JP7299951B2 - 無線通信システムにおけるチャネル状態情報送受信方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳細に、複数のアンテナシステム（特に、２次元アクティブアンテナシステム（２Ｄ ＡＡＳ：2 dimensional active antenna system））をサポートする無線通信システムにおいてチャネル状態情報を送受信する方法及びこれをサポートする装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によってリソースの不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの伝送レートの画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、デュアルコネクティビティ（Dual Connectivity）、大規模マルチ入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多元接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。

本発明の目的は、複数のアンテナシステム（例えば、２Ｄ ＡＡＳ、マッシブな（massive）アンテナポートを備えた３次元マルチ入出力（３Ｄ－ＭＩＭＯ：3 dimensional multi-input multi-output）システムなど）をサポートする無線通信システムにおいてチャネル状態情報を送受信する方法とコードブック設計方法を提案することにある。

本発明の目的は、サブバンド単位でビームを結合する線形結合（linear combining）コードブックをサポートする無線通信システムにおいてチャネル状態情報を送受信する方法及びコードブック設計方法を提案することにある。

本明細書で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明の一態様は、無線通信システムにおいてユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）がチャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information Reference Signal）を送信するための方法であって、基地局から複数のアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ－ＲＳ：Channel State Information Reference Signal）を受信する段階及びＣＳＩを前記基地局に報告する段階を含み、前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために利用される複数のコードワードを指示する選択情報、設定された帯域（bandwidth）側面で前記複数のコードワードのそれぞれに適用されるパワー係数（power coefficient）、位相オフセット（phase offset）及び位相変化（phase shift）の値を含み、前記パワー係数、前記位相オフセット及び前記位相変化の値が適用された前記複数のコードワードの線形結合（linear combination）に基づいて前記設定された帯域（bandwidth）内にサブ帯域単位で前記プリコーディング行列が生成される。

本発明の他の態様は、無線通信システムにおいてチャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）を送信するためのユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）であって、無線信号を送受信するためのＲＦ（Radio Frequency）ユニット及び前記ＲＦユニットを制御するプロセッサを含み、前記プロセッサは、基地局から複数のアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号を受信し、ＣＳＩを前記基地局に報告するように構成され、前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報、設定された帯域（bandwidth）の側面で前記複数のコードワードのそれぞれに適用されるパワー係数（power coefficient）、位相オフセット及び位相変化（phase shift）の値を含み、前記パワー係数、前記位相オフセット及び前記位相変化の値が適用された前記複数のコードワードの線形結合（linear）に基づいて前記設定された帯域（bandwidth）内にサブ帯域単位で前記プリコーディング行列が生成される。

好ましくは、前記位相変化の値は、前記設定された帯域内高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）のサイズ、オーバーサンプリング（oversampling）の値、前記複数のコードワードのそれぞれにより形成されるビームの位相が変化する速度から導出される。

好ましくは、前記サブ帯域単位のチャネル行列に前記複数のコードワードを投影させることにより、前記複数のコードワードのそれぞれに対して前記サブ帯域単位で前記パワー係数、前記位相オフセット及び前記位相変化の値が導出される。

好ましくは、前記サブ帯域単位のチャネル行列に前記複数のコードワードを投影させることにより、前記複数のコードワードのそれぞれに対する周波数ドメインのサンプルが計算され、前記周波数ドメインのサンプルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を適用することにより取得された前記複数のコードワードのそれぞれに対する１つ以上の時間ドメインのサンプル及び前記設定された帯域内高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）のサイズから前記サブ帯域単位で前記位相変化の値が導出される。

好ましくは、前記１つ以上の時間ドメインのサンプルとして、最も強いパワーの値又は最大の遅延の値を有する時間ドメインのサンプルが利用される。

好ましくは、前記１つ以上の時間ドメインのサンプルとして、最も強いパワーの値又は最大の遅延の値を有する時間ドメインのサンプルを含む連続した１つ以上の時間ドメインのサンプルが利用される。

好ましくは、前記位相変化の値の導出のために用いられる前記時間ドメインのサンプルの数は、チャネルの遅延スプレッド（delay spread）に基づいて決定される。

好ましくは、前記１つ以上の時間ドメインのサンプルとして、強いパワーの値を有するＫ個の時間ドメインのサンプル及び前記Ｋ個の時間ドメインのサンプルを除いた残りの時間ドメインのサンプルのうち最も強いパワーの値又は最大の遅延の値を有する時間ドメインのサンプルが利用される。

好ましくは、ランク（rank）２の場合、前記線形結合は、各レイヤ（layer）に対するプリコーディング行列別に独自に適用される。

好ましくは、前記各レイヤに対するプリコーディング行列が生成された後、前記各レイヤ別の直交性（orthogonality）を維持するために、前記各レイヤに対するプリコーディング行列に直交処理（orthogonal process）が適用される。

好ましくは、チャネル状態情報（ＣＱＩ：Channel Quality Information）は、直交処理（orthogonal process）が適用されたプリコーディング行列に基づいて計算される。

好ましくは、ランク（rank）２の場合、前記線形結合を利用していずれか１つのレイヤ（layer）に対する第１プリコーディング行列が生成され、残りのレイヤ（layer）に対する第２プリコーディング行列は、前記第１プリコーディング行列に直交符号（orthogonal code）を適用することにより生成される。

好ましくは、前記複数のコードワードで形成されるビームのうち特定のパワーの閾値を超過するビームに対してのみ、前記パワー係数、前記位相オフセット及び／又は前記位相変化の値の報告のために量子化（quantization）が行われる、又は、より高い細分性（granularity）の量子化（quantization）が行われる。

好ましくは、前記設定された帯域（bandwidth）が複数のサブバンドグループに区分される場合、前記各サブバンドグループ別に前記複数のコードワードを用いて独立してプリコーディング行列が生成される。

好ましくは、前記複数のコードワードは、リーディングビームを形成する第１コードワードと結合ビーム（combining beam）を形成する１つ以上の第２コードワードとを含み、前記結合ビームは、前記リーディングビームと直交したビームのセット内で選択され、前記リーディングビームと直交したビームのセットは、前記ＣＳＩの送信のためのアップリンクペイロードのサイズに従属して決定される。

本発明の実施形態によると、複数のアンテナシステムをサポートする無線通信システムにおいて、ユーザ装置のより正確なチャネル状態情報を基地局に報告することができる。

また、本発明の実施形態によると、複数のアンテナシステムをサポートする無線通信システムにおいて、特に、サブバンド単位でビームを結合する線形結合（linear combining）コードブックを利用するとき、チャネル状態情報のフィードバックのサイズを小さくすることができる。

本発明で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は、以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。

本発明が適用できる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて１つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（resource grid）を例示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。 一般的なマルチ入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてコードブックベースのプリコーディングの基本概念を説明するための図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて参照信号がマッピングされるリソースを例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて６４個のアンテナエレメント（antenna elements）を有する２次元アクティブアンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて基地局又は端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（3-Dimension）ビームフォーミングが可能な多数の送信／受信アンテナを有しているシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて交差偏波（cross polarization）を有する２次元アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてトランシーバーユニットモデルを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて自己完結型サブフレーム（self-contained subframe）構造を例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてＴＸＲＵ及び物理的アンテナの観点からハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンク送信過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスイーピング（beam sweeping）動作を図式化した図である。 本発明に適用できるパネルアンテナアレイを例示する図である。 本発明の一実施形態による直交したビームのセットを例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて多重経路を例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて時間ドメイン応答を例示する図である。 本発明の一実施形態による２つのサブバンドグループを例示する図である。 多様なコードブック方式の性能を比較する図である。 本発明の一実施形態によるチャネル状態情報の送受信方法を例示する図である。 本発明の一実施形態による無線通信装置のブロック構成図を例示する図である。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的な細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的な細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、又は各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定の動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。すなわち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、又は移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定の用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定の用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ－ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような多様な無線アクセスシステムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）又はＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ－Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２－２０、Ｅ－ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ－ＵＴＲＡを使用するＥ－ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ－ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ－Ａ（advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化版である。

本発明の実施の形態は、無線アクセスシステムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。すなわち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

本発明が適用できる無線通信システム一般

図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ-Ａでは、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（radio frame）構造とＴＤＤ（Time Division Duplex）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造をサポートする。

図１において無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。

図１の（ａ）は、タイプ１の無線フレームの構造を例示する。タイプ１の無線フレームは、全二重（hull duplex）及び半二重（half duplex）ＦＤＤに全部適用されることができる。

無線フレーム（radio frame）は、１０個のサブフレーム（subframe）から構成される。１つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長の２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。１つのサブフレームは、時間領域（time domain）において連続的な２個のスロット（slot）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。１つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（transmission time interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは１ｍｓで、１つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。

ＦＤＤでアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作において端末は、同時に送信及び受信することができない。

１つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）シンボルを含み、周波数領域において多数のリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、１つのＳＣ-ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。リソースブロック（Resource Block）は、リソース割り当て単位で、１つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（subcarrier）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２のフレーム構造（frame structure type 2）を示す。

タイプ２の無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（half frame）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長の５個のサブフレームから構成される。

ＴＤＤシステムのタイプ２のフレーム構造においてアップリンク－ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てられる（または予約される）かどうかを表す規則である。

表１は、アップリンク－ダウンリンク構成を表す。

表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（Downlink Pilot Time Slot）、ガード区間（ＧＰ：Guard Period）、ＵｐＰＴＳ（Uplink Pilot Time Slot）の３とおりのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を表す。

ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信同期を合わせるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長のスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。

アップリンク－ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／又は個数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに転換される時点又はアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（switching point）という。転換時点の周期性（Switch-point periodicity）は、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが転換される様相が同一に繰り返される周期を意味し、５ｍｓ又は１０ｍｓが両方ともサポートされる。５ｍｓのダウンリンク－アップリンク転換時点の周期を有する場合、スペシャルサブフレーム（ｓ）はハーフフレーム毎に存在し、５ｍｓのダウンリンク－アップリンクの転換時点の周期を有する場合は１番目のハーフフレームにのみ存在する。

全ての構成において、０番、５番のサブフレーム及びＤｗＰＴＳはダウンリンク送信のみのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームサブフレームに直ちに続くサブフレームは、常にアップリンク送信のための区間である。

このようなアップリンク－ダウンリンク構成は、システム情報として基地局と端末の両方ともが知っている可能性がある。基地局は、アップリンク－ダウンリンク構成情報が変わるたびに、構成情報のインデックスのみを送信することにより無線フレームのアップリンク－ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に通知する。また、構成情報は、一種のダウンリンク制御情報として他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）を介して送信されることができ、放送情報としてブロードキャストチャネル（broadcast channel）を介してセル内の全ての端末に共通して送信されることもできる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。

図１の例示による無線フレームの構造は、１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。

図２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて１つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（resource grid）を例示した図である。

図２を参照すると、１つのダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、１つのダウンリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１つのリソースブロックは、周波数領域で１２個の副搬送波を含むのを例示的に述べているが、これに限定されるものではない。

リソースグリッド上において各要素（element）をリソースエレメント（resource element）といい、１つのリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）は、１２×７個のリソースエレメントを含む。ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ＾ＤＬは、ダウンリンク送信帯域幅（bandwidth）に従属する。

アップリンクスロットの構造は、ダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３を参照すると、サブフレーム内の第１番目のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルが制御チャネルが割り当てられる制御領域（control region）で、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャネルの一例としてＰＣＦＩＣＨ（Physical Control format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの第１番目のＯＦＤＭシンボルから送信され、サブフレーム内に制御チャネルの送信のために使用されるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域の大きさ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクに対する応答チャネルで、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）に対するＡＣＫ（Acknowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-Acknowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：downlink control information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンクリソース割り当て情報、ダウンリンクリソース割り当て情報または任意の端末グループに対するアップリンク送信（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨは、ＤＬ－ＳＣＨ（Downlink Shared Channel）のリソース割り当て及び送信フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ－ＳＣＨ（Uplink Shared Channel）のリソース割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Paging Channel）におけるページング（paging）情報、ＤＬ－ＳＣＨにおけるシステム情報、ＰＤＳＣＨにおいて送信されるランダムアクセス応答（random access response）などの上位レイヤ（upper-layer）制御メッセージに対するリソース割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する送信パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Voice over IP）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で送信されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨ をモニターすることができる。ＰＤＣＣＨは、１つ又は複数の連続的なＣＣＥ（control channel elements）の集合で構成される。ＣＣＥは、無線チャネル状態に応じる符号化率（coding rate）をＰＤＣＣＨに提供するために使用される論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、複数のリソースエレメントグループ（resource element group） に対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数は、ＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率との間の関係によって決定される。

基地局は、端末に送信しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（owner）や用途によって固有の識別子（これをＲＮＴＩ（Radio Network Temporary Identifier）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有の識別子、例えば、Ｃ－ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）がＣＲＣにマスキングされることができる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えば、Ｐ－ＲＮＴＩ（Paging-RNTI）がＣＲＣにマスキングされることができる。システム情報、より具体的に、システム情報ブロック（ＳＩＤ：system information block）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ－ＲＮＴＩ（system information RNTI）がＣＲＣにマスキングされることができる。端末のランダムアクセスプリアンブルの送信に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ－ＲＮＴＩ（random access-RNTI）がＣＲＣにマスキングされることができる。

図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けることができる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、１つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

１つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内にリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々において互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（slot boundary）から周波数ホッピング（frequency hopping）されるという。

ＭＩＭＯ（Multi-InputMulti-Output）

ＭＩＭＯ技術は、いままで一般に一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用していたことから脱皮して、複数送信（Ｔｘ）アンテナと複数受信（Ｒｘ）アンテナを使用する。言い換えれば、ＭＩＭＯ技術は、無線通信システムの送信端または受信端においてマルチ入出力アンテナを使用して容量増大または性能改善を試みるための技術である。以下、「ＭＩＭＯ」を「マルチ入出力アンテナ」と称する。

さらに具体的に、マルチ入出力アンテナ技術は、１つの完全なメッセージ（total message）を受信するために、一個のアンテナ経路に依存しなく、複数のアンテナを介して受信した複数のデータ片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、マルチ入出力アンテナ技術は、特定のシステム範囲内でデータ伝送レートを増加させることができ、また特定のデータ伝送レートを介してシステム範囲を増加させることができる。

次世代移動通信は、従来の移動通信に比べてはるかに高いデータ伝送レートを要求するので、効率的なマルチ入出力アンテナ技術が必ず必要になると予想される。このような状況でＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末と中継器などに幅広く使用することができる次世代移動通信技術であり、データ通信の拡大などにより限界状況により他の移動通信の送信量の限界を克服できる技術として関心を集めている。

一方、現在研究されている多様な送信効率の向上技術のうち、マルチ入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加の周波数の割り当てまたは電力増加がなくても、通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として、現在最も大きな注目を受けている。

図５は、一般的なマルチ入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。

図５を参照すると、送信アンテナの数をＮ＿Ｔ個に、受信アンテナの数をＮ＿Ｒ個に同時に増やすようになると、送信機または受信機においてのみ多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャネル送信容量が増加するので、伝送レート（transfer rate）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャネル送信容量の増加に応じる伝送レートは、１つのアンテナを利用する場合の最大伝送レート（Ｒ＿ｏ）に次のようなレート増加率（Ｒ＿ｉ）が掛けられた分だけ理論的に増加できる。

すなわち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを利用するＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上４倍の伝送レートを取得できる。

このようなマルチ入出力アンテナの技術は、多様なチャネル経路を通過したシンボルを利用して送信信頼度を上げる空間ダイバーシチ（spatial diversity）方式と、多数の送信アンテナを利用して多数のデータシンボルを同時に送信して伝送レートを向上させる空間多重（spatial multiplexing）方式とに分けることができる。また、このような２通りの方式を適切に結合して、各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も、最近たくさん研究されている分野である。

各々の方式に対して、もう少し具体的に述べると、以下のとおりである。

第１に、空間ダイバーシチ方式の場合には、時空間ブロック符号系列と、ダイバーシチ利得と符号化利得を同時に利用する時空間トレリス（Trelis）符号系列方式がある。一般にビットエラー率の改善性能と符号生成の自由度は、トレリス符号方式が優秀であるが、演算の複雑度は、時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシチ利得は、送信アンテナ数（Ｎ＿Ｔ）と受信アンテナ数（Ｎ＿Ｒ）の積（Ｎ＿Ｔ×Ｎ＿Ｒ）に該当する量を得ることができる。

第２に、空間多重技法は、各送信アンテナから互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、このとき、受信機では、送信機から同時に送信されたデータの間に相互干渉が発生するようになる。受信機では、この干渉を適切な信号処理技法を利用して除去した後に受信する。ここに使用される雑音除去方式は、ＭＬＤ（maximum likelihood detection）受信機、ＺＦ（zero-forcing）受信機、ＭＭＳＥ（minimum mean square error）受信機、Ｄ-ＢＬＡＳＴ（Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time）、Ｖ-ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time）などがあり、特に送信端でチャネル情報が分かる場合には、ＳＶＤ（singular value decomposition）方式などを使用することができる。

第３に、空間ダイバーシチと空間多重の結合された技法を例に挙げることができる。空間ダイバーシチ利得だけを得る場合、ダイバーシチ次数の増加に応じる性能改善利得が順次飽和し、空間多重利得だけを取ると、無線チャネルにおいて送信信頼度が低下する。これを解決しながら２通りの利得を全て得る方式が研究されてきたし、このうち、空間ブロック符号（Ｄｏｕｂｌｅ-ＳＴＴＤ）、時空間ＢＩＣＭ（ＳＴＢＩＣＭ）などの方式がある。

上述のようなマルチ入出力アンテナシステムにおける通信方法をさらに具体的な方法で説明するために、これを数学的にモデリングする場合、次のように表すことができる。

まず、図５に示すように、Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナとＮ＿Ｒ個の受信アンテナが存在すると仮定する。

まず、送信信号に対して述べると、このようにＮ＿Ｔ個の送信アンテナがある場合、最大送信可能な情報は、Ｎ＿Ｔ個であるので、これを次のようなベクトルで表すことができる。

一方、各々の送信情報ｓ＿１，ｓ＿２，．．．，ｓ＿Ｎ＿Ｔにおいて送信電力を異なるようにすることができ、このとき、各々の送信電力をＰ＿１，Ｐ＿２，．．．，Ｐ＿Ｎ＿Ｔとすると、送信電力が調整された送信情報は、次のようなベクトルで表すことができる。

また、数式３の送信電力が調整された送信情報を送信電力の対角行列Ｐで次のように表すことができる。

一方、数式４の送信電力が調整された情報ベクトルは、その後重み行列Ｗが掛けられて実際に送信されるＮ＿Ｔ個の送信信号ｘ＿１，ｘ＿２，．．．，ｘ＿Ｎ＿Ｔを構成する。ここで、重み行列は、送信チャネル状況などによって送信情報を各アンテナに適切に分配する役割を行う。このような送信信号ｘ＿１，ｘ＿２，．．．，ｘ＿Ｎ＿Ｔを、ベクトルｘを利用して次のように表すことができる。

式中、ｗ＿ｉｊは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の送信情報との間の重みを表し、Ｗは、これを行列で表したものである。このような行列Ｗを重み行列（Weight Matrix）又はプリコーディング行列（Precoding Matrix）と呼ぶ。

一方、上述のような送信信号（ｘ）は、空間ダイバーシチを使用する場合と空間多重を使用する場合とに分けて考えてみることができる。

空間多重を使用する場合は、互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルｓの要素が全部異なる値を有するようになることに対し、空間ダイバーシチを使用するようになると、同じ信号を複数のチャネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルｓの要素が全部同じ値を有するようになる。

もちろん、空間多重と空間ダイバーシチを混合する方法も考慮可能である。すなわち、例えば３個の送信アンテナを介して同じ信号を空間ダイバーシチを利用して送信し、残りは、各々異なる信号を空間多重して送る場合も考慮することができる。

次に、受信信号は、Ｎ＿Ｒ個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号ｙ＿１、ｙ＿２，．．．，ｙ＿Ｎ＿Ｒをベクトルｙで次のように表すことにする。

一方、マルチ入出力アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデリングする場合、各々のチャネルは、送受信アンテナインデックスによって区分でき、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈ＿ｉｊで表示することにする。ここで、ｈ＿ｉｊのインデックスの順序は、受信アンテナインデックスが先、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。

このようなチャネルは、いくつかを１つにクループ化してベクトル及び行列形態でも表示可能である。ベクトル表示の例を挙げて説明すれば、次の通りである。

図６は、多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。

図６に示すように、全Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、次のように表現可能である。

また、前記式７のような行列表現を用いてＮ＿Ｔ個の送信アンテナからＮ＿Ｒ個の受信アンテナを経るチャネルを全部表す場合、次のように表すことができる。

一方、実際チャネルは、上のようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）が加えられるようになるので、Ｎ＿Ｒ個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音ｎ＿１，ｎ＿２，．．．，ｎ＿Ｎ＿Ｒをベクトルで表現すれば、以下のとおりである。

上述のような送信信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデリングを介してマルチ入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を介して表すことができる。

一方、チャネルの状態を表すチャネル行列Ｈの行と列の個数は、送受信アンテナ数によって決定される。チャネル行列Ｈは、上述のように行の数は、受信アンテナの数Ｎ＿Ｒと同じくなり、列の個数は、送信アンテナの数Ｎ＿Ｔと同じくなる。すなわち、チャネル行列Ｈは、Ｎ＿Ｒ×Ｎ＿Ｔ行列になる。

一般に、行列のランク（rank）は、互いに独立な（independent）行または列の個数の中で最小の個数で定義される 。従って、行列のランクは、行または列の個数より大きくなってはならない。数式的に例を挙げれば、チャネル行列Ｈのランク（rank(H)）は、次のように制限される。

また、行列を固有値分解（Eigen value decomposition）したとき、ランクは、固有値（eigen value）のうち、０でない固有値の個数で定義することができる。似た方法で、ランクをＳＶＤ（singular value decomposition）したとき、０でない特異値（singular value）の個数で定義することができる。従って、 チャネル行列においてランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数と言える。

本明細書において、ＭＩＭＯ送信に対する「ランク（Rank）」は、特定時点及び特定周波数リソースにおいて独立して信号を送信できる経路の数を表し、「レイヤ（layer）の数」は、各経路を介して送信される信号ストリームの数を表す。一般に、送信端は、信号送信に利用されるランク数に対応する数のレイヤを送信するから、特別な言及がない限り、ランクは、レイヤの数と同じ意味を有する。

以下、前述したＭＩＭＯ送信技法と関連して、コードブックベースのプリコーディング技法についてより具体的に説明する。

図７は、本発明が適用できる無線通信システムにおいてコードブックベースのプリコーディングの基本概念を説明するための図である。

コードブックベースのプリコーディング方式に従う場合、送信端と受信端は、送信ランク、アンテナ数などによって予め定められた所定個数のプリコーディング行列を含むコードブック情報を共有する。

すなわち、フィードバック情報が有限（finite）である場合にプリコーディングベースのコードブック方式が使用できる。

受信端は、受信信号によりチャネル状態を測定して、前述したコードブック情報に基づいて有限の個数の好ましいプリコーディング行列情報（すなわち、当該プリコーディング行列のインデックス）を送信端にフィードバックすることができる。例えば、受信端においては、ＭＬ（Maximum Likelihood）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）方式で受信信号を測定して最適のプリコーディング行列を選択することができる。

図７においては、受信端が送信端にプリコーディング行列情報をコードワード別に送信することを示しているが、これに限定される必要はない。

受信端からフィードバック情報を受信した送信端は、受信された情報に基づいてコードブックから特定のプリコーディング行列を選択することができる。プリコーディング行列を選択した送信端は、送信ランクに対応する個数のレイヤ信号に選択されたプリコーディング行列を乗算する方式でプリコーディングを行い、プリコーディングが行われた送信信号を複数のアンテナを介して送信することができる。プリコーディング行列において行（row）の数はアンテナの数と同一であり、列の数はランク値と同一である。ランク値がレイヤの数と同一であるので、列の数はレイヤの数と同一である。例えば、送信アンテナの数が４であり、レイヤの数が２である場合、プリコーディング行列が４×２行列で構成される。下記の数式１２は、このような場合のプリコーディング行列によりそれぞれのレイヤにマッピングされた情報をそれぞれのアンテナにマッピングさせる動作を示す。

数式１２を参照すると、レイヤにマッピングされた情報はｘ＿１、ｘ＿２であり、４×２行列の各要素Ｐ＿ｉｊはプリコーディングに使用される重みである。ｙ＿１、ｙ＿２、ｙ＿３、ｙ＿４は、アンテナにマッピングされる情報として各ＯＦＤＭ送信方式を用いてそれぞれのアンテナを介して送信される。

送信端からプリコーディングされて送信された信号を受信した受信端は、送信端で行われたプリコーディングの逆処理を行って受信信号を復元することができる。一般に、プリコーディング行列は、Ｕ・Ｕ＾Ｈ＝Ｉ（ここで、Ｕ＾Ｈは行列Ｕのエルミット（Hermit）行列を意味する）のようなユニタリー行列（Ｕ）の条件を満足するので、前述したプリコーディングの逆処理は、送信端のプリコーディングに利用されたプリコーディング行列（Ｐ）のエルミット行列（Ｐ＾Ｈ）を受信信号に乗算する方式で行われる。

また、プリコーディングは、多様な方式のアンテナ構成に対して良好な性能を有することが要求されるので、コードブック設計において多様なアンテナ構成に対する性能を考慮する必要がある。以下では、複数のアンテナの例示的な構成について説明する。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース－８又は９標準に従うシステム）では、ダウンリンクにおいて最大４つの送信アンテナをサポートするので、４つの送信アンテナに対するコードブックが設計されている。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である３ＧＰＰ ＬＴＥ－Ａシステムでは、ダウンリンクにおいて最大８送信アンテナをサポートすることができる。従って、最大８送信アンテナに介するダウンリンク送信に対して良好な性能を提供するプリコーディングコードブックを設計することが要求される。

また、コードブック設計においては、一定係数特性（constant modulus property）、有限アルファベット（infinite alphabet）、コードブックのサイズに対する制限、ネスティッド特性（nested property）、多様なアンテナ構成（antenna configuration）に対する良好な性能を提供することなどが一般的に要求される。

一定係数特性とは、コードブックを構成するプリコーディング行列のそれぞれのチャネル要素（channel component）の大きさ（amplitude）が一定である特性を意味する。このような特性によると、どのプリコーディング行列が使われるのかに関係なく、全てのアンテナそれぞれから送信される電力レベルが同一に維持されることができる。これにより、電力増幅器（Power Amplifier）の使用の効率性が向上する。

有限アルファベット（finite alphabet）とは、例えば、２つの送信アンテナの場合、プリコーディング行列をスケーリング因子（scaling factor）を除いてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）アルファベット（すなわち、±１、±ｊ）のみを使用して構成することを意味する。これによって、プリコーダにおいてプリコーディング行列を乗算（multiplication）することにおいて計算の複雑性を緩和することができる。

コードブックのサイズは、所定のサイズ以下に制限されてもよい。コードブックのサイズが大きいほど、多様な場合に対するプリコーディング行列を含むことができるので、チャネル状態をより精密に反映することができるが、それによってプリコーディング行列インジケータ（ＰＭＩ：Precoding Matrix Indicator）のビット数が増加し、これはシグナリングオーバーヘッドを引き起こす可能性がある。

ネスティッド特性（nested property）とは、高いランクプリコーディング行列の一部分が低いランクプリコーディング行列で構成されることを意味する。このようにプリコーディング行列が構成されると、端末から報告されたＲＩ（Rank Indicator）で示すチャネルランクより低い送信ランクでダウンリンク送信をするように基地局が決定する場合も、適切な性能を保証することができる。また、この特性によって、ＣＱＩ（Channel Quality Information）計算の複雑性も減少することができる。その理由は、異なるランクに対して設計されたプリコーディング行列のうちプリコーディング行列を選択する動作をするときに、プリコーディング行列の選択のための計算の一部分が共有できるからである。

多様なアンテナ構成（antenna configuration）に対する良好な性能を提供するということは、低い相関を有するアンテナ構成、高い相関を有するアンテナ構成又は交差偏極アンテナ構成などの多様な場合に対して一定基準以上の性能を提供することが要求されるという意味である。

参照信号（ＲＳ：Reference signal）

無線通信システムにおけるデータは、無線チャネルを介して送信されるから、信号は、送信中に歪むことができる。受信端で歪んだ信号を正確に受信するために、受信された信号の歪みは、チャネル情報を利用して補正されなければならない。チャネル情報を検出するために、送信側と受信側ともが知っている信号の送信方法と、信号がチャネルを介して送信される時に歪んだ程度を利用してチャネル情報を検出する方法を主に利用する。上述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：reference signal）という。

また、最近大部分の移動通信システムにおいてパケットを送信するとき、いままで一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用したことから脱皮し、複数送信アンテナと複数受信アンテナを採用して送受信データの効率を向上させることができる方法を使用する。マルチ入出力アンテナを利用してデータを送受信するとき、信号を正確に受信するために、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状態が検出されなければならない。従って、 各送信アンテナは、個別の参照信号を持たなければならない。

移動通信システムにおけるＲＳは、その目的によって大きく２通りに区分されることができる。チャネル状態情報取得のための目的のＲＳとデータ復調のために使用されるＲＳがある。前者は、ＵＥがダウンリンクへのチャネル状態情報を取得するのにその目的があるので、広帯域に送信されなければならず、特定のサブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥであっても、そのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これは、ハンドオーバーなどの無線リソース管理（ＲＲＭ：Radio Resource Management）測定などのためにも使用される。後者は、基地局がダウンリンクを送る時、該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは、該当ＲＳを受信することによってチャネル推定を行うことができ、従って、 データを復調できるようになる。このＲＳは、データが送信される領域に送信されなければならない。

下り参照信号は、セル内のすべての端末が共有するチャネル状態に対する情報取得及びハンドオーバーなどの測定などのための１つの共通参照信号（ＣＲＳ：common RS）と特定の端末だけのためにデータ復調のために使用される専用参照信号（dedicated RS）がある。このような参照信号を利用して、復調（demodulation）とチャネル測定（channel measurement）のための情報を提供できる。すなわち、ＤＲＳは、データ復調用のみに使用され、ＣＲＳは、チャネル情報取得及びデータ復調の２通りの目的として使用される。

受信側（すなわち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（Channel Quality Indicator）、ＰＭＩ（Precoding Matrix Index）及び／またはＲＩ（Rank Indicator）のようなチャネル状態と関連した指示子を送信側（すなわち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル固有基準信号（cell-specific RS）ともいう。これに対し、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ－ＲＳと定義することができる。

ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調が必要な場合、リソースエレメントを介して送信されることができる。端末は、上位層を介してＤＲＳが存在するかどうかを受信することができ、対応するＰＤＳＣＨがマッピングされたときに限って有効である。ＤＲＳを端末固有参照信号（UE-specific RS）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：Demodulation RS）ということができる。

図８は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。

図８を参照すると、参照信号がマッピングされる単位としてダウンリンクリソースブロック対は、時間領域における１つのサブフレーム×周波数領域における１２個の副搬送波で表すことができる。すなわち、時間軸（ｘ軸）上において１つのリソースブロック対は、一般サイクリックプレフィックス（normal CP:normal Cyclic Prefix）の場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図７（ａ）の場合）、拡張サイクリックプレフィックス（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ：extended Cyclic Prefix）の場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図７（ｂ）の場合）。リソースブロック格子において「０」、「１」、「２」及び「３」と記載されたリソースエレメント（ＲＥｓ）は、それぞれアンテナポートインデックス「０」、「１」、「２」及び「３」のＣＲＳの位置を意味し、「Ｄ」と記載されたリソースエレメントは、ＤＲＳの位置を意味する。

以下、ＣＲＳについてより詳細に説明すると、ＣＲＳは、物理的アンテナのチャネルを推定するために使用され、セル内に位置した全ての端末が共通に受信できる参照信号として全周波数帯域に分布される。すなわち、このＣＲＳはセル固有（cell-specific）のシグナルであり、広帯域に対してサブフレーム毎に送信される。また、ＣＳＩは、チャネル状態情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用される。

ＣＲＳは、送信側（基地局）におけるアンテナ配列によって様々なフォーマットに定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリース－８）では、基地局の送信アンテナ数によって最大４つのアンテナポートに対するＲＳが送信される。ダウンリンク信号送信側は、単一の送信アンテナ、２つの送信アンテナ、４つの送信アンテナなどの３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの数が２つである場合、０番と１番のアンテナポートに対するＣＲＳが送信され、４つである場合、０～３番のアンテナポートに対するＣＲＳがそれぞれ送信される。基地局の送信アンテナが４つである場合、１つのＲＢにおけるＣＲＳパターンは図８のようである。

基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。

基地局が２つの送信アンテナを使用する場合、２つの送信アンテナポートのための参照信号は時分割多重化（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）及び／又は周波数分割多重化（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing）方式を利用して配列される。すなわち、２つのアンテナポートのための参照信号は、それぞれが区別されるために異なる時間リソース及び／又は異なる周波数リソースが割り当てられる。

しかも、基地局が４つの送信アンテナを使用する場合、４つの送信アンテナポートのための参照信号はＴＤＭ及び／又はＦＤＭ方式を利用して配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）により測定されたチャネル情報は、単一の送信アンテナ送信、送信ダイバーシチ、閉ループ空間多重化（closed-loop spatial multiplexing）、開ループ空間多重化（open-loop spatial multiplexing）、又はマルチユーザマルチ入出力（Multi-User MIMO）アンテナのような送信方式を利用して送信されたデータを復調するために利用されることができる。

マルチ入出力アンテナがサポートされる場合、参照信号が特定のアンテナポートから送信されるとき、前記参照信号は参照信号のパターンに応じて特定されたリソースエレメントの位置に送信され、他のアンテナポートのために特定されたリソースエレメントの位置に送信されない。すなわち、異なるアンテナ間の参照信号は互いに重ならない。

以下、ＤＲＳについてより詳しく説明すると、ＤＲＳはデータを復調するために使用される。マルチ入出力アンテナ送信において特定の端末のために使用されるプリコーディング（precoding）の重みは、端末が参照信号を受信したとき、各送信アンテナから送信された送信チャネルと結合して対応するチャネルを推定するために変更なしに使用される。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリース－８）は、最大４つの送信アンテナをサポートし、ランク１のビームフォーミング（beamforming）のためのＤＲＳが定義される。ランク１のビームフォーミングのためのＤＲＳはまた、アンテナポートインデックス５のための参照信号を示す。

ＬＴＥシステムの進化発展した形態であるＬＴＥ－Ａシステムにおいて、基地局のダウンリンクに最大８つの送信アンテナをサポートできるようにデザインされなければならない。従って、最大８つの送信アンテナに対するＲＳもサポートされなければならない。ＬＴＥシステムにおいて、ダウンリンクＲＳは、最大４つのアンテナポートに対するＲＳのみが定義されているので、ＬＴＥ－Ａシステムにおいて、基地局が４つ以上最大８つのダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらのアンテナポートに対するＲＳが追加で定義されてデザインされなければならない。最大８つの送信アンテナポートに対するＲＳは、前述したチャネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳの両方ともがデザインされなければならない。

ＬＴＥ－Ａシステムをデザインするにおいて、重要な考慮事項の１つは、下位互換性（backward compatibility）、すなわち、ＬＴＥ端末がＬＴＥ－Ａシステムにおいても何の無理もなくうまく動作しなければならず、システムもこれをサポートしなければならないということである。ＲＳの送信の観点から見ると、ＬＴＥにおいて定義されているＣＲＳが全帯域でサブフレーム毎に送信される時間－周波数領域において、最大８つの送信アンテナポートに対するＲＳが追加で定義されなければならない。ＬＴＥ－Ａシステムにおいて既存のＬＴＥのＣＲＳと同一の方式で最大８つの送信アンテナに対するＲＳパターンをサブフレーム毎に全帯域に追加することになると、ＲＳのオーバーヘッドが過度に大きくなる。

従って、ＬＴＥ－Ａシステムにおいて新たにデザインされるＲＳは、２つの種類に大別されるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャネル測定目的のＲＳ（ＣＳＩ－ＲＳ：Channel State Information-RS、Channel State Indication-RSなど）と８つの送信アンテナで送信されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ－ＲＳ：Data Demodulation-RS）である。

チャネル測定目的のＣＳＩ－ＲＳは、既存のＣＲＳがチャネル測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と同時にデータ復調のために使われるのとは異なり、チャネル測定を中心とした目的のためにデザインされる特徴がある。もちろん、これもハンドオーバーなどの測定などの目的としても使われることもできる。ＣＳＩ－ＲＳがチャネル状態に関する情報を得る目的としてのみ送信されるので、ＣＲＳとは異なってサブフレーム毎に送信されなくてもよい。ＣＳＩ－ＲＳのオーバーヘッドを減らすために、ＣＳＩ－ＲＳは時間軸上で間欠的に送信される。

データ復調のために、該当時間－周波数領域においてスケジュールされたＵＥに専用の（dedicated）ＤＭ－ＲＳが送信される。すなわち、特定のＵＥのＤＭ－ＲＳは、当該ＵＥがスケジュールされた領域、すなわち、データを受信する時間－周波数領域にのみ送信される。

ＬＴＥ－Ａシステムにおいて基地局のダウンリンクで最大８つの送信アンテナをサポートする。ＬＴＥ－Ａシステムにおいて、既存のＬＴＥのＣＲＳと同一の方式で最大８つの送信アンテナに対するＲＳをサブフレーム毎に全帯域に送信するようになると、ＲＳオーバーヘッドが過度に大きくなる。従って、 ＬＴＥ－Ａシステムにおいては、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのＣＳＩ測定目的のＣＳＩ－ＲＳとデータ復調のためのＤＭ－ＲＳに分離されて２つのＲＳが追加された。ＣＳＩ－ＲＳは、ＲＲＭ測定などの目的としても使われることはできるが、ＣＳＩ取得を主目的としてデザインされた。ＣＳＩ－ＲＳは、データ復調に使用されないので、サブフレーム毎に送信される必要はない。従って、ＣＳＩ－ＲＳのオーバーヘッドを減らすために時間軸上で間欠的に送信する。すなわち、ＣＳＩ－ＲＳは、１サブフレームの整数倍の周期を有して周期的に送信されるか、特定の送信パターンで送信されることがある。このとき、ＣＳＩ－ＲＳが送信される周期やパターンはｅＮＢが設定することができる。

データ復調のためには、該当時間－周波数領域においてスケジュールされたＵＥ専用の（dedicated）ＤＭ－ＲＳが送信される。すなわち、特定のＵＥのＤＭ－ＲＳは、当該ＵＥがスケジュールされた領域、すなわち、データを受信する時間－周波数領域にのみ送信される。

ＣＳＩ－ＲＳを測定するために、ＵＥは必ず自分が属しているセルのそれぞれのＣＳＩ－ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳの送信サブフレームインデックス、送信サブフレーム内のＣＳＩ－ＲＳリソースエレメント（ＲＥ）時間－周波数位置、及びＣＳＩ－ＲＳシーケンスなどに関する情報を知っていなければならない。

ＬＴＥ－ＡシステムにｅＮＢは、ＣＳＩ－ＲＳを最大８つのアンテナポートに対してそれぞれ送信しなければならない。異なるアンテナポートのＣＳＩ－ＲＳ送信のために使われるリソースは、互いに直交（orthogonal）しなければならない。１つのｅＮＢが異なるアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳを送信するとき、それぞれのアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳを異なるＲＥにマッピングすることにより、ＦＤＭ／ＴＤＭ方式でこれらのリソースを直交するように（orthogonal）割り当てることができる。また、異なるアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳをお互いに直交（orthogonal）したコードにマッピングさせるＣＤＭ方式で送信することができる。

ＣＳＩ－ＲＳに関する情報をｅＮＢが自分のセルＵＥに通知するとき、まず各アンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳがマッピングされる時間－周波数に関する情報を通知しなければならない。具体的に、ＣＳＩ－ＲＳが送信されるサブフレーム番号、又はＣＳＩ－ＲＳが送信される周期、ＣＳＩ－ＲＳが送信されるサブフレームオフセットであり、特定のアンテナのＣＳＩ－ＲＳ ＲＥが送信されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（spacing）、周波数軸におけるＲＥのオフセット又はシフト値などがある。

ＣＳＩ－ＲＳは、１つ、２つ、４つ又は８つのアンテナポートを介して送信される。このとき、使用されるアンテナポートはそれぞれｐ＝１５、ｐ＝１５、１６、ｐ＝１５、．．．、１８、ｐ＝１５、．．．、２２である。ＣＳＩ－ＲＳは、サブキャリア間隔Δｆ＝１５ｋＨｚに対してのみ定義されることができる。

ＣＳＩ－ＲＳ送信のために設定されたサブフレーム内において、ＣＳＩ－ＲＳシーケンスは、下記の数式１３のように各アンテナポート（ｐ）上の参照シンボル（reference symbol）として利用される複素変調シンボル（complex-valued modulation symbol）ａ＿ｋ、ｌ＾（Ｐ）にマッピングされる。

前記数式１３において、（ｋ’, ｌ'）（ここで、ｋ’はリソースブロック内の副搬送波インデックスであり、ｌ’はスロット内ＯＦＤＭシンボルインデックスを示す。）及びｎ＿ｓの条件は、下記の表３又は表４のようなＣＳＩ－ＲＳ設定（configuration）によって決定される。

表３は、一般ＣＰにおいてＣＳＩ－ＲＳ構成から（ｋ’, ｌ’）のマッピングを例示する。

表４は、拡張ＣＰにおいてＣＳＩ－ＲＳ構成から（ｋ’, ｌ'）のマッピングを例示する。

表３及び表４を参照すると、ＣＳＩ－ＲＳの送信において、異種ネットワーク（ＨｅｔＮｅｔ：heterogeneous network）環境を含めてマルチセル環境においてセル間干渉（ＩＣI：inter-cell interference）を減らすために最大３２個（一般ＣＰの場合）又は最大２８個（拡張ＣＰの場合）の異なる構成（configuration）が定義される。

ＣＳＩ－ＲＳ構成は、セル内のアンテナポートの数及びＣＰに応じて異なり、隣接したセルは最大限に異なる構成を有することができる。また、ＣＳＩ－ＲＳ構成は、フレーム構造によってＦＤＤフレームとＴＤＤフレームの両方ともに適用する場合と、ＴＤＤフレームにのみ適用する場合とに分けられる。

表３及び表４に基づいてＣＳＩ－ＲＳ構成によって（ｋ’, ｌ’）及びｎ＿ｓが定められ、各ＣＳＩ－ＲＳアンテナポートによってＣＳＩ－ＲＳ送信に利用する時間－周波数リソースが決定される。

図９は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて参照信号がマッピングされるリソースを例示する図である。

図９（ａ）は、１つ又は２つのＣＳＩ－ＲＳアンテナポートによるＣＳＩ－ＲＳ送信に使用可能な２０種類のＣＳＩ－ＲＳ構成を示し、図９（ｂ）は、４つのＣＳＩ－ＲＳアンテナポートにより使用可能な１０種類のＣＳＩ－ＲＳ構成を示し、図９（ｃ）は、８つのＣＳＩ－ＲＳアンテナポートによりＣＳＩ－ＲＳ送信に使用可能な５種類のＣＳＩ－ＲＳ構成を示す。

このように、各ＣＳＩ－ＲＳ構成によってＣＳＩ－ＲＳが送信される無線リソース（すなわち、ＲＥ対）が決定される。

特定のセルに対してＣＳＩ－ＲＳ送信のために１つ又は２つのアンテナポートが設定されると、図９（ａ）に示す２０種類のＣＳＩ－ＲＳ構成のうち設定されたＣＳＩ－ＲＳ構成による無線リソース上でＣＳＩ－ＲＳが送信される。

同様に、特定のセルに対してＣＳＩ－ＲＳ送信のために４つのアンテナポートが設定されると、図９（ｂ）に示す１０種類のＣＳＩ－ＲＳ構成のうち設定されたＣＳＩ－ＲＳ構成による無線リソース上でＣＳＩ－ＲＳが送信される。また、特定のセルに対してＣＳＩ－ＲＳ送信のために８つのアンテナポートが設定されると、図９（ｃ）に示す５種類のＣＳＩ－ＲＳ構成のうち設定されたＣＳＩ－ＲＳ構成による無線リソース上でＣＳＩ－ＲＳが送信される。

２つのアンテナポート別（すなわち、｛１５, １６｝、｛１７, １８｝、｛１９, ２０｝、｛２１, ２２｝）にそれぞれのアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳは同一の無線リソースにＣＤＭされて送信される。アンテナポート１５及び１６を例に挙げると、アンテナポート１５及び１６に対するそれぞれのＣＳＩ－ＲＳ複素シンボルは同一であるが、異なる直交符号（例えば、ウォルシュ符号（walsh code）が乗算されて同一の無線リソースにマッピングされる。アンテナポート１５に対するＣＳＩ－ＲＳの複素シンボルには［１, １］が乗算され、アンテナポート１６に対するＣＳＩ－ＲＳの複素シンボルには［１ －１］が乗算されて同一の無線リソースにマッピングされる。これは、アンテナポート｛１７, １８｝、｛１９, ２０｝、｛２１, ２２｝も同様である。

ＵＥは、送信されたシンボルに乗算されたコードを乗算して特定のアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳ を検出することができる。すなわち、アンテナポート１５に対するＣＳＩ－ＲＳを検出するために乗算されたコード［１ １］を乗算し、アンテナポート１６に対するＣＳＩ－ＲＳを検出するために乗算されたコード［１ －１］を乗算する。

図９（ａ）ないし（ｃ）に示すように、同一のＣＳＩ－ＲＳ構成インデックスに該当すると、アンテナポート数が多いＣＳＩ－ＲＳ構成による無線リソースは、ＣＳＩ－ＲＳアンテナポート数が少ないＣＳＩ－ＲＳ構成による無線リソースを含む。例えば、ＣＳＩ－ＲＳ構成０の場合、８つのアンテナポート数に対する無線リソースは、４つのアンテナポート数に対する無線リソースと１つ又は２つのアンテナポート数に対する無線リソースを全て含む。

１つのセルにおいて複数のＣＳＩ－ＲＳ構成が使われることができる。ノンゼロ電力（ＮＺＰ：non-zero power）ＣＳＩ－ＲＳは０個又は１つのＣＳＩ－ＲＳ構成のみが利用され、ゼロ電力（ＺＰ：zero power）ＣＳＩ－ＲＳは０個又は複数のＣＳＩ－ＲＳ構成が利用される。

上位層により設定される１６ビットのビットマップであるＺＰ ＣＳＩ－ＲＳ（ＺｅｒｏＰｏｗｅｒＣＳＩ－ＲＳ）において１に設定された各ビット別に、ＵＥは前記表３及び表４の４つのＣＳＩ－ＲＳの列（column）に該当するＲＥにおいて（上位層により設定されたＮＺＰ ＣＳＩ－ＲＳを仮定するＲＥと重複する場合を除く）ゼロ送信電力を仮定する。最上位ビット（ＭＳＢ：Most Significant Bit）は最も低いＣＳＩ－ＲＳ構成インデックスに該当し、ビットマップ内でその次のビットは順に次のＣＳＩ－ＲＳ構成インデックスに該当する。

ＣＳＩ－ＲＳは、前記表３及び表４において（ｎ＿ｓ ｍｏｄ ２）の条件を満足するダウンリンクスロット及びＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成を満足するサブフレームにおいてのみ送信される。

フレーム構造タイプ２（ＴＤＤ）の場合、スペシャルサブフレーム、同期信号（ＳＳ）、ＰＢＣＨ又はＳＩＢ１（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ１）メッセージ送信と衝突されるサブフレーム又はページングメッセージ送信のために設定されたサブフレームにおいてＣＳＩ－ＲＳは送信されない。

また、アンテナポートセットＳ（Ｓ＝｛１５｝、Ｓ＝｛１５, １６｝、Ｓ＝｛１７, １８｝、Ｓ＝｛１９, ２０｝又はＳ＝｛２１, ２２｝）内に属するあるアンテナポートに対するＣＳＩ－ＲＳが送信されるＲＥは、ＰＤＳＣＨ又は他のアンテナポートのＣＳＩ－ＲＳ送信に使用されない。

ＣＳＩ－ＲＳ送信に使用される時間－周波数リソースはデータ送信に使用できないため、ＣＳＩ－ＲＳのオーバーヘッドが増加するほどデータスループット（throughput）が減少する。これを考慮してＣＳＩ－ＲＳはサブフレーム毎に送信されるように構成されず、多数のサブフレームに該当する所定の送信周期毎に送信されるように構成される。この場合、サブフレーム毎にＣＳＩ－ＲＳが送信される場合に比べてＣＳＩ－ＲＳ送信オーバーヘッドが相当低くなる可能性がある。

ＣＳＩ－ＲＳ送信のためのサブフレーム周期（以下、「ＣＳＩ送信サイクル」と称する）（Ｔ＿ＣＳＩ－ＲＳ）及びサブフレームオフセット（Δ＿ＣＳＩ－ＲＳ）は、下記の表５のようである。

表５は、ＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成を例示する。

表５を参照すると、ＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成（Ｉ＿ＣＳＩ－ＲＳ）によってＣＳＩ－ＲＳの送信周期（Ｔ＿ＣＳＩ－ＲＳ）及びサブフレームオフセット（Δ＿ＣＳＩ－ＲＳ）が決定される。

表５のＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成は、「ＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ」フィールドと「ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ」フィールドのいずれか１つに設定されることができる。ＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成は、ＮＺＰ ＣＳＩ－ＲＳ及びＺＰ ＣＳＩ－ＲＳに対して個別に（separately）設定される。

ＣＳＩ－ＲＳを含むサブフレームは、下記の数式１４を満足する。

数式１４において、Ｔ＿ＣＳＩ－ＲＳはＣＳＩ－ＲＳの送信周期、Δ＿ＣＳＩ－ＲＳはサブフレームオフセット値、ｎ＿ｆはシステムフレームナンバー、ｎ＿ｓはスロットナンバーを意味する。

サービングセルに対して送信モード９（transmission mode 9）が設定されたＵＥの場合、ＵＥは１つのＣＳＩ－ＲＳリソースの構成が設定されることができる。サービングセルに対して送信モード１０（transmission mode 10）が設定されたＵＥの場合、ＵＥは１つ又はそれ以上のＣＳＩ－ＲＳリソースの構成が設定されることができる。

現在、ＬＴＥ標準において、ＣＳＩ－ＲＳ構成はアンテナポート数（ａｎｔｅｎｎａＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ）、サブフレーム構成（ｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ）、リソース構成（ｒｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇ）などで構成されているため、ＣＳＩ－ＲＳが幾つのアンテナポートから送信されるか、ＣＳＩ－ＲＳが送信されるサブフレームの周期及びオフセットがどうなるか、そして当該サブフレームにおいてどのＲＥ位置（すなわち、周波数とＯＦＤＭシンボルインデックス）で送信されるかを通知する。

具体的には、各ＣＳＩ－ＲＳ（リソース）構成のための下記のパラメータが上位層シグナリングを介して設定される。

－送信モード１０が設定された場合、ＣＳＩ－ＲＳリソース構成の識別子

－ＣＳＩ－ＲＳポート数（ａｎｔｅｎｎａＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ）：ＣＳＩ－ＲＳ送信のために使用されるアンテナポートの数を示すパラメータ（例えば、１ ＣＳＩ－ＲＳポート、２ ＣＳＩ－ＲＳポート、４ ＣＳＩ－ＲＳポート、８ ＣＳＩ－ＲＳポート）

－ＣＳＩ－ＲＳ構成（ｒｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇ）（表３及び表４参照）：ＣＳＩ－ＲＳの割り当てリソース位置に関するパラメータ

－ＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成（ｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ、すなわち、Ｉ＿ＣＳＩ－ＲＳ）（表５参照）：ＣＳＩ－ＲＳが送信されるサブフレームの周期及び／又はオフセットに関するパラメータ

－送信モード９が設定された場合、ＣＳＩフィードバックのための送信パワー（Ｐ＿Ｃ）：フィードバックのための参照ＰＤＳＣＨ送信パワーに対するＵＥの仮定と関連して、ＵＥがＣＳＩのフィードバックを導出し、１ｄＢ段階の大きさで［－８，１５］ｄＢ範囲内において値を取るとき、Ｐ＿ＣはＰＤＳＣＨ ＲＥ当たりエネルギー（ＥＰＲＥ：Energy Per Resource Element）とＣＳＩ－ＲＳ ＥＰＲＥの割合に仮定される。

－送信モード１０が設定された場合、各ＣＳＩプロセスに対してＣＳＩフィードバックのための送信パワー（Ｐ＿Ｃ）。ＣＳＩプロセスに対してＣＳＩサブフレームセットＣ＿ＣＳＩ，０及びＣ＿ＣＳＩ，１が上位層により設定されると、Ｐ＿ＣはＣＳＩプロセスの各ＣＳＩサブフレームセット別に設定される。

－疑似ランダム（pseudo-rnadom）シーケンス発生器パラメータ（ｎ＿ＩＤ）

－送信モード１０が設定された場合、ＱＣＬ（ＱｕａｓｉＣｏ－Ｌｏｃａｔｅｄ）タイプＢ ＵＥ仮定のためのＱＣＬスクランブリング識別子（ｑｃｌ－ＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＩｄｅｎｔｉｔｙ－ｒ１１）、ＣＲＳポートカウント（ＣＲＳ－ＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ－ｒ１１）、ＭＢＳＦＮサブフレーム設定リスト（ｍｂｓｆｎ－ＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ－ｒ１１）パラメータを含む上位層パラメータ（’ｑｃｌ－ＣＲＳ－Ｉｎｆｏ－ｒ１１’）

ＵＥが導出したＣＳＩフィードバックの値が［－８，１５］ｄＢ範囲内の値を有するとき、Ｐ＿ＣはＣＳＩ－ＲＳ ＥＰＲＥに対するＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの割合に仮定される。ここで、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥは、ＣＲＳ ＥＰＲＥに対するＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの割合がρ＿Ａであるシンボルに該当する。

サービングセルの同一のサブフレームにおいてＣＳＩ－ＲＳとＰＭＣＨが共に設定されない。

フレーム構造タイプ２において４つのＣＲＳアンテナポートが設定された場合、ＵＥは、一般ＣＰの場合は［２０－３１］セット（表３参照）、又は拡張ＣＰの場合は［１６－２７］セット（表４参照）に属するＣＳＩ－ＲＳ構成インデックスが設定されない。

ＵＥは、ＣＳＩ－ＲＳリソース構成のＣＳＩ－ＲＳアンテナポートが遅延スプレッド（delay spread）、ドップラー拡散（Doppler spread）、ドップラーシフト（Doppler shift）、平均利得（average gain）及び平均遅延（average delay）に対してＱＣＬ関係を有すると仮定することができる。

送信モード１０及びＱＣＬタイプＢが設定されたＵＥは、ＣＳＩ－ＲＳリソース構成に該当するアンテナポート０－３とＣＳＩ－ＲＳリソース構成に該当するアンテナポート１５－２２がドップラー拡散（Doppler spread）、ドップラーシフト（Doppler shift）に対してＱＣＬ関係であると仮定することができる。

送信モード１－９が設定されたＵＥの場合、サービングセルに対して、ＵＥは、１つのＺＰ ＣＳＩ－ＲＳリソース構成が設定されることができる。送信モード１０が設定されたＵＥの場合、サービングセルに対して、ＵＥは、１つ又はそれ以上のＺＰ ＣＳＩ－ＲＳリソース構成が設定されることができる。

上位層シグナリングに介してＺＰ ＣＳＩ－ＲＳリソース構成のための下記のようなパラメータが設定されることができる。

－ＺＰ ＣＳＩ－ＲＳ構成リスト（ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ）（表３及び表４参照）：ゼロパワーＣＳＩ－ＲＳ構成に関するパラメータ

－ＺＰ ＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成（ｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ、すなわち、Ｉ＿ＣＳＩ－ＲＳ）（表５参照）：ゼロパワーＣＳＩ－ＲＳが送信されるサブフレームの周期及び／又はオフセットに関するパラメータ

サービングセルの同一のサブフレームにおいてＺＰ ＣＳＩ－ＲＳとＰＭＣＨが同時に設定されない。

送信モード１０が設定されたＵＥの場合、サービングセルに対して１つ又はそれ以上のＣＳＩ－ＩＭ（Channel-State Information-Interference Measurement）リソースの構成が設定されることができる。

上位層シグナリングに介して各ＣＳＩ－ＩＭリソース構成のための下記のようなパラメータが設定されることができる。

－ＺＰ ＣＳＩ－ＲＳ構成（表３及び表４参照）

－ＺＰ ＣＳＩ－ＲＳサブフレーム構成（Ｉ＿ＣＳＩ－ＲＳ）（表５参照）

ＣＳＩ－ＩＭリソース構成は、設定されたＺＰ ＣＳＩ－ＲＳリソース構成のいずれか１つと同一である。

サービングセルの同一のサブフレーム内のＣＳＩ－ＩＭリソースとＰＭＣＨが同時に設定されない。

マッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）

多数のアンテナを有するＭＩＭＯシステムをマッシブＭＩＭＯ（Massive MIMO）システムと呼ぶことができ、スペクトル効率（spectral efficiency）、エネルギー効率（energy efficiency）、プロセシング複雑度（processing complexity）を向上させるための手段として注目されつつある。

最近、３ＧＰＰでは、未来の移動通信システムのスペクトル効率性に対する要求事項を満足させるために、マッシブＭＩＭＯシステムに対する議論が始まった。マッシブＭＩＭＯは、全次元ＭＩＭＯ（ＦＤ-ＭＩＭＯ：Ｆｕｌｌ－Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ ＭＩＭＯ）とも呼ばれる。

ＬＴＥリリース（Ｒｅｌ：release）-１２以後の無線通信システムでは、アクティブアンテナシステム（ＡＡＳ：Active Antenna System）の導入が考慮されている。

信号の位相及び大きさを調整することができる増幅器とアンテナが分離されている従来の受動アンテナシステムとは異なり、ＡＡＳは、各々のアンテナが増幅器のような能動素子を含むように構成されたシステムを意味する。

ＡＡＳは、アクティブアンテナの使用によって増幅器とアンテナとを接続するための別のケーブル、コネクター、その他ハードウェアなどを必要とせず、したがってエネルギー及び運用費の側面で効率性が高い特徴を有する。特に、ＡＡＳは、各アンテナ別の電子式ビーム制御（electronic beam control）方式をサポートするから、ビーム方向及びビーム幅を考慮した精巧なビームパターン形成または３次元ビームパターンを形成する等の進歩したＭＩＭＯ技術を可能にする。

ＡＡＳの進歩したアンテナシステムの導入に伴い、多数の入出力アンテナと多次元アンテナ構造を有する大規模ＭＩＭＯ構造もまた考慮されている。一例として、従来の一字型アンテナ配列とは異なり、２次元（２Ｄ：2-Dimension）アンテナ配列を形成する場合、ＡＡＳのアクティブアンテナにより３次元ビームパターンを形成できる。

図１０は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて、６４個のアンテナエレメント（antenna elements）を有する２次元アクティブアンテナシステムを例示する。

図１０では、一般的な２次元（２Ｄ：2-Dimension）アンテナ配列を例示しており、図１０のようにＮ＿ｔ＝Ｎ＿ｖ・Ｎ＿ｈ個のアンテナが正方形の模様を有する場合を考慮することができる。ここで、Ｎ＿ｈは、水平方向にアンテナ列の個数を、Ｎ＿ｖは、垂直方向にアンテナ行の個数を示す。

このような２Ｄ構造のアンテナ配列を利用すると、３次元空間で送信ビームを制御できるように無線波長（radio wave）が垂直方向（高度（elevation））及び水平方向（方位角（azimuth））に全部制御できる。このようなタイプの波長制御メカニズムを３次元ビームフォーミングと呼ぶことができる。

図１１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて基地局または端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（3-Dimension）ビームフォーミングが可能な多数の送信／受信アンテナを有しているシステムを例示する。

図１１は、上述の例を図式化したことで、２次元アンテナ配列（すなわち、２Ｄ-ＡＡＳ）を利用した３Ｄ ＭＩＭＯシステムを例示する。

送信アンテナの観点で前記３次元ビームパターンを活用する場合、ビームの水平方向だけでなく垂直方向への準静的または動的なビームフォーミングを行うことができ、一例として垂直方向のセクター形成などの応用を考慮できる。

また、受信アンテナの観点では、大規模受信アンテナを活用して受信ビームを形成する時、アンテナ配列利得（antenna array gain）に応じる信号電力上昇効果を期待することができる。したがって、アップリンクの場合、基地局が多数のアンテナを介して端末から送信される信号を受信することができ、このとき、端末は、干渉影響を減らすために大規模受信アンテナの利得を考慮して、自身の送信電力を非常に低く設定できるという長所がある。

図１２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて交差偏波（cross polarization）を有する２次元アンテナシステムを例示する。

偏波（Polarization）を考慮した２Ｄ平面配列アンテナ（planar antenna array）モデルの場合、図１１のように図式化できる。

パッシブアンテナ（passive antenna）に応じる既存のＭＩＭＯシステムとは異なり、アクティブアンテナに基盤したシステムは、各アンテナエレメント（element）に付着された（または含まれた）能動素子（例えば、増幅器）に重みを適用することによって、アンテナエレメントの利得（gain）を動的に調節できる。放射パターン（radiation pattern）は、アンテナエレメントの個数、アンテナ間隔（spacing）などのような アンテナ配置（arrangement）に依存するので、アンテナシステムは、アンテナエレメントレベルでモデリングされることができる。

図１２の例示のようなアンテナ配列モデルを（Ｍ，Ｎ，Ｐ）で表すことができ、これは、アンテナ配列構造を特徴づけるパラメータに該当する。

Ｍは、各列（すなわち、垂直方向で）で同じ偏波（polarization）を有しているアンテナエレメント（antenna element）の個数（すなわち、各列で＋４５゜の傾斜（slant）を有しているアンテナエレメントの個数または各列で-４５゜の傾斜（slant）を有しているアンテナエレメントの個数）を表す。

Ｎは、水平方向の列の個数（すなわち、水平方向でアンテナエレメントの個数）を表す。

Ｐは、偏波（polarization）の次元（dimension）の個数を表す。図１１の場合のように、交差偏波（cross polarization）の場合、Ｐ＝２であるが、同一偏波（co-polarization）の場合、Ｐ＝１である。

アンテナポート（antenna port）は、物理的アンテナエレメント（physical antenna element）にマッピングされることができる。アンテナポート（antenna port）は、該当アンテナポートと関連した参照信号により定義されることができる。例えば、ＬＴＥシステムにおいてアンテナポート０は、ＣＲＳ（Cell-specific Reference signal）と関連し、アンテナポート６は、ＰＲＳ（Positioning Reference signal）と関連することができる。

一例として、アンテナポートと物理的アンテナエレメントとの間は、一対一にマッピングされることができる。単一の交差偏波（cross polarization）アンテナエレメントがダウンリンクＭＩＭＯまたはダウンリンク送信ダイバーシチのために使用される場合などがこれに該当することができる。例えば、アンテナポート０は、１つの物理的アンテナエレメントにマッピングされることに対し、アンテナポート１は、他の物理的アンテナエレメントにマッピングされることができる。この場合、端末の立場では、２個のダウンリンク送信が存在する。１つは、アンテナポート０のための参照信号と関連し、残りの１つは、アンテナポート１のための参照信号と関連する。

他の一例として、単一のアンテナポートは、複数の物理的アンテナエレメントにマッピングされることができる。ビームフォーミング（beamforming）のために使用される場合などがこれに該当することができる。ビームフォーミングは、複数の物理的アンテナエレメントを利用することによって、ダウンリンク送信が特定の端末に向かうようにすることができる。一般に複数の交差偏波（cross polarization）アンテナエレメントの複数の列（column）から構成されるアンテナ配列（antenna array）を使用してこれを達成できる。この場合、端末の立場では、単一のアンテナポートから発生した単一のダウンリンク送信が存在する。１つは、アンテナポート０のためのＣＲＳと関連し、残りの１つは、アンテナポート１のためのＣＲＳと関連する。

すなわち、アンテナポートは、基地局で物理的アンテナエレメントから送信された実際のダウンリンク送信でない端末の立場でのダウンリンク送信を示す。

他の一例として、多数のアンテナポートがダウンリンク送信のために使用されるが、各アンテナポートは、複数の物理的アンテナエレメントにマッピングされることができる。この場合は、アンテナ配列がダウンリンクＭＩＭＯまたはダウンリンクダイバーシチのために使用される場合などがこれに該当することができる。例えば、アンテナポート０及び１は、それぞれ複数の物理的アンテナエレメントにマッピングされることができる。この場合、端末の立場では、２個のダウンリンク送信が存在する。１つは、アンテナポート０のための参照信号と関連し、残りの１つは、アンテナポート１のための参照信号と関連する。

ＦＤ-ＭＩＭＯでは、データストリームのＭＩＭＯプリコーディングは、アンテナポート仮想化、トランシーバーユニット（または送受信ユニット）（ＴＸＲＵ：transceiver unit）仮想化、アンテナエレメントパターンを経ることができる。

アンテナポート仮想化は、アンテナポート上のストリームがＴＸＲＵ上においてプリコーディングされる。ＴＸＲＵ仮想化は、ＴＸＲＵ信号がアンテナエレメント上においてプリコーディングされる。アンテナエレメントパターンは、アンテナエレメントから放射される信号は、方向性の利得パターン（directional gain pattern）を有することができる。

従来の送受信機（transceiver）モデリングでは、アンテナポートとＴＸＲＵとの間の静的な一対一マッピングが仮定され、ＴＸＲＵ仮想化効果は、ＴＸＲＵ仮想化及びアンテナエレメントパターンの効果をともに含む静的な（ＴＸＲＵ）アンテナパターンに合わせられる。

アンテナポート仮想化は、周波数-選択的な方法で行われることができる。ＬＴＥでアンテナポートは、参照信号（またはパイロット）と共に定義される。例えば、アンテナポート上においてプリコーディングされたデータ送信のために、ＤＭＲＳがデータ信号と同じ帯域幅で送信され、ＤＭＲＳとデータともが同じプリコーダ（または同じＴＸＲＵ仮想化プリコーディング）でプリコーディングされる。ＣＳＩ測定のために、ＣＳＩ-ＲＳは、複数のアンテナポートを介して送信される。ＣＳＩ-ＲＳ送信において、端末においてデータプリコーディングベクトルのためのＴＸＲＵ仮想化プリコーディング行列を推定できるようにＣＳＩ-ＲＳポートとＴＸＲＵとの間のマッピングを特徴づけるプリコーダは、固有な行列で設計されることができる。

ＴＸＲＵ仮想化方法は、１次元ＴＸＲＵ仮想化（1D TXRU virtualization）と２次元ＴＸＲＵ仮想化（2D TXRU virtualization）が論議され、これについて以下の図面を参照して説明する。

図１３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてトランシーバーユニットモデルを例示する。

１Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵは、同じ偏波（polarization）を有する単一の列（column）アンテナ配列で構成されるＭ個のアンテナエレメントと関連する。

２Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、先の図１１のアンテナ配列モデル構成（Ｍ、Ｎ、Ｐ）に対応するＴＸＲＵモデル構成は、（Ｍ＿ＴＸＲＵ、Ｎ、Ｐ）で表すことができる。ここで、Ｍ＿ＴＸＲＵは、２Ｄの同じ列、同じ偏波（polarization）に存在するＴＸＲＵの個数を意味し、Ｍ＿ＴＸＲＵ≦Ｍを常に満たす。すなわち、ＴＸＲＵの全個数は、Ｍ＿ＴＸＲＵ×Ｎ×Ｐのようである。

ＴＸＲＵ仮想化モデルは、アンテナエレメントとＴＸＲＵとの相関関係に応じて、図１２（ａ）のようにＴＸＲＵ仮想化（virtualization）モデルオプション－１：サブ配列分割モデル（sub-array partition model）と図１２（ｂ）のようにＴＸＲＵ仮想化モデルオプション－２：全域接続（full-connection）モデルに区分されることができる。

図１３（ａ）を参照すると、サブ配列分割モデル（sub-array partition model）の場合、アンテナエレメントは、複数のアンテナエレメントグループに分割され、各ＴＸＲＵは、グループのうちのいずれか１つと接続される。

図１３（ｂ）を参照すると、全域接続（full-connection）モデルの場合、複数のＴＸＲＵの信号が結合されて、単一のアンテナエレメント（またはアンテナエレメントの配列）に伝達される。

図１３中、ｑは、１つの列（column）内のＭ個の同じ偏波（co-polarized）を有するアンテナエレメントの送信信号ベクトルである。ｗは、広帯域ＴＸＲＵ仮想化重みベクトル（wideband TXRU virtualization weight vector）であり、Ｗは、広帯域ＴＸＲＵ仮想化重み行列（wideband TXRU virtualization Weight Matrix）である。ｘは、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵの信号ベクトルである。

ここで、アンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは、一対一（1-to-1）または一対多（1-to-many）でありうる。

図１３においてＴＸＲＵとアンテナエレメントとの間のマッピング（TXRU-to-element mapping）は、１つの例を示すに過ぎず、本発明がこれに限定されるものではなく、ハードウェアの観点でその他多様な形態により具現化されることができるＴＸＲＵとアンテナエレメントとの間のマッピングにも本発明が同様に適用されることができる。

ＯＦＤＭヌメロロジー（numerology）

より多くの通信機器がより大きな通信容量を要求するようになるにつれて、既存のＲＡＴ（RadioAccess Technology）に比べて向上したモバイルブロードバンド（mobile broadband）通信に対する必要性が台頭している。また、多数の機器及び物を連結していつでもどこでも多様なサービスを提供するマッシブＭＴＣ（ｍａｓｓｉｖｅ ＭＴＣ：massive Machine Type Communications）も次世代通信において考慮される主なイシューの１つである。それだけでなく、次世代通信において信頼度（reliability）及び遅延（latency）に敏感なサービス／ＵＥを考慮した通信システムのデザインが議論されている。このように、進歩したモバイルブロードバンド通信（enhanced mobile broadband communication）、ｍａｓｓｉｖｅ ＭＴＣ、ＵＲＬＬＣ（Ultra-Reliable and Low Latency Communication）などを考慮した次世代ＲＡＴの導入が議論されており、このような技術を「新しいＲＡＴ（ＮＲ： new RAT）」と称する。

以下、本明細書でＮＲが適用された無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ：Radio Access Network）を称することができ、ＮＧ－ＲＡＮ（New Generation-RAN）又はｇＮＢと称することができ、これを基地局と称することができる。

自己完結型サブフレーム構造（Self-contained subframe structure）

ＴＤＤシステムにおいてデータ送信遅延を最小化するために、第５世代ｎｅｗ ＲＡＴにおいては、図１４のように制御チャネルとデータチャネルが時分割多重化（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）された自己完結型サブフレーム（self-contained subframe）構造が考慮されている。

図１４は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて自己完結型サブフレーム（self-contained subframe）構造を例示する。

図１４において、斜線領域はＤＣＩ伝達のための物理チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ）の送信領域を示し、黒い部分はＵＣＩ（Uplink Control Information）伝達のための物理チャネル（例えば、ＰＵＣＣＨ）の送信領域を示す。

ＤＣＩを介してｅＮＢがＵＥに伝達する制御情報としては、ＵＥが知るべきセル（cell）構成に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ固有（specific）情報、及び／又はＵＬ承認（grant）などのＵＬ固有情報などが存在する。また、ＵＣＩを介してＵＥがｅＮＢに伝達する制御情報としては、ＤＬデータに対するＨＡＲＱのＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネルの状態に対するＣＳＩ報告、及び／又はＳＲ（Scheduling Request）などが存在する。

図１４において、陰影／斜線の表示がない領域は、ダウンリンクデータのための物理チャネル（例えば、ＰＤＳＣＨ）送信領域として使用されることもでき、アップリンクデータのための物理チャネル（例えば、ＰＵＳＣＨ）送信領域として使用されることもできる。このような構造の特徴は、１つのサブフレーム（ＳＦ：subframe）内でＤＬ送信とＵＬ送信が順次行われて、当該ＳＦ内でＤＬデータを送信し、ＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを受信することもできる。従って、本構造に従う場合、データ送信エラー発生時にデータ再送信までにかかる時間が短縮され、これにより、最終データ伝達の遅延（latency）が最小化する。

このような自己完結型サブフレーム（self-contained subframe）構造において基地局とＵＥが送信モードから受信モードに転換される過程又は受信モードから送信モードに転換される過程のための時間間隔（time gap）が必要である。このために、サブフレーム構造においてＤＬからＵＬに転換される時点の一部のＯＦＤＭシンボルがガード区間（ＧＰ：Guard Period）に設定されることができ、このようなサブフレームタイプは「自己完結型サブフレーム（self-contained SF）」と称することができる。

アナログビームフォーミング（Analog beamforming）

ミリ波 （ｍｍＷ：Millimeter Wave）では、波長が短くなって同一面積に複数のアンテナの設置が可能となる。すなわち、３０ＧＨｚ帯域において波長は１ｃｍであり、５×５ｃｍ（又は、5 by 5 cm）のパネルに０．５ラムダ（lambda）（すなわち、波長）間隔で２次元配列形態でトータル６４（８×８）個のアンテナエレメント（antenna element）が設置できる。従って、ｍｍＷでは、複数のアンテナエレメントを用いてビームフォーミング（ＢＦ：beamforming）利得を向上させてカバレッジを増加させるか、スループット（throughput）を向上させようとする。

この場合、アンテナエレメント別に送信パワー及び位相調節ができるようにＴＸＲＵ（transceiver unit）を有すると、周波数リソース別に独立したビームフォーミングが可能である。しかしながら、約１００個のアンテナエレメントの全てにＴＸＲＵを設置することにはコストの側面で実効性が低下するという問題がある。従って、１つのＴＸＲＵに複数のアンテナエレメントをマッピングし、アナログ位相シフター（analog phase shifter）でビームの方向を調節する方式が考慮されている。このようなアナログビームフォーミング方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを生成できるため、周波数選択的ビームフォーミングができないという欠点がある。

デジタルビームフォーミング（Digital BF）とアナログビームフォーミング（analog BF）の中間形態としてＱ個のアンテナエレメントより少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有するハイブリッドビームフォーミング（hybrid BF）を考慮することができる。この場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナエレメントの接続方式によって違いはあるが、同時に送信できるビームの方向はＢ個以下に制限される。

また、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムにおいては、多数のアンテナが使われる場合、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングを結合したハイブリッドビームフォーミング技法が台頭している。ここで、アナログビームフォーミング（又は、ＲＦ（radio frequency）ビームフォーミング）は、ＲＦ端においてプリコーディング（又は、コンバイニング）を行う動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングにおいてベースバンド（Baseband）端とＲＦ端は、それぞれプリコーディング（又は、コンバイニング）を行い、これにより、ＲＦチェーン数とＤ（digital）／Ａ（analog）（又は、Ａ／Ｄ）コンバータ数を減らしながらもデジタルビームフォーミングに近接した性能を出すことができるという利点がある。便宜上、ハイブリッドビームフォーミング構造は、Ｎ個のトランシーバユニット（ＴＸＲＵ）とＭ個の物理的アンテナで表現される。そうすると、送信端から送信するＬ個のデータ層に対するデジタルビームフォーミングは、Ｎ ｂｙ Ｌ行列で表現され、以後、変換されたＮ個のデジタル信号は、ＴＸＲＵを経てアナログ信号に変換された後、Ｍ ｂｙ Ｎ行列で表現されるアナログビームフォーミングが適用される。

図１５は、本発明が適用できる無線通信システムにおいてＴＸＲＵ及び物理的アンテナの観点からハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。

図１５において、デジタルビームの数はＬ個であり、アナログビームの数はＮ個である場合を例示する。

Ｎｅｗ ＲＡＴシステムにおいては、基地局がアナログビームフォーミングをシンボル単位で変更できるように設計して、特定地域に位置する端末にさらに効率的なビームフォーミングをサポートする方向が考慮されている。ひいては、図１５において、特定のＮ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを１つのアンテナパネル（panel）と定義するとき、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムにおいては、互いに独立したハイブリッドビームフォーミングの適用が可能な複数のアンテナパネルを導入する案まで考慮されている。

基地局が複数のアナログビームを活用する場合、端末別に信号受信に有利なアナログビームが異なる可能性があるので、少なくとも同期化信号（Synchronizationsignal）、システム情報、ページングなどに対しては、特定のＳＦにおいて基地局が適用する複数のアナログビームをシンボル別に変更して全ての端末が受信機会を得ることができるようにするビームスイーピング動作が考慮されている。

図１６は、本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンク送信の過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスイーピング（beam sweeping）動作を図式化した図である。

図１６において、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報がブロードキャスティング方式で送信される物理的リソース（又は、物理チャネル）をｘＰＢＣＨ（physical broadcast channel）と命名した。

図１６に示すように、１つのシンボル内で異なるアンテナパネルに属するアナログビームは同時に送信されることができる。アナログビーム別にチャネルを測定するために、図１６に示すように、（特定のアンテナパネルに対応する）単一アナログビームが適用されて送信される参照信号（ＲＳ：Reference Signal）であるビームＲＳ（ＢＲＳ：Beam RS）を導入する案が議論されている。ＢＲＳは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、ＢＲＳの各アンテナポートは単一アナログビームに対応されることができる。このとき、ＢＲＳとは異なり、同期化信号又はｘＰＢＣＨは、任意の端末がうまく受信できるようにアナログビームグループ内の全てのアナログビームが適用されて送信される。

無線リソース管理（ＲＲＭ：Radio Resource Management）測定

ＬＴＥシステムにおいては、電力制御、スケジューリング、セル検索、セル再選択、ハンドオーバー、無線リンク又は接続モニタリング、接続確立/再確立などのためのＲＲＭ動作をサポートする。サービングセルは、端末にＲＲＭ動作を行うための測定値であるＲＲＭ測定情報を要求することができる。代表的にＬＴＥシステムにおいては、端末が各セルに対してセル検索情報、参照信号受信パワー（ＲＳＲＰ：referencesignal received power）、参照信号受信品質（ＲＳＲＱ：referencesignal received quality）などの情報を測定／取得して報告することができる。具体的には、ＬＴＥシステムにおいて端末はサービングセルからＲＲＭ測定のための上位層信号として測定設定（「ｍｅａｓＣｏｎｆｉｇ」）を受信する。端末は、前記測定設定の情報に応じてＲＳＲＰ又はＲＳＲＱを測定することができる。ここで、ＬＴＥシステムのＴＳ ３６．２１４文書によるＲＳＲＰ、ＲＳＲＱ及び受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ：Received Signal Strength Indicator）の定義は下記のようである。

１）ＲＳＲＰ

ＲＳＲＰは、考慮された測定周波数帯域幅内でＣＲＳ（cell-specific RS）を伝達するリソースエレメントの電力寄与度（power contributions）（［Ｗ］において）に対する線形平均（linear average）と定義される。ＲＳＲＰ決定のためにＴＳ ３６．２１１［３］によるＣＲＳ Ｒ０が使用されなければならない。端末がＲ１が有効（available）であるということを信頼できるように（reliably）検出することができる場合、Ｒ０に追加してＲ１を使用してＲＳＲＰを決定することができる。

ＲＳＲＰの参照ポイントは、ＵＥのアンテナコネクタにならなければならない。

もし、端末が受信機ダイバーシチを使用する場合、報告された値は任意の個別ダイバーシチブランチに対応するＲＳＲＰより小さくてはならない。

２）ＲＳＲＱ

参照信号の受信品質（ＲＳＲＱ）は、割合Ｎ×ＲＳＲＰ／（Ｅ－ＵＴＲＡ搬送波のＲＳＳＩ）（すなわち、Ｅ－ＵＴＲＡ搬送波のＲＳＳＩ対Ｎ×ＲＳＲＰ）に定義され、ここで、ＮはＥ－ＵＴＲＡ搬送波のＲＳＳＩの測定帯域幅のＲＢ数である。分子と分母の測定は同一のリソースブロック集合に対して行われるべきである。

Ｅ－ＵＴＲＡ搬送波の受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）は、測定帯域幅において全てのソース（共同チャネル（co-channel）、サービング及び非サービングセルを含む）からのＮ個のリソースブロックに対してアンテナポート０に対する参照シンボルを含むＯＦＤＭシンボルにおいてのみ端末により観察／測定された総受信電力（［Ｗ］において）の線形平均とチャネル干渉、熱雑音などを含むことができる。上位層シグナリングがＲＳＲＱ測定を行うための特定のサブフレームを指示する場合、ＲＳＳＩは、指示されたサブフレーム内の全てのＯＦＤＭシンボルに対して測定されることができる。

ＲＳＲＱに対する参照ポイントは、ＵＥのアンテナコネクタにならなければならない。

もし、端末が受信機ダイバーシチを使用する場合、報告された値は任意の個別ダイバーシチブランチに対応するＲＳＲＱより小さくてはならない。

３）ＲＳＳＩ

ＲＳＳＩは、受信機パルス整形フィルタ（receiver pulse shaping filter）により定義された帯域幅内で受信機から発生する熱雑音及び雑音を含めて受信された広帯域電力に該当することが考えられる。

測定のための参照ポイントは、端末のアンテナコネクタにならなければならない。

もし、端末が受信機ダイバーシチ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別受信アンテナブランチに対応するＵＴＲＡ搬送波のＲＳＳＩより小さくてはならない。

前記定義によって、ＬＴＥシステムで動作する端末は、内部周波数測定（Intra-frequency measurement）の場合はＳＩＢ３（system information block type 3）で送信される許容された測定帯域幅関連の情報要素（ＩＥ：information element）を介して、周波数測定（Inter-frequency measurement）の場合はＳＩＢ５（system information block type 5）で送信される許容された測定帯域幅を介して、６、１５、２５、５０、７５、１００ＲＢ（resource block）のうち１つに対応される帯域幅においてＲＳＲＰを測定するように許容されることができる。また、前記ＩＥがない場合、端末は基本（Default）的に全体ＤＬシステムの周波数帯域において測定することができる。このとき、端末が許容された測定帯域幅を受信する場合、端末は当該値を最大測定帯域幅とみなし、当該帯域幅／値以内で自由にＲＳＲＰの値を測定することができる。ただし、サービングセルがＷＢ（wideband）－ＲＳＲＱと定義されるＩＥを送信し、許容された測定帯域幅を５０ＲＢ以上に設定すると、端末は、許容された測定帯域幅全体に対するＲＳＲＰ値を計算しなければならない。一方、ＲＳＳＩはＲＳＳＩ帯域幅の定義によって端末の受信機が有する周波数帯域において測定されることができる。

図１７は、本発明に適用できるパネルアンテナアレイを例示する。

図１７に示すように、パネルアンテナアレイはそれぞれ水平ドメインとしてＭｇ個及び垂直ドメインとしてＮｇ個のパネルで構成され、各１つのパネルはＭ個の列、Ｎ個の行で構成される。特に、本図面において、パネルはＸ－ｐｏｌ（交差偏波（cross polarization））アンテナを基準に示されている。従って、図１７の全アンテナエレメントの数は２＊Ｍ＊Ｎ＊Ｍｇ＊Ｎｇ個であり得る。

高い分解能（high resolution）コードブック設計方法

－タイプＩＩチャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）カテゴリＩについてＴＳ（Technical Specification）３８．８０２の説明は次のようである。

二重段階（dual stage）Ｗ＝Ｗ１・Ｗ２コードブック

Ｗ１は、２Ｄ離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）ビームから取られたＬ個の直交した（orthogonal）ビームのセットを含む。Ｌビームのセットはオーバーサンプリングされた（oversampled）２Ｄ ＤＦＴビームで構成される基底（basis）から選択される。Ｌ∈｛２, ３, ４, ６｝（Ｌは設定できる）であり、広帯域（wideband）に対するビーム選択が行われる。

Ｗ２：共通したＷ１を有するＷ２内においてＬ個のビームが結合される。ビーム結合係数は、位相量子化（phase quantization）のサブバンド（subband）報告される。直交位相偏移（ＱＰＳＫ： Quadrature Phase Shift Keying）及び８位相偏移（８－ＰＳＫ）位相関連情報量子化のうち選択されることができる。

－タイプＩＩ ＣＳＩカテゴリＩＩについてＴＲ（Technical Report）の説明は次のようである。

チャネル共分散行列（channel covariance matrix）のフィードバックは、長期（long term）及び広帯域（wideband）に行われる。共分散行列（covariance matrix）の量子化された（quantized）／圧縮された（compressed）バージョンがＵＥにより報告される。量子化（quantization）／圧縮（compression）は、Ｍ個の直交した基底ベクトル（basis vector）のセットに基づく。報告は、係数（coefficient）のセットとＭ個の基底ベクトルのインジケータを含むことができる。

－Ｗ１について：

直交基底（orthogonal basis）と関連して、最大８つまで均一に離隔された（spaced）直交したビームのグループが選択され、グループから２つのビームが選択される。同一ではない（non-equal）利得結合（２ビット）は、広帯域に対して行われる。２つのビーム選択は、広帯域に対して行われる。

－Ｗ２について：

ＱＰＳＫを利用してＷ２内でビームが結合される。階層間の独立したエンコーディングが適用される。

－Ｗ１、Ｗ２について数式で示すと、下記の数式１５のようである。

数式１５において、Ｌ（＝２）はビームの数である。

はオーバーサンプリングされたグリッド（oversampled grid）からの２Ｄ ＤＦＴビームである

。Ｎ_１及びＮ_２はそれぞれ第１次元及び第２次元におけるアンテナのポートの数である。Ｏ_１及びＯ_２はそれぞれ第１次元及び第２次元におけるオーバーサンプリング因子（oversampling factor）である。ｐ_ｉは

ビームｉに対するビームパワー調整／スケーリング因子（beam power scaling factor）である。

は、ビームｉ、偏波（polarization）ｒ、階層１上においてビーム結合係数（beam combining coefficient）である。

ｉ）Ｗ１ビーム選択（beam selection）

－Ｏ_１＝Ｏ_２＝４（もし、Ｎ_２＝１であると、Ｏ_２＝１）

－２Ｎ_１Ｎ_２∈｛４, ８, １２, １６, ２０, ２４, ２８, ３２｝

－リーディング（leading）（より強い）ビームインデックス：ｋ_１＾（０）＝０, １,..., Ｎ_１Ｏ_１－１；ｋ_２＾（０）＝０, １,..., Ｎ_２Ｏ_２－１

－次順位（second）（より弱い）ビームインデックス：ｋ_１＾（１）＝ｋ_１＾（０）＋Ｏ_１ｄ_１；ｋ_２＾（１）＝ｋ_２＾（０）＋Ｏ_２ｄ_２；ｄ_１∈｛０,...,ｍｉｎ（Ｎ_１, Ｌ_１）－１｝、ｄ_２∈｛０,...,ｍｉｎ（Ｎ_２, Ｌ_２）－１｝；（ｄ_１, ｄ_２）≠（０, ０）；ここで、Ｌ_１、Ｌ_２は次のように定義される。

もし、Ｎ_１≧Ｎ_２であり、Ｎ_２≠１であると、Ｌ_１＝４、Ｌ_２＝２；もし、Ｎ１＜Ｎ_２であり、Ｎ_１≠１であると、Ｌ_２＝４、Ｌ_１＝２；もし、Ｎ_２＝１であると、Ｌ_１＝８、Ｌ_２＝１

ｉｉ）Ｗ１ビームパワー（beam power）

－次順位ビーム（second beam）パワーは２ビットで量子化される。

ｉｉｉ）Ｗ２

－常にｃ_{０，０，０}＝ｃ_{０，１，０}＝１

ｉｖ）コードブックペイロード

Ｎ_１＝Ｎ_２＝４である場合、Ｗ１オーバーヘッドは以下のようであり、１つのサブバンドについて整理すると、下記の表６のようである。

－リーディングビーム（leading beam）を指示するためのオーバーヘッド：

－次順位ビーム（second beam）を指示するためのオーバーヘッド：

－より弱いビーム（weaker beam）の相対的なパワー（relative power）：２ビット

表６は、Ｎ_１＝Ｎ_２＝４である場合、１つのサブバンド（subband）に対して、各ランク別にＷ１及びＷ２オーバーヘッドを例示する表である。

表６を参照すると、Ｗ１は、前述したようにランク（rank）とは関係なく１３ビットが必要であり、Ｗ２はランク（rank）によって６ビット（すなわち、ｃ_{０，０，０}＝１であるので、ビットが必要なく、ｃ_{１，０，０}、ｃ_{０，０，１}、ｃ_{１，０，１}に対してそれぞれ２ビットずつ）又は１２ビット（すなわち、ｃ_{０，０，０}＝ｃ_{０，１，０}＝１であるので、ビットが必要なく、ｃ_{１，０，０}、ｃ_{０，０，１}、ｃ_{１，０，１}、ｃ_{１，１，０}、ｃ_{０，１，１}、ｃ_{１，１，１}に対してそれぞれ２ビットずつ）が必要である。これは、Ｗ１の場合、レイヤに関係なくパワー係数（power coefficient）が共通して適用されるためであり、Ｗ２の場合、各レイヤ別に位相一致（co-phase）が独立して適用されるためである。特に、Ｗ２の場合、ｉ２２のｐｈａｓｅ成分とｉ２３のｃｏ－ｐｈａｓｅの成分が合わさってｃｏ－ｐｈａｓｅ成分１つで表現されることができる。

新しい無線アクセス技術（ＮＲ：New Radio Access Technology）などの環境において、より正確なＣＳＩフィードバックのために線形結合（ＬＣ：Linear combination）、共分散フィードバック（covariance feedback）などの高い分解能（high resolution）のフィードバックが考慮されている。

暗黙的基盤ＬＣコードブックの場合、その性能を最大化するために、サブバンド（ＳＢ：subband）の側面からビームを結合（すなわち、振幅（amplitude）及び／又は位相（phase））することも考慮している。この場合、結合されるビームが２つである場合でも、結合係数の分解能（resolution）によって、最小６ビット（ランク１）が必要である。これにより、報告されるフィードバック全体の大きさは、結合されるビームの数、結合される係数の細分性（granularity）、ＳＢの大きさなどによって線形的に増加することになって、フィードバックチェーン（feedback chain）設計のときに大きな負担が生じる。本発明では、このようなＳＢ報告のフィードバックオーバーヘッドを減らすためのコードブック設計方法を提案する。

図１７のように、ＮＲにおいては複数パネル機能性（multi-panel functionality）をサポートしているが、本発明では、説明の便宜上、単一パネル（single panel）を仮定して説明する。ただし、これは説明の便宜のためのものであり、複数パネルにおいても本発明が同一の方式で適用されることができる。

以下、本発明の説明において、説明の便宜のために、２Ｄアンテナアレイ（array）において第１次元（dimension）／ドメイン（domain）は主に水平次元／ドメインを示し、第２次元／ドメインは主に垂直次元／ドメインを示すものと説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

また、以下、本発明の説明において、特別な説明がない限り、各数式で使用される同一の変数は同一の記号で表示され、同様に解釈される。

また、以下、本発明の説明において、ビーム（beam）は該当ビームを生成するためのプリコーディング行列（又は、プリコーディングベクトル又はコードワード）と解析されることができ、ビームグループは、プリコーディング行列のセット（又は、プリコーディングベクトルのセット）と同一の意味と解釈されることができる。

まず、１つのパネル（panel）内の２Ｄアンテナアレイ（antenna array）に適用される２Ｄ ＤＦＴビームを下記の数式１６のように定義する。ここで、ｍ＿１とｍ＿２は、それぞれ１番目のドメインと２番目のドメインの１Ｄ－ＤＦＴコードブックのインデックスを意味する。

数式１６において、Ｎ＿１とＮ＿２はそれぞれパネル内の１番目のドメインと２番目のドメインにおいて偏波（ｐｏｌ：polarization）別のアンテナポートの数である。ｏ＿１とｏ＿２はそれぞれパネル内の１番目のドメインと２番目のドメインにおいてオーバーサンプリング（oversampling）因子である。そして、

である。

数式１６の場合、ポートインデキシングがＮ＿２ドメインにおいて先に行われる場合を例示しているが、本発明はがこれに限定されることではなく、Ｎ＿１ドメインにおいて先にポートインデキシングが行われる場合にも、本発明が自明に拡張されることができる。

周波数軸の周波数選択性（frequency selectivity）は、多重経路による周波数応答（multi-path channel response）と関連する。一般的に多重経路を経験して発生する遅延（delay）が大きい場合、周波数選択性（frequency selectivity）が発生する確率が高くなる。

時間軸における遅延（delay）は、周波数軸における位相変化と解釈され、周波数軸の位相変化は、周波数の関数で表現することができる。例えば、

で表現できる。ここで、ｋは当該周波数に対応するインデックス（例えば、サブキャリアインデックス、サブバンドインデックス）を示し、デルタ（δ）は周波数位相変化の程度を示す係数と理解することができる。

本発明では、前述した原理を用いて、線形結合コードブック（Linear combining codebook）を構成するとき、線形結合（Linear combining）される各ビームに対する位相変化の値（δ）をＵＥが広帯域側面（及び／又は長期（long term））で追加で報告することにより、ＳＢ側面のビーム結合は、前述した周波数の関数と位相変化の値（δ）の積の形態で補償することを特徴とする。これにより、本発明の実施形態によると、サブバンド当たり（位相及び／又は振幅）線形結合によるフィードバックビットを大きく減少させることができる効果がある。

まず、ＬＣコードブックを構成する方法について説明する。

二重コードブック（Dual codebook）構造において、Ｗ１は次のように構成される。

Ｗ１は、下記の数式１７のように定義されることができる。

数式１７のように、Ｗ１はブロック対角行列の形態を有し、ここで、

である。

は、前記数式１６として定義される２Ｄ／１Ｄ ＤＦＴのビームに該当する。

ここで、Ｌは線形結合されるビームの個数を示し、この値は、例えば、Ｌ＝２、３、４などで表現することができる。Ｌ値は、事前に基地局とＵＥ間に約束するか、基地局がＵＥに上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ又はＭＡＣ制御要素（ＣＥ：Control Element）で通知することができる。または、ＵＥがＬ値に関する情報を基地局にフィードバックすることもできる。

図１８は、本発明の一実施形態による直交したビームのセットを例示する図である。

図１８において、リーディングビームインデックス（leading beam index）（ｉ＿１１＝０、ｉ＿１２＝０）においてＮ＿１＝４、Ｎ＿２＝２に対する直交したビームのセットを例示する。

Ｗ１において、各ブロック対角行列

を構成するビームは、図１８のように直交基底（orthogonal basis）から計算されることができる。すなわち、与えられたリーディングビームインデックス（leading beam index）（例えば、ＬＴＥコードブックのｉ＿１１、ｉ＿１２に該当）と直交した（Ｎ１・Ｎ２－１）個のビームで構成されたＮ＿１・Ｎ＿２個の直交基底（orthogonal basis）セット又はこれのサブセットにおいてＬ個のビームが選択されることができる。

本発明では、説明の便宜のために、

の場合について先に説明する。

Ｗ１を構成する要素は、リーディングビーム選択（Leading beam selection）、結合されるビーム選択（Combining beam selection）（例えば、Ｎ＿１・Ｎ＿２ビームからＬ－１ビームを選択）、パワー係数インジケータ（Power coefficient indicator）と前記記述した各ビームに対する位相変化の値（δ）で構成される。そうなると、Ｂを構成する

の要素は下記の数式１８のように構成される。

数式１８では、

はリーディングビーム（leading beam）を示し、

はリーディングビーム（leading beam）と結合されるビーム（これを、結合ビーム（combining beam）と称することができる）である。

はリーディングビームのパワーを基準に（対比）相対的なビームパワーを示し、これは、例えば、

などの値として事前にＵＥと基地局との間で約束するか、基地局が上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ又はＭＡＣ ＣＥ）でパワーセット値をＵＥに通知することができる。または、ＵＥがパワーセット値の細分性（granularity）に関する情報を基地局にフィードバックすることもできる。ここで、パワー情報は、階層（layer）／偏波（polarization）によって変わることがある。

前記数式１８において、位相変化の値の変数は下記の数式１９のように定義することができる。

数式１９において、

を構成する変数は次のように定義されることができる。

は、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ又はＭＡＣ ＣＥ）で基地局がＵＥに通知するか、ヌメロロジー（numerology）によって事前に約束された値が使われることもある。

または、

は

において

を満足する最小の値に設定されることもある。ここで、

は、それぞれＣＳＩ報告のために設定されたリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）の数であり、結局、

は、ＣＳＩ報告のために設定された帯域幅（ＢＷ：Bandwidth）内のサブキャリアの数を示す。

または、基地局が高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）のサイズをＵＥに設定するか又はＵＥがＦＦＴのサイズを追加で基地局に報告することもできる。

数式１９において

の値は（ＦＦＴのサイズの）オーバーサンプリング（oversampling）の値として（特定ビームと無関係のシステムパラメータの性格であり得る）特定の整数値（例えば、１、２、４．．）を有することができ、これは、ヌメロロジー（numerology）によって自動的に（すなわち、連動して）設定されるか、基地局がＵＥに設定する。

最後に、数式１９において、

は各ビーム当たりに設定された帯域幅（ＢＷ）内での位相変化速度と関連した値であり、例えば、

であると、ｌ番目のビームは設定された帯域幅内で位相が４パイ（pi、π）の分だけ変化することを意味する。

は、特定の整数値（例えば、１、２、４．．）を有することができ、基地局がＵＥに設定するか、又はＵＥが

が有することのできるセット内で各ビーム別に基地局にフィードバックすることができる。

前記数式１９の

の値を推定する方式の１つの実施形態として、ＵＥが各サブキャリア又はＲＢに代表されるチャネルを

と定義するとき、

に線形結合（linear combination）のための基底行列（basis matrix）Ｗ１を投影させることにより、各サブキャリア又はＲＢに代表される値を取得することができる。

この場合、前記数式２０のようなＳＶＤ（single value decomposition）関数により、各チャネルの固有ベクトル（eigen vector）が計算されることができる。数式２０においてＵとＶはユニタリー行列（unitary matrix）、

は対角（diagonal）要素が固有値（eigenvalue）である対角行列である。ここで、チャネルＨ＿ｋのランク１に代表されるチャネルはｖ＿ｋ１で固有ベクトル（eigen vector）を表現することができる。（ランクがＲである場合、ｒ番目の階層はｒ番目の固有ベクトル（eigen vector）（ｖ＿Kｒ）を使用することができる。）

従って、 数式２１などの数式でチャネル値をビーム結合のための基底（basis）に投影させて、各ビーム当たり位相（phase）に対応する項（term）を計算することができる。

数式２１において、

はｋ番目のチャネルの各ビーム当たりの位相と振幅（amplitude）に対応する値であり、下記の数式２２のように表現することができる。

リーディングビーム（Leading beam）について相対的に表現すると、下記の数式２３のようである。

または、最適のビーム（best beam）、前記例示では最も好まれる（best preferred）ビームが、１番のビームあるいは最適のビーム（best beam）が最初に来るように再配列（re-ordering）されたと仮定するか、又は各偏波（polarization）別に異なるパワー（power）を有する場合、どの偏波（polarization）のリーディング（leading）ビームが大きいのかに応じて偏波（polarization）順序を変えることができ、これは１ビットで通知することができる。

数式２３において、

と

で表現されることができる。従って、下記の数式２４のように表現される。

ここで、

は、表現の便宜上、ＲＢの個数と表現したが、周波数軸において使われるサンプルの数と理解されることができる。数式２４の各ｌ番目の行（row）当たりに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse FFT）を適用して、時間ドメインにおいてピークが最も大きいインデックスを見つけると、該当インデックスにおいて時間ドメインの最大の遅延に該当して、下記の数式２５のように計算されることができる。

また、該当時間のドメインインデックスの複素スカラー（complex scalar）の値の振幅（amplitude）と位相値をそれぞれｌ番目のビームの

として計算することができる。

また、前記値に対するフィードバックのために、

自体を量子化するか、ＦＦＴのサイズ（ＵＥと基地局間に事前に約束するか、又は基地局がＵＥに設定するか、又はＵＥが基地局に報告する）とインデックスを報告する方式が利用されることもできる。また、

の値もＵＥが事前に約束した（又は、設定された） 細分性（granularity）で量子化してフィードバックすることもできる。従って、 前述した表現方式は、偏波（polarization）に独立してフィードバックされる方式に該当する。前記数式では、

の構造に対して、すなわち、各偏波（polarization）毎に異なるビームグループを有する場合に対して、２Ｌ個のビームの遅延パラメータ（delay parameter）を計算する方式を説明したが、後述されるコードブックの構成方式によって、一側の偏波（polarization）に対して計算をした後、位相一致（co-phase）などの演算により、反対側の偏波（polarization）のビームの組合せが計算されることもできる。

数式１８での残りのパラメータは、次のように定義／設定されることができる。

Ｋインデックスは、上述したように、ＳＢ報告のときに用いられる周波数に対応するインデックス値であって、与えられたサブキャリア又はＳＢに合わせて設定されることができ、これは追加で報告されない可能性がある。

の値は、ｌ番目のビームの位相オフセット（phase offset）の値を示し、例えば、

のようにビーム当たりの位相オフセットがＱＰＳＫ、８ＰＳＫなどの値を有するように設定されることができ、ＵＥが追加で各ビーム当たりの位相オフセット値を基地局にフィードバックすることができる。または、位相オフセット（phase offset）を無視して（すなわち、０に設定）、フィードバックオーバーヘッドを減らすこともできる。または、フィードバックビットを減らすために、ＵＥは、リーディングビームのオフセットと２番目、３番目、...のビームのオフセットとの間の差分（differential）を報告することもできる。すなわち、例えば、リーディングビームのオフセットが３ビットフィードバックであると仮定すると、差分（differential）はこれより小さい細分性（granularity）で、例えば、１ビットフィードバックで行われることができる。

図１９は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて多重経路を例示する図である。

前述した方式は、各基底に該当する２Ｌ個のＤＦＴビーム１つ当たり１つの優勢な（dominant）遅延を有する場合を仮定してコードブックを構成する方式について説明した。しかしながら、図１９のように、周波数選択性（frequency selectivity）は、同一ビームが妨害物による回折／屈折などの現象により異なる遅延を経験してＵＥに受信されることができる。もし、このビームがＢを構成する基底ビームのうち受信強度が優勢な（dominant）ビームである場合、１つの優勢な（dominant）遅延のみを考慮すると、ＵＥは受信されるビームのパワーの一部のみを有してコードブックを構成するため、その性能劣化が予想される。

従って、本発明の一実施形態では、各基底に該当するビームのパワーを大部分考慮してコードブックを構成する方式を提案する。

このために、提案するコードブックの一般的な構成方式を再び表現すると、下記の数式２６のようである。

数式２６において、ｋ番目のサブキャリア（又は、ＲＢインデックス）のランク１のコードブックの構造は、下記の数式２７のようである。

または、リーディングビームの相対的なサイズで割ると、下記の数式２８のようである。

ここで、

、

は、リーディングビームパラメータで割ったパラメータに該当する。

前述された内容は、ランク１を中心に説明したが、ランク＞１である場合、上記の構造は階層別に独立して計算されてコードブックが構成される。これは、コードブックを利用してチャネルの特性をよりよく反映するためである。

－方式１：異なる遅延を有する同一のビームを含めてＮ個の強い（strong）ビームを選択（ここで、Ｎは２Ｌとは関係なく設定される。すなわち、２Ｌより小さいか２Ｌより大きく設定されることができる。）

上記の方式を利用する場合、下記の数式２９のように表現することができる。

ここで、フィードバックの量を減らすために、前述したリーディング又は最適の（best）ビームに正規化（normalization）する場合を含むことができる。数式２９においてＳは２ＬのビームをＮ個のビームにマッピングする行列である。すなわち、下記の数式３０のようである。

数式３０において、

はｊ番目の要素のみが１である選択ベクトルであり、

で全てのビーム当たり全ての遅延を考慮したとき、ｉ番目に好まれる（preferred）ビームのインデックスを意味する。

例えば、６４ ＩＦＦＴを考慮すると、各ビーム当たりに６４個の遅延タップ（delay tap）を有するようになり、全２Ｌ＊６４個の（ビーム、遅延）対（pair）のうちｉ番目に好まれるビームのインデックスを示すことができる。Ｌ＝２、Ｎ＝２である場合、１番目のビームの２番目のタップ（tap）と１０番目のタップ（tap）が最も好まれる（preferred）ビームとして端末により計算／選択された場合、

になり、

で計算されることができる。

－方式１－１：前述した方式１の場合、最適の（best）Ｎ個のビームの選択に関する情報のフィードバックがＬとＮの値が大きくなるにつれて問題になる可能性がある。すなわち、

の場合の数をフィードバックしなければならない問題が発生する。

従って、これを解決するために、ＵＥは、ビーム当たりＷ個の連続した又は特定の規則により選択されるタップ（tap）の個数を選択してフィードバックすることができる。このような場合は、最大の遅延タップ（maximum delay tap）近くにパワー（power）が大部分集中されている場合に効果的であり得る。または、オーバーサンプリングなどによりＩＦＦＴを大きくオーバーサンプリングした場合に信号パワーの大部分を反映することに有利であり得る。

図２０は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて時間ドメイン応答を例示する図である。

図２０は、周波数ドメインのサンプルをＩＦＦＴした時間ドメイン信号を図式化したものであり、点線矢印２０１は最大の遅延を示す。この場合、点線矢印２０１に対応するタップ（tap）に該当するサンプルのみを取るよりは点線矢印２０１に対応するタップ（tap）を基準に両側（すなわち、Ｗ＝３）まで含めて３つのタップ（tap）に対するサンプルを取ってこそ周波数ドメインのサンプルをより正確に復号することができる。この場合、ビーム当たり最適のタップ（best tap）に該当するインデックス１つのみをフィードバックすると、残りＷ－１個のタップに対する

を計算することができる。この場合も、

の値は別途に基地局にフィードバックすることが必要である。従って、Ｗの大きさ、すなわち、ビーム当たり幾つのタップ（tap）に関する情報を基地局にフィードバックするか又はＷ個のタップ（tap）はどのような規則によって選択するかを基地局がＵＥに設定することができる。Ｗの個数の場合、ＵＥがチャネルを測定して、遅延スプレッド（delay spread）が大きい場合は、より大きいＷをフィードバックし、又は、遅延スプレッド（delay spread）が小さい場合は、より小さいＷ値をフィードバックするように設定できる。このとき、Ｗの大きさも共に基地局にフィードバックされることができる。これによって、フィードバックのオーバーヘッドを効果的に減らすことができる。

－方式２．強い（Strong）Ｋ個のビームに対してＷ個の遅延タップ（delay tap）をフィードバックし、２Ｌ－Ｋ個のビームに対しては１つの最大の遅延タップ（maximum delay tap）をフィードバックする方式

前記方式は、フィードバックオーバーヘッド（feedback overhead）と性能のトレードオフ（trade-off）を適切に反映するための効果的な方式であり、大部分の周波数選択性（frequency selectivity）は優勢な（dominant）特定ビームにより決定される原理を応用したものであって、直進性が強いミリ波（ｍｍｗａｖｅ）に行くほどこのような性質はもっとよく符合する。Ｋ個の強い（Strong）ビームを選択する方式を除いた他のパラメータは、前述した方式により計算される。

Ｋ個の強い（strong）ビームを選択する方式は、順列によって指示されることができる。すなわち、Ｋ＝２である場合、ＵＥは全場合の数２Ｌ*（２Ｌ－１）に該当する情報を基地局にフィードバックすることにより通知することができる。または、直交基底（orthogonal basis）が優勢な（dominant）ビームの順に整列されていると、前述した追加のＫ個のビーム指示に対するフィードバックは省略できる。そして、ＵＥは、Ｋの値に関する情報（Ｋの値を、ＵＥがチャネルを測定し、このチャネルと基底を構成するビームの相関（correlation）などを測定して計算できること、又は報告されるｐ＿ｌの値が特定の値、例えば、０．５を超える場合、優勢な（dominant）ビームと見なすことができること）を追加で基地局にフィードバックするか、又は基地局と事前にＫの値について約束することができる。または、

に関係なく、特定チャネルに対しては特定偏波（polarization）にパワーが集中する場合があり得る。各偏波（polarization）別に基底（basis）が整列されていると、最適のビーム（Best beam）選択（基底から）に対してＵＥは１ビットを利用してどの偏波（Ｈスラント又はＶスラント）が優勢であるかを追加で基地局に通知することができる。

前記に提案した方式のうちどの方式を使うかを、基地局は上位層シグナリングでＵＥに通知することができる。

これまでは、偏波（polarization）別に独立して遅延パラメータ（delay parameter）を計算する方式を提案した。この場合、ＵＥは、２Ｌ－１個（又は、提案１の場合はＮ－１個）のビームに対してパラメータを基地局にフィードバックしなければならない。このようなフィードバックのオーバーヘッドを効果的に減らすために、以下、ＬＴＥコードブック構造を用いてコードブックを構成する方式を提案する。

Ｗ２は、Ｗ１で構成されたビーム結合（beam combining）の役割と位相一致（co-phase）の役割を行うことができる。そうなると、ランク１のコードブックの場合、下記の数式３１のように構成されることができる。

数式３１において、１＿Ｌは、長さＬであり、ベクトルを構成する全ての要素が１であるベクトル（all one vector）である。例えば、

を示す。そうなると、最終コードブックの形態は下記の数式３２のようである。

数式３２において、

は正規化項（normalize term）である。また、位相成分もまた、１番目のビームに対する相対的な値で表現可能であるので、

に設定して、そのフィードバック量を減らすことができる。

ランク２のコードブックの場合、下記のような２つの代案が考慮される。

代案１は、下記の数式３３のようである。

そうなると、最終コードブックの形態は下記の数式３４のようである。

数式３４において、

は正規化項（normalize term）である。

上記の代案１の場合、ランク２のコードブックをランク１のコードブックを利用して、直交性を確保しつつ、フィードバックビットを減らすために、ウォルシュ符号（Walsh-code）を設定して設計する方式である。これを利用すると、レイヤ（layer）１の場合に比べて、フィードバックビットが同一であるか減少する（位相一致（co-phase）の細分性（granularity）によって）という長所がある。

代案２は、下記の数式３５のようである。

代案２の方式の場合、レイヤ（layer）別に線形結合が独立して設定される場合を考慮している。この場合、最終ランク２のコードブックのレイヤ（layer）１とレイヤ（layer）２を構成するベクトルが非常に高い確率で異なるので、より高い位相一致（co-phase）細分性（granularity）に設定する方式である。

前述した代案２を利用するランク２のコードブック設計の場合、Ｗ１を構成する方式でレイヤ（layer）別に独立して下記の数式３６のように構成することができる。

数式３６において、ｒ＝１、２である。

ｒ＝１である場合、

の値はリーディングビームインデックス（leading beam index）を示す。しかしながら、

の場合、

をそのまま使用するか、独立して設定／適用することができる。

の場合は、

によって設定される値として理解することができる。すなわち、特定

ビームには１つの

が存在する。調整／スケーリング因子（Scaling factor）は、列（column）に対して、

を用いて正規化（normalize）が行われる。（すなわち、最終コードブックのパワーを１に正規化する。）すなわち、前述の代案２を利用する場合、レイヤ（layer）によって、Ｗ１を構成する（ビームグループ／ビーム当たりパワー）が異なるように適用される特徴を有する。最終コードブックは下記の数式３７のようである。

上記の構造から、偏波（polarization）／レイヤ（layer）別に独立してパラメータを計算する方式を適用すると、下記の数式３８のようであり、ここで、

と示すことができる。

本発明で提案するコードブックの効率的なフィードバックのために、線形結合される全体で２Ｌ個のビームのうち、優勢な（dominant）Ｋ個のビームに対して、より高い細分性（granularity）のパラメータ量子化（parameter quantization）が行われることができる。または、特定の閾値を（例えば、パワーレベル）超過するビームインデックスに対してのみ量子化によるフィードバックが行われるように設定できる。ここで、閾値及び／又はＫは上位層（例えば、ＲＲＣ）でＵＥに設定されるか、又は特定の閾値を超過するビームの数をＵＥが基地局に報告することもできる。

前記に提案する方法を使用する場合、

により、ＲＥレベルとして適用されるＰＭＩを利用して、ＳＢ ＣＱＩは平均などの方法を利用して計算され、基地局に報告されることができる。

より具体的に、ＵＥのＰＭＩ推定動作は次の通りである。各サブキャリア（ＳＢ）に代表されるチャネルを

と定義する。ここで、Ｎ＿ＲとＮ＿Ｔは、それぞれＵＥと基地局のアンテナポート（又は、アンテナ要素、以下、アンテナポートと称する）である。ＵＥは、各サブキャリア別の

を利用して、ＰＭＩ構成のためのビームの個数（Ｌ及び／又はＮ及び／又はＷ（遅延タップ（delay tap）の数）、ビーム選択（リーディングビーム＋結合ビーム、又はビーム配列（例えば、ビームのパワーに従う配列））、相対的なパワーインジケータ

、周波数によるビームの位相変化因子

及びオフセット

などを推定することができる。そして、ＵＥは、ＷＢを代表する前述した因子を統合して又は独立して基地局にフィードバックすることができ、基地局はＰＭＩを構成することができる。

または、ＵＥは、ＰＭＩ構成のための前述した因子のサブセットを基地局に報告することもでき、基地局は、この情報を利用して（残りの情報は事前に定義されていると仮定）ＰＭＩを構成することもできる。

前記に提案するコードブックを利用する場合、ＰＭＩは周波数選択的にＲＥ／ＲＢ／ＳＢレベルに設定／適用されることができ、それに対応するＣＱＩも同一の周波数細分性（frequency granularity）で報告することができる。ただし、この場合、ＣＱＩのペイロードのサイズが周波数細分性（frequency granularity）の分だけ大きくなるという短所が存在する。

従って、 本発明において、ＣＱＩは、ＳＢ又はＷＢ／部分帯域（ＰＢ：partial band）（例えば、ＰＢは多数のＰＲＢ集合）単位で計算され、報告される方式を提案する。ＳＢであるか又はＷＢ／ＰＢであるかは設定可能（configurable）に設定／適用されることができる。または、ＷＢ ＣＱＩに差分（differential）ＳＢ ＣＱＩ（例えば、１ビット）で報告することにより、フィードバック量を減らすことができる。

前記に提案した方式を使用する場合、ＵＥのＣＳＩ取得のために、部分帯域（partial band）のみを設定してＣＳＩ－ＲＳを送信し、データ送信はこれより広い帯域にわたって送信されると仮定しても、設定された部分帯域内でビーム選択（リーディングビーム＋結合ビーム）、相対的なパワーインジケータ

、周波数によるビーム当たりの位相変化因子

及びオフセット

を推定して、コードブックを構成することができる。また、拡張性（scalability）特性を利用して、データが送信される帯域全体に対するＰＭＩが推定されることができる。

前記提案する方式の場合、ＳＢ報告がなくても、設定された帯域幅の周波数選択性（frequency selectivity）が分かるという利点がある。これは、クラスＡ又はクラスＢなどを介して周期的／非周期的／半静的（semi-persistence）なＣＳＩ報告に使用されることができる。また、クラスＡ＋Ｂ又はクラスＢ＋Ｂなどのハイブリッド方式（hybrid scheme）において、各ＳＢ又はＲＢ別に正確なチャネルフィードバックのためにも使用されることができる。

また、レイヤ（layer）１と２の全てが同一のビームグループを共有し、各レイヤ（layer）当たり結合される位相（及び／又は振幅）変化部分を調整してコードブックを構成することができ、その数式は、下記の数式３９又は数式４０のようである。

である場合は、偏波（polarization）別に異なるビームグループが設定される場合を示す。この場合、フィードバックビット数は２倍増加する可能性があるが、偏波（polarization）当たり異なるビーム結合を適用することができるので、より精巧なフィードバックが実行できるという長所がある。

である場合、レイヤ別に独立して構成する方法と類似して拡張適用することができる。

である場合、前述したＷ２構成方式をそのまま使用して、ＳＢ当たりの位相一致（co-phase）に対する報告がより精巧に実行できる。または、Ｗ２報告を実行せず、次のように定められたＷ２を例に挙げて、

又は

が利用されることができる。

提案するコードブックの場合、（レイヤ独立の及び／又はクラスＡコードブックと類似した設計）、量子化エラーなどにより各レイヤ間の直交性が満足されない可能性がある。この場合、性能損失が発生することになる。これを防止するために、本発明では、レイヤ別に独立してコードブックを構成する場合、前述した構成方式によるコードブックを計算した後、レイヤ別の直交性を維持する処理過程を追加することを提案する。代表的な方式として、ＱＲ分解（QR decomposition）、又はグラムシュミット（Gram-Schmidt）方式が利用されることができる。以下、グラムシュミット（Gram-Schmidt）方式による正規化の方式について説明する。前記数式により求めた２つのレイヤ（layer）

は、それぞれの下記の数式４１のように定義することができる。

そうなると、

は互いに直交する。従って、最終ランク２のコードブックは下記の数式４２のように構成されることができる。

前記直交化の過程は、ランク２以上においても拡張可能であり、これを数式で示すと、下記の数式４３のようである。

数式４３において、ｋはｋ番目のレイヤ（layer）を示す。前記方式による直交化の過程に関する情報は、追加で基地局に報告する必要がない。すなわち、ＵＥが前に数式３８を構成するためのパラメータを基地局に報告すると、基地局は報告されたパラメータを利用して数式３８を復元することができ、前記提案した直交化過程で最終コードブックを復号することができる。

そのとき、ＵＥが基地局に報告するＣＱＩは、前記直交化過程を経た最終コードブックを用いて計算されたＣＱＩである。すなわち、その場合、直交化過程が前記コードブック構成要素の基本的な（default）要素に該当し、ＵＥと基地局は両方とも直交化過程を行うと約束することができる。もし、直交化するか否かをＵＥが追加で基地局に報告する場合（直交化を行わない場合、ＣＱＩは直交化を経ずに計算されたＣＱＩである）、又はどのレイヤ（layer）をｕ＿１と想定して前記直交化過程を行ったのか、又はどの直交化方式を使用したのかは、ＵＥが基地局に追加でフィードバックするか、ＵＥと基地局間に互いに事前に約束することができる。

前記提案するコードブックの場合、遅延スプレッド（delay spread）が大きい環境に対しては優勢な（dominant）ビームが多い可能性があるため、前記提案での２Ｌ又はＮ（結合するビームの数）の値が大きいことが好ましい。または、周波数選択性が相対的に大きいヌメロロジー（numerology）を有するシステムの場合、Ｎの値が大きいことが有利である。このＮの値は、ヌメロロジーによってＬ又はＮの値を異なる値としてＵＥと基地局間に事前に約束するか、ヌメロロジーにあわせて基地局がＵＥに設定／適用することができる。また、チャネル推定などはＣＳＩ－ＲＳ密度（density）などに影響を受け、これによる性能を補正するために、ＣＳＩ－ＲＳ密度が低い場合は、提案するコードブックの構成のためのＦＦＴのサイズがＣＳＩ－ＲＳ密度（＞＝１ ＲＥ／ＲＢ／ポート）より相対的に大きく設定されるか又はオーバーサンプリングが大きく設定／適用されるか又はＬあるいはＮの値及び／又は量子化細分性（quantization granularity）（振幅及び／又は位相）が相対的に大きく設定されることができる。

または、帯域幅が大きいシステムの場合、２Ｌ又はＮなどを増やしても、遅延スプレッド（delay spread）などにより周波数選択性（frequency selectivity）をきちんと反映しにくい可能性がある。この場合、設定された帯域幅をＭ個に分割して（これをサブバンドグループ（ＳＢＧ：Sub Band Group）と称する）、提案するコードブックはＳＢのグループ又はＲＢのグループで構成されることができる。このとき、Ｍの例として、Ｍ＝１、２、３などの値が設定／適用されることができる。

図２１は、本発明の一実施形態による２つのサブバンドグループを例示する図である。

図２１においては、設定された帯域幅が２つのＳＢＧ１とＳＢＧ２が設定される場合を示す。そのとき、前記提案するコードブックを独立して２つのＳＢＧによって適用することができる。ペイロードの節約のために、各ＳＢＧ当たり同一の基底を使用することとＵＥと基地局間に約束することもできる。

前述した直交基底を利用するコードブック設計の場合、ポート数Ｘが大きいほど有利である。しかしながら、ポート数が小さい場合、例えば、Ｘ＝２又は４である場合、直交基底がないか２つずつある場合は、前述した設計方式を利用することが多少非効率的であり得る。

この場合、基底（basis）を用いるより各ポート当たりの遅延を利用して（すなわち、基底で構成されるビームの遅延概念ではなく、デジタルビームフォーミングが行わないポート当たり遅延を示す）、コードブックを構成することが効率的であり得る。これを数式で表現すると、下記の数式４４のようである。

前記コードブック構成はランク１を例示しており、ランク２以上は前述した方式により、クラスＡに類似した設計又はレイヤ（layer）別に独立した設計により拡大適用されることができる。以下、

計算方式は前述した方式の１つに従う。

ポート側面（port wise）コードブック構成方式を使うか又はＤＦＴなどのコードブックを利用した直交基底（orthogonal basis）を使うかは、基地局がＵＥに上位層シグナリングで通知することができる。または、事前にＵＥと基地局間にポート側面（port wise）コードブック構成方式が適用されるＸ（＜Ｙ）－ポートを決定するためのＹの値を約束することもでき、又はこのＹの値を基地局が上位層シグナリングでＵＥに通知することもできる。

前記提案するコードブックは、ダウンリンクを中心に説明したが、精巧な送信ＰＭＩ（ＴＰＭＩ：transmit PMI）指示のためにアップリンクにおいても同様に適用されることができる。

以下、本発明では、前述した新しいコードブック設計方式とは異なるリリース（Ｒｅｌ）－１４の進歩した全次元ＭＩＭＯ（ｅＦＤ－ＭＩＭＯ：enhanced Full Dimension-MIMO）において提案された線形結合コードブック（linear combining codebook）に代表されるＬＣコードブックの効率的な動作を提案する。

Ｒｅｌ－１４のＬＣコードブックは、次のように構成される。

数式４５において、Ｌ（＝２）はビームの数である。

はオーバーサンプリングされたグリッド（oversampled grid）から２Ｄ ＤＦＴビームである

。Ｎ_１及びＮ_２はそれぞれ第１次元及び第２次元におけるアンテナポートの数である。Ｏ_１及びＯ_２はそれぞれ第１次元及び第２次元におけるオーバーサンプリング因子（oversampling factor）である。ｐ_ｉは

ビームｉに対するビームパワー調整／スケーリング因子（beam power scaling factor）である。

は、ビームｉ、偏波（polarization）ｒ、階層ｌ上においてビーム結合係数（beam combining coefficient）である。

ｉ）Ｗ１ビーム選択（beam selection）

－Ｏ_１＝Ｏ_２＝４（もし、Ｎ_２＝１であると、Ｏ_２＝１）

－２Ｎ_１Ｎ_２∈｛４, ８, １２, １６, ２０, ２４, ２８, ３２｝

－リーディング（leading）（より強い）ビームインデックス：ｋ_１＾（０）＝０, １, ... , Ｎ_１Ｏ_１－１；ｋ_２＾（０）＝０, １,...、Ｎ_２Ｏ_２－１

－次順位（second）（より弱い）ビームインデックス：ｋ_１＾（１）＝ｋ_１＾（０）＋Ｏ_１ｄ_１；ｋ_２＾（１）＝ｋ_２＾（０）＋Ｏ_２ｄ_２；ｄ_１∈｛０, …, ｍｉｎ（Ｎ_１, Ｌ_１）－１｝、ｄ_２∈｛０, …, ｍｉｎ（Ｎ_２, Ｌ_２）－１｝；（ｄ_１, ｄ_２）≠（０, ０）；ここで、Ｌ_１、Ｌ_２は次のように定義される。

もし、Ｎ１≧Ｎ２であり、Ｎ２≠１であると、Ｌ_１＝４、Ｌ_２＝２；もし、Ｎ_１＜Ｎ_２であり、Ｎ_１≠１であると、Ｌ_２＝４、Ｌ_１＝２；もし、Ｎ_２＝１であると、Ｌ_１＝８、Ｌ_２＝１

ｉｉ）Ｗ１ビームパワー（beam power）

－次順位ビーム（second beam）パワーは２ビットで量子化される。

iii）Ｗ２

－常にｃ_０,０,０＝ｃ_０,１,０＝１

まず、Ｗ１の場合、リーディングビーム選択（leading beam selection）＋結合されるビーム選択（combining beam selection）＋（相対的なパワーインジケータ）などで構成されることができる。Ｎ＿１・Ｎ＿２＞１６である場合、直交したビームの個数が８つを超過し、この場合、結合されるビーム選択は（Ｌ１、Ｌ２）＝（４、２）又は（２、４）又は（８、１）で構成されるウィンドウ（window）内で決定される。ここで、Ｌ＿１とＬ＿２は、リーディングビームを基準に第１ドメインと第２ドメインに含まれる直交したビームの数である。前記のようにＬ＿１とＬ＿２の値を設定した理由は、ＬＴＥペイロードのサイズに合わせるためである。

従って、ＮＲのような新しいシステムにおいては、より高い性能又は柔軟なペイロードのサイズを達成するために、（Ｌ＿１、Ｌ＿２）の組み合わせを設定可能（configurable）に設定／適用することができる。または、アップリンクペイロードのサイズに結びつける（tie）ことができる。すなわち、ペイロードのサイズが大きい場合は、（Ｌ＿１、Ｌ＿２）＝（Ｎ＿１、Ｎ＿２）のように最大限のサイズに設定され、ペイロードのサイズが小さい場合は、（Ｌ＿１、Ｌ＿２）＝（２、２）のように設定されることにより、ＬＣコードブックが構成されることができる。または、ＵＥがＬ＿１、Ｌ＿２の組み合わせ又は具体的な直交したビームセットに対するパターン設定（例えば、ＬＴＥクラスＡコードブックのランク５－８を構成するＷ１パターン、すなわち、構成（config）２、３、４）を基地局にフィードバック／推薦することができる。

または、前述した発明と類似して各レイヤ当たりのリーディングビーム選択＋結合されるビーム選択＋（相対的なパワーインジケータ）を異なるように設定して適用されることができる。

また、リーディングビームを基準に相対的なパワーが広帯域（ＷＢ）に設定されるが、これをサブバンド（ＳＢ）に設定すると、ペイロードのサイズの犠牲によりその性能を向上させることができる。しかしながら、この場合、ペイロードの増加は大き過ぎるので、これに対する解決策として、２段階の相対的なパワーを考慮することができる。

そのとき、パワー係数の細分性（granularity）は、ペイロードオーバーヘッドの低減のために異なる値に設定／適用されることができる。より具体的に、ＷＢにさらに高いビットを割り当てることにより細分性（granularity）を高め、ＳＢにはＷＢに比べて少ないか同一のビットが割り当てられることができる。例えば、ＷＢにパワーを指示するために２ビットが設定されることができ、ＳＢには相対的なパワーの指示のために１ビットが設定されることができる。その一例として、Ｌ＝２の場合について説明する。この場合、第２のビームはＷＢであって、パワーは

の１つの値を有することができる。そして、ＵＥはＳＢ側面で１ビットで

の値の１つを報告することにより結合されるビームのパワー細分性（power granularity）が効果的に増加する。

この場合、ＷＢに対するパワー係数が０と報告された場合、ＵＥは、ＳＢパワー係数を報告しないことがある。前記のようなパワー係数によるＵＥの異なる動作を防止するために、ＷＢパワーから０を除くことができる。すなわち、例えば、ＷＢパワーセットは

に設定され、ＳＢパワーセットは、

などの値に設定されることができる。

また、Ｗ２において位相結合を行うとき、前述した例示であるｅＦＤ－ＭＩＭＯではＱＰＳＫを考慮する。この場合、８－ＰＳＫを使うようになると、その性能を向上させることができるが、非常に大きな総ペイロードの増加を引き起こす。これを防止するために、強い結合ビームと弱い結合ビームの位相細分性（phase granularity）を異なるように設定する方法が考慮されることができる。

例えば、Ｗ１又はＷ２において相対的なパワー成分が１に設定されるビームの場合、強い結合ビームと仮定して、８－ＰＳＫの位相結合が設定／適用されることができ、それ以外の弱い結合のビームに対しては強い結合のビームに比べて相対的に低いか等しい細分性（granularity）の位相結合（例えば、ＱＰＳＫ）が設定／適用されることができる。

または、リーディングビーム及び／又は第２のビームに対しては高い細分性（granularity）の位相結合が適用され、そのほかの残りの結合ビームに対しては低い細分性（granularity）の位相結合が適用されることがある。または、基地局が結合ビームの個数Ｌと強い結合ビームの個数Ｌ＿Ｓを上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング）でＵＥに通知することができる。または、ＵＥが結合ビームに対する細分性（granularity）を基地局にフィードバックすることもできる。このような原理は、Ｗ２において振幅（amplitude）が報告される状況にも同一に適用される。

ただし、全体結合ビームＬのうち優勢な（dominant）Ｋビームに対する指示／設定に対して、Ｋ個の値を基地局がＵＥに上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ）で指示／設定するか、ＵＥがチャネルを結合ビームに射影などの方法で計算されたメトリック（metric）が特定の閾値（例えば、パワー）を超過するビームに対してＵＥがコードブックパラメータなどと共に基地局に報告することもできる。ここで、特定の閾値は、基地局がＵＥに上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ）で指示／設定することができる。または、Ｋ個の値は、ＬＣコードブックの構成要素であるパワー結合（power combining）の値に結び付けられて（tie）、例えば、ｐ＿ｌ値が

以上である値に対応するビームに対してより高い細分性（granularity）の位相及び／又は振幅量子化が行われることができる。また、前記提案する異なる細分性（different granularity）の設定方式は、偏波及び／又はレイヤに独立して設定／適用されることができる。

－ＣＳＩフィードバックタイプＩＩのカテゴリＩのためのコードブック設計

本発明の一実施形態では、ＳＢ報告のペイロードのサイズを減少させるためにカテゴリＩのための新しいコードブック設計（すなわち、周波数選択的なプリコーディングフィードバック（ＦＳＰＦ：frequency selective precoding feedback））を提案する。コードブック設計の主なアイデアは、周波数ドメインにおいて循環的な位相変異（cyclic phase shift）の異なるレベルを適用することである。従って、レガシーＬＣコードブックにおいてＳＢ位相結合が省略されることがある。これによって、線形結合コードブック構造が下記の数式４６のように構成されることができる。

線形結合コードブックは直交基底で構成され、

は２Ｄ－ＤＦＴビームに該当する。

はｉ番目のビームに対する相対的なパワー係数、ｋは周波数ドメインインデックス（例えば、サブキャリアインデックス、ＲＢインデックス）を示す。

はｉ番目のビームに対する位相オフセットであり、

はｋと関連して位相変異（phase shift）の程度を制御する。

は下記の数式４７のように定義される。

数式４７において、

は

セットにおいて

を満足する最小の数である。

は整数であり、例えば、

である。

汎用性（generality）の損失なく、ランク１のＷは下記の数式４８のように表現することができる。

数式４８において、１番目の列（column）は最も強いビームと仮定する。（２Ｌ－１）パラメータセットを決定するために、

ｋ番目のサブキャリアの優勢な（dominant）固有ベクトル（eigenvector）又はチャネル行列に基底ビーム（basis beam）を投影（projecting）することにより周波数ドメインのサンプルが計算される。そして、ｌ番目の基底ビームに対する最大の遅延

を導出するために取得された周波数ドメインのサンプルにＩＦＦＴを取ることができる。

振幅及び位相オフセット

は最大の遅延に対応する時間ドメインのサンプルを利用して計算することができる。ランク２の場合、レイヤ（layer）独立のコードブックの構成が適用されることができる。

表７は、ランク１の既存のＬＣコードブックと提案された周波数選択的なプリコーディングフィードバック（ＦＳＰＦ：frequency selective precoding feedback）との間のフィードバックビットの比較を例示する。

表７は、既存のＬＣコードブックと提案されたＦＳＰＦとの間に要求されるフィードバックビットを例示する。１６ポート、Ｌ＝４、Ｋ＝９、

及びランク１の場合、結果的な総ペイロードは提案された方式では９９ビットが必要であり、既存のＬＣコードブックでは２１３ビットが必要である。ランク２の場合、それぞれ提案された方式と既存のＬＣコードブックにおいて１８３ビット及び４０２ビットが要求される。これは、提案されたＦＳＰＦが全体的に４６％のペイロードが減少されることを意味する。

図２２は、多様なコードブック方式の性能を比較する図である。

図２２では、提案されたＦＳＰＦと既存のＬＣコードブックとの間の性能比較を例示する。（Ｎ＿１、Ｎ＿２）＝（２、４）と高いトラフィックロードを仮定する。また、最大ランク２の送信が考慮されるように、各ＵＥは２Ｒｘアンテナポートが装着されたと仮定する。

本発明で提案する方式のランク２の送信において、コードブックパラメータを決定した後に追加のレイヤ直交性処理（例えば、グラムシュミット（Gram-Schmidt）など）が適用される。また、ＲＢレベル周波数ドメインのサンプルが考慮され、ＦＦＴのサイズが６４であると仮定する。

図２２に示すように、本発明で提案する方式はクラスＡのコードブック構成（Config）１より平均ＵＥユーザパケットスループット（ＵＰＴ：user packet throughput）と５％ＵＥ ＵＰＴの側面でそれぞれ２２％、４８％性能利益を提供する。また、提案された方式は、既存のＬＣコードブックよりもっと減少したペイロードのサイズを有して高い性能を提供する。

図２３は、本発明の一実施形態によるチャネル状態情報の送受信方法を例示する図である。

以下、図２３の説明において、具体的に言及されなくても前述した本発明の動作が共に適用されることができる。

図２３に示すように、端末は、基地局から複数のアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ－ＲＳ）を受信する（Ｓ２３０１）。

端末は、チャネル状態情報（ＣＳＩ）を基地局に報告する（Ｓ２３０２）。

ここで、端末は、基地局から受信したＣＳＩ－ＲＳに基づいてチャネル状態情報を生成（計算）し、チャネル状態情報を基地局に報告することができる。

前述したように、チャネル状態情報は、ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＲＩ、ＰＴI、ＣＲＩなどが含まれる。

また、端末は、周期的にＣＳＩを基地局に報告することもでき（例えば、ＰＵＣＣＨ上で）、非周期的にＣＳＩを基地局に報告（例えば、ＰＵＳＣＨ上で）することもできる。

特に、端末は、線形結合コードブック（LC codebook： Linear Combination Codebook）内で自分が最も好むプリコーディング行列を選択し、これを指示するための情報を基地局に報告することができる。

線形結合コードブック（LC codebook： Linear Combination Codebook）を利用する場合、複数のコードワードの線形結合（linear combination）に基づいて前記プリコーディング行列が生成されることができる。

この場合、ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報、設定された帯域（bandwidth）側面で前記複数のコードワードのそれぞれに適用されるパワー係数（power coefficient）、位相オフセット（phase offset）及び位相変化（phase shift）の値を含むことができる。そして、パワー係数

、位相オフセット

及び位相変化の値

が適用された前記複数のコードワードの線形結合（linear combination）に基づいて設定された帯域（bandwidth）内のサブ帯域単位でプリコーディング行列が生成されることができる。

このとき、前記数式１９のように位相変化の値は、前記設定された帯域内ＦＦＴのサイズ、オーバーサンプリング（oversampling）の値、複数のコードワードのそれぞれにより形成されるビームの位相が変化される速度から導出されることができる。

一例として、サブ帯域単位のチャネル行列に前記複数のコードワードを投影させることにより、複数のコードワードのそれぞれに対してサブ帯域単位で前記パワー係数、位相オフセット及び位相変化の値が導出されることができる。

より具体的に、サブ帯域単位のチャネル行列に複数のコードワードを投影させることにより、複数のコードワードのそれぞれに対する周波数ドメインのサンプルが計算され、周波数ドメインのサンプルにＩＦＦＴを適用することにより取得された前記複数のコードワードのそれぞれに対する１つ以上の時間ドメインのサンプル、そして設定された帯域内ＦＦＴのサイズからサブ帯域単位で位相変化の値が導出されることができる。

このとき、図２０で説明したように、１つ以上の時間ドメインのサンプルとして最も強いパワーの値又は最大の遅延の値を有する時間ドメインのサンプルが利用されることができる。または、１つ以上の時間ドメインのサンプルとして最も強いパワーの値又は最大の遅延の値を有する時間ドメインのサンプルを含む連続した１つ以上の時間ドメインのサンプルが利用されることもできる。または、１つ以上の時間ドメインのサンプルとして強いパワーの値を有するＫ個の時間ドメインのサンプル、そしてＫ個の時間ドメインのサンプルを除いた残りの時間ドメインのサンプルのうち最も強いパワーの値又は最大の遅延の値を有する時間ドメインのサンプルが利用されることもできる。ここで、最も強いパワーの値又は最大の遅延の値のみが利用される場合を除いて、ＵＥは自分が選択した（又は、特定の関数により選択された）時間ドメインのサンプル（すなわち、当該サンプル（タップ）に対するインデックス）を基地局に報告することができる。

ランク（rank）２の場合、前述した線形結合は、各レイヤ（layer）に対するプリコーディング行列別に独自に適用されることができる。この場合、各レイヤに対するプリコーディング行列が生成された後、前記各レイヤ別の直交性（orthogonality）を維持するために、各レイヤに対するプリコーディング行列に直交処理（orthogonal process）（例えば、ＱＲ分解（QR decomposition）又はグラムシュミット（Gram-Schmidt）方式）が適用されることができる。そして、ＣＱＩは、直交処理（orthogonal process）が適用された最終プリコーディング行列に基づいて計算されることができる。

また、ランク（rank）２の場合、線形結合を利用していずれか１つのレイヤ（layer）に対する第１プリコーディング行列が生成され、残りのレイヤ（layer）に対する第２プリコーディング行列は、第１プリコーディング行列に直交符号（orthogonal code）を適用することにより生成されることができる。

また、複数のコードワードで形成されるビームのうち特定のパワーの閾値を超過するビームに対してのみパワー係数、位相オフセット及び／又は位相変化の値などのパラメータの報告のために量子化（quantization）が行われることもあり、又は相対的に特定のパワーの閾値より低いビームに比べてより高い細分性（granularity）の量子化（quantization）が行われることもある。

また、前記図２１による説明のように、設定された帯域（bandwidth）が複数のサブバンドグループ（subband group）に区分される場合、共通された複数のコードワードを利用するが、各サブバンドグループ別に独立してプリコーディング行列が生成されることもある。

また、複数のコードワードは、リーディングビームを形成する第１コードワードと結合ビーム（combining beam）を形成する１つ以上の第２コードワードを含むことができる。このとき、より高い性能又は柔軟なペイロードのサイズを達成するために、結合ビームは、リーディングビームと直交したビームのセット内で選択され、リーディングビームと直交したビームのセットは、ＣＳＩ送信のためのアップリンクペイロードのサイズに従属して決定される。

本発明が適用できる装置一般

図２４は、本発明の一実施形態による無線通信装置のブロック構成図を例示する。

図２４に示すように、無線通信システムは、基地局２４１０と基地局２４１０の領域内に位置した多数の端末２４２０を含む。

基地局２４１０は、プロセッサ（processor）２４１１、メモリ（memory）及びＲＦ部（radio frequency unit）２４１３）（又は、トランシーバ（transceiver））を含む。プロセッサ２４１１は、図１ないし図２３で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インタフェースプロトコルの階層は、プロセッサ２４１１により実現されることができる。メモリ２４１２は、プロセッサ２４１１と接続されて、プロセッサ２４１１を駆動するための様々な情報を保存する。ＲＦ部２４１３は、プロセッサ２４１１と接続されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

端末２４２０は、プロセッサ２４２１、メモリ２４２２及びＲＦ部２４２３（又は、トランシーバ（transceiver））を含む。プロセッサ２４２１は、図１ないし図２３で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インタフェースプロトコルの階層は、プロセッサ２４２１により実現されることができる。メモリ２４２２は、プロセッサ２４２１と接続されて、プロセッサ２４２１を駆動するための様々な情報を保存する。ＲＦ部２４２３は、プロセッサ２４２１と接続されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

メモリ２４１２、２４２２は、プロセッサ２４１１、２４２１の内部又は外部に位置し、周知の多様な手段でプロセッサ２４１１、２４２１と接続される。また、基地局２４１０及び／又は端末２４２０は１つのアンテナ（single antenna）又は複数のアンテナ（multiple antenna）を有することができる。

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取り換えることができる。特許請求の範囲で明示的な引用関係がない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。

本発明に従う実施形態は、多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現化できる。ハードウェアによる具現化の場合、本発明の一実施形態は１つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ（digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ（field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現化できる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現化の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を実行するモジュール、手続、関数などの形態に具現化できる。ソフトウェアコードはメモリに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリは前記プロセッサの内部または外部に位置し、既に公知の多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。

本発明は本発明の必須の特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは通常の技術者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解釈されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解釈により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。

本発明は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａシステムに適用される例を中心に説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａシステム以外にも多様な無線通信システム（例えば、５Ｇ（5 generation）システムに適用することが可能である。

Claims (16)

1. 無線通信システムにおいてＵＥ（User Equipment）がＣＳＩ（Channel State Information）を送信するための方法であって、
   基地局から複数のアンテナポートを介してＣＳＩ－ＲＳ（Channel State Information Reference Signal）を受信する段階と、
   前記ＣＳＩを前記基地局に報告する段階と、を含み、
   前記ＣＳＩは、
   ｉ）コードブック内でプリコーディング行列を生成するために利用される複数のビームに関連する選択情報と、
   ｉｉ）位相変化の値と、を含み、
   前記位相変化の値は、
   ｉ）設定された帯域幅内のサブバンドに関連するインデックス、及び、
   ｉｉ）前記位相変化の値に関連する自然指数関数の引数の決定のための、前記インデックスに関連する特定の係数に基づいて決定され、
   前記位相変化の値は、前記設定された帯域幅内のサブバンドに関連する前記インデックスに基づいて前記複数のビームのそれぞれに適用され、
   前記設定された帯域幅に含まれる前記サブバンドの前記プリコーディング行列のそれぞれは、前記位相変化の値が適用された前記複数のビームの線形結合に基づいて、前記ＵＥによって生成される、方法。
2. 前記ＣＳＩは、ｉ）位相偏移変調に関連する位相オフセット、及び、ｉｉ）パワー係数を含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記特定の係数は、前記設定された帯域幅内のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）のサイズ、オーバーサンプリングの値、前記複数のビームのそれぞれの位相が変化する速度から導出される、請求項１に記載の方法。
4. 前記パワー係数、前記位相オフセット及び前記位相変化の値は、前記サブバンドの単位のチャネル行列に前記複数のビームを投影することにより、前記複数のビームのそれぞれに関して前記サブバンドの単位で導出される、請求項２に記載の方法。
5. 前記複数のビームのそれぞれに対する周波数ドメインのサンプルは、前記サブバンドの単位の前記チャネル行列に前記複数のビームを投影することにより計算され、
   前記位相変化の値は、前記周波数ドメインのサンプルにＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を適用することにより取得された前記複数のビームのそれぞれに対する１つ以上の時間ドメインのサンプル、及び、前記設定された帯域幅内のＦＦＴのサイズから導出される、請求項４に記載の方法。
6. 前記位相変化の値の導出のために利用される前記時間ドメインのサンプルの数は、チャネルの遅延スプレッドに基づいて決定される、請求項５に記載の方法。
7. ランク２の場合、前記線形結合は、各レイヤに対する各プリコーディング行列に独立して適用される、請求項１に記載の方法。
8. 前記プリコーディング行列が生成された後、直交処理は、各レイヤに対する直交性を維持するために、各レイヤに対する前記プリコーディング行列に適用される、請求項７に記載の方法。
9. ＣＱＩ（Channel Quality Information）は、前記直交処理が適用された前記プリコーディング行列に基づいて計算される、請求項８に記載の方法。
10. ランク２の場合、
    いずれか１つのレイヤに対する第１プリコーディング行列は、前記線形結合を利用して生成され、
    残りのレイヤに対する第２プリコーディング行列は、前記第１プリコーディング行列に直交符号を適用することにより生成される、請求項１に記載の方法。
11. 前記複数のビームのうち特定のパワーの閾値を超過するビームのみに対する、前記パワー係数、前記位相オフセット及び／又は前記位相変化の値の報告のために、量子化は、行われる、又は、より高い細分性の量子化は、行われる、請求項２に記載の方法。
12. 前記ＣＳＩは、前記プリコーディング行列を示すためのＰＭＩ（precoding matrix indicator）、及びＣＱＩ（channel quality information）を含む、請求項１に記載の方法。
13. 前記ＰＭＩは、ＰＲＢ（Physical Resource Block）又はサブバンド（ＳＢ）に基づく特定の単位で設定され、
    前記ＣＱＩは、前記特定の単位以上のサブバンドの単位で設定される、請求項１２に記載の方法。
14. 無線通信システムにおいてＣＳＩ（channel state information）を送信するためのＵＥ（user equipment）であって、
    無線信号を送受信するＲＦ（Radio Frequency）ユニットと、
    前記ＲＦユニットを制御するプロセッサと、を含み、
    前記プロセッサは、
    基地局から複数のアンテナポートを介してＣＳＩ－ＲＳ（Channel State Information Reference Signal）を受信し、
    前記ＣＳＩを前記基地局に報告する、ように構成され、
    前記ＣＳＩは、
    ｉ）コードブック内でプリコーディング行列を生成するために利用される複数のビームに関連する選択情報と、
    ｉｉ）位相変化の値と、を含み、
    前記位相変化の値は、
    ｉ）設定された帯域幅内のサブバンドに関連するインデックス、及び、
    ｉｉ）前記位相変化の値に関連する自然指数関数の引数の決定のための、前記インデックスに関連する特定の係数に基づいて決定され、
    前記位相変化の値は、前記設定された帯域幅内のサブバンドに関連する前記インデックスに基づいて前記複数のビームのそれぞれに適用され、
    前記設定された帯域幅に含まれる前記サブバンドの前記プリコーディング行列のそれぞれは、前記位相変化の値が適用された前記複数のビームの線形結合に基づいて、前記ＵＥによって生成される、ＵＥ。
15. プロセッサと、
    前記プロセッサに動作可能に接続可能であり、命令を記憶するメモリと、を含み、
    前記命令は、前記プロセッサによって行われるときに、請求項１～１３の何れか一項に記載の方法の全ての段階を行うように前記プロセッサを設定する、装置。
16. プロセッサによって行われるときに請求項１～１３の何れか一項に記載の方法の全ての段階を行うように前記プロセッサを設定する命令を記憶する、非一時的なコンピュータ可読媒体。

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