다. 이 경우, 단말은 PUSCH 전송 시 제한된 레이어에 해당되는 코드북은 사용하지 않는다. 또한, 레이어 수의 제한 정보에 기초하여 TPMI 및 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다.
또한, 본 순서도에는 도시하지 않았으나, 단말은 상기 코드북 내에서 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬의 제한 정보를 수신할 수 있다. 이때, 프리코딩 행렬의 제한 정보는 상기 그룹 (예를 들어 , 제 1 내지 제 3 그룹) 단위 또는 개별적인 프리코딩 행렬 단위로 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬올 지시하도록 시그널링 /생성될 수 있다. 이러한 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 TPMI 및 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다. 즉, TPMI 및 R工가 공동 인코딩된 필드 /표는 상기 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 /따라 다르게 인코딩 /디코딩 /해석 /정의 /설정될 수 있다. 본 발명이 적용 ¾수 있는 장치 일반
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .
도 18을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (1810)과 기지국 (1810) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (1820)을 포함한다.
기지국 (1810〉은 프로세서 (processor, 1811) , 메모리 (memory, 1812) 및 RF부 (radio frequency unit, 1813)을 포함한다. 프로세서 (1811)는 앞서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (1811)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (1812)는 프로세서 (1811)와 연결되어 , 프로세서 (1811)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (1813〉는 프로세서 (1811)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
단말 (1820)은 프로세서 (1821) , 메모리 (1822) 및 RF부 (1823)을 포함한다. 프로세서 (1821)는 앞서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (1821)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (1822)는 프로세서 (1821)와 연결되어 , 프로세서 (1821)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (1823)는 프로세서 (1821)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
메모리 (1812, 1822)는 프로세서 (1811, 1821) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (1811, 1S21)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (1810) 및 /또는 단말 (1820)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .
도 19은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF모들의 일례를 나타낸 도이다.
구체적으로 , 도 19는 FDD ( Frequency Division Duplex) 시스템에서 구현될 수 있는 RF 모들의 일례를 나타낸다.
먼저, 전송 경로에서, 앞서 기술된 프로세서는 전송될 데이터를 프로세싱하여 아날로그 출력 신호를 송신기 (1910)에 제공한다.
송신기 (1910) 내에서 , 아날로그 출력 신호는 디지털-대-아날로그 변환 (ADC)에 의해 야기되는 이미지들을 제거하기 위해 저역 통과 필터 (Low Pass Filter, LPF) (1911)에 의해 필터링되고, 상향 변환기 (Mixer, 1912)에 의해 기저대역으로부터 RF로 상향 변환되고, 가변이득 증폭기 (Variable Gain Amplifier, VGA) (1913)에 의해 증폭되며 , 증폭된 신호는 필터 (1914)에 의해 필터링되고, 전력 증폭기 (Power Amplifier, PA) (1915)에 의해 추가로 증폭되며, 듀플렉서 (들) (1950)/안테나 스위치 (들〉 (1960)을 통해 라우팅되고, 안테나 (1970)을 통해 전송된다 .
또한, 수신 경로에서 , 안테나 (1970)은 외부로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들을 제공하며, 이 신호들은 안테나 스위치 (들) (1960)/듀플렉서들 (1950)을 통해 라우팅되고, 수신기 (1920)으로 제공된다.
수신기 (1920)내에서 , 수신된 신호들은 저잡음 증폭기 (Low Noise Amplifier, LNA) (1923)에 의해 증폭되며 , 대역통과 필터 (1924)에 의해 필터링되고, 하향 변환기 (Mixer, 1925)에 의해 RF로부터 기저대역으로 하향 변환된다.
상기 하향 변환된 신호는 저역 통과 필터 (LPF,1926)에 의해 필터링되며 , VGA (1927)에 의해 증폭되어 아날로그 입력 신호를 획득하고 , 이는 앞서 기술된 프로세서에 제공된다.
또한, 로컬 오실레이터 (local oscillator, L이 발생기 (1940)는 전송 및 수신 LO 신호들을 발생 및 상향 변환기 (1912) 및 하향 변환기 (1925)에 각각 제공한다.
또한, 위상 고정 루프 (Phase Locked Loop, PLL) (1930)은 적절한 주파수들에서 전송 및 수신 LO 신호들을 생성하기 위해 프로세서로부터 제어 정보를 수신하고, 제어 신호들을 LO 발생기 (1940)에 제공한다.
또한, 도 13에 도시된 회로들은 도 19에 도시된 구성과 다르게 배열될 수도 있다.
도 20은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF모들의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
구체적으로, 도 20은 TDD(Time Division Duplex) 入 1스템에서 구현될 수 있는 RF모들의 일례를 나타낸다.
TDD 시스템에서의 RF 모들의 송신가 (2010) 및 수신기 (2020)은 FDD 시스템에서의 RF 모들의 송신기 및 수신기의 구조와 동일하다.
이하, TDD 시스템의 RF 모들은 FDD 시스템의 RF 모들과 차이가 나는 구조에 대해서만 살펴보기로 하고, 동일한 구조에 대해서는 도 10의 설명을 참조하기로 한다.
송신기의 전력 증폭기 (Power Amplifier, PA) (2015)에 의해 증폭된 신호는 밴드 선택 스위치 (Band Select Switch, 2050) , 밴드 통과 필터 (BPF,20S0) 및 안테나 스위치 (들 ) (2070〉을 통해 라우팅되고, 안테나 (2080)을 통해 전송된다.
또한, 수신 경로에서 , 안테나 (2080)은 외부로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들을 제공하며 , 이 신호들은 안테나 스위치 (들) (2070) , 밴드 통과 필터 (2060) 및 밴드 선택 스위치 (2050)을 통해 라우팅되고, 수신기 (2020)으로 제공된다. 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다ᅳ 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않읔 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 호함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .
본 명세서에서 'A 및 /또는 B' 는 A 및 /또는 B 중 적어도 하나를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 ( f irmware ) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs ( application specif ic integrated circuits ) , DSPs (digital signal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs ( f ield programmable gate arrays ) , 프로세서 , 콘트롤러 , 마이크로 콘트를러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프호세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【발명의 실시를 위한 형태】
발명의 실시를 위한 다양한 형태가 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서 설명되었다.
【산업상 이용가능성】
본 발명은 3GPP LTE/LTE -A/ 5G 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3 GPP LTE/LTE -A/ 5G 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel ) 전송 방법에 있어서,
UL (uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI (downlink control information)를 수신하는 단계 ,·
상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하는 단계; 를 포함하되,
상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은,
각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 1 그룹,
적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 2 그룹, 및
상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 3 그룹으로 구성되는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 2】
제 1 항에 있어서,
상기 비 -코히어런스 프리코딩 행렬은 각 열 ( column)당 넌 -제로 값을 갖는 하나의 백터를 포함하는 행렬이며,
상기 부분—코히어런스 프리코딩 행렬은 적어도 하나의 열에서 넌 -제로 값을 갖는 2개의 백터들을 포함하는 행렬이며,
상기 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬은 넌—제로 값을 갖는 백터들만을 포함하는 행렬인 , PUSCH 전송 방법 .
【청구항 3】
제 2 항에 있어서,
상기 코드북은 CP— OFDM ( Cyclic Pref ix Orthogonal Frequency Division Multiplexing) waveform 기반 코드북인, PUSCH 전송 방법.
【청구항 4】
제 2 항에 있어서,
상기 DC工는 상기 프리코딩 정보로서 상기 PUSCH 전송을 위해 선택된 프리코딩 행렬의 인덱스에 관한 정보인 TPMI (Transmitted Precoding Matrix Indicator)를 포함하는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 5】
제 4 항에 있어서,
상기 TPMI는 상기 PUSCH 전송에 사용되는 레이어에 관한 정보인 RI (Rank Indicator)와 함께 공동 ( j oint ) 인코딩되는, PUSCH 전송 방법.
【청구항 6】 제 5 항에 있어서,
상기 TPMI는 상기 단말에 설정된 SRS ( Sounding Ref erence Signal ) 자원별로 지시되되, 상기 RI는 상기 설정된 SRS 자원들에 대해 공통적으로 지시되는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 7】
제 5 항에 있어서,
상기 TPMI 및 상기 R工는 상기 단말에 설정된 모든 SRS 자원에 대해 공통적으로 지시되는, PUSCH 전송 방법.
【청구항 8】
제 5 항에 있어서,
상기 TPMI 및 상기 R: [는 상기 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시되는,
PUSCH 전송 방법 .
【청구항 9】
제 5 항에 있어서,
DMRS (Demodulation RS ) 포트를 결정하기 위해 상기 DCI 내에서 사전에 정의된 DMRS 필드의 사이즈는 상기 TPMI와 공동 인코딩된 상기 RI에 따라 상이하게 결정되는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 10】
제 9 항에 있어서, 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 레이어 수의 제한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계 ; 를 더 포함하는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 11】
제 10 항에 있어서 ,
상기 레이어 수의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정되는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 12】
제 5 항에 있어서,
상기 코드북 내에서 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬의 제한 정보를 수신하는 단계; 를 더 포함하는, PUSCH 전송 방법 .
【청구항 13】
제 12 항에 있어서,
상기 프리코딩 행렬의 제한 정보는 상기 그룹 단위 또는 개별적인 프리코딩 행렬 단위로 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 상기 프리코딩 행렬을 지시하는 , PUSCH 전송 방법 .
【청구항 14】
제 12 항에 있어서,
상기 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정되는, PUSCH 전송 방법.
【청구항 15】 무선 통신 入 1스템에서 코드북 기반 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )를 전송하는 단말에 있어서 ,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛; 및
상기 RF유닛을 제어하는 프로세서 ; 를 포함하고,
상기 프로세서는,
UL (uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI ( downlink control information)를 수신하고 ,
상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하되 ,
상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은,
각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 1 그룹,
적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 2 그룹, 및
상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전 -코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제 3 그룹으로 구성되는, 단말 .
PCT/KR2018/003855 2017-03-31 2018-04-02 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 WO2018182381A1 (ko)

Priority Applications (15)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP18774764.7A EP3562052B1 (en) 2017-03-31 2018-04-02 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor
MX2019010023A MX2019010023A (es) 2017-03-31 2018-04-02 Metodo para transmision de datos en enlace ascendente en sistema de comunicacion inalambrica y aparato para el mismo.
AU2018244982A AU2018244982B2 (en) 2017-03-31 2018-04-02 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor
KR1020197019644A KR102158159B1 (ko) 2017-03-31 2018-04-02 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치
JP2019543934A JP7023970B2 (ja) 2017-03-31 2018-04-02 無線通信システムにおけるアップリンクデータ転送方法及びそのための装置
CN201880021613.XA CN110463066B (zh) 2017-03-31 2018-04-02 用于在无线通信系统中发送上行链路数据的方法及其装置
US16/064,792 US11265050B2 (en) 2017-03-31 2018-04-02 Wireless communication system enhancement link data transfer method and apparatus thereof
KR1020187020481A KR101999355B1 (ko) 2017-03-31 2018-04-02 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치
SG11201906429TA SG11201906429TA (en) 2017-03-31 2018-04-02 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor
RU2019134784A RU2720462C1 (ru) 2017-03-31 2018-04-02 Способ и устройство для передачи данных восходящей линии связи в системе беспроводной связи
CA3052397A CA3052397C (en) 2017-03-31 2018-04-02 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor
BR112019020385-0A BR112019020385B1 (pt) 2017-03-31 2018-04-02 Método e equipamento de usuário para transmissão baseada em livro de códigos de um canal físico compartilhado de uplink em um sistema de comunicação sem fio
US16/510,348 US10958321B2 (en) 2017-03-31 2019-07-12 Wireless communication system enhancement link data transfer method and apparatus thereof
PH12019502054A PH12019502054A1 (en) 2017-03-31 2019-09-10 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor
US17/579,440 US11515909B2 (en) 2017-03-31 2022-01-19 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor

Applications Claiming Priority (18)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201762480345P 2017-03-31 2017-03-31
US62/480,345 2017-03-31
US201762491259P 2017-04-28 2017-04-28
US62/491,259 2017-04-28
US201762501776P 2017-05-05 2017-05-05
US62/501,776 2017-05-05
US201762526986P 2017-06-29 2017-06-29
US62/526,986 2017-06-29
US201762543935P 2017-08-10 2017-08-10
US62/543,935 2017-08-10
US201762576634P 2017-10-24 2017-10-24
US62/576,634 2017-10-24
US201762587425P 2017-11-16 2017-11-16
US62/587,425 2017-11-16
US201762590537P 2017-11-25 2017-11-25
US62/590,537 2017-11-25
US201762593895P 2017-12-02 2017-12-02
US62/593,895 2017-12-02

Related Child Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/064,792 A-371-Of-International US11265050B2 (en) 2017-03-31 2018-04-02 Wireless communication system enhancement link data transfer method and apparatus thereof
US16/510,348 Continuation US10958321B2 (en) 2017-03-31 2019-07-12 Wireless communication system enhancement link data transfer method and apparatus thereof
US17/579,440 Continuation US11515909B2 (en) 2017-03-31 2022-01-19 Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2018182381A1 true WO2018182381A1 (ko) 2018-10-04
WO2018182381A8 WO2018182381A8 (ko) 2019-09-12

Family

ID=64959959

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2018/003855 WO2018182381A1 (ko) 2017-03-31 2018-04-02 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치

Country Status (14)

Country Link
US (3) US11265050B2 (ko)
EP (1) EP3562052B1 (ko)
JP (1) JP7023970B2 (ko)
KR (2) KR101999355B1 (ko)
CN (1) CN110463066B (ko)
AU (1) AU2018244982B2 (ko)
BR (1) BR112019020385B1 (ko)
CA (1) CA3052397C (ko)
CL (1) CL2019002530A1 (ko)
MX (1) MX2019010023A (ko)
PH (1) PH12019502054A1 (ko)
RU (1) RU2720462C1 (ko)
SG (1) SG11201906429TA (ko)
WO (1) WO2018182381A1 (ko)

Cited By (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110149127A (zh) * 2019-06-19 2019-08-20 南京邮电大学 一种基于noma技术的d2d通信系统预编码向量优化方法
JPWO2018101004A1 (ja) * 2016-12-01 2019-10-17 富士フイルム株式会社 細胞画像評価装置および細胞画像評価制御プログラム
CN111211822A (zh) * 2018-11-21 2020-05-29 三星电子株式会社 特征值分解预编码矩阵指示选择
US10707939B2 (en) * 2017-10-03 2020-07-07 Mediatek Inc. Codebook-based uplink transmission in wireless communications
CN111416641A (zh) * 2019-01-08 2020-07-14 电信科学技术研究院有限公司 码本约束、码本参数确定方法及装置
WO2020167080A1 (en) * 2019-02-15 2020-08-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving uplink reference signal in wireless communication system
CN111867078A (zh) * 2019-04-30 2020-10-30 大唐移动通信设备有限公司 上行信号传输方法、调度信息确定方法和相关设备
WO2020231836A1 (en) * 2019-05-10 2020-11-19 Qualcomm Incorporated Scheduling configuration for multi-panel operation based on user equipment multi-panel capability
JPWO2020250450A1 (ko) * 2019-06-14 2020-12-17
JP2021503239A (ja) * 2017-11-15 2021-02-04 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 通信方法、通信装置、およびシステム
JP2021503732A (ja) * 2017-11-17 2021-02-12 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） 可変コヒーレンス適応アンテナアレイ
WO2021043008A1 (zh) * 2019-09-03 2021-03-11 中兴通讯股份有限公司 信令信息的传输方法、装置、通信节点和存储介质
WO2021146060A1 (en) * 2020-01-17 2021-07-22 Qualcomm Incorporated Tpmi and/or sri indication for codebook-based pusch repetition
EP3864913A1 (en) * 2018-10-11 2021-08-18 Lenovo (Beijing) Limited Method and apparatus for multiple panel and/or multiple beam codebook based pusch transmissions
CN113424603A (zh) * 2019-02-14 2021-09-21 Lg电子株式会社 在无线通信系统中为上行链路传输确定传输功率的方法及其设备
CN113454920A (zh) * 2019-02-15 2021-09-28 索尼集团公司 用于极化报告的方法、相关无线设备和相关网络节点
US11245492B2 (en) 2017-03-24 2022-02-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Detection of inconsistent data in a data transmission
CN114041299A (zh) * 2019-05-02 2022-02-11 株式会社Ntt都科摩 用户终端以及无线通信方法
EP3913995A4 (en) * 2019-02-14 2022-03-23 LG Electronics Inc. METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING DATA IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND DEVICE THEREFOR
WO2022086259A1 (en) 2020-10-22 2022-04-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for uplink data repetitive transmission and reception for network cooperative communication
CN114747154A (zh) * 2019-10-03 2022-07-12 株式会社Ntt都科摩 终端以及无线通信方法
CN114762378A (zh) * 2019-10-11 2022-07-15 株式会社Ntt都科摩 终端以及无线通信方法
JP2023513817A (ja) * 2020-02-13 2023-04-03 北京紫光展鋭通信技術有限公司 アップリンクデータ送信方法、ユーザ装置、および可読記録媒体

Families Citing this family (79)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102365813B1 (ko) 2016-06-03 2022-02-23 파나소닉 인텔렉츄얼 프로퍼티 코포레이션 오브 아메리카 통신 장치, 통신 방법 및 집적 회로
EP3461165B1 (en) * 2016-07-12 2020-10-21 Sony Corporation Management server, communication device, method, and recording medium
RU2720462C1 (ru) 2017-03-31 2020-04-30 ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. Способ и устройство для передачи данных восходящей линии связи в системе беспроводной связи
US10644827B2 (en) * 2017-04-06 2020-05-05 Qualcomm Incorporated Systems and methods for dynamic switching between waveforms on downlink
ES2879840T3 (es) * 2017-05-25 2021-11-23 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd Método y dispositivo de precodificación de enlace ascendente
US10749583B2 (en) 2017-06-14 2020-08-18 Lg Electronics Inc. Method for transmitting and receiving channel state information in wireless communication system and device for the same
CN114826486B (zh) * 2017-06-16 2023-08-29 大唐移动通信设备有限公司 一种发送下行控制信息dci的方法及装置
CN109150439B (zh) * 2017-06-16 2021-02-05 电信科学技术研究院 一种数据传输方法、装置、网络侧设备和用户设备
US11799533B2 (en) * 2017-07-27 2023-10-24 Apple Inc. Physical uplink shared channel (PUSCH) transmission based on robust codebook
CN109391304B (zh) * 2017-08-11 2020-11-27 电信科学技术研究院 一种数据传输方法、基站、终端和存储介质
WO2019069236A1 (en) 2017-10-02 2019-04-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) EFFICIENT METHODS OF SRS SIGNAL RESOURCE INDICATION
US11296763B2 (en) * 2017-10-26 2022-04-05 Lenovo (Beijing) Limited Determining information corresponding to beamforming
CN111357214B (zh) * 2017-11-16 2022-11-15 联想(北京)有限公司 用于mimo发射的方法及设备
CN109905154A (zh) 2017-12-09 2019-06-18 华为技术有限公司 信道测量方法和用户设备
US11496198B2 (en) 2017-12-09 2022-11-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Channel measurement method and user equipment
US11991103B2 (en) * 2018-04-03 2024-05-21 Lenovo (Beijing) Limited Method and apparatus for phase tracking
US10476567B2 (en) * 2018-04-06 2019-11-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power control for new radio uplink single-user multiple-input-multiple- output communication
WO2019213941A1 (en) 2018-05-11 2019-11-14 Qualcomm Incorporated Aperiodic channel state information computation for cross-carrier scheduling
CN110601733B (zh) * 2018-06-12 2021-01-15 华为技术有限公司 预编码矩阵的配置方法、装置及计算机可读存储介质
US10993190B2 (en) * 2018-06-15 2021-04-27 Qualcomm Incorporated Power control for spatial multiplexing of uplink channels
US11553440B2 (en) * 2018-07-05 2023-01-10 Apple Inc. User equipment transmission power control
WO2020032737A1 (ko) * 2018-08-09 2020-02-13 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 전송을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
WO2020031356A1 (ja) * 2018-08-09 2020-02-13 株式会社Ｎｔｔドコモ ユーザ端末、及び、無線通信方法
CN110838860B (zh) * 2018-08-17 2023-06-27 大唐移动通信设备有限公司 一种信号传输方法、装置、终端及网络侧设备
US11671149B2 (en) * 2018-08-17 2023-06-06 Interdigital Patent Holdings, Inc. Beam management for multi-TRP
US11184129B2 (en) * 2018-09-21 2021-11-23 Qualcomm Incorporated Sounding reference signal configurations to support uplink transmissions with cyclic delay diversity
CN109417717B (zh) * 2018-09-27 2022-06-24 北京小米移动软件有限公司 测量配置方法、装置、设备、系统及存储介质
EP3874607B1 (en) * 2018-11-01 2023-04-26 NEC Corporation Reference signal transmission
US11516743B2 (en) * 2018-11-13 2022-11-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Uplink power scaling for advanced wireless communication systems
KR20200069909A (ko) * 2018-12-07 2020-06-17 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 전송 전력을 제어하는 방법 및 장치
US11558840B2 (en) * 2018-12-17 2023-01-17 Qualcomm Incorporated Timing advances for uplink transmissions
US10911123B2 (en) * 2019-01-11 2021-02-02 Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. CSI feedback with type-II codebook compression
CN115190631A (zh) 2019-01-11 2022-10-14 维沃移动通信有限公司 上行信道的配置方法、传输方法、网络侧设备及终端
US10951282B2 (en) * 2019-02-15 2021-03-16 At&T Intellectual Property I, L.P. Facilitating selection of demodulation reference signal ports in advanced networks
US11159221B2 (en) 2019-04-04 2021-10-26 Qualcomm Incorporated UE transmission schemes with subband precoding and TPMI re-interpretation
KR20220041197A (ko) * 2019-08-16 2022-03-31 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍) 최대 전력 업링크 mimo 능력의 시그널링
US11516755B2 (en) 2019-08-16 2022-11-29 Qualcomm Incorporated Signaling and configuration of maximum transmit power using virtual ports
US20210153143A1 (en) * 2019-11-19 2021-05-20 Qualcomm Incorporated Signaling and configuration of maximum transmit power using virtual ports
US11877245B2 (en) 2019-11-28 2024-01-16 Apple Inc. Apparatus, system, and method for enhanced mobile station power transmission
US20230091465A1 (en) * 2020-01-31 2023-03-23 Qualcomm Incorporated Co-phasing factor indication in downlink control information
EP4059278A4 (en) * 2020-02-12 2023-08-02 Apple Inc. IMPROVING A FULL POWER UPLINK TRANSMISSION
CN115441913B (zh) * 2020-02-13 2024-01-09 华为技术有限公司 发送物理上行共享信道的方法及装置
WO2021163996A1 (en) * 2020-02-21 2021-08-26 Qualcomm Incorporated Enabling non-coherent joint transmission
CN113498201A (zh) * 2020-04-02 2021-10-12 大唐移动通信设备有限公司 上行功率、调度信息确定方法、终端和网络侧设备
US20220053526A1 (en) * 2020-04-09 2022-02-17 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for non-codebook based uplink transmission and reception in wireless communication system
CN113517913A (zh) * 2020-04-09 2021-10-19 维沃移动通信有限公司 预编码索引指示方法、设备及系统
CN115380578A (zh) * 2020-04-10 2022-11-22 华为技术有限公司 一种通信方法、装置及系统
WO2021217288A1 (en) * 2020-04-26 2021-11-04 Qualcomm Incorporated Reciprocity-based beamforming for architecture-aware user equipment
CN115485983B (zh) * 2020-04-29 2024-04-19 Lg电子株式会社 用于发送和接收针对多个trp的上行链路的方法及其装置
WO2021220482A1 (ja) * 2020-04-30 2021-11-04 株式会社Ｎｔｔドコモ 端末、無線通信方法及び基地局
EP4145894A4 (en) * 2020-04-30 2024-01-17 Ntt Docomo, Inc. TERMINAL, WIRELESS COMMUNICATION METHOD AND BASE STATION
US11088741B1 (en) * 2020-05-13 2021-08-10 Charter Communicatons Operating, LLC Apparatus and methods for uplink MIMO enhancement in wireless systems
US20230269734A1 (en) * 2020-08-06 2023-08-24 Ntt Docomo, Inc. Terminal, radio communication method, and base station
EP4169173A4 (en) * 2020-08-06 2023-12-13 Apple Inc. IMPROVED SIGNALING OF A TPMI LIST FOR FULL POWER TRANSMISSION MODE 2
CN114070522B (zh) * 2020-08-07 2023-04-07 北京紫光展锐通信技术有限公司 用于多trp场景的上行信道测量方法及装置
KR20230069129A (ko) * 2020-09-15 2023-05-18 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 단말이 코드북에 기반하여 업링크 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치
US20220116872A1 (en) * 2020-10-09 2022-04-14 Qualcomm Incorporated Base station report of user equipment antenna selection
CN114465699B (zh) * 2020-11-09 2024-03-26 上海朗帛通信技术有限公司 一种被用于无线通信的用户设备、基站中的方法和装置
US11496194B2 (en) * 2020-12-22 2022-11-08 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for group beam reporting for beam squint
US20230081552A1 (en) * 2021-09-13 2023-03-16 Mediatek Inc. Uplink multi-antenna transmission in wireless communication system
US20230148388A1 (en) * 2021-09-21 2023-05-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for codebook based ul transmission
CN113891393B (zh) * 2021-09-24 2023-05-05 北京升哲科技有限公司 链路自适应传输方法、装置、设备及存储介质
WO2023081107A1 (en) * 2021-11-03 2023-05-11 Intel Corporation Enhanced uplink transmission using multiple codewords
CN113993200B (zh) * 2021-12-27 2022-03-18 四川创智联恒科技有限公司 一种5gnr下行信道功率调整方法
CN114567921B (zh) * 2022-02-21 2024-02-23 上海瀚讯信息技术股份有限公司 一种优化发射功率的全双工协作回传方法
WO2023177547A1 (en) * 2022-03-14 2023-09-21 Intel Corporation Eight port uplink transmission enhancements
KR20230149209A (ko) * 2022-04-19 2023-10-26 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 송수신을 수행하는 방법 및 장치
WO2023209599A1 (en) * 2022-04-26 2023-11-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and nodes for reporting of ue antenna groups
WO2023206243A1 (en) * 2022-04-28 2023-11-02 Apple Inc. Uplink codebook design and related signaling
WO2023212955A1 (en) * 2022-05-06 2023-11-09 Qualcomm Incorporated High-rank codebook and control signaling design for 8tx uplink mimo
CN117411522A (zh) * 2022-07-04 2024-01-16 维沃移动通信有限公司 预编码矩阵指示、确定方法、装置、网络侧设备及终端
WO2024016227A1 (en) * 2022-07-20 2024-01-25 Zte Corporation Uplink transmission techniques
WO2024034893A1 (ko) * 2022-08-11 2024-02-15 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치
CN117882306A (zh) * 2022-08-12 2024-04-12 北京小米移动软件有限公司 上行8端口码本的生成方法、装置、设备及存储介质
US20240063851A1 (en) * 2022-08-16 2024-02-22 Qualcomm Incorporated Capability for multiple beamforming codebooks
WO2024036606A1 (en) * 2022-08-19 2024-02-22 Qualcomm Incorporated Codebook designs with different oversampling factors
US20240113751A1 (en) * 2022-09-23 2024-04-04 Apple Inc. Transmit Precoding Matrix Design for 8 Tx Coherent PUSCH Operation
CN115801506B (zh) * 2023-02-10 2023-04-14 深圳国人无线通信有限公司 5g小基站设备计算tpmi和ri的方法和装置
WO2024073999A1 (en) * 2023-02-16 2024-04-11 Lenovo (Beijing) Ltd. Codebook design for 8tx ue with two coherent antenna groups

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011105813A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 상향링크 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 상향링크 전송을 위한 제어정보를 제공하는 방법 및 장치
KR20120010099A (ko) * 2010-07-22 2012-02-02 엘지전자 주식회사 상향링크 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101542384B1 (ko) * 2008-11-24 2015-08-07 엘지전자 주식회사 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 비 적응형 ｈａｒｑ를 위한 ｐｍｉ 선택 방법
KR101644433B1 (ko) * 2009-02-13 2016-08-01 엘지전자 주식회사 4 안테나 시스템에서 상향링크 프리코딩 수행 방법
JP5830459B2 (ja) 2009-03-17 2015-12-09 ノキア ソリューションズ アンド ネットワークス オサケユキチュア Ｍｉｍｏシステムにおけるコードブックに基づくプリコーディングのための方法及び装置
US20110105137A1 (en) 2009-04-23 2011-05-05 Qualcomm Incorporated Rank and precoding indication for mimo operation
EP2501071B1 (en) 2009-11-09 2018-01-03 LG Electronics Inc. Efficient control information transmission method and apparatus for supporting multiple antenna transmission technique
US8526519B2 (en) 2009-12-14 2013-09-03 Texas Instruments Incorporated Multi-rank precoding matrix indicator (PMI) feedback in a multiple-input multiple-output (MIMO) system
US8948289B2 (en) * 2010-01-12 2015-02-03 Lg Electronics Inc. Method and device for codebook generation and downlink signal transmission in a wireless communication system supporting multiple antennas
EP2528244B1 (en) 2010-01-22 2018-03-07 LG Electronics Inc. Method and apparatus for providing downlink control information in an mimo wireless communication system
ES2540865T3 (es) 2010-04-06 2015-07-14 Nokia Technologies Oy Diseño de libro de códigos y estructura para retroalimentación modular
CN102082637B (zh) * 2010-09-16 2015-03-25 电信科学技术研究院 一种码本子集约束的处理方法及设备
CN101944985B (zh) 2010-09-20 2015-03-25 中兴通讯股份有限公司 一种信道状态信息反馈方法
KR20120044530A (ko) 2010-10-28 2012-05-08 주식회사 케이티 코드북 기반 프리코딩을 사용하는 다중 사용자 ｍｉｍｏ 시스템을 위한 코드워드 피드백 및 사용자 선택 방법 및 그 장치
US8488529B2 (en) * 2011-01-05 2013-07-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Efficient information mapping for transmission grants
US20120182944A1 (en) * 2011-01-19 2012-07-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and arrangements for signaling channel state information
CN102255718B (zh) * 2011-07-11 2013-09-11 电信科学技术研究院 一种载波聚合系统中的数据传输方法及装置
CN103797725B (zh) 2011-09-14 2018-07-06 李尔登公司 在无线系统中利用同调性区域的系统及方法
UA113198C2 (xx) 2012-02-27 2016-12-26 Комбінації активних сполук
US9143984B2 (en) 2012-04-13 2015-09-22 Intel Corporation Mapping of enhanced physical downlink control channels in a wireless communication network
WO2013155692A1 (en) * 2012-04-19 2013-10-24 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Signaling for uplink sounding
US9681425B2 (en) * 2012-05-11 2017-06-13 Qualcomm Incorporated Rank-specific feedback for improved MIMO support
KR101647007B1 (ko) 2012-06-04 2016-08-10 인터디지탈 패튼 홀딩스, 인크 다중 전송 포인트의 통신 채널 상태 정보(csi)
US9438321B2 (en) 2012-07-12 2016-09-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for codebook subset restriction for two-dimensional advanced antenna systems
EP2903174B1 (en) * 2012-09-27 2019-11-13 Electronics and Telecommunications Research Institute Method for signaling control information for coordinated multipoint transmission in wireless communication system
WO2015012636A1 (ko) * 2013-07-25 2015-01-29 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 장치
JP6505244B2 (ja) 2015-02-27 2019-04-24 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． ダウンリンク制御情報送信方法及び装置
US10110286B2 (en) 2015-03-30 2018-10-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for codebook design and signaling
US10848223B2 (en) 2015-09-01 2020-11-24 Lg Electronics Inc. Method for reporting channel state and apparatus therefor
EP3371896A1 (en) 2015-11-05 2018-09-12 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Codebook subset restriction for full-dimension mimo
US10419192B2 (en) 2016-09-30 2019-09-17 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for reporting channel state information
US10749584B2 (en) * 2016-12-22 2020-08-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Uplink MIMO codebook for advanced wireless communication systems
RU2720462C1 (ru) 2017-03-31 2020-04-30 ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. Способ и устройство для передачи данных восходящей линии связи в системе беспроводной связи
US10541736B2 (en) * 2017-09-12 2020-01-21 Mediatek Inc. Codebook-based uplink transmission in wireless communications
US11025456B2 (en) * 2018-01-12 2021-06-01 Apple Inc. Time domain resource allocation for mobile communication
US10476567B2 (en) * 2018-04-06 2019-11-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power control for new radio uplink single-user multiple-input-multiple- output communication
US11271626B2 (en) * 2018-12-06 2022-03-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Full power uplink transmission for advanced wireless communication systems
WO2020221423A1 (en) * 2019-04-29 2020-11-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Transmission of reference signals from a terminal device
US11611953B2 (en) * 2019-08-14 2023-03-21 Intel Corporation NR DCI configuration for uplink power transmission
US20200382181A1 (en) * 2019-08-16 2020-12-03 Intel Corporation Phase-tracking reference signal (ptrs) operations for full power uplink transmissions in new radio (nr) systems
US11716128B2 (en) * 2020-04-01 2023-08-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Full power uplink transmission for wireless communication systems

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011105813A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 상향링크 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 상향링크 전송을 위한 제어정보를 제공하는 방법 및 장치
KR20120010099A (ko) * 2010-07-22 2012-02-02 엘지전자 주식회사 상향링크 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUAWEI ET AL.: "Codebook Based Transmission for UL MIMO", R1-1705071, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #88BIS, 25 March 2017 (2017-03-25), XP051251729 *
QUALCOMM INCORPORATED: "Codebook Based UL Transmission", R1-1705576, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #88BIS, 25 March 2017 (2017-03-25), XP051252014 *
SAMSUNG: "UL Codebook-based Transmission", R1-1705335, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING 88BIS, 24 March 2017 (2017-03-24), XP051250914 *
See also references of EP3562052A4 *

Cited By (59)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2018101004A1 (ja) * 2016-12-01 2019-10-17 富士フイルム株式会社 細胞画像評価装置および細胞画像評価制御プログラム
US11245492B2 (en) 2017-03-24 2022-02-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Detection of inconsistent data in a data transmission
US10707939B2 (en) * 2017-10-03 2020-07-07 Mediatek Inc. Codebook-based uplink transmission in wireless communications
US11251846B2 (en) 2017-11-15 2022-02-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Communication method, communications apparatus, and system
JP7216088B2 (ja) 2017-11-15 2023-01-31 華為技術有限公司 通信方法、通信装置、およびシステム
JP2021503239A (ja) * 2017-11-15 2021-02-04 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 通信方法、通信装置、およびシステム
KR20210138173A (ko) * 2017-11-17 2021-11-18 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍) 가변 코히어런스 적응성 안테나 어레이
US11418240B2 (en) 2017-11-17 2022-08-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Variable coherence adaptive antenna array
US11705946B2 (en) 2017-11-17 2023-07-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Variable coherence adaptive antenna array
US11683078B2 (en) 2017-11-17 2023-06-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Variable coherence adaptive antenna array
JP7076542B2 (ja) 2017-11-17 2022-05-27 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） 可変コヒーレンス適応アンテナアレイ
JP2021503732A (ja) * 2017-11-17 2021-02-12 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） 可変コヒーレンス適応アンテナアレイ
KR102342173B1 (ko) 2017-11-17 2021-12-21 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍) 가변 코히어런스 적응성 안테나 어레이
EP3864913A1 (en) * 2018-10-11 2021-08-18 Lenovo (Beijing) Limited Method and apparatus for multiple panel and/or multiple beam codebook based pusch transmissions
US11522594B2 (en) 2018-10-11 2022-12-06 Lenovo (Beijing) Limited Method and apparatus for multiple panel and/or multiple beam codebook based PUSCH transmissions
EP3864913A4 (en) * 2018-10-11 2022-06-08 Lenovo (Beijing) Limited METHOD AND APPARATUS FOR CODEBOOK BASED MULTIDISK AND/OR MULTICARRIER PSA TRANSMISSIONS
CN111211822B (zh) * 2018-11-21 2023-08-01 三星电子株式会社 特征值分解预编码矩阵指示选择
TWI812803B (zh) * 2018-11-21 2023-08-21 南韓商三星電子股份有限公司 選擇預編碼矩陣索引的方法及系統
CN111211822A (zh) * 2018-11-21 2020-05-29 三星电子株式会社 特征值分解预编码矩阵指示选择
CN111416641B (zh) * 2019-01-08 2021-08-03 大唐移动通信设备有限公司 码本约束、码本参数确定方法及装置
US11838084B2 (en) 2019-01-08 2023-12-05 Datang Mobile Communications Equipment Co., Ltd. Codebook constraint and codebook parameter determination method and apparatus
CN111416641A (zh) * 2019-01-08 2020-07-14 电信科学技术研究院有限公司 码本约束、码本参数确定方法及装置
US11638219B2 (en) 2019-02-14 2023-04-25 Lg Electronics Inc. Method for determining transmit power for performing uplink transmission in wireless communication system and apparatus therefor
US11805529B2 (en) 2019-02-14 2023-10-31 Lg Electronics Inc. Method for transmitting and receiving data in a wireless communication system and apparatus therefor
EP3911042A4 (en) * 2019-02-14 2022-03-16 LG Electronics Inc. METHOD FOR DETERMINING TRANSMIT POWER FOR AN UPLINK TRANSMISSION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND ASSOCIATED APPARATUS
EP3913995A4 (en) * 2019-02-14 2022-03-23 LG Electronics Inc. METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING DATA IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND DEVICE THEREFOR
US12010630B2 (en) 2019-02-14 2024-06-11 Lg Electronics Inc. Method for determining transmit power for performing uplink transmission in wireless communication system and apparatus therefor
CN113424603B (zh) * 2019-02-14 2024-02-20 Lg电子株式会社 在无线通信系统中为上行链路传输确定传输功率的方法及其设备
EP4195794A1 (en) * 2019-02-14 2023-06-14 LG Electronics Inc. Method for determining transmission power for uplink transmission in wireless communication system and apparatus therefor
CN113424603A (zh) * 2019-02-14 2021-09-21 Lg电子株式会社 在无线通信系统中为上行链路传输确定传输功率的方法及其设备
US11350399B2 (en) 2019-02-14 2022-05-31 Lg Electronics Inc. Method for transmitting and receiving data in a wireless communication system and apparatus therefor
US11368916B2 (en) 2019-02-14 2022-06-21 Lg Electronics Inc. Method for determining transmit power for performing uplink transmission in wireless communication system and apparatus therefor
US11343040B2 (en) 2019-02-15 2022-05-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving uplink reference signal in wireless communication systems
US12021676B2 (en) 2019-02-15 2024-06-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving uplink reference signal in wireless communication systems
JP2022520621A (ja) * 2019-02-15 2022-03-31 ソニーグループ株式会社 偏波報告方法、関連無線デバイス及び関連ネットワークノード
US11974360B2 (en) 2019-02-15 2024-04-30 Sony Group Corporation Methods for polarization reporting; related wireless devices and related network nodes
CN113454920A (zh) * 2019-02-15 2021-09-28 索尼集团公司 用于极化报告的方法、相关无线设备和相关网络节点
WO2020167080A1 (en) * 2019-02-15 2020-08-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving uplink reference signal in wireless communication system
CN111867078A (zh) * 2019-04-30 2020-10-30 大唐移动通信设备有限公司 上行信号传输方法、调度信息确定方法和相关设备
WO2020221152A1 (zh) * 2019-04-30 2020-11-05 大唐移动通信设备有限公司 上行信号传输方法、调度信息确定方法和相关设备
CN111867078B (zh) * 2019-04-30 2023-09-29 大唐移动通信设备有限公司 上行信号传输方法、调度信息确定方法和相关设备
CN114041299A (zh) * 2019-05-02 2022-02-11 株式会社Ntt都科摩 用户终端以及无线通信方法
CN114041299B (zh) * 2019-05-02 2024-03-12 株式会社Ntt都科摩 用户终端以及无线通信方法
WO2020231836A1 (en) * 2019-05-10 2020-11-19 Qualcomm Incorporated Scheduling configuration for multi-panel operation based on user equipment multi-panel capability
US11457350B2 (en) 2019-05-10 2022-09-27 Qualcomm Incorporated Signaling user equipment multi-panel capability
CN113812197A (zh) * 2019-05-10 2021-12-17 高通股份有限公司 基于用户装备多面板能力的用于多面板操作的调度配置
JPWO2020250450A1 (ko) * 2019-06-14 2020-12-17
JP7344288B2 (ja) 2019-06-14 2023-09-13 株式会社Ｎｔｔドコモ 端末、無線通信方法、基地局及びシステム
CN110149127A (zh) * 2019-06-19 2019-08-20 南京邮电大学 一种基于noma技术的d2d通信系统预编码向量优化方法
WO2021043008A1 (zh) * 2019-09-03 2021-03-11 中兴通讯股份有限公司 信令信息的传输方法、装置、通信节点和存储介质
CN114747154A (zh) * 2019-10-03 2022-07-12 株式会社Ntt都科摩 终端以及无线通信方法
CN114762378A (zh) * 2019-10-11 2022-07-15 株式会社Ntt都科摩 终端以及无线通信方法
CN114762378B (zh) * 2019-10-11 2024-06-11 株式会社Ntt都科摩 终端以及无线通信方法
US11588523B2 (en) 2020-01-17 2023-02-21 Qualcomm Incorporated TPMI and/or SRI indication for codebook-based PUSCH repetition
WO2021146060A1 (en) * 2020-01-17 2021-07-22 Qualcomm Incorporated Tpmi and/or sri indication for codebook-based pusch repetition
JP2023513817A (ja) * 2020-02-13 2023-04-03 北京紫光展鋭通信技術有限公司 アップリンクデータ送信方法、ユーザ装置、および可読記録媒体
US12009889B2 (en) 2020-02-13 2024-06-11 Beijing Unisoc Communications Technology Co., Ltd. Uplink data transmission method, user equipment, and readable storage medium
EP4091392A4 (en) * 2020-10-22 2023-07-05 Samsung Electronics Co., Ltd. METHOD AND DEVICE FOR REPEATING AND RECEIVING UPLINK DATA FOR COOPERATIVE NETWORK COMMUNICATIONS
WO2022086259A1 (en) 2020-10-22 2022-04-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for uplink data repetitive transmission and reception for network cooperative communication

Also Published As

Publication number Publication date
RU2720462C1 (ru) 2020-04-30
US11265050B2 (en) 2022-03-01
AU2018244982A1 (en) 2019-08-08
WO2018182381A8 (ko) 2019-09-12
EP3562052A1 (en) 2019-10-30
US10958321B2 (en) 2021-03-23
CN110463066A (zh) 2019-11-15
CA3052397A1 (en) 2018-10-04
JP2020509677A (ja) 2020-03-26
BR112019020385B1 (pt) 2023-01-24
EP3562052B1 (en) 2024-05-29
AU2018244982B2 (en) 2021-04-22
KR20180135874A (ko) 2018-12-21
MX2019010023A (es) 2020-02-07
US20200287602A1 (en) 2020-09-10
KR102158159B1 (ko) 2020-09-21
EP3562052A4 (en) 2020-07-01
KR101999355B1 (ko) 2019-07-11
US20200083939A1 (en) 2020-03-12
SG11201906429TA (en) 2019-08-27
US20220166475A1 (en) 2022-05-26
JP7023970B2 (ja) 2022-02-22
US11515909B2 (en) 2022-11-29
CA3052397C (en) 2022-01-11
CL2019002530A1 (es) 2020-01-31
CN110463066B (zh) 2022-06-28
BR112019020385A2 (pt) 2020-04-22
AU2018244982A8 (en) 2019-10-03
KR20190084352A (ko) 2019-07-16
PH12019502054A1 (en) 2020-06-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11515909B2 (en) Method for transmitting uplink data in wireless communication system and apparatus therefor
JP7299951B2 (ja) 無線通信システムにおけるチャネル状態情報送受信方法及びそのための装置
US10819412B2 (en) Codebook-based signal transmission/reception method in multi-antenna wireless communication system, and device for same
KR102110494B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 협력 전송 수행 방법 및 이를 위한 장치
US20190393940A1 (en) Codebook-based signal transmission/reception method in multi-antenna wireless communication system, and device for same
JP7121022B2 (ja) 無線システムにおけるチャネル状態情報報告方法及びこのための装置
US20190312623A1 (en) Method for transmitting and receiving channel state information in wireless communication system and device therefor
WO2018230967A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치
WO2018230966A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치
CN110178326B (zh) 用于在无线通信系统中报告信道状态信息的方法和设备
WO2018231008A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 상향링크 전송 방법 및 이를 위한 장치
KR20150143421A (ko) 무선 통신 시스템에서 다중 레이어 3차원 빔포밍을 위한 레이어 정합 방법 및 이를 위한 장치

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20187020481

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020187020481

Country of ref document: KR

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18774764

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 3052397

Country of ref document: CA

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018244982

Country of ref document: AU

Date of ref document: 20180402

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018774764

Country of ref document: EP

Effective date: 20190725

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019543934

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

REG Reference to national code

Ref country code: BR

Ref legal event code: B01A

Ref document number: 112019020385

Country of ref document: BR

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 112019020385

Country of ref document: BR

Kind code of ref document: A2

Effective date: 20190927