TWI576017B - 再生循環器、高頻電源裝置及高頻電力之再生方法 - Google Patents

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Description

再生循環器、高頻電源裝置及高頻電力之再生方法
本案發明係關於對例如液晶面板製造裝置、半導體製造裝置、雷射振盪器等之負載成為電漿負載之負載裝置供給高頻電力之電力供給，尤其關於從傳送高頻電力之傳送路徑上使電力再生之再生循環器、具備有再生循環器之高頻電源裝置及使高頻電力再生之再生方法。
作為對電漿負載(電漿源)等之高頻負載供給高頻電力之高頻電源(RF產生器)，所知的有例如D級RF產生器。D級RF產生器因在藉由RF電力放大元件之開關所進行之開關模式下動作，故其內部電阻Rin由RF電力放大元件之飽和區域的ON電阻值Ron來決定。ON電阻值Ron一般係較傳送輸出電力之特性阻抗Z0低的電阻。
由於D級RF產生器係將輸出電力經特性阻抗Z0之傳送路徑而供電至負載裝置，故藉由將從產生器 之輸出端觀察到的阻抗Zg0設計成在穩定時與特性阻抗Z0相等(Zg0=Z0)，使供給電力成為最大。
高頻電源係將在內部之高頻放大電路所產生之高頻經電力合成電路或匹配電路等之輸出電路而輸出至傳送路徑，且供給至負載。一般，從高頻放大電路觀察到之阻抗Zamp係以藉由高頻電源內之輸出電路將高頻電源之穩定時之輸出端之阻抗Zg0予以阻抗轉換來表示。
圖15為表示D級RF產生器之概略電路之圖示。在圖15(a)中，D級RF產生器101係以高頻放大電路112使直流電源111之直流予以高頻化，並使所取得之高頻通過輸出電路113之後，從產生器之輸出端經傳送路徑104而供給至負載102。
高頻放大電路112係藉由例如RF電力放大元件之橋接電路112a和變壓器112b所構成。輸出電路113係由例如傳送路徑104之阻抗Z0和用以阻抗匹配之匹配電路113a，或除去雜訊部分的濾波器電路113b所構成。從高頻放大電路112所觀察到之阻抗Zamp係以輸出電路113之阻抗對D級RF產生器101之輸出端之阻抗Zg0進行阻抗轉換者。
圖15(b)係簡化表示阻抗Zamp之圖示，表示在內部電阻Rin之電路中將直流電源111和高頻放大電路112之橋接電路112a及變壓器112b更換成交流電壓源Vin之構成。雖然該電路之輸出電力於Zamp=Rin=2RonN2之時，成為最大電力，但實際上，從RF電力放大元件之規 格或直流電源部之規格的限制，或從使Zamp成為延遲負載之必須性來看，並非係被設定成為最大電力的Zamp=Rin。
在高頻電源裝置中，為了防止由於傳送路徑上之阻抗失配所產生之反射波而造成的高頻源之損害，或不穩定動作，可考慮使3dB照相機內裝於D級RF產生器，利用內部虛擬負載使反射波減低之構成。
再者，所知的有傳送路徑上配置循環器而防止反射波返回高頻源，並且利用虛擬負載轉換成熱之構成(參照專利文獻1之先前技術之項目)。在此，循環器為具備有將輸入至複數埠內中之某埠的高頻訊號僅輸出至下一個埠之功能的被動元件，藉由防止反射波返回至高頻源，防止高頻源之損傷或不穩定動作。
但是，在使用3dB照相機之構成中，有必須在高頻電源內部安裝3dB照相機本體及內部虛擬負載，而使得高頻電源之構成變大的問題。再者，在藉由3dB照相機之構成中，除了必須要3dB照相機個數之兩倍的高頻放大電路之問題外，還有當產生反射波時，流至高頻放大電路之反射電流為最大會產生200%多之失衡的問題。
因此，在使用虛擬負載之構成中，因反射波利用被連接埠之虛擬負載被熱轉換，故有能量之利用效率低之問題。就以解決該問題之構成而言，提案有從傳送路徑取出反射高頻，且將所取出之反射高頻轉換成直流，而使高頻電力再生之電力再生的技術(專利文獻1)。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
[專利文獻1]國際公開號碼WO2011/052653
在圖15(b)之電路構成中，於匹配電路、濾波器電路及傳送路徑無損失之情況下，被供給至負載之電力以Vin、Rin、Zamp當作參數表示。決定該些供給電力之3個參數中，Zamp係將高頻電源裝置之輸出端之阻抗Zg0阻抗轉換成從內部之高頻放大電路觀察到之阻抗之值，反映負載阻抗之變動。
負載狀態係由於阻抗失配而變動。例如，已知電漿負載係由於電漿腔室內之壓力、氣體流量、電弧等之諸多條件而變動的動性負載。阻抗Zamp係對應於負載阻抗之變動而變動。另外，在上述3個參數中，在施加高頻電力中Rin為藉由電力放大元件之特性而決定的固定常數，Vin為直流電源之電壓VDD。
圖16表示輸出電力相對於阻抗Zamp之變動的變化例。在此，在圖15(b)之電路例中，表示將Vin=52V、Rin=2Ω、穩定時之阻抗Zamp設為50Ω，且阻抗Zamp變化至1Ω~100Ω之時被供給至負載之電力。若藉由圖16時，例如從額定運轉(Zamp=50Ω，輸出電力=50W) 之狀態由於負載變動在阻抗產生失配，阻抗Zamp從50Ω變化至2Ω之時，供給至負載之電力成為50W至340W，約7倍變化。
對於由於阻抗Zamp之劇變而導致供給電力的變動，因可對Vin進行定電電壓控制，故若阻抗Zamp之變化速度在Vin之定電壓控制之響應速度的範圍內，則可以將輸出電力保持在設定電力。但是，在施加高頻電力中，阻抗Zamp超過Vin之定電力控制之響應速度而急遽變化之時，難以藉由Vin之定電壓控制，來抑制供給至電漿負載之電力的變動。
供給至電漿負載之電力的急遽變動主要導致電極電壓Vpp等之負載電壓急遽增加電壓之原因。過大之電極電壓Vpp就算係瞬間性，也成為產生由於絕緣破壞所引起的電弧之主要原因，且成為製程中之半導體或液晶面板不良原因。
本發明係解決上述以往之問題點，以抑制由於傳送路徑上之阻抗失配所產生之負載電壓之過剩的電壓上升，及使高頻電力再生為目的。
本案發明係注目在由於傳送路徑上之阻抗失配產生的電壓上升，因藉由阻抗失配產生之反射波所導致的駐波而成為過剩之情形，於電壓上升時藉由設成在傳送路徑連接並聯阻抗之構成，使藉由駐波所產生之電壓再 生，降低負載電壓之過剩電壓，並且提升能量之利用效率。
(由於電長度及駐波所導致的電壓變化)
以下，針對由於傳送路徑之電長度及駐波所產生之電壓變化進行說明。
已知負荷側之電壓由於連結高頻電源和負載之傳送路徑之電長度而變動。
圖17表示將圖15所示之負載置換成電漿阻抗及匹配電路之電路例。圖17之電路例中，電漿阻抗中之有效部分RL為100Ω之時，以負載阻抗ZL成為50Ω之方式，藉由匹配電路進行匹配。並且，在此的說明表示以動作頻率13.56MHz使其動作之例。
就以高頻電源之動作之一例而言，針對電漿之負載阻抗ZL之有效部分RL，假設穩定時之電阻部分的100Ω，且假設電漿熄滅時之開放時的電阻部分之100kΩ時，使傳送路徑之電長度l從0°變化至180°之時的負載電壓的電極電壓Vpp及阻抗Zamp之絕對值|Zamp|分別以圖18(a)及圖18(b)表示。再者，以圖18(c)之史密斯表示負載阻抗ZL和高頻放大電路之阻抗Zamp。
如圖18(a)、(b)所示般，與負載電壓VL具有比例關係之電極電壓Vpp，因具有在阻抗Zamp之絕對值|Zamp|處於極小值時，成為極大值之關係，故可以從阻抗Zamp之絕對值|Zamp|和電長度l之關係，知道負載電壓 VL之電壓增加。
一般而言，負載阻抗ZL係由高頻電源之輸出端之阻抗Zg0和電流Ig0及傳送路徑之特性阻抗Z0和傳送路徑之長度而定義。在此，於高頻電源之輸出端之阻抗Zg0，和從高頻電源內之高頻放大電路觀察到之阻抗Zamp被阻抗匹配時，從高頻放大電路觀察到之阻抗Zamp與輸出端之阻抗Zg0一致。
因此，於高頻電源之內部之電長度為已知之時，因藉由使用負載阻抗ZL取代阻抗Zamp，可以求出負載電壓VL成為最大之傳送路徑之電長度l，且電極電壓Vpp之大小與負載電壓VL成比例，故可以求出電極電壓Vpp成為最大之傳送路徑之電長度l。
在圖18(c)之史密斯圖中，m1(Γ=0.998∠32.352°)表示與電漿熄滅時之負載阻抗ZL對應之電壓反射係數Γ，m2表示阻抗Zamp處於短路狀態之時的電壓反射係數Γ，其相位角為180°。再者，m3表示阻抗為∞之電壓反射係數Γ。在圖示之例中，負載阻抗ZL和高頻放大電路之阻抗Zamp之間之傳送路徑之電長度l表示106°(=180°+32°/2)。
圖18(a)係表示以m1為基準之時處於傳送路徑之電長度l之位置的電極電壓Vpp。穩定時之電極電壓Vpp不受傳送路徑之電長度l之影響，表示200V之一定值，對此電漿熄滅時之電極電壓Vpp表示由於傳送路徑之電長度l變化很大，電長度l處於106°之位置(以m2 表示之位置)之時，與穩定時之電壓做比較，為最大成為相當於約25倍的約5×104V。
通常，因真空腔室之耐壓並不係能夠對穩定時電壓耐25倍之高電壓的設計，故產生如此之過剩之電極電壓Vpp成為產生電弧之主要原因。
圖18(b)係表示以m1為基準之時處於傳送路徑之電長度l之位置的電阻Zamp之絕對值|Zamp|。阻抗Zamp之絕對值|Zamp|係藉由傳送路徑之電長度l而變化，表示電長度l處於106°之位置(以m2表示之位置)時，阻抗Zamp之絕對值|Zamp|成為極小。因此，m2相當於從高頻放大電路觀察到之阻抗Zamp之絕對值|Zamp|成為極小之位置。
在圖18(a)、(b)中，傳送路徑之電長度為0°之位置係表示負載阻抗ZL為開路狀態，電壓反射係數Γ表示m1之位置，傳送路徑之電長度為106°之位置係表示阻抗Zamp為短路狀態，電壓反射係數Γ為m2之位置。
在此，從上述傳送路徑之電長度和電壓之關係，藉由將傳送路徑之長度設定成其電長度l不會使阻抗Zamp成為短路狀態之長度，假設迴避電極電壓Vpp成為過剩電壓之情形。但是，因傳送路徑之電長度l由於傳送路徑之長度或分布常數之變動等而變化，難以配合設定有實際設置之纜線長度的電長度l，再者，因電長度也藉由分布常數之變動而變化，故難以穩定地迴避電極電壓Vpp成 為過剩電壓之情形。
已知由於阻抗失配所產生之反射波會產生駐波，藉由駐波之振幅成為極大值，使得因阻抗失配而上升之電壓更成為過剩電壓。
圖19為用以說明匹配時及失配時之駐波之狀態的模式圖，圖19(a)表示匹配時之狀態，圖19(b)表示負載短路，負載阻抗ZL之反射係數為-1時之失配狀態，圖19(c)表示負載開放，負載阻抗ZL之反射係數為1之時的失配狀態。並且，圖19(a)、(b)、(c)中之電壓、電流係以實線表示傳送路徑之端部短路之時的電壓，以虛線表示電流。
匹配時不產生駐波，於失配時產生駐波。在短路狀態之負載產生之駐波和在開放狀態之負載產生之駐波係駐波之波腹和波節之相反的位置關係。
傳送路徑之特性阻抗Z0為50Ω之時，使負載在50Ω終止之情況下，朝向傳送路徑之電壓、電流不管電長度如何成為一定，故不會產生駐波。另外，於短路負載之時，在傳送路徑之負載側之端，電壓成為零，電流成為極大，成為駐波之波節。再者，於開放負載之時，在傳送路徑之負載側之端，電流成為零，電壓成為極大，成為駐波之波腹。
如上述般，負載阻抗ZL中之負載電壓VL由於傳送路徑之阻抗失配而電壓上升，傳送路徑上之位置相當於駐波之波腹之情況下，電壓上升成為更過剩。
(本案發明之構成)
本案發明係藉由在高頻電源之高頻放大電路和高頻負載之間的傳送路徑上對負載阻抗構成並聯阻抗，降低連接位置之阻抗而在傳送路徑上抑制產生過剩電壓，並藉由並聯阻抗而從傳送路徑上使高頻電力再生，提升能量效率。
就以循環器通常所具備之功能，已知有分離行進波和反射波，且使行進波及反射波之導通方向持有方向性之功能。對此，本案發明之循環器所具備之功能並非通常之循環器之行進波和反射波所涉及之功能，係指電流從傳送路徑分歧，使分歧之電流具有方向性而予以導通之功能之意，在本案發明中，在如具有方向性之電流導通之功能的觀點中，使用循環器之用語。
本案發明包含再生循環器、高頻電源裝置及高頻電力之再生方法之各態樣，任一者皆具備針對再生循環器的共同技術事項，本發明之各態樣係針對再生循環器，在傳送路徑上之特定位置，變更阻抗狀態，依此使駐波之電壓狀態變化，而抑制電壓駐波比之上升，並且共同具備從傳送路徑使電力再生之技術事項。
(再生循環器之態樣)
本案發明之再生循環器為具備有再生功能之循環器，藉由在傳送路徑上之特定位置變更阻抗狀態之構成，使駐波之電壓狀態變化而抑制電壓駐波比之上升，並且從傳送 路徑使電壓再生。
本案發明之再生循環器係從高頻電源之高頻放大電路和高頻負載之間之傳送路徑上使高頻電力再生之再生循環器，再生循環器之輸入端被連接於傳送路徑上，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，對傳送路徑構成並聯阻抗。並聯阻抗係從傳送路徑上之連接位置在單向擷取高頻電力，並使其再生。
再生循環器除使從傳送路徑再生的電力返回至高頻電源之外，也可以供給至包含電源裝置之其他裝置，或蓄電於蓄電裝置。
再生循環器之並聯阻抗之功能：針對再生循環器之並聯阻抗進行說明。在傳送路徑上，在阻抗匹配之狀態下，因再生循環器之輸入端之電壓處於穩定電壓，故比起設定電壓，為低電壓。在該電壓狀態下，從傳送路徑朝向再生循環器側，不使電流導通，再生循環器對傳送路徑不構成並聯阻抗。
另外，在傳送路徑上，有再生循環器之輸入端之電壓藉由駐波之產生而上升，較設定電壓成為高電壓之情形。在該電壓上升狀態下，從傳送路徑朝向再生循環器側，使電流導通，再生循環器對傳送路徑構成並聯阻抗。並且，作為駐波之產生主要原因雖然有阻抗之失配，但有即使阻抗為失配之狀態，亦由於負載阻抗或傳送線路之電長度而使得再生循環器之輸入端之電壓不會上升之情形。
被連接於傳送路徑之並聯阻抗係在傳送路徑上變更駐波產生之阻抗狀態而使電壓駐波比(VSWR)下降，且抑制電壓上升。
再者，並聯阻抗係可以藉由從傳送路徑擷取電流而使電力再生。
再生循環器之連接位置之態樣：在傳送路徑上，再生循環器在輸入端被連接之位置的構成可以採取複數之態樣。
第1態樣：
再生循環器之輸入端被連接之位置的第1態樣相當於在傳送路徑上由於阻抗失配所產生之駐波之波腹部分的位置。在傳送路徑上，由於阻抗之失配產生駐波時，在波腹部分成為高電壓，在波節部分成為低電壓。
藉由在傳送路徑上高電壓所產生之波腹部分，連接再生循環器之輸入端，再生循環器從傳送路徑上之高電壓部分擷取電流，於所擷取之電壓超過設定電壓之時，可以對傳送路徑構成並聯阻抗。
第2態樣：
再生循環器之輸入端被連接之位置的第2態樣，係從高頻放大電路之輸出端算起，高頻電源在傳輸路徑上所輸出之高頻之波長(λ)之四分一波長(λ/4)之奇數倍之電長度的位置。
藉由在傳送路徑上高電壓產生之電長度的位置，連接再生循環器之輸入端，再生循環器從傳送路徑上之高電壓部分擷取電流，於所擷取之電壓超過設定電壓之時，可以對傳送路徑構成並聯阻抗。
本案發明之再生循環器具備從傳送路徑在單向擷取高頻電力之方向性結合器。方向性結合器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較而從傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
本案發明之方向性結合器之第1型態具備變壓器。變壓器之卷數比為根據設定電壓和再生循環器之輸出端之電壓的電壓比的值。因此，設定電壓係藉由變壓器之卷數比和再生循環器之輸出端之電壓而予以定義。
變壓器之卷數比為1：1(=一次卷數：二次卷數)之時，設定電壓係藉由再生循環器之輸出端之電壓而予以定義。
方向性結合器之第2型態可以設為除了第1型態所具有的變壓器外還具備將交流轉換成直流之整流器的構成。整流器係將變壓器之交流輸出轉換成直流，使轉換的直流再生。第1型態和第2型態可以設為在變壓器之二次側設置電容器之構成，在整流器之後段具備直流電抗器之構成，或在變壓器之二次側設置電容器並且在整流器之後段具備直流電抗器之構成。藉由在變壓器之二次側設置電容器或在整流器之後段設置直流電抗器，可以除去雜 訊成分。電容器係可以設成設置在構成整流器之二極體電橋的構成。
(高頻電源裝置之態樣)
本案發明之高頻電源裝置具備對高頻負載供給高頻電力之高頻電源，和從高頻電源所具備之高頻放大電路和和高頻負載之間之傳送路徑在單向擷取高頻電力而使再生之再生循環器。高頻電源裝置所具備之再生循環器為本案發明之再生循環器，再生循環器之輸入端被連接於傳輸路徑上，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，對上述傳送路徑構成並聯阻抗，並聯阻抗從連接位置擷取高頻電力並使其再生。
本案發明之高頻電源裝置所具備之再生循環器可以設為與在上述再生循環器之態樣所表示之再生循環器之態樣相同。
(高頻電力之再生方法之態樣)
本案發明之高頻電力之再生方法係藉由再生循環器從高頻電源之高頻放大電路和高頻負載之間之傳送路徑上使高頻電力再生之方法，再生循環器之輸入端被連接於傳送路徑上，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，對傳送路徑構成並聯阻抗，並聯阻抗從連接位置擷取高頻電力並使其再生。
在本案發明之高頻電力之再生方法中，再生 循環器可以設為與在上述再生循環器之態樣所表示之再生循環器之態樣相同。
(第1態樣)
本案發明之高頻電力之再生方法之第1態樣係將再生循環器之輸入端在傳送路徑上連接於相當於由於阻抗失配所產生之駐波之波腹部分的位置，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，且藉由並聯阻抗從連接位置擷取高頻電力並使其再生。
(第2態樣)
在本案發明之高頻電力之再生方法的第2態樣係將再生循環器之輸入端在上述傳送路徑上連接於從高頻放大電路之輸出端算起，高頻電源在傳輸路徑上所輸出之高頻之波長(λ)之四分一波長(λ/4)之奇數倍之電長度的位置上，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，對傳送路徑構成並聯阻抗，藉由並聯阻抗從連接位置在單向擷取高頻電力並使其再生。
在第1態樣、第2態樣中，藉由並聯阻抗，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較而從傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。再者，於將高頻電力之交流輸出轉換成直流之後予以再生。
如上述說明般，若藉由本發明時，可以抑制由於傳送路徑上之阻抗失配所產生之負載電壓之過剩的電壓上升。再者，可以使高頻電力再生。
A~E‧‧‧電長度
Idc‧‧‧輸出電流
Ig0‧‧‧電流
Iinv‧‧‧輸入電壓
N‧‧‧卷數比
P‧‧‧連接位置
RL‧‧‧有效成分
Rin‧‧‧內部電阻
Ron‧‧‧電阻值
VDD‧‧‧直流電源電壓
VL‧‧‧負載電壓
VP‧‧‧再生動作開始電壓
Vg0‧‧‧輸出端電壓
Vin‧‧‧交流電壓源
Vpp‧‧‧電極電壓
Z0‧‧‧特性阻抗
ZL‧‧‧負載阻抗
ZP‧‧‧阻抗
ZR‧‧‧並聯阻抗
Zamp‧‧‧輸出端阻抗
Zg0‧‧‧輸出端阻抗
iL‧‧‧有效電源
ig0‧‧‧有效電流
k‧‧‧容許電壓比
vL‧‧‧負載電壓
Γ‧‧‧電壓反射係數
λ‧‧‧波長
1‧‧‧高頻電源裝置
2‧‧‧高頻負載
3‧‧‧傳送路徑
4‧‧‧傳送線路
10‧‧‧高頻電源
11‧‧‧直流電源
12‧‧‧高頻放大電路
12a‧‧‧橋接電路
12b‧‧‧變壓器
13‧‧‧輸出電路
13a‧‧‧LC電路
13b‧‧‧LPF
20‧‧‧再生循環器
20a‧‧‧變壓器
20b‧‧‧整流器
20c‧‧‧電容器
20d、20e‧‧‧電感器
20f‧‧‧分壓器
21‧‧‧方向性結合器
22‧‧‧整流電路
101‧‧‧產生器
102‧‧‧負載
104‧‧‧傳送路徑
111‧‧‧直流電源
112‧‧‧高頻放大電路
112a‧‧‧橋接電路
112b‧‧‧變壓器
113‧‧‧輸出電路
113a‧‧‧匹配電路
113b‧‧‧濾波器電路
圖1為用以說明本案發明之再生循環器及高頻電源裝置之構成的概略圖。
圖2為用以說明再生循環器之輸入端之連接位置的概略圖。
圖3為用以說明再生循環器之輸入端之連接位置之第2態樣的概略圖。
圖4為用以說明藉由並聯阻抗所產生之再生動作的圖示。
圖5為用以說明再生循環器之輸入端之連接例的圖示。
圖6為用以說明電長度對電極電壓Vpp之變化的圖示。
圖7為用以說明再生循環器之電路例的圖示。
圖8為用以說明再生循環器之電路例的圖示。
圖9為用以說明高頻電源裝置及再生循環器之電路例的圖示。
圖10為用以說明時間軸區域之高頻電源之各部之電壓及電流之波形的圖示。
圖11為用以說明時間軸區域之高頻電源之各部之電壓及電流之波形的圖示。
圖12為表示輸出端阻抗Zamp之阻抗軌跡的史密斯圖。
圖13為高頻電源裝置之電路例。
圖14為表示再生動作開始電壓VP-regen和電壓VP-Z0之關係的圖示。
圖15為用以說明D級RF產生器之電路例的圖示。
圖16為表示輸出電力相對於阻抗Zamp之變動的變化例的圖示。
圖17為用以說明D級RF產生器之電路例的圖示。
圖18為用以說明相對於電長度的電極電壓、阻抗、反射係數比的圖示。
圖19為用以說明匹配時及失配時之駐波之狀態的模式圖。
針對本案發明之再生循環器及具備再生循環器之高頻電源裝置，使用圖1~圖4進行說明。
(本案發明之構成)
圖1為用以說明本案發明之再生循環器及高頻電源裝 置之構成的概略圖。
高頻電源裝置1具備高頻電源10和再生循環器20，再生循環器20被連接於高頻電源10之傳送路徑3，相對於傳送路徑3構成並聯阻抗，並且從傳送路徑3擷取電力而使其再生。藉由再生循環器20的再生除了使擷取到之電力返回至高頻電源10之外，可以藉由對無圖示之裝置供給電力，或蓄電於無圖示之蓄電裝置來進行。
高頻電源10可以由例如直流電源11和高頻放大電路12來構成。高頻放大電路12係將從直流電源11而來之直流進行直流/高頻轉換成高頻，並且升壓而輸出高頻輸出。高頻輸出係經傳送路徑3而被供給至高頻負載2。
傳送路徑3係將電力從高頻放大電路12之輸出端供給至高頻負載2之輸入端的傳送線路，例如藉由被配設在高頻電源10和高頻負載2之間的電纜，或高頻電源10內之配線及電路構成所形成。
在傳送路徑3中，於傳送路徑之特性阻抗和高頻負載2阻抗被匹配時，從高頻放大電路12被輸出之行進波不會被反射，而被供給至高頻負載2。對此，當高頻負載2之阻抗變動，傳送路徑之特性阻抗和高頻負載2之阻抗之間產生失配時，從高頻放大電路12被輸出之行進波之一部分或全部被反射，藉由行進波和反射波形成駐波。
再生循環器20具有使從傳送路徑3分歧之電 流僅單向地在再生循環器20之方向導通之功能。再生循環器中之循環器表示具有方向性之電流導通之功能。
再生循環器20除了上述循環器功能之外還具備有再生功能。再生循環器20之再生功能係在高頻電源10之高頻放大電路12和高頻負載2之間之傳送路徑3上之特定位置變更阻抗狀態，依此使駐波之電壓狀態變化，抑制電壓駐波比之上升，並且從傳送路徑使高頻電力再生。再生循環器20之輸入端被連接於傳送路徑3上，根據再生循環器20之輸入端之電壓和設定電壓之比較，相對於傳送路徑3構成並聯阻抗。並聯阻抗係從傳送路徑3上之連接位置在單向擷取高頻電力，並使其再生。
在傳送路徑3上，處於阻抗匹配之狀態時，因再生循環器20之輸入端之電壓處於穩定電壓，故比起設定電壓，為低電壓。在該穩定電壓狀態下，從傳送路徑3朝向再生循環器20側，不使電流導通，再生循環器20對傳送路徑3不構成並聯阻抗。
另外，在傳送路徑3上產生駐波時，有再生循環器之輸入端之電壓上升，較設定電壓成為高電壓之情形。駐波雖然係在阻抗失配之時產生，但是並非阻抗失配時再生循環器之輸入端電壓一定會上升，由於負載阻抗或傳送線路之電長度不同，即使阻抗為失配之狀態下亦有再生循環器之輸入端電壓不會上升之情形。
再生循環器之輸入端電壓比起設定電壓為高電壓之電壓狀態下，從傳送路徑3朝向再生循環器20側 導通電流，再生循環器20相對於傳送路徑3構成並聯阻抗。被連接於傳送路徑3之並聯阻抗係變更傳送路徑3之阻抗狀態而使電壓駐波比(VSWR)下降，抑制電壓上升，從傳送路徑3擷取電流，依此使電力朝向直流電源11再生。並且，再生電力並不限定於直流電源11，即使朝其他之直流電源或蓄電裝置再生亦可。
以下，針對將再生循環器20連接於傳送路徑3之態樣，針對第1態樣、第2態樣進行說明。並且，第2態樣相當於第1態樣之構成例。
第1態樣：
圖11係對應於再生循環器對傳達路徑之連接的第1態樣。第1態樣係將再生循環器20之輸入端在傳送路徑3上連接於相當於由於阻抗失配所產生之駐波之波腹部分之位置的態樣。在傳送路徑3上，由於阻抗失配產生駐波時，在波腹部分成為高電壓，在波節部分成為低電壓。圖1表示在傳送路徑3之駐波之波腹部分連接再生循環器20之輸入端的構成例。
藉由在傳送路徑3上高電壓產生之波腹部分，連接再生循環器20之輸入端，依此再生循環器20從傳送路徑3上之波腹部分擷取電流，於所擷取之電壓超過設定電壓之時，對對於傳送路徑3構成並聯阻抗。
第2態樣：
圖2係用以針對再生循環器對傳送路徑之連接，說明第2態樣之概略圖，圖2表示將再生循環器之輸入端從高頻放大電路之輸出端連接至特定之電長度之位置的態樣。在圖2中，再生循環器20之輸入端之連接位置以P表示，該P中之阻抗以ZP表示。
在圖2中，高頻電源10和高頻負載2之間係以特性阻抗Z0之傳送線路4來連接，在高頻放大電路12連接有以阻抗Z0被阻抗匹配之輸出電路13。輸出電路13因以阻抗Z0被阻抗匹配，故從高頻放大電路12看到負載側之阻抗Zamp與高頻電源10之輸出端之阻抗Zg0一致。
當高頻負載成為短路(短絡)狀態或開路(開放)狀態時，在傳送路徑產生阻抗失配而產生反射波，且形成駐波。第2態樣係高頻負載為短路(短絡)狀態之情形。
第2態樣係減少傳送路徑處於短路狀態之時產生的駐波之態樣，將再生循環器20之輸入端連接於從高頻放大電路12之輸出端(阻抗Zamp之位置)起算高頻電源10在傳送路徑3上所輸出之高頻之波長(λ)之4分之1波長(λ/4)之奇數倍之電長度的位置。
圖3表示再生循環器20之輸入端在傳送路徑3上連接於從高頻放大電路12之輸出端起算高頻之波長(λ)之4分之1波長(λ/4)之奇數倍之電長度之位置之情形。在此，將設為整數n時，連接位置以(2n-1)λ/4表示。
圖3(a)表示高頻負載之阻抗ZL處於短路(短絡)狀態之時，藉由再生循環器構成並聯阻抗之狀態，圖3(b)表示高頻負載之阻抗ZL為短路(短絡)狀態之時所產生之駐波，圖3(c)表示由於並聯阻抗所產生之再生動作中之駐波。
當藉由傳送路徑之端部成為短路狀態，阻抗成為失配，且產生駐波時，從端部的高頻放大電路之輸出端起算，高頻電源在傳送路徑上輸出之高頻之波長(λ)之4分之1波長(λ/4)之奇數倍之電長度之位置成為駐波之腹波部分，且成為高電壓。並且，圖3(b)、(c)中之電壓、電流係以實線表示傳送路徑之端部短路之時的電壓，以虛線表示電流。圖3(b)表示再生前之狀態，圖3(c)表示再生後之狀態。
藉由在傳送路徑上高電壓產生之電長度之位置，連接再生循環器之輸入端，再生循環器從傳送路徑上之高電壓部分擷取電流，於所擷取之電壓超過設定電壓之時，可以對傳送路徑構成並聯阻抗。在圖3中，表示將高頻負載側之電壓VL之k倍當作設定電壓之例。並且，雖然短路狀態之端部之駐波電壓成為零，但是在此將在負載側相當於駐波之波腹部分之位置的電壓設為高頻負載側之電壓VL。
被連接之再生循環器構成並聯阻抗ZR，依此駐波之峰值被降低，且高頻負載側之電壓VL被降低。
圖4為用以說明藉由並聯阻抗所產生之再生 動作的圖示。在此，表示使用負載電壓VL之k倍當作進行再生動作的設定電壓之例。在圖4(a)中，再生循環器之連接位置P之電壓VP係於處於匹配狀態時，根據匹配阻抗而定義的穩定電壓，於成為失配狀態之時，高頻放大電路之輸出端之阻抗Zamp從Z0下降，且電壓上升。當電壓VP超越設定電壓之k．VL時，再生循環器之再生動作開始而電流從傳送路徑流至循環器(圖4(b))。
再生循環器係藉由再生動作當作並聯阻抗ZR作用(圖4(c))，降低的高頻放大電路之輸出端之阻抗Zamp藉由在高頻電源輸出端之阻抗Zgo連接並聯阻抗ZR，電阻增加(圖4(d))，抑制電壓VP之電壓上升。並且，再生動作時之阻抗Zamp超越穩定時之值。
(構成例)
以下，針對本案發明之再生循環器及高頻電源裝置，使用圖5~圖8說明上述第2態樣之構成例。
圖5表示從高頻放大電路12之輸出端起在(2n-1)λ/4之電長度之位置連接再生循環器20之輸入端的構成例。在高頻電源裝置1中，高頻放大電路12係從半導體開關元件之橋接電路12a和變壓器12b所構成。再者，輸出電路13係由傳送線路4之特性阻抗Z0和阻抗匹配之匹配電路13a和除去雜訊部分之LPF(低通過濾器電路)13b之串聯連接電路所構成。匹配電路13a可以由例如LC電路來構成。LC電路和LPF(低通過濾器電路) 13b設計成電長度成為(2n-1)λ/4。
因再生循環器20係當輸入端之交流電壓超過某位準時，電流開始流入再生循環器之電路，故表觀上負載(阻抗)在電路並聯連接，達到防止再生循環器之連接位置成為高阻抗之情形的作用。此同時與從再生電路起算電長度(2n-1)λ/4之點之阻抗Zamp成為低阻抗之情形同義。
再生循環器20為使再生循環器電力之再生開始之電路，如圖1、2所示般，具備從傳送路徑在單向擷取高頻電力之方向性結合器21及整流電路22。方向性結合器21係根據再生循環器20之輸入端之電壓和設定電壓之比較而從傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。整流電路22係將交流轉換成直流，且再生至直流電源11等。
圖6係將圖5之變壓器12b之卷數比設為1：2之高頻放大電路連接於輸出電路13之電路，且假設將負載阻抗ZL之有效成分設為100kΩ(≒Open)而電漿熄滅之情況下，對使傳送路徑之電長度1做0°~180°變化之時的電極電壓Vpp，針對具備有再生循環器之情況和不具備再生循環器之之情況下的各個情況予以表示。圖6之電極電壓Vpp係表示在電長度約85°~125°之範圍進行再生動作，且電極電壓Vpp被抑制之情形。
圖7、8表示再生循環器之電路例。在圖7所示之電路例中，再生循環器20係在輸入側具備變壓器 20a，在輸出側具備有由二極體電橋電路所構成之整流器20b而構成。變壓器20a對應於方向性結合器21，且整流器20b對應於整流電路22。藉由輸出側連接於例如直流電源11之直流電壓源，可以使直流電力再生至直流電壓源。並且，直流電力並不限定於高頻電源之直流電壓源，即使再生至其他的直流電壓源亦可。
圖8為再生循環器之變形電路例。圖8(a)所示之電路例係藉由變壓器20a之二次側連接電容器20c，補償因流至變壓器之洩漏電流(leakage)所產生之換流重疊角而導致的變壓器二次側之電壓波形歪斜。
在圖8(b)、(c)所示之電路例中，藉由在二極體電橋之輸出側連接電感器20d、20e，降低朝向再生目標的直流電源(VDD)之交流成分。即使為組合圖8(a)之電容器及圖8(b)、(c)之電感器之構成亦可。
(動作例)
以下，針對本案發明之再生循環器之動作例使用圖9~圖13進行說明。
圖9為高頻電源裝置及再生循環器之電路例。在圖9之電路例中，電漿點燃之穩定狀態的參數，及電漿熄滅之異常狀態下不具備再生循環器之情況和具備有再生循環器之情況的參數如同下述。並且，在電漿點燃時，負載阻抗ZL為500Ω，有效成分RL為100Ω。
〔穩定狀態〕
直流電源電壓VDD：290V
行進波：4000W(在高頻電源之輸出端的測量值)
反射波：0W(在高頻電源之輸出端的測量值)
高頻放大電路之輸出端阻抗Zamp：40+j20Ω
負載阻抗之有效成分RL之電壓Vpp：1794V
負載阻抗之有效成分RL：100Ω
高頻電源裝置之輸出端阻抗Zg0：50Ω
〔異常狀態：不具備再生循環器之情況〕
在圖9之電路例中，於不具備再生循環器之情況下，電漿熄滅之異常狀態之各參數如同下述。並且，在電漿熄滅時，負載阻抗之有效成分RL設為100kΩ。
直流電源電壓VDD：290V
行進波：49000W(在高頻電源之輸出端的測量值)
反射波：49000W(在高頻電源之輸出端的測量值)
高頻放大電路之輸出端阻抗Zamp：0.05-j0.01Ω
負載阻抗之有效成分RL之電壓Vpp：12530V
負載阻抗之有效成分RL：100kΩ
高頻電源裝置之輸出端阻抗Zg0：開路(40kΩ)
圖10表示時間軸區域之高頻電源之輸出端電壓Vg0、電極電壓Vpp及直流電源之輸出電流Idc、朝向高 頻放大電路之輸入電壓Iinv之各波形。並且，在圖10中，表示在t=12us電漿熄滅之時的資料。
於不具備再生循環器之情況下，相對於4kW額定之電源，輸出49kW多之輸出電力，除了有可能由於過電壓或過損失而使得電力放大元件破損之外，由於穩定時之電極電壓Vpp為1794V，對此異常時12530V之高電壓被施加至真空裝置之電極，故有可能會成為電極破損或絕緣破壞所導致的電弧產生原因之問題點。
〔異常狀態：具備再生循環器之情況〕
在圖9之電路例中，於具備再生循環器之情況下，電漿熄滅之異常狀態之各參數如同下述。並且，在電漿熄滅時，負載阻抗之有效成分RL設為100kΩ。
直流電源電壓VDD：290V
行進波：4000W(在高頻電源之輸出端的測量值)
反射波：4000W(在高頻電源之輸出端的測量值)
高頻放大電路之輸出端阻抗Zamp：18.9+j6.0Ω
負載阻抗之有效成分RL之電壓Vpp：3560V
負載阻抗之有效成分RL：100kΩ
高頻電源裝置之輸出端阻抗Zg0：開路(40kΩ)
圖11表示時間軸區域之高頻電源之輸出端電壓Vg0、電極電壓Vpp及直流電源之輸出電流Idc、朝向高頻放大電路之輸入電壓Iinv之各波形。並且，在圖11 中，表示在t=12us電漿熄滅之時的資料。
圖12係在史密斯圖上表示高頻放大電路之輸出端阻抗Zamp對傳送線路之電長度的阻抗軌跡。圖12(a)係在不具備有再生循環器之情況下，表示電漿熄滅之時的輸出端阻抗Zamp之變化，圖12(b)表示具備再生循環器之情況下，電漿皆熄滅之時之輸出端阻抗Zamp之變化。
在圖12(a)中，A、B、C相當於電長度分別為0、λ/4、λ/2之阻抗，隨著電長度從0變化至λ/2，阻抗以A、B、C之順序變化。
因駐波之波腹部分和波節部分之間電長度具有λ/4之關係，故負載端電壓成為最大的係當負載端處於相當於駐波之波腹部分之位置時，此時從相當於駐波之波節部分之高頻放大電路看到的阻抗Zamp為相當於短路狀態之低阻抗。並且，因負載端電壓與電極電壓成比例，故當電極電壓成為最大之時，阻抗Zamp成為低阻抗。
在圖12(a)中，當負載端電壓(電極電壓)成為最大時，負載端之阻抗處於電長度A之位置，此時，從高頻放大電路看到的阻抗Zamp成為從A僅移動λ/4之電長度B之位置。電長度B之阻抗為0，相當於短路狀態。
因此，當觀察從高頻放大電路看到的阻抗Zamp之時，當處於阻抗Zamp為0之電長度B的位置時，負載端之阻抗處於阻抗相當於∞之電長度A的位置，負載 端電壓(電極電壓)增大。
在圖12(b)中，A、C相當於電長度分別為0、λ/2之阻抗，D為相當於電長度為0和λ/4之間的阻抗，E為相當於電長度為λ/4和λ/2之間的阻抗，隨著電長度從0變化至λ/2，阻抗以A、D、E、C之順序變化。
在具備有再生循環器之構成中，當在0和λ/4之間，阻抗Zamp接近於短路狀態時，在電長度D中成為傳送路徑連接並聯阻抗之狀態，產生負載阻抗所具有之外的有效成分，阻抗沿著迴避電長度B之低阻抗點的阻抗軌跡而變化。
在λ/4和λ/2之間，阻抗Zamp從短路狀態返回至開路狀態之時，在電長度E中成為並聯阻抗之連接從傳送路徑脫離之狀態而產生之有效成分消失，阻抗朝向電長度C之高阻抗點變化。
因此，藉由具備再生循環器，可以成為使高頻放大電路之輸出端阻抗Zamp避開短路狀態之低阻抗的狀態。
因藉由再生循環器所產生的並聯阻抗，可以迴避阻抗Zamp之低阻抗化，故可以抑制負載電壓VL及電極電壓Vpp跳到穩定時好幾十倍的值。
藉由並聯阻抗所產生之有效成分係藉由通過再生循環器使電力返回至直流電源電壓VDD而產生者，因並非藉由追加內部虛擬負載等之損失成分而產生者，故可以迴避再生的能量損失，並可以提升再生效率。
再者，全反射時之輸出電力被限制在4000W，其結果電極電壓Vpp之上限也被限制。
藉由限制輸出電力及電壓之上限，可以抑制由於電力放大元件之破損、真空裝置之電極破損、由於電弧所導致的半導體元件之破損等。
(再生動作之開始條件)
如上述般，從高頻放大電路之輸出端觀看到之阻抗Zamp成為低阻抗之阻抗狀態，與藉由駐波所產生之負載電壓的上升具有對應關係。以下，針對藉由再生動作使阻抗Zamp迴避低阻抗之動作條件予以說明。
D級RF產生器係以換流器使產生方形波。在圖13之電路例中，當將方形波電壓之基本成分之有效電壓設為Vin，將換流器之導通電阻設為Ron，將變壓器卷數比設為N時，內部電阻Rin以下式表示。
Rin=2RonN2．．．(1)
此時，高頻輸出之有效電壓Vg0、有效電流ig0之關係為vamp=vg0=vin-Riniamp=vin-Rinig0 iamp=ig0 Zamp=vamp/iamp=vg0/ig0=Zg0．．．(2)
當設為同軸纜線長度l中之負載側之有效電壓VL，有效電流iL，傳送路徑長l=λ/4、βl=π/2，將VL置換 成VL(λ/4)，將VL(λ/4)設定成基準向量，使成為VL(λ/4)=VL-set時，以下式表示。
vL-set=vP-set iL-set=iP-set ZL=ZP．．．(3)
vg0(λ/4)=j(vP-setZ0)/ZPig0(λ/4)=jvP-set/Z0 Zg0(λ/4)=vg0(λ/4)/ig0(λ/4)=Z0 2/ZP．．．(4)
〔再生動作時之容許電壓比k和Zamp〕
在式(4)中，匹配成ZL=Z0之時的下標以Z0表示，再生動作時之下標以regen表示，當負載電壓VL成為匹配時之負載電壓VL-Z0之k倍時，以再生動作開始而定義負載電壓VL之容許電壓比k時，從再生時之高頻放大電路看到的阻抗Zamp(λ/4)-regen及再生循環器之連接位置P之阻抗ZP(λ/4)-regen分別以下之式子表示。
Zamp(λ/4)-regen={Z0-(k-1)Rin}/k ZP(λ/4)-regen=kZ0 2/{Z0-(k-1)Rin}．．．(5)
並且，因再生循環器之連接位置P和負載端之間的電長度與波長λ之整數倍具有關係時，因處於VL=VP之關係，故可以取代負載電壓VL而藉由連接位置P之電壓VP而設定容許電壓比k，且於再生動作開始電壓 VP-regen成為匹配時之電壓VP-Z0之k倍時，即使以再生動作開始而設定容許電壓比k亦可。圖14表示將容許電壓比k設為2時，再生動作開始電壓VP-regen和電壓VP-Z0之關係。
以下，作為計算例，以作為負載電壓vL成為最大之以下的條件而言，例如 ZL=∞
Rin=8Ω
Z0=50Ω
傳送線路之電長度l=λ/4
之時，使用再生循環器而設成k=2之時，抑制負載電壓vL之例。
較再生循環器之連接位置P更負載側之阻抗ZP係在負載側為開路狀態之阻抗((ZP=∞)的狀態下，當藉由再生循環器連接並聯阻抗ZR時，阻抗ZP藉由映像阻抗成為ZP=ZR。
使用式(5)求出Zamp和ZP時，成為Zamp={Z0-(k-1)Rin}/k={50-(2-1)×8}/2=21[Ω] ZP=ZR=kZ0 2/{Z0-(k-1)Rin}=2×502/{50-(2-1)×8}≒119[Ω]
此係表示在P點於無限大之負載阻抗並聯地連接ZR(約119Ω)之狀態，迴避Zamp成為低阻抗(短路)。
並且，在式(5)中，在負載為開路狀態 (ZL=∞)下，亦藉由將容許電壓比k設為1，而成為Zamp=ZP=50Ω，可以使成為匹配狀態。
容許電壓比k=1係指使開始進行再生動作之負載電壓VL成為匹配時之負載電壓VL-Z0之意，藉由在正常狀態中也進行再生動作，即使在阻抗之失配而成為異常狀態之時，亦可以將負載電壓VL維持在匹配時之負載電壓VL-Z0。
〔再生動作時之VL-regen和直流電源電壓VDD之關係〕
在負載電壓VL成為匹配時之有效電壓vL-Z0之k倍之時點，開始再生動作，使直流電力再生(regeneration)至直流電源電壓VDD，並且將負載電壓VL之上限電壓限制在再生動作時之負載電壓VL-regen。
在使用變壓器而進行再生之時，再生目標之直流電源電壓VDD可以藉由vP-regen(vL-regen)之平均值(2√2vP-regen/π)和變壓器之卷數比N而予以定義。
於ZL=Z0之時，當被施加於高頻放大電路之反流器之直流電源電壓VDD和再生動作開始電壓VP-Z0(VL-Z0)為已知之時，變壓器之卷數比N可以由容許電壓比k以下式(6)表示。
N×VDD=2√2×vL-regen/π=(2√2×k×vL-Z0)/π N=(2√2×k×vL-Z0)/(π×VDD)≒(0.9×k×vL-Z0)/(π×VDD)．．．(6)
並且，上述實施型態及變形例中之記述為與本發明有關之直流電源裝置及直流電源裝置之控制方法之一例，本發明並不限定於各實施型態，可根據本發明之主旨做各種變形，並非將該些從本發明之範圍排除者。
〔產業上利用之可能性〕
本發明之再生循環器、高頻電源裝置、再生方法可以適用於對液晶面板製造裝置、半導體製造裝置、雷射振盪器等之負載成為電漿負載之負載裝置供給高頻電力之電力供給裝置，及電力供給方法。
1‧‧‧高頻電源裝置
2‧‧‧高頻負載
3‧‧‧傳送路徑
10‧‧‧高頻電源
11‧‧‧直流電源
12‧‧‧高頻放大電路
20‧‧‧再生循環器
21‧‧‧方向性結合器
22‧‧‧整流電路
Zamp‧‧‧輸出端阻抗
ZL‧‧‧負載阻抗
ZR‧‧‧並聯阻抗

Claims (25)

  1. 一種再生循環器，係從高頻電源之高頻放大電路和高頻負載之間的傳送路徑上使高頻電力再生的再生循環器，其特徵在於：上述再生循環器之輸入端被連接於上述傳送路徑上，上述再生循環器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，上述並聯阻抗係從上述連接位置在單向擷取高頻電力並使其再生。
  2. 如請求項1所記載之再生循環器，其中上述再生循環器之輸入端之上述傳送路徑上之連接位置在上述傳送路徑上相當於由於阻抗失配所產生之駐波之波腹部分的位置，上述再生循環器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，上述並聯阻抗係從上述連接位置在單向擷取高頻電力並使其再生。
  3. 如請求項1或2所記載之再生循環器，其中上述再生循環器之輸入端之上述傳送路徑上之連接位置，係從高頻放大電路之輸出端算起，上述高頻電源在上述傳送路徑上所輸出之高頻之波長(λ)之四分一波長(λ/4)之奇數倍之電長度的位置，上述再生循環器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗， 上述並聯阻抗係從上述連接位置在單向擷取高頻電力並使其再生。
  4. 如請求項1或2所記載之再生循環器，其中具備從上述傳送路徑在單向擷取高頻電力之方向性結合器，上述方向性結合器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，從上述傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
  5. 如請求項3所記載之再生循環器，其中具備從上述傳送路徑在單向擷取高頻電力之方向性結合器，上述方向性結合器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，從上述傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
  6. 如請求項4所記載之再生循環器，其中上述方向性結合器具備變壓器，上述變壓器之卷數比係根據上述設定電壓和再生循環器之輸出端之電壓的電壓比的值。
  7. 如請求項6所記載之再生循環器，其中具備將上述變壓器之交流輸出轉換成直流之整流器。
  8. 如請求項6所記載之再生循環器，其中在上述變壓器之二次側並聯地具備電容器。
  9. 如請求項7所記載之再生循環器，其中在上述整流器之後段串聯地具備直流電抗器。
  10. 一種高頻電源裝置，其特徵在於具備：對高頻負載供給高頻電力的高頻電源；和從上述高頻電源所具備之高頻放大電路和高頻負載之間的傳送路徑在單向擷取高頻電力而使再生的再生循環器，上述再生循環器之輸入端被連接於上述傳送路徑上，上述再生循環器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，上述並聯阻抗係從上述連接位置擷取高頻電力並使其再生。
  11. 如請求項10所記載之高頻電源裝置，其中上述再生循環器之輸入端之上述傳送路徑上之連接位置在上述傳送路徑上相當於由於阻抗失配所產生之駐波之波腹部分的位置，上述再生循環器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，上述並聯阻抗係從上述連接位置擷取高頻電力並使其再生。
  12. 如請求項10或11所記載之高頻電源裝置，其中上述再生循環器之輸入端之上述傳輸路徑上之連接位置，係從高頻放大電路之輸出端算起，上述高頻電源在上述傳輸路徑上所輸出之高頻之波長(λ)之四分一波長 (λ/4)之奇數倍之電長度的位置，上述再生循環器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，上述並聯阻抗係從上述連接位置在單向擷取高頻電力並使其再生。
  13. 如請求項10或11所記載之高頻電源裝置，其中具備從上述傳送路徑在單向擷取高頻電力之方向性結合器，上述方向性結合器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，從上述傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
  14. 如請求項12所記載之高頻電源裝置，其中具備從上述傳送路徑在單向擷取高頻電力之方向性結合器，上述方向性結合器係根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，從上述傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
  15. 如請求項13所記載之高頻電源裝置，其中上述方向性結合器具備變壓器，上述變壓器之卷數比係根據上述設定電壓和再生循環器之輸出端之電壓的電壓比的值。
  16. 如請求項15所記載之高頻電源裝置，其中 具備將上述變壓器之交流輸出轉換成直流之整流器。
  17. 如請求項15所記載之高頻電源裝置，其中在上述變壓器之二次側並聯地具備電容器。
  18. 如請求項16所記載之高頻電源裝置，其中在上述整流器之後段串聯地具備直流電抗器。
  19. 一種高頻電力之再生方法，係藉由再生循環器從高頻電源之高頻放大電路和高頻負載之間的傳送路徑上使高頻電力再生的方法，其特徵在於：將上述再生循環器之輸入端連接於上述傳送路徑上，根據上述再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，藉由上述並聯阻抗從上述連接位置擷取高頻電力並使其再生。
  20. 如請求項19所記載之高頻電力之再生方法，其中在上述再生循環器中，將輸入端連接於在上述傳送路徑上由於阻抗失配所產生之駐波之波腹部分的位置，根據上述再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，藉由上述並聯阻抗從上述連接位置擷取高頻電力並使其再生。
  21. 如請求項19或20所記載之高頻電力之再生方法，其中在上述再生循環器中，將輸入端在上述傳送路徑上連 接於從高頻放大電路之輸出端算起，上述高頻電源在上述傳輸路徑上所輸出之高頻之波長(λ)之四分一波長(λ/4)之奇數倍之電長度的位置上，根據上述再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓的比較，而對上述傳送路徑構成並聯阻抗，藉由上述並聯阻抗從上述連接位置在單向擷取高頻電力並使其再生。
  22. 如請求項19或20所記載之高頻電力之再生方法，其中藉由上述並聯阻抗，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，從上述傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
  23. 如請求項21所記載之高頻電力之再生方法，其中藉由上述並聯阻抗，根據再生循環器之輸入端之電壓和設定電壓之比較，從上述傳送路徑擷取高頻電力，在再生動作中，將再生循環器之輸入端之電壓之上限限制在設定電壓。
  24. 如請求項19或20所記載之高頻電力之再生方法，其中將高頻電力之交流輸出轉換成直流之後予以再生。
  25. 如請求項21所記載之高頻電力之再生方法，其中 將高頻電力之交流輸出轉換成直流之後予以再生。
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