CN110832789B

CN110832789B - 在无线通信系统中发送或接收信道状态信息的方法及其设备

Info

Publication number: CN110832789B
Application number: CN201880026615.8A
Authority: CN
Inventors: 朴海旭; 金沂濬; 李相林
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2017-03-23
Filing date: 2018-03-23
Publication date: 2023-08-11
Anticipated expiration: 2038-03-23
Also published as: KR20210153748A; US11736162B2; US20220006497A1; US11271625B2; KR20190120372A; EP3605868A4; JP2022000963A; JP7299951B2; EP3605868A2; KR102338306B1; JP6942813B2; KR102364258B1; JP2020511899A; WO2018174636A2; US20200083938A1; CN110832789A; WO2018174636A3

Abstract

公开了在无线通信系统中发送或接收信道状态信息的方法及其设备。具体地，一种在无线通信系统中由用户设备(UE)发送信道状态信息(CSI)的方法可以包括以下步骤：通过多个天线端口从基站接收信道状态信息参考信号(CSI‑RS)；以及将CSI报告给所述基站，其中，所述CSI包括：指示用于报告所述CSI的码本中的用于生成预编码矩阵的多个码字的选择信息；以及依据所配置的带宽应用于所述多个码字中的每一个的功率系数、相位偏移和相位改变值，并且基于应用所述功率系数、所述相位偏移和所述相位值的所述多个码字的线性组合，在所配置的带宽内以子带宽为单位生成所述预编码矩阵。

Description

在无线通信系统中发送或接收信道状态信息的方法及其设备

技术领域

本公开涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及在支持多天线系统(特别地，二维有源天线系统(2D AAS))的无线通信系统中发送和接收信道状态信息的方法和设备。

背景技术

已经开发出在保障用户活动的同时提供语音服务的移动通信系统。然而，移动通信系统的服务覆盖范围已经甚至扩展到数据服务以及语音服务，并且当前，业务的爆发性增长已经导致资源短缺以及针对高速服务的用户需求，从而需要高级的移动通信系统。

对下一代移动通信系统的需要可以包括支持巨量数据业务、每个用户的传送速率的显著增加、对数目显著增加的连接装置的适应、非常低的端到端延时和高能量效率。为此，已经研究了诸如小区增强、双连接、大规模多输入多输出(MIMO)、带内全双工、非正交多址(NOMA)、支持超宽带和装置联网这样的各种技术。

发明内容

技术问题

本公开的一个目的是提出在支持多天线系统(例如，2D AAS系统或具有大量天线端口的三维多输入多输出(3D-MIMO)系统)的无线通信系统中发送和接收信道状态信息的方法。

本公开的一个目的是提出在支持用于以子带为单位组合波束的线性组合码本的无线通信系统中发送和接收信道状态信息的方法和码本设计方法。

本公开的技术目的不限于以上提到的技术目的，并且对于本领域的普通技术人员而言，以上未提到的其它技术目的将根据下面的描述而变得显而易见。

技术方案

根据本公开的一方面，一种在无线通信系统中由用户设备(UE)发送信道状态信息(CSI)的方法可以包括以下步骤：通过多个天线端口从基站接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及将所述CSI报告给所述基站，其中，所述CSI可以包括指示用于报告所述CSI的码本中的用于生成预编码矩阵的多个码字的选择信息以及依据所配置的带宽应用于所述多个码字中的每一个的功率系数、相位偏移和相位改变值，并且可以基于所述功率系数、所述相位偏移和所述相位改变值的线性组合来在所配置的带宽内以子带为单位生成所述预编码矩阵。

根据本公开的另一方面，一种用于在无线通信系统中发送信道状态信息(CSI)的用户设备UE可以包括：射频RF单元，该RF单元发送和接收无线电信号；以及处理器，该处理器控制所述RF单元，其中，所述处理器可以被配置为：通过多个天线端口从基站接收信道状态信息参考信号CSI-RS，以及将所述CSI报告给所述基站，其中，所述CSI可以包括指示用于报告所述CSI的码本中的用于生成预编码矩阵的多个码字的选择信息以及依据所配置的带宽应用于所述多个码字中的每一个的功率系数、相位偏移和相位改变值，并且可以基于所述功率系数、所述相位偏移和所述相位改变值的线性组合来在所配置的带宽内以子带为单位生成所述预编码矩阵。

优选地，可以根据所配置的频带中的快速傅里叶变换FFT大小、过采样值、由所述多个码字中的每一个形成的波束的相位改变的速度来推导所述相位改变值。

优选地，可以通过以所述子带为单位将所述多个码字投影到信道矩阵，针对所述多个码字中的每一个以所述子带为单位推导所述功率系数、所述相位偏移和所述相位改变值。

优选地，可以通过以所述子带为单位将所述多个码字投影到所述信道矩阵来计算所述多个码字中的每一个的频域样本，并且可以根据通过向所述频域样本应用快速傅里叶逆变换(IFFT)而获取的所述多个码字中的每一个的一个或更多个时域样本和所配置的频带中的快速傅里叶变换(FFT)大小来推导所述相位改变值。

优选地，可以使用具有最强功率值或最大延迟值的时域样本作为所述一个或更多个时域样本。

优选地，可以使用包括具有最强功率值或最大延迟值的时域样本的一个或更多个连续时域样本作为所述一个或更多个时域样本。

优选地，可以基于信道的延迟扩展来确定用于推导所述相位改变值的时域样本的数目。

优选地，可以使用具有强功率值的K个时域样本和除了所述K个时域样本之外的其余时域样本当中的具有最强功率值或最大延迟值的时域样本作为所述一个或更多个时域样本。

优选地，在秩2的情况下，可以针对每层的每个预编码矩阵来独立地应用所述线性组合。

优选地，为了保持每层的正交性，在生成所述预编码矩阵之后，可以向针对每层的预编码矩阵应用正交处理。

优选地，可以基于应用了所述正交处理的预编码矩阵来计算信道质量信息(CQI)。

优选地，在秩2的情况下，可以通过使用线性组合来生成用于任一层的第一预编码矩阵，并且通过向所述第一预编码矩阵应用正交码来生成用于其余层的第二预编码矩阵。

优选地，可以为了仅针对由所述多个码字形成的波束当中的超过特定功率阈值的波束报告所述功率系数、所述相位偏移和/或所述相位改变值来执行量化或者执行较高粒度量化。

优选地，当所配置的带宽被划分为多个子带组时，通过针对每个子带组使用所述多个码字来独立地生成所述预编码矩阵。

优选地，所述多个码字可以包括形成前导波束的第一码字和形成组合波束的一个或更多个第二码字，并且可以在与所述前导波束正交的波束的集合中选择所述组合波束，并且可以根据针对所述CSI发送的上行链路有效载荷大小来确定与所述前导波束正交的波束的集合。

有益效果

根据本公开的实施方式，可以在支持多天线系统的无线通信系统中向基站报告用户设备的更准确的信道状态信息。

另外，根据本公开的实施方式，在支持多天线系统的无线通信系统中，特别地，当使用以子带为单位组合波束的线性组合码本时，信道状态信息的反馈大小可以减小。

本公开中可以获得的优点不限于以上提到的效果，并且本领域技术人员将根据以下描述清楚地理解其它未提到的优点。

附图说明

为了帮助理解本公开而被包括在本文中作为说明书的一部分的附图提供了本公开的实施方式，并且通过以下描述来说明本公开的技术特征。

图1例示了可以应用本公开的无线通信系统中的无线电帧的结构。

图2是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的用于下行链路时隙的资源网格的图。

图3例示了可以应用本公开的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

图4例示了可以应用本公开的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

图5示出了已知MIMO通信系统的配置。

图6是示出从多个发射天线到单个接收天线的信道的图。

图7是用于描述可以应用本公开的无线通信系统中的基于码本的基本概念的预编码的图。

图8例示了可应用本公开的无线通信系统中的映射到下行链路资源块对的参考信号图案。

图9是例示在可应用本公开的无线通信系统中的参考信号所映射到的资源的图。

图10例示了可以应用本公开的无线通信系统中的具有64个天线元件的二维有源天线系统。

图11例示了其中基站或UE具有在可以应用本公开的无线通信系统中能够成形基于AAS的三维(3D)波束的多根发送/接收天线的系统。

图12例示了可以应用本公开的无线通信系统中的具有交叉极化的2D天线系统。

图13示出了可以应用本公开的无线通信系统中的收发器单元模型。

图14是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的自包含子帧结构的图。

图15是可以应用本说明书的无线通信系统中的从TXRU角度看的混合波束成形结构和物理天线的图。

图16是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的用于下行链路传输处理中的同步信号和系统信息的波束扫描操作的示意图。

图17例示了可以应用本公开的面板天线阵列。

图18是例示了根据本公开的实施方式的正交波束的集合的图。

图19是例示了可以应用本公开的无线通信系统中的多条路径的图。

图20是示出了可以应用本公开的无线通信系统中的时域响应的图。

图21是例示了根据本公开的实施方式的两个子带组的图。

图22是例示了各种码本方案之间的性能比较的图。

图23是例示了根据本公开的实施方式的发送和接收信道状态信息的方法的图。

图24例示了根据本公开的实施方式的无线通信设备的框图。

具体实施方式

参照附图来更详细地描述本公开的一些实施方式。将连同附图一起公开的详细描述旨在描述本公开的一些实施方式，而不旨在描述本公开的唯一实施方式。以下的详细描述包括更多细节，以提供对本公开的完全理解。然而，本领域技术人员应该理解，本公开可在没有这些细节的情况下实现。

在一些情况下，为了避免本公开的概念变得模糊，已知结构和装置被省略，或者可基于各个结构和装置的核心功能以框图形式示出。

在本说明书中，基站具有网络的终端节点的含义，基站通过终端节点与装置通信。在本文献中，被描述为由基站执行的特定操作视情形而定可由基站的上层节点执行。即，显而易见的是，在由包括基站的多个网络节点构成的网络中，为了与装置通信而执行的各种操作可由基站或者基站以外的其它网络节点来执行。基站(BS)可被诸如固定站、节点B、eNB(演进NodeB)、基站收发系统(BTS)、接入点(AP)这样的另一个术语代替。另外，该装置可以是固定的或可以具有移动性，并且可被诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动订户站(MSS)、订户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、机器型通信(MTC)装置、机器对机器(M2M)装置或装置对装置(D2D)装置这样的另一个术语代替。

下文中，下行链路(DL)意指从eNB到UE的通信，而上行链路(UL)意指从UE到eNB的通信。在DL中，发送器可以是eNB的部件，而接收器可以是UE的部件。在UL中，发送器可以是UE的部件，而接收器可以是eNB的部件。

以下描述中所使用的具体术语被提供以帮助理解本公开，并且在不脱离本公开的技术精神的范围的情况下，所述具体术语的使用可被改变为各种形式。

以下技术可以用于诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)以及非正交多址(NOMA)这样的各种无线通信系统。CDMA可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或者CDMA2000这样的无线电技术来实现。TDMA可以使用诸如全球移动通信(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/用于GSM演进的增强数据率(EDGE)这样的无线电技术来实现。OFDMA可以使用诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20或者演进型UTRA(E-UTRA)这样的无线电技术来实现。UTRA是通用移动通信系统(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分，并且3GPP LTE在下行链路中采用OFDMA而在上行链路中采用SC-FMDA。高级LTE(LTE-A)是3GPP LTE的演进。

本公开的实施方式可以由IEEE 802、3GPP和3GPP2(即，无线电接入系统)中的至少一个中公开的标准文献支持。也就是说，属于本公开的实施方式并且为了清楚地揭露本公开的技术精神而未描述的步骤或者部分可以由这些文献支持。此外，该文献中所公开的所有术语都可以通过标准文献来描述。

为了使说明书更清楚，主要描述了3GPP LTE/LTE-A，但是本公开的技术特性不限于此。

可以应用本公开的一般系统

图1示出了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的无线电帧的结构。

3GPP LTE/LTE-A支持可适用于频分双工(FDD)的无线电帧结构类型1以及可适用于时分双工(TDD)的无线电帧结构。

时域中的无线电帧的大小被表示为时间单元T_s＝1/(15000*2048)的倍数。UL和DL传输包括具有T_f＝307200*T_s＝10ms的持续时间的无线电帧。

图1的(a)例示了类型1无线电帧的结构。类型1无线电帧结构可应用于全双工FDD和半双工FDD二者。

无线电帧包括10个子帧。一个无线电帧包括长度为T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的20个时隙，并且0至19索引被赋予给每个时隙。一个子帧包括时域中的连续2个时隙，并且子帧i包括时隙2i和时隙2i+1。发送一个子帧所花费的时间被称为传输时间间隔(TTI)。例如，一个子帧i的长度可为1ms并且一个时隙的长度可为0.5ms。

在频域中区分FDD中的上行链路传输和下行链路传输。然而，在全双工FDD中没有限制，在半双工FDD操作中UE不能同时发送和接收数据。

一个时隙在时域中包括多个正交频分复用(OFDM)符号，在频域中包括多个资源块(RB)。在3GPP LTE中，使用OFDM符号来表示一个符号周期，因为OFDMA用在下行链路中。OFDM符号可以被称为一个SC-FDMA符号或符号周期。RB是资源分配单元并且在一个时隙内包括多个连续的子载波。

图1的(b)例示了帧结构类型2。

类型2无线电帧包括两个半帧，每个半帧的长度是153600*T_s＝5ms。每个半帧包括5个子帧，每个子帧的长度是30720*T_s＝1ms。

在帧结构类型2的TDD系统中，上行链路-下行链路配置是指示上行链路和下行链路是否被分配(或者预留)给所有子帧的规则。

表1示出了上行链路-下行链路配置。

[表1]

参照表1，在无线电帧的每个子帧中，“D”表示用于DL传输的子帧，“U”表示用于UL传输的子帧，“S”表示包括含下行链路导频时隙(DwPTS)、保护周期(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)这三种类型的字段的特殊子帧。

DwPTS被用于UE中的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS被用于eNB中的信道估计和UE的UL传输同步。GP是用于去除由于在UL与DL之间DL信号的多径延迟而在UL中产生的干扰的持续时间。

每个子帧i包括T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的时隙2i和时隙2i+1。

UL-DL配置可被分类成7种类型，并且针对每种配置，DL子帧、特殊子帧和UL子帧的位置和/或数目是不同的。

下行链路变为上行链路的点或者上行链路切换为下行链路的点被称作切换点。切换点周期性意指上行链路子帧和下行链路子帧被切换的方面被相似地重复并且支持5ms或10ms二者的周期。当下行链路-上行链路切换点周期性为5ms时，针对每个半帧存在特殊子帧S，并且当下行链路-上行链路切换点周期性为5ms时，仅在第一半帧中存在特殊子帧S。

在所有配置中，子帧#0和#5和DwPTS是仅用于下行链路传输的时段。UpPTS和子帧以及紧接在该子帧之后的子帧一直是用于上行链路传输的时段。

上行链路-下行链路配置作为系统信息可以为基站和终端二者所知。每当配置信息改变时，基站仅发送配置信息的索引，以向UE通知无线电帧的上行链路-下行链路指派状态的改变。另外，作为一种下行链路控制信息的配置信息可以与另外的调度信息相似地通过物理下行链路控制信道(PDCCH)来发送，并且可以作为广播信息通过广播信道被共同发送给小区中的所有UE。

表2表示特殊子帧的配置(DwPTS/GP/UpPTS的长度)。

[表2]

根据图1的示例的无线电子帧的结构只是示例，并且可以按各种方式来改变无线电帧中包括的子帧的数目、子帧中包括的时隙的数目和时隙中包括的OFDM符号的数目。

图2是例示了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的用于一个下行链路时隙的资源网格的图。

参照图2，一个下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号。在本文中描述，仅仅出于示例性目的，一个下行链路时隙包括7个OFDMA符号并且一个资源块包括12个子载波，本公开不限于此。

资源网格上的每个元素都被称为资源元素，并且一个资源块(RB)包括12×7个资源元素。包括在下行链路时隙中的资源块的数目N^DL取决于下行链路传输带宽。

上行链路时隙的结构可与下行链路时隙的结构相同。

图3示出了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

参照图3，处于子帧的第一时隙的前部部分中的最多三个OFDM符号对应于分配有控制信道的控制区域，并且其余OFDM符号对应于分配有物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。3GPP LTE中所使用的下行链路控制信道包括例如物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)。

PCFICH在子帧的第一OFDM符号中发送，承载关于子帧内用于发送控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息。PHICH是针对上行链路的响应信道并且承载对混合自动重传请求(HARQ)的确认(ACK)/否定确认(NACK)信号。在PDCCH中发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息或者针对预定UE组的上行链路发送(Tx)功率控制命令。

PDCCH可以承载下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式(也被称作下行链路(DL)授权)、上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息(也被称作上行链路(UL)授权)、寻呼信道(PCH)上的寻呼信息、DL-SCH上的系统信息、对在PDSCH上发送的诸如随机接入响应这样的上层控制消息的资源分配、针对预定UE组中的各个UE的发送功率控制(TPC)命令的激活和互联网语音协议(VoIP)等。可以在控制区域中发送多个PDCCH，并且UE可以监测多个PDCCH。PDCCH由一个控制信道元素或多个连续控制信道元素(CCE)的集合配置。CCE是用于根据无线电信道的状态向PDCCH提供编码速率的逻辑分配单元。CCE与多个资源元素组对应。根据CCE的数目和CCE所提供的编码速率之间的关联关系来确定PDCCH的格式和可用PDCCH的比特的数目。

eNB根据将发送到UE的DCI来决定PDCCH格式，并且将循环冗余校验(CRC)附连到控制信息。根据PDCCH的所有者或目的用无线电网络临时标识符(RNTI)对CRC进行掩码。在针对特定UE的PDCCH的情况下，可以用UE的唯一标识符(例如，小区-RNTI(C-RNTI))对CRC进行掩码。另选地，在针对寻呼消息的PDCCH的情况下，可以用寻呼指示标识符(例如，寻呼-RNTI(P-RNTI))对CRC进行掩码。在针对系统信息(更具体地，系统信息块(SIB))的PDCCH的情况下，可以用系统信息RNTI(SI-RNTI)对CRC进行掩码。可以用随机接入-RNTI(RA-RNTI)对CRC进行掩码，以便指示作为对UE的随机接入前导码的发送的响应的随机接入响应。

图4示出了可以应用本公开的实施方式的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

参照图4，上行链路子帧可在频域中被分成控制区域和数据区域。承载上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域。承载用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。为了保持单载波特性，一个UE不同时发送PUCCH和PUSCH。

资源块(RB)对被分配给子帧内的用于一个UE的PUCCH。属于RB对的RB占据两个时隙中的每一个中的不同子载波。可以说分配到PUCCH的RB对在时隙边界上跳频。

多输入多输出(MIMO)

MIMO技术没有使用迄今为止常用的单个发射天线和单个接收天线，而是使用多个发送(Tx)天线和多个接收(Rx)天线。换句话说，MIMO技术是通过在无线通信系统的发送端或接收端使用多输入/输出天线来增加容量或增强性能的技术。下文中，“MIMO”将被称作“多输入/输出天线”。

更具体地，多输入/输出天线技术不取决于单个天线路径以便接收单个总消息，并且通过收集通过多个天线接收的多个数据块来完成总数据。结果，多输入/输出天线技术可在特定系统范围内增加数据传送速率，并且还可通过特定数据传送速率来增大系统范围。

因为下一代移动通信需要比现有移动通信的数据传送速率高得多的数据传送速率，所以预期将使用一种高效的多输入/输出技术。在这种情形下，MIMO通信技术是可广泛用在移动通信UE和中继节点中的下一代移动通信技术，并且作为可克服由于数据通信扩展引起的对另一移动通信的传送量的限制的技术而受到关注。

此外，正在开发的各种传输效率改进技术中的多输入/输出(MIMO)技术作为能够显著改进通信容量和发送/接收性能而甚至无需附加频率分配或功率增加的方法受到最大关注。

图5示出了已知MIMO通信系统的配置。

参照图5，如果发送(Tx)天线的数目增加至N_T并且接收(Rx)天线的数目同时增加至N_R，则与仅在发送机或接收机中使用多个天线的情况下不同，理论信道传输容量与天线数目成比例地增加。因此，传送速率可以提高，并且频率效率可以显著提高。在这种情况下，根据信道传输容量增加的传送速率可理论上增加通过将使用一个天线时的最大传送速率(R_o)乘以以下的速率增量(Ri)而获得的值。

[式1]

R_i＝min(N_T,N_R)

也就是说，在使用4个发射天线和4个接收天线的MIMO通信系统中，例如，与单天线系统相比，理论上可获得四倍的传送速率。

这种多输入/输出天线技术可被分成：空间分集方法，其利用穿过各种信道路径的符号来增加传输可靠性；以及空间复用方案，其通过利用多个发射天线同时发送多个数据符号来提高传送速率。此外，近来，对通过组合这两种方法来正确地获得这两种方法的优点的方法进行了积极研究。

以下，更详细地描述每种方法。

第一，空间分集方案包括同时利用分集增益和编码增益的空时块编码序列和空时网格(Trelis)编码序列方法。通常，网格编码序列方法在比特错误率增强性能和代码生成自由度方面更好，而空时块码序列方法的运算复杂度低。此空间分集增益可对应于与发射天线的数目(N_T)与接收天线的数目(N_R)的乘积(N_T×N_R)对应的量。

第二，空间复用技术是在各个发射天线中发送不同数据流的方法。在这种情况下，在接收机中，在发送机同时发送的数据之间产生相互干扰。接收机在利用正确信号处理技术方案来去除干扰，并且接收数据。这种情况下使用的去噪方法可以包括最大似然检测(MLD)接收机、迫零(ZF)接收机、最小均方误差(MMSE)接收机、对角线-贝尔实验室分层空时(D-BLAST)和垂直-贝尔实验室分层空时。具体地，如果发送端可以获悉信道信息，则可使用奇异值分解(SVD)方法。

第三，可提供使用空间分集和空间复用的组合的方法。如果只将获得空间分集增益，则根据分集程度的增加的性能增强增益逐渐饱和。如果只使用空间复用增益，则在无线电信道中传输可靠性变差。已研究了用于解决问题并且获得这两种增益的方法，这些方法可以包括双空时传输分集块码(双-STTD)方法和空时比特交织编码调制(STBICM)。

为了描述多输入/输出天线系统(诸如上述的系统)中的通信方法，更详细地，可如下通过数学建模来表现通信方法。

首先，如图5中所示，假定存在N_T个发射天线和N_R个接收天线。

首先，以下描述发送信号。如果如上所述存在N_T个发射天线，则可发送信息的最大条数为N_T，可以使用以下向量来表示N_T。

[式2]

此外，在各条发送信息s_1、s_2、...、s_N_T中，发送功率可以不同，在这种情况下，如果各个发送功率为P_1、P_2、...、P_N_T，则可使用以下向量来表示具有受控制的发送功率的发送信息。

[式3]

此外，可以如下使用发送功率的对角矩阵P来表示式3中的具有受控制发送功率的发送信息。

[式4]

此外，将式4中的具有受控制发送功率的信息向量与权重矩阵W相乘，因此形成实际发送的N_T个发送信号x_1、x_2、...、x_N_T。在这种情况下，权重矩阵用于根据传输信道状况来正确地将发送信息分配至天线。可以使用发送信号x_1、x_2、...、x_N_T来进行以下表示。

[式5]

在这种情况下，w_ij表示第i发射天线与第j发送信息之间的权重，W表示权重的矩阵。此矩阵W被称为权重矩阵或预编码矩阵。

此外，可以考虑将发送信号x(诸如，上述发送信号)用于使用空间分集的情况和使用空间复用的情况。

如果使用空间复用，则因为不同的信号被复用并发送，所以信息向量的所有元素具有不同的值。如果使用空间分集，则因为通过多个信道路径发送相同的信号，所以信息向量的所有元素具有相同的值。

可以考虑将空间复用和空间分集混合的方法。换句话说，例如，可以通过3个发射天线利用空间分集来发送相同的信号，并且剩余的不同信号可以被空间复用并发送。

如果存在N_R个接收天线，则如下使用向量y来表示相应天线接收的信号y_1、y_2、...、y_N_R。

[式6]

此外，如果对多输入/输出天线通信系统中的信道建模，则可以根据发送/接收天线索引来将信道分类。从发射天线j穿过接收天线i的信道被表示为h_ij。在这种情况下，要注意的是，在索引h_ij的次序中，接收天线的索引在前，而发射天线的索引在后。

多个信道可以被分组并且以向量和矩阵形式来表示。例如，以下描述向量的表示。

图6是示出从多个发射天线到单个接收天线的信道的图。

如图6所示，可以如下地表示从总共N_T个发射天线到达接收天线i的信道。

[式7]

此外，如果通过诸如式7这样的矩阵表达来表示从N_T个发射天线到达N_R个接收天线的所有信道，则它们可以被表示如下。

[式8]

此外，在实际信道中经历信道矩阵H之后，在实际信道中增加了加性高斯白噪声(AWGN)。因此，使用如下的向量来表示分别增加到N_R个接收天线的白AWGN n_1、n_2、...、n_N_R。

[式9]

多输入/输出天线通信系统中的发送信号、接收信号、信道和AWGN可以通过对发送信号、接收信号、信道和AWGN(诸如，上述描述的那些)进行建模被表示为具有以下关系。

[式10]

此外，指示信道状态的信道矩阵H的行数和列数由发送/接收天线的数目来确定。在如上所述的信道矩阵H中，行数变成等于接收天线的数目N_R，列数变成等于发射天线的数目N_T。即，信道矩阵H变为N_R×N_T矩阵。

通常，矩阵的秩被限定为独立行或列的数目中的最小数目。因此，矩阵的秩不大于行数或列数。至于图形样式，如下地限制信道矩阵H的秩H。

[式11]

rank(H)≤min(N_T,N_R)

此外，如果矩阵经历特征值分解，则秩可被限定属于特征值并且非零的特征值的数目。同样地，如果秩经历奇异值分解(SVD)，则秩可被限定为非0的奇异值的数目。因此，信道矩阵中的秩的物理含义可以是说在给定信道中可以发送不同信息的最大数目。

在本说明书中，用于MIMO传输的“秩”指示可以通过其在特定时间点并且在特定频率资源中独立发送信号的路径的数目。“层的数目”指示通过各个路径发送的信号流的数目。通常，因为发送端发送数目与用于发送信号的秩的数目对应的层，所以除非另外有描述，否则秩具有与层的数目相同的含义。

下文中，与上述MIMO传输技术关联地，将更详细地描述基于码本的预编码技术。

图7是用于描述可以应用本公开的无线通信系统中的基于码本的预编码的基本概念的图。

根据基于码本的预编码技术，发送侧和接收侧共享包括根据传输秩、天线数目等的预定数目的预编码矩阵的码本信息。

也就是说，当反馈信息是无限的时，可以使用基于码本的预编码技术。

接收侧通过接收信号来测量信道状态，以基于码本信息向发送侧反馈无限数目的优选预编码矩阵信息(即，对应预编码矩阵的索引)。例如，接收侧通过最大似然(ML)或最小均方误差(MMSE)技术来测量接收信号，以选择最佳预编码矩阵。

例示了接收侧向发送侧发送图7中的每个码字的预编码矩阵信息，但是本公开不需要限于此。

从接收侧接收反馈信息的发送侧可以基于接收到的信息从码本中选择特定的预编码矩阵。选择预编码矩阵的发送侧可以通过将对应于传输秩的数目的层信号与所选择的预编码矩阵相乘的方法来执行预编码，并且通过多根天线发送被执行了预编码的发送信号。在预编码矩阵中，行的数目与天线的数目相同，并且列的数目与秩值相同。由于秩值与层的数目相同，因此列的数目与层的数目相同。例如，当发送天线的数目为4并且发送层的数目为2时，预编码矩阵可以按4×2矩阵配置。下式12示出了在这种情况下通过预编码矩阵将映射到每个层的信息映射到每根天线的操作。

[式12]

参照式12，映射到层的信息为x_1和x_2，并且4×2矩阵的每个元素P_ij是用于预编码的权重。可以使用相应的OFDM传输方案通过相应天线发送作为映射到天线的信息的y_1、y_2、y_3和y_4。

接收到由发送侧预编码并发送的信号的接收侧执行发送侧所执行的预编码的逆处理，以恢复接收到的信号。通常，预编码矩阵满足诸如U·U^H＝I(这里，U^H表示矩阵U的矩阵)这样的酉矩阵(U)条件，因此，可以通过将接收到的信号乘以用于发送侧的预编码的预编码矩阵P的Hermit矩阵P^H来执行预编码的逆处理。

另外，由于需要针对各种天线配置方案进行预编码以具有良好性能，因此必须考虑码本设计中的各种天线配置的性能。下文中，将描述多根天线的示例性配置。

在现有3GPP LTE系统(例如，根据3GPP LTE版本8或9标准的系统)中，在下行链路中支持多达4根发送天线，结果，设计出用于4根发送天线的码本。作为现有3GPP LTE的演进的3GPP LTE-A系统可以在下行链路中支持多达8根发送天线。因此，需要设计为多达8根发送天线的下行链路发送提供良好性能的预编码码本。

此外，在码本设计中，通常需要为恒定模数特性、无限字母表、对码本大小的约束、嵌套特性和各种天线配置提供良好性能。

恒定模数特性是指构成码本的预编码矩阵的每个信道分量的幅度恒定的特性。根据这样的特性，不管使用哪个预编码矩阵，分别从所有天线发送的功率电平都可以保持彼此相同。因此，可以提高功率放大器的使用效率。

无限字母表意指例如在两根发送天线的情况下，除了缩放因子之外，通过仅使用正交相移键控(QPSK)字母表(即，±1、±j)来配置预编码矩阵。因此，可以通过与编码器将预编码矩阵相乘来减轻计算的复杂度。

可以将码本大小约束为预定大小或更小。随着码本的大小增加，可以包括针对各种情况的预编码矩阵，结果，能更准确地反映信道状态，但是预编码矩阵指示符(PMI)的比特数目增加，这可能造成信令开销。

嵌套特性意指高秩预编码矩阵的部分由低秩预编码矩阵配置。当如此配置预编码矩阵时，即使当eNB确定以比由UE报告的秩指示符(RI)所指示的信道秩低的传输秩执行下行链路发送时，也能确保适当的性能。此外，根据这种特性，能降低信道质量信息(CQI)计算的复杂度。原因在于，在进行执行从针对不同秩设计的预编码矩阵当中选择预编码矩阵的操作时，可以共享计算中的用于选择预编码矩阵的部分。

为各种天线配置提供良好性能意指需要针对各种情况提供预定标准或更高标准的性能，所述各种情况包括具有低相关性的天线配置、具有高相关性的天线配置或交叉极化天线配置。

参考信号(RS)

在无线通信系统中，因为数据通过无线电信道传输，所以在传输期间信号可能失真。为了使接收端准确地接收失真信号，需要使用信道信息来校正接收信号的失真。为了检测信道信息，主要使用一种方法，该方法使用当通过信道传输时对发送侧和接收侧都已知的信号和信号传输方法的失真程度来检测信道信息。上述信号被称为导频信号或参考信号(RS)。

最近，当大多数移动通信系统发送分组时，它们使用一种能够通过采用多个发射天线和多个接收天线而不是使用目前使用的一个发射天线和一个接收天线来提高发送/接收数据效率的方法。当使用多个输入/输出天线来发送和接收数据时，必须检测发射天线和接收天线之间的信道状态，以便准确地接收信号。因此，每个发射天线必须具有单独的参考信号。

在移动通信系统中，RS可以根据其目的基本上分为两种类型。存在具有获得信道状态信息的目的的RS和用于数据解调的RS。前者的目的由UE获得，以获得下行链路中的信道状态信息。因此，必须在宽带中发送对应的RS，并且UE必须能够接收和测量RS，尽管UE不接收特定子帧中的下行链路数据。此外，前者还用于诸如切换这样的无线电资源管理(RRM)测量。后者是在eNB发送下行链路时与对应资源一起发送的RS。UE可以通过接收对应的RS来执行信道估计，并因此可以对数据进行解调。必须在发送数据的区域中发送对应的RS。

下行链路RS包括用于获取由小区内所有UE共享的关于信道状态的信息和诸如切换这样的测量的一个公共RS(CRS)以及仅用于特定UE的数据解调的专用RS(DRS)。可以使用这些RS来提供用于解调和信道测量的信息。也就是说，DRS仅用于数据解调，而CRS用于信道信息获取和数据解调这两个目的。

接收侧(即，UE)基于CRS测量信道状态，并且向发送侧(即，eNB)反馈与信道质量有关的诸如信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)和/或秩指示符(RI)这样的指示符。CRS也被称为小区特定RS。相反，与信道状态信息(CSI)的反馈相关的参考信号可以被限定为CSI-RS。

如果需要对PDSCH上的数据进行解调，则可以通过资源元素发送DRS。UE可以通过较高层接收关于是否存在DRS的信息，并且仅当已经映射了对应的PDSCH时，DRS才有效。DRS还可以被称为UE特定RS或解调RS(DMRS)。

参照图8，下行链路资源块对(即，其中映射参考信号的单元)可以按照时域中的一个子帧×频域中的12个子载波的形式来表示。也就是说，在时间轴(x轴)中，一个资源块对在正常循环前缀(CP)的情况下具有14个OFDM符号的长度(图8的(a))，而在扩展循环前缀(CP)的情况下具有12个OFDM符号的长度(图8的(的b))。在资源块晶格中，由“0”、“1”、“2”和“3”表示的资源元素(RE)分别意指天线端口索引“0”、“1”、“2”和“3”的CRS的位置，并且由“D”'表示的RE意指DRS的位置。

下文中，当更详细地描述CRS时，CRS被用于估计物理天线的信道并且作为可以由位于小区中的所有UE共同接收的参考信号而分布在整个频带中。即，作为小区特定信号的CRS在宽带的每个子帧进行发送。另外，CRS可以被用于信道质量信息(CSI)和数据解调。

CRS根据发送侧(eNB)处的天线阵列按各种格式限定。在3GPP LTE系统(例如，版本8)中，基于取决于eNB的发送天线的数目，基于最多4个天线端口发送RS。下行链路信号的发送侧具有诸如单根发送天线、两根发送天线和四根发送天线这样的三种类型的天线阵列。例如，在基站的发送天线的数目为2的情况下，发送用于天线#0和天线#1的CRS。又例如，在基站的发送天线的数目为4的情况下，发送用于天线#0至#3的CRS。当eNB的发送天线的数目为4时，图8中例示了一个RB中的CRS图案。

当eNB使用单个发射天线时，排列用于单个天线端口的参考信号。

当eNB使用两个发射天线时，使用时分复用(TDM)方案和/或频分复用(FDM)方案来排列用于两个发射天线端口的参考信号。也就是说，分配不同的时间资源和/或不同的频率资源，以便将用于两个天线端口的参考信号区分开。

此外，当eNB使用四个发射天线时，使用TDM方案和/或FDM方案来排列用于四个发射天线端口的参考信号。由下行链路信号的接收侧(UE)测量的信道信息可以被用于对使用诸如单个传输天线传输、传输分集、闭环空间复用、开环空间复用或多用户多输入/输出(MIMO)天线这样的传输方案发送的数据进行解调。

如果支持多输入多输出天线，则当通过特定天线端口发送RS时，RS在根据RS的图案所指定的资源元素的位置中发送，而不在针对其它天线端口指定的资源元素的位置中发送。也就是说，不同天线之间的RS不交叠。

下文中，当更详细地描述DRS时，DRS用于解调数据。用于MIMO发送中的特定UE的预编码权重在没有任何改变的情况下被使用，以便当UE接收到参考信号时估计与在每根发送天线中发送的传输信道结合对应的信道。

3GPP LTE系统(例如，版本8)支持最多四根发送天线，并且限定用于秩1波束成形的DRS。用于秩1波束成形的DRS还指示用于天线端口索引5的参考信号。

在LTE-A系统(即，LTE系统的高级和发展形式)中，该设计在eNB的下行链路中必须支持最多八个发射天线。因此，还必须支持最多八个发射天线的RS。在LTE系统中，仅限定了最多四个天线端口的下行链路RS。因此，如果LTE-A系统中eNB具有四个至最多八个下行链路发射天线，则必须另外限定并设计用于这些天线端口的RS。关于最多八个发射天线端口的RS，必须设计上述用于信道测量的RS和上述用于数据解调的RS。

在设计LTE-A系统时必须考虑的重要因素之一是向后兼容性，也就是说，即使在必须由系统支持的LTE-A系统中，LTE UE也必须良好地操作。从RS传输的观点来看，在每个子帧中以全频带发送LTE中所定义的CRS的时-频域中，必须另外定义最多八个发射天线端口的RS。在LTE-A系统中，如果使用与现有LTE的CRS相同的方法在每个子帧中以全频带添加用于最多八个发射天线的RS图案，则RS开销过度地增加。

因此，在LTE-A系统中新设计的RS基本上分为两种类型，其包括具有用于选择MCS或PMI的信道测量目的的RS(信道状态信息-RS或信道状态指示-RS(CSI-RS))和用于对通过八个发射天线发送的数据进行解调的RS(数据解调-RS(DM-RS))。

用于信道测量目的的CSI-RS的特征在于，它被设计为专注于信道测量的目的，这不同于用于诸如信道测量和切换这样的测量以及用于数据解调的目的的现有CRS。此外，CSI-RS还可以用于诸如切换这样的测量的目的。与CRS不同，CSI-RS不需要在每个子帧中发送，这是因为它是出于获得关于信道状态的信息的目的而发送的。为了减少CSI-RS的开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。

DM-RS被专门地发送到在用于数据解调的对应时间-频率域中被调度的UE。换句话说，特定UE的DM-RS仅被发送到对应用户设备被调度的区域，即，接收数据的时间-频率域。

在LTE-A系统中，在eNB的下行链路中支持最多八个发射天线。在LTE-A系统中，如果使用与现有LTE中的CRS相同的方法在每个子帧中以全频带发送用于最多八个发射天线的RS，则RS开销过度地增加。因此，在LTE-A系统中，RS已经被分离为用于选择MCS或PMI的CSI测量目的的CSI-RS以及用于数据解调的DM-RS，因此已经添加了这两个RS。CSI-RS还可以用于诸如RRM测量这样的目的，但是已经被设计为主要用于获取CSI的目的。CSI-RS不需要在每个子帧中发送，这是因为它不用于数据解调。因此，为了减少CSI-RS的开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。也就是说，CSI-RS具有与一个子帧的整数倍对应的周期，并且可以周期性地发送或者按照特定的传输模式来发送。在这种情况下，可以由eNB设置发送CSI-RS的周期或模式。

为了测量CSI-RS，UE必须知晓关于UE所属小区的每个CSI-RS天线端口的CSI-RS的传输子帧索引的信息、传输子帧内的CSI-RS资源元素(RE)时间-频率的位置以及CSI-RS序列。

在LTE-A系统中，eNB必须发送最多八个天线端口中的每一个的CSI-RS。用于不同天线端口的CSI-RS传输的资源必须是正交的。当一个eNB发送用于不同天线端口的CSI-RS时，它可以通过将每个天线端口的CSI-RS映射到不同的RE来根据FDM/TDM方案正交地分配资源。另选地，用于不同天线端口的CSI-RS可根据用于将CSI-RS映射到彼此正交的代码片段的CDM方案来发送。

当eNB向属于eNB的UE通知关于CSI-RS的信息时，首先，eNB必须向该UE通知与每个天线端口的CSI-RS被映射的时间-频率有关的信息。具体地，该信息包括发送CSI-RS的子帧号或者发送CSI-RS的周期、发送CSI-RS的子帧偏移、发送特定天线的CSI-RS RE的OFDM符号数、频率间隔以及频率轴中的RE的偏移或移位值。

CSI-RS通过一个、两个、四个或八个天线端口来发送。在这种情况下使用的天线端口分别是p＝15、p＝15,16、p＝15,...,18和p＝15,...,22。可以仅针对子载波间隔Δf＝15kHz来定义CSI-RS。

在针对CSI-RS传输配置的子帧中，CSI-RS序列被映射到在每个天线端口p上用作参考符号的复值调制符号a_k,l^(p)，如式13中所示。

[式13]

/>

l″＝0，1

在式13中，(k′,l′)(其中，k′是资源块内的子载波索引，并且l′指示时隙内的OFDM符号索引)和n_s的条件根据诸如表3或表4的CSI-RS配置来确定。

表3例示了在正常CP中来自CSI-RS配置的(k′,1′)的映射。

[表3]

表4例示了在扩展CP中来自CSI-RS配置的(k',1')的映射。

[表4]

参照表3和表4，在CSI-RS的传输中，为了减少包括异构网络(HetNet)环境的多小区环境中的小区间干扰(ICI)，限定最多32个不同的配置(在正常CP的情况下)或最多28个不同的配置(在扩展CP的情况下)。

CSI-RS配置根据天线端口的数目和小区内的CP而不同，并且相邻小区可以具有最大的不同配置。此外，CSI-RS配置可以根据帧结构被划分为将其应用于FDD帧和TDD帧二者的情况以及将其仅应用于TDD帧的情况。

根据基于表3和表4的CSI-RS配置来确定(k',l')和n_s，并且根据每个CSI-RS天线端口来确定用于CSI-RS传输的时频资源。

图9的(a)示出了可用于由一个或两个CSI-RS天线端口进行的CSI-RS传输的20种类型的CSI-RS配置，图9的(b)示出了可用于四个CSI-RS天线端口的十种类型的CSI-RS配置，图9的(c)示出了可用于八个CSI-RS天线端口的五种类型的CSI-RS配置。

如上所述，根据每个CSI-RS配置来确定其中发送CSI-RS的无线电资源(即，RE对)。

如果针对特定小区配置用于CSI-RS传输的一个或两个天线端口，则根据图9的(a)中所示的20种类型的CSI-RS配置中的所配置的CSI-RS配置，在无线电资源上发送CSI-RS。

同样地，当针对特定小区配置用于CSI-RS传输的四个天线端口时，根据图9的(b)中所示的十种类型的CSI-RS配置中的所配置的CSI-RS配置，在无线电资源上发送CSI-RS。此外，当针对特定小区配置用于CSI-RS传输的八个天线端口时，根据图9的(c)所示的五种类型的CSI-RS配置中的所配置的CSI-RS配置，在无线电资源上发送CSI-RS。

每个天线端口的CSI-RS在相同的无线电资源上每两个天线端口(即，{15,16}、{17,18}、{19,20}和{21,22})经历CDM(码分复用)并且被发送。例如，在天线端口15和16的情况下，用于相应天线端口15和16的CSI-RS复合符号是相同的，但是乘以不同类型的正交码(例如，沃尔什(Walsh)码)并映射到相同的无线电资源。用于天线端口15的CSI-RS的复合符号乘以[1,1]，并且用于天线端口16的CSI-RS的复合符号乘以[1-1]并映射到相同的无线电资源。天线端口{17,18}、{19,20}和{21,22}也是如此。

UE可以通过将已经乘以发送符号的代码相乘来检测特定天线端口的CSI-RS。也就是说，将发送符号乘以相乘代码[1 1]以便检测天线端口15的CSI-RS，并且将发送符号乘以相乘代码[1-1]以便检测天线端口16的CSI-RS。

参照图9的(a)至图9的(c)，在相同CSI-RS配置索引的情况下，根据具有大量天线端口的CSI-RS配置的无线电资源包括具有少量CSI-RS天线的无线电资源端口。例如，在CSI-RS配置0的情况下，用于八个天线端口数目的无线电资源包括用于四个天线端口数目的无线电资源和用于一个或两个天线端口数目的无线电资源。

可以在单个小区中使用多个CSI-RS配置。针对非零功率(NZP)CSI-RS，可以使用0个或一个CSI-RS配置，并且针对零功率(ZP)CSI-RS，可以使用0个或多个CSI-RS配置。

对于在作为由高层配置的16比特的位图的零功率(ZP)CSI-RS('ZeroPowerCSI-RS)中设置为1的每个比特，UE假设与表3和表4的四个CSI-RS列对应的RE(除了RE与假设由高层配置的NZP CSI-RS的RE交叠的情况之外)中的传输功率为零。最高有效位(MSB)与最低CSI-RS配置索引对应，并且位图中的接下来的比特依次与接下来的CSI-RS配置索引对应。

仅在满足表3和表4中的(n_s mod 2)的条件的下行链路时隙和满足CSI-RS子帧配置的子帧中发送CSI-RS。

在帧结构类型2(TDD)的情况下，在特定子帧、同步信号(SS)、与PBCH冲突的子帧或系统信息块类型1(SIB 1)消息传输或配置为寻呼消息传输的子帧中不发送CSI-RS。

此外，其中发送用于属于天线端口集S(S＝{15}、S＝{15,16}、S＝{17,18}、S＝{19,20}或S＝{21,22})的任何天线端口的CSI-RS的RE不用于PDSCH的传输或者不用于另一天线端口的CSI-RS传输。

用于CSI-RS传输的时频资源不能用于数据传输。因此，当CSI-RS开销增加时，数据吞吐量降低。考虑到这一点，CSI-RS不被配置为在每个子帧中发送，而是被配置为在与多个子帧对应的每个发送时段中发送。在这种情况下，与在每个子帧中发送CSI-RS的情况相比，能够显著地减少CSI-RS传输开销。

表5中示出了用于CSI-RS传输的子帧时段(下文中称为“CSI传输周期”)T_CSI-RS和子帧偏移Δ_CSI-RS。

表5例示了CSI-RS子帧配置。

[表5]

参照表5，根据CSI-RS子帧配置I_CSI-RS确定CSI-RS周期T_CSI-RS和子帧偏移Δ_CSI-RS。

表5中的CSI-RS子帧配置可以被设置为前述“SubframeConfig”字段和“zeroTxPowerSubframeConfig”字段中的一个。可以针对NZP CSI-RS和ZP CSI-RS单独设置CSI-RS子帧配置。

包括CSI-RS的子帧满足式14。

[式14]

在式14中，T_CSI-RS表示CSI-RS周期性，Δ_CSI-RS表示子帧偏移值，n_f表示系统帧号，n_s表示时隙号。

在已经针对服务小区设置了传输模式9的UE的情况下，可以为UE设置单个CSI-RS资源配置。在针对服务小区设置了传输模式10的UE的情况下，可以为UE设置一个或更多个CSI-RS资源配置。

在当前LTE标准中，CSI-RS配置由antennaPortsCount、subframeConfig、resourceConfig等构成，并且指示从其发送CSI-RS的天线端口的数目、要通过CSI-RS发送的子帧的周期和偏移的方式以及在其处发送CSI-RS的对应子帧中的RE位置(频率和OFDM符号索引)。

具体地，如下通过较高层信令配置每个CSI-RS(资源)配置的参数。

-当配置发送模式10时，CSI-RS资源配置标识符

-CSI-RS端口计数(antennaPortsCount)：指示用于CSI-RS发送的天线端口的数目的参数(例如，1CSI-RS端口、2CSI-RS端口、4CSI-RS端口和8CSI-RS端口)

-CSI-RS配置(resourceConfig)(参见表3和表4)CSI-RS分配资源位置的参数

-CSI-RS子帧配置(subframeConfig，即，I_CSI-RS)(参见表5)：将发送CSI-RS的子帧时段和偏移的参数

-当配置发送模式9时，CSI反馈的发送功率(P_C)：关于UE针对反馈的参考PDSCH发送功率的假定，当UE导出CSI反馈并且以1dB步长在[-8,15]dB范围内取值时，P_C被假定为每PDSCH RE的能量(每资源元素的能量(EPRE))与CSI-RS EPRE的比率。

-当配置发送模式10时，针对每个CSI进程的CSI反馈的发送功率(P_C)：当CSI子帧集合C_CSI,0和C_CSI,1被配置为被较高层相对于CSI进程配置时，针对CSI进程的每个CSI子帧集合配置P_C。

-伪随机序列发生器参数(n_ID)

-当配置发送模式10时，用于准共定位(QCL)类型UE假定的QCL加扰标识(qcl-ScramblingIdentity-r11)、CRS端口计数(crs-PortsCount-r11)、包括MBSFN suvframe配置列表(mbsfn-SubframeConfigList-r11)参数的较高层参数(‘qcl-CRS-Info-r11’)

当由UE导出的CSI反馈值具有在[-8,15]dB范围内的值时，假定P_C是PDSCH EPRE与CSI-RS EPRE的比率。这里，PDSCH EPRE对应于PDSCH EPRE与CRS EPRE的比率为ρ_A的符号。

CSI-RS和PMCH没有在服务小区的同一子帧中一起被配置。

当在帧结构类型2中配置四个CRS天线端口时，在UE中，没有配置在正常CP的情况下的属于集合[20-31](参见表3)或在扩展CP的情况下的集合[16-27](参见表4)的CSI-RS配置索引。

UE可以假定CSI-RS资源配置的CSI-RS天线端口具有相对于延迟扩展、多普勒扩展、多普勒频移、平均增益和平均延迟的QCL关系。

其中配置了发送模式10和QCL类型B的UE可以假定与CSI-RS资源配置对应的天线端口0至3和与CSI-RS资源配置对应的天线端口15至22具有相对于多普勒扩展和多普勒频移的QCL关系。

在其中配置了发送模式1至9的UE的情况下，可以相对于UE中的服务小区配置一个ZP CSI-RS资源配置。在其中配置了发送模式10的UE的情况下，可以相对于UE中的服务小区配置一个或更多个ZP CSI-RS资源配置。

可以通过较高层信令配置用于ZP CSI-RS资源配置的以下参数。

-ZP CSI-RS配置(zeroTxPowerResourceConfigList)(参见表3和表4)：用于零功率CSI-RS配置的参数

-ZP CSI-RS子帧配置(eroTxPowerSubframeConfig，即，I_CSI-RS)(参见表5)：用于在其中将发送零功率CSI-RS的子帧时段和/或偏移的参数

ZP CSI-RS和PMCH没有在服务小区的同一子帧中一起被配置。

在其中配置了发送模式10的UE的情况下，可以相对于服务小区配置一个或更多个信道状态信息－干扰测量(CSI-IM)资源配置。

可以通过较高层信令配置用于每个CSI-IM资源配置的以下参数。

-ZP CSI-RS配置(参见表3和表4)

-ZP CSI-RS子帧配置(I_CSI-RS)(参见表5)

CSI-IM资源配置与所配置的ZP CSI-RS资源配置中的任一个相同。

CSI-IM资源和PMCH没有在服务小区的同一子帧中一起被配置。

大规模MIMO

具有多个天线的MIMO系统可以被称为大规模MIMO系统，并且作为用于提高频谱效率、能量效率和处理复杂性的手段而受到关注。

最近，已经讨论了大规模MIMO系统，以便满足3GPP中对未来移动通信系统的频谱效率的要求。大规模MIMO也被称为全维MIMO(FD-MIMO)。

LTE版本12和随后的无线通信系统考虑引入有源天线系统(AAS)。

与其中能够调整信号的相位和幅值的放大器与天线分离的常规无源天线系统不同，AAS按照每个天线包括诸如放大器这样的有源元件的方式来配置。

AAS不需要额外的线缆、连接器和用于连接放大器和天线的硬件，并因此具有高能效和低操作成本。具体地，AAS支持每个天线的电子束控制，并因此能够在考虑到波束方向和波束宽度或3D波束图案的情况下实现用于形成精确的波束图案的增强MIMO。

随着诸如AAS这样的增强天线系统的引入，还考虑了具有多个输入/输出天线和多维天线结构的大规模MIMO。例如，当形成2D天线阵列而不是常规的线性天线阵列时，能够使用AAS的有源天线来形成3D波束图案。

图10例示了在可应用本公开的无线通信系统中的具有64个天线元件的2D AAS。

图10例示了普通的2D天线阵列。可以考虑如图10所述的其中Nt＝Nv·Nh个天线以正方形形式排列的情况。这里，Nh表示水平方向上的天线列数，Nv表示垂直方向上的天线行数。

当使用上述2D天线阵列时，可以在垂直方向(仰角)和水平方向(方位角)上控制无线电波，以控制3D空间中的发送波束。这种类型的波长控制机制可被称为3D波束成形。

图11例示了在可应用本公开的无线通信系统中的其中eNB或UE具有能够形成基于AAS的3D波束成形的多个发送/接收天线的系统。

图11图示了上述示例并且例示了使用2D天线阵列(即，2D-AAS)的3D MIMO系统。

从发射天线的角度来看，当使用3D波束图案时，可以执行在波束的垂直方向以及水平方向上的准静态或动态波束成形。例如，可以考虑垂直方向上的诸如扇区形成这样的应用。

从接收天线的角度来看，当使用大规模接收天线来形成接收波束时，可以预期根据天线阵列增益的信号功率增加效果。因此，在上行链路的情况下，eNB可以通过多个天线接收从UE发送的信号，并且UE可以在考虑到大规模接收天线的增益的情况下将其发送功率设置为非常低的水平。

图12例示了在可应用本公开的无线通信系统中的具有交叉极化的2D天线系统。

考虑极化的2D平面天线阵列模型可如图12所示来图式化。

与使用无源天线的常规MIMO系统不同，基于有源天线的系统可以通过对附接到(或包括在)每个天线元件的有源元件(例如，放大器)施加权重来动态地控制天线元件的增益。由于辐射图案取决于诸如天线元件的数目和天线间隔这样的天线布置，因此天线系统可以在天线元件级进行建模。

如图12中所示的天线布置模型可以由与表征天线布置结构的参数对应的(M,N,P)表示。

M表示在每列中(即，在垂直方向上)具有相同极化的天线元件的数目(即，在每列中具有+45°倾斜的天线元件的数目或在每列中具有-45°倾斜的天线元件的数目)。

N表示水平方向上的列数(即，水平方向上的天线元件的数目)。

P表示极化的维数。在如图12所示的交叉极化的情况下，P＝2，而在同极化的情况下，P＝1。

天线端口可以被映射到物理天线元件。天线端口可以由与其相关联的参考信号限定。例如，天线端口0可以与小区特定参考信号(CRS)相关联，并且天线端口6可以与LTE系统中的定位参考信号(PRS)相关联。

例如，天线端口和物理天线元件可以是一对一映射的。这可以与其中单个交叉极化天线元件被用于下行链路MIMO或下行链路发射分集的情况对应。例如，天线端口0可被映射到单个物理天线元件，而天线端口1可被映射到另一物理天线元件。在这种情况下，就UE而言，存在两个下行链路传输。一个下行链路传输与天线端口0的参考信号相关联，而另一个下行链路传输与天线端口1的参考信号相关联。

另选地，单个天线端口可被映射到多个物理天线元件。这可以与其中单个天线端口被用于波束成形的情况对应。波束成形可以通过使用多个物理天线元件而使下行链路传输被定向到特定UE。这通常可以使用由多个交叉极化天线元件的多个列组成的天线阵列来实现。在这种情况下，就UE而言，存在从单个天线端口导出的单个下行链路传输。一个下行链路传输与天线端口0的CRS相关联，另一个下行链路传输与天线端口1的CRS相关联。

也就是说，天线端口表示关于UE的下行链路传输，而不是来自eNB中的物理天线元件的实质下行链路传输。

另选地，多个天线端口可被用于下行链路传输，并且每个天线端口可以是多个物理天线端口。这可以与其中天线布置被用于下行链路MIMO或下行链路分集的情况对应。例如，天线端口0可被映射到多个物理天线端口，天线端口1可被映射到多个物理天线端口。在这种情况下，就UE而言，存在两个下行链路传输。一个下行链路传输与天线端口0的参考信号相关联，另一个下行链路传输与天线端口1的参考信号相关联。

在FD-MIMO中，数据流的MIMO预编码可以经历天线端口虚拟化、收发器单元(TXRU)虚拟化和天线元件图案。

在天线端口虚拟化中，天线端口上的流在TXRU上被预编码。在TXRU虚拟化中，TXRU信号在天线元件上被预编码。在天线元件图案中，从天线元件辐射的信号可以具有方向增益图案。

在常规的收发器建模中，假设天线端口和TXRU之间的静态一对一映射，并且TXRU虚拟化效果被整合到包括TXRU虚拟化和天线元件图案这两个效果的(TXRU)天线图案中。

可以通过频率选择性方法来执行天线端口虚拟化。在LTE中，定义天线端口以及参考信号(或导频)。例如，为了传输在天线端口上预编码的数据，在与用于数据信号的带宽相同的带宽中发送DMRS，并且通过相同的预编码器(或相同的TXRU虚拟化预编码)对DMRS和数据信号二者进行预编码。对于CSI测量，通过多个天线端口发送CSI-RS。在CSI-RS传输中，表征CSI-RS端口和TXRU之间的映射的预编码器可以被设计为本征矩阵，使得UE能够估计用于数据预编码向量的TXRU虚拟化预编码矩阵。

作为TXRU虚拟化方法，讨论了1D TXRU虚拟化和2D TXRU虚拟化，下面将参照附图对其进行描述。

图13例示了可应用本公开的无线通信系统中的收发器单元模型。

在1D TXRU虚拟化中，M_TXRU TXRU与具有相同极化的单列天线布置中的M个天线元件相关联。

在2D TXRU虚拟化中，与图12的天线布置模型(M,N,P)对应的TXRU模型可以由(M_TXRU,N,P)表示。这里，M_TXRU表示存在于同一列中并且具有相同的极化的2D TXRU的数目，并且总是M_TXRU≤M。也就是说，TXRU的总数是M_TXRU×N×P。

TXRU虚拟化模型可以根据天线元件和TXRU之间的相关性被划分为TXRU虚拟化模型选项-1：如图13的(a)所示的子阵列分区模型；以及TXRU虚拟化模型选项-2：如图13的(b)所示的全连接模型。

参照图13的(a)，在子阵列分区模型的情况下，天线元件被划分为多个天线元件组，并且每个TXRU连接到这些组中的一个组。

参照图13的(b)，在全连接模型的情况下，多个TXRU信号被组合并传送到单个天线元件(或天线元件阵列)。

在图13中，q是单列中的M个同极化天线元件的传输信号向量，w是宽带TXRU虚拟化权重向量，W是宽带TXRU虚拟化权重矩阵，并且x是M_TXRU TXRU的信号向量。

这里，天线端口和TXRU之间的映射可以是1对1映射或者1对多映射。

图13示出了TXRU与天线元件映射的示例，并且本公开不限于此。本公开同样可应用于在硬件方面以各种方式实现的天线元件和TXRU之间的映射。

OFDM参数集

随着越来越多的通信装置需要更大的通信容量，需要与现有的无线电接入技术(RAT)相比改进的移动宽带通信。另外，通过连接许多装置和对象随时随地提供各种服务的大规模机器型通信(MTC)也是下一代通信中要考虑的主要问题之一。另外，在下一代通信中，正在讨论在考虑服务/UE对可靠性和时延敏感的通信系统设计。讨论了引入考虑增强的移动宽带通信、大规模MTC、超可靠低时延通信(URLLC)的下一代无线电接入技术，并且在本公开中，该技术被称为新RAT。

下文中，在本说明书中，该技术可以被称为应用NR的无线电接入网络(RAN)，并且可以被称为NG-RAN(新一代RAN)或gNB，并且可以被统称为基站。

自包含子帧结构

为了使TDD系统中数据发送的时延最小化，第五代新RAT考虑如图14中例示的其中控制信道和数据信道被时分复用(TDM)的自包含子帧结构。

在图14中，阴影区域指示用于DCI传送的物理信道(例如，PDCCH)的发送区域，并且黑色部分指示用于上行链路控制信息(UCI)传送的物理信道(例如，PUCCH)的发送区域。

eNB经由DCI向UE传送的控制信息可以包括关于UE应该知道的小区配置的信息、诸如DL调度这样的DL特定信息和/或诸如UL许可这样的UL特定信息。另外，UE经由UCI向eNB传送的控制信息可以包括针对DL数据的HARQ的ACK/NACK报告、针对DL信道状态的CSI报告和/或调度请求(SR)。

在图14中，未标记区域可以被用作下行链路数据的物理信道(例如，PDSCH)发送区域和/或被用作上行链路数据的物理(例如，PUSCH)发送区域。这种结构的特征在于，在一个子帧(SF)中依次执行DL发送和UL发送，并且在对应的SF中发送DL数据，并且可以接收ULACK/NACK。结果，根据这种结构，当出现数据发送错误时重新发送数据所花费的时间较少，由此使最终数据传送的时延最小化。

在这种自包含子帧结构中，为了进行从发送模式到接收模式或从接收模式到发送模式的转换处理，需要eNB和UE之间有时间间隙。为此，在子帧结构中从DL切换到UL时的一些OFDM符号可以被配置为保护时段(GP)，并且这种子帧类型可以被称为“自包含SF”。

模拟波束成形

在毫米波(mmW)中，波长被缩短，使得多个天线元件可以被安装在同一区域中。也就是说，总共64个天线元件可以以0.5λ(即，波长)间隔在30Ghz频带内的波长为1cm的5×5cm(另选地，5乘以5cm)的面板上按二维阵列安装。因此，在mmW中，可以通过使用多个天线元件来增大波束成形(BF)增益，以增加覆盖范围或者增加吞吐量。

在这种情况下，如果提供收发器单元(TXRU)使得可以针对每个天线元件调整发送功率和相位，则能够针对每个频率资源进行独立的波束成形。然而，当TXRU被安装在所有100个天线元件上时，存在就成本而言效率劣化的问题。因此，考虑将多个天线元件映射到一个TXRU并且使用模拟相移器来调整波束的方向的方法。这种模拟波束成形方法的缺点在于，不能通过在所有频带中仅形成一个波束方向来执行频率选择性波束成形。

可以考虑B个TXRU与不到Q个天线元件的混合BF，TXRU是数字BF和模拟BF的中间形式。在这种情况下，虽然存在取决于B个TXRU与Q个天线元件的连接方法的差异，但是能同时发送的波束的方向的数目限于B个或更少。

另外，在新RAT系统中，当使用多根天线时，出现了组合数字波束成形与模拟波束成形的混合波束成形技术。在这种情况下，模拟波束成形(或射频(RF)波束成形)意指在RF级执行预编码(或组合)的操作。在混合波束成形中，基带级和RF级中的每一个执行预编码(或组合)，由此减少RF链的数目和数字(D)/模拟(A)转换器的数目并且实现接近数字波束成形的性能。为了方便描述，混合波束成形结构可以用N个收发器单元(TXRU)和M根物理天线表示。然后，将由发送器发送的L个数据层的数字波束成形可以用N×L矩阵表示，然后转换后的N个数字信号经由TXRU被转换成模拟信号，然后应用由M×N矩阵表示的模拟波束成形。

图15是例示了可以应用本说明书的无线通信系统中的从TXRU角度看的混合波束成形结构和物理天线的图。

在图15中，例示了数字波束的数目为L并且模拟波束的数目为N的情况。

在新RAT系统中，考虑的是它的设计方向，使得BS能以符号为单位改变模拟波束成形以支持针对处于特定区域中的UE进行更高效的波束成形。此外，在图15中，当N个特定TXRU和M个特定RF天线被限定为一个天线面板时，在新RAT系统中还考虑引入能够独立混合波束成形的多个天线面板的方案。

当eNB使用多个模拟波束时，有利于信号接收的模拟信号可以对于每个UE是不同的，结果，考虑波束扫描操作，这使得所有UE通过至少相对于同步信号、系统信息、寻呼等改变eNB将针对特定子帧(SF)中的每个符号应用的多个模拟波束而能够具有接收机会。

在图16中，在新RAT中按广播方案发送系统信息的物理资源(或物理信道)被称为物理广播信道(xPBCH)。

参照图16，属于不同的天线面板的模拟波束能在一个符号中被同时发送。为了测量针对每个模拟波束的信道，讨论了引入波束RS(BRS)的方法，BRS是如图6中所示的其中应用并发送单个模拟波束(对应于特定天线面板)的参考信号(RS)。可以针对多个天线端口限定BRS，并且BRS的每个天线端口可以对应于单个模拟波束。在这种情况下，与BRS不同，能发送同步信号或xPBCH，模拟波束组中的所有模拟波束都被应用于该同步信号或xPBCH，以便被随机UE很好地接收。

无线电资源管理(RRM)测量

LTE系统支持用于功率控制、调度、小区搜索、小区重选、切换、无线电链路或连接监测、连接建立/重建等的RRM操作。服务小区可以向UE请求RRM测量信息，RRM测量信息是用于执行RRM操作的测量值。代表性地，在LTE系统中，UE可以测量/获取包括每个小区的小区搜索信息、参考信号接收功率(RSRP)、参考信号接收质量(RSRQ)等的信息，并且将所测量的信息报告给eNB。具体地，在LTE系统中，UE从服务小区接收测量配置(“measConfig”)作为用于RRM测量的较高层信号。UE根据“measConfig”的信息测量RSRP或RSRQ。这里，根据LTE系统的TS 36.214文献的RSRP、RSRQ和接收信号强度指示符(RSSI)的定义如下。

1)RSRP

参考信号接收功率(RSRP)被定义为在所考虑的测量频率带宽内传送小区特定RS(CRS)的资源元素的功率贡献([W])的线性平均值。为了确定RSRP，应当使用根据TS 36.211[3]的小区特定参考信号R0。当UE能可靠地检测到R1可用时，UE可以通过使用除了R0之外的R1来确定RSRP。

RSRP的参考点应当是UE的天线连接器。

当UE使用接收器分集时，所报告的值不需要小于对应于随机个体分集分支的RSRP。

2)RSRQ

参考信号接收质量(RSRQ)被定义为比率N×RSRP/(E-UTRA载波RSSI)(即，E-UTRA载波RSSI与N×RSRP)，并且N表示E-UTRA载波RSSI测量带宽的RB的数目。分子和分母中的测量值应当在资源块的同一集合内进行。

E-UTRA载波接收信号强度指示符(RSSI)可以包括UE在测量带宽中仅在包含用于天线端口0的参考符号的OFDM符号中观察/测量的总接收功率(单位[W])在来自所有源的N个资源块内的线性平均值，这些源包括共信道服务和非服务小区、信道干扰、热噪声等。当较高层信令表示用于执行RSRQ测量的特殊子帧时，针对所指示的子帧中的所有OFDM符号测量RSSI。

RSRP的参考点应当是UE的天线连接器。

当UE使用接收器分集时，所报告的值不需要小于对应于随机个体分集分支的RSRQ。

3)RSSI

RSSI可以对应于接收到的宽带功率，包括热噪声和在接收器脉冲整形滤波器定义的带宽内在接收器处产生的噪声。

测量RSSI的参考点应该是UE的天线连接器。

当UE使用接收器分集时，所报告的值不需要小于对应于随机个体接收天线分支的UTRA载波RSSI。

根据此定义，可以允许在LTE系统中操作的UE在帧内频率测量的情况下通过与按系统信息块类型3(SIB3)发送的所允许的测量带宽相关的信息元素(IE)并且在帧间频率测量的情况下通过与按系统信息块类型5(SIB5)发送的所允许的测量带宽在与6、15、25、50、75和100个资源块(RB)中的一个对应的带宽中测量RSRP。另选地，在没有此IE的情况下，UE可以默认在整个下行链路(DL)系统的频带中执行测量。在这种情况下，当UE接收到所允许的测量带宽时，UE可以将对应的值视为最大测量带宽，并且在对应的带宽/值内任意地测量RSRP的值。然而，当服务小区发送被定义为WB-RSRQ的IE并且所允许的测量带宽被设置为50RB或更大时，UE需要计算针对整个所允许的测量带宽的RSRP值。此外，根据RSSI带宽的定义，可以在UE的接收器的频带中测量RSSI。

图17例示了可以应用本公开的面板天线阵列。

参照图17，每个面板天线阵列可以由作为水平域的Mg面板和作为垂直域的Ng面板构成，并且每一个面板可以由M列和N行构成。特别地，在该图中，基于交叉极化(X-pol)天线例示了面板。因此，图17中的天线元件的总数可以是2×M×N×Mg×Ng。

设计高分辨率码本的方法

-下面将针对类型II信道状态信息(CSI)类别I描述技术规范(TS)38.802。

双阶段W＝W1·W2码本

W1包括从2D离散傅里叶变换(DFT)波束获得的一组L个正交波束。从由过采样的2DDFT波束构成的基中选择一组L个波束。L∈{2,3,4,6}(可以配置L)并且执行针对宽带的波束选择。

W2:L波束在具有公共W1的W2中组合。向相位量化的子带报告波束组合系数。可以选择正交相移键控(QPSK)和8相移键控(PSK)相关信息量化中的任一个。

-以下针对类型II CSI类别II描述技术报告(TR)。

针对长期和宽带执行信道协方差矩阵的反馈。由UE报告协方差矩阵的量化/压缩版本。量化/压缩是基于M个正交基向量的。该报告可以包括一组系数和M个基向量的指示符。

-对于W1：

针对正交基，选择一组最多八个均匀间隔的正交波束，并且从该组中选择两个波束。针对宽带执行非等增益组合(2比特)。针对宽带选择两个波束。

-对于W2：

使用QPSK来在W2中组合波束。在层之间应用独立编码。

-用下式15表示W1和W2。

[式15]

-对于秩1：并且/>

-对于秩2：并且/>

-c_r，l＝[c_r，l，0，...，c_r，l，L-1]^T，r＝0，1，l＝0，1

·

在式15中，L(＝2)表示波束的数目。表示来自过采样网格(这里，k₁＝0，1，...N₁O₁-1,k₂＝0，1，...N₂O₂-1)的2D DFT波束。N₁和N₂分别表示第一维和第二维的天线端口的数目。O₁和O₂分别表示第一维和第二维的过采样因子。pi(0≤p_i≤1)表示针对波束i的波束功率调节/缩放因子。c_r，l，i表示波束I、偏振r和层r上的波束组合系数。

i)W波束选择

-O₁＝O₂＝4(如果N₂＝1，则O₂＝1)

-2N₁N₂∈{4,8,12,16,20,24,28,32}

-前导(较强)波束索引：k₁^(0)＝0,1,...,N₁O₁-1；k₂^(0)＝0,1,...,N₂O₂-1

-第二(较弱)波束索引：k₁^(1)＝k₁^(0)+O1d1；k₂^(1)＝k₂^(0)+O₂d₂；d₁∈{0,...,min(N₁,L₁)-1}，d2∈{0,...,min(N₂,L₂)-1}；(d1，d2)≠(0,0)；这里，如下地定义L₁和L₂。

如果N₁≥N₂且N₂≠1，则L₁＝4且L₂＝2；如果N₁<N₂且N₁≠1，则L₂＝4且L1＝2；并且如果N₂＝1，则L₁＝8和L₂＝1。

ii)W1波束功率

-用2比特量化第二波束功率。

-p₀＝1，

iii)W2

-连续地，c_0,0,0＝c_0,1,0＝1

-C_r,l,i∈{1,j,-1,-j},

iv)码本有效载荷

当N₁＝N₂＝4时，W1开销如下，并且当总结一个子带时，以下在表6中描述一个子带。

-指示前导波束的开销：

-指示第二波束的开销：

-较弱波束的相对功率：2比特

下表6示出了在N₁＝N₂＝4的情况下相对于一个子带的每个秩的W1和W2开销。

[表6]

秩	W1(比特)	W2(比特)
			1	13	6
2	13	12

参照表6，如上所述，W1需要13比特而与秩无关，W2根据秩而需要6比特(即，c_0,0,0＝1，因此不需要比特，对于c_1,0,0，c_0,0,1和c_1,0,1中的每一个有2比特)或12比特(即c_0,0,0＝c_0,1,0＝1，因此不需要比特，对于c_1,0,0、c_0,0,1、c_1,0,1、c_1,1,0,、c_0,1,1和c_1,1,1中的每一个有2比特)。这是因为，在W1的情况下，与层无关地应用一样的功率系数，并且在W2的情况下，向每层独立地应用同相。特别地，在W2的情况下，i22的相位分量和i23的同相分量可以被组合并且表示为一个同相分量。

在诸如新无线电接入技术(NR)这样的环境中，考虑诸如线性组合(LC)和协方差反馈这样的高分辨率反馈，以期更准确的CSI反馈。

在基于隐式的LC码本的情况下，为了使其性能最大化，还考虑依据子带(SB)来组合(即，幅度和/或相位)波束。在这种情况下，即使要组合两个波束，根据耦合系数的分辨率，也至少需要6比特(秩1)。因此，所报告的总反馈大小根据要组合的波束数目、所组合的系数的粒度、SB大小等而线性增加，这在设计反馈链时造成大的负担。本公开提出了用于降低SB报告的反馈开销的码本设计方法。

如以上在图17中例示的，NR支持多面板功能，但是在本公开中，为了便于描述，通过假定单个面板来描述本公开。然而，这是为了便于描述，并且本公开甚至可以以相同的方案应用于多个面板。

下文中，在对本公开的描述中，为了便于描述，在2D天线阵列中，第一维度/域主要被称为水平维度/域，并且第二维度/域主要被称为垂直维度/域，但是本公开不限于此。

另外，下文中，在描述本公开时，除非另有描述，否则在相应式中使用的相同变量可以用相同符号来表示并且可以被相同地解释。

另外，下文中，在描述本公开时，波束可以被解释为用于生成对应波束的预编码矩阵(另选地，预编码向量或码字)，并且波束组可以被解释为与预编码矩阵的集合(另选地，预编码向量的集合)相同的含义。

首先，如下式16中定义要施加到一个面板中的2D天线阵列的2D DFT波束。在此，m_1和m_2分别表示第一域和第二域的1D-DFT码本的索引。

[式16]

在式16中，N_1和N_2分别表示面板中的第一域和第二域中的每个极化(pol)的天线端口的数目。o_1和o_2分别表示面板中的第一域和第二域中的过采样因子。另外，并且/>

在式16的情况下，首先针对N_2域执行端口索引，但是本公开不限于此，并且即使当针对N_1域首先执行端口索引时，本公开可以显而易见得以扩展。

频率轴的频率选择性与多径信道响应关联。通常，当由多个路径引起的延迟大时，将出现频率选择性的概率增加。

时间轴上的延迟可以被解释为频率轴上的相位改变，并且频率轴上的相位改变可以被表示为频率的函数。例如，频率轴上的相位改变可以被表示为exp(-j2πkδ)。这里，k表示与频率对应的索引(例如，子载波索引或子带索引)，并且增量(δ)可以被解释为表示频率相位改变程度的系数。

在本公开中，通过使用上述原理，在配置线性组合码本时，UE针对依据宽带(和/或长期)线性组合的波束中的每一个附加地报告相变值(δ)，以按上述频率的函数与相变值(δ)的乘积的形式在SB方面对波束组合进行补偿。结果，根据本公开的实施方式，由于每个子带的(相位和/或幅度)线性组合，带来反馈比特可能显著减少的效果。

首先，将描述配置LC码本的方法。

在双码本结构中，可以如下地配置W1。

可以如下式17中所示地定义W1。

[式17]

如式17中所示，W1具有凸对角矩阵的形式，这里，b_i,l(l＝1,...,L)对应于由上式16定义的2D/1D DFT波束。

在此，L表示被线性组合的波束的数目，并且该值可以被表示为例如L＝2、3、4等。可以在eNB与UE之间预先约定L值，或者eNB可以通过较高层信令(例如，RRC或MAC控制元素(CE))将L值告知UE。另选地，UE可以将关于L值的信息反馈回eNB。

图18例示了在前导波束索引(i_11＝0且i_12＝0)中针对N_1＝和N_2＝2的一组正交波束。

在W1中，可以用如图18中例示的正交基来计算构成每个块正交矩阵B_i的波束。换句话说，可以从由与给定前导波束索引(例如，对应于LTE码本的i_11和i_12)正交的(N1·N2-1)个波束构成的N_1·N_2正交基集或其子集中选择L个波束。

在本公开中，为了便于描述，首先描述B₁＝B₂＝B的情况。

构成W1的元素可以通过前导波束选择、组合波束选择(例如，从N_1·N_2个波束中选择L-1个波束)、功率系数指示符和上述每个波束的相位改变值δ来构成。然后，可以如下式18中所示地配置构成B的元素

[式18]

在式18中，b₁表示前导波束，并且b_l(l＝2,...,L)表示与前导波束组合的波束(这可以被称为组合波束)。p_l表示基于前导波束的功率(与之相比)的相对波束功率，并且预先在UE与eNB之间约定了诸如这样的值，或者eNB可以通过较高层信令(例如，RRC或MAC CE)将功率设置值的粒度告知UE。另选地，UE可以将关于功率设置值的粒度的信息反馈给eNB。这里，功率信息可以根据层/极化而变化。

在上式18中，可以如下式19中所示地定义相变值的变量。

[式19]

在式19中，可以如下地定义构成δ_l的变量。

eNB可以通过较高层信令(例如，RRC或MAC CE)将η值告知UE，或者可以根据参数集使用预先约定的值。

另选地，可以将η值设置成{128,256,512,1024,2048,4096}中的满足的最小值。这里，/>分别表示配置用于CSI报告的资源块的数目(RB)和每个所配置的RB的子载波的数目，并且最终，/>表示配置用于CSI报告的带宽(BW)中的子载波的数目。/>

另选地，eNB可以针对UE配置快速傅里叶变换(FFT)大小，或者UE可以附加地向eNB报告FFT大小。

在式19中，作为(FFT大小)的过采样值的υ的值可以具有特定整数值(例如，1、2、4、...)(可以具有系统参数的性质，而不管特定波束如何)，并且可以根据参数集(即，与参数集链接)自动地配置该值或者可以由eNB针对UE配置该值。

最后，在式19中，λ_l是与针对每个波束所配置的带宽(BW)中的相位改变速度相关的值，并且例如，λ_l＝2可以意指在所配置的带宽中第1个波束的的相位改变了4pi(π)。该λ_l值可以具有特定整数值(例如，1、2、4、…)，并且可以由eNB针对UE配置该值，或者可以针对UE可以具有λ_l值的集中的每个波束向eNB反馈该值。

作为上式19的值的估计方案的一个实施方式，当UE将每个子载波或RB表示的信道定义为/>时，用于线性组合的基矩阵W1被投影到H(k)，以获得每个子载波或RB所表示的值。

[式20]

在这种情况下，可以通过单值分解(SVD)函数来计算每个信道的特征向量，如上式20中所示。在式20中，U和V表示酉矩阵，并且表示其中对角元素为特征值的对角矩阵。这里，信道H_k的秩1所表示的信道可以被表示为v_k1的特征向量(如果秩为R，则第r层可以采用第r特征向量(v_kr)。)。

[式21]

c_k＝(W₁ ^HW₁)^-1W₁ ^Hv_k1

因此，可以通过使用诸如式21这样的式将信道值投影到用于波束组合的基来计算与每个波束的相位对应的项。

在式21中，作为与第k信道的每个波束的相位和幅度对应的值的c_k可以被表示为下式22。

[式22]

如下式23中所示相对地表示前导波束。

另选地，假定最佳波束(在先前的示例中，最佳优选波束)被重新排序，使得第一波束或最佳波束先到，或者当每种偏振具有不同的功率时，偏振顺序可以根据哪个偏振前导波束大(其可以已知为1比特)而改变。

[式23]

在式23中，极化顺序可以被表示为和/>因此，如下式24中所示地表示极化顺序。

[式24]

这里，为了方便表述，N_RB被表示为RB的数目，但是可以被解释为频率轴上使用的样本的数目。通过对式24的每第l行应用快速傅里叶逆变换(IFFT)，如果找到了时域中具有最大峰值的索引，则该发现对应于可以如下式25所示地计算出的索引中的时域的最大延迟。

[式25]

另外，可以将对应时域索引的复标量值的幅度和相位值分别计算为第1波束的ρ_l和ε_l。

另外，可以使用以下方案：为了反馈以上的值，将δ_l值本身量化或者报告FFT大小(可以是预先在UE和eNB之间约定的或者可以由UE针对UE配置的或者被UE报告给eNB)和索引。另外，还可以用UE预先约定(或配置)的粒度量化并反馈ρ_l和ε_l值。因此，表示方案对应于将值独立地反馈到极化的方案。在上式中，描述了计算针对的结构(即，针对每个极化具有不同波束组的情况)的2L个波束的延迟参数的方案，但是可以根据以下将描述的码本配置方案来计算一个极化，然后可以通过诸如同相等这样的操作来计算反向极化的波束组合。

可以如下地定义/配置式18中的其余参数。

如上所述，k索引是与用于SB报告的频率对应的索引值，并且可以被配置用于可以不另外报告的给定的子载波或SB。

ε_l表示第l波束的相位偏移值，例如，如同或/>每个波束的相位偏移可以被配置为具有诸如QPSK、8PSK等这样的值。另选地，能通过忽略相位偏移(即，将其配置为0)来降低反馈开销。另选地，为了减少反馈比特，UE可以报告前导波束的偏移与第二波束和第三波束的偏移等之差。即，例如，当假定前导波束的偏移为3比特反馈时，可以以比3比特反馈小的粒度(例如，1比特反馈)执行差分。

作为上述方案，提供了通过假定针对与每个基对应的每个2L DFT波束存在一个支配延迟来配置码本的方法。然而，如图19中例示的，在频率选择性上，同一波束可能经历由于诸如因障碍物引起的衍射/折射这样的现象而引起的不同延迟，并且能被UE接收。当波束是其接收强度为主导的波束时，如果仅考虑一个支配延迟，则UE仅利用接收波束的功率的一部分来配置码本，因此预计性能下降。

因此，本公开的实施方式提出了在考虑对应于每个基的波束的功率的大部分来配置码本的方案。

为此目的，如下式26中再次表示首先提出的码本的大体配置方案。

[式26]

其中，

在式26中，用下式27表示第k子载波(或RB索引)的秩1码本的结构。

[式27]

另选地，如下等式28中一样，将结构划分成相对大小的前导波束。

[式28]

这里，对应于被除以前导波束参数的参数。

尽管以上描述主要侧重于秩1，但是在秩＞1的情况下，可以针对每层独立地计算以上结构，以配置码本。这是为了更好地使用码本来反映信道的特性。

-方案1：选择N个强波束，这N个强波束包括具有不同延迟的相同波束(这里，可以在不顾忌2L的情况下配置N。即，N可以被配置为小于2L或大于2L。)

当使用以上方案时，可以如式29中一样地表示结构。

[式29]

这里，该结构可以包括归一化成上述的前波束或最佳波束以便减少反馈量的情况。在式29中，S表示其中2L个波束被映射到N个波束的矩阵。即，在下式30中示出矩阵。

[式30]

在式30中，作为仅第j个元素为1的选择向量的e_j意指当考虑每个波束的所有延迟时作为s_i∈{1,2,...,2L}(i＝1,...,N)的第i优选波束的索引。

例如，如果考虑64个IFFT，则针对每个波束提供64个延迟抽头，并且可以表示总共2L×64(波束，延迟)对中的第i优选波束的索引。在L＝2且N＝2的情况下，当UE计算/选择第一波束的第二抽头和第十抽头作为最优选波束时，可以计算最优先波束和

-方案1-1：在上述方案1的情况下，随着L和N的值增大，关于选择N个最佳波束的信息的反馈可能成为问题。即，存在应该反馈(2L)^N的情况数目的问题。

因此，为了解决该问题，UE可以选择并反馈每波束按W个连续或特定的规则选择的抽头的数目。当大多数功率集中在最大延迟抽头附近时，这种情况可能是有效的。另选地，当通过过采样对IFFT进行极大过采样时，反射信号功率中的大部分可能是有利的。

图20例示了通过频域样本的IFFT获得的时域信号，并且虚线箭头201示出了最大延迟。在这种情况下，当应该取甚至包括两侧的三个抽头的样本(即，W＝3)而不是仅取与和虚线箭头201对应的抽头对应的样本时，能更精确地解码频域的样本。在这种情况下，如果仅反馈与每个波束的最佳抽头对应的一个索引，则可以计算针对W-1个其余抽头的即使在这种情况下，p_l,ε_l的值也需要被单独反馈到eNB。因此，eNB可以配置UE是否反馈关于W的大小的信息(即，每波束多少个抽头反馈给eNB或将根据哪些W抽头进行选择)。在多个W的情况下，UE测量信道，并且当延迟扩展大时，反馈较大的W，或者当延迟扩展小时，反馈较小的W值。此时，W的大小也可以被反馈给eNB。结果，能有效地降低反馈的开销。

-方案2：针对K个强波束反馈W个延迟抽头并且针对2L-K个波束反馈1个最大延迟抽头的方案

该方案是适当地反映反馈开销和性能权衡的有效方案，并且应用了以下原理：通过特定主导波束确定最频繁选择性，并且这种性质更好地适于具有较强直线度的毫米波(mmwave)。可以通过上述方案来计算除了选择K个强波束的方案之外的参数。

可以通过置换来指示选择K个强波束的方案。即，当K＝2时，UE可以将与对应于2L×(2L-1)的全部情况的数目对应的信息反馈给eNB，并且将该信息告知eNB。另选地，如果正交基以主导波束的顺序布置，则可以省略针对上述K个附加波束指示的反馈。另外，UE可以附加地反馈关于K值的信息(可以通过UE测量信道并且测量信道与构成基的波束的相关性来计算K值，或者当所报告的p_l值超过特定值(例如，0.5)时，该信息可以被视为主导波束)，或者可以预先与eNB约定K值。另选地，不顾及B₁＝B₂,B₁≠B₂，可能存在功率集中在针对特定信道的特定极化中的情况。如果针对每个极化对准基，则对于最佳波束选择(从基中)，UE可以附加地通过使用针对最佳波束选择(基)的1比特来将哪个极化(H倾斜或V倾斜)占优势告知eNB。

eNB可以通过较高层信令将要使用以上所提出的方案当中的哪一种方案告知UE。

到目前为止，已提出了针对每个极化独立地计算延迟参数的方案。在这种情况下，UE应该针对2L-1(或者在提议1的情况下，N-1)个波束将参数反馈给eNB。为了有效地降低这种反馈的开销，下面将描述使用LTE码本结构来配置码本的方案。

W2可能起到由W1配置的波束合并和同相的作用。然后，可以如下式31中所示地配置秩1码本。

[式31]

其中，φ_n∈{1，j，-1，-j}或8 PSK，l_L是长度为L的全1向量。

在式31中，1_L具有L的长度并且是其中所有元素都为1的向量(全1向量)。例如，表示1₂＝[1 1]^T。然后，在下式32中示出最终的码本形式。

[式32]

(其中，p₁＝1)

在式32中，表示归一化项。另外，由于相位分量可以被表示为第一波束的相对值，因此可以配置δ₁＝0,ε₁＝0并且能减小其反馈量。

在秩2码本的情况下，可以考虑以下两种替代方案。

在下式33中示出替代方案1。

[式33]

φ_n∈{1，j}或/>

然后，在下式34中示出最终的码本形式。

[式34]

在式34中，表示归一化项。

在以上替代方案1的情况下，通过配置沃尔什码(Walsh-code)来设计秩2码本，以便减少反馈比特，同时通过使用秩1码本来确保正交性。当使用这种方案时，优点在于，与层1相比，反馈比特是恒定的或减少的(根据同相的粒度)。

在下式35中示出替代方案2。

[式35]

其中，φ_n∈{1，j，-1，-j}或8 PSK

在替代方案2的情况下，考虑针对每个层独立地配置线性组合的情况。在这种情况下，由于构成最终秩2码本的第1层和第2层的向量很有可能相差大，因此配置了较高的同相粒度。

可以通过配置W1的方案，以下针对每层独立地如下式36中所示地配置使用上述替代方案2设计秩2码本。

[式36]

在式36中，r＝1、2。

在r＝1的情况下，b₁ ⁽¹⁾的值表示衰落波束指数。然而，在b₁ ⁽²⁾的情况下，b₁ ⁽¹⁾可以按原样使用或者被独立地配置/应用。δ_l ^(r)可以被理解为根据b_l ^(r)配置的值。即，在特定b_l ^(r)波束中存在一个δ_l ^(r)值。可以针对列使用来归一化调节/缩放因子(即，最终码本的功率被归一化为1)。即，当使用以上替代方案2时，取决于层，不同地应用构成W1的波束(波束组/每个波束的功率)。在下式37中示出最终码本。

[式37]

在以上结构中，可以如下式38中所示应用独立地计算每个极化/层的参数的方案，并且这里，可以表示

[式38]

/>

为了高效反馈本公开中提出的码本，可以对被线性组合的总共2L个波束中的K个主导波束执行较高粒度参数量化。另选地，可以仅针对超过特定阈值(例如，功率水平)的波束索引通过量化来执行反馈。这里，可以通过较高层(例如，RRC)针对UE配置阈值和/或K，或者UE可以向eNB报告超过特定阈值的波束的数目。

当使用以上提出的方法时，可以通过使用诸如求平均这样的方法来计算SB CQI，并且可以使用按以RE级应用的PMI来向eNB报告SB CQI。

更具体地，UE的PMI估计操作如下。每个子载波(SB)所表示的信道被定义为这里，N_R和N_T分别表示UE和eNB的天线端口(或天线元件，下文中被统称为天线端口)。UE可以通过针对每个子载波使用H(k)来估计用于配置PMI的波束的数目(L和/或N和/或W的数目(延迟抽头的数目))、波束选择(前导波束+组合波束，或者波束阵列(例如，取决于波束功率的阵列)、取决于相对功率指示符p_l,频率的相变因子δ_l和每个波束的偏移ε_l等。另外，UE可以将表示WB的上述因子整体地或独立地反馈给eNB，并且eNB可以配置PMI。

另选地，UE可以向eNB报告用于配置PMI的上述因子的子集，并且eNB可以使用该信息来配置PMI(假定预先定义了其余信息)。

当使用以上提出的码本时，可以以RE/RB/SB级选择性地配置/应用PMI，并且还可以以相同的频率粒度报告对应的CQI。然而，在这种情况下，存在的缺点在于，CQI的有效载荷大小因频率粒度而增加。

因此，本公开提出了以SB或WB/部分频带(PB)为单位计算并报告CQI(例如，PB是多个PRB的集合)的方案。该单元是SB还是WB/PB可以被配置/应用成是可配置的。另选地，可以通过报告来自WB CQI的差分SB CQI(例如，1比特)来减少反馈量。

在使用所提出的方案的情况下，为了获得UE的CSI，仅配置部分频带并发送CSI-RS，并且即使假定数据在更宽的频带上发送，也在所配置的部分频带中估计波束选择(主导波束+组合波束)以及取决于相对功率指示符p_l,的相变因子δ_l和每个波束的偏移ε_l，以配置码本。另外，可以通过使用可缩放特性来估计发送数据的整个频带的PMI。

在所提出的方案的情况下，即使没有SB报告，也可以得知所配置的带宽的频率选择性。频率选择性可以被用于通过类A或B进行周期性/非周期性/半持久性CSI报告。另外，在诸如类A+B或类B+B这样的混合方案中，甚至可以将频率选择性用于针对每个SB或RB进行准确的信道反馈。

另外，层1和层2二者共享同一波束组，并且可以通过调节每层组合的相位(和/或幅度)改变的部分来配置码本，用下式49或式40来表示该过程。

[式39]

[式40]

B₁≠B₂的情况指示针对每个极化配置不同的波束组的情况。在这种情况下，反馈比特的数目可以被加倍，但是存在的优点在于，因为可以每个极化应用不同的波束组合，所以可以执行更复杂的反馈。B₁≠B₂可以与针对每层独立地配置码本的方法类似地广泛地应用。在B₁≠B₂的情况下，可以通过按原样使用上述W2配置方案来更精确地执行每个SB的同相报告。另选地，当不执行W2报告时，可以使用以下确定的W2(例如，对于秩1，对于秩2，/>)或/>

在所提出的码本(独立于层和/或类似于类A码本的设计)的情况下，由于量化误差，不能满足层之间的正交性。在这种情况下，出现性能损失。为了防止性能损失，本公开提出了添加通过上述配置方案计算码本并随后保持每层的正交性的处理过程。作为代表性方案，可以使用OR分解或Gram-Schmidt方案。下文中，将描述通过Gram-Schmidt方案进行的归一化方案。可以如下式41中地定义通过上式获取的两个层中的每一个。

[式41]

然后，u₁,u₂彼此正交。因此，可以如下式42中所示地配置最终的秩2码本。

[式42]

正交化处理甚至可以被扩展到秩2或更高，并且用下式43表示。

[式43]

在式43中，k表示第k层。通过以上方案进行正交化处理的信息不需要被另外报告给eNB。即，当UE向eNB报告用于配置式38的参数时，eNB可以使用所报告的参数来重构式38并且通过所提出的正交化处理来解码最终码本。

在这种情况下，由UE报告给eNB的CQI对应于使用经历正交化处理的最终码本计算出的CQI。即，在这种情况下，正交化处理对应于码本组件的默认元素，使得UE和eNB二者都可以约定执行正交化处理。如果UE向eNB附加地报告是否执行正交化(当不执行正交化时，CQI是在不进行正交化的情况下计算出的CQI)，或者当假定预定层为u_1时，UE可以附加地将是否执行正交化或使用哪种正交化方案反馈给eNB，或者UE和eNB可以预先彼此约定是否执行正交化或使用哪种正交化方案。

在所提出的码本的情况下，由于在具有大延迟扩展的环境中可能存在许多主导波束，因此优选的是,，提议中的2L或N(要合并的波束的数目)的值大。另选地，在具有有相对大选择性的参数集的系统的情况下，有利的是N的值大。可以根据参数集在UE和eNB之间预先将N的值约定为L或N的不同值，或者eNB可以按照参数集针对UE配置/应用N的值。另外，信道估计受到CSI-RS密度的影响，并且为了校正所得的性能，当CSI-RS密度低时，用于所提出的码本配置的FFT大小可以被配置为相对大于CSI-RS密度(>＝1RE/RB/端口)，或者可以配置/应用大的过采样，或者L或N的值和/或量化粒度(幅度和/或相位)被配置为相对大。

另选地，在具有大带宽的系统的情况下，即使将2L或N增大，由于延迟扩展，也可能难以正确地反映频率选择性。在这种情况下，通过将所配置的带宽划分成M(通常被称为子带组(SBG))，所提出的码本可以由一组SB或一组RB构成。此时，作为M的示例，可以配置/应用诸如M＝1、2、3这样的值。

图21是例示了根据本公开的实施方式的两个子带组的图。

图21例示了当配置所配置的带宽时配置两个SBG1和SBG2的情况。在这种情况下，可以根据两个SBG独立地应用所提出的码本。为了节省有效载荷，UE和eNB可以彼此约定每个SBG使用同一基。

为了使用上述正交基进行码本设计，端口数目X有利地大。然而，当端口数目小时，例如，当X＝2或4的情况下，或者不存在正交基或两个正交基的情况下，使用上述设计方案可能效率稍低。

在这种情况下，通过使用每个端口的延迟而不使用基来利用每个端口的延迟(即，表示不执行数字波束成形的每个端口的延迟，而非通过基配置的波束的延迟的概念)来配置码本可能是高效的。这是如下式44中表示的。

[式44]

码本配置例示了秩1，并且可以通过上述方案中的每层的类A类设计或独立设计来扩展和应用秩2或更高秩。下文中，δ_l,p_l,ε_l计算方案遵循上述方案之一。

eNB可以通过较高层信令将是否要使用逐端口码本配置方案或者是否要使用使用诸如DFT这样的码本的正交基通知给UE。另选地，可以预先在UE和eNB之间约定用于确定使用逐端口码本配置方案的X(＜Y)端口的Y值，或者eNB可以通过较高层信令将Y值告知UE。

所提出的码本主要基于下行链路描述的，但是即使在用于复杂发送PMI(TPMI)指示的上行链路中，也可以类似地应用所提出的码本。

下文中，本公开提出了LC码本的高效操作，该LC码本被表示为不同于新码本设计方案的版本(Rel)-14增强全尺寸MIMO(eFD-MIMO)中提出的线性组合码本。

如下地配置Rel-14的LC码本。

[式45]

-对于秩1：且/>

-对于秩2：且/>

-c_r，l＝[c_r，l，0，...，c_r，l，L-1]^T，r＝0，1，l＝0，1

·r＝0，1，l＝0，1

在式45中，L(＝2)表示波束的数目。表示来自过采样网格的2D DFT波束(这里，k₁＝0，1，...N₁O₁-1,k₂＝0，1，...N₂O₂-1)。N₁和N₂分别表示第一维和第二维的天线端口的数目。O₁和O₂分别表示第一维和第二维的过采样因子。p_i(0≤p_i≤1)表示针对波束i的波束功率调节/缩放因子。c_r，l，i表示波束I、偏振r和层r上的波束组合系数。

i)W波束选择

-O₁＝O₂＝4(如果N₂＝1，则O₂＝1)

-2N₁N₂∈{4,8,12,16,20,24,28,32}

-第二(较弱)波束索引：k₁^(1)＝k₁^(0)+O₁d₁；k₂^(1)＝k₂^(0)+O₂d₂；d₁∈{0，...，min(N₁，L₁)-1}，d2∈{0，...，min(N₂，L₂)-1}；(d₁，d₂)≠(0,0)；这里，如下地定义L₁和L₂。

如果N₁≥N₂且N2≠1，则L₁＝4且L₂＝2；如果N₁<N₂且N1≠1，则L₂＝4且L₁＝2；并且如果N₂＝1，则L₁＝8和L₂＝1。

ii)W1波束功率

-用2比特量化第二波束功率。

iii)W2

-连续地，c_0,0,0＝c_0,1,0＝1

-C_r，l，i∈{1，j，-1，-j}，

首先，W1可以由前导波束选择+组合波束选择+相对功率指示符构成。在N_1·N_2>16的情况下，正交波束的数目超过8，并且在这种情况下，在由(L1，L2)＝(4,2)或(2,4)或(8,1)构成的窗口内确定组合波束选择。这里，L_1和L_2分别是基于前导波束的第一域和第二域中所包括的正交波束的数目。配置L_1和L_2的值的原因是为了适合LTE有效载荷大小。

因此，在诸如NR这样的新系统中，(L_1，L_2)的组合可以被能配置地配置/应用，以便实现更高的性能或灵活的有效载荷大小。另选地，该组合可以与上行链路有效载荷大小有联系。即，当有效负载大小大时，如同(L_1，L_2)＝(N_1，N_2)地将组合配置为最大大小，而当有效负载小时，如同(L_1,L_2)＝(2,2)地配置组合，可以配置LC码本。另选地，UE可以将用于L_1和L_2的组合以及正交波束集合的模式配置(例如，配置LTE类A码本的秩508的W1模式，即，配置2、3、4)反馈/推荐给eNB。

另选地，类似于上述公开，可以不同地配置并彼此不同地应用每层的前导波束选择+组合波束选择+相对功率指示符。

另外，如果基于前导波束将相对功率配置到宽带(WB)，但是相对功率被配置到子带(SB)，则可以通过牺牲有效载荷的大小来增强性能。然而，在这种情况下，由于有效载荷的增加太大，因此可以考虑用两步相对功率作为其解决方案。

在这种情况下，功率系数的粒度可以被配置为不同的值，以降低有效载荷开销。更具体地，通过向WB分配较多比特来增加粒度，并且在SB的情况下，可以向WB分配更少或相等的比特。例如，可以配置2比特来向WB指示功率，并且可以配置1比特来向SB指示相对功率。作为示例，描述了L＝2的情况。在这种情况下，第二波束的功率可以具有针对WB的的一个值。另外，UE在SB方面报告具有1比特的/>的值中的一个，以有效地增加组合波束的功率粒度。

在这种情况下，如果将WB的功率因子报告为0，则UE可以不报告SB功率因子。为了防止UE根据以上功率因子进行不同操作，可以从WB功率中排除0。即，例如，WB功率集可以被配置为并且SB功率集可以被配置为诸如/>这样的值。

另外，当在W2中执行了相位合并时，在作为上述示例的eFD-MIMO中考虑了QFSK。在这种情况下，使用8-PSK可以增强性能，但是造成总有效载荷极大地增加。为了防止总有效载荷大小增加，可以考虑用于不同地配置强组合波束和弱组合波束的相位粒度的方法。

例如，通过假定相对功率分量在W1或W2中被配置为1的波束为强组合波束，可以针对波束配置/应用8-PSK相位合并，并且可以针对相对等于或弱于强组合波束的其它弱组合波束配置/应用粒度的相位合并(例如，QPSK)。

另选地，可以向前导波束和/或第二波束应用具有高粒度的相位合并，并且可以向其它其余组合波束应用具有低粒度的相位合并。另选地，eNB可以通过较高层信令(例如，RRC信令)向UE告知组合波束的数目L和强组合波束的数目L_S。另选地，UE可以将组合波束的粒度反馈给eNB。即使对于在W2中报告幅度的情形，这种原理也同样适用。

然而，针对所有组合波束L当中的主导K波束的指示/配置，eNB可以通过较高层信令(例如，RRC)针对UE指示/配置K个值，或者UE可以将通过将信道投影到组合波束而计算出的度量超过特定阈值(例如，功率)的波束与码本参数等一起报告给eNB。这里，eNB可以通过较高层信令(例如，RRC)针对UE指示/配置特定阈值。另选地，将K个值与作为LC码本的分量的功率组合值相联系，结果，例如，可以针对其中p_l值对应于等于或大于的值的波束来量化较高粒度的相位和/或幅度。另外，可以针对极化和/或层独立地配置/应用所提出的配置不同粒度的方案。

-CSI反馈类型II的类别I的码本设计

本公开的实施方式提出了针对类别I的新码本设计(即，频率选择性预编码反馈(FSPF))，以便减小SB报告的有效载荷大小。码本设计的主要思路是在频域中应用不同水平的循环相移。因此，在传统LC码本中可以省略SB相位合并。因此，可以如下式46中所示地配置线性组合码本结构。

[式46]

线性组合码本由正交基构成并且b_i(i＝1,..,L)对应于2D-DFT波束。

p_i表示第i波束的相对功率系数，并且k表示频域索引(例如，子载波索引、RB索引)。ε_i表示第i波束的相位偏移，并且δ_i控制与k相关的相移程度。可以如下式47中所示地定义δ_i。

[式47]

在式47中，η表示集合{64,128,256,512,1024,2048,4096}中的满足η≥N_sc的最小数目(这里，N_sc表示所配置的带宽中的子载波数目)。λ_i表示整数，例如，λ_i＝{1,2,3,4}。

在不失一般性的情况下，可以如下式48中地表示秩1中的W。

[式48]

在式48中，第一列被假定为最强波束。为了确定(2L-1)个参数集{p_l,δ_l,ε_l}，可以通过将基础波束投影到第k子载波的主导特征向量或信道矩阵来计算频域样本。另外，可以向针对第l基础波束推导最大延迟δ_l而获得的频域样本应用IFFT。

可以通过使用与最大延迟对应的时域样本来计算样本和相位偏移p_l,ε_l。可以向秩2应用层独立码本配置。

表7例示了秩1的现有LC码本与所提出的频率选择性预编码反馈(FSPF)之间的反馈比特的比较。

[表7]

表7示出了现有LC码本和所提出的FSPF之间所需的反馈比特。在16个端口，L＝4，K＝9，FPT_size＝64和秩1的情况下，所得的总有效载荷在所提出的方案中需要99比特并且在现有的LC码本中需要213比特。在秩2的情况下，在所提出的方案和现有的LC码本中分别需要183比特和402比特。这意指所提出的FSPF总体上将有效载荷减少了46％。

图22是例示了各种码本方案之间的性能比较的图。

在图22中，例示了所提出的FSPF与现有的LC码本之间的性能比较。假定(N_1，N_2)＝(2,4)和高流量负载。另外，假定每个UE被配备有2个Rx天线端口，使得可以考虑最大秩2发送。

在本公开中提出的方案的秩2发送中，在确定码本参数之后，应用附加层正交处理(例如，Gram-Schmidt等)。另外，考虑RB级频域样本并且假定FFT大小为64。

如在图22中可以看出的，与A类码本配置1相比，本公开中提出的方案就平均UE用户分组吞吐量(UPT)而言提供了22％和48％的性能增益和5％的UE UPT。另外，与现有的LC码本相比，所提出的方案以减小的有效载荷大小提供了高性能。

下文中，尽管在对图23的描述中没有被具体提到，但是上述本公开的操作可以被一起应用。

参照图23，UE通过多个天线端口从eNB接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)(S2301)。

UE将信道状态信息(CSI)报告给eNB(S2302)。

这里，UE可以基于从eNB接收到的CSI-RS来生成(计算)信道状态信息，并且将信道状态信息报告给eNB。

如上所述，信道状态信息可以包括CQI、PMI、RI、PTI、CRI等。

另外，UE可以(例如，在PUCCH上)向eNB周期性地报告CSI，并且可以(例如，在PUSCH上)向eNB非周期性地报告CSI。

特别地，UE可以在线性组合码本(LC码本)中选择其最优选的预编码矩阵，并且将用于指示该预编码矩阵的信息报告给eNB。

在使用线性组合码本(LC码本)的情况下，可以基于多个码字的线性组合来生成预编码矩阵。

在这种情况下，CSI可以包括指示用于报告CSI的码本中的用于生成预编码矩阵的多个码字的选择信息以及依据所配置的带宽应用于多个码字中的每一个的功率系数、相位偏移和相位改变值。另外，可以基于应用了功率系数p_l、相位偏移ε_l和相位改变值δ_l的多个码字的线性组合来在所配置的带宽内以子带为单位生成预编码矩阵。

在这种情况下，如以上的式19中所示，可以根据所配置的带内FFT大小、过采样值和由多个码字中的每一个形成的波束的相位改变的速度来推导相位改变值。

作为示例，可以通过以子带为单位将多个码字投影到信道矩阵来针对多个码字中的每一个以子带为单位推导功率系数、相位偏移和相位改变值。

更具体地，可以通过以子带为单位将多个码字投影到信道矩阵来计算多个码字中的每一个的频域样本，并且可以根据通过向频域样本应用IFFT而获得的多个码字中的每一个的一个或更多个时域样本和所配置的带内FFT大小来推导以子带为单位的相位改变值。

在这种情况下，如以上参照图20所描述的，可以使用具有最强功率值或最大延迟值的时域样本作为一个或更多个时域样本。另选地，可以使用包括具有最强功率值或最大延迟值的时域样本的一个或更多个连续时域样本作为一个或更多个时域样本。另选地，可以使用具有强功率值的K个时域样本和除了所述K个时域样本之外的其余时域样本当中的具有最强功率值或最大延迟值的时域样本作为一个或更多个时域样本。这里，除了仅使用最强功率值或最大延迟值的情况之外，UE可以将由此选择的(或通过特定功能选择的)时域样本(即，样本(抽头)的索引)报告给eNB。

在秩2的情况下，可以针对每层的每个预编码矩阵来独立地应用所述线性组合。在这种情况下，为了保持每层的正交性，在生成每层的预编码矩阵之后，可以向每层的预编码矩阵应用正交处理(例如，QR分解(QR))。另外，可以基于应用了正交处理的最终编码矩阵来计算CQI。

另外，在秩2的情况下，可以通过使用线性组合来生成用于任一层的第一预编码矩阵，并且可以通过向第一预编码矩阵应用正交码来生成用于其余层的第二预编码矩阵。

另外，可以执行量化，以仅针对超过特定功率阈值的由多个码字形成的波束报告诸如功率系数、相位偏移和/或相位改变值这样的参数，或者与具有较低的特定功率阈值的波束相比，可以执行具有相对较高的粒度的量化。

另外，如以上参照图21描述的，当所配置的带宽被分成多个子带组时，使用多个公共码字，但是可以针对每个子带组独立地生成预编码矩阵。

另外，多个码字可以包括形成前导波束的第一码字和形成组合波束的一个或更多个第二码字。此时，为了实现更高的性能或灵活的有效载荷大小，可以在与前导波束正交的波束的集合内选择组合波束，并且可以根据针对CSI发送的上行链路有效载荷大小来确定与前导波束正交的波束的集合。

本公开适用的装置的概述

图24例示了根据本公开的实施方式的无线通信设备的框图。

参照图24，无线通信系统包括eNB 2410和位于eNB 2410的区域内的多个UE2420。

eNB 2410包括处理器2411、存储器2412和射频(RF)单元2413(或收发器)。处理器2411实现在以上图1至图23中提出的功能、处理和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器2411实现。存储器2412与处理器2411连接，以存储用于驱动处理器2411的各条信息。RF单元2413与处理器2411连接，以发送和/或接收无线电信号。

UE 2420包括处理器2421、存储器2422和RF单元2423(或收发器)。处理器2421实现在以上图1至图23中提出的功能、处理和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器2421实现。存储器2422与处理器2421连接，以存储用于驱动处理器2421的各条信息。RF单元2423与处理器2421连接，以发送和/或接收无线电信号。

存储器2412和2422可以被设置在处理器2411和2421的内部或外部并且通过各种熟知手段与处理器2411和2421连接。另外，基站2410和/或UE 2420可以具有单根天线或多根天线。

在上述实施方式中，本公开的组件和特征被以预定形式组合。除非另有明确说明，否则应该将每个组件或特征视为选项。每个组件或特征可以被实现为不与其它组件或特征关联。另外，可以通过关联一些部件和/或特征过来配置本公开的实施方式。可以改变本公开的实施方式中所描述的操作的顺序。任何实施方式的一些组件或特征可以被包括在另一实施方式中，或者被与另一实施方式对应的组件和特征替换。显而易见，通过在提交之后进行修改，组合权利要求中的没有被明确引用的权利要求以形成实施方式或者被包括在新的权利要求中。

本公开的实施方式可以通过硬件、固件、软件或其组合来实现。在由硬件实现的情况下，根据硬件实现方式，本文中描述的示例性实施方式可以使用一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。

在由固件或软件实现的情况下，本公开的实施方式可以按执行上述功能或操作的模块、程序、函数等形式来实现。软件代码可以被存储在存储器中，并且由处理器执行。存储器可以处于处理器的内部或外部，并且可以通过已知的各种手段向处理器发送数据/从处理器接收数据。

对于本领域技术人员显而易见的是，可以在不脱离本公开的必要特性的情况下按其它特定形式来实施本公开。因此，以上提到的详细描述不应该被解释为在所有方面都是限制性的，并且应该被示例性地考虑。本公开的范围应该通过对所附的权利要求的合理解释来确定，并且在本公开的等同范围内的所有修改形式被包括在本公开的范围内。

工业实用性

主要描述了应用于3GPP LTE/LTE-A系统的示例，但是除了3GPP LTE/LTE-A系统之外，还能够将RRC连接方法应用于各种无线通信系统(例如，5代(G)系统)。

Claims

1.一种在无线通信系统中由用户设备UE发送信道状态信息CSI的方法，该方法包括以下步骤：

通过多个天线端口从基站接收信道状态信息参考信号CSI-RS；以及

将所述CSI报告给所述基站，

其中，所述CSI包括：i)与码本中的用于生成预编码矩阵的多个向量相关的选择信息、ii)功率系数、iii)相位偏移和iv)相位改变值，

其中，所述相位偏移与相移键控相关，

其中，所述相位改变值基于以下项来确定：i)与配置的带宽内的子带相关的索引以及ii)与所述索引相关的特定系数，并且与所述索引相关的所述特定系数用于确定与所述相位改变值相关的自然指数函数的自变量，

其中，所述功率系数、所述相位偏移和所述相位改变值基于与所配置的带宽内的所述子带相关的所述索引应用于所述多个向量中的每一个，并且

其中，基于应用所述功率系数、所述相位偏移和所述相位改变值的所述多个向量的线性组合来生成所配置的带宽中所包括的所述子带的所述预编码矩阵中的每一个。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，根据所配置的带宽中的快速傅里叶变换FFT大小、过采样值、由所述多个向量中的每一个形成的波束的相位改变的速度来推导所述特定系数。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，通过以所述子带为单位将所述多个向量投影到信道矩阵，针对所述多个向量中的每一个以所述子带为单位推导所述功率系数、所述相位偏移和所述相位改变值。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，通过以所述子带为单位将所述多个向量投影到所述信道矩阵来计算所述多个向量中的每一个的频域样本，并且

其中，根据通过向所述频域样本应用快速傅里叶逆变换IFFT而获取的所述多个向量中的每一个的一个或更多个时域样本和所配置的带宽中的快速傅里叶变换FFT大小来推导所述相位改变值。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，使用具有最强功率值或最大延迟值的时域样本作为所述一个或更多个时域样本。

6.根据权利要求4所述的方法，其中，使用包括具有最强功率值或最大延迟值的时域样本的一个或更多个连续时域样本作为所述一个或更多个时域样本。

7.根据权利要求4所述的方法，其中，基于信道的延迟扩展来确定用于推导所述相位改变值的时域样本的数目。

8.根据权利要求4所述的方法，其中，使用具有强功率值的K个时域样本和除了所述K个时域样本之外的其余时域样本当中的具有最强功率值或最大延迟值的时域样本作为所述一个或更多个时域样本。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，在秩2的情况下，针对每层的每个预编码矩阵来独立地应用所述线性组合。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，为了保持每层的正交性，在生成所述预编码矩阵之后，向针对每层的预编码矩阵应用正交处理。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，基于应用了所述正交处理的预编码矩阵来计算信道质量信息CQI。

12.根据权利要求1所述的方法，其中，在秩2的情况下，通过使用所述线性组合来生成用于任一层的第一预编码矩阵，并且通过向所述第一预编码矩阵应用正交码来生成用于其余层的第二预编码矩阵。

13.根据权利要求1所述的方法，其中，为了仅针对由所述多个向量形成的波束当中的超过特定功率阈值的波束报告所述功率系数、所述相位偏移和/或所述相位改变值来执行量化或者执行较高粒度量化。

14.根据权利要求1所述的方法，其中，当所配置的带宽被划分为多个子带组时，通过针对每个子带组使用所述多个向量来独立地生成所述预编码矩阵。

15.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个向量包括形成前导波束的第一码字和形成组合波束的一个或更多个第二码字，并且

其中，在与所述前导波束正交的波束的集合中选择所述组合波束，并且根据针对所述CSI发送的上行链路有效载荷大小来确定与所述前导波束正交的波束的集合。

16.根据权利要求1所述的方法，其中，所述CSI包括信道质量信息CQI和用于指示所述预编码矩阵的预编码矩阵指示符PMI。

17.一种用于在无线通信系统中发送信道状态信息CSI的用户设备UE，该UE包括：

射频RF单元，该RF单元发送和接收无线电信号；以及

处理器，该处理器控制所述RF单元，

其中，所述处理器被配置为：

将所述CSI报告给所述基站，

其中，所述相位偏移与相移键控相关，

18.一种用于在无线通信系统中接收信道状态信息CSI的基站，该基站包括：

射频RF单元，该RF单元发送和接收无线电信号；以及

处理器，该处理器控制所述RF单元，

其中，所述处理器被配置为：

通过多个天线端口向用户设备UE发送信道状态信息参考信号CSI-RS；以及

从所述UE接收所述CSI，

其中，所述相位偏移与相移键控相关，