WO2016031091A1 - 回生サーキュレータ、高周波電源装置、及び高周波電力の回生方法 - Google Patents

回生サーキュレータ、高周波電源装置、及び高周波電力の回生方法 Download PDF

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Abstract

伝送経路上のインピーダンス不整合によって生じる負荷電圧の過剰な電圧上昇を抑制すること、および高周波電力を回生する。電圧上昇時に伝送経路に並列インピーダンスが接続される構成とすることによって定在波による電圧を回生し、負荷電圧の過剰電圧を低減すると共に、エネルギーの利用効率を向上させる。高周波電源の高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路上において負荷インピーダンスに対して並列インピーダンスを構成することによって、接続位置のインピーダンスを低減して伝送経路上において過剰電圧が発生することを抑制し、並列インピーダンスによって伝送経路上から高周波電力を回生する。

Description

回生サーキュレータ、高周波電源装置、及び高周波電力の回生方法
　本願発明は、例えば液晶パネル製造装置、半導体製造装置、レーザ発振器等の負荷がプラズマ負荷となる負荷装置に対して高周波電力を供給する電力供給に関し、特に、高周波電力を伝送する伝送経路上から電力を回生する回生サーキュレータ、回生サーキュレータを備えた高周波電源装置、及び高周波電力を回生する回生方法に関する。
　プラズマ負荷（プラズマソース）等の高周波負荷に高周波電力を供給する高周波電源（ＲＦジェネレータ）として、例えばＤ級ＲＦジェネレータが知られている。Ｄ級ＲＦジェネレータはＲＦ電力増幅素子のスイッチングによるスイッチモードで動作するため、その内部抵抗ＲｉｎはＲＦ電力増幅素子の飽和領域のＯＮ抵抗値Ｒｏｎによって定まる。ＯＮ抵抗値Ｒｏｎは、一般的には出力電力を伝送する特性インピーダンスＺ０より低抵抗である。
　Ｄ級ＲＦジェネレータは出力電力を特性インピーダンスＺ０の伝送経路を介して負荷装置に給電するため、ジェネレータの出力端から見たインピーダンスＺｇ０は定常時において特性インピーダンスＺ０と等しくなるように（Ｚｇ０＝Ｚ０）設計することで、供給電力が最大となるようにしている。
　高周波電源は、内部の高周波増幅回路で生成した高周波を、電力合成回路や整合回路等の出力回路を介して伝送経路に出力し、負荷に供給する。一般に、高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐは、高周波電源の定常時における出力端のインピーダンスＺｇ０を高周波電源内の出力回路によってインピーダンス変換して表される。
　図１５は、Ｄ級ＲＦジェネレータの概略回路を示す図である。図１５（ａ）において、Ｄ級ＲＦジェネレータ１０１は直流電源１１１の直流を高周波増幅回路１１２で高周波化し、得られた高周波を出力回路１１３に通した後にジェネレータの出力端から伝送経路１０４を介して負荷１０２に供給する。
　高周波増幅回路１１２は、例えばＲＦ電力増幅素子のブリッジ回路１１２ａと変圧器１１２ｂにより構成される。出力回路１１３は、例えば伝送経路１０４のインピーダンスＺ０とインピーダンス整合させるための整合回路１１３ａや、ノイズ分を除去するフィルタ回路１１３ｂで構成される。高周波増幅回路１１２から見たインピーダンスＺａｍｐは、Ｄ級ＲＦジェネレータ１０１の出力端のインピーダンスＺｇ０を出力回路１１３のインピーダンスでインピーダンス変換したものである。
　図１５（ｂ）は、インピーダンスＺａｍｐを簡略化して示した図であり、直流電源１１１と高周波増幅回路１１２のブリッジ回路１１２ａ及び変圧器１１２ｂを交流電圧源Ｖｉｎと内部抵抗Ｒｉｎの回路で置き換えた構成で示している。この回路の出力電力はＺａｍｐ＝Ｒｉｎ＝２ＲｏｎＮ２となる時に最大電力となるが、実際にはＲＦ電力増幅素子の仕様や直流電源部の仕様による制限や、Ｚａｍｐを遅れ負荷にする必要性から、最大電力となるＺａｍｐ＝Ｒｉｎに設定される訳ではない。
　高周波電源装置において、伝送経路上のインピーダンス不整合により発生する反射波によって生じる高周波源の損傷や、不安定動作を防止するために、Ｄ級ＲＦジェネレータに３ｄＢカプラを内蔵させ内部ダミーロードで反射波を低減させる構成が考えられる。
　また、伝送経路上にサーキュレータを配置して反射波が高周波源に戻ることを防ぐと共に、ダミーロードで反射波を熱に変換する構成が知られている（特許文献１の背景技術の項参照）。ここで、サーキュレータは複数のポートの内のあるポートに入力した高周波信号を次のポートにのみ出力する機能を備えた受動素子であり、反射波が高周波源に戻るのを防止することによって、高周波源の損傷や不安定動作を防止している。
　しかしながら、３ｄＢカプラを用いた構成では、３ｄＢカプラ本体及び内部ダミーロードを高周波電源内部に実装しなければならず、高周波電源の構成が大きくなるという問題がある。また、３ｄＢカプラによる構成では、３ｄＢカプラの個数の２の倍数の高周波増幅回路が必要となるという問題がある上、反射波が発生すると高周波増幅回路に流れる反射電流が最大で２００％余りのアンバランスを発生するという問題がある。
　したがって、ダミーロードを用いる構成では、反射波はポートに接続されたダミーロードで熱変換されるため、エネルギーの利用効率が低いという問題がある。この問題を解決する構成として、伝送経路から反射高調波を取り出し、取り出した反射高調波を直流に変換して、高周波電力を回生する電力回生の技術が提案されている（特許文献１）。
国際公開番号ＷＯ２０１１／０５２６５３
　図１５（ｂ）の回路構成において、整合回路、フィルタ回路、および伝送経路が無損失である場合には、負荷に供給される電力はＶｉｎ、Ｒｉｎ、Ｚａｍｐをパラメータとして表される。これら供給電力を定める３つのパラメータの内、Ｚａｍｐは高周波電源装置の出力端のインピーダンスＺｇ０を内部の高周波増幅回路から見たインピーダンスにインピーダンス変換した値であり、負荷インピーダンスの変動が反映される。
　負荷状態はインピーダンス不整合によって変動する。例えば、プラズマ負荷は、プラズマチャンバ内の圧力、ガス流量、アーキング等の諸条件によって変動する動的な負荷であることが知られている。インピーダンスＺａｍｐは負荷インピーダンスの変動に対応して変動する。一方、前記した３つのパラメータの内、高周波電力の印加中においてＲｉｎは電力増幅素子の特性で決まる固定定数であり、Ｖｉｎは直流電源の電圧ＶＤＤである。
　図１６はインピーダンスＺａｍｐの変動に対する出力電力の変化の一例を示している。ここでは、図１５（ｂ）の回路例においてＶｉｎ＝５２Ｖ、Ｒｉｎ＝２Ωとし、定常時のインピーダンスＺａｍｐを５０Ωとし、インピーダンスＺａｍｐを１Ω～１００Ωまで変化させた時に負荷へ供給される電力を示している。図１６によれば、例えば、定格運転(Ｚａｍｐ＝５０Ω、出力電力＝５０Ｗ）の状態から負荷変動によってインピーダンスに不整合が生じ、インピーダンスＺａｍｐが５０Ωから２Ωに変化した場合には、負荷への供給電力は５０Ｗから３４０Ｗとなり約７倍変化する。
　インピーダンスＺａｍｐの急変による供給電力の変動に対して、Ｖｉｎを定電圧制御することが可能であるため、インピーダンスＺａｍｐの変化速度がＶｉｎの定電圧制御の応答速度の範囲内であれば出力電力を設定電力に保持することができる。しかしながら、高周波電力の印加中においてインピーダンスＺａｍｐがＶｉｎの定電力制御の応答速度を越えて急激に変化した場合には、Ｖｉｎの定電圧制御によってはプラズマ負荷への供給電力の変動を抑制することは困難となる。
　プラズマ負荷への供給電力の急激な変動は、電極電圧Ｖｐｐ等の負荷電圧に急激な電圧増加を招く要因となる。過大な電極電圧Ｖｐｐは、瞬時的であっても絶縁破壊によるアーキングの発生要因となり、プロセス中の半導体や液晶パネルの不良原因となる。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、伝送経路上のインピーダンス不整合によって生じる負荷電圧の過剰な電圧上昇を抑制すること、および高周波電力を回生することを目的とする。
　本願発明は、伝送経路上のインピーダンス不整合によって生じる電圧上昇はインピーダンス不整合で生じた反射波による定在波によって過剰となることに注目し、電圧上昇時に伝送経路に並列インピーダンスが接続される構成とすることによって定在波による電圧を回生し、負荷電圧の過剰電圧を低減すると共に、エネルギーの利用効率を向上させる。
（電気長および定在波による電圧変化）
　以下、伝送経路の電気長および定在波による電圧変化について説明する。
　負荷側の電圧は、高周波電源と負荷とを結ぶ伝送経路の電気長によって変動することが知られている。
　図１７は、図１５に示した負荷をプラズマインピーダンスおよび整合回路に置き換えた回路例を示している。図１７の回路例では、プラズマインピーダンス中の有効分ＲＬが１００Ωの時に負荷インピーダンスＺＬが５０Ωとなるように整合回路によって整合している。なお、ここでの説明は動作周波数１３．５６ＭＨｚで動作させる例を示している。
　高周波電源の動作の一例として、プラズマの負荷インピーダンスＺＬの有効分ＲＬについて、定常時の抵抗分として１００Ωを想定し、プラズマが消灯した際の開放時の抵抗分として１００kΩを想定すると、伝送経路の電気長ｌを０°から１８０°まで変化させたときの負荷電圧である電極電圧Ｖｐｐ、およびインピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|はそれぞれ図１８（ａ）及び図１８（ｂ）で表される。また、負荷インピーダンスＺＬと高周波増幅回路のインピーダンスＺａｍｐとを図１８（ｃ）のスミスチャートで示している。
　図１８（ａ），（ｂ）に示す様に、負荷電圧ＶＬと比例関係にある電極電圧Ｖｐｐは、インピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|が極小値にあるとき極大値となる関係にあるため、インピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|と電気長ｌとの関係から負荷電圧ＶＬの電圧増加を知ることができる。
　一般的に、負荷インピーダンスＺＬは、高周波電源の出力端のインピーダンスＺｇ０と電流Ｉｇ０、および伝送経路の特性インピーダンスＺ０と伝送経路の長さとから定まる。ここで、高周波電源の出力端のインピーダンスＺｇ０と、高周波電源内の高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐとがインピーダンス整合されている場合には、高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐは出力端のインピーダンスＺｇ０と一致する。
　したがって、高周波電源の内部の電気長が既知である場合には、インピーダンスＺａｍｐの代わりに負荷インピーダンスＺＬを用いることによって、負荷電圧ＶＬが最大となる伝送経路の電気長ｌを求めることができ、電極電圧Ｖｐｐの大きさは負荷電圧ＶＬに比例するため、電極電圧Ｖｐｐが最大となる伝送経路の電気長ｌを求めることができる。
　図１８（ｃ）のスミスチャートにおいて、ｍ１（Γ＝０．９９８∠３２．３５２°）はプラズマが消灯したときの負荷インピーダンスＺＬに対応する電圧反射係数Γを示し、ｍ２はインピーダンスＺａｍｐがショート状態にあるときの電圧反射係数Γを示しその位相角は１８０°である。また、ｍ３はインピーダンスが∞の電圧反射係数Γを示している。図示する例では、負荷インピーダンスＺＬと高周波増幅回路のインピーダンスＺａｍｐとの間の伝送経路の電気長ｌは１０６°（＝１８０°＋３２°／２）であることを示している。
　図１８（ａ）は、ｍ１を基準としたときに伝送経路の電気長ｌの位置の電極電圧Ｖｐｐを示している。定常時の電極電圧Ｖｐｐは伝送経路の電気長ｌに係わらず２００Ｖの一定値を示すのに対して、プラズマ消灯時の電極電圧Ｖｐｐは伝送経路の電気長ｌによって大きく変化し、電気長ｌが１０６°の位置（ｍ２で示す位置）にあるときには定常時の電圧と比較して最大で約２５倍に当たる約５×１０４Ｖとなることを示している。
　通常、真空チャンバの耐圧は定常時電圧に対して２５倍もの高電圧に耐え得る設計とはなっていないため、このような過剰な電極電圧Ｖｐｐの発生はアーキングが発生する要因となる。
　図１８（ｂ）は、ｍ１を基準としたときに伝送経路の電気長ｌにある位置のインピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|を示している。インピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|は伝送経路の電気長ｌによって変化し、電気長ｌが１０６°の位置（ｍ２で示した位置）にあるときインピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|は極小となることを示している。したがって、ｍ２は、高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐの絶対値|Ｚａｍｐ|が極小となる位置に相当している。
　図１８（ａ），（ｂ）において、伝送経路の電気長が０°の位置は負荷インピーダンスＺＬがオープン状態であって電圧反射係数Γがｍ１の位置を示し、伝送経路の電気長が１０６°の位置はインピーダンスＺａｍｐがショート状態であって電圧反射係数Γがｍ２の位置を示している。
　ここで、上記した伝送経路の電気長と電圧との関係から、伝送経路の長さをその電気長ｌがインピーダンスＺａｍｐをショート状態としない長さに設定することによって、電極電圧Ｖｐｐが過剰電圧となることを避けることが想定される。しかしながら、伝送経路の電気長ｌは伝送経路の長さや分布定数の変動等によって変化するため、実際に設置するケーブルの長さを設定した電気長ｌに合わせることは難しく、また、分布定数の変動によって電気長も変化するため、電極電圧Ｖｐｐが過剰電圧となることを安定して回避することは困難である。
　インピーダンス不整合による反射波によって定在波が発生することが知られており、定在波の振幅が極大値をとることによってインピーダンス不整合で上昇した電圧はより過剰電圧となる。
　図１９は整合時および不整合時の定在波の状態を説明するための模式図であり、図１９（ａ）は整合時の状態を示し、図１９（ｂ）は負荷が短絡し、負荷インピーダンスＺＬの反射係数が－１のときの不整合状態を示し、図１９（ｃ）は負荷が開放し、負荷インピーダンスＺＬの反射係数が１のときの不整合状態を示している。なお、図１９（ａ），（ｂ），（ｃ）中の電圧、電流は、伝送経路の端部が短絡したときの電圧を実線で表示し、電流を破線で表示している。
　整合時には定在波は発生せず、不整合時には定在波が発生する。短絡状態の負荷で発生する定在波と開放状態の負荷で発生する定在波とは、定在波の腹と節は逆の位置関係である。
　伝送経路の特性インピーダンスＺ０が５０Ωのとき、負荷を５０Ωで終端した場合には、伝送経路への電圧、電流は電気長に係わらず一定となるため定在波は発生しない。一方、短絡負荷の場合には、伝送経路の負荷側の端では電圧が零、電流が極大となり、定在波の節となる。また、開放負荷の場合には、伝送経路の負荷側の端では電流が零、電圧が極大となり、定在波の腹となる。
　上記したように、負荷インピーダンスＺＬにおける負荷電圧ＶＬは、伝送経路のインピーダンス不整合によって電圧上昇し、伝送経路上の位置が定在波の腹に相当する場合には電圧上昇はより過剰となる。
（本願発明の構成）
　本願発明は、高周波電源の高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路上において負荷インピーダンスに対して並列インピーダンスを構成することによって、接続位置のインピーダンスを低減して伝送経路上において過剰電圧が発生することを抑制すると共に、並列インピーダンスによって伝送経路上から高周波電力を回生し、エネルギー効率を向上させる。
　サーキュレータが通常に備える機能として、進行波と反射波とを分離し、進行波および反射波の導通方向に方向性を持たせる機能が知られている。これに対して、本願発明のサーキュレータが備える機能は、通常のサーキュレータの進行波と反射波とに係わる機能ではなく、伝送経路から電流を分岐し、分岐した電流を方向性を有して導通させる機能を意味するものであり、本願発明では方向性を有した電流導通の機能という観点においてサーキュレータの用語を用いている。
　本願発明は、回生サーキュレータ、高周波電源装置、および高周波電力の回生方法の各態様を含み、何れも回生サーキュレータについて共通した技術事項を備えるものであり、本願発明の各態様は回生サーキュレータについて、伝送経路上の所定位置においてインピーダンス状態を変更することによって、定在波の電圧状態を変化させて電圧定在波比の上昇を抑制すると共に、伝送経路から電力を回生する技術事項を共通して備える。
　（回生サーキュレータの態様）
　本願発明の回生サーキュレータは回生機能を備えたサーキュレータであり、伝送経路上の所定位置においてインピーダンス状態を変更する構成によって、定在波の電圧状態を変化させて電圧定在波比の上昇を抑制すると共に、伝送経路から電力を回生する。
　本願発明の回生サーキュレータは、高周波電源の高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路上から高周波電力を回生する回生サーキュレータであり、回生サーキュレータの入力端は伝送経路上に接続され、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、伝送経路に対して並列インピーダンスを構成する。並列インピーダンスは伝送経路上の接続位置から高周波電力を片方向で取り込み、回生する。
　回生サーキュレータは、伝送経路から回生した電力を高周波電源に戻す他、電源装置を含む他の装置に供給したり、蓄電装置に蓄電することができる。
　回生サーキュレータの並列インピーダンスの機能：
　回生サーキュレータの並列インピーダンスについて説明する。伝送経路上において、インピーダンスが整合した状態では、回生サーキュレータの入力端の電圧は定常電圧状態にあるため設定電圧と比較して低電圧である。この電圧状態においては、伝送経路から回生サーキュレータ側に向かって電流は導通せず、回生サーキュレータは伝送経路に対する並列インピーダンスを構成しない。
　他方、伝送経路上において、定在波の発生によって回生サーキュレータの入力端の電圧が上昇し、設定電圧と比較して高電圧になる場合がある。この電圧上昇状態においては、伝送経路から回生サーキュレータ側に向かって電流が導通し、回生サーキュレータは伝送経路に対して並列インピーダンスを構成する。なお、定在波の発生要因としてインピーダンスの不整合があるが、インピーダンスが不整合の状態であっても負荷インピーダンスや伝送線路の電気長によって回生サーキュレータの入力端の電圧が上昇しない場合がある。
　伝送経路に接続された並列インピーダンスは、伝送経路上において定在波が発生するインピーダンス状態を変更して電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を低下させ、電圧上昇を抑制する。
　また、並列インピーダンスは伝送経路から電流を取り込むことで電力を回生することができる。
　回生サーキュレータの接続位置の態様：
　伝送経路上において回生サーキュレータは、入力端が接続される位置の構成において複数の態様を採ることができる。
　第１の態様：
　回生サーキュレータの入力端が接続される位置の第１の態様は、伝送経路上においてインピーダンス不整合により発生する定在波の腹部分に相当する位置である。伝送経路上において、インピーダンスの不整合によって定在波が発生すると腹部分では高電圧となり節部分では低電圧となる。
　伝送経路上において高電圧が発生する腹部分に回生サーキュレータの入力端を接続することによって、回生サーキュレータは伝送経路上の高電圧部分から電流を取り込み、取り込んだ電圧が設定電圧を越える場合には伝送経路に対して並列インピーダンスを構成することができる。
　第２の態様：
　回生サーキュレータの入力端が接続される位置の第２の態様は、高周波増幅回路の出力から、伝送経路上において高周波電源が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置である。
　伝送経路上において高電圧が発生する電気長の位置に回生サーキュレータの入力端を接続することによって、回生サーキュレータは伝送経路上の高電圧部分から電流を取り込み、取り込んだ電圧が設定電圧を越える場合には伝送経路に対して並列インピーダンスを構成することができる。
　本願発明の回生サーキュレータは、伝送経路から高周波電力を片方向に取り込む方向性結合器を備える。方向性結合器は、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて伝送経路から高周波電力を取り込み、回生動作中において、回生サーキュレータの入力端の電圧の上限を設定電圧に制限する。
　本願発明の方向性結合器の第１の形態は変成器を備える。変成器の巻き数比は、設定電圧と回生サーキュレータの出力端の電圧の電圧比に基づく値である。したがって、設定電圧は、変成器の巻き数比と回生サーキュレータの出力端の電圧とによって定まる。
　変成器の巻き数比が１：１（＝一次側巻き数：二次側巻き数）の場合には、設定電圧は、回生サーキュレータの出力端の電圧によって定まる。
　方向性結合器の第２の形態は、第１の形態が備える変成器に加えて交流を直流に変換する整流器を備える構成とする。整流器は変成器の交流出力を直流に変換し、変換した直流を回生する。第１の形態及び第２の形態において、変成器の２次側にコンデンサを設ける構成、整流器の後段に直流リアクトルを備える構成、あるいは変成器の２次側にコンデンサを設けると共に整流器の後段に直流リアクトルを備える構成とすることができる。変成器の２次側にコンデンサを設けることや整流器の後段に直流リアクトルを設けることによってノイズ分を除去することができる。コンデンサは、整流器を構成するダイオードブリッジに設ける構成とすることができる。
（高周波電源装置の態様）
　本願発明の高周波電源装置は、高周波負荷に高周波電力を供給する高周波電源と、高周波電源が備える高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路から高周波電力を片方向に取り込んで回生する回生サーキュレータを備える。高周波電源装置が備える回生サーキュレータは、本願発明の回生サーキュレータであって、回生サーキュレータの入力端は伝送経路上に接続され、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、並列インピーダンスは接続位置から高周波電力を取り込み回生する。
　本願発明の高周波電源装置が備える回生サーキュレータは、前記の回生サーキュレータの態様で示した回生サーキュレータの態様と同様とすることができる。
　（高周波電力の回生方法の態様）
　本願発明の高周波電力の回生方法は、高周波電源の高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路上から高周波電力を回生サーキュレータによって回生する方法であり、回生サーキュレータの入力端は伝送経路上に接続され、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、並列インピーダンスは接続位置から高周波電力を取り込み回生する。
　本願発明の高周波電力の回生方法において、回生サーキュレータは前記の回生サーキュレータの態様で示した回生サーキュレータの態様と同様とすることができる。
　（第１の態様）
　本願発明の高周波電力の回生方法の第１の態様は、回生サーキュレータの入力端を伝送経路上においてインピーダンス不整合により発生する定在波の腹部分に相当する位置に接続し、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、並列インピーダンスによって接続位置から高周波電力を取り込み回生する。
　（第２の態様）
　本願発明の高周波電力の回生方法の第２の態様は、回生サーキュレータの入力端を伝送経路上において、高周波増幅回路の出力端から、伝送経路上において高周波電源が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置に接続し、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、並列インピーダンスによって接続位置から高周波電力を片方向で取り込み回生する。
　第１の態様、第２の態様において、並列インピーダンスによって、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて伝送経路から高周波電力を取り込み、回生動作中において、回生サーキュレータの入力端の電圧の上限を設定電圧に制限する。また、高周波電力の交流出力を直流に変換した後に回生する。
　以上説明したように、本発明によれば、伝送経路上のインピーダンス不整合によって生じる負荷電圧の過剰な電圧上昇を抑制することができる。また、高周波電力を回生することができる。
本願発明の回生サーキュレータおよび高周波電源装置の構成を説明するための概略図である。 回生サーキュレータの入力端の接続位置を説明するための概略図である。 回生サーキュレータの入力端の接続位置の第２の態様を説明するための概略図である。 並列インピーダンスによる回生動作を説明するための図である。 回生サーキュレータの入力端の接続例を説明するための図である。 電極電圧Ｖｐｐの電気長に対する変化を説明するための図である。 回生サーキュレータの回路例を説明するための図である。 回生サーキュレータの回路例を説明するための図である。 高周波電源装置および回生サーキュレータの回路例を説明するための図である。 時間軸ドメインの高周波電源の各部の電圧および電流の波形を説明するための図である。 時間軸ドメインの高周波電源の各部の電圧および電流の波形を説明するための図である。 出力端インピーダンスＺａｍｐのインピーダンス軌跡を示すスミスチャートである。 高周波電源装置の回路例である。 回生動作開始電圧ＶＰ－ｒｅｇｅｎと電圧ＶＰ－Ｚ０との関係を示す図である。 Ｄ級ＲＦジェネレータの回路例を説明するための図である。 インピーダンスＺａｍｐの変動に対する出力電力の変化例を示す図である。 Ｄ級ＲＦジェネレータの回路例を説明するための図である。 電気長に対する電極電圧、インピーダンス、反射係数比を説明するための図である。 整合時および不整合時の定在波の状態を説明するための模式図である。
　本願発明の回生サーキュレータおよび回生サーキュレータを備える高周波電源装置について図１～図４を用いて説明する。
　（本願発明の構成）
　図１は本願発明の回生サーキュレータおよび高周波電源装置の構成を説明するための概略図である。
　高周波電源装置１は、高周波電源１０と回生サーキュレータ２０とを備え、回生サーキュレータ２０は高周波電源１０の伝送経路３に接続され、伝送経路３に対して並列インピーダンスを構成すると共に、伝送経路３から電力を取り込んで回生する。回生サーキュレータ２０による回生は、取り込んだ電力を高周波電源１０に戻す他、図示しない装置に電力供給したり、図示しない蓄電装置に蓄電することで行うことができる。
　高周波電源１０は、例えば直流電源１１と高周波増幅回路１２で構成することができる。高周波増幅回路１２は直流電源１１からの直流を高周波に直流／高周波変換すると共に昇圧して高周波出力を出力する。高周波出力は、伝送経路３を介して高周波負荷２に供給される。
　伝送経路３は、高周波増幅回路１２の出力端から高周波負荷２の入力端に電力を供給する伝送線路であり、例えば、高周波電源１０と高周波負荷２の間に配設される電力ケーブルや、高周波電源１０内の配線および回路構成によって形成される。
　伝送経路３において、伝送経路の特性インピーダンスと高周波負荷２のインピーダンスとが整合されている場合には、高周波増幅回路１２から出力された進行波は反射されることなく高周波負荷２に供給される。これに対して、高周波負荷２のインピーダンスが変動し、伝送経路の特性インピーダンスと高周波負荷２のインピーダンスとの間に不整合が生じると、高周波増幅回路１２から出力された進行波の一部あるいは全部が反射され、進行波と反射波によって定在波が形成される。
　回生サーキュレータ２０は、伝送経路３から分岐した電流を、回生サーキュレータ２０の方向にのみ片方向に導通させる機能を有する。回生サーキュレータ中のサーキュレータは方向性を有した電流導通の機能を表すものである。
　回生サーキュレータ２０は上記したサーキュレータ機能の他に回生機能を備える。回生サーキュレータ２０の回生機能は、高周波電源１０の高周波増幅回路１２と高周波負荷２との間の伝送経路３上の所定位置においてインピーダンス状態を変更することによって定在波の電圧状態を変化させ、電圧定在波比の上昇を抑制すると共に、伝送経路から高周波電力を回生する。回生サーキュレータ２０の入力端は伝送経路３上に接続され、回生サーキュレータ２０の入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、伝送経路３に対して並列インピーダンスを構成する。並列インピーダンスは伝送経路３上の接続位置から高周波電力を片方向で取り込み、回生する
　伝送経路３上においてインピーダンスが整合した状態にあるときには、回生サーキュレータ２０の入力端の電圧は定常電圧状態にあるため設定電圧と比較して低電圧である。この定常電圧状態においては、伝送経路３から回生サーキュレータ２０側に向かって電流は導通せず、回生サーキュレータ２０は伝送経路３に対して並列インピーダンスを構成しない。
　伝送経路３上で定在波が発生すると、回生サーキュレータの入力端の電圧は上昇し、設定電圧と比較して高電圧になる場合がある。定在波はインピーダンスが不整合であるときに発生するが、インピーダンスが不整合であれば必ず回生サーキュレータの入力端電圧が上昇する訳ではなく、負荷インピーダンスや伝送線路の電気長によってはインピーダンスが不整合の状態であっても回生サーキュレータの入力端電圧が上昇しない場合がある。
　回生サーキュレータの入力端電圧が設定電圧と比較して高電圧である電圧状態では、伝送経路３から回生サーキュレータ２０側に向かって電流が導通し、回生サーキュレータ２０は伝送経路３に対して並列インピーダンスを構成する。伝送経路３に接続された並列インピーダンスは、伝送経路３のインピーダンス状態を変更して電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を低下させ、電圧上昇を抑制し、伝送経路３から電流を取り込むことで直流電源１１へ電力を回生する。なお、回生電力は直流電源１１に限らず他の直流電源や蓄電装置に回生してもよい。
　以下、回生サーキュレータ２０を伝送経路３に接続する態様について、第１の態様、第２の態様について説明する。なお、第２の態様は第１の態様の構成例に相当している。
　第１の態様：
　図１は伝達経路に対する回生サーキュレータの接続の第１の態様に対応している。第１の態様は、回生サーキュレータ２０の入力端を、伝送経路３上においてインピーダンス不整合により発生する定在波の腹部分に相当する位置に接続する態様である。伝送経路３上においてインピーダンス不整合によって定在波が発生すると、腹部分では高電圧となり節部分では低電圧となる。図１は伝送経路３の定在波の腹部分に回生サーキュレータ２０の入力端を接続する構成例を示している。
　伝送経路３上において高電圧が発生する腹部分に回生サーキュレータ２０の入力端を接続することによって、回生サーキュレータ２０は伝送経路３上の腹部分から電流を取り込み、取り込んだ電圧が設定電圧を越える場合には伝送経路３に対して並列インピーダンスを構成する。
　第２の態様：
　図２は伝送経路に対する回生サーキュレータの接続について第２の態様を説明するための概略図であり、図２は回生サーキュレータの入力端を高周波増幅回路の出力端から所定の電気長の位置に接続する態様を示している。図２において、回生サーキュレータ２０の入力端の接続位置はＰで示し、このＰにおけるインピーダンスをＺＰで表している
　図２において、高周波電源１０は高周波負荷２との間を特性インピーダンスＺ０の伝送線路４で接続し、高周波増幅回路１２にはインピーダンスＺ０でインピーダンス整合された出力回路１３が接続されている。出力回路１３はインピーダンスＺ０でインピーダンス整合されているため、高周波増幅回路１２から負荷側を見たインピーダンスＺａｍｐは高周波電源１０の出力端のインピーダンスＺｇ０と一致している。
　高周波負荷がショート（短絡）状態あるいはオープン（開放）状態となると、伝送経路にインピーダンス不整合が生じて反射波が発生し定在波が形成される。第２の態様は高周波負荷がショート（短絡）状態の場合である。
　第２の態様は、伝送経路の端部がショート状態にある際に発生する定在波を低減する態様であり、回生サーキュレータ２０の入力端を、高周波増幅回路１２の出力端（インピーダンスＺａｍｐの位置）から、伝送経路３上において高周波電源１０が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置に接続する。
　図３は、回生サーキュレータ２０の入力端を伝送経路３上において高周波増幅回路１２の出力端から高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置に接続する場合を示している。ここで整数ｎとしたとき、接続位置は（２ｎ－１）λ／４で表される。
　図３（ａ）は高周波負荷のインピーダンスＺＬがショート（短絡）状態にある場合に、回生サーキュレータによって並列インピーダンスが構成された状態を示し、図３（ｂ）は、高周波負荷のインピーダンスＺＬがショート（短絡）状態の場合に発生する定在波を示し、図３（ｃ）は並列インピーダンスによる回生動作における定在波を示している。
　伝送経路の端部がショート状態となることでインピーダンスが不整合となり定在波が発生すると、端部である高周波増幅回路の出力端から、伝送経路上において高周波電源が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置は定在波の腹部分となり高電圧となる。図３（ｂ），（ｃ）中の電圧、電流は、伝送経路の端部が短絡したときの電圧を実線で表示し、電流を破線で表示している。図３（ｂ）は回生前の状態を表し、図３（ｃ）は回生後の状態を表している。
　伝送経路上において高電圧が発生する電気長の位置に回生サーキュレータの入力端を接続することによって、回生サーキュレータは伝送経路上の高電圧部分から電流を取り込み、取り込んだ電圧が設定電圧を越える場合には伝送経路に対して並列インピーダンスを構成することができる。図３では、高周波負荷側の電圧ＶＬのｋ倍を設定電圧とした例を示している。なお、ショート状態の端部の定在波電圧は零となるが、ここでは負荷側において定在波の腹部分に当たる位置の電圧を高周波負荷側の電圧ＶＬとしている。
　接続された回生サーキュレータは並列インピーダンスＺＲを構成し、これによって定在波の波高値は低減され、高周波負荷側の電圧ＶＬは低減される。
　図４は並列インピーダンスによる回生動作を説明するための図である。ここでは、回生動作を行う設定電圧として負荷電圧ＶＬのｋ倍を用いた例を示している。図４（ａ）において、回生サーキュレータの接続位置Ｐの電圧ＶＰは、整合状態にあるときには整合インピーダンスに基づいて定まる定常電圧にあり、不整合状態となった場合には高周波増幅回路の出力端のインピーダンスＺａｍｐはＺ０から低下し、電圧上昇する。電圧ＶＰが設定電圧のｋ・ＶＬを越えると、回生サーキュレータの回生動作が開始してサーキュレータに伝送経路から電流が流れる（図４（ｂ））。
　回生サーキュレータは、回生動作によって並列インピーダンスＺＲとして作用し（図４（ｃ））、低下した高周波増幅回路の出力端のインピーダンスＺａｍｐは高周波電源出力端のインピーダンスＺｇｏに並列インピーダンスＺＲが接続されたことにより、インピーダンスが増加し（図４（ｄ））、電圧ＶＰの電圧上昇を抑制する。なお、回生動作時のインピーダンスＺａｍｐは定常時の値を越えない。
　（構成例）
　以下、本願発明の回生サーキュレータおよび高周波電源装置について、図５～図８を用いて前記した第２の態様の構成例を説明する。
　図５は、高周波増幅回路１２の出力端から（２ｎ－１）λ／４の電気長の位置に回生サーキュレータ２０の入力端を接続した構成例を示している。高周波電源装置１において、高周波増幅回路１２は、半導体スイッチング素子のブリッジ回路１２ａと変成器１２ｂから構成することができる。また、出力回路１３は、伝送線路４の特性インピーダンスＺ０とインピーダンス整合する整合回路１３ａとノイズ分を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ回路）１３ｂとの直列接続回路で構成される。整合回路１３ａは、例えばＬＣ回路で構成することができる。ＬＣ回路とＬＰＦ（ローパスフィルタ回路）１３ｂは電気長が（２ｎ－１）λ／４となるように設計する。
　回生サーキュレータ２０は、入力端の交流電圧があるレベルを超えると回生サーキュレータの回路に電流が流れ始めるので、見かけ上負荷(インピーダンス)が回路に並列接続されることになり、回生サーキュレータの接続位置が高インピーダンスになるのを防ぐ作用を奏する。このことは、同時に回生回路から電気長（２ｎ－１）λ／４の点のインピーダンスＺａｍｐが低インピーダンスになるのを防ぐ事と同義である。
　回生サーキュレータ２０は、回生サーキュレータ電力の回生を開始する回路であり、図１，２に示すように伝送経路から高周波電力を片方向に取り込む方向性結合器２１及び整流回路２２を備える。方向性結合器２１は、回生サーキュレータ２０の入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて伝送経路から高周波電力を取り込み、回生動作中において、回生サーキュレータの入力端の電圧の上限を設定電圧に制限する。整流回路２２は、交流を直流に変換し、直流電源１１等に回生する。
　図６は、図５の変成器１２ｂの巻数比を１：２とした高周波増幅回路を出力回路１３の回路に接続し、負荷インピーダンスＺＬの有効分を１００ｋΩ（≒Open）としてプラズマが消えた場合を想定し、伝送経路の電気長ｌを０°～１８０°変化させた時の電極電圧Ｖｐｐについて、回生サーキュレータを備える場合と備えない場合の各場合について示している。図６の電極電圧Ｖｐｐは、電気長が約８５°～１２５°の範囲で回生動作し、電極電圧Ｖｐｐが抑制されることを示している。
　図７，８は回生サーキュレータの回路例を示している。図７に示す回路例において、回生サーキュレータ２０は、入力側に変成器２０ａを備え、出力側にダイオードブリッジ回路からなる整流器２０ｂを備えて構成される。変成器２０ａは方向性結合器２１に対応し、整流器２０ｂは整流回路２２に対応している。出力側は、例えば直流電源１１の直流電圧源に接続することによって、直流電力を直流電圧源に回生することができる。なお、直流電力は高周波電源の直流電圧源に限らず、他の直流電圧源に回生してもよい。
　図８は回生サーキュレータの変形回路例である。図８（ａ）に示す回路例は、変成器２０ａを構成するトランスの二次側にコンデンサ２０ｃを接続することによって、トランスに流れる漏れ電流（リーケージ）による転流重なり角によるトランス二次側の電圧波形歪みを補償する。
　図８（ｂ），（ｃ）に示す回路例では、ダイオードブリッジの出力側にインダクタンス２０ｄ，２０ｅを接続することによって、回生先の直流電源（ＶＤＤ）への交流成分を低減する。図８（ａ）のコンンデンサおよび図８（ｂ），（ｃ）のインダクタンスとを組み合わせた構成としてもよい。
　（動作例）
　以下、本願発明の回生サーキュレータの動作例について図９～図１３を用いて説明する。
　図９は高周波電源装置および回生サーキュレータの回路例である。図９の回路例において、プラズマが着火している定常状態のパラメータ、およびプラズマが消灯している異常状態において回生サーキュレータを備えていない場合と備えている場合のパラメータは下記のとおりである。なおプラズマ着火時において、負荷インピーダンスＺＬは５０Ωであり、有効分ＲＬは１００Ωである。
 [定常状態]
　直流電源電圧ＶＤＤ：２９０Ｖ
　進行波　　　　　　：４０００Ｗ（高周波電源の出力端での測定値）
　反射波　　　　　　：０Ｗ（高周波電源の出力端での測定値）
　高周波増幅回路の出力端インピーダンスＺａｍｐ：４０＋ｊ２０Ω
　負荷インピーダンスの有効分ＲＬの電圧Ｖｐｐ：１７９４Ｖ
　負荷インピーダンスの有効分ＲＬ　　　　　　　　　：１００Ω
　高周波電源装置の出力端インピーダンスＺｇ０　：５０Ω
 [異常状態：回生サーキュレータを備えていない場合]
　図９の回路例において回生サーキュレータを備えていない場合に、プラズマが消灯している異常状態の各パラメータは下記のとおりである。なお、プラズマ消灯時において、負荷インピーダンスの有効分ＲＬは１００ｋΩとしている。
　直流電源電圧ＶＤＤ　：２９０Ｖ
　進行波　　　　　　：４９０００Ｗ（高周波電源の出力端での測定値）
　反射波　　　　　　：４９０００Ｗ（高周波電源の出力端での測定値）
　高周波増幅回路の出力端インピーダンスＺａｍｐ：０．０５－ｊ０．０１Ω
　負荷インピーダンスの有効分ＲＬの電圧Ｖｐｐ　：１２５３０Ｖ
　負荷インピーダンスの有効分ＲＬ　　　　　　　　　　：１００ｋΩ
　高周波電源装置の出力端インピーダンスＺｇ０　：オープン（４０ｋΩ）
　図１０は、時間軸ドメインの高周波電源の出力端電圧Ｖｇ０、電極電圧Ｖｐｐ、および直流電源の出力電流Ｉｄｃ、高周波増幅回路への入力電圧Ｉｉｎｖの各波形を示している。なお、図１０ではt＝１２usでプラズマが消灯した時のデータを示している。
　回生サーキュレータを備えていない場合には、４ｋＷ定格の電源に対して４９ｋＷもの出力電力を出力することになり、電力増幅素子が過電圧もしくは過損失にて破損する可能性がある他、定常時の電極電圧Ｖｐｐが１７９４Ｖであるのに対して、異常時には１２５３０Ｖの高電圧が真空装置の電極に印加されることになるため、電極破損もしくは絶縁破壊によるアーキングの発生要因となる可能性があるという問題点がある。
 [異常状態：回生サーキュレータを備えている場合]
　図９の回路例において回生サーキュレータを備えている場合に、プラズマが消灯している異常状態の各パラメータは下記のとおりである。なお、プラズマ消灯時において、負荷インピーダンスの有効分ＲＬは１００ｋΩとしている。
　直流電源電圧ＶＤＤ　：２９０Ｖ
　進行波　　　　　　：４０００Ｗ（高周波電源の出力端での測定値）
　反射波　　　　　　：４０００Ｗ（高周波電源の出力端での測定値）
　高周波増幅回路の出力端インピーダンスＺａｍｐ：１８．９＋ｊ６．０Ω
　負荷インピーダンスの有効分ＲＬの電圧Ｖｐｐ　：３５６０Ｖ
　負荷インピーダンスの有効分ＲＬ　　　　　　　　　　：１００ｋΩ
　高周波電源装置の出力端インピーダンスＺｇ０　：オープン（４０ｋΩ）
　図１１は、時間軸ドメインの高周波電源の出力端電圧Ｖｇ０、電極電圧Ｖｐｐ、および直流電源の出力電流Ｉｄｃ、高周波増幅回路への入力電圧Ｉｉｎｖの各波形を示している。なお、図１１ではt＝１２usでプラズマが消灯した時のデータを示している。
　図１２は、伝送線路の電気長に対する高周波増幅回路の出力端インピーダンスＺａｍｐのインピーダンス軌跡をスミスチャート上で示している。図１２（ａ）は回生サーキュレータを備えていない場合において、プラズマが消灯したときの出力端インピーダンスＺａｍｐの変化を示し、図１２（ｂ）は回生サーキュレータを備えている場合において、プラズマが消灯したときの出力端インピーダンスＺａｍｐの変化を示している。
　図１２（ａ）において、Ａ，Ｂ，Ｃは電気長がそれぞれ０，λ／４，λ／２のインピーダンスに相当し、０からλ／２への電気長の変化に伴ってＡ，Ｂ，Ｃの順でインピーダンスが変化する。
　定在波の腹部分と節部分との間には電気長でλ／４の関係があるため、負荷端電圧が最も大きくなるのは負荷端が定在波の腹部分に相当する位置にあるときであり、このとき定在波の節部分に相当する高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐはショート状態に相当する低インピーダンスである。なお、負荷端電圧は電極電圧に比例するため、電極電圧が最も大きくなるときインピーダンスＺａｍｐは低インピーダンスとなる。
　図１２（ａ）において、負荷端電圧（電極電圧）が最も大きくなるとき、負荷端のインピーダンスは電気長Ａの位置にあり、このとき、高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐはＡからλ／４だけ移動した電気長Ｂの位置となる。電気長Ｂのインピーダンスは０でありショート状態に相当する。
　したがって、高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐを観察したとき、インピーダンスＺａｍｐが０の電気長Ｂの位置にあるときには、負荷端のインピーダンスはインピーダンスが∞に相当する電気長Ａの位置にあり、負荷端電圧（電極電圧）は増大する。
　図１２（ｂ）において、Ａ，Ｃは電気長がそれぞれ０，λ／２のインピーダンスに相当し、Ｄは電気長が０とλ／４との間のインピーダンスに相当し、Ｅは電気長がλ／４とλ／２の間のインピーダンスに相当し、０からλ／２への電気長の変化に伴ってＡ，Ｄ，Ｅ，Ｃの順でインピーダンスが変化する。
　回生サーキュレータを備えた構成では、０とλ／４との間においてインピーダンスＺａｍｐがショート状態に近づくと、電気長Ｄにおいて伝送経路に並列インピーダンスが接続された状態となって、負荷インピーダンスが備える以外の有効分が発生し、電気長Ｂの低インピーダンス点を避けたインピーダンス軌跡に沿ってインピーダンスが変化する。
　λ／４とλ／２の間においてインピーダンスＺａｍｐがショート状態からオープン状態に戻る際に、電気長Ｅにおいて伝送経路から並列インピーダンスの接続が外れた状態となって発生していた有効分が消え、電気長Ｃの高インピーダンス点に向かってインピーダンスが変化する。
　したがって、回生サーキュレータを備えることによって、高周波増幅回路の出力端インピーダンスＺａｍｐをショート状態の低インピーダンスから避けた状態とすることができる。
　回生サーキュレータによる並列インピーダンスによってインピーダンスＺａｍｐの低インピーダンス化を避けることができるため、負荷電圧ＶＬおよび電極電圧Ｖｐｐが定常時の何十倍もの値に跳ね上がることを抑制することができる。
　並列インピーダンスによって発生する有効分は、回生サーキュレータを通して直流電源電圧ＶＤＤに電力を戻すことによって発生するものであり、内部ダミーロード等の損失成分を追加することで生じるものではないため、回生したエネルギーが損失することを避けることができ回生効率を向上させることができる。
　また、全反射時の出力電力は４０００Ｗに制限され、その結果、電極電圧Ｖｐｐの上限も制限される。
出力電力および電圧の上限を制限することによって、電力増幅素子の破損、真空装置の電極破損、アーキングによる半導体素子の破損等を抑制することができる。
（回生動作の開始条件）
　上記したように、高周波増幅回路の出力端から見たインピーダンスＺａｍｐが低インピーダンスとなるインピーダンス状態と、定在波による負荷端電圧の上昇とは対応関係にある。以下、回生動作によってインピーダンスＺａｍｐを低インピーダンスから回避する動作条件について説明する。
　Ｄ級ＲＦジェネレータはインバータで方形波を発生させる。図１３の回路例において、方形波電圧の基本波成分の実効値電圧をＶｉｎ、インバータのオン抵抗をＲｏｎ、トランス巻数比をＮとすると、内部抵抗Ｒｉｎは以下の式で表される。
　Ｒｉｎ＝２ＲｏｎＮ２　　　・・・（１）
　このとき、高周波出力の実効値電圧Ｖｇ０、実効値電流ｉｇ０の関係は、
　ｖａｍｐ＝ｖｇ０＝ｖｉｎ－Ｒｉｎｉａｍｐ＝ｖｉｎ－Ｒｉｎｉｇ０
　ｉａｍｐ＝ｉｇ０
　Ｚａｍｐ＝ｖａｍｐ／ｉａｍｐ＝ｖｇ０／ｉｇ０＝Ｚｇ０
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）
である。
　同軸ケーブル長ｌにおける負荷側の実効値電圧ＶＬ、実効値電流ｉＬとし、伝送経路長ｌ＝λ／４、βｌ＝π／２とし、ＶＬをＶＬ（λ／４）に置換し、ＶＬ（λ／４）を基準ベクトルに設定して、ＶＬ（λ／４）＝ＶＬ－ｓｅｔとすると、
　ｖＬ－ｓｅｔ＝ｖＰ－ｓｅｔ
　ｉＬ－ｓｅｔ＝ｉＰ－ｓｅｔ
　ＺＬ＝ＺＰ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）
　ｖｇ０（λ/４）＝ｊ（ｖＰ－ｓｅｔＺ０）／ＺＰ
　ｉｇ０（λ/４）＝ｊｖＰ－ｓｅｔ／Ｚ０
　Ｚｇ０（λ/４）＝ｖｇ０（λ/４）／ｉｇ０（λ/４）＝Ｚ０ ２／ＺＰ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）
で表される。
[回生動作時の許容電圧比ｋとＺａｍｐ]
　式（４）において、ＺＬ＝Ｚ０に整合している場合の添え字をＺ０で表記し、回生動作時の添え字をｒｅｇｅｎで表記し、負荷電圧ＶＬが整合時の負荷電圧ＶＬ－Ｚ０のｋ倍となった時に回生動作が開始するとして負荷電圧ＶＬの許容電圧比ｋを定めると、回生時の高周波増幅回路から見たインピーダンスＺａｍｐ（λ/４）－ｒｅｇｅｎ、および回生サーキュレータの接続位置ＰのインピーダンスＺＰ（λ/４）－ｒｅｇｅｎはそれぞれ以下の式で表される。
　Ｚａｍｐ（λ/４）－ｒｅｇｅｎ＝｛Ｚ０－（ｋ－１）Ｒｉｎ｝／ｋ　
　ＺＰ（λ/４）－ｒｅｇｅｎ＝ｋＺ０ ２／｛Ｚ０－（ｋ－１）Ｒｉｎ｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（５）
　なお、回生サーキュレータの接続位置Ｐと負荷端との間の電気長が波長λの整数倍の関係にあるときはＶＬ＝ＶＰの関係にあるため、負荷電圧ＶＬに代えて接続位置Ｐの電圧ＶＰによって許容電圧比ｋを設定することができ、回生動作開始電圧ＶＰ－ｒｅｇｅｎを整合時の電圧ＶＰ－Ｚ０のｋ倍となった時に回生動作が開始するとして許容電圧比ｋを設定してもよい。図１４は、許容電圧比ｋを２としたとき、回生動作開始電圧ＶＰ－ｒｅｇｅｎと電圧ＶＰ－Ｚ０との関係を示している。
　以下、計算例として負荷電圧ｖＬが最も大きくなる以下の条件として、例えば、
　ＺＬ＝∞
　Ｒｉｎ＝８Ω
　Ｚ０＝５０Ω
　伝送線路の電気長ｌ＝λ／４
の場合に、回生サーキュレータを用いてｋ＝２としたときに負荷電圧ｖＬを抑制する例を示す。
　回生サーキュレータの接続位置Ｐより負荷側のインピーダンスＺＰは負荷側がオープン状態のインピーダンス（ＺＰ＝∞）の状態において、回生サーキュレータにより並列インピーダンスＺＲが接続されると、インピーダンスＺＰは映像インピーダンスによりＺＰ＝ＺＲとなる。
　式（５）を用いてＺａｍｐとＺＰを求めると、
　Ｚａｍｐ＝｛Ｚ０－（ｋ－１）Ｒｉｎ｝/ｋ＝｛50－(2-1)×8｝/2＝21［Ω］
　ＺＰ＝ＺＲ＝ｋＺ０ ２／｛Ｚ０－（ｋ－１）Ｒｉｎ｝＝2×50２/｛50－(2-1)×8｝
                                             ≒119［Ω］
となる。
　このことは、Ｐ点において無限大の負荷インピーダンスに並列にＺＲ (約１１９Ω)が接続された状態となり、Ｚａｍｐが低インピダーンス(ショート)となることから回避されたことを表している。
　なお、式（５）において、負荷がオープン状態（ＺＬ＝∞）においても許容電圧比ｋを１に設定することによってＺａｍｐ＝ＺＰ＝５０Ωとなり、整合状態とすることができる。
　許容電圧比ｋ＝１は、回生動作を開始する負荷電圧ＶＬを整合時の負荷電圧ＶＬ－Ｚ０とすることを意味し、正常状態においても回生動作を行うことで、インピーダンスの不整合によって異常状態となった場合であっても負荷電圧ＶＬを整合時の負荷電圧ＶＬ－Ｚ０に維持することができる。
 [回生動作時のＶＬ－ｒｅｇｅｎと直流電源電圧ＶＤＤの関係]
　負荷電圧ＶＬが整合時における実効値電圧ｖＬ－Ｚ０のｋ倍となった時点で回生動作を開始して直流電源電圧ＶＤＤへ直流電力を回生 (regeneration)させると共に、負荷電圧ＶＬの上限電圧を回生動作時の負荷電圧ＶＬ－ｒｅｇｅｎに制限する。
　変圧器を用いて回生を行う場合には、回生先の直流電源電圧ＶＤＤはｖＰ－ｒｅｇｅｎ（ｖＬ－ｒｅｇｅｎ）の平均値（２√２ｖＰ－ｒｅｇｅｎ／π）と変圧器の巻数比Ｎによって定めることができる。
　ＺＬ＝Ｚ０の時に、高周波増幅回路のインバータへ印加される直流電源電圧ＶＤＤと回生動作開始電圧ＶＰ－Ｚ０（ＶＬ－Ｚ０）が既知であるときには、変圧器の巻数比Ｎは許容電圧比ｋから以下の式（６）で表すことができる。
　Ｎ×ＶＤＤ＝２√２×ｖＬ－ｒｅｇｅｎ／π＝（２√２×ｋ×ｖＬ－Ｚ０）／π
　Ｎ＝（２√２×ｋ×ｖＬ－Ｚ０）／（π×ＶＤＤ）
　　≒（０．９×ｋ×ｖＬ－Ｚ０）／（π×ＶＤＤ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（６）
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流電源装置および直流電源装置の制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の回生サーキュレータ、高周波電源装置、回生方法は、液晶パネル製造装置、半導体製造装置、レーザ発振器等の負荷がプラズマ負荷となる負荷装置に対して高周波電力を供給する電力供給装置、および電力供給方法に適用することができる。
　Ａ～Ｅ　　電気長
　Ｉｄｃ　　出力電流
　Ｉｇ０　　電流
　Ｉｉｎｖ　　入力電圧
　Ｎ　　巻数比
　Ｐ　　接続位置
　ＲＬ　　有効分
　Ｒｉｎ　　内部抵抗
　Ｒｏｎ　　抵抗値
　ＶＤＤ　　直流電源電圧
　ＶＬ　　負荷電圧
　ＶＰ　　回生動作開始電圧
　Ｖｇ０　　出力端電圧
　Ｖｉｎ　　交流電圧源
　Ｖｐｐ　　電極電圧
　Ｚ０　　特性インピーダンス
　ＺＬ　　負荷インピーダンス
　ＺＰ　　インピーダンス
　ＺＲ　　並列インピーダンス
　Ｚａｍｐ　　出力端インピーダンス
　Ｚｇ０　　出力端インピーダンス
　ｉＬ　　実効値電流
　ｉｇ０　　実効値電流
　ｋ　　　許容電圧比
　ｖＬ　　負荷電圧
　Γ　　電圧反射係数
　λ　　波長
　１　　高周波電源装置
　２　　高周波負荷
　３　　伝送経路
　４　　伝送線路
　１０　　高周波電源
　１１　　直流電源
　１２　　高周波増幅回路
　１２ａ　　ブリッジ回路
　１２ｂ　　変成器
　１３　　出力回路
　１３ａ　　ＬＣ回路
　１３ｂ　　ＬＰＦ
　２０　　回生サーキュレータ
　２０ａ　　変成器
　２０ｂ　　整流器
　２０ｃ　　コンデンサ
　２０ｄ，２０ｅ　　インダクタンス
　２０ｆ　　分圧器
　２１　　方向性結合器
　２２　　整流回路
　１０１　　ジェネレータ
　１０２　　負荷
　１０４　　伝送経路
　１１１　　直流電源
　１１２　　高周波増幅回路
　１１２ａ　　ブリッジ回路
　１１２ｂ　　変圧器
　１１３　　出力回路
　１１３ａ　　整合回路
　１１３ｂ　　フィルタ回路

Claims (21)

  1. 　高周波電源の高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路上から高周波電力を回生する回生サーキュレータであり、
    　前記回生サーキュレータの入力端は前記伝送経路上に接続され、
    　前記回生サーキュレータは、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスは前記接続位置から高周波電力を片方向で取り込み回生することを特徴とする、回生サーキュレータ。
  2. 　前記回生サーキュレータの入力端の前記伝送経路上の接続位置は、前記伝送経路上においてインピーダンス不整合により発生する定在波の腹部分に相当する位置であり、
    　前記回生サーキュレータは、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスは前記接続位置から高周波電力を片方向で取り込み回生することを特徴とする、請求項１に記載の回生サーキュレータ。
  3. 　前記回生サーキュレータの入力端の前記伝送経路上の接続位置は、高周波増幅回路の出力端から、前記伝送経路上において前記高周波電源が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置であり、
    　前記回生サーキュレータは、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスは前記接続位置から高周波電力を片方向で取り込み回生することを特徴とする、請求項１又は２に記載の回生サーキュレータ。
  4. 　前記伝送経路から高周波電力を片方向に取り込む方向性結合器を備え、
    　前記方向性結合器は、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて前記伝送経路から高周波電力を取り込み、
    　回生動作中において、回生サーキュレータの入力端の電圧の上限を設定電圧に制限することを特徴とする、請求項１から３の何れか一つに記載の回生サーキュレータ。
  5. 　前記方向性結合器は変成器を備え、
    　前記変成器の巻き数比は、前記設定電圧と回生サーキュレータの出力端の電圧の電圧比に基づく値であることを特徴とする、請求項４に記載の回生サーキュレータ。
  6. 　前記変成器の交流出力を直流に変換する整流器を備えることを特徴とする、請求項５に記載の回生サーキュレータ。
  7. 　前記変成器の２次側にコンデンサを並列に備えることを特徴とする、請求項５又は６に記載の回生サーキュレータ。
  8. 　前記整流器の後段に直流リアクトルを直列に備えることを特徴とする、請求項６又は７に記載の回生サーキュレータ。
  9. 　高周波負荷に高周波電力を供給する高周波電源と、
    　前記高周波電源が備える高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路から高周波電力を片方向に取り込んで回生する回生サーキュレータを備え、
    　前記回生サーキュレータの入力端は前記伝送経路上に接続され、
    　前記回生サーキュレータは、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスは前記接続位置から高周波電力を取り込み回生することを特徴とする、高周波電源装置。
  10. 　前記回生サーキュレータの入力端の前記伝送経路上の接続位置は、前記伝送経路上においてインピーダンス不整合により発生する定在波の腹部分に相当する位置であり、
    　前記回生サーキュレータは、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスは前記接続位置から高周波電力を取り込み回生することを特徴とする、請求項９に記載の高周波電源装置。
  11. 　前記回生サーキュレータの入力端の前記伝送経路上の接続位置は、高周波増幅回路の出力端から、前記伝送経路上において前記高周波電源が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置であり、
    　前記回生サーキュレータは、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスは前記接続位置から高周波電力を片方向で取り込み回生することを特徴とする、請求項９又は１０に記載の高周波電源装置。
  12. 　前記伝送経路から高周波電力を片方向に取り込む方向性結合器を備え、
    　前記方向性結合器は、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて前記伝送経路から高周波電力を取り込み、
    　回生動作中において、回生サーキュレータの入力端の電圧の上限を設定電圧に制限することを特徴とする、請求項９～１１の何れか一つに記載の高周波電源装置。
  13. 　前記方向性結合器は変成器を備え、
    　前記変成器の巻き数比は、前記設定電圧と回生サーキュレータの出力端の電圧の電圧比に基づく値であることを特徴とする、請求項１２に記載の高周波電源装置。
  14. 　前記変成器の交流出力を直流に変換する整流器を備えることを特徴とする、請求項１３に記載の高周波電源装置。
  15. 　前記変成器の２次側にコンデンサを並列に備えることを特徴とする、請求項１３又は１４に記載の高周波電源装置。
  16. 　前記整流器の後段に直流リアクトルを直列に備えることを特徴とする、請求項１４又は１５に記載の高周波電源装置。
  17. 　高周波電源の高周波増幅回路と高周波負荷との間の伝送経路上から高周波電力を回生サーキュレータによって回生する方法であり、
    　前記回生サーキュレータの入力端を前記伝送経路上に接続し、
    　前記回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスによって前記接続位置から高周波電力を取り込み回生することを特徴とする、高周波電力の回生方法。
  18. 　前記回生サーキュレータにおいて、入力端を前記伝送経路上において、前記伝送経路上においてインピーダンス不整合により発生する定在波の腹部分に相当する位置に接続し、
    　前記回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスによって前記接続位置から高周波電力を取り込み回生することを特徴とする、請求項１７に記載の高周波電力の回生方法。
  19. 　前記回生サーキュレータにおいて、入力端を前記伝送経路上において、高周波増幅回路の出力端から、前記伝送経路上において前記高周波電源が出力する高周波の波長（λ）の４分の１波長（λ／４）の奇数倍の電気長の位置に接続し、
    　前記回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて、前記伝送経路に対して並列インピーダンスを構成し、
    　前記並列インピーダンスによって前記接続位置から高周波電力を片方向で取り込み回生することを特徴とする、請求項１７又は１８に記載の高周波電力の回生方法。
  20. 　前記並列インピーダンスによって、回生サーキュレータの入力端の電圧と設定電圧との比較に基づいて前記伝送経路から高周波電力を取り込み、
    　回生動作中において、回生サーキュレータの入力端の電圧の上限を設定電圧に制限することを特徴とする、請求項１７～１９の何れか一つに記載の高周波電力の回生方法。
  21. 　高周波電力の交流出力を直流に変換した後に回生することを特徴とする、請求項１７～１９の何れか一つに記載の高周波電力の回生方法。
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