WO2016152152A1 - 高周波伝送線路および光回路 - Google Patents

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ground
transmission line
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慈 金澤
悠太 上田
常祐 尾崎
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日本電信電話株式会社
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    • H01S5/4031—Edge-emitting structures

Definitions

  • the present invention relates to a termination technique for an optical device operating at a high frequency, such as an optical transmitter for optical communication, and more particularly, an electroabsorption modulator (EAM) integrated DFB (Distributed Feedback) laser.
  • EAM electroabsorption modulator
  • DFB Distributed Feedback
  • EML Electroabsorption Modulator integrated with DFB Laser
  • XFP 10 Gigabit Small Form Factor Pluggable
  • 10 Gbit Ethernet registered trademark
  • 10 GbE 10 Gbit Ethernet
  • TOSA Transmitter Optical Sub-Assembly
  • box-shaped TOSA module as a typical module form
  • FIG. 1 is a view showing the appearance of a typical box-type TOSA module 100.
  • FIG. 2 is a diagram showing a mounting configuration inside the module of the housing shown in FIG.
  • the housing of the module 100 is made of sintered ceramic or metal according to XFP.
  • At least one modulation electric signal power supply wiring terminal 102 penetrating from the terrace portion 101 of the cabinet toward the inside of the cabinet is provided.
  • the terrace portion 101 is further provided with a DC power supply wiring terminal.
  • a ceramic part 103 and a metal part 104 are formed in the module 100.
  • the thin plate 201 called a subcarrier is installed apart from the housing.
  • a wiring pattern is formed on the subcarrier 201 by metal plating or vapor deposition on a dielectric material.
  • elements necessary for the optical semiconductor device are mounted on the subcarrier 201. Examples of necessary elements include a laser diode 202, an optical modulator 203, a resistor 204, and a capacitor 205.
  • thermoelectric cooling element TEC: Thermo-Electric Cooler
  • a lens 218 or a light extraction window is provided on the side surface of the housing, and the optical semiconductor device is sealed in the package together with the top plate by resistance welding or the like.
  • the modulated electric signal power supply wiring 208 and the subcarrier 201 penetrating from the outside to the inside of the housing are electrically connected by the wire-like gold wire 209 and the ribbon-like gold wire 210.
  • FIG. 3 shows an example of connection between the TOSA module 100 and the driver IC 301 for driving.
  • the signal from the driving driver IC 301 or the power supply (not shown) from the DC power source is performed using the flexible printed circuit board 302.
  • the flexible printed circuit board 302 is a printed circuit board that is flexible and can be greatly deformed, and is also referred to as flexible or FPC (Flexible Printed Circuits). Transmission of modulation electrical signals or DC power feeding is performed to the TOSA module 100 via the flexible substrate 302.
  • FPC Flexible Printed Circuits
  • the electrical signal for modulation is transmitted from the driver IC 301 for driving to the TOSA module 100 via the flexible substrate 302.
  • the modulation electrical signal is transmitted to the optical semiconductor element 203 via the modulation electrical signal power supply wiring terminal 102, the transmission line 208, the wires 209 and 210, and the transmission line 211 on the subcarrier.
  • the modulation electrical signal is transmitted to the termination resistor 204.
  • the driver IC 301 for driving is designed to send a driving waveform with an output impedance of 50 ohms. For this reason, the transmission line 211 and the termination resistor 204 are also normally set to 50 ohms. In this way, it has been the prior art to achieve impedance matching.
  • the operating frequency of the XFP-compliant TOSA optical module extends to 10 GHz, and the electric signal behaves as a wave (microwave). That is, at a discontinuous point (reflection point) where impedance matching is not performed, a reflected wave is generated starting from the discontinuous point, and the reflected wave travels toward the drive driver IC 301. Under such circumstances, conventionally, it has been important to eliminate discontinuities (reflection points) between the transmission line 211 and the termination resistor 204.
  • FIGS. 4A to 4C are diagrams showing a configuration of a conventional EAM integrated DFB laser, where A is a mounting diagram of the EAM integrated DFB laser, B is a perspective view of the EAM integrated DFB laser, and C is a top view of the EAM integrated DFB laser.
  • the figure (DFB laser electrode 422, EAM electrodes 423, 424) is shown. Note that FIG. 4A shows the configuration disclosed in Non-Patent Document 2.
  • a high frequency wiring (GSG) 401 designed at 50 ohms is connected to the EML 402 of the EML by a wire 403 and to the termination circuit 404 of 50 ohms via the EAM 402. Has been.
  • the DFB laser 413 and the EAM 414 are integrated on the n-InP substrate 420.
  • Both the active layer 416 of the DFB laser 413 and the light absorption layer 417 of the EA modulator 414 have an InGaAsP / InGaAsP multi-quantum well (MQW) structure and are connected by a butt joint 418.
  • MQW multi-quantum well
  • a p-InP layer 419 is provided on the active layer 416 and the light absorption layer 417.
  • the p-InP layer 419 is formed in a mesa shape and then buried with semi-insulating (SI: Semi-Insulating) InP 421.
  • a separation groove 415 is provided between the electrode 422 of the DFB laser 413 and the electrode 424 of the EAM 414.
  • the electrode 423 of the EAM 414 is provided with a pad electrode 424 for forming a bonding wire or for flip chip bonding.
  • the length of the DFB laser 413 is 450 ⁇ m, and the length of the EAM 414 is 150 ⁇ m.
  • the n-electrode (below the n-InP substrate 420) connected to the ground G of the high-frequency wiring 401 and the electrode 424 connected to the signal S are on different planes of the EML. Shows the case.
  • an EML is also known in which electrodes connected to the ground G and the signal S are provided on the same surface.
  • 5A and 5B show a connection mode between the high frequency wiring and the EML by flip-chip bonding, and shows a case where the electrodes 231 and 240 connected to the ground G and the signal S are provided on the same surface.
  • an n-contact layer 238, an n-InP 237, a light absorption layer 235, a p-InP 234, and a p contact layer 233 are provided on an n-InP substrate 213, and a semi-insulating (SI: Semi-Insulating) InP 236 is formed.
  • SI Semi-Insulating
  • the p electrode 231 connected to the signal S and the n electrode 240 connected to the ground G are formed on the insulating film (for example, SiO 2 ) 232. That is, both the n electrode 240 and the p electrode 231 are provided on the same surface.
  • an Au bump 215 is formed on each of the electrodes 231 and 240, and the EML is connected to the high-frequency wiring board 201 via the Au bump 215, the gold tin solder (bump) 218, and the electrode pad 217.
  • FIGS. 6A to 6C show the configuration of a conventional multi-channel optical transmitter 500, where A is the overall configuration of the multi-channel optical transmitter 500, B is the configuration of one channel, and C is the outline of the output of four channels. Show.
  • the multi-channel optical transmitter 500 is disclosed in Non-Patent Document 3.
  • the multi-channel optical transmitter 500 is provided with four EMLs operating at 25 Gb / s, and operates at 100 Gb / s.
  • the EML includes a DFB laser (LD) and an EA modulator (EAM) for modulating the output light from the DFB laser at 25 Gb / s.
  • FIG. 6B corresponds to FIG. 4C, in which the DFB laser electrode 422 and the EA modulator electrodes 423 and 424 are shown.
  • the wavelengths of output light from the four EMLs are different from each other, and are multiplexed by an MMI (Multi-Mode Interference) type optical coupler.
  • MMI Multi-Mode Interference
  • a wavelength coupler or a polarization coupler may be used as an optical coupler for multiplexing.
  • FIGS. 7A to 7E are diagrams showing a connection form between a 4-channel EML and a high-frequency wiring, in which A is a connection form using a conventional wire, B is an equivalent circuit of FIG. 7A, C is a connection form using a gold bump, D shows the equivalent circuit of FIG. 7B, and E shows the high-frequency characteristics of the two connection forms.
  • t1 indicates the high frequency characteristics of the connection form shown in FIG. 7C
  • t2 indicates the high frequency characteristics of the connection form shown in FIG. 7A.
  • the multi-channel optical transmitter 600 includes a signal line 602, an EADFB laser array 603, a subcarrier 605, an EAM pad 607, and a spacer 606.
  • the equivalent circuit of the multi-channel optical transmitter 600 in FIG. 7A is a circuit as shown in FIG. 7B.
  • the wiring board 604 is connected to the EAM 6046 via a coil (corresponding to a bonding wire) 6048 and is connected to a 50 ohm terminal 6050 via a coil (corresponding to a bonding wire) 6049.
  • an R clad 6041, a C pad 6042, a C active 6043, an R active 6044, an Rn clad 6045, and an active layer (light absorption layer) 6047 are shown.
  • the R clad 6041 described above is the resistance of the clad layer 419 shown in FIG. 4B
  • the C pad 6042 is the capacitance of the pad 424 shown in FIG. 4B
  • the C active 6043 is the capacitance of the light absorption layer 417 shown in FIG. 4B.
  • the R active 6044 corresponds to the resistance of the light absorption layer 417 shown in FIG. 4B
  • the Rn cladding 6045 corresponds to the resistance of the cladding layer 419 and the substrate 420 shown in FIG. 4B.
  • the EAM electrode 607 and the wiring board 604 are bonded to the gold bumps (FIGS. 5A and 5B) by the flip chip bonding shown in FIGS. 5A and 5B without using the bonding wires described above.
  • FIG. 5B there is a method of direct connection with Au bumps 215).
  • FIG. 7C is a flip chip bonding connection mode similar to FIGS. 5A and 5B, and FIG. 7D is an equivalent circuit of the connection mode.
  • the EML EA modulator (EAM) and the wiring board 614 are connected by a gold bump 613.
  • the multi-channel optical transmitter 600A includes an upper layer signal line 610, a lower layer signal line 611, an RF via 612, a high frequency circuit board 614, and a subcarrier 615.
  • the wiring board 614 is connected to the EAM 6046A and the 50 ohm termination 6050A, respectively.
  • FIG. 7D an active layer (light absorption layer) 6047A is shown.
  • the above-described flip chip bonding is one method for mounting a chip on a mounting substrate.
  • flip chip bonding when the chip surface and the substrate are electrically connected, they are not connected by wires as in wire bonding, but by gold bumps arranged in an array.
  • the distance between the lower layer signal line 611 and the EAM electrode 607 is very short as compared with the wire bonding, and the wiring becomes extremely short.
  • the high frequency characteristic t1 in the case of flip chip bonding is better than the high frequency characteristic t2 in the case of wire bonding.
  • the high-frequency characteristics gradually deteriorate as the frequency increases, whereas in wire bonding, the frequency is peaked in wire bonding, and the frequency is rapidly increased on the high-frequency side. This is because the characteristics tend to deteriorate.
  • the above-described wiring board is formed by, for example, a microstrip line as shown in FIG. 8A.
  • the upper surface conductor 701a having a length W is a transmission line
  • the lower surface conductor 701b is GND.
  • a dielectric 702 is formed between the conductors 701a and 701b.
  • the wiring board is formed by a coplanar line as shown in FIG. 8C, for example.
  • the dielectric substrate usually has a so-called GSG structure in which the conductor surfaces on both sides are GND and the center conductor is a signal.
  • 9A and 9B show an outline of a conventional EML termination circuit pattern 800 using flip-chip bonding.
  • the high frequency line S (801) for sending a signal to the EML EA modulator (EAM) 804 and the high frequency line 801 immediately before the termination resistor 803 have the same 50 ohm design.
  • FIG. 9A shows an example in which both the EAM signal electrode and the GND electrode G (802) are on the same plane.
  • the EAM signal electrode is flip-chip bonded to the high-frequency line S of the wiring board, and the EAM GND electrode is flip-chip bonded to the ground line G of the wiring board.
  • the 50 ohm termination resistor 803 may be soldered to the wiring board or may be built into the wiring board. When the wiring board is built, the terminating resistor 803 is also set to 50 ohms. The termination resistor 803 is made as short as possible in order to reduce parasitic capacitance. The terminal resistor 803 and the ground line G on the right side thereof are directly connected without providing a gap so as not to include a parasitic component.
  • the EAM GND electrode is on the opposite side (back surface) of the signal electrode, only the signal electrode and the high-frequency line 801 of the wiring board are flip-chip bonded as shown in FIG. 9B.
  • the electrode on the back surface and the ground are connected by a method such as a bonding wire or a via.
  • FIG. 10 and FIG. 11 show the via connection form between the EAM GND electrode and the ground when the EAM GND electrode is on the opposite side (back surface) of the signal electrode. 10 and 11 correspond to the circuit pattern 800 in FIG. 9B.
  • the high-frequency wiring board 830 and the EAM 804 on the subcarrier 820 are connected by Au bumps 813. Further, the Au bump 815 connects the high-frequency wiring board 830 and the high-frequency wiring board 831 for routing the wiring.
  • the current path I is a path of flip chip bonding 813 ⁇ bottom surface of EAM 804 ⁇ subcarrier 820 ⁇ high frequency wiring board 831.
  • flip chip bonding 813 is applied to the single S of EAM804, and EAM804 is mounted on the subcarrier 820 by soldering, for example.
  • the thickness of the EAM 804 is about 150 ⁇ m, which is thinner than the high-frequency wiring board 831. Therefore, the subcarrier 820 is provided with a step as shown in FIG.
  • the Au electrode 816b and the ground G of the high frequency wiring board 830 are connected by a via 833, and the two high frequency wiring boards 830 and 831 are connected by flip chip bonding 815.
  • FIGS. 9A and 9B can achieve impedance matching by setting the transmission line 801 and the terminating resistor 803 to 50 ohms, respectively. Further, the parasitic inductance can be reduced by shortening the termination resistor 803. However, although impedance matching between the transmission line 801 and the termination resistor 803 is considered, impedance matching including the EAM 804 is not considered.
  • the EAM modulates by absorbing the light of the DFB laser and increasing the optical loss.
  • the applied voltage is, for example, ⁇ 3 V (LOW) to ⁇ 0.5 V (HIGH), and a light receiving current flows about 15 mA. That is, in terms of resistance, for example, it is 200 ohms, and there is a possibility that it will deviate greatly from the 50 ohm line.
  • the EAM equivalent circuit, high-frequency wiring, and the like include parasitic components having an imaginary part impedance such as capacitors. For this reason, in general, in order to achieve impedance matching in a wide band up to a high frequency region exceeding 10 GHz, it is difficult to perform matching only with a resistor having only a real part value. Furthermore, since the received light current also varies depending on the light intensity, wavelength, temperature, etc., it is desirable to achieve impedance matching including EAM.
  • a high-frequency transmission line for solving the above problems includes a first conductor line having a predetermined characteristic impedance, a termination resistor connected to the first conductor line, and a second conductor line connected to the termination resistor.
  • the first conductor line, the termination resistor, and the second conductor line are arranged to be opposed to each other with a predetermined distance and a ground line connected to the second conductor line,
  • the conductor line and the ground line are each formed so that the line width becomes narrower toward the termination resistor side.
  • the characteristic impedance of the terminal resistor and the second conductor line may be set to be higher than the characteristic impedance of the first conductor line in combination with the ground line.
  • the line width may be narrowed by a tapered shape.
  • optical circuit for solving the above problem includes the high-frequency transmission line.
  • the optical circuit is an EA modulator integrated DFB laser, and the EA modulator has a signal input electrode and a ground electrode, and the signal input electrode is connected to the first conductor line. You can do it.
  • the ground electrode may be connected to the ground line.
  • connection between the signal input electrode and the first conductor line may be a flip chip connection.
  • FIG. 1 is an external view of a typical box-type TOSA module 100.
  • FIG. It is a figure which shows the mounting structure inside the module of the housing shown in FIG. It is a figure which shows the connection aspect of a TOSA module and a driver IC for driving.
  • It is a mounting diagram of a conventional EAM integrated DFB laser. It is a perspective view of an EAM integrated DFB laser. It is a top view of an EAM integrated DFB laser.
  • It is a figure which shows the connection aspect of the high frequency wiring and EML by flip chip bonding It is a figure which shows the whole structure of the conventional multichannel optical transmitter.
  • FIG. 6B is a diagram showing a configuration of one channel in the multi-channel optical transmitter shown in FIG. 6A.
  • FIG. 6B is a diagram showing an outline of 4-channel output in the multi-channel optical transmitter shown in FIG. 6A.
  • the conventional multi-channel optical transmitter it is a figure which shows the wire connection aspect of the electrode and wiring board of EAM. It is a figure which shows the equivalent circuit of FIG. 7A. It is a figure which shows the bump connection aspect of the electrode and wiring board of EAM in the conventional multichannel optical transmitter. It is a figure which shows the equivalent circuit of FIG. 7B.
  • the conventional multi-channel optical transmitter it is a figure which shows the high frequency characteristic in each case of wire bonding and flip chip bonding.
  • FIG. 1 It is a perspective view which shows the connection form of the GND electrode of EAM, and a ground in case the GND electrode of EAM exists in the back surface of the electrode for signals.
  • FIG. 2 It is sectional drawing which shows the connection form of FIG.
  • FIG. It is a figure which shows the structural example of the high frequency transmission line of embodiment of this invention.
  • FIG. 2 It is a figure which shows an example of the equivalent circuit obtained by simulation.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example of a wiring pattern around a via in the high-frequency transmission line in FIG. 21.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a wiring pattern around a via in the high-frequency transmission line in FIG. 12. It is a figure which shows the example of the wiring pattern in the periphery of via
  • the high frequency transmission line 1 is configured to transmit a signal to the EML.
  • FIG. 12 is a schematic diagram illustrating a configuration example of the high-frequency transmission line terminating device 1.
  • FIG. 13 is a perspective view showing the high-frequency transmission line 1.
  • the high-frequency transmission line 1 includes a first conductor line 11, a termination resistor 14 of the first conductor line 11, a second conductor line 15 connected to the termination resistor 14, and a first conductor line.
  • the termination resistor 14 and the second conductor line 15 are disposed opposite to each other with a predetermined distance, and the ground line 12 connected to the second conductor line 15 is provided.
  • One end of the termination resistor 14 is connected to one end of the first conductor line 11, and the other end of the termination resistor 14 is connected to one end of the ground line 12.
  • the length of the termination resistor 14 is “l”.
  • the value of “l” is set so as to increase the parasitic inductance.
  • the conductor lines 11 and 15 are, for example, high-frequency wiring boards.
  • the characteristic impedance of the first conductor line 11 is set to 50 ⁇ , for example.
  • the EML EAM 16 is connected between the conductor line 11 and the ground line 12.
  • the signal electrode and the ground electrode of the EAM 16 are both configured on the same surface of the EAM 16
  • the signal electrode of the EAM 16 is the conductor line 11
  • the ground electrode of the EAM 16 is the ground line 12.
  • Each is flip-chip bonded.
  • the connection form of the flip chip bonding is the same as that shown in FIGS. 5A and 5B, for example.
  • the first conductor line 11 has bent shapes 13c and 13d that bend inward at the end face on the terminal resistor 14 side.
  • the bent shapes 13c and 13d are, for example, tapered shapes in which the line width is narrowed.
  • the ground line 12 has bent shapes 13b and 13a that bend outward at positions corresponding to the bent shapes 13c and 13d described above.
  • the bent shapes 13a and 13b are, for example, tapered shapes in which the line width is narrowed.
  • the characteristic impedance of the bent shape portions 13a to 13d changes toward the terminating resistor 14 so as to be larger than 50 ⁇ .
  • This part constitutes the impedance transition part 32 shown in FIG.
  • the characteristic resistance of the termination resistor 14 and the portion of the ground line 12 facing it shown in FIG. 12 is larger than 50 ⁇ . This part constitutes the first high impedance part 33 shown in FIG.
  • line 15 comprises the 2nd high impedance track
  • the second high-impedance line portion 34 functions as a stub, so that the peaking amount of the frequency described later is adjusted.
  • a 50 ⁇ line 31 corresponds to a portion of the conductor line 11 having an impedance characteristic of 50 ⁇ .
  • FIG. 14 is a perspective view showing an example of the DFB laser 20.
  • the DFB laser 20 includes a DFB laser electrode 21, a gold bump 22, an EAM signal electrode 23, a laser chip 24, and a subcarrier 25.
  • FIG. 15 is a perspective view showing an example of an optical circuit in which the high-frequency transmission line 1 and the DFB laser 20 are combined.
  • the high-frequency transmission line 1 is connected to the signal electrode 23 of the EAM shown in FIG.
  • the DFB laser 20 and the high-frequency transmission line 1 intersect at right angles.
  • the DFB laser 20 and the high-frequency transmission line 1 may be arranged so as to overlap in the same direction.
  • FIG. 16 shows an equivalent circuit 40 of the high-frequency transmission line 1.
  • the equivalent circuit 40 includes a 50 ⁇ line 41 and an impedance adjustment unit 42.
  • the impedance adjustment unit 42 includes an impedance transition unit 421 connected in series with the 50 ⁇ line 41, a first high impedance line 422, and a second high impedance line 423.
  • One end of the EA section 424 is connected between the 50 ⁇ line 41 and the impedance transition section 421, and the other end of the EA section 424 is grounded.
  • circuit elements 41 and 421 correspond to the 50 ⁇ line 31 and the impedance transition unit 32 shown in FIG.
  • the circuit elements 422 and 423 correspond to the first high impedance line portion 33 and the second high impedance line portion 34 shown in FIG.
  • FIG. 17 shows an equivalent circuit including the high-frequency transmission line 1, EAM, and gold bumps obtained by simulation.
  • R1 50 ⁇
  • L1 0.003 nH
  • C1 0.038 pF
  • R2 24.8 ⁇
  • R3 98 ⁇
  • R4 2 ⁇
  • C2 0.58 pF.
  • R1 corresponds to the resistance of the EAM cladding layer 419
  • C1 corresponds to the capacitance of the pad 424
  • C2 corresponds to the capacitance of the light absorption layer 417
  • R3 corresponds to the resistance of the light absorption layer 417
  • R4 corresponds to the resistance of the cladding layer 419 and the substrate 420, respectively.
  • FIG. 18 shows the strength obtained by simulation when the length l of the termination resistor 14 is changed.
  • Intensity S11 represents what was shown in FIG. 17, and S12 represents what was shown in the conventional FIG. 9A.
  • the value of “1” is changed from 25 ⁇ m to 100 ⁇ m, so that the bandwidth indicated by S11 is improved.
  • FIG. 19 shows the strength obtained by simulation when the distance between the termination resistor 14 and the ground line 12 is changed.
  • the strength S21 represents the one shown in FIG. 17, and S22 represents the conventional one shown in FIG. 9A.
  • the intensities S21 and S22 when the distance is changed from 20 ⁇ m to 100 ⁇ m, peaking occurs in the vicinity of 40 GHz, thereby improving the bandwidth indicated by S21.
  • FIG. 20 shows the strength obtained by simulation when the length of the second high impedance line portion 34 is changed.
  • the strengths S31, S32, and S33 represent the lengths of the second high impedance line portion 34 being 150 ⁇ m, 100 ⁇ m, and 50 ⁇ m, respectively, and S34 is the one shown in FIG. 34 represents 0 ⁇ m).
  • the strengths S31 to S34 the length of the second high impedance line portion 34 increases, so that the intensity of peaking generated in the vicinity of 40 GHz increases, thereby improving the bandwidth.
  • the band was improved by changing the length of the second high-impedance line portion 34.
  • the length of the second high-impedance line portion 34 is ⁇ 5 ⁇ m by photolithography. Since a pattern can be formed with the following accuracy, a desired peaking amount can be obtained.
  • the first conductor line 11 and the ground line 12 are each formed so that the line width becomes narrower toward the termination resistor 14 side.
  • the characteristic impedance becomes higher than the characteristic impedance of the first conductor line 11 due to the combination with the ground line 12. Thereby, the frequency characteristic is improved.
  • FIG. 21 illustrates an example in which the high-frequency transmission line 1A is flip-chip bonded to the EAM signal electrode and the ground electrode by the first conductor line 11 in such a case.
  • bent shapes (tapered shapes) 13a to 13d described above may be any shape as long as the characteristic impedance is higher than 50 ⁇ , for example, and can be implemented by various other alternative shapes. For example, such a shape may be changed stepwise or continuously in a curved shape.
  • the taper shape may be formed only on the first conductor line 11 and the ground line 12 may not be formed.
  • the conventional high-frequency circuit board 614 is connected to the EAM on the subcarrier 615 through the RF via 612.
  • the distance between the signal around the RF via 612 and the ground is large, and the RF via 612 is also designed to be close to a 50 ⁇ characteristic impedance line. Since the distance is short, in order to improve frequency response characteristics, it is necessary to design as a lumped constant line instead of a distributed constant line design.
  • the distance between the signal around the via (connection region portion) and the ground is made smaller than that of the conventional one, and the characteristic impedance of the via is made lower than 50 ⁇ .
  • the response characteristics are improved.
  • the via as the connection region portion may be a hole.
  • FIG. 22A is a diagram showing a wiring pattern around the via 83 of the high-frequency transmission line 1A. 22A is the same as the configuration of the high-frequency transmission line 1A shown in FIG.
  • the wiring pattern P1 in FIG. 22A is formed on the lower surface of the high-frequency transmission line 1A, and the wiring pattern P2 is formed on the upper surface of the high-frequency transmission line 1A.
  • the distance h23 between the high-frequency line S (11) and the ground line G (12) of the wiring pattern P2 in the radial direction of the via 83 is, for example, 55 ⁇ m. That is, the distance between the high frequency line S and the ground line G is narrower than the conventional one (having a characteristic impedance of 50 ⁇ ).
  • the signal electrode of the EAM 16 is disposed in the ground line G (12) of the wiring pattern P2 in the top view of FIG. 22A.
  • the capacitance on the lower surface side of the high-frequency transmission line 1A becomes larger than that of the conventional one, and as a result, the characteristic impedance of the high-frequency transmission line 1A becomes smaller than that of the conventional one, and the frequency characteristics on the high frequency side are improved. .
  • the EAM 16 differs from FIG. 22A in that the high-frequency line S (11) of the high-frequency transmission line 1 and the ground It connects between track G (12).
  • the wiring pattern P2 of the via 83 has a distance h23 between the high-frequency line S (11) and the ground line G (12), for example, 55 ⁇ m, as shown in FIG. 22A. is there. That is, the distance between the high frequency line S and the ground line G is narrower than the conventional one (having a characteristic impedance of 50 ⁇ ).
  • the capacitance on the lower surface side of the high-frequency transmission line 1 becomes larger than that of the conventional one.
  • the characteristic impedance of the high-frequency transmission line 1 becomes smaller than that of the conventional one, and the frequency characteristics on the high frequency side are improved. .
  • FIGS. 22A and 22B can be applied to EML or DML (Direct Modulated DFB Laser).
  • FIG. 23 shows an example of the wiring patterns P1, P2 around the via in the DML.
  • the reference numerals and the like used in the description of FIGS. 22A and 22B are used as they are.
  • the high-frequency transmission lines of the above-described embodiments and modifications can be configured as an array structure including a laser.

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Abstract

　高周波特性が向上する高周波伝送線路等を提供すること。高周波伝送線路は、第１導体線路と、第１導体線路と接続される終端抵抗と、終端抵抗と接続される第２導体線路と、第１導体線路、終端抵抗および第２導体線路に対して、所定の距離を隔てて対向配置されるとともに、第２導体線路と接続されるグランド線路とを備え、第１導体線路およびグランド線路は、それぞれ、終端抵抗側に向かって、線路幅が狭くなるように形成される。

Description

高周波伝送線路および光回路
　本発明は、光通信用途の光送信器等、高周波で動作する光デバイスの終端技術に関し、特に、電界吸収型変調器（ＥＡＭ：Electro-Absorption Modulator）集積ＤＦＢ(Distributed Feedback:分布帰還型)レーザ（ＥＭＬ：Electroabsorption Modulator integrated with DFB Laser）の５０オーム終端技術に関する。
　近年、インターネットやＩＰ電話、動画のダウンロードなどの利用拡大により、必要とされる通信容量が急速に高まっている。そして、光ファイバや光通信用機器に搭載される光送信器の需要が拡大している。光送信器またはそれを構成する部品は、プラガブル（Pluggable）と呼ばれ、搭載や交換がしやすいように、仕様によるモジュール化が急速に進展している。
　ＸＦＰ（10 Gigabit Small Form Factor Pluggable）は、１０ギガビット・イーサネット（登録商標）（１０ＧｂＥ）の着脱モジュールの業界標準規格の一つである。この規格により光送信器モジュールに搭載される光源もモジュール化が進んでいる。これは、ＴＯＳＡ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｓｕｂ－Ａｓｓｅｍｂｌｙ）と呼ばれ、代表的なモジュール形態として、箱型形状のＴＯＳＡモジュールがある(非特許文献１)。
　近年、光送信器の需要が増加しているが、一方で、光送信器の性能を維持しつつ低コスト化への要求も強くなっている。毎秒１００ギガビット伝送用ＴＯＳＡモジュールの開発や、毎秒４００ギガビットの超高速化に向けた標準化活動も活発であり、ＴＯＳＡに対する高性能への要求は大きくなっている。
　典型的な箱型ＴＯＳＡモジュールの構成について、図１および図２を参照して説明する。　図１は、典型的な箱型ＴＯＳＡモジュール１００の外観を示す図である。図２は、図１で示した筺体のモジュール内部の実装構成を示す図である。
　図１に示すように、モジュール１００の筐体は、ＸＦＰ準拠により、焼結セラミックまたは金属で形成されている。
　モジュール１００では、筺体のテラス部１０１から筺体内部側に向けて貫通する変調電気信号給電用配線端子１０２が少なくとも一つ設けられる。テラス部１０１にはさらに、ＤＣ給電用配線端子も設けられている。
　図１において、モジュール１００には、セラミック部１０３および金属部１０４が形成される。
　サブキャリアと呼ばれる薄板２０１は、筺体と離間して設置されている。サブキャリア２０１には、誘電体材料に金属メッキまたは蒸着することにより配線パターンが形成される。さらに、サブキャリア２０１には、光半導体デバイスに必要な素子が搭載される。必要な素子としては、例えばレーザダイオード２０２、光変調器２０３、抵抗２０４およびコンデンサ２０５などがある。
　筺体はキャリア２０６と呼ばれる金属性の小板に載っている。そして、キャリア２０６の下には、筺体下部に接する熱電冷却素子（ＴＥＣ：Ｔｈｅｒｍｏ－Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｃｏｏｌｅｒ）２０７が搭載されている。このＴＥＣ２０７によって、サブキャリア２０１上の素子で発生した熱が吸熱され、筺体下部から排熱される。省電力化と部品点数削減の観点から、ＴＥＣ２０７を用いないＴＯＳＡの開発も行われている。
　筺体の側面には、レンズ２１８または光取り出し用窓が設けられ、天板とともに抵抗溶接などにより光半導体デバイスがパッケージ内に封止される。
　筺体外部から内部へ貫通している変調電気信号給電用配線２０８とサブキャリア２０１は、従来、ワイヤ状金線２０９やリボン状金線２１０で導通をとっている。
　図３は、ＴＯＳＡモジュール１００と駆動用ドライバＩＣ３０１との接続例を示している。
　駆動用ドライバＩＣ３０１の信号またはＤＣ電源からの給電（不図示）は、フレキシブルプリント基板３０２を用いて行われるのが一般的である。
　フレキシブルプリント基板３０２は、柔軟性があり大きく変形させることが可能なプリント基板であり、フレキまたはＦＰＣ（Ｆｌｅｘｉｂｌｅ　Ｐｒｉｎｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）とも呼ばれる。変調用電気信号の伝送またはＤＣ給電は、フレキシブル基板３０２を介してＴＯＳＡモジュール１００に対して行われる。
　変調用電気信号は、駆動用ドライバＩＣ３０１からフレキシブル基板３０２を介してＴＯＳＡモジュール１００に伝送される。ＴＯＳＡモジュール１００では、その変調用電気信号は、変調電気信号給電用配線端子１０２、伝送線路２０８、ワイヤ２０９，２１０、およびサブキャリア上の伝送線路２１１を介して、光半導体素子２０３に伝送される。さらに、その変調用電気信号は、終端抵抗２０４へ伝送される。
　駆動用ドライバＩＣ３０１は、出力インピーダンスが５０オームで駆動波形を送出するよう設計されている。このため、伝送線路２１１および終端抵抗２０４についても、通常は５０オームに設定される。こうすることでインピーダンス整合をとるのが従来技術であった。
　ＸＦＰ準拠のＴＯＳＡ光モジュールの動作周波数は、１０ＧＨｚにまで及んでおり、電気信号は波（マイクロ波）としての振る舞いが強くなる。すなわち、インピーダンス整合しない不連続点（反射点）では、そこを起点とする反射波が発生し、反射波が駆動ドライバＩＣ３０１に向かって進行してしまう。このような状況から、従来は、伝送線路２１１と終端抵抗２０４との間の不連続点（反射点）をなくすことが重要であった。
　図４Ａ～図４Ｃは、従来のEAM集積DFBレーザの構成を示す図であって、ＡはEAM集積DFBレーザの実装図、ＢはEAM集積DFBレーザの斜視図、ＣはEAM集積DFBレーザの上面図（ＤＦＢレーザの電極４２２、EAMの電極４２３，４２４）を示す。なお、図４Ａは、非特許文献２に開示されている構成を示している。
　図４Ａに示したEAM集積DFBレーザ４００では、５０オームで設計された高周波配線（ＧＳＧ）４０１が、ワイヤ４０３によって、ＥＭＬのＥＡＭ４０２に接続されるとともにＥＡＭ４０２を介して５０オームの終端回路４０４に接続されている。
　図４Ｂからわかるように、EAM集積DFBレーザ４００Ａでは、DFBレーザ４１３とEAM４１４が、n-InP基板４２０上に集積される。
　DFBレーザ４１３の活性層４１６とEA変調器４１４の光吸収層４１７はともに、InGaAsP／InGaAsP多重量子井戸（MQW: Multi-Quantum Well）構造からなり、バットジョイント４１８によって接続されている。
　活性層４１６および光吸収層４１７の上には、p-InP層４１９がある。このp-InP層４１９は、メサ状に形成されたのち、半絶縁（SI: Semi-Insulating）InP４２１によって埋め込まれる。
　図４Ｂおよび図４Ｃに示すように、DFBレーザ４１３の電極４２２とEAM４１４の電極４２４との間には分離溝４１５が設けられる。
　EAM４１４の電極４２３には、ボンディングワイヤを形成するため、またはフリップチップボンディングのためのパット電極４２４が設けられる。DFBレーザ４１３の長さは450 μm、EAM４１４の長さは150 μmである。
　なお、図４Ａに示した例では、高周波配線４０１のグランドＧに接続されるｎ電極（n-InP基板４２０の下部）とシグナルＳに接続される電極４２４は、それぞれ、ＥＭＬの異なる面にある場合を示している。
　一方、図５Ａおよび図５Ｂに示すように、グランドＧとシグナルＳとに接続される各電極が同一の面に設けられるＥＭＬも知られている。
　図５Ａおよび図５Ｂは、フリップチップボンディングによる高周波配線とＥＭＬとの接続態様であって、グランドＧおよびシグナルＳに接続される各電極２３１，２４０が同一の面に設けられる場合について示している。図５Ａでは、ｎ－ＩｎＰ基板２１３の上に、ｎ－コンタクト層２３８、ｎ－ＩｎＰ２３７、光吸収層２３５、ｐ－ＩｎＰ２３４およびｐコンタクト層２３３を有し、半絶縁（SI: Semi-Insulating）ＩｎＰ２３６により、メサが埋め込まれている。シグナルＳに接続されるｐ電極２３１、およびグランドＧに接続されるｎ電極２４０は、絶縁膜（例えばＳｉＯ２）２３２の上に形成される。すなわち、ｎ電極２４０とｐ電極２３１はともに、同一の面に設けられる。
　なお、各電極２３１，２４０上には、Ａｕバンプ２１５が形成され、ＥＭＬは、Ａｕバンプ２１５、金錫ハンダ（バンプ）２１８および電極パッド２１７を介して、高周波配線板２０１と接続される。
　最近では、毎秒１００ギガビットや毎秒４００ギガビットといった超高速化の送信器の需要が高まりつつある。
　図６Ａ～図６Ｃは、従来の多チャネル光送信器５００の構成であって、Ａは多チャネル光送信器５００の全体構成、Ｂは１チャンネルの構成、Ｃは４チャネルの出力の概要、を示す。なお、多チャネル光送信器５００は、非特許文献３に開示されている。
　多チャネル光送信器５００は、２５Ｇｂ／ｓで動作するＥＭＬが４つ設けられており、１００Ｇｂ／ｓで動作するようになっている。
　ＥＭＬは、ＤＦＢレーザ（ＬＤ）と、ＤＦＢレーザからの出力光を２５Ｇｂ／ｓで変調するためのＥＡ変調器（ＥＡＭ）とからなる。図６Ｂは図４Ｃに対応しており、図６Ｂにおいて、DFBレーザの電極４２２とEA変調器の電極４２３，４２４とが示されている。
　４つのＥＭＬからの出力光の波長はそれぞれ異なり、それをＭＭＩ（Ｍｕｌｔｉ－Ｍｏｄｅ　Ｉｎｔｅｆｅｒｅｎｃｅ）型の光カプラで合波する。合波するための光カプラとして、波長カプラや偏波カプラを使うこともある。
　図７Ａ～図７Ｅは、４チャネルのＥＭＬと高周波配線との接続形態を示す図であって、Ａは従来のワイヤによる接続形態、Ｂは図７Ａの等価回路、Ｃは金バンプによる接続形態、Ｄは図７Ｂの等価回路、Ｅは２つの接続形態の各高周波特性、を示す。なお、図７Ｅにおいて、ｔ１は図７Ｃに示した接続形態の高周波特性を、ｔ２は図７Ａに示した接続形態の高周波特性を、それぞれ示す。
　図７Ａに示した４チャネルのＥＭＬと高周波配線とをワイヤで接続するには、例えば図７Ａのような構造になる。すなわち、図７Ａにおいて、ＥＭＬのＥＡ変調器（ＥＡＭ）と配線板６０４とは、ボンディングワイヤ６０１によって接続される。
　図７Ａにおいて、多チャネル光送信器６００は、信号線６０２、ＥＡＤＦＢレーザアレイ６０３、サブキャリア６０５、ＥＡＭパッド６０７およびスペーサ６０６を備える。
　この図７Ａの多チャネル光送信器６００の等価回路は、図７Ｂに示すような回路になる。配線板６０４は、コイル（ボンディングワイヤに対応）６０４８を介してＥＡＭ６０４６と接続されるとともに、コイル（ボンディングワイヤに対応）６０４９を介して50オーム終端６０５０と接続される。
　なお、図７Ｂにおいて、Ｒクラッド６０４１、Ｃパッド６０４２、Ｃアクティブ６０４３、Ｒアクティブ６０４４、Ｒｎクラッド６０４５およびアクティブレイヤ（光吸収層）６０４７が示されている。
　上述したＲクラッド６０４１は図４Ｂに示したクラッド層４１９の抵抗に、Ｃパッド６０４２は図４Ｂに示したパッド４２４の容量に、Ｃアクティブ６０４３は図４Ｂに示した光吸収層４１７の容量に、それぞれ対応する。また、Ｒアクティブ６０４４は図４Ｂに示した光吸収層４１７の抵抗に、Ｒｎクラッド６０４５は図４Ｂに示したクラッド層４１９および基板４２０の抵抗に、それぞれ対応する。
  なお、ＥＭＬの動作帯域をあげるために、上述したボンディングワイヤを使用せずに、図５Ａおよび図５Ｂに示したフリップチップボンディングによって、ＥＡＭの電極６０７と配線板６０４とを金バンプ（図５Ａおよび図５Ｂに示した例では、Ａｕバンプ２１５）で直接接続する方法がある。　図７Ｃは図５Ａおよび図５Ｂと同様のフリップチップボンディングの接続態様であり、図７Ｄはその接続態様の等価回路である。
　図７Ｃにおいて、ＥＭＬのＥＡ変調器（ＥＡＭ）と配線板６１４とは、金バンプ６１３によって接続される。
　図７Ｃにおいて、多チャネル光送信器６００Ａは、上層信号線６１０、下層信号線６１１、ＲＦビア６１２、高周波回路板６１４、サブキャリア６１５を備える。
　図７Ｄにおいて、配線板６１４は、ＥＡＭ６０４６Ａおよび50オーム終端６０５０Ａとそれぞれ接続される。
　なお、図７Ｄにおいて、アクティブレイヤ（光吸収層）６０４７Ａが示されている。
　上述したフリップチップボンディングは、実装基板上にチップを実装する方法の１つである。フリップチップボンディングでは、チップ表面と基板とを電気的に接続する際、ワイヤボンディングのようにワイヤによって接続するのではなく、アレイ状に並んだ金バンプによって接続する。これによりワイヤボンディングに比べて下層信号線６１１とＥＡＭの電極６０７の距離が非常に近いため、配線が極めて短くなる。このため、図７Ｅに示すように、フリップチップボンディングの場合の高周波特性ｔ１は、ワイヤボンディングの場合の高周波特性ｔ２よりも良くなる。
　これは、フリップチップボンディングの場合は、周波数が増加するにつれ高周波特性が徐々に劣化していくのに対し、ワイヤボンディングの場合は、ワイヤボンディングで周波数がピーキングを持ち、さらに高周波側では急速に高周波特性が劣化する傾向にあるからである。
　寄生インダクタンスを減らすことで、高周波特性を改善することを重要視している。
　上述した配線板は、例えば図８Ａのようなマイクロストリップラインで形成される。図８Ａの誘電体基板において、長さがＷの上面導体７０１ａは伝送線路になり、下面導体７０１ｂはＧＮＤになる。導体７０１ａ，７０１ｂ間には、誘電体７０２が形成される。
　伝送線路の特性インピーダンスは、図８Ｂに示すように、基板の比誘電率、厚さ、導体の厚さおよび幅などによって決まる。比誘電率の高い基板を使用すれば、回路を小型化することができる。一般に、次のような基板材料が使われることが知られている。ガラスエポキシ基板（比誘電率　εr＝４．８）、テフロン（登録商標）基板（比誘電率　εr＝２．６）、セラミック基板（比誘電率　εr＝１０．０）。
　配線板は、例えば図８Ｃのようなコプレーナ・ラインで形成される。図８Ｃでは、厚さ＝ｈ、比誘電率＝εr の誘電体基板の片面を導体面とし、その導体面に幅＝Ｓの２本のスロットが間隔Ｗで設けられている。誘電体基板は通常、両側の導体面がＧＮＤ、中央の導体がシグナルという、いわゆるＧＳＧ構造となる。図８Ｄは、ｗ／ｈ＝０の配線板におけるｓ／ｈの値に応じた特性インピーダンスを示してある。
　図９Ａおよび図９Ｂは、フリップチップボンディングを用いた従来のＥＭＬの終端回路パターン８００の概略を示している。
　図９Ａに示す回路パターン８００において、ＥＭＬのＥＡ変調器（ＥＡＭ）８０４に信号を送るための高周波線路Ｓ（８０１）も、終端抵抗８０３の直前の高周波線路８０１も同じ５０オーム設計である。図９Ａは、ＥＡＭの信号用電極も、ＧＮＤ電極Ｇ（８０２）も同一面にある場合の例を示している。ＥＡＭの信号用電極は配線板の高周波線路Ｓに、ＥＡＭのＧＮＤ電極は配線板のグランド線路Ｇに、それぞれフリップチップボンディングされる。
　５０オームの終端抵抗８０３は、チップ抵抗を配線板に半田づけしてもよいし、配線板に作りこんでもよい。配線板に作りこむ場合、終端抵抗８０３も５０オームになるように設定する。終端抵抗８０３は、寄生容量を少なくするため、なるべく短くなるようにする。終端抵抗８０３とその右側のグランド線路Ｇとの間には隙間を設けずに両者を直結して、寄生成分が含まないようにする。
　なお、ＥＡＭのＧＮＤ電極が信号用電極の反対側（裏面）にある場合には、図９Ｂのように、信号用電極と配線板の高周波線路８０１とだけがフリップチップボンディングされる。この場合、裏面の電極およびグランドは、ボンディングワイヤ、または、ビアなどの方法で接続される。
　図１０および図１１は、ＥＡＭのＧＮＤ電極が信号用電極の反対側（裏面）にある場合のＥＡＭのＧＮＤ電極とグランドとのビア接続形態を示している。図１０および図１１に示した接続形態は、図９Ｂの回路パターン８００に対応している。
　図１０において、Ａｕバンプ８１３によって、高周波配線板８３０とサブキャリア８２０上のＥＡＭ８０４とが接続される。また、Ａｕバンプ８１５によって、高周波配線板８３０と配線引き回し用の高周波配線板８３１とが接続される。図１０の接続例では、電流パスＩは、フリップチップボンディング８１３→ＥＡＭ８０４の底面→サブキャリア８２０→高周波配線板８３１という経路になる。
　図１１に示すように、ＥＡＭ８０４のシングルＳにフリップチップボンディング８１３が施され、サブキャリア８２０上には、例えば半田によってＥＡＭ８０４が搭載される。一般に、ＥＡＭ８０４の厚みは１５０μｍ程度であり、高周波配線板８３１よりも薄くなるので、サブキャリア８２０には図１１に示すような段差が設けられる。
　なお、図１１において、２つのＡｕ電極８１６ａ，８１６ｂは接続されている。
　Ａｕ電極８１６ｂと高周波配線板８３０のグランドＧとはビア８３３によって接続され、２つの高周波配線板８３０，８３１はフリップチップボンディング８１５によって接続される。
Dongchurl Kim et al., "Design and Fabrication of a Transmitter Optical Subassembly (TOSA) in 10-Gb/s Small-Form-Factor Pluggable (XFP) Transceiver", IEEE JOURNAL OF SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 12, NO. 4, JULY/AUGUST 2006, pp776-782 Chengzhi Xu et al., IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 24, NO. 22, NOVEMBER 15, 2012 Shigeru Kanazawa et al., JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 32, NO. 1, JANUARY 1, 2014
図９Ａおよび図９Ｂに示す構造は、伝送線路８０１と終端抵抗８０３とをそれぞれ５０オームに設定することでインピーダンス整合をとることができる。また、終端抵抗８０３を短くすることで寄生インダクタンスを減らすことができる。しかし、伝送線路８０１と終端抵抗８０３とのインピーダンス整合が考慮されるものの、ＥＡＭ８０４を含むインピーダンス整合が考慮されていない。
　ＥＡＭはＤＦＢレーザの光を吸収し、光損失を増大させることで変調を行う。印加電圧は、例えば－３Ｖ（ＬＯＷ）～－０．５Ｖ（ＨＩＧＨ）であり、受光電流が１５ｍＡ程度流れる。つまり、抵抗換算では例えば２００オームであり、５０オーム線路から大きく外れる可能性がある。加えて、ＥＡＭの等価回路や高周波配線等には、キャパシタなど、虚部のインピーダンスを持つ寄生成分も含まれる。このため、一般的に、１０ＧＨｚを超えるような高周波領域まで広帯域にインピーダンス整合を取るために、実部の値しか有しない抵抗体のみで整合させることは困難である。さらに、受光電流は、光強度や波長、温度等によっても変化するので、ＥＡＭを含むインピーダンス整合を取ることが望ましい。
　上記の課題を解決するための高周波伝送線路は、所定の特性インピーダンスを有する第１導体線路と、前記第１導体線路と接続される終端抵抗と、前記終端抵抗と接続される第２導体線路と、前記第１導体線路、前記終端抵抗および前記第２導体線路に対して、所定の距離を隔てて対向配置されるとともに、前記第２導体線路と接続されるグランド線路とを備え、前記第１導体線路および前記グランド線路は、それぞれ、前記終端抵抗側に向かって、線路幅が狭くなるように形成される。
　ここで、前記終端抵抗および前記第２導体線路の部分の特性インピーダンスは、前記グランド線路との組み合わせによって、前記第１導体線路の前記特性インピーダンスよりも高くなるように設定するようにしてもよい。
　前記第１導体線路および前記グランド線路において、前記線路幅は、テーパ形状により狭く形成するようにしてもよい。
　上記の課題を解決するための光回路は、上記高周波伝送線路を含む。ここで、前記光回路はＥＡ変調器集積ＤＦＢレーザであり、ＥＡ変調器は信号入力用電極と、グランド用電極とを有し、前記信号入力用電極が前記第１導体線路に接続されるようにしてよい。
　前記グランド用電極は、前記グランド線路に接続されるようにしてもよい。
　前記信号入力用電極と第１導体線路との接続はフリップチップ接続としてもよい。
本発明によれば、高周波特性が向上する。
典型的な箱型ＴＯＳＡモジュール１００の外観を示す図である。 図１で示した筺体のモジュール内部の実装構成を示す図である。 ＴＯＳＡモジュールと駆動用ドライバＩＣとの接続態様を示す図である。 従来のEAM集積DFBレーザの実装図である。 EAM集積DFBレーザの斜視図である。 EAM集積DFBレーザの上面図である。 フリップチップボンディングによる高周波配線とＥＭＬとの接続態様を示す図である。 フリップチップボンディングによる高周波配線とＥＭＬとの接続態様を示す図である。 従来の多チャネル光送信器の全体構成を示す図である。 図６Ａに示した多チャネル光送信器において、１チャンネルの構成を示す図である。 図６Ａに示した多チャネル光送信器において、４チャネルの出力の概要を示す図である。 従来の多チャネル光送信器において、ＥＡＭの電極と配線板とのワイヤ接続態様を示す図である。 図７Ａの等価回路を示す図である。 従来の多チャネル光送信器において、ＥＡＭの電極と配線板とのバンプ接続態様を示す図である。 図７Ｂの等価回路を示す図である。 従来の多チャネル光送信器において、ワイヤボンディングおよびフリップチップボンディングの各々の場合における高周波特性を示す図である。 従来の高周波誘電板の構成を示す図である。 従来の高周波誘電板において、誘電率に応じた特性インピーダンスを示す図である。 コプレーナ・ラインで形成される配線板の構成を示す図である。 ｗ／ｈ＝０の配線板におけるｓ／ｈの値に応じた特性インピーダンスを示す図である。 フリップチップボンディングを用いた従来のＥＭＬの終端回路パターンの概略を示す図である。 フリップチップボンディングを用いた従来のＥＭＬの終端回路パターンの概略を示す図である。 ＥＡＭのＧＮＤ電極が信号用電極の裏面にある場合のＥＡＭのＧＮＤ電極とグランドとの接続形態を示す斜視図である。 図１０の接続形態を示す断面図である。 本発明の実施形態の高周波伝送線路の構成例を示す図である。 高周波配線板の一例を示す斜視図である。 高周波配線板と接続されるＥＡＤＦＢレーザチップの一例を示す斜視図である。 ＥＡＤＦＢレーザチップと高周波配線板との組み合わせ例を示す斜視図である。 図１５の等価回路の一例を示す図である。 シミュレーションで得られる等価回路の一例を示す図である。 抵抗体の長さを変えたときの周波数応答特性の違いを説明するための図である。 抵抗体とＧＮＤとの間隔を変えたときの周波数応答特性の違いを説明するための図である。 ピーキングにより帯域を改善させたときの周波数応答特性の違いを説明するための図である。 実施形態の高周波伝送線路の変形例を示す図である。 図２１の高周波伝送線路において、ビア周辺における配線パターンの例を示す図である。 図１２の高周波伝送線路において、ビア周辺における配線パターンの例を示す図である。 ＤＭＬにおける高周波伝送線路のビア周辺における配線パターンの例を示す図である。
　以下、本発明の高周波伝送線路１の実施形態について説明する。この高周波伝送線路１は、ＥＭＬに信号を伝送するように構成される。
　［高周波伝送線路の構成］
まず、高周波伝送線路１の構成について、図１２および図１３を参照して説明する。図１２は、高周波伝送線路の終端装置１の構成例を示す模式図である。図１３は、高周波伝送線路１を示す斜視図である。
　図１２に示すように、高周波伝送線路１は、第１導体線路１１と、この第１導体線路１１の終端抵抗１４と、終端抵抗１４と接続される第２導体線路１５と、第１導体線路１１、終端抵抗１４および第２導体線路１５に対して、所定の距離を隔てて対向配置されるとともに、第２導体線路１５と接続されるグランド線路１２とを備える。終端抵抗１４の一端は第１導体線路１１の一端に接続され、終端抵抗１４の他端はグランド線路１２の一端に接続される。
　なお、本実施形態では、終端抵抗１４の長さは、「ｌ」とする。「ｌ」の値は、寄生インダクタンスを大きくなるように設定される。
　導体線路１１，１５は、例えば高周波配線板である。第１導体線路１１の特性インピーダンスは、例えば５０Ωに設定される。
　図１２において、ＥＭＬのＥＡＭ１６は、導体線路１１とグランド線路１２との間に接続される。この実施形態では、ＥＡＭ１６の信号用電極およびグランド用電極はともにＥＡＭ１６の同一面に構成されるようになっているので、ＥＡＭ１６の信号用電極は導体線路１１に、ＥＡＭ１６のグランド電極はグランド線路１２に、それぞれフリップチップボンディングされる。フリップチップボンディングの接続形態は例えば図５Ａおよび図５Ｂで示したものと同じである。
　第１導体線路１１は、終端抵抗１４側の端面において、内側に曲がる折り曲げ形状１３ｃ，１３ｄを有する。図１２の例では、折り曲げ形状１３ｃ，１３ｄは、例えば、線路幅が狭くなるテーパ形状となっている。
　グランド線路１２は、上述した各折り曲げ形状１３ｃ，１３ｄに対応する位置において、外側に曲がる折り曲げ形状１３ｂ，１３ａを有する。図１２の例では、折り曲げ形状１３ａ，１３ｂは、例えば、線路幅が狭くなるテーパ形状となっている。
　これにより、折り曲げ形状１３ａ～１３ｄの部分の特性インピーダンスは、終端抵抗１４側に向かって、５０Ωよりも大きくなるように変化する。この部分は、図１３に示すインピーダンス遷移部３２を構成する。
　図１２に示した終端抵抗１４およびそれと対向するグランド線路１２の部分は、特性インピーダンスが５０Ωよりも大きくなる。この部分は、図１３に示す第１の高インピーダンス部３３を構成する。
　第２導体線路１５の一端は終端抵抗１４と接続され、他端はグランド線路１２と接続される。つまり、終端抵抗１４は、グランド線路１２と直接接続されない。なお、第２導体線路１５は、対応するグランド線路１２との組み合わせによって、図１３に示す第２の高インピーダンス線路部３４を構成する。この第２の高インピーダンス線路部３４は、スタブとして機能し、これにより、後述する周波数のピーキング量が調整されるようになっている。
　なお、図１３において、５０Ω線路３１は、インピーダンス特性が５０Ωの導体線路１１の部分に対応する。
　次に、この終端装置１と組み合わせられるEA変調器集積DFBレーザ（以下、「DFBレーザ」と略す。）２０について、図１４を参照して説明する。図１４は、DFBレーザ２０の一例を示す斜視図である。
　図１４に示すように、DFBレーザ２０は、ＤＦＢレーザ電極２１と、金バンプ２２と、ＥＡＭの信号用電極２３と、レーザチップ２４と、サブキャリア２５とを備える。
　図１５は、高周波伝送線路１とDFBレーザ２０とが組み合わせられた光回路の一例を示す斜視図である。
　この例では、高周波伝送線路１は、金バンプ２２を介して、図１５に示したＥＡＭの信号用電極２３と接続されるようになっている。
　なお図１５では、ＤＦＢレーザ２０と高周波伝送路１が直角に交わるような形態になっているが、ＤＦＢレーザ２０と高周波伝送路１が同一方向から重なり合うに配置しても構わない。特にＤＦＢレーザ２０が単体でなく、アレイ構造の場合には、ＤＦＢレーザ２０と高周波伝送路１とを同一方向に配置するのが好ましい。
　図１６は、高周波伝送線路１の等価回路４０である。
　この等価回路４０は、５０Ω線路４１と、インピーダンス調整部４２とを備える。インピーダンス調整部４２は、５０Ω線路４１と直列接続されるインピーダンス遷移部４２１と、第１の高インピーダンス線路４２２と、第２の高インピーダンス線路４２３とを有する。ＥＡ部４２４の一端は、５０Ω線路４１とインピーダンス遷移部４２１との間に接続され、ＥＡ部４２４の他端は接地される。
　なお、図１６において、回路要素４１，４２１は、それぞれ、図１３に示した５０Ω線路３１、インピーダンス遷移部３２に対応する。また、回路要素４２２，４２３は、それぞれ、図１３に示した第１の高インピーダンス線路部３３、第２の高インピーダンス線路部３４に対応する。
［シミュレーションの概要］
　次に、本実施形態の高周波伝送線路１について、三次元電磁解析シミュレータを利用して、終端抵抗１４の長さｌ、終端抵抗１４とグランド線路１２との間隔、および、第２の高インピーダンス線路部３４の長さを変えて、光回路の強度を計算した。このときの等価回路を図１７に示す。
　図１７は、シミュレーションにより得られた高周波伝送線路１、ＥＡＭおよび金バンプを含む等価回路を示している。図１７の例では、Ｒ１＝５０Ω、Ｌ１＝０．００３ｎＨ、Ｃ１＝０．０３８ｐＦ、Ｒ２＝２４．８Ω、Ｒ３＝９８Ω、Ｒ４＝２Ω、Ｃ２＝０．０５８ｐＦを示している。
　なお、図４Ｂを参照すると、Ｒ１はＥＡＭのクラッド層４１９の抵抗に、Ｃ１はパッド４２４の容量に、Ｃ２は光吸収層４１７の容量に、それぞれ対応する。また、Ｒ３は光吸収層４１７の抵抗に、Ｒ４はクラッド層４１９および基板４２０の抵抗に、それぞれ対応する。
　図１８は、終端抵抗１４の長さｌを変えたときにシミュレーションにより得られる強度を示している。強度Ｓ１１は、図１７に示したものを表し、Ｓ１２は、従来の図９Ａに示したものを表している。図１８に示すように、「ｌ」の値が２５μｍから１００μｍになることで、Ｓ１１で示される帯域幅が改善する。
　図１９は、終端抵抗１４とグランド線路１２との間隔を変えたときにシミュレーションにより得られる強度を示している。強度Ｓ２１は、図１７に示したものを表し、Ｓ２２は、従来の図９Ａに示したものを表している。強度Ｓ２１，Ｓ２２に示すように、上記間隔が２０μｍから１００μｍに変化することで、４０ＧＨｚ付近でピーキングが生じ、これにより、Ｓ２１で示される帯域幅が改善する。
　図２０は、第２の高インピーダンス線路部３４の長さを変えたときにシミュレーションにより得られる強度を示している。強度Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３は、それぞれ、第２の高インピーダンス線路部３４の長さが１５０μｍ，１００μｍ，５０μｍのものを表し、Ｓ３４は、従来の図９Ａに示したもの（すなわち、高インピーダンス線路部３４の長さが０μｍ）を表している。強度Ｓ３１～Ｓ３４に示すように、第２の高インピーダンス線路部３４が長くなることで、４０ＧＨｚ付近で発生するピーキングの強度が大きくなり、これにより、帯域幅が改善する。
　なお、上記シミュレーションでは、第２の高インピーダンス線路部３４の長さを変えることにより帯域が改善することがわかったが、この第２の高インピーダンス線路部３４の長さは、フォトリソグラフィにより±５μｍ以下の精度でパターン作製することができるので、所望のピーキング量とすることができる。
　以上説明したように、本実施形態の高周波伝送線路１によると、第１導体線路１１およびグラウンド線路１２は、それぞれ、終端抵抗１４側に向かって、線路幅が狭くなるように形成される。この場合、終端抵抗１４および第２導体線路１５では、グランド線路１２との組み合わせによって特性インピーダンスを第１導体線路１１の特性インピーダンスよりも高くなる。これにより、周波数特性が向上する。
　以上、実施形態について詳述してきたが、具体的な構成は本実施形態に限られるものではなく、変更するようにしてもよい。
（変形例１）
　以上では、ＥＭＬのＥＡＭ８０４は、導体線路８０１とグランド線路８０２との間に接続される場合について説明した。しかしながら、ＥＡＭ８０４の信号用電極とグランド用電極とが異なる面に構成される場合も考えられる。例えば図２１では、かかる場合について、高周波伝送線路１Ａが、ＥＡＭの信号用電極およびグランド電極がともに、第１導体線路１１でフリップチップボンディングされる態様を例示している。
(変形例２)
　また、上述した折り曲げ形状（テーパ形状）１３ａ～１３ｄは、特性インピーダンスが例えば５０Ωより高くなるものであればよく、他の様々な代替の形状によっても実施することができる。例えば、かかる形状として、段階的に、または曲面状に連続的に、変化するようにしてもよい。
　（変形例３）
　図１２および図２１に示したものにおいて、テーパ形状は、第１導体線路１１のみに形成し、グランド線路１２は形成しないようにしてもよい。
（変形例４）
　以上では、上述した各高周波伝送線路１，１ＡとＥＡＭ１６との接続を実現するためのビア周辺の配線パターンについて言及しなかったが、ビアによって、各高周波伝送線路１，１ＡとＥＡＭ１６とを接続するようにしてもよい。
　［ビア周辺の配線パターン］
　ＥＡＭ１６との接続を実現するためのビア周辺の配線パターンについて、図７Ｃ、図９Ａ、後述する図２２Ａおよび図２２Ｂを参照して説明する。
　図７Ｃにおいて、従来の高周波回路板６１４は、ＲＦビア６１２を介して、サブキャリア６１５上のＥＡＭと接続される。しかしながら、高周波回路板６１４において、ＲＦビア６１２周辺のシグナルとグランドとの間の距離が大きく、ＲＦビア６１２も５０Ωの特性インピーダンス線路に近づけた設計になっているが、ＥＡＭとＲＦビア６１２との距離が短いため、周波数応答特性を改善するためには、分布定数線路設計ではなく集中定数線路として設計する必要がある。
　そのため、上述した高周波伝送線路１，１Ａでは、ビア（接続領域部）周辺のシグナルとグランドとの間の距離を従来のものよりも小さくし、ビアの特性インピーダンスを50Ωよりも下げるようにして周波数応答特性を改善するようにしている。なお、接続領域部としてのビアは、ホールであってもよい。
　図２２Ａは、かかる高周波伝送線路１Ａのビア８３周辺の配線パターンを示す図である。なお、図２２Ａの高周波伝送路１Ａの構成は、図２１に示した高周波伝送路１Ａの構成と同一である。図２２Ａにおける配線パターンＰ１は、高周波伝送線路１Ａの下面に形成され、配線パターンＰ２は、高周波伝送線路１Ａの上面に形成される。
　図２２Ａにおいて、高周波伝送路１Ａでは、ビア８３の径方向において、配線パターンＰ２の高周波線路Ｓ（１１）とグランド線路Ｇ（１２）との間の距離ｈ２３は、例えば、５５μｍである。つまり、高周波線路Ｓとグランド線路Ｇとの間の距離は、従来のもの（特性インピーダンスが５０Ωのもの）よりも狭い。そして、ビア８３において、ＥＡＭ１６の信号用電極は、図２２Ａの上面視で配線パターンＰ２のグランド線路Ｇ（１２）内に配置されている。
　これにより、高周波伝送路１Ａの下面側のキャパシタンスが従来のものよりも大きくなり、その結果、高周波伝送路１Ａの特性インピーダンスが従来のものよりも小さくなり、高周波数側での周波数特性が向上する。
　図２２Ｂでは、高周波伝送路１の構成は、図１２に示した高周波伝送路１の構成と同一になるので、ＥＡＭ１６は、図２２Ａと異なり、高周波伝送路１の高周波線路Ｓ（１１）とグランド線路Ｇ（１２）との間に接続される。このとき、図２２Ｂでも、ビア８３の配線パターンＰ２は、図２２Ａに示したものと同様に、高周波線路Ｓ（１１）とグランド線路Ｇ（１２）との間の距離ｈ２３は、例えば、５５μｍである。つまり、高周波線路Ｓとグランド線路Ｇとの間の距離は、従来のもの（特性インピーダンスが５０Ωのもの）よりも狭い。これにより、高周波伝送路１の下面側のキャパシタンスが従来のものよりも大きくなり、その結果、高周波伝送路１の特性インピーダンスが従来のものよりも小さくなり、高周波数側での周波数特性が向上する。
 （変形例５）
　図２２Ａおよび図２２Ｂに示した配線パターンＰ１，Ｐ２は、ＥＭＬまたはＤＭＬ（Direct Modulated DFB Laser）に適用することができる。例えば、図２３は、ＤＭＬにおけるビア周辺の配線パターンＰ１，Ｐ２の例を示してある。図２３において、図２２Ａおよび図２２Ｂの説明で用いた符号等をそのまま用いる。
 （変形例６）
　上記実施形態および変形例の高周波伝送路は、レーザを含むアレイ構造にして構成することもできる。
　上記実施形態および変形例等は、任意に組み合わせて実施することができる。
　１，１Ａ　高周波伝送線路
　１１　第１導体線路
　１２　グランド線路
　１３ａ～１３ｄ　折り曲げ形状（テーパ形状）
　１４　終端抵抗
　１５　第２導体線路
　　

Claims (8)

  1. 　所定の特性インピーダンスを有する第１導体線路と、
    　前記第１導体線路と接続される終端抵抗と、
    　前記終端抵抗と接続される第２導体線路と、
    　前記第１導体線路、前記終端抵抗および前記第２導体線路に対して、所定の距離を隔てて対向配置されるとともに、前記第２導体線路と接続されるグランド線路と、
    　を備え、
    　前記第１導体線路および前記グランド線路は、それぞれ、前記終端抵抗側に向かって、線路幅が狭くなるように形成される
    　ことを特徴とする高周波伝送線路。
  2. 　前記終端抵抗および前記第２導体線路の部分の特性インピーダンスは、前記グランド線路との組み合わせによって、前記第１導体線路の前記特性インピーダンスよりも高くなるように設定されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波伝送線路。
  3. 　前記第１導体線路および前記グランド線路において、前記線路幅は、テーパ形状により狭く形成されることを特徴とすることを特徴とする請求項１に記載の高周波伝送線路。
  4. 　請求項１項に記載の高周波伝送線路を含むことを特徴とする光回路。
  5. 　前記光回路はＥＡ変調器集積ＤＦＢレーザであり、ＥＡ変調器は信号入力用電極と、グランド用電極とを有し、前記信号入力用電極が前記第１導体線路に接続されることを特徴とする請求項４に記載の光回路。
  6. 　前記グランド用電極は、前記グランド線路に接続されることを特徴とする請求項５に記載の光回路。
  7. 　前記信号入力用電極と第１導体線路との接続がフリップチップ接続であることを特徴とする請求項５に記載の光回路。
  8. 　変調器と接続するため、前記高周波伝送線路を貫通する接続領域部をさらに含み、
    　前記接続領域部において、前記高周波伝送線路上面における前記第１導体線路と前記グランド線路との間の距離は、前記接続領域部の特性インピーダンスが５０Ωよりも小さくなるように設定されることを特徴とする請求項１に記載の高周波伝送線路。
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