WO2017006845A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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忠彦 千田
信太朗 田中
後藤　昭弘
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a DC-DC converter used in an electric vehicle and a plug-in hybrid vehicle.
  • An electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle includes an inverter device for driving a motor with a high-voltage storage battery for driving power, and a low-voltage storage battery for operating auxiliary equipment such as a vehicle light and a radio.
  • Such a vehicle is equipped with a DC-DC converter device that performs power conversion from a high voltage storage battery to a low voltage storage battery or power conversion from a low voltage storage battery to a high voltage storage battery (see, for example, Patent Document 1). ).
  • the casing of the DC-DC converter is provided with a cooling water passage in the converter casing in order to cool internal heat generating components, and is supplied with cooling water such as long life coolant.
  • the output current required for the DC-DC converter for vehicles reaches 200A.
  • the amount of heat generated by the transformer secondary winding and the secondary circuit is particularly large, and it is difficult to reduce the size and cost for these temperature rise countermeasures. Therefore, for example, a configuration of a parallel type DC-DC converter that disperses the amount of heat generated by modularizing secondary circuits, arranging them in parallel, and sharing the output current as shown in Patent Document 2 is adopted. There is a case.
  • the main object of the present invention is to provide a small-sized and low-cost power converter that suppresses current imbalance of a plurality of secondary circuit modules provided in parallel.
  • the present invention is a power conversion device that steps down and outputs an input voltage, and includes an input side circuit module having a switching element, and an output side circuit module having a transformer and a rectifying element, and the output side circuit A plurality of modules are provided with substantially the same structure, and the plurality of output side circuit modules are electrically connected to the input side circuit modules.
  • Fig. 5 shows the general main circuit configuration of a DC-DC converter.
  • the DC-DC converter device has high voltage side terminals 103 a and 103 b and a low voltage side terminal 112.
  • the high-voltage primary circuit 101 has a circuit configuration in which four MOSFETs 105a to 105d are H-bridge connected and a smoothing capacitor 104 is connected to the input side.
  • the primary winding of the transformer 107 is connected to the output line.
  • a center tap type transformer in which the intermediate point of the secondary winding is drawn to the outside of the winding is adopted as the transformer 107, and a choke coil 108 and a capacitor 110 are added to a rectifier circuit using diodes 109a, b or MOSFET as a low voltage side circuit.
  • the structure which connected the smoothing circuit which consists of is taken.
  • the output current required for DC-DC converters for vehicles reaches 200A. For this reason, the amount of heat generated by the transformer secondary winding and the secondary circuit is particularly large, and it is difficult to reduce the size and cost for these temperature rise countermeasures. Therefore, there is a conventional technique that adopts a configuration of a parallel DC-DC converter in which the secondary circuit is modularized, arranged in parallel, and the output current is shared to distribute the heat generation amount.
  • the first is an increase in the temperature of the transformer.
  • the amount of heat generated by the transformer itself does not change just by placing the secondary side circuit modules in parallel. Therefore, measures such as increasing the winding diameter to reduce copper loss or increasing the cross-sectional area of the core to reduce iron loss are required, leading to an increase in transformer size and cost.
  • the second problem is that if there is an inductance difference in the wiring connecting the transformer and each secondary circuit module, the current is not equally distributed to each secondary circuit module. If the inductance of each wiring connecting the transformer and each secondary circuit module can be perfectly aligned, this problem will not occur. However, the actual design is based on the magnetic interference of each wiring and the layout restrictions inside the housing. Is often difficult. If there is current imbalance in each secondary circuit module, it is necessary to take extra thermal design margin for the components used in the secondary circuit module, leading to increased component size and cost. End up. Therefore, in the conventional parallel type configuration, it is difficult to reduce the size and cost of the DCDC converter.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a DC-DC converter in the present embodiment.
  • the high-voltage primary circuit 101 has a circuit configuration in which four MOSFETs 105a to 105d are H-bridge connected and a smoothing capacitor 104 is connected to the input side.
  • Primary windings of a plurality of transformers 201-204 are connected in parallel to the output line of the primary side circuit 101.
  • Transformers 202-204 are not shown in the figure, but mean transformers having the same shape as the transformer 201. These transformers are each provided with a core around which windings are wound, and there is no magnetic coupling between the transformers. Therefore, each of these transformers has a degree of freedom to be arranged at different positions.
  • the volume of the transformer in the conventional transformer single system is represented by V, and the calorific value is represented by Q. Further, assuming that the transformer is a cube, the length of one side is L (1), and the cross-sectional area of the transformer facing the converter housing is S (1). It is assumed that the converter housing is provided with a water channel through which cooling water flows.
  • R tw (1) be the thermal resistance from the transformer to the cooling water.
  • the thermal resistance R tw (1) from the transformer center to the cooling water is proportional to the transformer height L (1), inversely proportional to the cross-sectional area S (1), and the thermal conductivity of the transformer is A. Is represented by the following formula (1).
  • the increase in the number of transformers in parallel can suppress an increase in the temperature of the transformer, so that heat-dissipating members such as potting resin, heat-dissipating sheet and thermal grease can be reduced, and the cost can be reduced.
  • heat-dissipating members such as potting resin, heat-dissipating sheet and thermal grease
  • the cost can be reduced.
  • a small design such as changing the number of turns of the transformer and the winding diameter becomes possible.
  • a general-purpose small transformer or a small core can be used, so that the cost can be further reduced.
  • FIG. 2 shows a circuit configuration in which a transformer and a low-voltage secondary circuit are arranged in parallel.
  • the high voltage primary side circuit 101 having the circuit configuration shown in FIG. 2 has the same configuration as the high voltage side circuit 101 shown in FIG.
  • output side circuit blocks 301 to 304 are connected in parallel to the output line of the primary side circuit 101.
  • the circuit blocks 302 to 304 are not shown in the figure, but are composed of the same components as the circuit block 301.
  • the output side circuit block 301 includes a transformer 311, rectifier diodes 312a and 312b, a choke coil 313, and a smoothing capacitor 314.
  • the input side and output side of each of the output side circuit blocks 301 to 304 are connected in parallel with other circuit blocks.
  • the degree of freedom in designing the wiring between the elements constituting the secondary circuit and the transformer is improved.
  • the inductance difference can be easily eliminated.
  • the current imbalance of each secondary circuit can be eliminated, which contributes to downsizing and cost reduction of the DC-DC converter.
  • FIG. 3 is an example of a module mounting structure for realizing the circuit block 301 shown in FIG.
  • FIG. 3A is an external perspective view of the module 401
  • FIG. 3B is an exploded perspective view of the module 401.
  • the transformer 411 and the choke coil 413 which are magnetic components, are housed in a case of a module case 416 for the purpose of component support and heat dissipation.
  • potting resin or the like may be filled inside the case in order to further improve the heat dissipation of the transformer 411 and the choke coil 413.
  • the rectifier diodes 412a and 412b are attached to the side wall surface of the module case 416. Although not shown in the drawing, a radiating sheet or the like may be sandwiched between the rectifier diodes 412a and 412b and the side wall surface of the module case 416 for both insulation and heat dissipation.
  • connection terminal portions of the transformer 411, the choke coil 413, and the rectifier diodes 412a and 412b are electrically connected to the circuit board 415 provided on the module case 416 by soldering.
  • a small and surface-mountable object such as a capacitor 414 is surface-mounted on the circuit board 415.
  • the wiring inductance variation between the transformer and the rectifier diode In order to suppress the current imbalance between the circuit blocks, it is necessary to design the wiring inductance variation between the transformer and the rectifier diode to be on the order of several nH or less.
  • this wiring pattern may be similarly applied to each circuit block. That is, if the mounting structure of the module 401 is commonly used in each circuit block, the wiring pattern is automatically shared, so that current imbalance hardly occurs.
  • FIG. 4 shows an example of a mounting structure when a DC-DC converter is configured using a plurality of modules 401 described in FIG.
  • Modules 501 to 504 adopt a mounting structure similar to that of module 401 in FIG.
  • Each module is electrically connected to the primary circuit module 505, and constitutes the circuit shown in FIG.
  • the module case of each module is attached to a DC-DC converter casing 506 formed with a cooling water channel by screwing or the like to ensure cooling performance.
  • the wiring connecting the modules 501 to 504 and the primary circuit module 505 is likely to have variations in wiring inductance due to the wiring length difference.
  • the turns ratio N1 / N2 between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer is large, the wiring inductance variation on the primary side is not a problem. This is because when the turn ratio N1 / N2 is large, the transformer leakage inductance is larger than the wiring inductance on the primary side of the transformer, and the influence of the wiring is reduced.
  • the turn ratio N1 / N2 is usually about 10
  • the transformer primary side leakage inductance is about several uH.
  • the wiring inductance is on the order of several tens of nH, which is sufficiently smaller than the primary side leakage inductance of the transformer. Therefore, it can be said that the DC-DC converter of the present invention has a configuration suitable for automobiles.
  • connection wiring between the transformer and the rectifier diode is formed in substantially the same shape for each module. Not only the connection wiring between the transformer and the rectifier diode, but also the connection wiring connecting the rectifier diode and the capacitor element and the connection wiring connecting the rectifier diode and the choke coil are formed in substantially the same shape between the modules. Yes.
  • substantially the same shape in the present embodiment means a shape formed so as to be the same shape in terms of design, and includes dimensional tolerance and manufacturing The difference in shape due to variation is not intended. That is, it is the intent of the present invention that the variation in wiring inductance caused by the component layout and the like can be easily aligned between modules, and the wiring inductance between modules is made completely the same. Until is not considered.
  • Choke coil (coil element) 314 Capacitor (capacitor element) 401... Module (output side circuit module) 411 ... Transformers 412a, 412b ... Rectifier diode (rectifier element) 413 ... Choke coil (coil element) 414: Capacitor (capacitor element) 415 ... Circuit board 416 ... Module case 501, 502, 503, 504 ... Module (output side circuit module) 505 ... High voltage primary circuit 506 ... Case

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Abstract

本発明の目的は、並列に複数設けられた２次側回路モジュールの電流アンバランスを抑制し、小型・低コストな電力変換装置を提供することである。　本発明の電力変換装置は、入力された電圧を降圧して出力するＤＣ－ＤＣコンバータであって、スイッチング素子１０５を有する入力側回路１０１と、トランス３１１と整流素子３１２を有する出力側回路モジュール３０１～３１２と、を備え、前記出力側回路モジュールは、複数個設けられ、複数の前記出力側回路モジュールは、前記入力側回路と電気的に接続される。

Description

電力変換装置
　本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関し、特に電気自動車やプラグインハイブリッド車に用いられるＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　電気自動車やプラグインハイブリッド車は、動力駆動用の高電圧蓄電池でモータ駆動するためのインバータ装置と、車両のライトやラジオなどの補機を作動させるための低電圧蓄電池と、を備えている。このような車両には、高電圧蓄電池から低電圧蓄電池への電力変換または低電圧蓄電池から高電圧蓄電池への電力変換を行うＤＣ－ＤＣコンバータ装置が搭載されている（例えば、特許文献１を参照）。このＤＣ－ＤＣコンバータの筐体には、内部の発熱部品を冷却するためにコンバータ筐体には冷却水路が設けており、ロングライフクーラントなどの冷却水が供給される。
　ところで、車両用のＤＣ－ＤＣコンバータに求められる出力電流は２００Ａにも達する。そのため、特にトランス２次側巻線および２次側回路の発熱量は大きく、これらの温度上昇対策のために小型低コストが難しい。そこで、例えば特許文献２に示されるような、２次側回路をモジュール化し、それを並列に並べ、出力電流を分担させることで、発熱量を分散させる並列型ＤＣ－ＤＣコンバータの構成を採用する場合がある。
特開２００５－１４３２１５号公報 特開２００１－２２３４９１号公報
　上述した特許文献２に示す構成においては、単に２次側の回路モジュールを並列にしたのみであって、トランス自体の発熱量を低減することはできない。また、２次側回路モジュールのそれぞれからトランスまでの配線インダクタンスに差が生じるため、電流を均等に分担することができない。したがって、２次側回路モジュール内部に用いられる部品の熱設計マージンを余分に取る必要が生じ、部品の大型化や高コスト化を招くおそれがある。
　そこで本発明は、並列に複数設けられた２次側回路モジュールの電流アンバランスを抑制し、小型・低コストな電力変換装置を提供することを主な目的とする。
　本発明は、入力された電圧を降圧して出力する電力変換装置であって、スイッチング素子を有する入力側回路モジュールと、トランスと整流素子を有する出力側回路モジュールと、を備え、前記出力側回路モジュールは、各々が略等しい構造で複数個設けられ、複数の前記出力側回路モジュールは、前記入力側回路モジュールと電気的に接続されることを特徴とする。
　本発明によれば、電力変換装置の小型化、低コスト化を達成することができる。
本発明のＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。 本発明のＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。 本発明のＤＣ－ＤＣコンバータに用いるモジュールの外観斜視図 本発明のＤＣ－ＤＣコンバータに用いるモジュールの鳥瞰図 本発明のＤＣ－ＤＣコンバータの実装構成を示す図である。 従来のＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
　以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。以下では、高電圧の直流電圧を交流電圧に変換する高電圧一次側回路と、交流高電圧を交流低電圧に変換するトランスと、低電圧交流電圧を直流電圧に変換する低電圧二次側回路と、を備えるＤＣ－ＤＣコンバータ装置についての実施の形態を説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ装置の一般的な主回路構成を図５に示す。ＤＣ－ＤＣコンバータ装置は、高電圧側端子１０３ａ及び１０３ｂ、さらに低電圧側端子１１２を有する。高電圧一次側回路１０１として、４つのＭＯＳＦＥＴ１０５ａないしＭＯＳＦＥＴ１０５ｄをＨブリッジ接続し、その入力側に平滑コンデンサ１０４を接続した回路構成をとっている。その出力線にはトランス１０７の１次巻線が接続される。トランス１０７として２次側巻線の中間点を巻線外側に引き出したセンタタップ型トランスを採用し、低電圧側回路としてダイオード１０９ａ、ｂあるいはＭＯＳＦＥＴを用いた整流回路に、チョークコイル１０８とコンデンサ１１０からなる平滑回路を接続した構成をとる。
　車両用のＤＣ－ＤＣコンバータに求められる出力電流は２００Ａにも達する。そのため、特にトランス２次側巻線および２次側回路の発熱量は大きく、これらの温度上昇対策のために小型低コストが難しい。そこで、２次側回路をモジュール化し、それを並列に並べ、出力電流を分担させることで、発熱量を分散させる並列型ＤＣ－ＤＣコンバータの構成を採用する従来技術がある。
　しかしながら、この構成には以下の２つの課題がある。１つ目は、トランスの温度上昇である。２次側の回路モジュールを並列にしただけでは、トランス自体の発熱量は変わらない。したがって、銅損を減らすために巻線径を大きくする、あるいは鉄損を減らすためにコアの断面積を大きくするなどの対応が必要となり、トランスの大型化とコスト上昇をまねく。
　また、２つめの課題は、トランスと各２次側回路モジュールを接続する配線にインダクタンス差があると、各２次側回路モジュールに均等に電流が分担されないことである。トランスと各２次側回路モジュールを接続する各配線のインダクタンスを完全にそろえることができれば、このような問題は生じないが、実際は各配線の磁気干渉や筐体内部のレイアウトの制約などによって、設計が困難な場合が多い。各２次側回路モジュールに電流アンバランスがある場合には、２次側回路モジュール内部に用いられている部品の熱設計マージンを余分にとる必要があり、部品の大型化やコストアップにつながってしまう。したがって、従来の並列型構成では、ＤＣＤＣコンバータの小型低コストは困難である。
　図１は、本実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。高電圧一次側回路１０１として、４つのＭＯＳＦＥＴ１０５ａないしＭＯＳＦＥＴ１０５ｄをＨブリッジ接続し、その入力側に平滑コンデンサ１０４を接続した回路構成をとっている。一次側回路１０１の出力線には複数のトランス２０１－２０４の１次巻線が並列に接続される。トランス２０２－２０４は図中では表記を省略しているが、トランス２０１と同形状のトランスを意味している。これらのトランスは巻線が巻回されたコアがそれぞれ設けられており、トランス間での磁気的な結合はない。したがって、これらのトランスはそれぞれ別の位置に分割して配置する自由度がある。また、同じトランスを複数接続しているので、それぞれのトランスに電流は分流し、二次側へ受け渡す電力は分担される。同様に、巻線抵抗による銅損やコアの鉄損といった損失も、それぞれのトランスへ分担させることが可能となる。
　トランスを複数並列に用いることによる温度上昇抑制の原理と、それにより小型低コストが可能となる理由を以下で説明する。
　従来のトランス単一方式でのトランスの体積をＶ、発熱量をＱで表わす。また、トランスを立方体と仮定し、一辺の長さをＬ（１）、コンバータ筐体と面するトランスの断面積をＳ（１）とする。コンバータ筐体には冷却水が流れる水路が設けられているとする。トランスから冷却水までの熱抵抗をＲｔ－ｗ（１）とする。トランス中心部から冷却水までの熱抵抗Ｒｔ－ｗ（１）は、トランスの高さＬ（１）に比例し、断面積Ｓ（１）に反比例し、トランスの熱伝導率をＡとすると、以下の式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　一方、多並列方式において、トランス並列数をＮとした場合の一個あたりのトランス体積がＶ／Ｎと仮定すると、トランスの一辺の長さＬ（Ｎ）は以下の式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、筐体と面するトランスの断面積Ｓ（Ｎ）は式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　トランスの熱伝導率Ａがトランス体積に関わらず一定の場合、Ｎ並列化された場合のトランスから冷却水までの熱抵抗Ｒｔ－ｗ（Ｎ）は以下の式（４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　したがって、発熱量Ｑ／Ｎと上記の式から水路からトランス中心部までの温度上昇ΔＴ（Ｎ）は、以下の式（５）で表されるため、並列数（Ｎ）を増加させることで温度上昇を抑制できることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記のようにトランス並列数の増加によってトランスの温度上昇が抑制できるので、ポッティング樹脂や放熱シート、サーマルグリスなどの放熱部材を削減でき、コストを下げることができる。また各トランスには熱的に余裕が生まれるために、トランスの巻数や巻線径を変更するなどの小型設計が可能となる。また場合によっては、汎用の小型トランスや小型コアを活用することができるのでさらにコストを下げることができる。
　続いて図２に、トランスと低電圧二次側回路を多並列とした回路構成を示す。図２に示す回路構成の高電圧一次側回路１０１は、図１に示す高電圧側回路１０１と同様の構成である。図２に示す実施形態においては、一次側回路１０１の出力線に、出力側回路ブロック３０１乃至３０４が並列に接続されている。ここでは回路ブロック３０２～３０４は図中では表記を省略しているが、回路ブロック３０１と同じ部品で構成されている。
　出力側回路ブロック３０１は、トランス３１１、整流ダイオード３１２ａ、３１２ｂ、チョークコイル３１３、平滑コンデンサ３１４から構成されている。出力側回路ブロック３０１～３０４のそれぞれの入力側と出力側は、他の回路ブロックと並列に接続されている。
　従来の並列型ＤＣＤＣコンバータの構成、例えば、トランスは単一であって二次側回路のみが並列して接続されている構成では、それぞれの二次側回路との間で電流のアンバランスを解消するためには、トランスから二次側回路における整流素子までの配線インダクタンスを合わせる必要がある。しかし、配置レイアウトの制約で配線長を揃えることが困難な場合が多く、また他の配線との磁場干渉によって、インダクタンスを完全に等しく設計するのは困難である。
　一方、図２の実施形態に示すＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスを二次側回路ごとに設けることで、二次側回路を構成する素子とトランスの間の配線の設計自由度が向上し、配線インダクタンス差を容易に解消することができる。これにより、各二次側回路の電流アンバランスを解消でき、ＤＣ－ＤＣコンバータの小型化、低コスト化に寄与する。
　図３は、図２に示した回路ブロック３０１を実現するためのモジュール実装構造の一例である。図３（ａ）は、モジュール４０１の外観斜視図であり、図３（ｂ）は、モジュール４０１の分解斜視図である。
　回路ブロック３０１を構成する部品の内、磁性部品であるトランス４１１とチョークコイル４１３は、部品支持と放熱を目的としたモジュールケース４１６のケース内部へ収納されている。図中には記載していないが、トランス４１１とチョークコイル４１３の放熱性をより高めるために、ポッティング樹脂などをケース内部充填しても良い。
　整流ダイオード４１２ａ、４１２ｂは、モジュールケース４１６の側壁面に取り付けられている。図中には記載していないが、整流ダイオード４１２ａ、４１２ｂとモジュールケース４１６の側壁面との間には、絶縁と放熱を兼ねて放熱シートなどを挟んでも良い。
　トランス４１１、チョークコイル４１３および整流ダイオード４１２ａ、４１２ｂの各接続端子部は、モジュールケース４１６の上部に設けられた回路基板４１５とはんだで接続することで、電気的な接続を確保する。また、回路ブロック３０１を構成する部品のなかで、小型かつ面実装可能な物、例えばコンデンサ４１４は回路基板４１５上に面実装する。上記のように各部品を配置し、回路基板４１５に設けられた配線パターンによって部品間を電気的に接続することで、回路ブロック３０１の回路構成を実現できる。
　図２に示した回路ブロック３０１～３０４を実現する実装構造として、上記のモジュール４０１の実装構造を全ての回路ブロックに適用すれば、各モジュール間の電流アンバランスはほとんど発生しない。
　各回路ブロック間の電流アンバランスを抑制するには、トランスと整流ダイオード間の配線インダクタンスのばらつきを数ｎＨオーダー以下となるように設計する必要がある。モジュール４０１ではトランスと整流ダイオード間の接続は、回路基板４１５上の配線パターンによって形成しているので、この配線パターンを各回路ブロックに同様に適用すればよい。すなわち、各回路ブロックでモジュール４０１の実装構造を共通に使用すれば、自動的に配線パターンも共通となるので、電流アンバランスはほとんど発生しない。
　上記のように各モジュール間で電流アンバランスが解消できれば、電流アンバランスを見込んだ熱設計のマージンは不要となる。したがって、モジュールに使用する部品として、より小型の部品を使用することが可能となる。
　図４は、図３で説明したモジュール４０１を複数個用いて、ＤＣ－ＤＣコンバータを構成した場合の実装構造の例を示す。モジュール５０１－５０４は、図３におけるモジュール４０１と同様の実装構造を採用したものである。
　各モジュールは、１次側回路モジュール５０５と電気的に接続されており、図２に示した回路を構成している。各モジュールのモジュールケースは冷却水路が形成されたＤＣ－ＤＣコンバータ筐体５０６に、ネジ止め等によって取り付けられており、冷却性能を確保している。
　図４に示した構造では、各モジュール５０１～５０４と１次側回路モジュール５０５とを接続する配線に、配線長の差に起因する配線インダクタンスのばらつきが発生しやすい。しかし、トランスの一次巻線Ｎ１と二次側巻線Ｎ２との巻数比Ｎ１／Ｎ２が大きい場合には、この１次側の配線インダクタンスばらつきはあまり問題とならない。これは巻数比Ｎ１／Ｎ２が大きい場合には、トランスの１次側では、トランス漏れインダクタンスの方が配線インダクタンスより大きく、配線の影響が小さくなるためである。自動車用のＤＣ－ＤＣコンバータの場合には、巻数比Ｎ１／Ｎ２は通常１０程度であり、トランス１次側漏れインダクタンスは数ｕＨ程度である。これに対して配線インダクタンスは数十ｎＨといったオーダーであり、トランスの１次側漏れインダクタンスより十分小さい。したがって、本発明のＤＣ－ＤＣコンバータは自動車用に適した構成であると言える。
　また、上述したモジュール５０１～５０４は、同様の構造で設計がされているため、各部品の形状や寸法は略等しい。上述したように、トランスと整流ダイオード間の接続配線は、各モジュールのそれぞれについて略等しい形状で形成されている。また、トランスと整流ダイオード間の接続配線に限らず、整流ダイオードとコンデンサ素子を接続する接続配線や、整流ダイオードとチョークコイルを接続する接続配線についても、各モジュール間で略等しい形状で形成されている。
　なお、本実施例において「略等しい形状」として説明しているのは、設計思想上で同一の形状となるようにして形成された形状を意味しているのであって、寸法公差や製造上のバラつきによる形状の差異は意図しないものである。すなわち、部品の配置レイアウト等に起因して生じる配線インダクタンスのばらつきをモジュール間で容易に揃えることができるように構成する点が本発明の意図であり、モジュール間の配線インダクタンスを完全同一にすることまでは考慮していない。
１０１…高圧一次側回路
１０２…低圧二次側回路
１０３ａ、１０３ｂ…高圧側入力端子部
１０４…平滑コンデンサ
１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ…　ＭＯＳＦＥＴ
１０７…トランス
１０８…チョークコイル
１０９ａ、１０９ｂ…整流ダイオード
１１０…平滑コンデンサ
１１２…低圧側出力端子部
２０１、２０２、２０３、２０４…トランス
３０１…回路ブロック
３１１…トランス
３１２ａ、３１２ｂ…整流ダイオード（整流素子）
３１３…チョークコイル（コイル素子）
３１４…コンデンサ（コンデンサ素子）
４０１…モジュール（出力側回路モジュール）
４１１…トランス
４１２ａ、４１２ｂ…整流ダイオード（整流素子）
４１３…チョークコイル（コイル素子）
４１４…コンデンサ（コンデンサ素子）
４１５…回路基板
４１６…モジュールケース
５０１、５０２、５０３、５０４…モジュール（出力側回路モジュール）
５０５…高圧一次側回路
５０６…筐体

Claims (9)

  1. 　入力された電圧を降圧して出力する電力変換装置であって、
    　スイッチング素子を有する入力側回路と、
    　トランスと整流素子を有する出力側回路モジュールと、を備え、
    　前記出力側回路モジュールは、複数個設けられ、
    　複数の前記出力側回路モジュールは、前記入力側回路と電気的に接続される電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記出力側回路モジュールは、第１の出力側回路モジュールと、第２の出力側回路モジュールと、を有し、
    　前記第１の出力側回路モジュールは、第１のトランスと、第１の整流素子と、前記第１のトランスと前記第１の整流素子とを接続する第１の接続配線と、を有し、
    　前記第２の出力側回路モジュールは、第２のトランスと、第２の整流素子と、前記第２のトランスと前記第２の整流素子とを接続する第２の接続配線と、を有し、
    　前記第１の接続配線は、前記第２の接続配線と略等しい形状で形成される電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置であって、
    　前記第１の出力回路モジュールは、前記第１の接続配線が実装された第１の回路基板を有し、
    　前記第２の出力回路モジュールは、前記第２の接続配線が実装された第２の回路基板を有し、
    　前記第１のトランス及び前記第１の整流素子は前記第１の回路基板に接続され、
    　前記第２のトランス及び前記第２の整流素子は前記第２の回路基板に接続される電力変換装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記出力側回路モジュールは、第１の出力側回路モジュールと、第２の出力側回路モジュールと、を有し、
    　前記第１の出力側回路モジュールは、第１のトランスと、第１の整流素子と、第１のコンデンサ素子と、前記第１の整流素子と前記第１のコンデンサ素子とを接続する第３の接続配線と、を有し、
    　前記第２の出力側回路モジュールは、第２のトランスと、第２の整流素子と、第２のコンデンサ素子と、前記第２の整流素子と前記第２のコンデンサ素子とを接続する第４の接続配線と、を有し、
    　前記第３の接続配線は、前記第４の接続配線と略等しい形状で形成される電力変換装置。
  5. 　請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記出力側回路モジュールは、第１の出力側回路モジュールと、第２の出力側回路モジュールと、を有し、
    　前記第１の出力側回路モジュールは、第１のトランスと、第１の整流素子と、第１のコイル素子と、前記第１の整流素子と前記第１のコイル素子とを接続する第５の接続配線と、を有し、
    　前記第２の出力側回路モジュールは、第２のトランスと、第２の整流素子と、第２のコイル素子と、前記第２の整流素子と前記第２のコイル素子とを接続する第６の接続配線と、を有し、
    　前記第５の接続配線は、前記第６の接続配線と略等しい形状で形成される電力変換装置。
  6. 　請求項２乃至５のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記第１の出力側回路モジュールは、前記第１のトランスを収納する第１の金属ケース部を有し、
    　前記第２の出力側回路モジュールは、前記第２のトランスを収納する第２の金属ケース部を有する電力変換装置。
  7. 　請求項６に記載の電力変換装置であって、
    　前記第１の整流素子は、前記第１の金属ケース部の側壁面上に配置され、
    　前記第２の整流素子は、前記第２の金属ケース部の側壁面上に配置される電力変換装置。
  8. 　請求項５又は７のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記第１の金属ケース部及び前記第２の金属ケース部には、樹脂が充填される電力変換装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記トランスは、前記入力側回路に接続される一次側巻線と、前記整流素子に接続される二次側巻線と、を有し、
    　前記一次側巻線の巻数は、前記二次側巻線の巻数よりも大きい電力変換装置。
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