KR20180135874A - 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Abstract

무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 전송 방법에 있어서, UL(uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI(downlink control information)를 수신하는 단계; 상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하는 단계; 를 포함할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 단말이 상향링크 데이터를 전송하기 위한 방법 및 이를 수행/지원하는 장치에 관한 것이다.

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

본 발명의 목적은 코드북을 기반으로 한 효율적인 단말의 UL 데이터 전송 동작 방법을 제안하기 위함이 목적이다.

또한, 본 발명의 목적은 CP-OFDM waveform을 기반으로 한 다양한/효율적인 코드북을 새롭게 제안하기 위함이 목적이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 전송 방법에 있어서, UL(uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI(downlink control information)를 수신하는 단계; 상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하는 단계; 를 포함하되, 상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은, 각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제1 그룹, 적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제2 그룹, 및 상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제3 그룹으로 구성될 수 있다.

또한, 상기 비-코히어런스 프리코딩 행렬은 각 열(column)당 넌-제로 값을 갖는 하나의 벡터를 포함하는 행렬이며, 상기 부분-코히어런스 프리코딩 행렬은 적어도 하나의 열에서 넌-제로 값을 갖는 2개의 벡터들을 포함하는 행렬이며, 상기 완전-코히어런스 프리코딩 행렬은 넌-제로 값을 갖는 벡터들만 포함하는 행렬일 수 있다.

또한, 상기 코드북은 CP-OFDM(Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing) waveform 기반 코드북일 수 있다.

또한, 상기 DCI는 상기 프리코딩 정보로서 상기 PUSCH 전송을 위해 선택된 프리코딩 행렬의 인덱스에 관한 정보인 TPMI(Transmitted Precoding Matrix Indicator)를 포함할 수 있다.

또한, 상기 TPMI는 상기 PUSCH 전송에 사용되는 레이어에 관한 정보인 RI(Rank Indicator)와 함께 공동(joint) 인코딩될 수 있다.

또한, 상기 TPMI는 상기 단말에 설정된 SRS(Sounding Reference Signal) 자원별로 지시되되, 상기 RI는 상기 설정된 SRS 자원들에 대해 공통적으로 지시될 수 있다.

또한, 상기 TPMI 및 상기 RI는 상기 단말에 설정된 모든 SRS 자원에 대해 공통적으로 지시될 수 있다.

또한, 상기 TPMI 및 상기 RI는 상기 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시될 수 있다.

또한, DMRS(Demodulation RS) 포트를 결정하기 위해 상기 DCI 내에서 사전에 정의된 DMRS 필드는 상기 TPMI와 공동 인코딩된 상기 RI에 따라 상이하게 사이즈가 결정될 수 있다.

또한, 상기 PUSCH 전송 방법은, 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 레이어 수의 제한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 레이어 수의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다.

또한, 상기 PUSCH 전송 방법은, 상기 코드북 내에서 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬의 제한 정보를 수신하는 단계; 를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 프리코딩 행렬의 제한 정보는 상기 그룹 단위 또는 개별적인 프리코딩 행렬 단위로 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 상기 프리코딩 행렬을 지시할 수 있다.

또한, 상기 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다.

또한, 본 발명의 다른 양상은, 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)를 전송하는 단말에 있어서, 무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서; 를 포함하고, 상기 프로세서는, UL(uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI(downlink control information)를 수신하고, 상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하되, 상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은, 각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제1 그룹, 적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제2 그룹, 및 상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제3 그룹으로 구성될 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, 새로운 무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 UL 데이터 전송 동작을 효율적으로 지원할 수 있다는 효과를 갖는다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 다양한 전송 동작(포트별 비-코히어런트 전송 동작, 부분-코히어런트 전송 동작, 완전-코히어런트 전송 동작 등)의 지원이 가능한 새로운 UL 코드북이 사용된다는 효과를 갖는다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소(antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파(cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.
도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 self-contained subframe 구조를 예시한다.
도 12는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 13은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다.
도 14은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 15는 본 발명에 적용될 수 있는 단말-gNB간의 개략적인 UL 데이터 전송 절차를 예시한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 SB TPMI 할당을 예시한 도면이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 PUSCH 전송 동작을 예시한 순서도이다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 19은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 일례를 나타낸 도이다.
도 20은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

발명의 실시를 위한 최선의 형태

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point), gNB(next Generation NodeB) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A/NR(5G)를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s=1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.

상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.

도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)라 하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N^DL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

MIMO(Multi-Input Multi-Output)

MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신(Tx) 안테나와 다중 수신(Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서, MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 'MIMO'를 '다중 입출력 안테나'라 칭하기로 한다.

더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지(total message)를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며, 여러개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나(MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트(transfer rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트(R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율(R_i)이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스(Trelis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수(N_T)와 수신 안테나 수(N_R)의 곱(N_T × N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.

둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD(maximum likelihood detection) 수신기, ZF(zero-forcing) 수신기, MMSE(minimum mean square error) 수신기, D-BLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time), V-BLAST(Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.

상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.

먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보 s_1, s_2, ..., s_N_T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P_1, P_2, ..., P_N_T라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 벡터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 x_1, x_2, ..., x_N_T를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_1, x_2, ..., x_N_T를 벡터 x를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, w_ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)라 부른다.

한편, 상술한 바와 같은 전송 신호(x)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.

공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.

물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.

다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_1, y_2, ..., y_N_R을 벡터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.

한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터 N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, N_R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_1, n_2, ..., n_N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.

상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.

한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N_T와 같아지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N_R×N_T 행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.

또한, 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)를 하였을 때, 랭크는 고유치(eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD(singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '랭크(Rank)'는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

참조 신호(RS: Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.

이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리(RRM: Radio Resource Management) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.

수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

CSI-RS 구성(configuration)

현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성(configuration)에 관한 파라미터로서 antennaPortsCount, subframeConfig, resourceConfig 등이 존재한다. 이러한 파라미터들은, CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI-RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지, 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE(Resource Element) 위치(예를 들어, 주파수와 OFDM 심볼 인덱스)에서 전송되는지 등을 지시한다. 구체적으로, 기지국은 특정 CSI-RS 구성을 UE에 지시/전달할 때 다음과 같은 내용의 파라미터/정보를 전달한다.

- antennaPortsCount: CSI-RS들의 전송을 위해 사용되는 안테나 포트 수를 나타내는 파라미터(Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals)(예를 들어, 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트들, 4 CSI-RS 포트들, 혹은 8 CSI-RS 포트들)

- resourceConfig: CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터

- subframeConfig: CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터

- p-C: CSI 피드백 CSI-RS를 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 관한 UE의 가정에 관하여, Pc는 UE가 CSI 피드백을 도출할 때 CSI-RS EPRE에 대하여 PDSCH EPRE의 가정된 비율에 해당하고, 1dB 크기 단위로 [-8, 15]dB 범위의 값을 취한다(Regarding UE assumption on reference PDSCH transmitted power for CSI feedback CSI-RS, Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8, 15] dB with 1 dB step size)

- zeroTxPowerResourceConfigList: zero-power CSI-RS 구성에 관한 파라미터

- zeroTxPowerSubframeConfig: zero-power CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터

매시브 MIMO(Massive MIMO)

다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO(Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율(spectral efficiency), 에너지 효율(energy efficiency), 프로세싱 복잡도(processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.

최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전-차원 MIMO(FD-MIMO: Full-Dimension MIMO)로도 지칭된다.

LTE 릴리즈(Rel: release)-12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템(AAS: Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다.

신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다.

AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 빔 제어(electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.

AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다. 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원(2D: 2-Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소(antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다.

도 7에서는 일반적인 2차원(2D: 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며, 도 7과 같이 N_t=N_v·N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.

이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장(radio wave)이 수직 방향(고도(elevation)) 및 수평 방향(방위각(azimuth))으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 빔포밍으로 지칭할 수 있다.

도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.

도 8은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서, 2차원 안테나 배열(즉, 2D-AAS)를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다.

송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향 뿐만 아니라 수직 방향으로의 준-정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.

또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때, 안테나 배열 이득(antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.

도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파(cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.

편파(Polarization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나(planar antenna array) 모델의 경우, 도 8과 같이 도식화할 수 있다.

수동적 안테나(passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리, 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소(element)에 부착된(또는 포함된) 능동 소자(예를 들어, 증폭기)에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득(gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴(radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격(spacing) 등과 같은 안테나 배치(arrangement)에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.

도 9의 예시와 같은 안테나 배열 모델을(M, N, P)로 나타낼 수 있으며, 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.

M은 각 열(즉, 수직 방향에서)에서 같은 편파(polarization)를 가지고 있는 안테나 요소(antenna element)의 개수(즉, 각 열에서 +45° 경사(slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 -45° 경사(slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

N은 수평 방향의 열의 개수(즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

P는 편파(polarization)의 차원(dimension)의 개수를 나타낸다. 도 11의 경우와 같이 교차 편파(cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파(co-polarization)의 경우 P=1이다.

안테나 포트(antenna port)는 물리적 안테나 요소(physical antenna element)로 매핑될 수 있다. 안테나 포트(antenna port)는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS(Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS(Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다.

일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파(cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍(beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 빔포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다. 일반적으로 다중의 교차 편파(cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열(column)로 구성되는 안테나 배열(antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.

즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.

다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛(또는 송수신 유닛)(TXRU: transceiver unit) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.

안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴(directional gain pattern)을 가질 수 있다.

기존의 송수신기(transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 (TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다.

안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호(또는 파일럿)와 함께 정의된다. 예를 들어, 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더(또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩)로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 벡터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.

TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화(1D TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화(2D TXRU virtualization)이 논의되며, 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다.

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.

1D TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파(polarization)을 가지는 단일의 열(column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.

2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 11의 안테나 배열 모델 구성(M, N, P)에 상응하는 TXRU 모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서, M_TXRU는 2D 같은 열, 같은 편파(polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며, M_TXRU ≤ M을 항상 만족한다. 즉, TXRU의 총 개수는 M_TXRU×N×P와 같다.

TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 12(a)와 같이 TXRU 가상화(virtualization) 모델 옵션-1: 서브-배열 분할 모델(sub-array partition model)과 도 12(b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션-2: 전역 연결(full-connection) 모델로 구분될 수 있다.

도 10(a)를 참조하면, 서브-배열 분할 모델(sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.

도 10(b)를 참조하면, 전역 연결(full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소(또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.

도 10에서 q는 하나의 열(column) 내 M개의 같은 편파(co-polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 벡터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 벡터(wideband TXRU virtualization weight vector)이며, W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬(wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 벡터이다.

여기서, 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일(1-to-1) 또는 일대다(1-to-many)일 수 있다.

도 10에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑(TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.

CSI(Channel-State Information) - Reference Signal(CSI-RS) 정의

전송 모드 9가 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성을 설정받을 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나 이상의 CSI-RS 자원 구성(들)을 설정받을 수 있다. CSI-RS에 대해 non-zero 전송 전력을 가정해야 하는 UE를 위한 이하의 파라미터들은 각각의 CSI-RS 자원 구성에 대한 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다:

- CSI-RS 자원 구성 식별자(UE에 전송 모드 10이 설정된 경우)

- CSI-RS 포트의 수

- CSI-RS 구성

- CSI-RS 서브 프레임 구성 I_(CSI-RS)

- CSI 피드백(P_c)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE의 가정(UE에 전송 모드 9가 설정된 경우)

- UE에 전송 모드 10이 설정되면, 각각의 CSI 프로세스에 대한 CSI 피드백(P_c)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE 가정. CSI 서브 프레임 세트들 C_(CSI,0) 및 C_(CSI,1)이 CSI 프로세스를 위한 상위 계층에 의해 설정되면, CSI 프로세스의 각 CSI 서브 프레임 세트를 위한 P_c가 설정됨.

- Pseudo-random 시퀀스 생성기 파라미터(n_ID).

- UE가 상위 계층 파라미터 CSI-Reporting-Type를 설정받고, CSI 보고 타입이 CSI 프로세스에 대한 'CLASS A'로 설정된 경우, CDM 타입 파라미터.

- UE에 전송 모드 10이 설정된 경우, 아래의 파라미터들을 갖는 CRS 안테나 포트들 및 CSI-RS 안테나 포트들의 QCL type B의 UE 가정에 대한 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-r11:

- qcl-ScramblingIdentity-r11.

- crs-PortsCount-r11.

- mbsfn-SubframeConfigList-r11.

P_c는 UE가 CSI 피드백을 도출하고 1dB 스텝 크기로 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 취할 때, CSI-RS EPRE(Energy Per Resource Element)에 대한 PDSCH EPRE의 추정된 비율이며, 여기서 PDSCH EPRE는 셀 관련 RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율에 대한 심볼 수와 대응된다.

UE는 서빙 셀의 동일한 서브 프레임에서 CSI-RS 및 PMCH의 구성을 기대하지 않는다.

프레임 구조 타입 2 서빙 셀과 4개의 CRS 포트의 경우, UE는 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우 [20 -31] 세트 또는 확장 CP의 경우 [16 -27] 세트에 속한 CSI-RS 구성 인덱스를 수신할 것을 기대하지 않는다.

UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트들 간에는 지연 확산, 도플러 확산, 도플러 시프트, 평균 이득 및 평균 지연에 대해 QCL 된다고 가정할 수 있다.

전송 모드 10 및 QCL Type B가 설정된 UE는, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 qcl-CRS-Info-r11과 연관된 안테나 포트 0-3을 가정할 수 있고, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 안테나 포트들 15-22은 도플러 시프트(Doppler shift) 및 도플러 확산(Doppler spread)에 대하여 QCL되었다고 가정할 수 있다.

UE에 전송 모드 10 및 상위 계층 파라미터 CSI-Reporting-Type이 설정되고, CSI-Reporting-Type는 'CLASS B'로 설정되고, CSI 프로세스를 위해 구성된 CSI-RS 자원의 개수가 하나 이상이고, QCL type B가 설정된 경우, UE는 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-r11과 상이한 값을 갖는 CSI 프로세스에 대한 CSI-RS 자원 구성을 수신할 것을 기대하지 않는다.

CSI-RS 전송을 위해 구성/설정된 서브 프레임에서, 참조 신호 시퀀스

는 안테나 포트 p의 참조 심볼들로 사용되는 복소수 값(complex-valued) 변조 심볼들

에 매핑될 수 있다. 이러한 매핑은 상위 계층 파라미터 CDMType에 의존한다.

CDMType이 CDM4에 해당하지 않는 경우, 아래의 수학식 12에 따른 매핑이 수행될 수 있다.

CDMType이 CDM4에 해당하는 경우, 아래의 수학식 13에 따른 매핑이 수행될 수 있다.

수학식 13의

는 이하의 표 6에 의해 결정된다. 표 3은 CDM 4에 대한 시퀀스

를 나타낸다.

OFDM 뉴머롤로지(numerology)

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT(Radio Access Technology)에 비해 향상된 mobile broadband 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 massive MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도(reliability) 및 지연(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, enhanced mobile broadband communication, massive MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 이러한 기술을 'new RAT(NR)' 이라 통칭될 수 있다.

New RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용하며, 대표적으로 이하의 표 4의 OFDM 뉴머롤로지를 갖는다.

Self-contained subframe structure

TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new RAT에서는 도 11와 같이 제어 채널과 데이터 채널이 TDM된 self-contained subframe 구조가 고려되고 있다.

도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 self-contained subframe 구조를 예시한다.

도 11에서 빗금친 영역은 DCI 전달을 위한 물리채널 PDCCH의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI(Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널 PUCCH의 전송 영역을 나타낸다.

DCI를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 cell 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정(specific) 정보, 및/또는 UL 승인(grant) 등과 같은 UL 특정 정보 등이 존재할 수 있다. 또한, UCI를 통해 UE가 eNB에게 전달하는 제어 정보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고, DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 및/또는 SR(Scheduling Request) 등이 존재할 수 있다.

도 11에서 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리채널 PDSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리채널 PUSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 SF(subframe) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연(latency)이 최소화될 수 있다.

이러한 self-contained subframe 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격(time gap)이 필요하다. 이를 위하여 subframe 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM symbol이 GP로 설정될 수 있으며, 이와 같은 subframe type은 'self-contained SF' 이라 지칭될 수 있다.

Analog beamforming

Millimeter Wave(mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHz 대역에서 파장은 1cm로써 5 by 5 cm의 패널에 0.5 lambda(파장) 간격으로 2-차원 배열 형태로 총 64(8X8)개의 안테나 요소(element) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 beamforming(BF) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, throughput을 높이려고 한다.

이 경우에 안테나 요소별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU(transceiver unit)을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 beamforming이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 analog phase shifter로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 analog beamforming 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 beamforming을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.

Digital BF와 analog BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한된다.

또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 빔포밍(또는 RF(radio frequency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩(또는 컴바이닝)을 수행하는 동작을 의미한다. 하이브리드 빔포밍에서 Baseband 단과 RF 단은 각각 프리코딩(또는 컴바이닝)을 수행하며, 이로 인해 RF 체인 수와 D(digital)/A(analog)(또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛(TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 빔포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.

도 12는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다. 도 12에서 디지털 빔의 개수는 L개 이며, 아날로그 빔의 개수는 N개인 경우를 예시한다.

New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다. 나아가, 도 12에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널(panel)로 정의할 때, New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.

기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호(Synchronization signal), 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 Subframe(SF)에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 빔들을 심볼별로 바꾸어 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 동작이 고려되고 있다.

도 13은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다.

도 13에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원(또는 물리 채널)을 xPBCH(physical broadcast channel)으로 명명하였다.

도 13을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 빔별 채널을 측정하기 위해, 도 13에 도시한 바와 같이, (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 RS인 빔 RS(BRS)를 도입하는 방안이 논의되고 있다. BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도록 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.

LTE에서의 RRM 측정

LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 셀 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립/재-확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, RSRP(reference signal received power), RSRQ(reference signal received quality) 등의 정보를 측정/획득하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 'measConfig' 를 전달받는다. 단말은 상기 'measConfig' 의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 RSSI의 정의는 아래와 같다.

[RSRP]

참조 신호 수신 전력(RSRP)은 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS(cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도(power contributions)([W]에서)에 대한 선형 평균(linear average)으로 정의된다. RSRP 결정을 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1이 유효(available)하다는 것을 신뢰성 있게(reliably) 검출할 수 있는 경우, R0에 추가하여 R1을 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.

RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치(branch)에 대응하는 RSRP보다 작아서는 안된다.

[RSRQ]

참조 신호 수신 품질(RSRQ)은 비율 N×RSRP/(E-UTRA 반송파 RSSI)(즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 N×RSRP)로 정의되며, 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블록 집합에 대해 이루어져야 한다.

E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자(RSSI)는, 측정 대역폭에서 모든 소스들(공동-채널(co-channel) 서빙 및 비-서빙 셀들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰/측정된 총 수신 전력([W]에서)의 선형 평균과 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSSI는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다.

RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.

[RSSI]

RSSI는 수신기 펄스 정형 필터(receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.

측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대응하는 UTRA 반송파 RSSI보다 작아서는 안된다.

상기 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 측정(Intra-frequency measurement)인 경우에는 SIB3(system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 IE(information element)를 통해, 주파수 간 측정(Inter-frequency measurement)인 경우에는 SIB5(system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 10ORB(resource block) 중 하나에 대응되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도록 허용 받을 수 있다. 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 Default로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭/값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB(wideband)-RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다. 한편, RSSI는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다.

도 14은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.

도 14을 참조하면, 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 Ng개의 패널로 구성되며, 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히, 본 도면에서 패널은 X-pol(교차 편파(cross polarization)) 안테나를 기준으로 도시되었다. 따라서, 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2*M*N*Mg*Ng개일 수 있다.

새로운 코드북 제안

이하에서는 New RAT과 같은 환경에서의 UL 프리코딩을 위한 새로운 코드북 디자인을 제안하기로 한다. 또한, 추가적으로, UL 코드북 서브셋 제한에 대해서도 제안한다.

도 14와 같이, New RAT에서는 멀티 패널 기능이 지원되나, 본 명세서에서는 설명의 편의상 싱글 패널을 우선적으로 고려하여 코드북 디자인을 제안한다.

하나의 패널 내의 2D 안테나 어레이에 적용될 2D DFT(Discrete Fourier Transform) 빔은 수학식 14와 같이 정의될 수 있다.

여기서 m1과 m2는 각각 첫 번째 및 두 번째 도메인의 1D-DFT 코드북 인덱스에 해당한다. 또한, N1 및 N2는 패널에서 각각 제1 차원(1st dimension) 및 제2 차원(2nd dimension)의 편파(polarization)별 안테나 포트 개수에 해당하며, o1 및 o2는 패널에서 각각 제1 차원(1st dimension) 및 제2 차원(2nd dimension)의 오버샘플링 인자(oversampling factor)에 해당한다.

수학식 14와 같이 제안된 코드북의 경우, 수학식 15와 같은 듀얼 스테이지 구조를 따른다.

여기서, W1(제1 PMI)은 장기(long-term)/광대역(wideband)의 특성을 나타내며, 주로 빔 그룹핑 및/또는 빔별 광대역 전력 제어의 역할을 수행한다. W2(제2 PMI)는 단기(short-term)/서브대역(subband)의 특성을 나타내며, W1에 의해 선택된 빔 그룹 내에서의 빔 선택과 교차 편파를 갖는 안테나 포트의 편파별 위상-일치(co-phase) 역할을 수행한다.

표 5는 안테나 포트 {20,21}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다.

표 6은 υ=1인 경우 안테나 포트 {40,41,42,43}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다.

표 7은 υ=2인 경우 안테나 포트 {40,41,42,43}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다.

표 8은 υ=3인 경우 안테나 포트 {40,41,42,43}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다.

표 9는 υ=4인 경우 안테나 포트 {40,41,42,43}에서의 전송을 위한 LTE UL 코드북을 예시한다.

NR에서는 UE가 UL 전송을 위한 최대 공간 레이어 수(N)에 대한 성능(capability)을 보고하도록 지원할 수 있다.

또한, NR에서는 보고된 성능을 기반으로 UE에 대한 UL 코드북을 지원하며 다음 중 적어도 하나가 지원된다:

- Alt1: 네트워크는 각각의 안테나 포트 개수에 대응하는 다중(multiple) 코드북들을 설정(configure)한다.

- Alt2: 네트워크는 가변적인 안테나 포트 개수를 지원하는 확장 가능(scalable)/집합된(nested) 코드북을 설정한다.

- Alt3: 네트워크는 UE 성능과 동일한 코드북을 설정한다.

- Alt4: UE는 코드북(들)의 서브셋을 추천한다. 본 Alt는 상술한 Alt 중 적어도 하나에 포함될 수 있다.

o 주어진 수의 TX 안테나 포트에 대응하는 코드북은 특정 코드북으로 고정되거나 설정 가능(configurable)할 수 있다.

UL 코드북 구조로는, 다음 두 가지 중 적어도 하나가 지원될 수 있다:

- Alt 0: 단일-스테이지 코드북

- Alt 1: 이중-스테이지 코드북

UL 코드북 설계 시, LTE 코드북의 재사용, 다중-패널에 의한 영향 등이 고려되어야 한다.

NR에서는 UL을 위한 waveform으로 CP-OFDM(Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 DFTs-OFDM이 모두 사용될 수 있다. LTE에서는 DFTs-OFDM과 같은 waveform을 고려했기 때문에, 단일 캐리어 속성(single carrier property)을 고려하여 PAPR(peak-to-average power ratio) 을 낮추는 것을 주 설계 목적으로 삼았다. 그 결과, LTE에서는 CM(cubic metric) 보존(preserving)의 특성을 갖는 코드북이 사용되었다. 이러한 코드북은, 랭크>1의 경우 각 포트별 레이어 전력 합이 동일하도록 구성되는 특성을 가지며, 랭크=1의 경우 특정 안테나 포트(경우에 따라 안테나 요소가 될 수 있으나, 설명의 편의를 위해 이하 '포트' 로 통칭한다)를 turn-off(또는 비선택/비활성화)할 수 있는 코드워드(예를 들어, non-coherent/partial 코드워드)를 포함하고 있다.

본 발명에서는 새로운 무선 통신 시스템에 적용될 수 있는 UL 코드북 구성/설정/적용 방식에 대하여 제안한다.

이를 살펴보기에 앞서, 도 15를 참조하여 단말-gNB간의 개략적인 UL 데이터 전송 절차를 설명한다.

도 15는 본 발명에 적용될 수 있는 단말-gNB간의 개략적인 UL 데이터 전송 절차를 예시한다.

1) 단말은 단말의 SRS(Sounding Reference Signal) 전송/코드북 설정을 위한 (성능) 보고를 수행한다. 이때, 단말이 보고할 수 있는 정보로는 패널(또는 포트 그룹)에서의 (최대) 안테나 포트 개수, 패널(또는 포트 그룹, 이하 '패널' 로 통칭) 개수, Rx 계산(computation) 파워(예를 들어, DL 타입 II 코드북과 같은 복잡한 코드북 연산 가능 여부, 혹은 비-선형(non-linear) 프리코딩 등의 지원 여부), SRS 전송 및/또는 코드북을 위한 UE 추천 포트 개수, waveform 정보(예를 들어, CP-OFDM인지 DFTs-OFDM 인지에 관한 정보) 및/또는 다중-패널(multi-panel) 전송 여부 등이 존재할 수 있다.

2) 기지국은 단말로부터 보고받은 정보를 이용하여, SRS 자원(들) 설정에 관한 정보를 RRC(Radio Resource Control), DCI 및/또는 MAC CE 등을 이용하여 단말에 지시할 수 있다. 이때, SRS 자원 설정에 관한 정보는 SRS 자원의 개수(N), i-th SRS의 전송 포트 수(X_i)(i=0, …, N-1) 및/또는 각 SRS 자원의 아날로그 빔포밍 정보 등을 포함할 수 있다.

3) 단말은 기지국으로부터 수신한 SRS 설정에 관한 정보를 이용하여, SRS를 기지국에 전송한다.

4) 기지국은 단말로부터 전송된 SRS를 이용하여, 채널 측정 및/또는 CSI 계산(SRI(SRS Resource Indicator), CQI, RI, TPMI(Transmitted Precoding Matrix Indicator) 등)을 수행하여, UL 승인(grant) 등을 통해 단말에 상기 정보, MCS 및/또는 UL 파워 정보 등을 알려줄 수 있다. 이때, 기지국은 SRS를 X-포트로 수신했더라도, Y-포트 TPMI/RI를 이용하여 계산된 MCS와 TPMI/RI 등의 정보를 지시할 수도 있다.

5) 단말은 상기 수신된 정보를 이용하여, UL 데이터 전송을 수행할 수 있다.

단말이 다중 패널(또는 안테나 포트 그룹, 이하 '패널' 로 통칭)을 구비한 경우, 코드북 디자인을 위하여 고려해야 하는 사항은 다음과 같다:

- UL 코드북에서 지원되는 패널 수

- 패널당 지원되는 포트 수

- UE가 패널별로 다른 포트 수를 가질 수 있는지 여부

상기 파라미터를 모두 고려하여 코드북을 설계하게 되면 코드북 디자인이 매우 어려워질 수 있으므로, 본 발명에서는 단일 패널(혹은 SINR(signal-to-interference-plus-noise ratio) 등이 비슷한 포트들의 그룹 등으로 정의, 이하 '패널' 로 통칭)을 가정한 코드북 디자인을 제안한다. 각 패널은 SRS 자원과 묶일(tie)/연계될 수 있으며, 각 패널 내 안테나 포트 수는 각 SRS 자원 내의 SRS 포트 수와 묶일(tie)/연계될 수 있다.

따라서, 패널 선택은 gNB로부터 수신한 하나의 SRI 지시로 수행될 수 있다. 이 경우, 지시된 SRI의 SRS-포트 수에 상응하는 PMI/RI/MCS가 단말에 지시될 수 있다. 다수의 (후보) 코드북이 UL에서 지시되는 경우, 기지국은 코드북 설정까지 단말에 지시할 수 있다. 그리고/또는, NR에서 기본(default) waveform인 CP-OFDM에 적합한 코드북과 DFTs-OFDM에 적합한 코드북이 서로 상이하게 디자인되는 경우, 단말은 측정한 채널 간섭 등을 고려하여, 어떤 waveform을 사용할지와 해당 waveform에 상응하는 코드북을 단말에 추가적으로 지시해 줄 수 있다. 그리고/또는, 지시받은 MCS(SINR 또는 CQI) 정보를 이용하여, MCS(SINR 또는 CQI)가 특정 임계값(threshold) 이하인 단말(예를 들어/즉, geometry가 나쁜 단말)은 DFTs-OFDM을 기반으로 동작하며, 이에 맞는 코드북을 사용할 수 있다.

이하에서는, 기지국이 단말에 M개(M>1)의 SRS 자원을 지시하는 경우에 대해 살펴본다. 이 경우, 기지국은 다수의 SRI를 비트맵 등의 방식으로 명시적으로 단말에 지시하거나, N개의 설정된 SRS (자원) 중 선택된 M개의 SRS (자원) 페어링/그룹핑 등을 이용하여 암시적으로 단말에 지시할 수 있다.

예를 들어, 지시된 SRS 자원의 개수가 2개(M=2)인 경우를 살펴보도록 하자. 이때, 각 자원은 이하와 같이 각각 X_i(i=0,1)개의 SRS-포트를 구비한다고 가정하자.

- 패널 0에 대해 설정된 SRS 자원 0(X₀-port)(Configured SRS resource 0(X₀-port) for Panel 0),

- 패널 1에 대해 설정된 SRS 자원 1(Configured SRS resource 1(X₁-port) for Panel 1).

이때, X₀, X₁으로 대표되는 포트 넘버/개수 등은 단말이 기지국에 추천할 수 있다(예를 들어, 성능 보고 시). 두 개의 SRS 자원들이 단말에 설정/적용되면, 단말은 두 개의 패널들을 사용하는 것으로 인지하고 다중 패널 코드북을 구성하여 최종 PMI를 계산할 수 있다. X₀ 와 X₁의 포트 수가 같은 경우는 동일한 코드북에서 각 자원별로 지시된 PMI(즉,

, 랭크 1인 경우)를 이용하여 최종 코드북

이 구성될 수 있다.

단말의 패널 구성의 경우, 모든 방향으로 신호를 송/수신하기 위하여, 서로 반대 방향을 지향하는 구성(예를 들어, UE 안테나 패널이 두 개인 경우)이 고려될 수 있다. 이 경우, 기지국에 대한 방향, AoD(angle of departure), AoA(Angle of Arrival), ZoD(zenith of departure angle) 및/또는 지연이 등이 달라질 수 있으므로, 추가적으로 패널 보정(panel correction)이 필요하게 된다. 이러한 패널 보정 term은

와 같이 표기될 수 있다. 여기서

는 진폭을,

는 위상을 각각 나타낼 수 있으며, 이에 대한 정보는 추가적으로 기지국이 단말에 지시할 수 있다. 이때, 시그널링의 편의를 위하여, 예를 들어, 0번째 설정된 SRS 자원을 참조 자원으로 가정하고, 1번째 설정된 SRS 자원에 대한 위상 및/또는 진폭 정보(

)만을 기지국이 단말에 지시해줄 수 있다. 이 경우, 최종 코드북은

의 형태로 구성될 수 있다.

랭크 2의 경우, 최종 코드북은

와 같이 구성될 수도 있다. 또는 최종 코드북은

와 같이 구성되며, 이때

은 레이어별로 서로 직교되는 것이 바람직하다. 상기 코드북의 경우, 정규화(normalize)가 수행되지 않은 코드북으로 표현되었는데, 컬럼 정규화를 수행하는 경우, 상기 코드북에

을 곱하면 된다. 일례로, LTE DL 코드북의 랭크 2가 적용될 수 있겠다.

상기 방식의 경우, 레이어별/패널별 동일한 위상-일치(co-phase)를 사용하는 구조이므로, 성능 열화가 예상된다. 따라서, 본 발명에서는 랭크 2를 지원하기 위해 패널 보정 term

을 각 레이어별로 독립적으로 구성할 것을 제안한다.

의 경우, 위상 및/또는 진폭 정보를 포함한다. 상술한 패널 보정 term의 경우, WB에 대해서만 적용되도록 함으로서 페이로드를 최대한 줄일 수 있다. 또는, 상술한 패널 보정 term의 경우, SB에 대해 적용되도록 함으로써 성능을 최대화할 수도 있다. 또는, 진폭과 위상 성분을 각각 WB/SB(또는 SB/WB)로 구분하여 적용할 수도 있다. 또는, WB와 SB에 대응하는 비트 수를 서로 다르게 할당/설정하여(예를 들어, WB=2bit, SB=1bit), 페이로드 사이즈와 성능 측면 사이의 밸런스를 맞출 수도 있다.

수학식 16에 따른 디자인의 경우, 레이어가 늘어남에 따라 패널 보정 term도 함께 증가한다는 문제가 발생한다. 이를 해결하기 위하여, 코히어런트(coherent) 및/또는 비-히어런트 JT(joint transmission)등과 같은 CoMP 동작을 기반으로 전송하게 되는 경우, 전송 랭크가 2로 제한되는 방식이 제안될 수 있다. 또는, 코히어런트 및/또는 비-코히어런트 JT 등과 같은 CoMP 동작을 기반으로 전송에 사용되는 코드북의 경우, 'LTE DL Class A codebook Config 1' 과 유사하게, 랭크 2를 동일 빔들의 조합으로만 구성하는 것으로 코드북 디자인이 제한될 수 있다. 이 경우, 랭크 1과 랭크 2에 상관없이 하나의 패널 보정 term을

로 사용할 수 있다.

Codebook Config 1의 랭크 1 및 2 구조는 이하의 수학식 17과 같다.

만약, 하나의 패널에 사용되는 코드북 구조가 주파수 선택적(frequency selective) 프리코딩을 위해 듀얼-스테이지 코드북(W=W1W2)으로 구성되는 경우, 패널에 대한 보정 term인

는 W1과 함께 전송될 수 있다. 그리고/또는 각 SB별로 주파수 선택성(frequency selectivity)이 큰 경우를 위하여,

는 W2와 함께 전송될 수 있다. 그리고/또는 효과적인 TPMI 지시를 위하여, 진폭은 W1(WB 또는 PB(partial band) 단위), 위상은 W2(SB 단위)로 각각 지시될 수 있다.

상술한 방식은, 비주기적 (UL 승인 기반의) 전송을 비롯하여, 주기적, 반-영구적 전송에도 적용될 수 있다. 또한, 상술한 제한 방식은 UL 코드북 위주로 설명되었으나, 다중-패널을 구비한 DL 코드북에도 동일/유사하게 설정/적용될 수 있음은 물론이다.

기지국이 상술한 SRI, MCS 및/또는 TMPI+RI를 UL 승인으로 지시해주는 경우, 다음과 같은 옵션들이 고려될 수 있다:

1. SRS 자원 수에 따라 가변적인 DCI 페이로드(DCI payload varying according to the # of SRS resource(s)): 상술한 2개의 설정된 SRS를 예시로 들면, 다음과 같은 옵션이 고려될 수 있다.

1-A. (SRI=0)+(TPMI0) + (SRI=1)+(TPMI1) + MCS(예를 들어, CQI 기반)+RI: 상기 방식의 경우, 다중-패널을 고려한 하나의 병합된(aggregated) TPMI(TPMI0+TPMI1)을 고려하여 CQI가 계산되며(이 경우 상기 제안한 패널 보정 PMI가 추가적으로 고려될 수 있음), 이를 바탕으로 MCS가 계산될 수 있다. 대표적인 사용 케이스로 비-코히어런트 JT(또는 패널 보정 PMI이 추가 고려되는 경우 코히어런트 JT)가 고려될 수 있다.

1-B. (SRI=0)+(SRI=1)+TPMI+MCS(예를 들어, CQI 기반)+RI: 상기 방식의 경우, 다중 패널(복수의 포트 그룹들)을 고려한 하나의 병합된 SRS 포트 수에 대응하는 코드북에서 TPMI를 선택/적용하여 CQI가 계산되며, 이를 기초로 MCS가 계산될 수 있다. 대표적인 사용 케이스로 코히어런트 JT가 고려될 수 있다.

1-C. (SRI=0+TPMI0+RI0+MCS0(SINR0에 상응))+(SRI=1+TPMI1+RI1+MCS1 (SINR1에 상응)): 상기 방식의 경우, MCS는 각 자원별로 계산될 수 있다. 이를 위하여, 기지국은 참조 SRS 자원에 상응하는 TPMI0를 이용하여 계산한 MCS0를 단말에 지시하며, MCS1은 병합된 TPMI를 이용하였을 때의 SINR와 SINR0의 차이를 나타내는 차등(differential) MCS를 이용하여 단말에 지시할 수 있다. 이때, RI도 MCS와 유사하게 참조 RI와 차등 RI로 구성/지시되거나, 1-A의 경우와 같이 전체 RI 하나만 구성/지시될 수 있다.

2. DCI 사이즈 공통: 상기 방식의 경우, SRI, MCS 및/또는 TPMI/RI 지시를 위한 DCI 사이즈가 최대 값으로 설정될 수 있으며, 예를 들어, (joint encoding of two SRI indication) + (joint encoding of two TMPI indication) + MCS + RI + 추가적인 TPMI(예를 들어, (

) 등과 같은 형식으로 구성/지시될 수 있다.

상기 방식과 같이 복수의 SRI를 사용하는 경우, SRI 필드는 예를 들어 표 10과 같이 구성될 수 있다. 표 10은 2-비트 SRI 필드의 구성 예시를 나타내며, 설정 가능한 SRS 자원으로는 (SRS 자원 1, 2, 3 및 4)이 존재한다고 가정한다.

표 10은 2-bit SRI가 사용됨을 가정하였으며, state "00" 은 가장 선호하는 SRS 자원 혹은 가장 선호하는 패널에 상응하는 SRS 자원에 대한 단일 선택에 대응되며, state "01" 또는 "10" 은 비-코히어런트/코히어런트 JT 등과 같이 선호하는 두 개의 SRS 자원이 협력적으로 전송되는 전체 SRS 자원 세트의 부분 집합에 대응되며, state "11" 은 설정받은 SRS 자원이 모두 비-코히어런트/코히어런트 JT 등과 같이 협력적으로 전송되는 전체 SRS 자원에 대응된다.

만약, 각 state가 특정 자원 선택의 용도로만 사용된다면, 각 state는 표 11과 같이 설정/선택된 자원의 단일 값만으로 설정/적용될 수도 있다.

상기 state에 대응되는 SRS 자원 선택에 대한 정보는 MAC CE 등을 이용하여 설정/적용될 수도 있다. 다수의 SRS 자원들이 단말에 설정되는 경우, TPMI의 사이즈는 상기 설명한 방식과 마찬가지로, 설정되는 SRS 자원에 따라 가변적으로 설정/적용될 수 있다.

상기 설명한 것과 같이 SRI 필드를 통해 지시되는 SRS 자원 수(그리고/또는 상기 SRI 필드의 state)에 따라 설정/적용될 수 있는 UL DCI 포맷은 다음과 같이 예시될 수 있으며, 이는 상기 지시된 SRS에 연계/연결(tie)되거나 별도의 시그널링으로 SRI와 연결/연계될 수 있다. 그리고/또는 상기 UL DCI 포맷으로 시그널링된 정보 중 적어도 일부는 별도의 시그널링으로 지시될 수 있다.

1. UL DCI 포맷 예시 1

UL DCI 포맷 0(최대 30bits) - 단일 SRS 자원(UL CSI 획득용, 예를 들어, UL 빔 관리용(및/또는 DL CSI 측정용)으로 설정되는 SRS 자원(들)과 무관하게)이 설정된 경우

- 단일 TPMI 필드(4bits),

- 단일 TRI 필드(2 or 3bits),

- RA, 및/또는

- UL MCS 등

이때, TPMI와 TRI는 공동 인코딩(joint encoding)될 수 있다.

2. UL DCI 포맷의 예시 2

UL DCI 포맷 1(최대 50bits) - 복수의 SRS 자원들이 설정된 경우

- 복수의 TPMI + TRI 필드들(예를 들어, 4 x N bits)(여기서, N은 설정된 SRS 자원 개수일 수 있음(예를 들어, UL CSI 획득용으로))

<case 1> - 각 SRS 자원을 위한 WB TPMI + TRI 및/또는 패널간(inter-panel) 보정을 위한 하나의 추가적인 WB TPMI(예를 들어,

)

Case 1은 설정된 SRS 자원 내의 포트 수에 맞춘 각각의 WB TPMI+TRI가 설정/지시되며, 추가적으로 비-코히어런트/코히어런트 JT 등에 사용될 수 있도록 상기 설명한 패널 위상-일치 등의 TPMI가 WB 단위로 추가 설정/지시되는 경우에 해당한다.

<case 1a> - 각 SRS 자원을 위한 WB TPMI + TRI + (패널간 위상-일치를 위한 SB 단위의 TPMI들)

Case 1a는 설정된 SRS 자원 내의 포트 수에 맞춘 각각의 WB TPMI가 설정되며, 비-코히어런트/코히어런트 JT 등에 사용될 수 있도록 상기 설명한 패널 위상-일치 등의 TPMI가 SB 단위(주파수 선택적인 프리코딩)로 추가 지시되는 경우를 나타낸다. 패널 위상-일치가 'SB 단위'로 설정되는 경우, 보다 정확한 패널 보정이 이루어질 수 있으나, 보다 큰 TPMI 필드 사이즈가 요구된다.

<case 2> - TRI + 하나의 WB TPMI + 복수의 SB TPMI들

Case 2는 듀얼 스테이지 코드북(예를 들어, LTE DL Class A 코드북, 싱글 스테이지 코드북에서 특정 특징을 바탕으로 그룹핑하여 듀얼 스테이지 코드북과 같이 운영하는 경우(후술되어 있음))에 해당한다. 특히, Case 2는 설정된 SRS 자원 전체의 포트 수에 맞춘 하나의 WB TPMI가 설정되며, SB별로 각각의 TPMI가 설정/적용되는 경우에 해당한다. Case 2는 코히어런트 JT와 같이 각 SRS 자원 혹은 패널별로 calibration이 잘 되어있는 경우에 적합하다.

<case 3> - 각 SRS 자원에 대한 WB TPMI + TRI + (패널간 위상-일치를 위한 하나의 TPMI) + 하나의 선택된 SRS 자원(RRC 또는 MAC CE로 미리 선택되거나 가장 낮은(lowest) 인덱스의 SRI에 따라 선택됨)을 위한 복수의 SB TPMI들

Case 3은 듀얼 스테이지 코드북 구조에서, 각 자원별로의 WB TPMI와 이에 대응하는 추가적인 TPMI(패널 보상자(panel corrector))를 설정하는 경우에 해당한다. case 1a 혹은 case 2와 같이 SB 단위로 설정/적용하는 것이 성능을 최대화할 수 있지만, SB에 상응하는 추가적인 TPMI도 설정 적용해야 하므로 페이로드가 증가하게 된다. 따라서, 비-코히어런트 JT 등과 같은 상황에서 WB에 대해서만 협력적 전송을 수행하며, SB TPMI는 미리 약속되거나 단말에 의해 추천되거나 혹은 RRC, MAC CE 등으로 설정된 특정 SRS 자원(또는 패널) 혹은 가장 낮은 인덱스의 SRI에 상응하는 SRS 자원(또는 패널)에 대해서만 전송될 것을 제안한다.

<case 3a> - 각 SRS 자원에 대한 WB TPMI + TRI + (패널간 위상-일치를 위한 하나의 TPMI) + 선택된 복수의 SRS 자원들에 대한 복수의 SB TPMI들

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 SB TPMI 할당을 예시한 도면이다.

Case 3a는 듀얼 스테이지 코드북 구조에서, 각 자원 별로의 WB TPMI와 이에 대응하는 추가적인 TPMI(패널 보상자)를 설정하는 경우에 해당한다. SB 단위에서 패널 위상-일치에 대한 TPMI를 증가시키지 않기 위하여, SB를 다수의 sub SB로 나누어 각 sub SB별로 서로 다른 자원에 대응시켜 SB TPMI를 전송시키도록 (각 자원별로 SB TPMI를 균일하게 반영하기 위함) 설정/적용할 수 있으며, 이는 도 16(a)에 해당한다. 도 16(a)와 같이 SRS 자원 4개(SRS 자원 #1 내지 #4)가 각 SB에서 모두 전송이 된다.

도 16(b)는 각 SB 인덱스별로 SRS 자원을 매핑하여 SB TPMI를 전송하는 실시예를 나타낸다. 도 16(b)에 나타나듯이, SB 개수가 SRS 자원의 개수보다 큰 경우, 우선 SB 인덱스와 SRS 자원 인덱스간 오름차순으로 일대일 매핑되되, 매핑되지 않은 나머지 SB는 매핑 대상 SB의 인덱스와 SRS 자원 개수간의 modular 연산을 통해 획득한 결과 값을 인덱스로 갖는 SRS 자원이 해당 SB 인덱스와 매핑되어 SB TPMI가 전송될 수 있다(예를 들어, 도 16(b) 실시예의 경우 SB 5에서는 SRS 자원 #1이 전송).

도 16(c)는 SB를 특정 개수의 서브 그룹(예를 들어, 2, 이는 설정 가능)으로 할당하고, 서브 그룹 수보다 SRS 자원이 많은 경우(상기 예제에서 4번째 행), 연접한 SB에 걸쳐서 TPMI를 전송하는 실시예에 해당한다. 이 경우에도, 전체 SB에 균일하게 TPMI를 전송하기 위하여, (SRS 자원의 개수/서브 그룹의 개수, 상기 예에서 2)를 초과하는 인덱스를 갖는 SB는 modular 연산을 통하여 SRS 자원과 매핑된다. 예를 들어, 도 16(c)의 실시예의 경우, SB 1,3,5,… 에는 SRS 자원 1과 2가 전송되며, SB 2,4,6,..에는 SRS 자원 3과 4가 전송된다.

또 다른 예제로는 SB의 세분성(granularity)를 줄이는 방안이 고려될 수 있다. 상기 방식에서는, 예를 들어, SRS 자원의 개수가 2개이고 하나의 SB가 6RB인 시스템의 경우, 하나의 SB가 12RB이 되도록 설정/적용하여, 패널 2개에서 모두 SB TPMI를 전송하도록 설정될 수 있다. 이렇게 설정함으로써 다중-패널 전송에 의한 SB TPMI의 페이로드가 증가하지 않는다는 장점이 있다.

또 다른 예제로, 다중-패널 전송 시에 코드북 서브샘플링 또는 후술할 서브셋 제한을 수행하도록 제한/설정하여, SB TPMI의 페이로드 사이즈를 줄이는 방식이 고려될 수 있다. 코드북 서브샘플링의 경우, 필연적으로 코드북 성능을 열화시킬 수 있으므로 열화를 최소화하기 위하여, 특정 도메인 혹은 방향에 상응하는 코드워드가 반드시 포함되도록 단말이 기지국에 추천할 수 있다.

또 다른 예제로, UL DCI 포맷 1은 다음 중 적어도 일부를 포함하도록 구성/정의될 수 있다.

- SRI 필드(2 또는 3bits),

- 단일 RI 필드(2 또는 3bits)/복수의 RI 필드들(비-코히어런트 JT case),

- RA, 및/또는

- UL MCS 등

본 명세서에서 TPMI(및/또는 RI) 전송에 대하여 여러 가지 방식이 제안되었는데, 상기 방식들 모두 혹은 이들의 서브셋이 사용되는 경우, 어떤 방식이 사용될지는 기지국이 단말에 별도의 시그널링을 통하여 명시적으로 또는 암시적으로 지시해줄 수 있다.

암시적 지시 방식으로는 다음과 같은 실시예들이 존재할 수 있다:

- 설정된(또는 활성화된) SRS 자원의 개수: 단말은 설정받은 SRS가 단일 SRS 자원인지 복수의 SRS 자원인지에 따라 DCI 포맷 0 또는 1의 특정 case를 사용할지를 암시적으로 알 수 있다.

- 주파수 선택적 프리코딩 관련 파라미터들(예를 들어, ON/OFF, SRS 포트 개수(X-포트 이상이면 주파수 선택적 프리코딩이 자동 활성화되는지 여부에 따라 복수 PMI 필드의 해석이 달라질 수 있음)): X-포트(예를 들어, X=4) 이상인 경우, 주파수 선택적 프리코딩이 고려되어, 앞서 상술한 case 2 혹은 3 중 사전에 약속된 하나의 전송 방식 혹은 설정된 전송 방식이 사용될 수 있다. X-포트의 경우, 경우에 따라, 설정된 모든 포트의 합이 X로 해석될 수도 있다.

- 레이어(DMRS 포트) 또는 CW(codeword) 개수(예를 들어, 2CWs 범위인 경우 RI와 MCS 값을 두 개씩 각각 보냄): MCS가 두 개인 경우, 비-코히어런트 JT로 전송한다는 의미로 해석될 수 있으므로, 기지국은 상기 제안한 방식 1 혹은 3 중 어느 하나의 전송 방식(사전에 약속하거나, 설정된)을 단말에 암시적으로 지시할 수 있다. 2CW 범위(예를 들어, 비-코히어런트 JT 등을 위함)인 경우 혹은 SRS 자원 수가 특정 수(사전에 약속되거나 설정된) 이상인 경우, TPMI 지시를 위한 페이로드 사이즈가 매우 커지기 때문에, 이 경우 주파수 선택적 프리코딩은 비활성화될 수 있다.

상술한 UL DCI 포맷 1의 경우, 다수의 SRS가 협력적으로 전송되는 코히어런트/비-코히어런트 JT 등을 사용 케이스로 설명하고 있다. 비-코히어런트 JT의 경우, 단말의 오실레이터의 위상 오프셋 차이로 인해 발생하는 위상 드리프트(drift) 등의 영향으로, 각 자원별 전송 시점 간격이 일정 시간 이상으로 벌어지면, 패널 보상자(corrector)(위상 및/또는 진폭)에 상응하는 TPMI가 제대로 동작하지 않을 가능성이 크다. 따라서, 코히어런트/비-코히어런트 JT 등의 목적으로 다수의 SRS 자원에서 협력 전송을 수행/적용하는 경우, SRS 자원간의 전송 시점 간격을 일정 시간 내로 제한할 수 있다. 만약, 단말의 능력(예를 들어, 비-보정된(non-calibrated) 패널)으로 인하여 이를 제대로 수행하지 못하는 경우, 단말은 이를 능력 정보로서 기지국에 보고할 수 있다. 이 경우, 해당 단말에 대해 단일 SRS 전송만이 설정/적용되도록 제한될 수 있다.

상술한 방식은 LTE UL과 같이, RI와 PMI가 공동 인코딩되어 지시되는 경우를 예로 들었다. 하지만, LTE DL과 같이 듀얼 스테이지 코드북의 효과적인 TPMI 지시를 위하여, RI와 PMI가 분리 인코딩(separate encoding)되는 경우에도 상술한 방식의 적용이 가능하다.

이하, 단일 패널을 가정한 코드북 구성 방법에 대하여 기술한다.

먼저, DFTs-OFDM의 경우, 주파수 선택적 프리코딩을 지원할 필요가 없다. 따라서, 단일 스테이지 코드북이 적합하다. 이러한 관점에서 단일 스테이지 코드북 설계 시, LTE UL 코드북이 있는 2-포트와 4-포트가 그대로 사용될 수 있다. 8-포트 코드북의 경우, LTE UL 4-포트 코드북을 이용하여 구성될 수 있으며, 실시예는 다음과 같다:

1.

를 UL 4-포트에서 i번째 인덱스를 갖는 코드워드라 정의하면, 8-포트 랭크1 코드북은

와 같이 구성/정의될 수 있다. 본 코드북의 특징은 4-포트 코드북을 기반으로 구성된다는 것이며, 보다 상세하게는 8-포트 중 4-포트에는 상기 UL 4-포트 코드워드가 적용되며, 나머지 4-포트에는 상기 UL 4-포트 코드워드가 위상 회전된 코드워드를 적용하는 것을 그 특징으로 한다. 이때 위상이 회전되는 정도는 L 값으로 조절될 수 있다. 예를 들어, L 값이 4인 경우, 위상 회전 정도는

와 같이 QPSK로 설정되거나 혹은 이의 서브셋(예를 들어, -1 또는 -j)으로 설정될 수 있다. 이때, 8-포트의 랭크 1 코드북은 총 16*4 혹은 16(이 경우 4-포트의 코드북 사이즈와 동일하게 맞추는 목적으로 사용될 수 있음)개의 코드워드로 구성될 수 있으며, 더 높은 resolution이 필요한 경우 L 값을 더 높은 값(예를 들어 8)으로 설정할 수 있다. 이러한 L 값은 기지국이 단말에 설정해줄 수 있다.

상기 8-포트 코드북의 경우 4-포트 TPMI와 동일한 코드워드를 사용하여 단말의 구현 복잡도를 낮추며, 추가적인 위상 회전 값을 이용하여 설계되는 것을 특징으로 한다. 본 코드북은 듀얼-스테이지 구조에도 동일하게 적용될 수 있다.

예를 들어, W=W1W2 (

)인 구조에서, W1으로 4-포트 코드북이 지시되고, W2로 위상 회전 값이 지시될 수 있다. 또한, 본 코드북은 X-pol(교차 편파) 안테나 구조와 잘 맞으며, 4-포트 코드북은 동일한 편파로 구성되는 안테나 포트에 적용될 수 있다.

또한, 안테나는 단말 내에서 임의적 위치에 놓이므로, 안테나 포트의 위치에 따른 경로 손실(path loss) 등이 달라질 수 있다. 이를 현실적으로 반영하기 위하여, 코드북 내에서 위상 term외에 파워 제어 부분/term인 alpha를 별도로 정의하여 코드북을 구성할 수 있다. Alpha는

와 같이 정의/표현될 수 있으며, 이는 W1의 PMI로 사용될 수도 있다. 그 결과, 최종 코드북은 수학식 18과 같이 정의될 수 있다.

2. 또 다른 방식으로, 최종 코드북은 수학식19와 같이 정의될 수 있다.

본 코드북은, 8-포트 코드북을 4-포트 단위(X-pol인 경우, 동일한 편파 단위)로 구분하고, 구분된 각 4-포트 단위에 서로 다른 4-포트 코드워드를 적용하여 구성된다. 이 경우, 코드북 페이로드 사이즈는, 예를 들어, 랭크 1인 경우 16*16으로 구성된다. 이러한 코드북을 듀얼 스테이지 코드북으로 구성하는 방식은,

를 WB 코드북으로 지정하여

로 사용하고, SB 혹은 단기(shorter)로

의 코드워드 인덱스가 추가 보고되어

가 구성될 수 있다. 또한, 단말 내에 안테나가 임의적 위치에 놓이므로, 안테나 포트 위치에 따른 경로 손실 등이 달라질 수 있다. 이를 보다 현실적으로 반영하기 위해 코드북 내에서 전력 제어 부분/term인 alpha를 정의하여 코드북을 구성할 수 있다. Alpha는

와 같이 표현/정의될 수 있으며, 이는 W1의 PMI로 사용될 수 있다. 그 결과, 최종 코드북은 수학식 20과 같이 정의될 수 있다.

본 코드북의 경우, 코드북의 페이로드 사이즈를 줄이기 위하여, LTE UL 코드북의 일부만 사용될 수도 있다. 예를 들어 랭크 1의 코드워드 가운데, 16-23(안테나 오프 코드북)이 제외되어 사용될 수도 있다. 또한, 다른 상위 랭크(예를 들어, 랭크 2,3,4)에 대해서도 동일하게 상기 원리가 적용될 수도 있다. 이 경우, 코드북은 동일하게

또는

을 사용하여/기본으로 구성될 수 있다. 여기서, superscript r은 랭크를 나타낸다. 또한, 제안하는 듀얼-스테이지 코드북의 경우, 주파수 선택적인 프리코딩을 위하여 사용될 수 있으며, CP-OFDM에 적용될 수 있다. 혹은, 싱글-스테이지 코드북은 DFTs-OFDM에 사용되고, 듀얼-스테이지 코드북은 CP-OFDM에 사용되도록 제한될 수 있다. 싱글-스테이지 및/또는 듀얼-스테이지 코드북의 사용 여부는 단말이 기지국에 추천해주거나, 기지국이 단말에 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC, DCI 및/또는 MAC CE 등)으로 지시할 수 있다.

또한, 4-포트 코드북의 경우, 상기 제안하는 방식을 이용하여, 랭크 1에 한해

혹은

의 구조로 구성될 수 있다.

이하에서는 CP-OFDM 등의 환경에서 주파수 선택적인 프리코딩을 위한 코드북 디자인을 제안한다.

단말이 하나의 SRS 자원 내에 가지고 있는 포트 수를 X라고 정의하자. 각 X-포트 별로 서로 다른 지연을 겪게 되는데, 이는 주파수 도메인 상에서 위상이 시프트(shift)되는 현상으로 이해될 수 있다. 시간 축에서의 지연은 주파수 축에서의 위상 변화로 해석되며, 주파수 축의 위상 변화는 주파수 함수로 나타낼 수 있다. 예를 들어, 주파수 축의 위상 변화는

와 같이 표현될 수 있으며, 여기서 k는 해당 주파수에 상응하는 인덱스(예를 들어, 서브캐리어 인덱스, PRB(Physical Resource Block)(또는 PRG(Precoding Resource Group)) 인덱스, SB 인덱스)를 나타내며, delta(δ)는 주파수 위상 변화의 정도를 나타내는 계수이다.

본 발명에서는 UL SRS 포트별로 서로 다른 지연을 겪음으로 인해 발생하는 주파수 시프트 현상을 이용한 주파수 선택적 프리코딩을 위한 코드북을 제안한다.

제안하는 코드북 구조는 랭크 1의 경우 수학식 21과 같다.

은 첫 번째 포트를 기준으로 한 상대적인 빔 파워를 나타낸다. 이는 특정 값(예를 들어,

)으로 사전에 약속되거나, 기지국이 단말에 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC, DCI 및/또는 MAC CE)으로 지시할 수 있다.

수학식 21에서 위상 변화 값에 대한 변수는 수학식 22와 같이 정의될 수 있다.

수학식 22에서

를 구성하는 변수들은 다음과 같이 정의될 수 있다.

η 값은 상위 계층 시그널링(RRC 및/또는 MAC CE)으로 지시되거나, 뉴머롤로지에 따라 사전에 약속된/설정된 값이 사용될 수 있다. 예를 들어, η 값은 {128,256,512,1024,2048,4096} 에서

을 만족하는 가장 작은 값으로 설정될 수 있으며, 여기서

는 각각 CSI 피드백을 위하여 설정된 RB의 개수와 설정된 RB당 서브캐리어의 수이며,

은 CSI 보고를 위하여 설정된 BW(Bandwidth)내의 서브캐리어의 개수이다. υ 값은 (FFT(Fast Fourier Transform) 크기의) 오버샘플링 값으로 (특정 빔과 무관한 시스템 파라미터의 성격일 수 있음) 특정 정수 값(예를 들어, 1,2,4..)으로 설정될 수 있다. υ 값은 뉴머롤로지에 따라 자동으로 특정 값으로 설정되거나, 기지국이 단말에 설정해줄 수 있다. 마지막으로

는 각 포트당 설정된 BW 내에서의 위상 변화 속도와 관련된 값이며, 예를 들어,

=2이면, 2번째 포트는 설정된 BW 내에서 위상이 4-phi만큼 변화함을 의미할 수 있다.

값은 특정 정수 값(예를 들어, 1,2,4..)으로 설정될 수 있으며, 기지국이 단말에 설정해주거나 단말이

값이 될 수 있는 후보 값들이 포함된 세트 내에서 각 빔 별로

값을 선택/지정하여 기지국에 피드백해줄 수 있다.

수학식 21의 경우, 시간축을 기준으로 포트당 최대 지연에 상응하는 값을 이용하여,

의 값을 계산할 수 있다. 예를 들어, 주파수 도메인에서 해당 포트의 채널 응답으로 서브캐리어/RB/SB당 샘플들이 취합되고 이에 FFT가 적용되어 시간 도메인 신호 샘플들로 변환될 수 있다. 이러한 시간 도메인 신호 샘플들 중에서, 최대 값(예를 들어, 진폭)에 해당하는 인덱스를 최대 지연에 상응하는 값으로 결정할 수 있으며, 이 값을 바탕으로

이 계산될 수 있다. 예를 들어, 상기 최대 지연 값이 a_1인 경우,

와 같이 계산될 수 있다.

수학식 21의 경우, 포트당 최대 지연에 상응하는 값이 1개임을 가정하여 계산되는 값이다. 하지만, 다중-경로(multi-path)로 인하여, 지연 확산(delay spread)이 큰 경우, 하나의 시간 도메인 신호 샘플로 주파수 도메인 채널의 변동(fluctuation)을 모두 캡쳐하는 데 한계가 있을 수 있다. 이 경우, 시간 도메인 신호 샘플을 다수개(K개의 샘플, K는 기지국에 의해 설정 가능(configurable)하거나 UE에 의해 추천될 수 있음(특히 DL case))를 캡쳐하는 방식이 존재할 수 있다. 그러면, 수학식 21은 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.

수학식 23에서 각 파라미터의 subscript의 k 인덱스는, 각 포트당 k번째로 큰(largest) 시간 도메인 샘플 혹은 최대 지연 샘플로부터 사전에 약속된 규칙에 의하여 결정되는 k번째 샘플로 이해될 수 있다. 예를 들어, K=3, FFT 크기가 64, 최대 지연이 7번째 (tap)로 결정된다면, 6, 7 및 8번째(tap), 시간 도메인 샘플을 이용하여, 수학식 23이 구성될 수 있다. 또한, 기지국은

로 설정하여 이를 단말에 지시할 수 있으며, 각 포트별 이격이 커서 상관관계(correlation)가 적은 경우,

로 설정하여 상위 계층 시그널링으로 이를 단말에 지시할 수 있다.

수학식 23에서 K=1인 경우 수학식 21되며, 설명의 편의상 이하에서는 수학식 21로 통칭하여 설명한다.

수학식 21에서의 나머지 파라미터는 다음과 같이 정의/설정될 수 있다.

k 인덱스는 주파수에 상응하는 인덱스 값으로, 주어진 서브캐리어 혹은 SB에 맞게/따라 설정되며, 이는 추가적으로 피드백되지 않는다.

의 값은 1번째 포트의 위상 오프셋 값을 나타내며,

의 예와 같이 빔당 위상 오프셋이 QPSK, 8PSK 등의 값을 갖도록 설정된 값으로 추가적으로 포트 단위로 지시될 수 있다. 혹은 위상 오프셋은 무시하고,

의 값을 0으로 설정하여 피드백 오버헤드를 크게 줄일 수도 있다.

상기 제안하는 방법을 사용하는 경우, 단말은

에 의하여(예를 들어) RE-레벨로 적용되는 TPMI를 기초로 평균 등의 방법을 이용하여 SB SINR을 계산하며, 이를 기지국에 보고할 수 있다.

보다 구체적인 단말의 PMI 추정 동작은 다음과 같다.

우선, 각 서브캐리어(혹은 PRB 또는 SB)로 대표되는 채널을

로 정의할 수 있다. 여기서 N_R과 N_T는 각각 기지국의 Rx(혹은 안테나 요소, 이하 '안테나 포트' 로 통칭) 및 단말 Tx 안테나 포트이다. 단말은 각 서브캐리어별

을 이용하여, PMI 구성을 위한 상대 파워 지시자(relative power indicator)

주파수에 따른 빔당 위상 변화 인자

및 오프셋

을 추정할 수 있다. 기지국은 WB를 대표하는 상기 인자들을 통합적 혹은 독립적으로 단말에 지시할 수 있으며, 단말은 이 정보를 바탕으로 TPMI를 구성할 수 있다. 혹은 기지국은 TPMI 구성을 위한 상기 인자들의 서브셋만을(예를 들어, TPMI 구성을 위한 상대 파워 지시자

이 제외된) 단말에 지시할 수도 있으며, 단말은 이 정보를 이용하여 TPMI를 구성할 수 있다. 이때, 단말에 지시되지 않은 나머지 정보는 사전에 미리 정의되었다고 가정될 수 있다(예를 들어,

=1).

이하에서는 상기 방식을 이용한 상위 레이어 코드북 구성 방식을 살펴본다.

일반적으로 X-포트의 경우, 기지국이 단말보다 더 많은 수신 안테나 포트를 가지고 있다고 가정하면, 이론적으로 X-레이어까지 전송이 가능하다. 따라서, 기지국은 단말과 기지국 사이의 채널을 이용하여, 각 레이어별로 최적의 파라미터를 계산할 수 있다. 즉, 기지국은

등을 레이어별로 독립적으로 계산할 수 있다. 이 경우, 최종 프리코더

는 수학식 24와 같이 정의될 수 있다. 수학식 24에서 R은 전송 레이어를 나타낸다.

상기 코드북의 경우, 레이어별로 독립적인 PMI 보고가 수행되므로, 레이어가 증가함에 따라 페이로드 사이즈도 선형적으로 증가한다는 문제가 발생할 수 있다. 이를 해결하기 위하여, 특정 랭크에 대해서는 상술한 싱글 스테이지, 듀얼 스테이지, 또는 특정 코드북(예를 들어, DL 듀얼 스테이지 코드북)이 사용될 수 있다. 혹은 Walsh 코드로 대표되는 직교 코드들을 이용하여, 레이어 2까지 직교하는 코드북이 구성될 수 있다. 이 경우, 수학식 24에서 상대 파워에 관한 부분은 모두 1로 고정될 수 있다. 그러면 랭크 1과 2의 코드북은 수학식 25와 같이 구성될 수 있다.

혹은 X-pol 안테나의 경우 랭크 1과 2의 코드북은 수학식 26과 같이 구성될 수 있다.

상기 위상 조절 term인

는 WB 혹은 SB별로 서로 다른 값으로(즉, 서로 독립적으로) 지시될 수 있다.

이하에서는 상기 제안한 단일 패널 기반의 코드북 혹은 기존의 LTE UL/DL 코드북 등이 다중 패널의 경우에 어떻게 적용 가능한지에 대해 살펴본다. 이하에서는, 설명의 편의를 위하여, 하나의 패널에는 동일한 수의 안테나 포트가 구비되어 있다고 가정한다. 즉, 이하에서는, M개의 패널이 존재하는 경우, 각 패널 내의 X-pol 안테나 포트가 각 편파당 N개 존재하는 것으로 가정한다. 이하에서 제안되는 코드북 구조의 경우, 포트 선택 등에 관한 기능(functionality)은 SRI 등과 같은 별도의 시그널링으로 처리 가능하므로, 코드북 내에서 포트 선택 등(예를 들어, 코드북 요소가 0으로 설정되는 경우)은 고려되지 않는 것을 특징으로 한다.

먼저, X-pol 안테나(2-포트)로 구성되는 경우에 DL 또는 UL 2-포트 코드북이 사용되는 것으로 가정한다. 이 경우, 2-포트 코드북은 다음과 같이 구성될 수 있다. 2-포트의 경우 빔 그룹이 불필요하기 때문에, 단순히 W1을 (2 by 2) 단위 행렬(identity matrix)로 상정할 수 있다. 그리고, W2는 (SB 및/또는 단기 주기로) 각 편파에 대한 위상-일치가 수행될 수 있다. 즉, W2는

와 같이 구성될 수 있으며,

혹은 8PSK로 구성될 수 있다. 여기서, i는 패널 인덱스가 될 수 있다. 이 경우, 최종 코드북은 표 12의 LTE DL 코드북(QPSK 위상-일치 가정)으로 표면될 수 있다.

표 12를 이용하여, 복수의 SRS 자원들이 결합(combining)되어 구성되는 코드북은 다음과 같이 표현될 수 있다.

4-포트의 경우, 비-코히어런트 JT와 같이, 각 자원(패널)별로 2개의 안테나를 구비하여 2포트 코드북을 사용하며, 자원(패널)간의 위상 및/또는 진폭 보상 term이 고려될 수 있다. 즉, 이를 수식으로 표현하면 수학식 27과 같다.

여기서

이고,

는 각각 자원(패널)간의 진폭과 위상 보상 term을 나타낸다(예를 들어,

).

는 통합적으로(

) 혹은 둘 중 하나의 값만, WB 혹은 SB에 대해 설정/적용 가능하다. 이때, 페이로드의 효과적인 분산을 위하여, WB와 SB에 서로 다른 비트 사이즈(예를 들어, WB=2bit, SB=1bit)가 설정/적용될 수 있다. 또한, 레이어별 효과적인 적용을 위하여,

와 같이

가 레이어별로 독립적으로 적용될 수 있다. 하지만, 상기 2-포트 코드북의 랭크 2 구성은 편파별 동일한 빔이 사용되는 구조이므로, 페이로드 사이즈 절약을 위하여, 동일한

를 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 이는, 2-포트 코드북뿐 아니라, W1 빔 그룹을 1개의 빔으로 구성하는 코드북에도 동일하게 적용될 수 있다.

또 다른 실시예로, α={0,1} 와 같이 설정하여, 진폭 성분은 패널 선택의 기능만 수행하도록 설정할 수 있다. 이 경우, alpha 값에 따라서, TPMI의 사이즈가 변하므로(즉, alpha=1인 경우, TPMI의 사이즈가 2배), TPMI와 보정 term 및/또는 RI는 공동 인코딩(joint encoding)되는 것이 TPMI 페이로드 측면에서 바람직할 수 있다.

상기 코드북을 확장하여 8-포트 코드북에 적용하면, 수학식 28과 같이 표현될 수 있다.

즉, 4개의 자원(패널)은 각각 2-포트 코드북을 사용하며, 각 패널당 보정 term은 패널 수에 따라 증가하게 된다. 이를 해결하기 위하여, 위상의 경우,

등과 같은 연산을 통하여, 하나의 값으로 표현 가능하도록 설정/적용할 수 있다. 이때, 어떠한 패널 보정 값을 사용할지는 기지국이 단말에 설정해주거나, 패널 보정 값은 단말의 안테나 구현에 따라 달라질 수 있으므로 단말이 능력 보고 등을 통하여 기지국에 알려줄 수도 있다. 8-포트 디자인의 나머지 요소들은 상기 설명한 4-포트의 경우와 동일하게 설정/적용될 수 있다. 상기 코드북의 정규화 term은

와 같이 계산될 수 있다.

이하에서는 하나의 패널이 4-포트(혹은 코히어런트 JT 상황에서 병합된 포트 수가 4인 경우)로 구성되는 경우의 코드북에 대해 살펴본다. 4-포트 코드북의 경우, 듀얼 스테이지 코드북 설정 시 LTE-A Class A 코드북이 확장하여 사용되거나 혹은 Rel-12 eDL-MIMO 4Tx 코드북을 설정하여 사용될 수 있다. Class A 코드북을 사용하는 경우, 코드북 구조는 TPMI의 페이로드(예를 들어, SB의 폐이로드 사이즈)를 줄이기 위하여, W1이 1개의 빔으로 구성되는(예를 들어, Config 1 등으로 나타나는) 구조로 제한될 수 있으며, W2는 위상-일치로 주파수 선택적 프리코딩을 수행할 수 있다.

표 13은 4-포트 코드북(LTE DL 4-포트)을 예시한다.

표 13에서

이며, I 는 4×4 단위 행렬을 나타낸다.

또 다른 실시예로, LTE DL 싱글 스테이지 코드북을 이용하여 주파수 선택적인 프리코딩을 구성하는 방식이다. 본 방식에서는, 표 13의 4-포트 코드북을 인덱스 L개(예를 들어, L=2,3,4, L은 gNB 또는 UE에 의해 설정 가능(configurable)) 단위로 그룹핑하여 W1을 구성하며, (W1 그룹 내에서) W2를 통해 빔 셀렉션이 수행될 수 있다. 예를 들어 L=2인 경우, 랭크 1 코드북은

와 같이 구성될 수 있다. 빔 선택에 대한 정보는 추가적으로/독립적으로 시그널링될 수 있다. 예를 들어, 빔 선택 정보는 상기 코드북의 경우 L*4bit로 시그널링되거나, 오버헤드를 줄이기 위하여 후술하는 순열이나 조합에 의하여 선택되는 빔들을 이용하여 공동(joint) 지시될 수 있다. 상기 코드북에서

는, 선택 벡터로 j번째 원소만 '1' 이고 나머지 원소는 '0' 인 벡터이다. 또한, 상기 코드북에서 superscript r은, 랭크에 대응한다.

상기 실시예는 L개의 빔을 특정 방식에 따라 그룹핑하여 W1으로 그룹 인덱스를 선택/지시하고, W2로 빔 선택/지시가 수행되는 방식이었다면, 다음으로 제안하는 실시예는, L개의 빔에 대해 각각 서로 다른 인덱스를 할당하고, 선택된 빔의 인덱스를 명시적으로 지시하는 방식이다(예를 들어, L=2인 경우, (11, 5) 빔 인덱스를 지시). 이 경우, 지시에 필요한 경우의 수는

(순열과 조합)일 수 있다. 순열 연산자로 계산되는 경우의 수의 경우, 단말과 기지국 사이의 W1을 구성하는 빔 순서에 대한 모호성이 없는 대신 시그널링 비트 수가 증가한다는 단점이 있을 수 있다. 조합으로 구성되는 그룹핑 방식을 이용하는 경우, 항상 낮은(또는 높은) 코드북 인덱스를 기준으로 정렬된다고 가정될 수 있다. 상기 예제와 같이 사전에 약속하지 않는 경우는, 조합의 경우 속도가 빠른 단말을 위한 semi-OL(open loop) 등의 프리코더 사이클링(cycling) 등으로 사용될 수 있으며, 어떠한 그룹핑 방식을 사용할지는 설정 가능(configurable)하며, 기지국이 지시(혹은 단말이 추천)할 수 있다. 빔 그룹핑을 통한 주파수 선택적 프리코딩의 수행은 시그널링 오버헤드 관점에서 큰 장점을 갖는다.

또 다른 방식으로, L=4로 Householder 4Tx 코드북을 그룹핑하는 방식은 다음과 같을 수 있다.

표 13을 각 코드북 인덱스로 표기하여 정리하면 표 14와 같다.

표 14에서 {} 내의 숫자는 기반(basis) 벡터/코드워드들 중 선택된 기반 벡터/코드워드의 위치를 나타낸다. 예를 들어, 표 14에서 코드북 인덱스 0의 랭크 2의 {14}는 기반 벡터/코드워드들([b0, b5, b6, b7]) 중 첫 번째(b0) 및 네 번째(b7) 기반 벡터/코드워드를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.

표 14에 표기된 벡터들은 수학식 29와 같이 정의될 수 있다.

표 14의 경우, 동일한 기반(basis) 벡터/코드워드를 갖는 코드북끼리 그룹핑하는 실시예를 나타낸다. 예를 들어, 표 14를 참조하면, 동일한 기반 벡터/코드워드 [b0, b5, b6, b7]로 구성되는 코드북 인덱스 0, 2, 8 및 10이 하나의 그룹으로 그룹핑될 수 있다. 표 14와 같이 표현하면, LTE DL 4-Tx Householder 코드북은 (물론, 위상 혹은 conjugate 연산을 통하여, 다른 코드북이 적용되지만) 동일한 기반 코드워드를 기준으로 분류/그룹핑될 수 있다. 즉, Householder 4Tx 코드북은 표 15와 같이 코드북 인덱스를 기준으로 빔 그룹 1{0,2,8,10}, 빔 그룹 2{12,13,14,15}, 빔 그룹 3{1,3,9,11}, 빔 그룹 4{4,7,5,6}로 구분/그룹핑될 수 있다.

따라서, 각 빔 그룹에 할당되는 인덱스는 WB(및/또는 장기)로, 각 빔 그룹 내의 최적의 빔은 SB(및/또는 단기)로 지시될 수 있다.

수학식 29에는 정규화 term이 반영되어 있지 않다. 정규화는

를 각 코드북 인덱스(k와 랭크에 상응하는)의 코드워드에 곱함으로써 수행될 수 있으며, 2는 각 열(column) 정규화를,

은 랭크별 정규화를 의미하며, 여기서 R은 랭크를 나타낸다.

상기 코드북 분류/그룹핑 방식은 각 포트간의 이격(spacing) 거리/정도에 따라 분류/그룹핑(즉, xλ 포트 간격에서 x 값에 따라 분류/그룹핑)될 수 있다. 또는, 상기 코드북 분류/그룹핑 방식은 포트간의 위상 변화의 세분성(granularity) 정도에 따라 분류/그룹핑될 수 있으며(즉, 분류된 코드북 그룹별로 서로 다른/구분되는/독립적인 위상 변화 세분성을 가질 수 있음)(예를 들어, 빔 그룹 1과 2는 BPSK(Binary phase shift keying), 빔 그룹 3은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 빔 그룹 4는 8-PSK로 변화), 이에 따라 WB 코드북이 구분된다는 특징을 갖는다. 따라서, 특정 빔 그룹을 상기 성질에 맞추어 늘린 확장 코드북의 경우에도 코드북 기반의 주파수 선택적 프리코딩이 수행될 수 있다. 예를 들어, 빔 그룹 3을 확장한 경우, 즉 q0와 q1을 각각 수학식 30과 같이 정의된 q2, q3로 치환하여 구성하는 코드북 예제가 도출할 수 있겠다.

상기 예제의 경우, TPMI 지시를 위하여 WB 및 SB 각각에 대해 2bit의 시그널링 오버헤드가 요구된다. 랭크 4의 경우 4TX의 full rank에 해당하므로, 간단하게 단위 행렬을 이용하거나(

), 각 그룹별 대표 랭크 4 코드북을 이용하는 것으로 약속/설정될 수 있겠다. 혹은 SB를 위한 시그널링 오버헤드를 줄이기 위하여, 빔 그룹 1,2,3,4를 L=2로 재그룹핑하는 방식이 고려될 수 있다. 예를 들어, 앞서 그룹핑된 빔 그룹 1,2,3,4는 다시 빔 그룹 1,2,3,4,5,6,7,8(즉, 코드북 인덱스 {0,2}, {8,10}, {12,13}, {14,15}, {1,3}, {9,11}, {4,7}, {5,6} 등으로 구분/그룹핑)으로 구분/그룹핑될 수 있으며, 이 경우 TPMI는 SB당 1bit으로 지시될 수 있다.

또 다른 그룹핑 방식으로, 각 랭크별 코드워드끼리의 거리 또는 상관관계(correlation) 정도를 이용하여 그룹핑 방식이 제안될 수도 있다. 이를 위하여 사용 가능한 메트릭(metric)의 예제로, Chordal distance(d(A,B)) 혹은 행렬(벡터) 상관관계(Corr(A,B)가 존재할 수 있으며, 이는 수학식 31과 같이 표현될 수 있다.

여기서, A, B는 크기가 같은 임의의 행렬(벡터)이며, super script "H" 는 Conjugate transpose(Hermitian)을 나타내며,

는 Frobenius norm을 나타낸다.

상기 메트릭을 이용하여, 표 13의 랭크 1, 2의 코드북 그룹핑의 예제는 표 16을 포함할 수 있다.

표 16의 각 인덱스는 표 13의 코드워드의 인덱스에 해당한다. 본 예제는, 각 코드워드간의 상관관계가 높은 정도를 기준으로 그룹핑을 수행한 예제이다. 이는, 각 코드워드간 어느 정도의 상관관계가 존재해야 WB-SB TPMI의 상관관계가 유지되면서, 주파수 선택적 프리코딩이 수행될 수 있음을 의미할 수 있다. 또한, 표 16의 예제와 같이, 각 랭크간에 빔 그룹은 상이할 수 있다. 이는 레이어가 증가함에 따라서, W1에 포함되는 직교 빔에 의하여 상기 메트릭이 바뀔 수 있기 때문이다.

이하에서는 TPMI 오버헤드 감소 기법에 대해 제안한다.

- 제안 1: 상기 설명한 그룹핑 방식들에 대한 정보는 DCI를 통해 TPMI로 지시될 수 있다. 다만, 오버헤드 감소 측면에서, 빔 그룹핑 방식 혹은 기지국으로부터 임의로 지시되는 빔 그룹에 대한 정보는 MAC CE 등의 상위 계층 시그널링을 통해 지시될 수 있으며, DCI로는 TRI와 MAC CE를 통해 지시된/선택된/추려진 빔 그룹 내의 빔들을 이용하여 WB/SB와 관련된 TPMI가 지시될 수 있다.

- 제안 2: 상기 예제에선 WB와 SB의 bit width가 같게 설정되나, WB의 bit width에 SB보다 더 큰 bit width를 할당하되, SB는 특정 bit width(예를 들어, 1bit 지시 등)로 제한하여, 오버헤드를 줄일 수도 있다.

- 제안 3: SB 단위 보고의 경우, SB 수가 많아짐에 따라서 TPMI의 크기가 커지므로, 이를 해결하기 위하여 SB 모드 전송 시에는 서브샘플링을 수행하도록 사전에 약속/설정될 수 있다. 이때, 서브샘플링에 대한 정보는 단말 및 기지국간에 사전에 약속하거나, MAC CE 등의 상위 계층 혹은 후술할 코드북 서브셋 제한 방식 등을 통해 단말에 지시될 수 있다.

- 제안 3-1: 서브샘플링의 경우 UL의 성능을 크게 저하시킬 수 있으므로, 서브샘플링은 단말에 스케줄링될 SB의 개수가 특정 N개(예를 들어, N=3)) 이상인 경우에 수행되고, 그 외의 경우에는 수행되지 않는 것으로 약속/설정될 수 있다.

상기 제안 방식은 듀얼 코드북 구조를 기반의 UL/DL 전송의 오버헤드 감소를 목적으로 사용/적용될 수 있다.

TRI+TPMI가 단일 DCI로 지시되고 TRI에 따라 TPMI의 사이즈가 변경되는 경우, 오버헤드를 줄이기 위하여 TRI+TPMI는 공동 인코딩되어 전송될 수 있다.

TPMI는 TPMI1(W1에 대응) 및 TPMI2(W2에 대응)(이하, 'TPMI1' 과 'TPMI2' 로 통칭)으로 구분될 수 있다. 이때, 단일 DCI로 TRI/TRI+TPMI1가, MAC CE 등으로 TPMI2(및/또는 이에 대응하는 SB의 위치 정보)가 지시될 수 있다. 본 실시예의 경우, SB 프리코딩의 크기가 큰 경우에도 큰 DCI의 시그널링 오버헤드없이 주파수 선택적 프리코딩이 수행될 수 있다는 장점을 갖는다.

또는, 반대로 TRI/TRI+TPMI1이 MAC CE 등으로 지시되며, DCI로 TPMI2가 지시될 수도 있다. 본 실시예는, SB의 개수가 작거나(예를 들어, 2개) WB 전송 모드인 경우와 같이, RI 혹은 TPMI가 상대적으로 덜 동적으로 변화하는 경우에 유리하게 적용될 수 있다.

듀얼 DCI로 지시되는 경우, DCI는 1^st DCI와 2^nd DCI로 구성/구분될 수 있다. 1^st DCI가 2^nd DCI보다 더 높은 우선 순위를 가지거나 및/또는 1^st DCI에 비하여 2^nd DCI가 상대적으로 장기로 지시되는 경우, TRI는 1^st DCI에 포함되어 더 높은 보호(higher protection)를 위해 단독으로 인코딩되거나 TPMI1와 함께 공동 인코딩될 수 있으며, TPMI2는 2^nd DCI에 포함될 수 있다.

프리코딩과 관련된 TRI, TPMI1 및 TPMI2 정보가 서로 의존성(dependency)을 가질 수 있으므로, 만약 단말이 해당 정보 중 적어도 일부를 디코딩하지 못하더라도, 이전에 수신한 정보를 기반으로 지시되는 TRI, TPMI1 및/또는 TPMI2를 해석/디코딩할 수 있다. 혹은 기본 동작(default behavior)으로 랭크 1 및/또는 WB 모드로의 전송이 사전에 기지국-단말간에 약속/설정될 수 있겠다.

8-포트 코드북의 경우, 각 패널(자원)별로 4-포트 코드북이 적용될 수 있으며, 해당 코드북 구조는 수학식 32와 같다.

이하에서는 NR에서 매우 넓은 BW(예를 들어, 40MHz)에서 UL(혹은 DL) 전송 시, 주파수 선택적 프리코딩이 적용/수행되는 경우에 대해 살펴본다.

보통 주파수 선택적 프리코딩은 듀얼 스테이지 코드북 구조에서, W1의 빔 그룹 내에 존재하는 빔을 이용하여(또는 빔에 대하여), SB 단위(wise)로의 빔 선택 및 위상-일치가 수행된다. W1의 빔 그룹을 구성하는 L개의 빔의 경우, 주파수 선택적 특성이 큰 상황 혹은 BW가 굉장히 넓은 상황에서는 주파수 선택적 성질을 코드북에 잘 반영하기 위하여, L의 값을 크게 설정하는 것이 바람직할 수 있다. 따라서, L 값은 BW에 따라서/기초하여 설정될 수 있겠다(예를 들어, BW=~10MHz(L=1), ~40MHz(L=4) 등). 그리고/또는, 기지국은 주파수 선택성을 고려하여 L 값을 단말에 L값을 지시하기나, 단말이 선호하는 L 값을 기지국에 추천할 수도 있다.

상기 설명한 코드북 외에, 다른 LTE 코드북 예를 들어 Class A 코드북을 UL 코드북으로 사용하는 경우가 고려될 수 있다. 이 경우, DCI로 지시하는 TPMI가 SB 수에 따라서 선형적으로 증가하므로, 이를 제한하기 위하여 SB 페이로드 사이즈가 가장 작은 'Config 1' 만 사용하는 것으로 제한될 수도 있다.

DFT-s-OFDM의 경우, 2Tx에 대해 WB TPMI가 사용되는 경우 아래 표 17의 랭크 1 프리코더가 사용될 수 있다. 다음의 표에서 "코드북 인덱스"는 "TPMI 인덱스"라고 지칭될 수 있다.

CP-OFDM의 경우, 랭크 1에 대한 TPMI 인덱스 0-3 및 랭크 2에 대한 TPMI 인덱스 0 및 1이 사용될 수 있다. 또한, 다음 두 안테나 포트 선택 메커니즘 중 하나가 지원될 수 있다.

- 대안 1: 표 17에서 랭크 1에 대한 TPMI 인덱스 4와 5, 랭크 2에 대한 TPMI 인덱스 2가 CP-OFDM에 사용된다.

- 대안 2: SRI는 선택된 안테나 포트를 지시한다.

2Tx의 경우 반정적으로 설정된 사이즈의 싱글 스테이지 DCI를 사용하여 Rel-15의 TPMI, SRI, TRI가 전달될 수 있다. TPMI, TRI 및 SRI이 포함된 DCI 사이즈는 싱글 스테이지 DCI의 PUSCH 자원 할당에 따라 달라지지 않는다. UL MIMO 가능 UE가 자신의 송신 체인을 통해 코히어런트 전송을 지원할 수 있는지 여부를 식별하는 UE 능력이 구체화될 수 있다.

CP-OFDM의 4Tx의 경우, 포트 선택을 코드북 내에서 처리하는 방식으로 다음과 같은 방식이 고려될 수 있겠다.

1. 설정 가능한 코드북(Configurable codebook)

A. 포트 결합(combining) 코드북과 포트 선택 코드북을 구분되고, 각각 상위 계층으로 시그널링될 수 있다. 즉, UL LTE 코드북(혹은 이의 서브셋)으로 대표되는 안테나 턴 오프 기능의 포트 선택 코드북과 Household 코드북/NR DL Type I CSI로 대표되는 코드북과 같이, 모든 포트에 코드북 0이 아닌 계수가 존재하는 포트 결합 코드북 중에서 무엇이 사용될지는 RRC 등으로 상위 계층 시그널링될 수 있다. 포트 선택 코드북의 경우, 빔포밍된 SRS(LTE eFD-MIMO의 Class B와 유사하게 UL로 확장하는 경우)를 설정받은 단말들이 이용할 수 있다.

2. 싱글 코드북

A. 본 코드북의 경우, 1의 경우처럼, 포트 결합 코드북과 포트 선택 코드북의 합집합으로 표현되는 코드북이다.

3. 상기 1과 2 방식으로 구성되는 코드북 사용 시, TRI와 TPMI는 독립적으로 인코딩되거나 공동 인코딩될 수 있다. 공동 인코딩되는 경우, DCI의 오버헤드를 줄이기 위하여 특정 랭크 이하(예를 들어, 랭크 1 또는 2)에만 포트 선택이 허용될 수 있다. 만약 A 방식이 사용되고 포트 선택 코드북으로 설정받고 TRI가 3 혹은 4로 지시되는 경우, 단말은 지시받은 TPMI를 포트 결합 코드북의 랭크 3, 4에 상응하는 TPMI로 인지할 수 있다.

지금부터는 상술한 UL 코드북이 사용되는 경우(예를 들어, 프리코더 사이클링), 간섭 제어 목적으로 기지국에서 코드북 서브셋 제한을 지시하는 방식을 제안한다. 이는, 상위 계층 시그널링(예를 들어, DCI)의 시그널링 오버헤드를 줄이기 위한 목적으로 사용될 수 있겠다. 즉, 본 방식의 경우, 상술한 주파수 선택적 프리코딩/다중-패널 동작 등으로 인해 TPMI 크기가 매우 커지는 경우에 대비하여 오버헤드를 줄이기 위한 목적을 갖는다. 따라서, 본 방식의 경우, 코드북이 예를 들어 단말이 선호하는 특정 각도, 도메인을 포함하는 코드북으로 재구성/서브샘플링되는 경우가 고려될 수 있겠다. 이 경우, 재구성 그리고/또는 서브샘플링된 코드북의 사이즈는 기존의 코드북에 비해 작기 때문에, 페이로드 사이즈가 줄어든다는 효과가 발생한다.

1. 코드워드(빔) 단위: 본 방식은, CSR(Cell-Specific Reference) 지시를 위해, UL 코드북을 구성하는 전체 코드워드를 비트맵 등의 방식으로 단말에 지시하는 방식이다. 따라서, CSR용으로 사용되는 비트 수는 L₁+L₂+...+L_x가 되겠다. 여기서 L_i는 i-레이어의 코드워드의 수이다.

A. 만약, CP-OFDM에서 2D DFT 기반 코드북을 사용하는 경우, N1N2O1O2의 값으로 전체 GoB(grid of Beam)가 지시될 수 있다. 여기서 N1, N2, O1, O2는 각각 X-pol 내 1번째 및 2번째 도메인의 안테나 포트 수와 오버샘플링 수가 되겠다.

B. 특정 도메인에 대한 CSR 혹은 특정 각도에 대한 CSR: 예를 들어, 수직 도메인에 대한 각도 확산(angular spread)이 매우 적은 상황이라면, 수직 성분에 대한 코드북은 성능에 큰 영향을 미치지 않을 수 있다. 이는 기지국이 단말과 기지국 사이의 채널을 측정/모니터링을 통해 알아내거나, 단말이 기지국에 추천할 수 있겠다.

2. Codebook Config 단위: 단말이 다수개의 codebook config를 사용하는 경우, 단말은 기지국에 CSR의 목적으로 선호하는 코드북 혹은 비-선호하는 코드북을 기지국에 추천할 수 있다.

3. 랭크 단위: 특정 랭크로 CSR의 지시가 내려오면, 단말은 해당 rank에 해당하는 코드북을 사용하지 않는다.

A. 각 랭크별로 1 방식 및/또는 2 방식이 결합되어 CSR이 지시될 수 있다. 즉, 각 랭크별로, 코드북 서브셋 제한이 적용되는 빔/빔그룹(예를 들어, UE 코히어런트 전송 능력 등으로 인한)이 독립적으로 지시될 수 있다. 예를 들어, 아래 표 18과 같은 2-포트 코드북의 경우, B_rank1의 비트맵은 2bit으로 설정될 수 있으며, "11" 이면 코드북 인덱스 0~5를, "01" 이면, 코드북 인덱스 4~5를 사용하는 것으로 약속/설정될 수 있다. 또한, B_rank2의 2-비트 비트맵은, "11" 이면 코드북 인덱스 0~2를, "01" 이면 코드북 인덱스 2만을 사용하는 것으로 약속/설정될 수 있겠다.

시그널링을 줄이기 위하여, 빔/빔그룹은 비트맵 형태가 아닌 공동 인코딩 형태로 지시될 수 있다. 예를 들어, 지시를 위해 1비트 사이즈가 정의된 경우, "0" 이면 상기 2-비트 비트맵 예에서의 "01" 을, "1" 이면 상기 2-비트 비트맵 예에서의 "11" 을 각각 지시하는 것으로 정의될 수 있다.

상기 방식에서는 각 랭크별 독립적 지시를 표현했지만, 만약 랭크별로 정의된 비트맵 사이즈가 동일하다면, 하나의 비트맵으로 모든 랭크가 제한될 수도 있겠다(즉, 해당 비트맵을 통해 모든 랭크 제한이 지시될 수 있겠다).

4. W2 단위: 듀얼 스테이지 코드북, 특정 위상-일치 혹은 LTE DL Class B와 같은 코드북의 경우, 특정 포트의 사용을 제한할 목적으로 W2 코드워드에 상응하는 W2가 제한될 수 있다. 이 경우, 단말은 랭크-1 제한을 가정하거나, 랭크에 상응하는 정보가 함께 단말에 지시될 수 있다.

5. 패널 단위: 코드북에 패널 지시가 포함되는 경우, 특정 패널의 전송을 제한하기 위한 목적으로, 특정 패널에 상응하는 코드워드 사용의 제한을 기지국이 단말에 CSR로 지시할 수 있다(즉, 패널 on/off를 코드북 서브셋 제한으로 지시)

대부분의 CSR의 경우, 기지국이 단말에 지시해주는 것이 자연스럽다. 하지만, 단말이 JT 혹은 JR(Joint Reception)과 같은 CoMP 동작을 수행하는 과정에서, 각 패널당 빔이 서로 간섭을 일으키는 경우, 이를 제어하기 위한 목적으로 단말은 상기 제안하는 방식의 CSR을 각 기지국에 추천할 수 있다. 보다 구체적인 예시로, 단말이 두 개의 패널을 구비하고 있고, 각 패널당 최선의 대응 Rx 패널이 상이한 경우(각 패널당 선호하는 패널/TRP가 상이한 경우)에 있어, 두 개의 패널/TRP과 단말 사이의 링크가 실패한 경우를 고려해 보자. 즉, 예를 들어, TRP1과 단말 패널 1의 링크를 링크 1, TRP2와 단말 패널2 사이의 링크를 링크 2라 할 때, 링크 2가 실패한 경우를 고려하자. 이 경우, 예시 동작으로, 단말은 링크 2를 포기하고, 링크 1에 대하여 패널 2의 포트를 결합하여 보다 강인한(robust)한 전송이 고려될 수 있다. 이 경우 패널 2의 기존 TRP2에 전송하던 빔을 사용하는 경우 TRP2로 간섭을 크게 줄 수 있으므로, 패널 결합 시 단말은 기지국에 해당 빔 사용의 자제/금지를 추천할 수 있다. 본 예제는 싱글 패널인 경우, blockage 등에 의하여 빔 페어 링크 실패 상황에서도 적용이 가능하다. 즉, 다른 TRP/패널의 간섭을 줄이기 위한 목적으로, 단말은 다른 TRP/패널에 간섭을 크게 주는 TPMI, 디지털 및/또는 아날로그 빔을 사용하지 않도록 기지국에 추천할 수 있다.

광대역 TPMI를 사용하는 4Tx의 경우, 적어도 싱글 스테이지 DCI가 사용될 수 있다. 광대역 TPMI 및 CP-OFDM용 NR 4Tx 코드북의 경우, 다음 대안들 중 하나가 선택될 수 있다:

- Alt 1: Rel-10 UL, 추가 항목(entry)이 있을 수 있음:

- Alt 2: Rel-15 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:

- Alt 3: Rel-8 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:

NR은 UL MIMO 전송을 위한 3가지 수준의 UE 기능을 지원한다:

- 완전한(Full) 코히어런스: 모든 포트가 코히어런트하게 전송될 수 있음

- 부분(partial) 코히어런스: 포트 페어가 코히어런트하게 전송될 수 있음

- 비(non)-코히어런스: 포트 페어가 코히어런트하게 전송되지 않음

코드북의 TPMI 코드워드는 gNB에 의해 사용될 수 있다.

1개의 SRS 자원의 경우,

- 완전한 코히어런스: SRS 자원의 포트에 대응하는 모든 포트들이 코히어런트하게 전송될 수 있음.

- 비-코히어런스: SRS 자원의 포트에 대응하는 모든 포트가 코히어런트하게 전송되지 않음.

- 부분 코히어런스: SRS 자원의 포트에 대응하는 포트 페어를 코히어런트하게 전송할 수 있음.

하나의 SRS 자원을 사용하는 코드북 기반 송신에 부가하여, 비-코히어런트(non-coherent)의 SRS 자원 송신을 포함하는 다중 SRS 자원을 사용하는 코드북 기반 송신이 지원될 수 있다.

- 비-코히어런트 SRS간(inter-SRS) 자원 전송: 2개의 DCI가 사용될 수 있으며, DCI당 하나의 TPMI가 사용될 수 있다. 또한, SRS 자원당 하나의 TPMI/TRI가 시그널링될 수 있으며, 여러 SRS 자원들의 선택이 지시될 수 있다.

적어도 하나의 SRS 자원이 설정되며, DFT-S-OFDM에 대해 아래 표 19와 같은 추가적인 4Tx 랭크 1 코드북이 지원될 수 있다:

DFT-S-OFDM의 경우 TPMI 0-15 용 LTE 4Tx 랭크 1 UL 코드북이 지원될 수 있다. 이때, 안테나 포트 선택을 위한 추가적인 코드워드도 지원될 수 있다.

상술한 사항들을 고려해 보면, 단말이 코히어런스 전송과 관련된 능력 정보를 추가적으로 기지국에 보고할 수 있다. 이 경우, 기지국이 단말에 코드북을 설정해 주기 위하여, 패널 (또는 포트 그룹) 내 (최대) 안테나 포트 개수(# of (최대) antenna port in a panel(or port group)), 패널 개수(# of a panel) 등과 같은 안테나 설정, 안테나 편파 등의 정보 외에도 상기 능력 정보가 추가로 고려될 수 있다. 이러한 단말의 능력들은 단말의 구현에 따라서 다양한 값을 가지게 되며, 이를 구체화하기에는 상당히 많은 노력이 필요하다.

따라서, 본 명세서에서는 단말이 선호하는 UL 코드북 서브셋 제한을 능력으로 기지국에 보고할 것을 제안한다. 이러한 UL 코드북 서브셋 제한은 상술한 코드북들에서 코드북 서브셋 제한이 적용된 코드북일 수 있다. 예를 들어, 3-bit 능력 보고는 표 20과 같이 주어질 수 있다. 표 20은 코드북 서브셋 제한의 예시이며, 표 21은 표 20의 정의에 사용되는 2-포트 코드북의 예시이다.

표 20의 정의를 위해 표 21의 2-포트 코드북과 후술할 4-포트 코드북이 사용되었다. "000" 혹은 "001" 상태는, 랭크별 통합적 보고를 예시한다. 랭크별로 독립적으로 능력을 지시하는 경우, 랭크별 보고 필드가 독립적으로 정의/설정될 수 있다.

혹은 지원하는 코드북의 waveform의 종류가 상이하게 되면, (waveform의 종류에 따라) 독립적 능력 필드로 단말의 능력이 보고될 수 있다. 만약 waveform에 상관없이 랭크 1 코드북이 동일하다면(예를 들어 2-port의 경우), waveform에 상관없이 동일한 랭크 1 코드북이 사용되므로, 동일한 필드 내에 동일 state로 능력이 보고될 수 있으며, 기지국은 이를 모든 waveform에 반영할 수 있다. 4-포트의 경우, waveform에 따라서 상이한 코드북이 사용될 수 있으므로, 독립적인 능력 보고 필드로 단말의 능력이 보고되는 것이 유연성 측면에서 바람직할 수 있다.

혹은 단말의 능력 필드는 TPMI의 종류, 즉, WB TPMI인지 SB TPMI인지에 따라 독립적인 필드로 구분될 수 있다.

보다 높은 유연성을 위하여, 단말의 능력이 비트맵 형식으로 지시되는 방식이 고려될 수 있다. B_DFT-s-OFDM의 경우 비트맵(DFT-s-OFDM 관련 비트맵)으로 지시될 수 있다. 예를 들어, 2-포트의 경우, TPMI 인덱스 0~3에 해당하는 1bit 및 TPMI 인덱스 4-5에 해당하는 1bit인 2bit 비트맵으로 지시될 수 있다. 예를 들어 2bit 비트맵이 '11' 이면, 상기 단말의 능력으로서 상기 단말은 TPMI 인덱스 0~5 모두의 사용 가능함을 지시하며, '01' 이면 상기 단말의 능력으로서 상기 단말은 TPMI 인덱스 4~5만의 사용 가능함을 지시하며, 이에 기초하여 코드북이 구성될 수 있다. 또한, 4-포트의 경우 단말의 능력은 3bit 비트맵으로 지시될 수 있으며, 3bit 비트맵이 "111" 이면 TPMI 인덱스 0~27, "011" 이면 TPMI 인덱스 16~27, "001" 이면 TPMI 인덱스 24-27을 단말이 사용 가능함을 각각 지시할 수 있다.

B_CP-OFDM의 경우, 랭크별 비트맵이 추가될 수 있다. 각 랭크별 비트맵 사이즈는 상이할 수 있다. 즉, B_CP-OFDM는 각 랭크 비트맵의 통합(union)으로 구성될 수 있다. 예를 들어, B_CP-OFDM는 {B_CP-OFDM_rank1, B_CP-OFDM_rank2, B_CP-OFDM_rank3, B_CP-OFDM_rank4}와 같은 비트맵 방식으로 구성/지시될 수 있으며, 여기서 B_CP-OFDM_rank는 각 랭크별 비트맵을 나타낸다. 만약 CP-OFDM과 DFT-s-OFDM이 동일한 랭크1 코드북을 공유한다면, 단말은 단일개의 비트맵, 즉, B_CP-OFDM으로 능력을 보고할 수 있다. 여기서 포트 수에 따른 능력은 독립적인 비트맵으로 보고될 수 있으며, 지원되는 최대 포트 수에 따라 보고되는 비트맵(보다 상세하게는, 독립적인 비트맵의 개수)이 설정될 수 있다. 예를 들어, 단말은 지원되는 최대 포트수 = 4인 경우 2-포트와 4-포트 코드북에 대한 능력을 모두 각각 비트맵 형식으로 보고하지만, 지원되는 최대 포트수 = 2인 경우, 2-포트 코드북에 대한 능력만을 비트맵 형식으로 보고할 수 있다.

LTE에서 TRI의 경우, TPMI와 함께 공동 인코딩되어 5~6bit의 DCI로 지시될 수 있다. 하지만 NR에서는 CP-OFDM을 지원하기 때문에, DMRS에 대한 정보 지시를 위하여, DL 관련 DCI를 통해 안테나 포트(들), 스크램블링 식별(identity) 및 레이어 개수 등이 표 22와 같이 지시될 수 있다.

따라서, NR의 UL에서도 상기 정보와 비슷하게 UL 관련 DCI에서 안테나 포트(들), 스크램블링 식별 및 레이어 개수 등의 정보가 지시될 수 있다. 이 경우, UL 코드북 기반 전송을 지원하는 단말의 경우, 레이어에 대한 정보(예를 들어, TRI에 대한 정보)의 지시가 중복되어 DCI가 낭비될 수 있다. 따라서, UL 관련 DCI에서 안테나 포트(들), 스크램블링 식별(identity) 및 레이어 개수 등의 정보가 지시되는 경우, TRI는 상기 필드로, TPMI는 단독/독립적인 필드로 인코딩되어 지시될 수 있다. 이때, 랭크 1의 TPMI 사이즈가 가장 크므로, TPMI 사이즈는 랭크 1에 맞게 설정될 수 있으며, 랭크 2-4에 상응하는 TPMI는 설정된 TPMI 사이즈에 최대한 맞도록 코드북을 설계하거나, TPMI 사이즈보다 해당 랭크의 TPMI의 개수가 작은 경우(예를 들어 4-포트의 랭크 4의 경우, 최대 랭크(full rank)이므로, TPMI 개수가 예를 들어 1-3개 정도이고, 랭크 1 TPMI 사이즈가 5bit인 경우), 32-3=29개의 나머지 state는 에러 체크를 위한 용도로 사용될 수 있다.

상기 설명한 것과 같이 복수의 SRS 자원들로부터 코드북 기반의 UL 전송이 이루어지는 경우, 특히 비-코히어런트 JT로 대표되는 비-코히어런트 전송의 경우, 상기 설명한 것과 같은 다양한 옵션이 존재할 수 있으며, 이를 정리하면 다음의 예시와 같다:

이하는 2개의 SRS 자원들에 기초한 코드북 기반 UL 전송 수행에 관한 예제이다. 여기서 TPMIi와 TRIi는 각각 i번째 SRS 자원의 TPMI와 TRI를 나타낸다.

A. (SRI=0)+(TPMI0) + (SRI=1)+(TPMI1) + TRI: 본 옵션의 경우 2개의 SRS 자원에 대하여 TRI는 통합적으로 하나만 지시되며, 각 SRI로 지시되는 자원별로 TPMI가 각각 독립적으로 지시될 수 있다.

B. (SRI=0)+(SRI=1)+TPMI +TRI: 본 옵션은 두 개의 SRS 자원들 내에 있는 SRS 포트들이 병합되어 하나의 TPMI를 이용하여 전송되는 경우를 나타내며, 여기서 TRI도 단일개로 지시될 수 있다.

C. (SRI=0+TPMI0 + TRIO) + (SRI=1+TPMI1 + TRI1): 본 옵션의 경우, A의 옵션을 따르되 TRI가 각 자원별로 지시되는 경우에 해당한다.

TRI는 상술했듯이, DMRS 표에서 지시될 수 있다. A 옵션을 사용하는 경우, TRI는 단말이 UL 전송하는 총 랭크(total rank)로 해석될 수 있다. 이때, 복수의 자원들을 사용하여 레이어가 지시되는 경우, 어떠한 자원에 몇 개의 레이어가 지시/매핑되는지가 모호할 수 있다. 예를 들어, 2개의 자원들에서 UL 전송이 수행되고 총 랭크가 3이고 TRI=3으로 DMRS 표에서 지시되면, 각 자원별 전송되는 랭크가 (TRI0, TRI1)=(1,2) 혹은 (2,1)인지가 모호할 수 있다. 따라서 이를 명확히 지시하기 위한 추가적인 지시자(예를 들어, 1bit 지시자)가 사용/정의될 수 있다. 그리고/또는 특정 TRI(예를 들어, TRI=3)로 지시되는 경우, 해당 자원(들)이 어떠한 랭크로 전송되는지가 SRI 필드 내에서 지시될 수 있다. 예를 들어, 총 랭크가 3인 경우, 랭크 2 전송을 하는 자원이 항상 먼저 지시되는 것으로 사전에 단말-기지국간 약속할 수 있겠다. 즉, 아래 표 23과 같이, TRI=3인 경우, state "01" 은 0번째 자원이 랭크 2임을 의미하고, "10" 은 1번째 자원이 랭크 2임을 의미할 수 있다.

TRI=1인 경우도, TRI=3과 마찬가지로, 어떠한 자원에서 랭크 1이 전송되는지가 추가적인 지시자로 명시적으로 알려주거나 SRI 필드로 암시적으로 지시될 수 있다. 혹은 TRI=1인 경우, 하나의 자원에서만 랭크 1 전송이 수행되므로, SRI state에서 하나의 자원만이 지시될 수 있다.

TRI=2인 경우, 선택된 하나의 자원에서 랭크 2 전송이 수행되거나, 각 자원마다 랭크 1 전송이 수행될 수 있다. 전자의 경우, 랭크 1과 마찬가지로 SRI state에서 하나의 자원(랭크 2 전송이 수행되는 선택된 자원)만 지시될 수 있으며, 후자의 경우, 각 자원에서 랭크 1 전송이 수행되는 것으로 이해되므로 모호함이 발생하지 않는다.

TRI=4인 경우, 각 자원은 랭크 2 전송을 하는 것으로 이해될 수 있다.

본 예제의 경우, 총(total) UL 전송에 사용되는 포트 수가 4인 경우, 2개의 자원 각각에 2개의 SRS 포트가 구비되어 있는 경우에 대한 예제를 나타낸 것이다.

만약, 총 UL 전송에 사용되는 포트 수가 4 이상인 경우, 예를 들어, 두 개의 자원을 통하여 코히어런트/비-코히어런트 UL 전송이 수행되며, 각 자원당 4개의 SRS 포트를 사용하는 경우를 살펴보자. 또한 이때, 최대 전송 랭크는 4인 것으로 가정을 하자. 그러면, 비-코히어런트 전송의 경우, TRI<=3인 경우까지는 상기 제안된 옵션/방식으로 모호함 없이 자원별 랭크가 지시될 수 있다. 하지만, TRI =4로 지시되고 하나의 자원에서 랭크 4 전송되는 경우는, SRI 필드에서 전송되는 SRS 자원을 단독 지시함으로써 모호함을 없앨 수 있다. 다만, (TRI0, TRI1)=(1,3), (2,2) 또는 (3,1) 인지에 대한 모호함이 존재할 수 있으므로, 이를 구분하기 위한 지시자가 별도로 시그널링될 수 있다. 혹은 총(total) TRI는 DMRS 표에서 지시될 수 있으며, 각 자원에서 전송되는 TRIi는 TPMI 필드에서 TPMI와 공동 인코딩되어 지시될 수 있다. 즉 다음 중 적어도 하나를 포함하여 DCI가 구성될 수 있다.

- SRI

- DMRS에 내장된 하나의 TRI(One TRI embedded in DMRS)

- 각 i-번째 SRS 자원에 대한 TPMIi + TRIi(TPMIi + TRIi for each i-th SRS resource)

복수의 SRS 자원들을 이용한 전송의 경우, 각 자원별 TPMI 및/또는 TRI가 각각 지시되는 경우, 하나의 TPMI(및/또는 TRI) 필드는 다수개의 자원별 TPMIi(및/또는 TRIi)들이 연쇄(concatenation)되는 형태로 인코딩되며, 인코딩된 사이즈가 주어진 필드의 페이로드 사이즈를 다 채우지 못하는 경우 나머지 비트들은 제로-패딩될 수 있다. 이 경우, 단말은 총(total) TRI 값이 TPMI(및/또는 TRI) 필드 내 i-번째 SRS 자원으로 지시되는 모든 TRIi들의 합과 다를 것으로 기대하지 않는다. 즉, TRI = TRI0 + TRI1 +… 가 만족해야 한다.

상기 방식을 이용하는 경우, DCI의 디코딩은 DMRS 필드 -> TPMI 순서로 수행될 수 있다.

상기 제시한 바와 같이, DMRS 표에서 TRI가 내장(embedded)되면, TRI에 대한 지시자가 필요없기 때문에, TPMI의 단독 필드가 사용되어, DCI의 오버헤드를 줄임과 동시에 더 높은 랭크(higher rank)에 대한 코드워드 수가 크게 제한되지 않아 더 높은 랭크의 성능이 향상될 수 있다.

DCI의 오버헤드를 줄이는 또 다른 방식의 하나로, TRI 및 TPMI가 공동 인코딩되어 하나의 필드에 포함되고, 이 필드에서 지시되는 RI에 의하여 DMRS 표(이하의 표 24)를 해석하는 방식이 고려될 수 있다.

예를 들어, 표 24와 같은 DMRS 구성을 UL 코드북 기반 전송에서 사용한다고 가정하자. 이 경우, 포트 그룹으로는, 표 24와 같이, 랭크1(단일 랭크) 전송을 위한 인덱스 0~5, 랭크 2 전송을 위한 인덱스 6~9, 랭크 3 전송을 위한 인덱스 10, 랭크 4 전송을 위한 인덱스 11가 각각 사용될 수 있다. 따라서, 최대 3bit(랭크 1에 상응하는 인덱스가 6개로 가장 크기 때문)의 DMRS 필드 비트-너비(width)가 필요하다. 이는 아래 표 24에서 예시된 기존의 DMRS 표의 비트 사이즈/너비를 줄이지 않고 그대로 사용하는 경우(즉, 4-bit DMRS 필드를 그대로 사용, 11개의 인덱스 모두 시그널링)에 비하여, 1bit만큼 사이즈/너비를 줄이는 효과를 가져올 수 있다.

상기 제안과 같이 TRI+TPMI 필드에서 지시되는 TRI에 의하여, 3-bit DMRS 필드의 state는 표 24의 4번째 열과 같이 각 랭크별로 재인덱싱(re-indexing)될 수 있으며, 단말은 지시받은 TRI에 기초하여 DMRS 표(예를 들어, 표 24)를 재해석할 수 있다. 예를 들어, TRI+TPMI 필드에서 TRI=2(랭크 2)를 지시하고, 3-bit DMRS 필드에서 state 1(즉, 표 24의 재인덱싱 값 '1' )을 지시하면, 단말은 표 24의 DMRS 표에서 인덱스 '7' 을 지시받은 것으로 이해/인식할 수 있다. 또한, 단말은 상기 3-bit 필드에서 지시되는 지시자가 사용되는 DMRS 표의 인덱스 범위를 벗어나는 혹은 존재하지 않는 state를 지시받을 것을 기대하지 않는다. 예를 들어, TRI=2를 지시받은 경우, 단말은 3-bit DMRS 필드에서 state 5를 지시받을 것을 기대하지 않는다.

본 실시예를 따르는 경우, DCI의 디코딩은 TRI+TPMI -> DMRS field 순서로 수행될 수 있다.

TPMI 사이즈에 맞춰 최대한 코드북의 세분성 혹은 선택 유연성을 늘리는 방향으로 설계하기 위해 다음과 같은 대안들이 고려될 수 있다:

광대역 TPMI 및 CP-OFDM용 NR 4Tx 코드북의 경우,

- Alt 1: Rel-10 UL, 추가 항목(entry)이 있을 수 있음:

- Alt 2: Rel-15 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:

- Alt 3: Rel-8 DL, 추가 항목이 있을 수 있음:

예를 들어 Alt 1의 경우, UL 코드북을 그대로 사용하게 되므로, 랭크 1의 경우, 앞서 제안된 코드북(예를 들어, 표 19)을 그대로 사용하는 것이 고려될 수 있다. 그러면, 전체 TPMI의 사이즈는 5bit이 되며, 각 랭크별로 최대 32개의 코드워드가 고려될 수 있다.

그러면, 랭크 2의 경우 코드북은 표 25와 같이 정의될 수 있다.

표 25에 정의된 코드워드 인덱스 0-15는 4개의 포트가 랭크별로 2개씩 페어링되어 전송되는 부분(partial)-코히어런트 전송을 수행할 때 적합한 코드워드(즉, 부분-코히어런스 코드워드)이다.

이외에 16개의 코드워드가 추가된 경우 표 26과 같은 조합이 도출될 수 있다.

코드북 인덱스 16-23의 코드워드는 4개의 포트를 모두 사용하는 포트 결합 코드워드(즉, 완전(full) 코히어런스 코드워드)로서 LTE 혹은 NR DL 코드북의 일부이며, 코드북 인덱스 24-29의 코드워드는 모든 4개의 포트가 비-코히어런트 전송을 수행할 때 적합한 코드워드(즉, 비-코히어런스 코드워드)이다. 이처럼, TRI와 TPMI가 공동으로 구성되는 경우는 총 페이로드를 고려하여 상위 랭크로 갈수록 TPMI의 세분성이 줄어드는 반면, TRI가 별도의 DMRS 필드에서 지시되는 경우, 각 상위 랭크에서도 코드북이 좀 더 풍성하게 구성될 수 있다는 장점이 생긴다. 이는 UL TX 포트의 코히어런트 전송 여부와도 결부되어, 부분 전송 등에 코드워드를 더 할당하여, 해당 능력을 가진 단말의 성능을 증가시키는데 도움을 줄 수 있다.

동일하게 랭크 3의 경우 코드북은 표 27과 같이 구성될 수 있다.

본 표에서 코드워드 인덱스 12-15은 4개의 포트를 모두 사용하는 포트 결합 코드워드로 LTE 혹은 NR DL 코드북의 일부이며 4개의 포트가 코히어런트 전송될 때 적합한 코드워드(즉, 완전(full) 코히어런스 코드워드) 예제이며, 16-19는 모든 4개의 포드가 비-코히어런트 전송될 때 적합한 코드워드(즉, 비-코히어런스 코드워드) 예제이다. 그리고/또는 본 표에서 코드워드 인덱스 0-11은 4개의 포트가 부분-코히어런트 전송될 때 적합한 코드워드(즉, 부분(partial)-코히어런스 코드워드) 예제이다. 이때, 파워 스케일링 인자(factor)는 안테나 턴 오프를 고려한 것이며, 다른 스케일링 인자로서, 예를 들어,

또한 고려될 수 있다. 상기 예제에 추가적으로, 남는 state의 세분성을 높이기 위하여 Rel-8 LTE DL house-hold 코드북의 일부 혹은 전체가 포함/사용될 수도 있다,

랭크 4 코드북 예제는 표 28과 같다.

본 표에서 코드워드 인덱스 1-4는 4개의 포트를 모두 사용하는 포트 결합 코드워드(즉, 완전(full) 코히어런스 코드워드)로 LTE 혹은 NR DL 코드북의 일부이며 4개의 포트가 코히어런트 전송되는 예제이다. 상기 예제에 추가적으로, state 세분성을 높이기 위하여 Rel-8 LTE DL house-hold 코드북의 일부 혹은 전체가 포함/사용될 수도 있다. 특히 랭크 4의 경우, 전체 랭크 전송이므로, 세분성을 높여도 성능이 많이 향상되지 않을 것으로 예상되므로, 단말의 복잡도를 낮추기 위하여, 특정 개수(예를 들어 3개)의 코드워드(예를 들어, 0, 1, 3의 코드워드로 구성)로 구성될 수도 있다.

CP-OFDM을 위한 4Tx 코드북의 경우, 단말의 코히어런스 능력 보고(예를 들어, 완전 코히어런스, 부분-코히어런스, 비-코히어런스) 혹은 상위 계층 시그널링 등으로 지시되는 코드북 서브셋 제한으로 TPMI의 페이로드가 변화될 수 있다. 이때 TRI와 TPMI가 공동 인코딩되는 경우, 페이로드 감소 효과는 각 코히어런스 능력에 따른 각 랭크별 TPMI의 합이 줄어드는 경우에 해당될 수 있다. 만약, TRI와 TPMI가 개별 인코딩되는 경우, TPMI의 페이로드 감소를 위해 각 랭크별 TPMI 사이즈의 최대값을 줄여야 한다. 따라서, 각 코히어런스 능력에 따른 최대 TPMI 사이즈를 제한할 것을 제안한다. 예를 들어, 아래와 같은 예시가 고려될 수 있겠다.

1. 완전 코히어런스 - 5bit

1-1. 랭크 1의 경우, 코드북은 표 29와 같이 정의될 수 있다.

표 29에 추가로 32 state를 채우기 위하여, 각 원소들의 위상으로 8PSK를 고려하여 수학식 33과 같은 코드워드가 추가적으로 고려될 수 있다.

1-2. 랭크 2의 경우, 코드북은 표 30과 같이 정의될 수 있다.

그리고/또는, 또 다른 실시예로, 상기 표 30의 랭크 2 코드북의 코드워드 인덱스 24-29 중 4개를 선택(예를 들어, 24-27)하여 코드북을 구성할 수 있겠다. 그러면, 5bit 사이즈에 맞추기 위한 추가적인 4개의 state는 수학식 34와 같이 구성되거나 수학식 35에서 정의된 8개의 state 중에서 선택될 수 있다.

그리고/또는, 상기 8개의 8-PSK 랭크 2를 모두 사용하되, 0~15번 코드북 중에서 12개의 코드워드를 선택(예를 들어 0~11번 코드북/코드워드)하여, 총 32개의 state를 구성할 수도 있다.

1-3. 랭크 3의 경우, 코드북은 표 31과 같이 정의될 수 있다.

그리고/또는 표 31에 정의된 20-27의 코드워들 중 일부를, 다음의 수학식 36과 같은 형태의 코드북 중 적어도 일부로 대체될 수 있다.

랭크 3 코드북의 경우, 각 안테나 포트에 상응하는 전송 파워가 레이어별 합(=0.25)으로 보았을 때 동일한 것을 확인할 수 있으며, 첫 번째 레이어는 모든 안테나 포트가 전송되고, 2번째와 3번째는 특정 포트 그룹만 전송되는 특징을 가지는 코드북으로, 포트 선택과 포트 결합의 특성을 적절히 가지고 있다고 볼 수 있다.

1-4. 랭크 4의 경우, 코드북은 표 32와 같이 정의될 수 있다.

랭크 4 코드북에서 4-7의 코드워드는 두 개의 패널에서 각각 레이어 2 전송이 수행되는 것으로 해석될 수 있다. 즉, 표 32의 코드북은 안테나 포트 {1,3}, {2,4}가 각각 레이어 2 전송을 하는 코드북으로, 다중-패널 코드북을 커버하기 위한 목적으로 사용될 수 있다.

일반적으로, 레이어가 커질수록 코드북의 세분성으로부터 오는 이득은 그리 크지 않다. 일례로, 상기 전체 랭크 전송 예제에서 랭크 4 전송의 경우 단순히 1-2개의 코드워드만 사용하더라도 다양한 코드북을 사용하는 경우에 비하여 크게 뒤쳐지지 않는 성능을 보여줄 수 있다. 따라서, 상기 제안된 코드북들의 결합 혹은 이의 부분 집합으로 코드북이 구성되는 경우, 레이어가 커질수록 설정된 TPMI의 사이즈(상기 실시예의 경우 5bit)가 모두 사용되지 않을 수 있으며, 사용되지 않는 비트/state는 오류 검출에 사용될 수 있다. 또한, 비트/state가 줄어들수록 기지국 입장에서는 TPMI 계산 복잡도가 줄어든다는 장점이 있다.

2. 부분 코히어런스(partial coherence) - 4bit

부분 코히어런스 코드북은 상기 제안된 완전 코히어런스 코드북에서 완전 코히어런스 전송 코드워드를 제외한 코드워드들(즉, 부분-코히어런스 (전송) 코드워드, 비-코히어런스 (전송) 코드워드) 중 적어도 일부가 선택되어 구성될 수 있다. 예를 들어, 부분 코히어런스 코드북은, 상기 제안된 완전 코히어런스 코드북에서, 랭크 1의 경우 인덱스 16-27의 코드워드, 랭크 2의 경우 인덱스 0~11 및 28-31의 코드워드, 랭크 3의 경우 0~11 및 28-31의 코드워드, 랭크 4는 4-12의 코드워드로 구성될 수 있다. 이 경우, 최대 코드워드 수는 16개로, 4bit가 할당될 수 있다.

3. 비 코히어런스(non coherence) - 2bit

비 코히어런스 코드북은 상기 제안된 완전(또는 부분) 코히어런스 코드북에서 완전(또는 부분) 코히어런스 (전송) 코드워드를 제외한 코드워드들(즉, 비-코히어런스 (전송) 코드워드) 중 적어도 일부가 선택되어 구성될 수 있다. 예를 들어, 비 코히어런스 코드북은, 상기 제안된 완전 코히어런스 코드북에서, 랭크 1의 경우 인덱스 24-27의 코드워드, 랭크 2의 경우 인덱스 28-31의 코드워드, 랭크 3의 경우 인덱스 28-31의 코드워드, 랭크 4의 경우 인덱스 12의 코드워드로 구성될 수 있다. 이 경우, 최대 코드워드 개수는 4개로, 2bit가 할당될 수 있다.

즉, 상술한 내용을 정리하자면, 완전 코히어런스 코드북은 완전 코히어런스 전송 코드워드, 부분 코히어런스 전송 코드워드 및 비 코히어런스 전송 코드워드로 구성될 수 있으며, 부분 코히어런스 코드북은 부분 코히어런스 전송 코드워드 및 비 코히어런스 전송 코드워드로 구성될 수 있으며, 비 코히어런스 코드북은 비 코히어런스 전송 코드워드로 구성될 수 있다.

따라서, UL 코드북의 종류로는 완전 코히어런스 코드북, 부분 코히어런스 코드북, 비 코히어런스 코드북이 존재할 수 있으며, UL 코드북(즉, 완전 코히어런스 코드북)은 완전 코히어런스 (전송) 코드워드, 부분 코히어런스 (전송) 코드워드, 비 코히어런스 (전송) 코드워드로 구성될 수 있다.

본 명세서에서 코드워드는 '프리코딩 행렬' 로 지칭될 수도 있다.

만약 DFT-s-OFDM과 CP-OFDM이 별도의 DCI 포맷으로 구성되면, 상기 제안은 CP-OFDM에 대한 DCI 포맷 구성에 적용될 수 있다. 만약, DFT-s-OFDM과 CP-OFDM이 동적 스위칭을 지원한다면, DCI 필드의 디자인은 waveform에 통합된 디자인이 바람직할 수 있다. 따라서, CP OFDM이 DFT-s-OFDM으로 변경되는 경우, 상기 UL-관련 DCI에서 안테나 포트(들), 스크램블링 식별 및 레이어 수 등의 정보가 지시되는 필드는, 표 33로 변경 해석될 수 있겠다. 표 33은 UL 관련 DCI 포맷의 순환 시프트 필드를

및

로 매핑한 표이다.

표 33에서 lambda는 랭크와 관련된 파라미터이므로, DFT-s-OPDM의 경우 lambda = 0에 대한 column만 적용될 수 있다.

상기 코드북에서, 파워 스케일링은 안테나 턴-오프를 가정하여 설정되었다. 즉, 주어진 시간 내 단말의 송신 파워를 P라고 하면, 파워는 모든 포트에 균일하게 분배되어 레이어에 상관없이 각 포트의 송신 파워는 P/N(여기서, N은 포트 수)로 주어지게 된다. 이때, 4-포트 중 하나의 포트만 사용하여 전송을 하는 경우, P/4로 전송 파워가 6dB만큼 줄어들게 되어, 커버리지가 줄어든다는 문제가 발생할 수 있다. 파워를 모든 포트의 수로 나누는 것은 단말의 배터리 절약의 이점뿐만 아니라 단말외 Tx 체인 비용(cost) 측면에서 이득이 있을 수 있다. 즉, 파워 부스팅을 허용하여, 4-포트의 경우 포트당 P/4의 파워 전송이 아니라 P/2 혹은 P로 전송하게 되면, 단말의 Tx 체인의 전송 파워의 동적 범위가 매우 커져야 하는 문제가 있으며, 이는 비용을 증가시킨다. 반면, 하이-엔드 단말의 경우, 위와 같이 동적 범위가 큰 Tx 체인을 구비할 수 있으므로, 이를 능력으로 보고할 수 있다. 즉, UL 전송 시 단말은, 단말의 최대 송신 파워로부터 특정 X dB(예를 들어, 3dB) 이하로의 전송 여부에 관한 능력을 기지국에 보고할 수 있으며, 이는 비-코히어런트 전송의 정규화 인자(normalized factor) 결정에 고려될 수 있다. 예를 들어, 랭크 1 TPMI 인덱스 24-27의 경우, 정규화 인자는 2가 아닌

혹은 1로 설정되거나, 사전에 특정 값(예를 들어,

)으로 사전에 약속/정의될 수 있다.

상기 제안하는 코드북을 SB TPMI로 사용하게 되면, 각 SB별로 사용되는 코드워드가 달라질 수 있다. 예를 들어, 특정 SB의 TPMI는 모든 포트를 다 사용하는 코드북(예를 들어, 완전 코히어런스 코드북)을 기반으로 할 수 있으며, 또 다른 특정 SB는 일부 포트를 사용하는 코드북(예를 들어, 부분 코히어런스 코드북)을 기반으로 할 수 있다. 이 경우, SB별로 사용되는 포트 수가 달라지면, UL 파워 제어가 매우 복잡해지는 경우가 발생한다. 따라서, WB로 SB에서 사용되는 포트 수가 결정될 수 있으며(이는, 포트 선택 코드북 형태 혹은 비트맵 형태로 시그널링될 수 있음), SB TPMI는 WB로 지시되는 포트 수를 모두 사용하는 코드북만을 고려하도록 제한될 수 있다. 즉, 파워 스케일링 인자 관점에서 다시 서술하면, 전체 TPMI 전송에 사용되는 파워 P를 모두 사용하는 TPMI의 파워가 1로 정규화됨이 가정되며, WB TPMI 등의 방식으로 SB TPMI 전송에 사용되는 포트 수, 파워 스케일링 및/또는 p(0<p<=1)가 결정되고, SB TPMI는 p 값에 변화를 주지 않기 위하여 반드시 파워 스케일링 인자 1로 정규화된다.

UL에 대한 코드북 기반 전송은 적어도 다음과 같은 UL 승인(grant)의 시그널링을 통해 지원된다:

- SRI + TPMI + TRI, 여기서, TPMI는 SRI에 의해 선택된 SRS 자원의 SRS 포트를 통해 선호하는 프리코더를 나타내는 데 사용된다. 단일 SRS 자원이 설정될 때 SRI는 없을 수 있다. TPMI는 설정된 단일 SRS 자원의 SRS 포트를 통해 선호되는 프리코더를 지시하는 데 사용된다.

- 복수의 SRS 자원 선택에 대한 지시 지원

CP-OFDM 기반 UL에 대한 코드북 기반 전송의 경우, UE가 UL 주파수 선택적 프리코딩을 설정받고, SB TPMI 시그널링 방식이 지원되는 경우, 다음 대안 중 하나가 지원될 수 있다:

- Alt 1: 주어진 PUSCH 전송을 위해 할당된 PRB에 대해서만 DCI를 통해 SB TPMI가 UE로 시그널링된다.

- Alt 2: 주어진 PUSCH 전송에 대한 실제 RA와 관계없이, UL의 모든 PRB에 대해 DCI를 통해 SB TPMI가 UE로 시그널링된다.

다만, 다른 대안 역시 배제되지 않는다. 듀얼 스테이지 코드북이 지원되는 경우, SB TPMI는 W2에 대응할 수 있다.

WB TPMI는 서브 대역 TPMI와 함께 시그널링되거나 그렇지 않을 수 있다.

UL 코드북 디자인의 경우, 다음 두 구조 중 하나가 NR에서 지원될 수 있다:

- Alt 0: 싱글 스테이지 코드북

- Alt 1: 듀얼 스테이지 코드북

LTE에서는, PAPR 및 CM을 유지하는 것과 같은 설계 제약이 필요한 SC-OFDM을 지원하기 위해, 2-포트 및 4-포트용 싱글 스테이지 UL 코드북이 사용되었다(즉, 다중 레이어 전송으로 CM이 증가하지 않아야 함). 따라서, 랭크가 1보다 큰 경우, LTE UL 코드북은 각 코드워드별로 제로 엔트리들을 포함한다.

그러나, NR에서는 UL 전송을 위해 CP-OFDM이 사용되기 때문에, CM 유지 제한은 UL 코드북의 핵심 설계 목표가 될 수 없다. 또한, CP-OFDM을 위한 UL 주파수 선택적 프리코딩의 지원이 협의되었다. 따라서, 주파수 선택적 UL-MIMO 스케줄링을 위한 제어 채널 오버헤드 문제를 해결하기 위한 하나의 설계 기준으로서 UL 듀얼-스테이지 코드북(DL과 마찬가지로, 즉, W1W2)을 고려하는 것이 자연스럽다.

따라서, 본 명세서에서는 적어도 CP-OFDM에 대해 UL 주파수 선택적 프리코딩을 위한 듀얼 스테이지 코드북 구조(W = W1W2)가 고려될 수 있다.

듀얼 스테이지 코드북에서, SB당 최종 UL 프리코더(W)는 WB PMI 성분(component)(W1) 및 대응하는 SB PMI 성분(W2)로 분해될 수 있다. 이 구조에서, WB PMI 성분(W1)는 빔/빔 그룹을 포함할 수 있고, SB PMI 성분(W2)는 빔 선택기 및/또는 위상-일치 성분(예를 들어, x-pol 안테나를 위한)를 포함할 수 있다. DL 듀얼 스테이지 코드북에서, W1은 SU-MIMO에 대해 특히 성능이 좋은 DFT 빔(들)으로 구성될 수 있다. 왜냐하면 gNB는 균일한 선형(또는 평면) 어레이 안테나 요소/패널을 갖추고 있기 때문이다. TRP와는 달리, UE는 임의의 분리된 안테나 요소/패널을 구비할 수 있으며, 따라서 낮은 안테나 상관 관계가 기대될 수 있다. 이러한 이유로, NR UL 코드북은 UE의 안테나 배치 및 구조를 고려하여 설계되어야 한다. 이는 UL 코드북이 임의의 UE 안테나 배치 및 구조에 대해 양호하게 수행되어야 함을 의미한다. 이러한 맥락에서, 4Tx DL household 코드북이 고려될 수 있다. 그러나, 주파수 선택적 프리코딩에 관해서는, TPMI 시그널링 오버헤드는 설정된 SB의 수에 따라 증가할 수 있다. 따라서 시그널링 오버헤드의 총 수를 효율적으로 줄이기 위해, 이중 스테이지 구조를 갖는 household 코드북이 고려될 수 있다. 이 설계에서, W1은 household 코드북으로부터 gNB에 의해 각 빔이 선택될 수 있는 L-빔(예를 들어, L = 2, 4, L은 설정 가능) 그룹으로 구성될 수 있다. W2는 SB당 log₂ L 비트만을 필요로 하는 빔 선택을 수행할 수 있다.

즉, 결론적으로, NR UL 코드북은 임의의 UE 안테나 배치 및 구조에 대해 잘 수행되도록 설계되어야 하므로, UL 코드북에 대한 빔 그룹핑을 포함하는 DL household 코드북이 고려될 수 있다.

UE가 다중 패널을 구비한 경우, 빠른 UE 회전, 막힘(blockage) 등의 경우의 강인한 전송을 위해 패널 선택 및/또는 결합이 고려될 수 있다. 이러한 종류의 패널 선택 및/또는 결합 기능은 W1 또는 W2에 의해 지원될 수 있다. 이 경우, UL 코드북 설계에 대한 다음의 세 가지 인자들이 고려되어야 한다.

· UL 코드북에서 지원되는 패널 수

· 패널당 지원되는 포트 수

· UE가 패널 당 다른 수의 포트를 가질 수 있는지 여부

위의 세 가지 요소를 단순화 할 수 있지만 코드북 구조는 여전히 복잡할 수 있다. 따라서, UE 측에서 상이한 패널의 안테나 포트는 상이한 평균 RSRP 값을 가질 수 있기 때문에, SRI는 패널 선택 또는 안테나 포트 그룹 선택을 위해 사용될 수 있다. 이는 다른 패널의 안테나 포트가 서로 다른 자원에 의해 독립적으로 지원될 수 있음을 의미한다. 요약하면, UL 코드북은 단일 패널을 가정하여 설계되었으며, SRI는 패널 선택 기능으로 사용될 수 있다.

NR에서는 여러 SRS 자원 선택에 대한 지시를 지원할 수 있다. SRI 필드에 의해 지시될 수 있는 다수의 SRS 자원의 경우, 패널 결합 기능이 고려될 수 있다. 패널 결합은 위상 및/또는 진폭에 적절한 패널간 보정기(corrector)를 적용하여 빔포밍 이득을 높이는 데 중요한 역할을 수행한다. 따라서, 패널 결합 기능을 위해 여러 SRS 자원이 지시되면 패널 보정기에 대한 추가 TPMI를 도입해야 한다.

즉, UL 코드북은 단일 패널을 가정하여 설계될 수 있으며, SRI는 패널 선택 기능으로 사용될 수 있다. 또한, 패널 결합 기능을 위해 여러 SRS 자원들이 지시되는 경우 패널간 위상/진폭 보정기에 대한 추가 TPMI를 도입해야 한다.

SRI는 UL에서 다중 패널 공동 전송을 지원할 수 있는 SRS 자원의 다중 선택을 지시할 수 있다. 또한, 각각의 지시된 SRS 자원과 연관된 각각의 패널 전송은 UL-CoMP의 문맥에서 상이한 UL 수신 포인트를 타겟팅할 수 있다. 이를 적절히 지원하기 위하여, NR 네트워크는 SRS 자원별로 분리된 전력 제어 프로세스를 사용하여 서로 다른 SRS 리소스에 해당하는 서로 다른 레이어 그룹별로 적어도 정확한 MCS를 계산할 수 있어야 한다. 일반적으로, UE에 대한 다수의 ULPC 프로세스가 지원될 필요가 있고, 각각의 ULPC 프로세스는 UE에 설정된 적어도 하나의 SRS 자원과 연관될 수 있다. 예를 들어, 설정된 SRS 자원 ID #1 및 #2는 동일한 ULPC 프로세스 A와 연관될 수 있고, 다른 설정된 SRS 자원 ID #3은 다른 ULPC 프로세스 B와 연관될 수 있다. ULPC 프로세스 A 및 B는 상이한 수신 포인트를 목표로 할 수 있고, 동일한 ULPC 프로세스 A를 따르는 SRS 자원 #1 및 #2는 UL 승인에서 합의된 SRI 지시에 의해 동적으로 선택될 수 있다. 예를 들어, UL 승인에서 SRI 필드에 의해 SRS 자원 #1(대응하는 TPMI/TRI 포함)과 #3(대응하는 TPMI/TRI 포함)이 공동으로 지시되는 경우, 예를 들어, 이는 레이어 그룹으로 구분된 UL 다중 패널 전송 및 gNB 측에서 UL-CoMP 공동 수신 동작으로 해석될 수 있다.

NR에서 UL-MIMO에 대한 주파수 선택적 프리코딩을 적용하기 위해, SB PMI 지시에 기인하는 증가된 제어 채널 오버헤드는 심각한 문제일 수 있다. 이 문제를 해결하기 위해, 2 레벨 DCI가 대안 중 하나로 고려될 수 있으며, 2 레벨 DCI의 세부 사항에 따라 장점과 단점이 상이할 수 있다. 지연 문제, DCI 디코딩 실패 문제 및 DCI 오버헤드와 관련하여 3가지 버전의 2-레벨 DCI가 하나씩 아래와 같이 논의될 수 있다.

옵션 1:

- 1차 DCI: LTE DCI 0/4와 같은 UL 승인

- 2차 DCI: 할당된 RB의 SB PMI

- DCI 전송 타이밍: 2 개의 DCI가 동일한 서브 프레임에서 전송됨

옵션 2:

- 1차 DCI: 모든 RB에 대한 SB PMI

- 2차 DCI: LTE DCI 0/4와 같은 UL 승인

- DCI 전송 타이밍: 1차 DCI를 나타내는 하나 이상의 2차 DCI는 1차 DCI 전송 서브 프레임에서(또는 이후에) 전송됨

채널 에이징 문제와 관련하여, 옵션 2는 바람직하지 않을 수 있는데, 그 이유는 UL 승인 정보가 SB PMI 전달 이후에 여러 서브 프레임으로 전달될 수 있기 때문이다. 이러한 주파수 선택적 UL 프리코더를 도입하려는 동기는, 주파수 도메인을 이용하는 정확한 UL 링크 적응을 달성하는 것이므로, 스케줄링 정보의 전체 세트는 UL 전송을 위해 스케줄링될 때 UE에 즉각적으로(instantaneously) 전달되는 것이 바람직하다. 옵션 1의 경우, 동일한 서브 프레임에서 2개의 DCI가 전송되므로 지연 문제가 발생하지 않는다.

모든 옵션에 대해, UL 스케줄링에 대한 완전한 정보는 2개의 DCI들로 분할되므로, UE는 2개의 DCI 중 하나를 디코딩하지 못하면 UL 데이터를 전송할 수 없다. 옵션 2에 대해, UE가 1차 DCI를 디코딩하지 못하면, 1차 DCI를 참조하는 몇몇의 2차 DCI들이 낭비될 수 있다. 이 문제를 해결하기 위해 1차 DCI의 디코딩 결과를 gNB에 보고하는 적절한 메커니즘이 필요할 수 있다.

DCI 오버헤드 측면에서 이 두 옵션은, 오버헤드를 줄이는 데 도움이 된다. 옵션 1에 대해서, 모든 SB가 아닌 스케쥴링된 SB에 대해서만 SB PMI가 2차 DCI를 통해 지시되므로, 작은 RB가 UE에 할당되면 DCI 페이로드 크기가 적응적으로 감소된다. 옵션 2의 경우, 모든 SB에 대한 SB PMI는 1차 DCI를 통해 지시되어야 하며, 이는 2차 DCI(UL 승인 포함)는 1차 DCI 전송 후에 시그널링될 수 있기 때문이다. 이 디자인에서 오버헤드 절약은 시간 단위로 달성될 수 있다. 다시 말하면, 1차 DCI는 DCI 오버헤드가 절약될 수 있도록 다중 UL 승인에 대해 단 한번만 전송된다.

다른 옵션은 다음과 같은 단일 레벨 DCI에 해당한다.

옵션 3:

- 단일 DCI: 할당된 RB(들)에 대한 SB PMI(들) 및 LTE DCI 0/4와 같은 UL 승인

옵션 4:

- 단일 DCI: 모든 RB(들)에 대한 SB PMI(들) 및 LTE DCI 0/4와 같은 UL 승인

옵션 3과 4에는 2 레벨 DCI에 있는 채널 에이징 또는 디코딩 실패 문제는 없지만, 단일 DCI에 더 많은 페이로드를 포함해야 할 수도 있다. 옵션 3에서도, DCI BD 오버헤드를 증가시키지 않기 위해 할당된 RB 크기에 관계없이, 동일한 페이로드 사이즈를 유지하는 것이 바람직하다. 결과적으로, 옵션 3에 대한 DCI 사이즈는 할당된 RB가 광대역이고 옵션 3 및 4에 대한 DCI 크기가 동일할 경우에 기초하여 결정된다.

DCI 오버 헤드를 최소화하기 위해, SB PMI 지시를 압축하는 것이 중요하다. 주파수 선택적 UL-MIMO 스케줄링을 위한 제어 채널 오버헤드 문제를 해결하기 위해서는 SB PMI 페이로드에 대한 압축 방법이 코드북 구조와 함께 조사되어야 한다. 듀얼 코드북 구조에서, 서브대역 당 최종 UL 프리코더(W)는 광대역 PMI 성분(W1) 및 대응하는 서브대역 PMI 성분(W2)으로 분해될 수 있다. 그런 다음, UL 스케줄링 DCI는 하나의 광대역 W1 및 다중 SB W2를 포함한다. SB W2의 페이로드 사이즈를 줄이기 위해 코드북 서브 샘플링이 고려될 수 있다. Rel-8 LTE 코드북과 같은 단일 코드북 구조의 경우, SB PMI 페이로드는 비슷한 방식으로 압축될 수 있다. 보다 구체적으로, SB PMI에 대한 코드북 서브셋은 WB PMI에 기초하여 제한되며, 서브셋은 WB PMI와의 상관도가 높은 PMI로 구성된다.

주파수 선택적 스케줄링을 위한 UL DCI 설계는, 지연 문제, DCI 디코딩 실패 문제 및 DCI 오버헤드 측면에서 조사되어야 한다. 또한, DCI 오버헤드를 줄이기 위해 전체 코드북의 서브셋에서 SB PMI가 지시되어야 한다.

도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 PUSCH 전송 동작을 예시한 순서도이다. 본 순서도와 관련하여 앞서 상술한 설명/실시예들이 동일/유사하게 적용될 수 있으며, 중복되는 설명은 생략한다.

우선, 단말은 UL 전송 스케줄링을 위한 DCI를 수신할 수 있다(S1710). 이때, DCI는 프리코딩 정보로서 단말의 PUSCH 전송을 위해 선택된 프리코딩 행렬의 인덱스에 관한 정보인 TPMI를 포함할 수 있다. 나아가, DCI는 단말의 PUSCH 전송에 사용되는 레이어에 관한 정보인 RI를 더 포함할 수 있으며, 이때 RI는 TPMI와 함께 공동 인코딩되어 DCI에 포함될 수 있다. 또한, DMRS 포트를 결정하기 위해 (DCI 내에서) 사전에 정의된 DMRS 필드/표는 상기 TPMI와 공동 인코딩된 상기 RI에 따라 사이즈가 상이하게 결정될 수 있다. 즉, DMRS 필드/표는 상기 RI에 기초하여/따라 다르게 인코딩/디코딩/해석/정의/설정될 수 있다.

일 실시예로서, TPMI는 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시되되, RI는 상기 설정된 SRS 자원들에 대해 공통적으로 지시될 수 있다. 또는, 다른 실시예로서, TPMI 및 RI는 상기 단말에 설정된 모든 SRS 자원에 대해 공통적으로 지시될 수 있다. 또는, 다른 실시예로서, TPMI 및 RI는 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시될 수 있다.

다음으로, 단말은 상기 프리코딩 정보에 기초하여 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행할 수 있다(S1720). 이때 만일, PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은, 각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제1 그룹, 적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제2 그룹, 및/또는 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제3 그룹으로 구성될 수 있다. 여기서, 비-코히어런스 프리코딩 행렬은 각 열(column)당 넌-제로 값을 갖는 하나의 벡터를 포함하는 행렬이며, 부분-코히어런스 프리코딩 행렬은 적어도 하나의 열에서 넌-제로 값을 갖는 2개의 벡터들을 포함하는 행렬이며, 완전-코히어런스 프리코딩 행렬은 넌-제로 값을 갖는 벡터들만 포함하는 행렬을 각각 나타낼 수 있다. 또한, 상기 코드북은 CP-OFDM waveform을 기반으로 하는 코드북일 수 있다.

또한, 본 순서도에는 도시하지 않았으나, 단말은 PUSCH 전송에 사용되는 레이어 수의 제한 정보를 기지국으로부터 수신할 수 있다. 예를 들어, 단말은 PUSCH 전송에 사용 가능한 최대 레이어 수에 관한 제한 정보를 기지국으로부터 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC)을 통해 수신할 수 있다. 이 경우, 단말은 PUSCH 전송 시 제한된 레이어에 해당되는 코드북은 사용하지 않는다. 또한, 레이어 수의 제한 정보에 기초하여 TPMI 및 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다.

또한, 본 순서도에는 도시하지 않았으나, 단말은 상기 코드북 내에서 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬의 제한 정보를 수신할 수 있다. 이때, 프리코딩 행렬의 제한 정보는 상기 그룹(예를 들어, 제1 내지 제3 그룹) 단위 또는 개별적인 프리코딩 행렬 단위로 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬을 지시하도록 시그널링/생성될 수 있다. 이러한 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 TPMI 및 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정될 수 있다. 즉, TPMI 및 RI가 공동 인코딩된 필드/표는 상기 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여/따라 다르게 인코딩/디코딩/해석/정의/설정될 수 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 18을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(1810)과 기지국(1810) 영역 내에 위치한 다수의 단말(1820)을 포함한다.

기지국(1810)은 프로세서(processor, 1811), 메모리(memory, 1812) 및 RF부(radio frequency unit, 1813)을 포함한다. 프로세서(1811)는 앞서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1811)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1812)는 프로세서(1811)와 연결되어, 프로세서(1811)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1813)는 프로세서(1811)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

단말(1820)은 프로세서(1821), 메모리(1822) 및 RF부(1823)을 포함한다. 프로세서(1821)는 앞서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1821)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1822)는 프로세서(1821)와 연결되어, 프로세서(1821)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1823)는 프로세서(1821)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

메모리(1812, 1822)는 프로세서(1811, 1821) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(1811, 1821)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국(1810) 및/또는 단말(1820)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.

도 19은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 일례를 나타낸 도이다.

구체적으로, 도 19는 FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 구현될 수 있는 RF 모듈의 일례를 나타낸다.

먼저, 전송 경로에서, 앞서 기술된 프로세서는 전송될 데이터를 프로세싱하여 아날로그 출력 신호를 송신기(1910)에 제공한다.

송신기(1910) 내에서, 아날로그 출력 신호는 디지털-대-아날로그 변환(ADC)에 의해 야기되는 이미지들을 제거하기 위해 저역 통과 필터(Low Pass Filter,LPF)(1911)에 의해 필터링되고, 상향 변환기(Mixer, 1912)에 의해 기저대역으로부터 RF로 상향 변환되고, 가변이득 증폭기(Variable Gain Amplifier,VGA)(1913)에 의해 증폭되며, 증폭된 신호는 필터(1914)에 의해 필터링되고, 전력 증폭기(Power Amplifier,PA)(1915)에 의해 추가로 증폭되며, 듀플렉서(들)(1950)/안테나 스위치(들)(1960)을 통해 라우팅되고, 안테나(1970)을 통해 전송된다.

또한, 수신 경로에서, 안테나(1970)은 외부로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들을 제공하며, 이 신호들은 안테나 스위치(들)(1960)/듀플렉서들(1950)을 통해 라우팅되고, 수신기(1920)으로 제공된다.

수신기(1920)내에서, 수신된 신호들은 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(1923)에 의해 증폭되며, 대역통과 필터(1924)에 의해 필터링되고, 하향 변환기(Mixer,1925)에 의해 RF로부터 기저대역으로 하향 변환된다.

상기 하향 변환된 신호는 저역 통과 필터(LPF,1926)에 의해 필터링되며, VGA(1927)에 의해 증폭되어 아날로그 입력 신호를 획득하고, 이는 앞서 기술된 프로세서에 제공된다.

또한, 로컬 오실레이터 (local oscillator, LO) 발생기(1940)는 전송 및 수신 LO 신호들을 발생 및 상향 변환기(1912) 및 하향 변환기(1925)에 각각 제공한다.

또한, 위상 고정 루프(Phase Locked Loop,PLL)(1930)은 적절한 주파수들에서 전송 및 수신 LO 신호들을 생성하기 위해 프로세서로부터 제어 정보를 수신하고, 제어 신호들을 LO 발생기(1940)에 제공한다.

또한, 도 19에 도시된 회로들은 도 19에 도시된 구성과 다르게 배열될 수도 있다.

도 20은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 RF 모듈의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

구체적으로, 도 20은 TDD(Time Division Duplex) 시스템에서 구현될 수 있는 RF 모듈의 일례를 나타낸다.

TDD 시스템에서의 RF 모듈의 송신기(2010) 및 수신기(2020)은 FDD 시스템에서의 RF 모듈의 송신기 및 수신기의 구조와 동일하다.

이하, TDD 시스템의 RF 모듈은 FDD 시스템의 RF 모듈과 차이가 나는 구조에 대해서만 살펴보기로 하고, 동일한 구조에 대해서는 도 10의 설명을 참조하기로 한다.

송신기의 전력 증폭기(Power Amplifier,PA)(2015)에 의해 증폭된 신호는 밴드 선택 스위치(Band Select Switch,2050), 밴드 통과 필터(BPF,2060) 및 안테나 스위치(들)(2070)을 통해 라우팅되고, 안테나(2080)을 통해 전송된다.

또한, 수신 경로에서, 안테나(2080)은 외부로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들을 제공하며, 이 신호들은 안테나 스위치(들)(2070), 밴드 통과 필터(2060) 및 밴드 선택 스위치(2050)을 통해 라우팅되고, 수신기(2020)으로 제공된다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 명세서에서 'A 및/또는 B' 는 A 및/또는 B 중 적어도 하나를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

발명의 실시를 위한 형태

발명의 실시를 위한 다양한 형태가 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서 설명되었다.

본 발명은 3GPP LTE/LTE-A/5G 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A/5G 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (15)

1. 무선 통신 시스템에서 단말의 코드북 기반 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 전송 방법에 있어서,
   UL(uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI(downlink control information)를 수신하는 단계;
   상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하는 단계; 를 포함하되,
   상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은,
   각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제1 그룹,
   적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제2 그룹, 및
   상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제3 그룹으로 구성되는, PUSCH 전송 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 비-코히어런스 프리코딩 행렬은 각 열(column)당 넌-제로 값을 갖는 하나의 벡터를 포함하는 행렬이며,
   상기 부분-코히어런스 프리코딩 행렬은 적어도 하나의 열에서 넌-제로 값을 갖는 2개의 벡터들을 포함하는 행렬이며,
   상기 완전-코히어런스 프리코딩 행렬은 넌-제로 값을 갖는 벡터들만을 포함하는 행렬인, PUSCH 전송 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 코드북은 CP-OFDM(Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing) waveform 기반 코드북인, PUSCH 전송 방법.
4. 제 2 항에 있어서,
   상기 DCI는 상기 프리코딩 정보로서 상기 PUSCH 전송을 위해 선택된 프리코딩 행렬의 인덱스에 관한 정보인 TPMI(Transmitted Precoding Matrix Indicator)를 포함하는, PUSCH 전송 방법.
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 TPMI는 상기 PUSCH 전송에 사용되는 레이어에 관한 정보인 RI(Rank Indicator)와 함께 공동(joint) 인코딩되는, PUSCH 전송 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 TPMI는 상기 단말에 설정된 SRS(Sounding Reference Signal) 자원별로 지시되되, 상기 RI는 상기 설정된 SRS 자원들에 대해 공통적으로 지시되는, PUSCH 전송 방법.
7. 제 5 항에 있어서,
   상기 TPMI 및 상기 RI는 상기 단말에 설정된 모든 SRS 자원에 대해 공통적으로 지시되는, PUSCH 전송 방법.
8. 제 5 항에 있어서,
   상기 TPMI 및 상기 RI는 상기 단말에 설정된 SRS 자원별로 지시되는, PUSCH 전송 방법.
9. 제 5 항에 있어서,
   DMRS(Demodulation RS) 포트를 결정하기 위해 상기 DCI 내에서 사전에 정의된 DMRS 필드의 사이즈는 상기 TPMI와 공동 인코딩된 상기 RI에 따라 상이하게 결정되는, PUSCH 전송 방법.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 레이어 수의 제한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 를 더 포함하는, PUSCH 전송 방법.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 레이어 수의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정되는, PUSCH 전송 방법.
12. 제 5 항에 있어서,
    상기 코드북 내에서 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 프리코딩 행렬의 제한 정보를 수신하는 단계; 를 더 포함하는, PUSCH 전송 방법.
13. 제 12 항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬의 제한 정보는 상기 그룹 단위 또는 개별적인 프리코딩 행렬 단위로 상기 PUSCH 전송에 사용 가능한 상기 프리코딩 행렬을 지시하는, PUSCH 전송 방법.
14. 제 12 항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬의 제한 정보에 기초하여 상기 TPMI 및 상기 RI가 공동 인코딩된 필드의 사이즈가 결정되는, PUSCH 전송 방법.
15. 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)를 전송하는 단말에 있어서,
    무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및
    상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서; 를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    UL(uplink) 전송 스케줄링을 위한 DCI(downlink control information)를 수신하고,
    상기 DCI에 포함된 프리코딩 정보에 기초하여 상기 코드북 기반 PUSCH 전송을 수행하되,
    상기 PUSCH가 4개의 안테나 포트들을 사용하여 전송되는 경우, 상기 코드북은,
    각 레이어별로 하나의 포트만을 선택하기 위한 비-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제1 그룹,
    적어도 하나의 레이어에서 2개의 포트들을 선택하기 위한 부분-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제2 그룹, 및
    상기 각 레이어별로 모든 포트들을 선택하기 위한 완전-코히어런스 프리코딩 행렬들로 구성된 제3 그룹으로 구성되는, 단말.

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