WO2017098840A1 - 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置 - Google Patents

電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017098840A1
WO2017098840A1 PCT/JP2016/082751 JP2016082751W WO2017098840A1 WO 2017098840 A1 WO2017098840 A1 WO 2017098840A1 JP 2016082751 W JP2016082751 W JP 2016082751W WO 2017098840 A1 WO2017098840 A1 WO 2017098840A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
command value
phase
phase command
axis
sector
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/082751
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
澤田　英樹
孝義 菅原
亮 皆木
Original Assignee
日本精工株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本精工株式会社 filed Critical 日本精工株式会社
Priority to EP16872740.2A priority Critical patent/EP3388310B1/en
Priority to US15/780,502 priority patent/US20180354550A1/en
Priority to BR112018011815-0A priority patent/BR112018011815A2/ja
Priority to CN201680068905.XA priority patent/CN108602528A/zh
Priority to JP2017554975A priority patent/JP6406460B2/ja
Publication of WO2017098840A1 publication Critical patent/WO2017098840A1/ja

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/0481—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
    • B62D6/002—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits computing target steering angles for front or rear wheels
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
    • B62D6/02—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits responsive only to vehicle speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a control method and a control device for an electric power steering apparatus that controls driving of a motor based on a current command value and applies assist force to a steering mechanism of a vehicle by the motor, and is particularly executed when driving control of the motor.
  • the present invention relates to a control method and a control device for an electric power steering apparatus that enables conversion from a two-phase current command value or voltage command value to a three-phase current command value or voltage command value with a small amount of calculation.
  • An electric power steering device that assists and controls the steering system of a vehicle with the rotational force of a motor uses a driving force of the motor to transmit a steering assist force to a steering shaft or a rack shaft by a transmission mechanism such as a gear or a belt via a speed reducer.
  • EPS electric power steering device
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is generally performed by PWM (pulse width). This is done by adjusting the duty of modulation) control.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 for detecting the steering torque of the handle 1 and a steering angle sensor 14 for detecting the steering angle ⁇ , and the motor 20 for assisting the steering force of the handle 1 is provided with the reduction gear 3.
  • the control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates a current command value of an assist (steering assist) command based on the steering torque Ts detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and compensates the current command value.
  • the current supplied to the EPS motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref subjected to.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and the steering angle can be acquired from a rotational position sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that exchanges various vehicle information, and the vehicle speed Vs can be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • the control unit 30 is mainly composed of an MCU (including a CPU, MPU, etc.), and FIG. 2 shows general functions executed by a program inside the MCU.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Ts detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12 (or from the CAN 40) are represented by the current command value Iref1.
  • the current command value calculation unit 31 to be calculated is input.
  • the current command value calculation unit 31 calculates a current command value Iref1, which is a control target value of the current supplied to the motor 20, using an assist map or the like based on the input steering torque Ts and vehicle speed Vs.
  • the current command value Iref1 is input to the current limiter 33 through the adder 32A, and the current command value Irefm whose maximum current is limited is input to the subtractor 32B, and the deviation I (Irefm) from the fed back motor current value Im. -Im) is calculated, and the deviation I is input to a PI (proportional integration) control unit 35 for improving the characteristics of the steering operation.
  • the voltage control command value Vref whose characteristics are improved by the PI control unit 35 is input to the PWM control unit 36, and the motor 20 is PWM driven via an inverter 37 as a drive unit.
  • the current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38 and fed back to the subtraction unit 32B.
  • the inverter 37 uses a field effect transistor (FET) as a drive element, and is configured by a bridge circuit of the FET.
  • FET field effect transistor
  • a compensation signal CM from the compensation signal generator 34 is added to the adder 32A, and the compensation of the steering system system is performed by adding the compensation signal CM to improve the convergence and inertia characteristics.
  • Compensation signal generation unit 34 adds self-aligning torque (SAT) 34-3 and inertia 34-2 by addition unit 34-4, and further adds convergence 34-1 to the addition result by addition unit 34-5.
  • the addition result of the adder 34-5 is used as the compensation signal CM.
  • a brushless motor that is excellent in durability and maintainability, and has less noise and noise is generally used as a motor.
  • motor current control is often realized in a dq rotation coordinate system defined by the d-axis and the q-axis.
  • conversion from the dq rotation coordinate system to the UVW fixed coordinate system defined by the U phase, the V phase, and the W phase is executed.
  • Patent Document 1 that corrects a three-phase voltage command value in order to make maximum use of a power supply voltage, a three-phase detection current is detected by a d-axis and a q-axis.
  • the dq coordinate conversion for converting to current and the dq coordinate reverse conversion for converting the three-phase voltage command value into the d-axis and q-axis voltage command values are performed.
  • Patent Document 1 uses a trigonometric function and a square root that impose a processing load in an operation for performing dq coordinate transformation and dq coordinate inverse transformation. Therefore, when these calculations are executed by a microcomputer or the like, a lot of calculation time is required. When the logic design of a circuit or the like is used, the cost increases and the design change can be flexibly handled. It becomes difficult.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to provide a two-phase command value that is executed when driving a motor mounted on an electric power steering device, particularly a three-phase brushless motor.
  • Control of an electric power steering device that can be installed in a microcomputer, etc. by simplifying the calculation in conversion from (current command value or voltage command value) to a three-phase command value and reducing the load of the calculation amount It is to provide a method and a control device.
  • the present invention relates to a control method for an electric power steering apparatus that controls driving of a motor based on a current command value and applies an assist force to a steering mechanism of a vehicle by the motor.
  • the object of the present invention is based on the current command value.
  • the present invention also relates to a control device for an electric power steering device that controls driving of a motor based on a current command value and applies an assist force to a steering mechanism of a vehicle by the motor, and the object of the present invention is the current command A conversion unit that converts a two-phase command value calculated from a value into a three-phase command value, wherein the conversion unit divides an area for a vector composed of the two-phase command value into six sectors, and This is achieved by converting the two-phase command value into the three-phase command value by a simplified calculation method predefined for each sector, and driving the motor with the three-phase command value.
  • each sector is divided at an equal angle around the origin, or the conversion step includes the sign of the two-phase command value and the magnitude of the two-phase command value.
  • a space defined in sector units for conversion from a two-phase command value to a three-phase command value in drive control of a three-phase brushless motor or the like is possible to reduce the calculation that requires a processing load such as a trigonometric function and to improve the calculation amount load.
  • the calculation for conversion is simplified in order to reduce the calculation load of the conversion from the two-phase command value for controlling the motor to the three-phase command value.
  • the conversion from the two-phase command value to the three-phase command value is performed by space vector modulation, and this space vector modulation is performed by a simple calculation method that reduces calculations that require processing load such as trigonometric functions. Since the simple calculation method is defined on a sector-by-sector basis, it is necessary to specify a sector for conversion, but this sector is also specified by a method that does not impose a processing load.
  • voltage command values (d-axis voltage command value, q-axis voltage command value) for the d-axis and q-axis that are the rotation coordinate system are set as the two-phase voltage command values that are assist (steering assistance) commands.
  • the rotating coordinate system is a coordinate system that rotates together with the rotor that rotates in the motor. In this coordinate system, the two-phase current on the rotor appears to stop and the current that appears stationary can be treated as a direct current. Therefore, it becomes easy to set the voltage command value which is the target value.
  • the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are the voltage command values ( ⁇ -axis voltage command Value, ⁇ -axis voltage command value).
  • This conversion requires the rotation angle (electrical angle) of the rotor, and the rotation angle of the rotor can be obtained from a rotation position sensor such as a resolver connected to the motor.
  • a rotation position sensor such as a resolver connected to the motor.
  • the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and The ⁇ -axis voltage command value V ⁇ is calculated from the following equation 1 using the d-axis voltage command value Vd, the q-axis voltage command value Vq, and the rotation angle ⁇ e.
  • the ⁇ -axis voltage command value and the ⁇ -axis voltage command value are the voltage command values (U-phase) for the U-phase, V-phase, and W-phase of the three-phase motor. It is converted into a voltage command value, a V-phase voltage command value, and a W-phase voltage command value) by space vector modulation (space vector conversion). Since a sinusoidal alternating current with a phase shift of 120 degrees ((2/3) ⁇ radians) flows through the U phase, V phase, and W phase, in space vector modulation, first, the U phase, V phase, and W phase Three axes shifted by 120 degrees corresponding to are prepared.
  • Each axis is expressed as V100, V010, and V001.
  • V100 corresponds to the U phase
  • V010 corresponds to the V phase
  • V001 corresponds to the W phase.
  • each axis is extended in the opposite direction with the origin as the center, the extension line of V100 that is in the middle of V010 and V001 is V011, the extension line of V010 that is in the middle of V001 and V100 is in the middle of V101, V100, and V010
  • the extension line of the coming V001 is V110, as shown in FIG. 4, six quadrants (sectors) are formed around the origin at intervals of 60 degrees ((1/3) ⁇ radians).
  • the sector divided by V100 and V110 is sector 0, and sector 1, sector 2, sector 3, sector 4, and sector 5 are sequentially counterclockwise from sector 0. Then, the ⁇ axis of the ⁇ fixed coordinate system is matched with V100, and the ⁇ axis is matched with the bisector of the angle formed by V110 and V010.
  • phase voltage command value (hereinafter, these three are collectively referred to as “phase voltage command value”) is calculated.
  • command value vector a vector having the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ as elements
  • arctan () is an arc tangent function.
  • the U-phase voltage command value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value Vw use Eamp and Ephase according to the conversion formula shown in Table 1 below according to the sector where the command value vector is located. Is calculated.
  • the both end axes are two axes constituting each sector. Further, when all of the U-phase voltage command value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value Vw are added, the current command value of the phase for which the conversion formula is not shown in each sector is Using the two-phase current command value, it is calculated from the following equation (3).
  • the sector where the command value vector is located is specified, and this calculation also reduces the computational load. That is, the sector in which the command value vector is located can be identified from the ⁇ angle Ephase of the command value vector, but in order to calculate Ephase, the arc tangent function that imposes a processing load as shown in Equation 2 above must be used. I must. Therefore, in the present embodiment, the sector to be located is specified by comparing the signs of the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and ⁇ -axis voltage command value V ⁇ , which are elements of the command value vector, and the magnitudes of both command values.
  • the command value vector is located in any of the four quadrants divided by the ⁇ -axis and ⁇ -axis. Is identified. Since each of the four quadrants includes two sectors, as shown in FIG. 7, by comparing the absolute value of ⁇ 3V ⁇ and the absolute value of V ⁇ , which sector the command value vector is located in Is identified. By arranging these two conditions, the sector where the command value vector is located can be specified according to the conditions shown in Table 2 below.
  • the sector where the command value vector is located is sector 0, and the absolute value of ⁇ 3V ⁇ is greater than the absolute value of V ⁇ . If it is small and the sign of V ⁇ is positive (the sign of V ⁇ is not important), the sector where the command value vector is located is sector 1.
  • the sector specification may be performed by comparing the absolute value of V ⁇ and the absolute value of V ⁇ / ⁇ 3 instead of comparing the absolute value of ⁇ 3V ⁇ and the absolute value of V ⁇ .
  • variable X calculated by the following equation 4 is used in order to share the calculation.
  • the V-phase voltage command value and the W-phase voltage command value in sector 4 are derived.
  • the ⁇ -phase voltage command value and the ⁇ -axis voltage command value which are two-phase command values
  • the U-phase voltage command value, the V-phase voltage command value, and the W-phase voltage which are three-phase command values.
  • Conversion to the command value is performed by a simple calculation using X, which is a common variable as shown in Table 3, and the sector identification is also performed with the ⁇ -axis voltage command value and ⁇ -axis voltage command as shown in Table 2. Since the calculation is performed by comparing the sign and size of the value, the amount of calculation can be reduced.
  • FIG. 10 shows a configuration example (first embodiment) of the present invention, which is a part of the functional configuration in the control unit (ECU) 30 in the configuration shown in FIG.
  • the current command value calculation unit 31 is the same as the current command value calculation unit 31 in the configuration shown in FIG.
  • the motor angular speed calculation unit 50 calculates the motor angular speed ⁇ e from the rotational angle (electrical angle) ⁇ e of the rotor acquired from a rotational position sensor (not shown) connected to the motor.
  • the dq-axis current command value calculation unit 60 receives the current command value Iref1 output from the current command value calculation unit 31 and the motor angular velocity ⁇ e calculated by the motor angular velocity calculation unit 50, and receives the d-axis current command value Idref and the q-axis. A current command value Iqref is calculated.
  • the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref are calculated by, for example, a method executed by a dq-axis current command value calculation unit described in Japanese Patent No. 5282376. At this time, if the motor angular velocity with respect to the mechanical angle of the motor is necessary, the motor angular velocity ⁇ e with respect to the electrical angle is calculated.
  • the three-phase / two-phase conversion unit 70 uses the rotation angle ⁇ e to detect a motor current detection value of each phase detected by a motor current detector or the like, that is, a motor current detection value in the U phase (hereinafter referred to as “U phase current detection”).
  • U phase current detection a motor current detection value in the U phase
  • the subtraction unit 120 calculates a deviation ⁇ Id (Idref ⁇ Id) between the d-axis current command value Idref and the d-axis current detection value Id.
  • the subtraction unit 121 calculates a deviation ⁇ Iq (Iqref ⁇ Iq) between the q-axis current command value Iqref and the q-axis current detection value Iq.
  • the PI control unit 80 inputs the deviation ⁇ Id and outputs a d-axis voltage command value Vd with improved characteristics.
  • the PI control unit 90 receives the deviation ⁇ Iq and outputs a q-axis voltage command value Vq with improved characteristics.
  • the ⁇ coordinate conversion unit 100 receives the d-axis voltage command value Vd, the q-axis voltage command value Vq, and the rotation angle ⁇ e, and calculates the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ using Equation 1. In calculating, in order to reduce the amount of calculation, first, sin ( ⁇ e) and cos ( ⁇ e) are obtained, and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ are calculated by sharing these values. Also good.
  • the conversion unit 110 receives the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ calculated by the ⁇ coordinate conversion unit 100, and inputs the U-phase voltage command value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value. Convert to Vw.
  • the conversion unit 110 first compares
  • the sector in which the command value vector having the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ as elements is located according to Table 2 from the sign of the value V ⁇ . Then, the variable X is calculated from the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ according to Equation 4, and the phase voltage command value is calculated using the conversion formula set in the specified sector according to Table 3. The voltage command value of the phase whose conversion formula is not shown in Table 3 is calculated from Equation 3 using the voltage command value of the other two phases. Note that Table 2 for sector identification may be held by the conversion unit 110 as a table, or may be incorporated in a program or the like as condition determination logic.
  • the calculated phase voltage command values (U-phase voltage command value Vu, V-phase voltage command value Vv, W-phase voltage command value Vw) are voltage control command values output by the PI control unit 35 in the configuration shown in FIG. It corresponds to Vref and is used for PWM drive of the motor.
  • the steering torque Ts detected by the torque sensor or the like and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor or the like are input to the current command value calculation unit 31, and the rotation angle ⁇ e detected by the rotational position sensor or the like is used as the motor angular velocity.
  • the data is input to the calculation unit 50 (step S10).
  • the rotation angle ⁇ e is also input to the three-phase / two-phase converter 70 and the ⁇ coordinate converter 100.
  • the current command value calculation unit 31 calculates the current command value Iref1 using an assist map or the like based on the steering torque Ts and the vehicle speed Vs (step S20).
  • the motor angular velocity calculation unit 50 calculates the motor angular velocity ⁇ e from the rotation angle ⁇ e (step S30). The order of calculation of the current command value Iref1 and calculation of the motor angular velocity ⁇ e may be reversed.
  • the current command value Iref1 and the motor angular velocity ⁇ e are input to the dq-axis current command value calculation unit 60.
  • the dq-axis current command value calculation unit 60 calculates the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref based on the current command value Iref1 and the motor angular velocity ⁇ e (step S40).
  • the 3-phase / 2-phase conversion unit 70 receives the rotation angle ⁇ e and the U-phase current detection value Iud, the V-phase current detection value Ivd, and the W-phase current detection value Iwd detected by the motor current detector or the like (step S50). ) Conversion into a d-axis current detection value Id and a q-axis current detection value Iq by three-phase / two-phase conversion (step S60).
  • the subtractor 120 adds and inputs the d-axis current command value Idref, subtracts and inputs the d-axis current detection value Id to calculate the deviation ⁇ Id, the subtractor 121 adds and inputs the q-axis current command value Iqref, and q-axis
  • the deviation ⁇ Iq is calculated by subtracting the current detection value Iq (step S70).
  • the deviations ⁇ Id and ⁇ Iq are input to the PI control units 80 and 90, respectively, and the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are generated by the PI control (step S80).
  • the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are input to the ⁇ coordinate conversion unit 100 together with the rotation angle ⁇ e.
  • the ⁇ coordinate conversion unit 100 calculates the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ using Equation 1 from the d-axis voltage command value Vd, the q-axis voltage command value Vq, and the rotation angle ⁇ e, and the conversion unit 110 (step S90).
  • the conversion unit 110 calculates
  • the phase voltage command value that did not exist is calculated from Equation 3, and the calculated U phase voltage command value Vu, V phase voltage command value Vv, and W phase voltage command value Vw are output (step S110).
  • the sector where the command value vector is located is sector 0
  • the U-phase voltage command value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value Vw are used for motor PWM drive.
  • FIG. 12 shows another configuration example (second embodiment) of the present invention.
  • the ⁇ coordinate conversion unit 100 and the conversion unit 110 in the first embodiment shown in FIG. 111 receives the d-axis voltage command value Vd, the q-axis voltage command value Vq, and the rotation angle ⁇ e, and outputs the U-phase voltage command value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value Vw.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • the conversion unit 110 executes the conversion from the ⁇ fixed coordinate system to the UVW fixed coordinate system.
  • both conversions may be integrated, and for example, the variable X may be calculated by the following equation (6).

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Steering Mechanism (AREA)
  • Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

【課題】電動パワーステアリング装置に搭載されたモータを駆動制御する際に実行される２相の指令値から３相の指令値への変換での演算を簡略化し、演算量の負荷を低減することにより、マイコンへの搭載を可能にする電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置を提供する。 【解決手段】電流指令値より演算される２相の指令値を３相の指令値に変換する変換ステップを有し、変換ステップは、２相の指令値から成るベクトルに対する領域を６つのセクタに分割し、セクタ毎に予め定義された簡略化された演算方法により、２相の指令値を３相の指令値に変換し、３相の指令値によりモータを駆動する。

Description

電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置
　本発明は、電流指令値に基づいてモータを駆動制御し、モータにより車両のステアリング機構にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置に関し、特にモータを駆動制御する際に実行される２相の電流指令値又は電圧指令値から３相の電流指令値又は電圧指令値への変換を少ない演算量で可能とする電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置に関する。
　車両の操舵系をモータの回転力でアシスト制御する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、モータの駆動力で減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力（アシスト力）を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のデューティの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０及び操舵角θを検出する舵角センサ１４が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｓと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによって、ＥＰＳ用モータ２０に供給する電流を制御する。
　なお、舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、また、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転位置センサから操舵角を取得することも可能である。
　コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
　コントロールユニット３０は主としてＭＣＵ（ＣＰＵ、ＭＰＵ等も含む）で構成されるが、そのＭＣＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと図２のようになる。
　図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｓ及び車速センサ１２で検出された（若しくはＣＡＮ４０からの）車速Ｖｓは、電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する電流指令値演算部３１に入力される。電流指令値演算部３１は、入力された操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて、モータ２０に供給する電流の制御目標値である電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａを経て電流制限部３３に入力され、最大電流を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、フィードバックされているモータ電流値Ｉｍとの偏差Ｉ（Ｉｒｅｆｍ－Ｉｍ）が演算され、その偏差Ｉが操舵動作の特性改善のためのＰＩ（比例積分）制御部３５に入力される。ＰＩ制御部３５で特性改善された電圧制御指令値ＶｒｅｆがＰＷＭ制御部３６に入力され、更に駆動部としてのインバータ３７を介してモータ２０がＰＷＭ駆動される。モータ２０の電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂにフィードバックされる。インバータ３７は駆動素子としてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が用いられ、ＦＥＴのブリッジ回路で構成されている。
　加算部３２Ａには補償信号生成部３４からの補償信号ＣＭが加算されており、補償信号ＣＭの加算によって操舵システム系の特性補償を行い、収れん性や慣性特性等を改善するようになっている。補償信号生成部３４は、セルフアライニングトルク（ＳＡＴ）３４－３と慣性３４－２を加算部３４－４で加算し、その加算結果に更に収れん性３４－１を加算部３４－５で加算し、加算部３４－５の加算結果を補償信号ＣＭとしている。
　このような電動パワーステアリング装置において、モータとしては耐久性や保守性に優れ、騒音やノイズも少ないブラシレスモータが一般的に使用されている。ブラシレスモータを使用する場合、ｄ軸及びｑ軸で定義されるｄｑ回転座標系でモータの電流制御を実現することが多い。ｄｑ回転座標系でのモータの電流制御では、例えば３相のブラシレスモータの場合、ｄｑ回転座標系からＵ相、Ｖ相及びＷ相で定義されるＵＶＷ固定座標系への変換が実行される。例えば、電源電圧を最大限利用するために３相電圧指令値に対して補正を行っている特許第３４８０８４３号公報（特許文献１）記載の装置では、３相検出電流をｄ軸及びｑ軸検出電流に変換するｄｑ座標変換と３相電圧指令値をｄ軸及びｑ軸電圧指令値に変換するｄｑ座標逆変換を行っている。
特許第３４８０８４３号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された装置では、ｄｑ座標変換及びｄｑ座標逆変換を行う演算において、処理負荷がかかる三角関数及び平方根を使用している。よって、これらの演算をマイコン等で実行する場合は、多くの演算時間を要してしまい、回路等のロジック設計で対応する場合は、コストが増加し、設計変更等への対応を柔軟に行うことが困難となってしまう。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、電動パワーステアリング装置に搭載されたモータ、特に３相ブラシレスモータを駆動制御する際に実行される２相の指令値（電流指令値又は電圧指令値）から３相の指令値への変換での演算を簡略化し、演算量の負荷を低減することにより、マイコン等への搭載を可能にする電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置を提供することにある。
　本発明は、電流指令値に基づいてモータを駆動制御し、前記モータにより車両のステアリング機構にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置の制御方法に関し、本発明の上記目的は、前記電流指令値より演算される２相の指令値を３相の指令値に変換する変換ステップを有し、前記変換ステップは、前記２相の指令値から成るベクトルに対する領域を６つのセクタに分割し、前記セクタ毎に予め定義された簡略化された演算方法により、前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換し、前記３相の指令値により前記モータを駆動することにより達成される。
　また、本発明は、電流指令値に基づいてモータを駆動制御し、前記モータにより車両のステアリング機構にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記電流指令値より演算される２相の指令値を３相の指令値に変換する変換部を有し、前記変換部は、前記２相の指令値から成るベクトルに対する領域を６つのセクタに分割し、前記セクタ毎に予め定義された簡略化された演算方法により、前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換し、前記３相の指令値により前記モータを駆動することにより達成される。
　本発明の上記目的は、前記各セクタは原点の周りを等角度で区切られていることにより、或いは前記変換ステップは、前記２相の指令値の符号及び前記２相の指令値の大きさの比較から前記ベクトルが位置するセクタを特定し、前記特定されたセクタに定義された前記演算方法により前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換することにより、或いは前記２相の指令値はα軸及びβ軸の固定座標に対するデータであり、前記３相の指令値はＵ相、Ｖ相及びＷ相に対するデータであることにより、或いは前記演算方法では、前記２相の指令値のうちの前記β軸に対するデータの絶対値を３の平方根で除算したデータを共通して使用することにより演算を簡略化することにより、より効果的に達成される。
　本発明に係る電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置によれば、３相ブラシレスモータ等の駆動制御における２相の指令値から３相の指令値への変換を、セクタ単位で定義された空間ベクトル変調の簡易演算方法で行うことにより、三角関数等の処理負荷がかかる演算を削減し、演算量負荷を改善することができる。
電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置のコントロールユニット（ＥＣＵ）の構成例を示すブロック図である。 ｄｑ回転座標系とαβ固定座標系の関係を示す図である。 αβ固定座標系とＵＶＷ固定座標系の関係を示す図である。 αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への従来の変換式の導出を説明するための図である。 セクタ特定で使用するα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値の符号の関係を示す図である。 セクタ特定で使用するα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値の比較について説明するための図である。 αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への本発明での変換式の導出を説明するための図である。 αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への本発明での変換式の導出を説明するための図である。 本発明の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 本発明の動作例（第１実施形態）を示すフローチャートである。 本発明の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。
　本発明では、モータを駆動制御するための２相の指令値から３相の指令値への変換の演算量負荷を低減するために、変換のための演算を簡略化している。２相の指令値から３相の指令値への変換は空間ベクトル変調により実行され、この空間ベクトル変調を、三角関数等の処理負荷がかかる演算を削減した簡易演算方法で行う。簡易演算方法はセクタ単位で定義されているので、変換するに当たり、セクタを特定する必要があるが、このセクタの特定も処理負荷がかからない方法で行う。
　以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。なお、上記の２相から３相への変換は、電流指令値を対象とする場合又は電圧指令値を対象とする場合のどちらの場合でも実行可能であるが、本実施形態では、電圧指令値を対象とする。
　本実施形態を説明するに当たり、まず、従来の演算方法について説明する。
　通常、アシスト（操舵補助）指令である２相の電圧指令値として、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸に対する電圧指令値（ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値）が設定される。回転座標系は、モータ内を回転するロータと一緒になって回転する座標系で、本座標系ではロータ上の２相の電流は止まって見え、静止して見える電流は直流として扱うことができるので、目標値である電圧指令値の設定が容易となる。
　モータとして３相のモータを使用する場合、２相の回転座標系のｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相の固定座標系の電圧指令値に変換する必要があるが、直接変換するのではなく、２相の回転座標系から２相の固定座標系への変換を行い、その後２相の固定座標系から３相の固定座標系への変換を行うという２段階で実行されることが多い。
　２相の回転座標系から２相の固定座標系への変換では、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値が、固定座標系であるα軸及びβ軸に対する電圧指令値（α軸電圧指令値、β軸電圧指令値）に変換される。この変換にはロータの回転角（電気角）が必要で、ロータの回転角はモータに連結されたレゾルバ等の回転位置センサから取得することができる。そして、例えば、ｄ軸及びｑ軸で定義されるｄｑ回転座標系とα軸及びβ軸で定義されるαβ固定座標系が図３に示されるような関係の場合、α軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及び回転角θｅを用いて、下記数１より算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　２相の固定座標系から３相の固定座標系への変換では、α軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値が、３相モータのＵ相、Ｖ相及びＷ相に対する電圧指令値（Ｕ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、Ｗ相電圧指令値）に、空間ベクトル変調（空間ベクトル変換）により変換される。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相には相互に１２０度（（２／３）πラジアン）だけ位相がずれた正弦波交流が流されるので、空間ベクトル変調では、まずＵ相、Ｖ相及びＷ相に対応した１２０度だけずらした３つの軸が用意される。各軸はＶ１００、Ｖ０１０及びＶ００１と表記され、Ｖ１００がＵ相に、Ｖ０１０がＶ相に、Ｖ００１がＷ相にそれぞれ対応する。そして、原点を中心にして各軸を反対方向に延長し、Ｖ０１０とＶ００１の中間に来るＶ１００の延長線をＶ０１１、Ｖ００１とＶ１００の中間に来るＶ０１０の延長線をＶ１０１、Ｖ１００とＶ０１０の中間に来るＶ００１の延長線をＶ１１０とすると、図４に示されるように、原点の周りに６０度（（１／３）πラジアン）の間隔で区切られた６つの象限（セクタ）ができる。６つのセクタに対して、Ｖ１００及びＶ１１０で区切られるセクタをセクタ０とし、セクタ０から反時計回りで順にセクタ１、セクタ２、セクタ３、セクタ４及びセクタ５とする。そして、αβ固定座標系のα軸をＶ１００に、β軸をＶ１１０及びＶ０１０がなす角の二等分線に一致させる。
　このようにＵ相、Ｖ相及びＷ相で定義されるＵＶＷ固定座標系を使用して、α軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値からＵ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値及びＷ相電圧指令値（以下、これら３つを総称して「相電圧指令値」とする）を算出する。即ち、α軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβを要素とするベクトル（以下、「指令値ベクトル」とする）をＵＶＷ固定座標系に配置すると、指令値ベクトルの大きさＥａｍｐ及び指定値ベクトルがα軸（＝Ｖ１００）となす角度（以下、「α角度」とする）Ｅｐｈａｓｅは下記数２で算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、arctan()は逆正接関数である。そして、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗは、指令値ベクトルが位置するセクタに応じて、下記表１に示される変換式により、Ｅａｍｐ及びＥｐｈａｓｅを用いて算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
 表１において、両端軸とは各セクタを構成する２つの軸のことである。また、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗを全て加えるとゼロになるので、各セクタにおいて変換式が示されていない相の電流指令値は、他の２相の電流指令値を用いて、下記数３の関係式から算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　表１の各変換式は、例えば指令値ベクトルがセクタ０に位置する場合、図５に示される関係から導出される（詳細な説明は省略する）。
　本実施形態では、αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への変換での演算、即ち表１に示される変換式を簡略化している。
　αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への変換では、前述のように、まず指令値ベクトルが位置するセクタの特定を行うが、この特定においても演算量負荷を低減している。即ち、指令値ベクトルが位置するセクタは指令値ベクトルのα角度Ｅｐｈａｓｅから特定することができるが、Ｅｐｈａｓｅを算出するためには、上記数２にように処理負荷がかかる逆正接関数を使用しなければならない。そこで、本実施形態では、指令値ベクトルの要素であるα軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβの符号と両指令値の大きさの比較から、位置するセクタを特定する。即ち、α軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβの符号から、図６に示されるように、α軸及びβ軸で区切られる４つの象限の内のどの象限に指令値ベクトルが位置しているかが特定される。４つの各象限は２つのセクタを含んでいるので、図７に示されるように、√３Ｖαの絶対値とＶβの絶対値を比較することにより、指令値ベクトルがどちらのセクタに位置しているかが特定される。この２つの条件を整理すると、下記表２に示される条件により指令値ベクトルが位置するセクタを特定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
  
　例えば、√３Ｖαの絶対値がＶβの絶対値以上で、Ｖα及びＶβの符号が共に正の場合、指令値ベクトルが位置するセクタはセクタ０であり、√３Ｖαの絶対値がＶβの絶対値より小さく、Ｖβの符号が正の場合（Ｖαの符号は不問）、指令値ベクトルが位置するセクタはセクタ１である。
　なお、√３Ｖαの絶対値とＶβの絶対値の比較ではなく、Ｖαの絶対値とＶβ／√３の絶対値の比較でセクタ特定を行っても良い。
　αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への変換では、演算を共通化するために、下記数４で算出される変数Ｘを使用する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　この変数Ｘを使用すると、セクタ０におけるＷ相電圧指令値Ｖｗは、β軸電圧指令値Ｖβが下記数５で表わされることより、Ｖｗ＝２Ｘとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 セクタ０におけるＵ相電圧指令値Ｖｕは、図８に示される関係からわかるように、Ｖｕ＝｜Ｖα｜－Ｘとなる。同様にして、セクタ２、セクタ３及びセクタ５における相電圧指令値が導出される。
　セクタ１におけるＷ相電圧指令値Ｖｗは、図９に示される関係において、左下の三角形が正三角形であることからＶ相電圧指令値ＶｖがＶｖ＝（Ｖβ／√３）－Ｖαとなり、結果としてＶｗ＝Ｖα＋Ｘとなる。そして、セクタ１におけるＶ相電圧指令値ＶｖはＶｖ＝２Ｘ－Ｖｗと変形することができる。同様にして、セクタ４におけるＶ相電圧指令値及びＷ相電圧指令値が導出される。
　以上より、表１に示される変換式は、変数Ｘを使用して、下記表３のように簡略化される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
 　このように、本実施形態では、２相の指令値であるα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値から３相の指令値であるＵ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値及びＷ相電圧指令値への変換を、表３に示されるような共通の変数であるＸを使用した簡易な演算で行い、セクタの特定も表２に示されるようなα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値の符号及び大きさの比較により行うので、演算量を削減することができる。
　図１０は本発明の構成例（第１実施形態）を示しており、図１に示される構成でのコントロールユニット（ＥＣＵ）３０内の機能構成の一部である。電流指令値演算部３１は図２に示される構成での電流指令値演算部３１と同じあるから、説明は省略する。
　モータ角速度演算部５０は、モータに連結された回転位置センサ（図示せず）等から取得されたロータの回転角（電気角）θｅからモータ角速度ωｅを算出する。
　ｄｑ軸電流指令値算出部６０は、電流指令値演算部３１から出力された電流指令値Ｉｒｅｆ１及びモータ角速度演算部５０で算出されたモータ角速度ωｅを入力し、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは、例えば特許第５２８２３７６号公報に記載されているｄ－ｑ軸電流指令値算出部で実行されている方法等で算出される。この際、モータの機械角に対するモータ角速度が必要な場合は、電気角に対するモータ角速度ωｅに基づいて算出する。
　３相／２相変換部７０は、回転角θｅを用いて、モータ電流検出器等で検出された各相のモータ電流検出値、即ちＵ相におけるモータ電流検出値（以下、「Ｕ相電流検出値」とする）Ｉｕｄ、Ｖ相におけるモータ電流検出値（以下、「Ｖ相電流検出値」とする）Ｉｖｄ及びＷ相におけるモータ電流検出値（以下、「Ｗ相電流検出値」とする）Ｉｗｄをｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する。
　減算部１２０はｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとｄ軸電流検出値Ｉｄの偏差ΔＩｄ（Ｉｄｒｅｆ－Ｉｄ）を算出する。減算部１２１はｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆとｑ軸電流検出値Ｉｑの偏差ΔＩｑ（Ｉｑｒｅｆ－Ｉｑ）を算出する。
　ＰＩ制御部８０は偏差ΔＩｄを入力し、特性改善されたｄ軸電圧指令値Ｖｄを出力する。同様に、ＰＩ制御部９０は偏差ΔＩｑを入力し、特性改善されたｑ軸電圧指令値Ｖｑを出力する。
　αβ座標変換部１００は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ並びに回転角θｅを入力し、数１を用いてα軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβを算出する。算出に際して、演算量を削減するために、まずｓｉｎ（θｅ）及びｃｏｓ（θｅ）を求め、それらの値を共用してα軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβを算出するようにしても良い。
　変換部１１０は、αβ座標変換部１００で算出されたα軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβを入力し、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗに変換する。変換部１１０では、まず、α軸電圧指令値Ｖαから算出される｜√３Ｖα｜とβ軸電圧指令値Ｖβの絶対値｜Ｖβ｜を比較し、さらにα軸電圧指令値Ｖαとβ軸電圧指令値Ｖβの符号とから表２に従って、α軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβを要素とする指令値ベクトルが位置するセクタを特定する。そして、数４に従ってβ軸電圧指令値Ｖβから変数Ｘを算出し、表３に従って、特定されたセクタに設定されている変換式を用いて相電圧指令値を算出する。変換式が表３に示されていない相の電圧指令値は、他の２相の電圧指令値を用いて、数３より算出する。なお、セクタ特定のための表２はテーブルとして変換部１１０が保持しても良いし、条件判定のロジックとしてプログラム等に組み込んでも良い。
　算出された相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ）は、図２に示される構成でのＰＩ制御部３５が出力する電圧制御指令値Ｖｒｅｆに相当し、モータのＰＷＭ駆動に使用される。
　このような構成において、その動作例について図１１のフローチャートを参照して説明する。
　動作が開始すると、トルクセンサ等で検出された操舵トルクＴｓ及び車速センサ等で検出された車速Ｖｓが電流指令値演算部３１に入力され、回転位置センサ等で検出された回転角θｅがモータ角速度演算部５０に入力される（ステップＳ１０）。回転角θｅは３相／２相変換部７０及びαβ座標変換部１００にも入力される。
　電流指令値演算部３１は、操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する（ステップＳ２０）。モータ角速度演算部５０は、回転角θｅからモータ角速度ωｅを算出する（ステップＳ３０）。なお、電流指令値Ｉｒｅｆ１の演算とモータ角速度ωｅの算出の順番は逆でも良い。
　電流指令値Ｉｒｅｆ１及びモータ角速度ωｅは、ｄｑ軸電流指令値算出部６０に入力される。ｄｑ軸電流指令値算出部６０は、電流指令値Ｉｒｅｆ１及びモータ角速度ωｅに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ４０）。
　３相／２相変換部７０は、回転角θｅと共に、モータ電流検出器等で検出されたＵ相電流検出値Ｉｕｄ、Ｖ相電流検出値Ｉｖｄ及びＷ相電流検出値Ｉｗｄを入力し（ステップＳ５０）、３相／２相変換によりｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する（ステップＳ６０）。
　減算部１２０はｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを加算入力し、ｄ軸電流検出値Ｉｄを減算入力して、偏差ΔＩｄを算出し、減算部１２１はｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを加算入力し、ｑ軸電流検出値Ｉｑを減算入力して、偏差ΔＩｑを算出する（ステップＳ７０）。
　偏差ΔＩｄ及びΔＩｑはそれぞれＰＩ制御部８０及び９０に入力され、ＰＩ制御によりｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑがそれぞれ生成される（ステップＳ８０）。
　ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑは、回転角θｅと共にαβ座標変換部１００に入力される。αβ座標変換部１００は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及び回転角θｅより、数１を用いてα軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβを算出し、変換部１１０に出力する（ステップＳ９０）。
　変換部１１０は、α軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβから｜√３Ｖα｜及び｜Ｖβ｜を算出し、両値の比較並びにα軸電圧指令値Ｖα及びβ軸電圧指令値Ｖβの符号から、表２に従って指令値ベクトルが位置するセクタを特定する（ステップＳ１００）。そして、数４に従ってβ軸電圧指令値Ｖβから変数Ｘを算出し、特定されたセクタの情報及び変数Ｘを用いて、表３に従って相電圧指令値を算出し、表３の変換式では算出されなかった相電圧指令値は数３より算出し、算出されたＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗを出力する（ステップＳ１１０）。例えば、指令値ベクトルが位置するセクタがセクタ０の場合、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ及びＵ相電圧指令値Ｖｕは、それぞれＶｗ＝２Ｘ、Ｖｕ＝｜Ｖα｜－Ｘから算出され、Ｖ相電圧指令値ＶｖはＶｖ＝－Ｖｕ－Ｖｗから算出される。
　Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗは、モータのＰＷＭ駆動に使用される。
　なお、αβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への変換に使用する簡略化された変換式は表３に記載されている式に限られず、例えば、セクタ１におけるＶ相電圧指令値Ｖｖの変換式はＶｖ＝Ｘ－Ｖαでも良い。
　次に、本発明の他の構成例について説明する。
　図１２は本発明の他の構成例（第２実施形態）を示しており、第２実施形態では、図１０に示される第１実施形態でのαβ座標変換部１００及び変換部１１０が変換部１１１に統合されている。よって、変換部１１１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及び回転角θｅを入力し、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗを出力する。他の構成は第１実施形態と同じである。
　変換部１１１では、αβ座標変換部１００が実行するｄｑ回転座標系からαβ固定座標系への変換を実行後、変換部１１０が実行するαβ固定座標系からＵＶＷ固定座標系への変換を実行しても良いが、両方の変換を統合し、例えば、変数Ｘを下記数６で算出するようにしても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 両方の変換を統合することにより、演算の簡略化のバリエーションを増やすことができる。
１　　　　　　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　　　　　　トルクセンサ
１２　　　　　　　　　　　　　車速センサ
１４　　　　　　　　　　　　　舵角センサ
２０　　　　　　　　　　　　　モータ
３０　　　　　　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　　　　　　　　　　電流指令値演算部
５０　　　　　　　　　　　　　モータ角速度演算部
６０　　　　　　　　　　　　　ｄｑ軸電流指令値算出部
７０　　　　　　　　　　　　　３相／２相変換部
８０、９０　　　　　　　　　　ＰＩ制御部
１００　　　　　　　　　　　　αβ座標変換部
１１０、１１１　　　　　　　　変換部

Claims (10)

  1. 　電流指令値に基づいてモータを駆動制御し、前記モータにより車両のステアリング機構にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置の制御方法において、
    　前記電流指令値より演算される２相の指令値を３相の指令値に変換する変換ステップを有し、
    　前記変換ステップは、前記２相の指令値から成るベクトルに対する領域を６つのセクタに分割し、前記セクタ毎に予め定義された簡略化された演算方法により、前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換し、
    　前記３相の指令値により前記モータを駆動することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御方法。
  2. 　前記各セクタは原点の周りを等角度で区切られている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御方法。
  3. 　前記変換ステップは、
    　前記２相の指令値の符号及び前記２相の指令値の大きさの比較から前記ベクトルが位置するセクタを特定し、
    　前記特定されたセクタに定義された前記演算方法により前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換する請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御方法。
  4. 　前記２相の指令値はα軸及びβ軸の固定座標に対するデータであり、
    　前記３相の指令値はＵ相、Ｖ相及びＷ相に対するデータである請求項２又は３に記載の電動パワーステアリング装置の制御方法。
  5. 　前記演算方法では、前記２相の指令値のうちの前記β軸に対するデータの絶対値を３の平方根で除算したデータを共通して使用することにより演算を簡略化する請求項４に記載の電動パワーステアリング装置の制御方法。
  6. 　電流指令値に基づいてモータを駆動制御し、前記モータにより車両のステアリング機構にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置の制御装置において、
    　前記電流指令値より演算される２相の指令値を３相の指令値に変換する変換部を有し、
    　前記変換部は、前記２相の指令値から成るベクトルに対する領域を６つのセクタに分割し、前記セクタ毎に予め定義された簡略化された演算方法により、前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換し、
    　前記３相の指令値により前記モータを駆動することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
  7. 　前記各セクタは原点の周りを等角度で区切られている請求項６に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  8. 　前記変換部は、
    　前記２相の指令値の符号及び前記２相の指令値の大きさの比較から前記ベクトルが位置するセクタを特定し、
    　前記特定されたセクタに定義された前記演算方法により前記２相の指令値を前記３相の指令値に変換する請求項７に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  9. 　前記２相の指令値はα軸及びβ軸の固定座標に対するデータであり、
    　前記３相の指令値はＵ相、Ｖ相及びＷ相に対するデータである請求項７又は８に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  10. 　前記演算方法では、前記２相の指令値のうちの前記β軸に対するデータの絶対値を３の平方根で除算したデータを共通して使用することにより、演算を簡略化する請求項９に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
     
PCT/JP2016/082751 2015-12-09 2016-11-04 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置 WO2017098840A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16872740.2A EP3388310B1 (en) 2015-12-09 2016-11-04 Electric power steering device control method and control device
US15/780,502 US20180354550A1 (en) 2015-12-09 2016-11-04 Control method and control unit of electric power steering apparatus
BR112018011815-0A BR112018011815A2 (ja) 2015-12-09 2016-11-04 A control method and a control device of an electric power steering device
CN201680068905.XA CN108602528A (zh) 2015-12-09 2016-11-04 电动助力转向装置的控制方法以及控制装置
JP2017554975A JP6406460B2 (ja) 2015-12-09 2016-11-04 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015239898 2015-12-09
JP2015-239898 2015-12-09

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017098840A1 true WO2017098840A1 (ja) 2017-06-15

Family

ID=59014009

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/082751 WO2017098840A1 (ja) 2015-12-09 2016-11-04 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20180354550A1 (ja)
EP (1) EP3388310B1 (ja)
JP (5) JP6406460B2 (ja)
CN (1) CN108602528A (ja)
BR (1) BR112018011815A2 (ja)
WO (1) WO2017098840A1 (ja)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018016437A1 (ja) 2016-07-20 2018-01-25 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018016476A1 (ja) 2016-07-20 2018-01-25 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018147465A1 (ja) 2017-02-13 2018-08-16 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018230542A1 (ja) 2017-06-16 2018-12-20 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
WO2018230541A1 (ja) 2017-06-16 2018-12-20 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
WO2019083015A1 (ja) 2017-10-26 2019-05-02 日本精工株式会社 モータ制御装置、モータ制御方法および電動パワーステアリング装置
WO2019151200A1 (ja) 2018-01-31 2019-08-08 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
WO2019150945A1 (ja) 2018-01-30 2019-08-08 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001359282A (ja) * 2001-05-21 2001-12-26 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP3480843B2 (ja) 2001-09-04 2003-12-22 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング制御装置及び制御方法
JP5282376B2 (ja) 2007-06-29 2013-09-04 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3236983B2 (ja) * 1995-04-17 2001-12-10 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP3259626B2 (ja) * 1996-02-29 2002-02-25 株式会社日立製作所 インバータ装置および電気車制御装置
JP3155238B2 (ja) * 1997-12-26 2001-04-09 春日電機株式会社 インバータ装置
JP2001112282A (ja) * 1999-10-01 2001-04-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置
JP2003009598A (ja) * 2001-04-16 2003-01-10 Sanken Electric Co Ltd 交流電動機のベクトル制御装置及び制御方法
JP5034375B2 (ja) * 2006-08-25 2012-09-26 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
JP2009044821A (ja) * 2007-08-07 2009-02-26 Jtekt Corp モータ制御装置
WO2009145270A1 (ja) * 2008-05-28 2009-12-03 本田技研工業株式会社 モータの制御装置および電動ステアリング装置
JP5614583B2 (ja) * 2009-11-17 2014-10-29 株式会社ジェイテクト モータ制御装置および車両用操舵装置
JP5365701B2 (ja) * 2009-12-25 2013-12-11 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
US9219432B2 (en) * 2012-07-25 2015-12-22 System General Corporation Control systems and methods for angle estimation of permanent magnet motors
JP6022951B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001359282A (ja) * 2001-05-21 2001-12-26 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP3480843B2 (ja) 2001-09-04 2003-12-22 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング制御装置及び制御方法
JP5282376B2 (ja) 2007-06-29 2013-09-04 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018016437A1 (ja) 2016-07-20 2018-01-25 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018016476A1 (ja) 2016-07-20 2018-01-25 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018147465A1 (ja) 2017-02-13 2018-08-16 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018230542A1 (ja) 2017-06-16 2018-12-20 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
WO2018230541A1 (ja) 2017-06-16 2018-12-20 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
WO2019083015A1 (ja) 2017-10-26 2019-05-02 日本精工株式会社 モータ制御装置、モータ制御方法および電動パワーステアリング装置
WO2019150945A1 (ja) 2018-01-30 2019-08-08 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2019151200A1 (ja) 2018-01-31 2019-08-08 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2017098840A1 (ja) 2018-11-01
JP6406460B2 (ja) 2018-10-24
EP3388310A1 (en) 2018-10-17
EP3388310A4 (en) 2019-09-18
JP2019024309A (ja) 2019-02-14
CN108602528A (zh) 2018-09-28
JP2019024308A (ja) 2019-02-14
JP2019050724A (ja) 2019-03-28
EP3388310B1 (en) 2020-07-15
US20180354550A1 (en) 2018-12-13
JP2019050725A (ja) 2019-03-28
JP6635159B2 (ja) 2020-01-22
JP6658830B2 (ja) 2020-03-04
BR112018011815A2 (ja) 2018-12-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6406460B2 (ja) 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置
JP3480843B2 (ja) 電動パワーステアリング制御装置及び制御方法
JP6338030B1 (ja) 電動パワーステアリング装置
US8890459B2 (en) Motor control device and electric power steering system
US8874316B2 (en) Vehicle steering system
JP4168730B2 (ja) ３相交流電動機の制御装置
WO2018230541A1 (ja) モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
EP2015443B1 (en) Motor control device
JP6512372B2 (ja) 電動パワーステアリング装置
WO2018230542A1 (ja) モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
EP3790186A1 (en) Motor controller and motor control method
JP2009044821A (ja) モータ制御装置
JP2017127066A (ja) モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
JP5013185B2 (ja) モータ制御装置
JP3793733B2 (ja) 三相モータの制御装置
JP2014060922A (ja) モータ制御装置
JP7091669B2 (ja) 電動車両
US10577014B2 (en) Steering control apparatus
JP2010098809A (ja) モータ制御装置
JP2017127053A (ja) モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
JP2012191780A (ja) モータ制御装置
JP2013005486A (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16872740

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017554975

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

REG Reference to national code

Ref country code: BR

Ref legal event code: B01A

Ref document number: 112018011815

Country of ref document: BR

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 112018011815

Country of ref document: BR

Kind code of ref document: A2

Effective date: 20180611