JP5534366B2 - 高周波電力供給装置、及びイグニッション電圧選定方法 - Google Patents

高周波電力供給装置、及びイグニッション電圧選定方法 Download PDF

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Description

本発明は、負荷に高周波電力を供給する高周波電源装置、および高周波電源装置から負荷に高周波電力を供給する際に、負荷端（負荷側の入力端）に所定の負荷端電圧を発生させるために高周波電源装置が出力する電圧の選定に関し、特に、負荷がプラズマ負荷である場合に、プラズマ負荷に高周波電力を供給しプラズマ放電を生じさせる際の着火電圧であるイグニッション電圧（着火電圧）の電圧選定に関する。
プラズマ処理装置は、例えばプラズマを発生させる反応室内に設けた電極に高周波電力を供給してプラズマ放電を発生させ、発生したプラズマによって基板に表面処理を施す装置であり、半導体製造等に使用される。
図１１、１２はプラズマ処理装置の一構成例を説明するための図である。図１１は単純化した等価回路を示している。図１１に示す構成例において、プラズマ処理装置１００は、高周波電源１０１を給電ケーブル１０４および整合器（マッチングボックス）１０３を介して反応室１０２の電極に接続し、負荷端（負荷側の入力端）にイグニッション電圧を印加してプラズマを発生させ、プラズマ発生後は高周波電力をプラズマ負荷に供給する。
高周波電源１０１は、等価的にＲＦ電源電圧１０１ａ（Ｖｇ）と内部インピーダンス１０１ｂ（Ｚｇ）とローパスフィルタ１０１ｃ（ＬＰＦ）で構成することができる。
整合器１０３は、高周波電源１０１と負荷側とのインピーダンス整合をとることによって負荷側から高周波電源に向かう反射波電力を低減させ、高周波電源１０１から負荷に向かって供給する所定周波数の高周波電力の供給効率を向上させている。
図１２はＲＦ電源電圧１０１ａ（Ｖｇ）を複数使用する場合の構成例であり、複数のＲＦ電源電圧１０１ａの出力電圧をコンバイナ１１２によって結合し、ローパスフィルタ１１３を介して出力する一般的な高周波電源１１１の構成を示している。図１２に示す回路構成では、ＲＦ電源電圧１０１ａ（Ｖｇ）と内部インピーダンス１０１ｂ（Ｚｇ）とローパスフィルタ１０１ｃ（ＬＰＦ）から成る各電源部分をコンバイナ１１２およびローパスフィルタ１１３を介して給電ケーブル１０４および整合器１０３に接続している。
プラズマ負荷に対して電力を供給する際、プラズマの放電開始時において負荷端での放電電圧が低下することが知られている。そのため、十分なイグニッション電圧が印加されていない場合には、負荷端での放電電圧の低下によってプラズマの着火が不安定となることになる。プラズマ着火を安定なものとするには、プラズマ負荷に電力を供給する高周波電源装置には、プラズマを発生させるためのイグニッション電圧（着火電圧）として十分な高電圧を負荷端に印加することが求められている。
従来、高周波電源は、Ａ級高周波電源やＢ級高周波電源と比較して効率が良く、簡易な回路で大電力に増幅できることから、Ｃ級高周波電源が主に用いられている。
また、一般に、高周波電源装置から負荷への電力供給を給電ケーブルを用いて行う電力伝送において、負荷端における電圧は給電ケーブルのケーブル長で定まる電気長に依存しすること、および、給電ケーブルの電気長を高周波電力の波長に応じて所定の関係を満たすように定めることによって負荷端の電圧を高められることが知られている。
給電ケーブル１０４のケーブル長さＬＷおよび高周波電力の波長で定まる電気長ＬＥによって、インピーダンス調整や高調波成分の整合を行う技術として、例えば、以下の文献（特許文献１〜３）が知られている。
特許文献１には、高周波電源に対する反射電力を小さくして電力供給を行うことを目的とするインピーダンス調整器として、同軸ケーブルの長さを可変とするプラズマＣＶＤ装置が提案されている。
また、高周波電力中の高調波成分に対する不整合によって伝送線上に混在する高調波成分の進行波と反射波とから定在波が発生し、この定在波によってプラズマの生成や分布特性が不定に変動し、プラズマにおけるプロセスの再現性や信頼性が低下するという問題が知られている。この問題に対して、伝送線路の線路長を高周波電力の第３高調波の波長λに対してλ／２あるいは３λ／４よりも短くするプラズマ処理装置（特許文献２参照）や、反射波電力の高調波成分のレベルが基本波のレベル以下となるケーブル長をプロセス条件に応じて予め定めておくプラズマ処理装置（特許文献３参照）が提案されている。
特開２００３−１７８９８９号公報（請求項９，段落［0032]） 特開２００４−２４７４０１公報（請求項１，２，３，段落［0010]） 特開２０１０−１７７５２５公報（段落［0009]，段落［0027]）
前記したように、高周波電源による電力供給において負荷端電圧を高めることが求められる場合がある。例えば、プラズマ負荷の場合には、負荷を無放電状態から放電を開始してプラズマ放電の状態とするために、プラズマが発生するに十分な高い電圧を負荷端に印加する必要がある。
背景技術で示したように、プラズマ負荷において放電開始時に放電電圧が降下するという問題点が知られており、また、給電ケーブルのケーブル長によって電気長を変えることで負荷端電圧を高める技術が知られていることから、プラズマ発生に十分に高い電圧を負荷端に印加するという課題に対して、給電ケーブルのケーブル長による負荷端の電圧上昇技術を適用することが想定される。
しかしながら、従来用いられるＣ級高周波電源装置において、給電ケーブルのケーブル長によって電気長を変え、負荷端の電圧を上昇させる技術を適用した場合には、以下で示すように負荷端電圧の制限や高周波電源装置の自己発振などの問題があるため、負荷端に対してプラズマ発生に十分な高電圧を印加することは困難である。そのため、給電ケーブルのケーブル長による負荷端の電圧上昇技術の適用によって負荷端に高電圧を印加することはできない。
［負荷端電圧の制限］
従来の高周波電源装置は、負荷端電圧が電源電圧以下に制限されるという問題点がある。Ｃ級高周波電源は、その増幅方式の特性から負荷端電圧は電源電圧以下に制限されるため、プラズマを着火させるに十分なイグニッション電圧（着火電圧）が得られず、プラズマの着火性能が制限される。
図１３は図１１のＣ級の高周波電源１０１の等価回路を示している。Ｃ級高周波電源は、Ｃ級増幅回路の電力増幅素子を電圧ドロッパとして動作させるものであり、等価的には内部インピーダンスＺｇを変えることで電力を可変としている。
ここで、一般に、高周波電源１０１の内部インピーダンスＺｇと高周波電源１０１から見た負荷インピーダンスＺｉｎがマッチングした状態において、定格出力時に負荷に供給する電力を最大とするために、通常、Ｃ級高周波電源の内部インピーダンスＺｇを負荷インピーダンスＺｉｎとなるように設定している。
例えば、負荷インピーダンスＺＬのインピーダンスが５０[ohm］であり、また、ケーブルの特性インピーダンスＺＯも５０[ohm］の場合には、負荷インピーダンスＺｉｎは５０[ohm］となるため、Ｃ級高周波電源の内部インピーダンスＺｇを電源の定格出力時に５０[ohm］となるように設定している。
Ｚｉｎ＝ＺＬのときに負荷インピーダンスＺＬへの供給電力ＰＬが最大となることは、例えば以下の式から導くことができる。
負荷インピーダンスＺＬへの供給電力ＰＬは以下の式（１）で表される。
ＰＬ＝｛Ｖｇ／（Ｚｇ＋ＺＬ）｝２×ＺＬ …（１）
この供給電力ＰＬが最大となるには、式（１）を負荷インピーダンスＺＬで微分した（dＰＬ／dＺＬ）が“０”となる条件から得ることができる。
（dＰＬ／dＺＬ）＝Ｖｇ ２×｛１/（Ｚｇ＋ＺＬ）２−２ＺＬ/（Ｚｇ＋ＺＬ）３｝＝０ …（２）
Ｚｇ＝ＺＬ …（３）
上記式（３）は、供給電力ＰＬが最大となるのは、内部インピーダンスＺｇが負荷インピーダンスＺＬと一致する場合であることを示している。
したがって、負荷インピーダンスＺＬが電圧定在波比（VSWR）が無限大である負荷の場合を想定した場合、Ｃ級高周波電源が出力する負荷端電圧ＶＬの最大値はＲＦ電源電圧Ｖｇに制限される。
例えば、負荷が定格負荷ＺＬ＝５０[ohm］である場合には、Ｃ級高周波電源が出力できる負荷端電圧ＶＬは、ＲＦ電源電圧Ｖｇを内部インピーダンスＺｇと負荷抵抗ＺＬで分圧したＶｇ／２となり、この電圧が定格電圧となる。また、負荷が開放状態にある場合には、Ｃ級高周波電源によって出力できる負荷端電圧ＶＬはＲＦ電源電圧Ｖｇとなり、最大であっても定格電圧（Ｖｇ/２）の２倍までしか負荷端電圧を上げることができない。
したがって、プラズマ負荷において、プラズマ無放電状態からプラズマ放電を生じさせるイグニッション電圧としてＲＦ電源電圧Ｖｇを越える大きな電圧を負荷端電圧に発生させることができない。
このように、高周波電源装置の内部インピーダンスＺｇと負荷インピーダンスＺｉｎとをマッチングさせた場合には、端部電圧はケーブルの長さにかかわらず一定となり、ケーブル長によって電気長を変えたとしても端部電圧は電源電圧以下に制限されるため、負荷端に高電圧を印加することはできない。
なお、背景技術で示した何れの文献もケーブル長を可変とすることによって負荷端の電圧を上昇させる点について何ら開示していない。
（特許文献１）：特許文献１に示される給電ケーブルは、反射波電力を低減して効率的な電力供給を行うためのインピーダンス調整器として同軸ケーブルのケーブル長を可変とするものであり、負荷端電圧について何ら開示していない。
（特許文献２）：特許文献２に示される給電ケーブルは、高周波電力の高調波成分による伝送線路上の定在波の形成を抑制するために、高調波電力の第３高調波の波長λに対して伝送線路の線路長がλ／２あるいは３λ／４とならないように短く設定し、これによって、負荷端が短絡端あるいは開放端とならないようにするものであり、負荷端電圧について何ら開示していない。
（特許文献３）：特許文献３に示される給電ケーブルは、反射波電力の高調波レベルが基本波のレベル以下となるケーブル長をプロセス条件に応じて予め定めておくものであり、負荷端電圧について何ら開示していない。
上記したように、特許文献１−３は給電ケーブルを用いて反射波電力を低減するための技術であり、負荷端電圧をプラズマの発生に十分に高いイグニッション電圧（着火電圧）とすることについて何ら示されておらず、また、何れの文献もプラズマが発生した状態においてプラズマを安定して維持するために電力を供給する技術であって、プラズマ無放電状態においてプラズマを発生させるための負荷端に印加するイグニッション電圧の選定に適応することができないという問題がある。
[Ｃ級高周波電源の自己発振]
高周波電源として従来使用されているＣ級高周波電源は、無放電状態からインピーダンス整合がとれたプラズマ放電状態への過程において、自己発振の異常現象が発生するという問題がある。自己発振が発生すると整合がとれなくなり負荷端電圧が電源電圧以下に制限されるという問題がある。
Ｃ級増幅器を用いることで電力増幅を行うＣ級高周波電源は、許容反射電力を超えると自己発振（Self-oscillation）現象が生じる。高周波電源において自己発振現象が発生すると、高周波電源が目的とする所望の周波数から離れた周波数で発振する。そのため、整合器は設定した周波数による正常動作を行うことができず、プラズマ着火が困難となる他、発生したプラズマが点滅するなど、プラズマが不安定となる。
自己発振現象を避けるために、反射波電力が許容反射波電力以下となるように進行波電力を垂下させる場合がある。例えば、自己発振現象を起こさない許容反射電力を定め、この許容反射電力を例えば定格進行波電力の２０％の大きさに垂下レベルを設定して、反射波電力が垂下レベルを超えた場合には、垂下動作によって進行波電力を制限する。このように反射波電力が垂下レベルを超えて垂下保護が動作すると、進行波電力が低下するためプラズマ着火が困難となる。
進行波電力を垂下させて制限した場合には、自己発振現象を抑制することができるが、進行波電力が制限されるため負荷に十分な電力供給が行われなくなり、自己発振現象の場合と同様に、プラズマの着火性が悪化する現象や、プラズマが不安定となる現象が生じる。
Ｃ級高周波電源において、反射波電力に対して耐量が少なく、また、自己発振現象を起こしやすいという問題点は、以下に示すようなＣ級増幅器の増幅特性に基づいている。
Ｃ級増幅器の電力増幅素子は活性領域（線形領域）を使用しているため、電力増幅素子のドレイン−ゲート間の帰還インピーダンスを通して反射波電力が帰還された際に、この反射波電力に重畳している固有振動分が活性領域で増幅されて自己発振条件を満たすと、自己発振を発生する。
また、ケーブル長と整合回路定数で定まる電気長において、電圧定在波比（VSWR）が大きな値をとるとき、電気長とＣ級増幅器の電力増幅素子の帰還容量がマッチング（整合）して、同様に自己発振条件を満たすと、Ｃ級増幅器の電力増幅素子はこのマッチングした固有の周波数で共振することになり、自己発振現象が持続する。
したがって、従来の高周波電源装置において、負荷に電力を供給する給電ケーブルのケーブル長による電気長の調整によって負荷端の電圧を上昇させる技術を適用したとしても、プラズマ放電を生じさせるに十分な高いイグニッション電圧を印加することはできない。
本発明は前記した従来の問題点を解決し、負荷に高周波電力を供給する高周波電力供給において、負荷端電圧を高電圧とすることを目的とし、プラズマ負荷の負荷端電圧をプラズマ放電を生じさせるに十分な高いイグニッション電圧を印加することを目的とする。
本発明は、高周波電源から給電部を通して負荷への高周波電力の供給において、
（ａ）高周波電源の内部インピーダンスを給電部の特性インピーダンスよりも低インピーダンスとし、
（ｂ）高周波電源と負荷とを接続して高周波電力を給電する給電部の電気長を、高周波交流の基本波長λに対して所定の関係に選定するものであり、上記構成によって、負荷端電圧を少なくとも高周波電源装置の直流電源の電圧に比例したＲＦ電源電圧よりも高い電圧とするものである。
上記の構成（ａ），（ｂ）において、（ａ）の内部インピーダンスが低い高周波電源は、一定のデューティー比（例えばデューティー比５０％）のスイッチング動作で直流電源の直流を高周波交流に変換する高周波電源を用いることで得ることができる。この高周波電源は、Ｄ級増幅回路（Class D：IEC国際基準IEC60268-3 4 classes of operation）を用いたＤ級高周波電源とすることができる。
また、（ｂ）の給電部の電気長の選定は、負荷の入力端であるケーブルの負荷端が開放状態（無放電状態）にあるときの電気長ＬＥを高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λとする。ただし、ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
例えば、イグニッション電圧となる負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧Ｖｇの２倍以上となる時の倍率Ｋは２であり、このときのｋ・λは“λ／１２”である。
したがって、ケーブルの電気長ＬＥを“（２ｎ−１）・λ／４”を中心として前後に“λ／１２”の範囲内に設定することによって、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））をＲＦ電源電圧Ｖｇの２倍以上とすることができる。
また、他の例として、イグニッション電圧となる負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧Ｖｇ以上となる時の倍率Ｋは１であり、このときのｋ・λは“λ／４”である。
したがって、ケーブルの電気長ＬＥを“（２ｎ−１）・λ／４”を中心として前後に“λ／４”の範囲内に設定することによって、負荷端電圧（ＶＺ（＝ＬＥ））をＲＦ電源電圧Ｖｇ以上とすることができる。
なお、ｋ・λの値として“λ／４”を設定した場合には、ケーブルの電気長ＬＥの範囲は全範囲となり、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））は任意のケーブル長においてＲＦ電源電圧Ｖｇ以上の電圧となる。このことは、（ａ）の高周波電源の内部インピーダンスを給電部の特性インピーダンスよりも低インピーダンスとする構成によって、任意に設定したケーブル長において負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））をＲＦ電源電圧Ｖｇ以上の電圧とすることができることを示している。
なお、ここで、電気長ＬＥは高周波電源から整合器の出力端までの電気長であり、後に説明する図１において、高周波電源部１のＬＰＦ１ｃの入力端から整合器の出力端までの電気長である。
上記した（ａ）の低内部インピーダンスＺｇの高周波電源と、（ｂ）の給電部のケーブルの電気長ＬＥを選定することによって、負荷端電圧ＶＬ（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））を高めることができる。
本願発明は、高周波電力供給装置の態様とイグニッション電圧選定方法の態様とすることができる。
[高周波電力供給装置の態様]
本願発明の高周波電力供給装置は、スイッチング動作による直流電源の直流を高周波交流に変換する高周波電源部と、高周波電源部の出力端と負荷の入力端である負荷端との間に接続し高周波交流を負荷に供給する給電部とを備える。
高周波電源部の内部インピーダンスＺｇは、給電部の特性インピーダンスＺＯよりも低インピーダンスである。また、給電部は、負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥが高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λに選定された値である。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
高周波電源部は、スイッチング動作によって直流電源の直流を高周波交流に変換する電源装置であり、例えば、直流電源とインバータ回路と、ローパスフィルタ（LPF）によって構成することができる。
インバータ回路は、ＲＦゲート信号でスイッチング動作を行うＲＦ電力増幅素子を備える。ＲＦ電力増幅素子は、ＲＦゲート信号によるスイッチング動作によって直流電源の直流電圧Ｖｄｃをオン・オフし、例えば、５０％デューティーの台形波を形成する。フィルタ回路は、インバータ回路の台形波を入力し正弦波を出力する。
高周波電源部の内部インピーダンスは、ＲＦ電力増幅素子のオン状態のインピーダンス（オンインピーダンス）とすることができる。ＲＦ電力増幅素子のオン状態のインピーダンスは、例えば数[ohm］程度の低インピーダンスであり、給電ケーブルとして用いられる一般に用いられる同軸ケーブルが備える特性インピーダンスの５０[ohm］よりも十分に低いインピーダンスである。
給電部は高周波電源と負荷との間を電気的に接続し、高周波電源が出力する高周波電力を負荷に給電する。給電部は、同軸ケーブル等の給電ケーブル、コンデンサとリアクトルからなるフィルタ回路、あるいは給電ケーブルとフィルタ回路の直列回路とすることができる。給電部のインピーダンスは、給電ケーブルの場合には分布定数で表すことができ、フィルタ回路の場合には集中定数で表すことができる。
電気長ＬＥは、伝送線路を伝送する信号波の長さであり、その伝送線路を伝送する信号波の波長λに基づいて表すことができる。
本発明の給電部は、複数の形態とすることができる。
本発明の給電部の第１の形態は、高周波電源部の出力端と負荷の負荷端とを電気的に接続する給電ケーブルとすることができる。
高周波電源部の内部インピーダンスは、給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、給電ケーブルは、負荷の負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λに選定された電気長ＬＥとする長さとする。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
本発明の給電部の第２の形態は、高周波電源部の出力端と前記負荷の負荷端とを電気的に接続するフィルタ回路とすることができ、フィルタ回路はコンデンサおよびリアクトルから構成することができる。
高周波電源部の内部インピーダンスは、フィルタ回路の入力インピーダンスよりも低インピーダンスであり、フィルタ回路のコンデンサとリアクトルの値を調整して、負荷端が開放状態にあるときのフィルタ回路の電気長ＬＥを高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λに選定された電気長ＬＥとする。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
本発明の給電部の第３の形態は、高周波電源部の出力端と前記負荷の負荷端とを電気的に接続する、コンデンサおよびリアクトルからなるフィルタ回路と給電ケーブルとの直列回路とすることができる。
高周波電源部の内部インピーダンスは、給電部の特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、フィルタ回路と給電ケーブルとの直列回路の電気長ＬＥは、負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λに選定された電気長ＬＥとする。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
[イグニッション電圧選定方法の態様]
本願発明のイグニッション電圧選定方法は、プラズマ負荷の入力端である負荷端において、プラズマ負荷にプラズマ放電を生じさせるイグニッション電圧を選定する方法である。
高周波電源部の高周波交流を給電部を通してプラズマ負荷へ供給する給電において、高周波電源では、スイッチング動作によって直流電源の直流を高周波交流に変換することによって、高周波電源の内部インピーダンスを給電部の特性インピーダンスよりも低インピーダンスとする。
また、給電部では、プラズマ負荷が無放電状態にあってプラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるときの給電部のケーブル長ＬＷを調整して、電気長ＬＥが高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λとし、この電気長ＬＥによって定まるプラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定する。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
本発明の給電部は、高周波電力供給装置の態様と同様に、複数の形態とすることができる。
本発明の給電部の第１の形態は、高周波電源部の出力端とプラズマ負荷の負荷端とを電気的に接続する給電ケーブルとすることができる。高周波電源部の内部インピーダンスは、給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、給電ケーブルのケーブル長ＬＷを、プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λ とする長さとし、ケーブル長によって定まるプラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定する。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
本発明の給電部の第２の形態は、高周波電源部の出力端とプラズマ負荷の負荷端とを電気的に接続するフィルタ回路とすることができ、フィルタ回路はコンデンサおよびリアクトルの回路から構成することができる。高周波電源部の内部インピーダンスは、フィルタ回路のインピーダンスよりも低インピーダンスであり、フィルタ回路のコンデンサおよびリアクトルの値を調整して、プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるときのフィルタ回路の電気長ＬＥが高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λとなる値とし、フィルタ回路によって定まるプラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定する。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
本発明の給電部の第３の形態は、高周波電源部の出力端とプラズマ負荷の負荷端とを電気的に接続するフィルタ回路と給電ケーブルとの直列回路とすることができる。フィルタ回路はコンデンサおよびリアクトルの回路から構成することができる。
高周波電源部の内部インピーダンスは、給電部の特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、直列回路において、給電ケーブルの長さおよびフィルタ回路のコンデンサおよびリアクトルの値を、プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるとき高周波交流の基本波長λに対して、電気長ＬＥが（２ｎ−１）・λ/４−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・λ/４＋ｋ・λとなる値とし、直列回路によって定まるプラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定する。ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
本発明はＤ級高周波電源等のスイッチング動作による直流電源の直流を高周波交流に変換する高周波電源を用いる。
この高周波電源によれば、電力増幅をＲＦ電力増幅素子の飽和領域を用いて行うことによって、帰還容量を通して負荷側から帰還される反射波の固有振動の影響を回避することができるため、自己発振現象の発生を防ぐことができる。
また、自己発振現象の発生を抑制することができるため、ＲＦ電力増幅素子の許容損失範囲内であれば、１００％を超える反射波電力を許容することができる。従来使用されるＣ級高周波電源の場合には、定格進行波電力の例えば２０％程度の反射波電力を垂下レベルとして設定して垂下保護を行っているため、プラズマが不安定となるといった支障が生じるが、本発明によれば、垂下保護を行うことなく１００％を超える反射波電力を許容することができるため、進行波電力の低下によるプラズマの着火不良や、不安定動作を防ぐことができる。
なお、通常、プラズマの着火動作（イグニッション動作）は短時間で行われるため、本発明は１００％を超える反射波電力に対して上記したように垂下保護を行うことなく許容するが、何らかの要因で１００％を超える反射波電力が長時間に渡って継続する場合には、熱保護のために垂下保護を行ってもよい。
以上説明したように、本発明の高周波電力供給装置及びイグニッション電圧選定方法によれば、負荷に高周波電力を供給する高周波電力供給において、負荷端電圧を高電圧とすることができる。負荷がプラズマ負荷である場合には、プラズマ負荷の負荷端電圧をプラズマ放電を生じさせるに十分な高いイグニッションを選定することができる。
本発明の高周波電力供給装置の構成例を説明するための図である。 本発明の高周波電源装置が備えるＲＦ電力増幅回路の一構成例を説明するための図である。 ＲＦ電力増幅回路の信号を説明するための図である。 本発明の給電部の電気長と負荷端電圧との関係を説明するための図である。 本発明の給電部の電気長の選定を説明するための図である。 本発明の電気長ＬＥと負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））との関係を説明するための図である。 本発明の電気長ＬＥとＲＦ電源電圧|Ｖｇ|のＫ倍との関係を説明するための図である。 本発明の実施例を説明するための図である。 本発明の着火動作および従来構成による垂下動作を説明するための図である。 プラズマ負荷の再着火動作について説明するための図である． プラズマ処理装置の一構成例を説明するための図である。 プラズマ処理装置の一構成例を説明するための図である。 Ｃ級高周波電源の等価回路を示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本発明の高周波電力供給装置およびイグニッション電圧選定方法について、図１を用いて高周波電力供給装置の構成例を説明し、図２を用いて本発明の高周波電源装置が備えるＲＦ電力増幅回路の一構成例を説明し、図３を用いてＲＦ電力増幅回路の信号を説明し、図４を用いて給電部の電気長と負荷端電圧との関係について説明し、図５を用いて本発明の給電部の電気長の選定例を説明し、図６を用いて電気長ＬＥと負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））との関係を説明し、図７を用いて電気長ＬＥとＲＦ電源電圧|Ｖｇ|のＫ倍との関係を説明し、図８を用いて本発明の実施例について説明し、図９を用いて着火動作および従来構成による垂下動作について説明し、図１０を用いて再着火動作について説明する。
[高周波電力供給装置の構成例]
はじめに、本発明の高周波電力供給装置の構成例について図１を用いて説明する。
図１に示す本発明の高周波電力供給装置１０は、高周波電源部１の高周波電力を給電部４，整合器（マッチングボックス）３を介して負荷２に供給する。負荷２はプラズマ負荷とすることができる。プラズマ負荷は、例えば反応室内に対向電極を配置し、この対向電極間に高周波電力を供給することによってプラズマを発生させることで生成される。図１において、負荷２には反応室、電極等の構成は示していない。
整合器３は、高周波電源部１側と負荷２側とのインピーダンス整合をとることによって負荷２側から高周波電源部１に向かう反射波を低減して、高周波電源部１から負荷２への高周波電力の供給を向上させる。
高周波電源部１と整合器３との間には給電部４を接続し、この給電部４を介して高周波電源部１から負荷２に向けて高周波電力を給電する。給電部４は、同軸ケーブル等の給電ケーブル、コンデンサおよびリアクトルの回路からなるフィルタ回路、あるいは、給電ケーブルとフィルタ回路との直列回路とすることができる。
高周波電源部１は、スイッチング動作によって直流電源１ａの直流電圧Ｖｄｃを高周波交流に変換する電源装置であり、例えば、直流電源１ａとインバータ回路１ｂと、ローパスフィルタLPF等のフィルタ回路１ｃによって構成することができる。
インバータ回路１ｂは、ＲＦゲート信号（図示していない）でスイッチング動作を行うＲＦ電力増幅素子（図示していない）を備える。ＲＦ電力増幅素子は、ＲＦゲート信号によるスイッチング動作によって直流電源１ａの直流電圧Ｖｄｃをオン・オフし、例えば、５０％デューティーの台形波を形成する。フィルタ回路１ｃは、インバータ回路１ｂの台形波を入力し正弦波を出力する。
図２は、高周波電源が備えるＲＦ電力増幅回路の一構成例を示し、図３はＲＦ電力増幅回路を駆動制御するＲＦゲート信号、ＲＦ出力、およびプラズマ負荷における進行波電力と反射波電力を説明するための図である。
図２に示すＲＦ電力増幅回路１２０は、ＭＯＳＦＥＴ１２０ａ〜１２０ｄをブリッジ構成し、直列接続したＭＯＳＦＥＴ１２０ａとＭＯＳＦＥＴ１２０ｂの接続点と、直列接続したＭＯＳＦＥＴ１２０ｃとＭＯＳＦＥＴ１２０ｄの接続点をメイントランス１２０ｅで接続し、フィルタ１２０ｆを介して得られるメイントランス１２０ｅの出力をＲＦ出力としている。ＭＯＳＦＥＴ１２０ａ〜１２０ｄはＲＦゲート信号Ａ，Ａ＊，Ｂ，Ｂ＊（図３（ａ），（ｂ））によって駆動制御される。
ＲＦゲート信号Ａ，Ａ＊（図２ではＡに上部にインバース“−”の記号を付して示している）は、ＭＯＳＦＥＴ１２０ａとＭＯＳＦＥＴ１２０ｂの直列回路を駆動制御する信号であり、互いに逆相である。ＲＦゲート信号Ｂ，Ｂ＊（図２ではＢに上部にインバース“−”の記号を付して示している）は、ＭＯＳＦＥＴ１２０ｃとＭＯＳＦＥＴ１２０ｄの直列回路を駆動制御する信号であり、互いに逆相である。また、ＲＦゲート信号ＡとＲＦゲート信号Ｂとは逆相である。
ＲＦゲート信号Ａ，Ａ＊，Ｂ，Ｂ＊（図３（ａ），（ｂ））はゲート制御信号（図３（ｃ））によって制御され、ＲＦゲート信号Ａ，Ａ＊，Ｂ，Ｂ＊はゲート制御信号がオン状態の期間で出力され、この期間内においてＲＦ出力（図３（ｄ））が出力される。
図３（ｅ），（ｆ）は、プラズマ負荷における進行波電力と反射波電力を示している。図３（ｆ）において、整合器を取り付けたプラズマ負荷は、ＲＦゲート信号（図３（ａ），（ｂ））の立ち上がり時の過渡現象において反射波電力が発生し、整定時間の後に減衰する（図３（ｅ），（ｆ））。
Ｃ級高周波電源の場合には、この反射波電力がＣ級高周波電源の許容反射電力を超えると自己発振現象を起こす場合がある。自己発振現象を起こさない許容反射電力を定め、この許容反射電力を例えば定格進行波電力の２０％の大きさに垂下レベルを設定した場合には、反射波電力が垂下レベルを超えると、垂下保護動作によって進行波電力が低下するためプラズマ着火が困難となる。
直流電源１ａの直流電圧Ｖｄｃは、インバータ回路１ｂにおいてＲＦゲート信号のデューティー比（例えば５０％）により台形波の交流に変換される。この交流変換において、ピーク電圧値は直流電圧Ｖｄｃにより可変とすることができる。
高周波電源部１から出力される高周波電力は、電源端電圧ＶＯおよび出力電流ＩＯで表される。
高周波電源部１の内部インピーダンスＺｇは、インバータ回路１ｂが備えるＲＦ電力増幅素子（図示していない）のオン状態のインピーダンス（オンインピーダンス）で表すことができる。ＲＦ電力増幅素子のオン状態のインピーダンスは、例えば数[ohm］程度の低インピーダンスであり、給電ケーブルとして用いられる一般に用いられる同軸ケーブルが備える特性インピーダンスの５０[ohm］よりも十分に低いインピーダンスであり、一定値として扱うことができる。
給電部４は、特性インピーダンスＺＯを有するケーブル長ＬＷの給電ケーブル４ａによって構成する他に、コンデンサおよびリアクトルの回路からなるフィルタ回路４ｂ、あるいは、給電ケーブル４ａとフィルタ回路４ｂとの直列回路とすることができる。
図５は、給電部４の構成例を示している。図５（ｂ）は給電部４として給電ケーブル４ａを用いた例を示し、図５（ｃ）は給電部４としてコンデンサおよびリアクトルの回路からなるフィルタ回路４ｂを用いた例を示し、図５（ｄ）は給電ケーブル４ａとフィルタ回路４ｂとの直列回路４ｃを用いた例を示している。
[給電部の電気長と負荷端電圧との関係]
次に、図４を用いて、本発明の給電部の電気長と負荷端電圧との関係について説明する。図４は、図１に示した本発明の高周波電力供給装置の回路構成の等価回路を示している。なお、図４では給電ケーブルとして特性インピーダンスをＺＯとし、ケーブル長をＬＷとする同軸ケーブルの例について示す。ここで示すケーブル長ＬＷは電気長ＬＥに相当している。
図４において、ケーブル長ＬＷのケーブルの任意の点Ｚにおける電圧ＶＺは次式（４）で表される。なお、任意の点Ｚは、高周波電源部１側のケーブルの端点位置をＺ＝０とし、負荷２側のケーブルの端点位置をＺ＝ＬＷ＝電気長ＬＥとしている。
ＶＺ＝Ａ・exp（−ｊβＺ）＋Ｂ・exp（ｊβＺ） …（４）
β＝２π/λ （λはＲＦ出力の波長） …（５）
上記式（４），（５）において、定数Ａ，Ｂは図４に示すＶｇ，Ｚｇ，ＶＬ，ＩＬの条件から定めることができる。ＶＬは点Ｚにおける電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＷ））であり、ＩＬは高周波電力供給装置１０から負荷２に供給される電流である。なお、定数Ａ，Ｂは、電気長と負荷端電圧との関係において、式として表すことを要さないためここでは省略する。
負荷ＺＬがオープン状態にあるとき、すなわちＺＬ→∞の場合には、上記式（４）の電圧ＶＺは以下の式（６），（７）で表される。
ＶＺ＝［ＺＯ・Ｖｇ・｛exp（−ｊβ（Ｚ−ＬＥ））＋exp（ｊβexp（ｚ−ＬＥ））｝/Ｐ］ …（６）
Ｐ＝２・ＺＯ・cos（β・ＬＥ）＋ｊ２・Ｚｇ・sin（β・ＬＥ） …（７）
電圧ＶＺが極値をとるケーブル上の点Ｚは、上記式（６）をＺで微分して得られる以下の式（８）が"０"となるＺの値から求めることができる。
（Ｐ/（ＺＯ・Ｖｇ））・（dＶＺ/dＺ）＝２・β・sinβ・（ＬＥ−Ｚ）＝０
…（８）
上記式（８）から電圧ＶＺが極値をとるケーブル上の点Ｚは、
β・（ＬＥ−Ｚ）＝（２π/λ）・（ＬＥ−Ｚ）＝（Ｎ−１）・π …（９）
の式により、
Ｚ＝ＬＥ−（λ/２）・（Ｎ−１） （Ｎは整数） …（１０）
となる。
ここで、電圧ＶＺの境界条件として、ケーブルの負荷端の負荷端電圧ＶＬ（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が最大電圧値となる条件を設定する。この境界条件は、例えばケーブルの電気長ＬＥが四分の一波長の奇数倍である場合に対応し、この条件を満足するケーブルの電気長ＬＥは以下の式（１１）によって選定することができる。
ＬＥ＝（２ｎ−１）・（λ/４） …（１１）
ケーブル長ＬＷを、そのケーブル長ＬＷに対応する電気長ＬＥが上記式（１１）を満たす長さとなるように選定したとき、ケーブルの任意の点Ｚ（０≦Ｚ≦ＬＷ）における電圧ＶＺは式（１１）を式（１０）に代入することによって以下の式（１２）で得られる。
Ｚ＝（λ/２）・（ｎ−Ｎ＋１）−λ/４ …（１２）
このときの点Ｚにおける電圧ＶＺは、式（１２）を式（６）に代入することによって得ることができる。
一例として、ｎ＝１，２，３の場合のケーブルの電気長ＬＥはそれぞれλ/４，３λ/４，および５λ/４となる。このことは、ケーブル長が電気長ＬＥのケーブルにおいて、高周波電源部側からλ/４，３λ/４，および５λ/４の位置での電圧ＶＺは最大値に達することを示している。
例えば、Ｚ＝５λ/４の位置はケーブル長ＬＷの負荷側の点（Ｚ＝ＬＷ）に対応するため、β・ＬＷ＝（２・π/λ）・（５・λ/４）＝５・π/２となり、式（７）のＰは（ｊ・Ｚｇ）となるから、式（６）、（７）から負荷端電圧ＶＬ（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））は次式（１３）で得られる。
ＶＬ＝（ＺＯ・Ｖｇ）/｛（ＺＯ・cos（β・ＬＥ）＋ｊ（Ｚｇ・sin（β・ＬＥ）｝
＝−ｊ（ＺＯ/Ｚｇ）・Ｖｇ …（１３）
負荷端がオープン状態にあるとき、式（６）、（７）においてβＬＥ＝（２π／λ）・ＬＥの関係を適用して書き換えると、Ｚ＝ＬＥにおける負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））は以下の式（１４）で表される。
|ＶＺ|＝（ＺＯ・Ｖｇ）／｛（ＺＯ ２−Ｚｇ ２）・cos２・（２π/λ）・ＬＥ＋Ｚｇ ２｝１／２ …（１４）
負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧|Ｖｇ|のＫ倍となるときのケーブルの電気長ＬＥは、Ｚ＝ＬＥの時の負荷端電圧ＶＺとＲＦ電源電圧Ｖｇとの関係に基づいて求めることができる。
負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧|Ｖｇ|のＫ倍であるとき、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|は以下の式（１５）で表される。
|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|＝Ｋ|Ｖｇ| （Ｋ≧１） …（１５）
式（１５）から
（cos２（２π／λ））・ＬＥ＝（ＺＯ ２/Ｋ２−Ｚｇ ２）／（ＺＯ ２−Ｚｇ ２）
…（１６）
が得られる。式（１６）は、Ｋ≧１の条件の元で成り立つ。
式（１６）において、Ｋ＝∞のときには“cos２（２π／λ）・ＬＥ”は１に近似することができるため、倍率Ｋは以下の式（１７）で近似することができる。
Ｋ＝|ＺＯ/Ｚｇ| …（１７）
上記の式（１７）において、特性インピーダンスＺＯと内部インピーダンスＺｇとの関係においてＺｇ/ＺＯを“０”に近似できる場合にはcos｛（２π/λ）・ＬＥ｝を“１/Ｋ”に近似することができる。このとき、式（１７）から電気長ＬＥは以下の式（１８）の近似式で表すことができる。
ＬＥ≒｛cos−１（１/Ｋ）/（２・π）｝・λ …（１８）
ここで、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|をＲＦ電源電圧|Ｖｇ|のＫ倍とする電気長ＬＥと、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|を最大とする電気長ＬＥ（＝（２ｎ−１）・λ/４）との差分ｋ・λは以下の式（１９）で表される。
ｋ・λ＝［｛π−２・cos−１（１/Ｋ）｝/(４π)］・λ …（１９）
したがって、|ＶＺ|≧Ｋ・|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲は以下の式（２０）で表される。
（２ｎ−１）・（λ/４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ/４）＋ｋ・λ
…（２０）
図６は、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|が無限大となるときの電気長ＬＥ（式（１１））、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧|Ｖｇ|のＫ倍となる電気長ＬＥ（式（１９））、および|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|≧Ｋ・|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲（式２０）の関係を示している。なお、図６中の|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|≧Ｋ・|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲は、倍率Ｋを１とした|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|＝|Ｖｇ|の場合、および倍率Ｋを２とした|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|＝２|Ｖｇ|の場合を示している。また、図６は０〜λの範囲のみを示しているが、λ以上の電気長ＬＥに場合も同様である。
図６において、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|は電気長ＬＥがλ/４，３λ/４において最大となり、電気長ＬＥが“（２ｎ−１）・（λ/４）−ｋ・λ”，“（２ｎ−１）・（λ/４）＋ｋ・λ”においてＫ|Ｖｇ|となる。
表１、図６、７はＫの値がそれぞれＫ＝１，２，２．６１，３．８７の例について示している。なお、Ｋの値は演算の都合上から任意に選択したものであり、本願発明において格別な意義を有するものではない。
Ｋ＝１の場合：Ｋ＝１の場合にはｋ・λ＝λ/４であり、|ＶＺ|≧|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲は０≦ＬＥ≦λ/４、λ/４≦ＬＥ≦２λ/４となる。
このとき、交流の周波数ｆが１３．５ＭＨｚである場合には、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|が最大となるケーブル長ＬＷは５．５３ｍであり、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧|Ｖｇ|より大きくなるケーブル長ＬＷの範囲は０≦ＬＷ≦１１．０６ｍ、１１．０６ｍ≦ＬＷ≦２２．１２ｍである。
Ｋ＝２の場合：Ｋ＝２の場合にはｋ・λ＝λ/１２であり、|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|≧２|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲はλ/６≦ＬＥ≦λ/３、２λ/３≦ＬＥ≦５λ/６となる。
このとき、交流の周波数ｆが１３．５ＭＨｚである場合には、負荷端電圧|ＶＺ|が最大となるケーブル長ＬＷは５．５３ｍであり、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧２|Ｖｇ|より大きくなるケーブル長ＬＷの範囲は３．６９ｍ≦ＬＷ≦７．３７ｍ、１４．７５ｍ≦ＬＷ≦１８．４３ｍである。
Ｋ＝２．６１の場合：Ｋ＝２．６１の場合にはｋ・λ＝λ/１６であり、|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|≧２．６１|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲は３λ/１６≦ＬＥ≦５λ/１６、１１λ/１６≦ＬＥ≦１３λ/１６となる。
このとき、交流の周波数ｆが１３．５ＭＨｚである場合には、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|が最大となるケーブル長ＬＷは５．５３ｍであり、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧２．６１|Ｖｇ|より大きくなるケーブル長ＬＷの範囲は４．１ｍ≦ＬＷ≦６．９１ｍ、１５．２１ｍ≦ＬＷ≦１７．９７ｍである。
Ｋ＝３．８７の場合：Ｋ＝３．８７の場合にはｋ・λ＝λ/２４であり、|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|≧３．８７|Ｖｇ|となる電気長ＬＥの範囲は５λ/２４≦ＬＥ≦７λ/２４、１７λ/２４≦ＬＥ≦１９λ/２４となる。
このとき、交流の周波数ｆが１３．５ＭＨｚである場合には、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|が最大となるケーブル長ＬＷは５．５３ｍであり、負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|がＲＦ電源電圧３．８７|Ｖｇ|より大きくなるケーブル長ＬＷの範囲は４．６ｍ≦ＬＷ≦６．４５ｍ、１５．６７ｍ≦ＬＷ≦１７．５９ｍである。
上記した内部インピーダンスＺｇがＺｇ＝０である場合に対して、実際の高周波電源ではＲＦ増幅回路を構成する半導体スイッチのオン抵抗等によって内部インピーダンスは例えば２[ohm］程度の微小抵抗を有する。このように内部インピーダンスが微小抵抗を有する場合であっても、内部インピーダンスＺｇが特性インピーダンスＺＯと比較して十分に小さいと見なせる場合には、内部インピーダンスＺｇがＺｇ＝０である場合と同様とすることができる。
例えば、Ｋ＝２の場合において、Ｚｇ＝０の場合の|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|とＫ|Ｖｇ|との関係を示す式（１４）は以下（２１）の式となる。
|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|＝Ｖｇ／|cos（２π/λ）・ＬＥ|＝２Ｖｇ …（２１）
一方、Ｚｇ＝２[ohm］、ＺＯ＝５０[ohm］の場合では、|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|とＫ|Ｖｇ|との関係を示す式（１４）は以下の式（２２）となる。
|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|＝５０・Ｖｇ／｛（５０２−２２）・cos２（２π/λ）・ＬＥ＋２２｝１／２/
≒Ｖｇ／|cos（２π/λ）・ＬＥ|＝２Ｖｇ …（２２）
したがって、Ｚｇ＝０の場合の式（２１）とＺｇ＝２[ohm］、ＺＯ＝５０[ohm］の場合の式（２２）とはほぼ等しいとすることができる。
Ｚｇ＝２[ohm］、ＺＯ＝５０[ohm］に得られる負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|が、Ｚｇ＝０の場合の負荷端電圧|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|とほぼ等しいことは、式（２２）に式（２１）で得られる電気長ＬＥ＝λ／６、Ｚｇ＝２[ohm］、ＺＯ＝５０[ohm］を適用して得られる|（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））|が１．９９Ｖｇとなることから確認することができる。
負荷端が開放状態にあって負荷端のインピーダンスＺＬが無限大であるときに給電部（同軸ケーブル）の伝送線路の電気長ＬＥをλ／４の奇数倍である（２ｎ−１）・（λ／４）に選定すると、高周波電源部１から負荷側を見たときのインピーダンスＺｉｎは“０”となる。インピーダンスＺｉｎを“０”とすることにより、高周波電源部から負荷側に供給する電力を最大化することができる。
したがって、高周波電源の内部インピーダンスＺｇが特性インピーダンスＺＯと比較して十分に小さいと見なすことができる場合には、例えば式（１３）に示したＺＯ／Ｚｇを大きく設定すれば、その値に比例して負荷端電圧ＶＺを大きくすることができる。プラズマ負荷においてプラズマが未着火状態にあり負荷インピーダンスが無限大と見なせるときには、ＶＬ（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））の最大電圧が発生するケーブル長である（２ｎ−１）・（λ／４）よりケーブルの許容範囲を広げ、給電部（同軸ケーブル）の伝送線路の電気長ＬＥを（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦＜（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λとすることによって、負荷端電圧を高電圧とすることができる。なお、ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
伝送線路の電気長ＬＥが満足する基本波長λの条件は、イグニッション電圧がＲＦ電源電圧Ｖｇの約２倍（２Ｖｇ）以上に達する値であり、上記した許容範囲で示した“ｋ・λ”は、高周波電源装置の内部インピーダンスＺｇと、電源から負荷側を見たときにインピーダンスＺｉｎがインピーダンスマッチング（整合）しているＣ級高周波電源で得られる負荷端電圧よりも大きな電圧が得られる電気長の範囲の一例である。
Ｄ級高周波電源のように、高周波電源の内部インピーダンスＺｇが特性インピーダンスＺＯと比較して十分に小さいと見なすことができる高周波電源は、給電部（同軸ケーブル）の伝送線路の電気長ＬＥを（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λとすることによって、Ｃ級高周波電源と比較して大電流を供給することができ、式（１３）に示すように、負荷端電圧の電圧ＶＬが高まるためである。なお、ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
給電部の伝送線路の電気長ＬＥの選定は、給電ケーブルのケーブル長によって分布定数による電気長ＬＥが（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λとなるように選定する他に、フィルタ回路を構成するコンデンサおよびリアクトルの素子の値によって集中定数による電気長ＬＥが（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λとなるように選定してもよく、また、ケーブル長とフィルタ回路の素子の値の組み合わせによって同様に選定してもよい。なお、ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
図５（ｂ）は給電部４として給電ケーブル４ａを用いてケーブル長によって電気長ＬＥを（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦＜ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λの選定する構成例であり、図５（ｃ）は給電部４としてフィルタ回路４ｂを用いてコンデンサおよびリアクトルの素子の値によって電気長ＬＥを（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λに選定する構成例であり、図５（ｄ）は給電部４として給電ケーブル４ａとフィルタ回路４ｂとを用い、ケーブル長とコンデンサおよびリアクトルの素子の値とによって電気長ＬＥを（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦ＬＥ＜（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λに選定する構成例である。なお、ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
図８は本発明の実施例を従来のＣ級高周波電源と比較し、反射波電力が生じた場合の負荷端電圧ＶＬを示している。なお、図８の横軸は電気長（ケーブル長）である。この場合に負荷端電圧ＶＬ（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））は前記した式（４）にｚ＝ＬＥを代入して求められる。
図８の条件式を以下の表２に示す。
ここで、プラズマ無放電状態における負荷端電圧を比較するために、プラズマ無放電状態において電圧定在波比（VSWR）を１００に設定している。
本発明に適用するＤ級高周波電源と比較対象の従来使用されるＣ級高周波電源とに共通する条件として、負荷インピーダンスＺＬ＝５０[ohm］時に定格出力３kwが出力されるように内部インピーダンスの定数Ｚｇを選定し、この定数Ｚｇを用いて負荷抵抗ＺＬ（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ）＝５０００[ohm］として電圧定在波比VSWR＝１００：１に設定し、このときの負荷端電圧ＶＬを求める。なお、電圧定在波比VSWR＝１００：１は、負荷側が開放状態（オープン状態）にあるときに当たり、プラズマが着火する前の状態に相当している。また、特性インピーダンスＺＯを５０[ohm］としている。
本発明のＤ級高周波電源の条件として、ＲＦ電源電圧Ｖｇを５７０[Ｖp] (ピークと接地間の電圧)とし、内部インピーダンスＺｇを２[ohm］に設定して負荷端電圧をＶＬ1としている。
従来のＣ級高周波電源の条件として２例を設定している。一例は、ＲＦ電源電圧Ｖｇを１１００[Ｖp] (ピークと接地間の電圧)とし、内部インピーダンスＺｇを５０[ohm］に設定して負荷端電圧をＶＬ2としている。他の例は、ＲＦ電源電圧Ｖｇを１１００[Ｖp] (ピークと接地間の電圧)とし、内部インピーダンスＺｇを２１０[ohm］に設定して負荷端電圧をＶＬ3としている。
負荷端電圧ＶＬ2は、通常の状態であれば自己発振が発生する反射波が１００％となる状態において、この１００％の反射波電力耐量が実現できた場合を想定した例である。また、負荷端電圧ＶＬ3は、垂下保護を行い、反射波電力耐量が１５％（４５０Ｗ相当）の場合を想定した例である。また、負荷端電圧ＶＬ0は、負荷インピーダンスがＺＬ＝５０[ohm］であって、高周波電源と負荷とがインピーダンス整合している例である。
図８において、負荷端電圧ＶＬ0は、高周波電源と負荷とがインピーダンス整合しているため、給電ケーブルの電気長に関わらず一定となる。負荷端電圧ＶＬ2は、Ｃ級高周波電源において、反射波電力耐量１００％である。通常、反射波電力耐量１００％の場合には自己発振が発生するが、ここでは、自己発振しない電源が実現できたと想定した場合を示している。この場合には、負荷端電圧ＶＬ0の２倍の電圧（２ＶＬ0）とすることができる。
実際の高周波電源においては、反射波電力耐量は電源定格の１５％〜２０％程度の許容で設計するため、一般にはＣ級高周波電源が出力し得る負荷端電圧は垂下保護動作によってＶＬ3となる。
Ｃ級高周波電源では、定格以下で運転する場合には内部インピーダンスＺｇが増加するため、負荷端電圧はＶＬ3の様になる。この場合には、内部インピーダンスＺｇによって電流が制限されるため、負荷端電圧は最大でも５０[ohm］で整合した場合のＶＬ0の２倍までしか出力することができない。
一方、本発明を適用するＤ級高周波電源は反射波電力を１００％許容することができるため、負荷端電圧はＶＬ1となり、電気長がλ／４における負荷端電圧はＶＬ1＝１１３３４[Ｖp]となる。この負荷端電圧ＶＬ1をＣ級高周波電源による負荷端電圧ＶＬ2＝１０５５[Ｖp]と比較すると、１１３３４／１０５５≒１０．７倍となり、負荷端電圧を高電圧とすることができる。
また、負荷電圧ＶＬ1は、VSWR＝∞の場合には式（１３）から求められ、表２のＶＬ1の条件下では、ＶＬ1＝（ＺＯ／Ｚｇ）・Ｖｇ＝（５０／２）・５７０＝１４，２５０[Ｖp]の算出値が得られる。
本発明をプラズマ負荷に適応して、負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数）となるように、給電ケーブルの長さを選定することによって、プラズマ着火前の負荷端電圧に高電圧を印加することができ、プラズマ負荷を容易に着火することができる。この電気長ＬＥの範囲は、図８において、ＶＬ1がＶＬ3よりも高電圧となる（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数）の範囲内に選定している。なお、ｎは整数であり、ｋ・λは負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））が設定電圧以上となる電気長ＬＥの範囲を表し、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））がＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍となる定数ｋは、“｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)”で表される。
また、本例では内部インピーダンスＺｇを抵抗分Ｒのみで表記しているが、Ｚｇ＝Ｒ±ｊＸの様に虚数分であっても良い。
以下、図９を用いてプラズマ負荷における着火動作について、従来のＣ級高周波電源を用いた場合と比較して説明する。図９（ａ）〜図９（ｄ）、および図９（ｅ）〜図９（ｈ）は、本発明と従来のＣ級高周波電源による着火動作における進行波電力、反射波電力、電源出力電圧、負荷端電圧をそれぞれ示している。図９において、制御信号はT1の時点で立ち上がり、T2の時点で立ち下がる例を示している。
従来のＣ級高周波電源によれば、制御信号の立ち上がりと共に反射波電力が上昇し、REF垂下レベル（例えば定格の１５％に設定）を超える（図９（ｆ））。反射波電力が垂下レベルを超えることで垂下動作が開始し、電源出力電圧および進行波電力は制限される（図９（ｇ），（ｅ））。進行波電力が制限されると、負荷端電圧はプラズマが着火するに要する電圧に達しないため着火は失敗することになる（図９（ｈ））。
一方、本発明によれば、反射波電力垂下レベルを定格の１００％に設定することができるため、制御信号の立ち上がりと共に上昇した反射波電力（図９（ｂ））はREF垂下レベルを超えることなく、垂下動作に移行しないので、進行波電力（図９（ａ））は制限を受けず、電源出力電圧（図９（ｃ））を維持する。このため、負荷端電圧（図９（ｄ））は着火レベルに達し、プラズマが着火する。
また、本発明によれば、プラズマ維持についても効果を奏することができる。図１０を用いてプラズマ負荷の再着火動作について説明する。図１０（ａ）〜図１０（ｃ）は、本発明による再着火動作における進行波電力、反射波電力、負荷端電圧をそれぞれ示している。図１０において、Taは制御信号の立ち上がり、着火動作を開始した時点、Tbは着火してプラズマが安定状態となった時点、Tcは放電が不安定となった時点、Tdは再着火動作を開始した時点、Teは再着火によってプラズマが安定状態となって時点をそれぞれ示している。
時点Tcにおいて、プラズマが安定放電から不安定放電に移行すると反射波電力が増加する（図１０（ｂ））。この反射波電力の増加に伴って負荷端電圧は上昇し、時点Tdにおいて再着火動作が行われ、時点Teにおいて安定放電となるプラズマが維持される（図１０（ｃ））。
この再着火動作は、給電ケーブルの電気長の選定において、本発明に基づいて負荷端電圧を上昇させる電気長を選定することで行うことができる。
ＲＦ電力増幅素子をスイッチング動作させる増幅回路としてＤ級増幅回路の他に、Ｅ級増幅回路が知られている。このＥ級増幅では共振回路を使用しており、給電ケーブルの特性インピーダンスで共振する場合がある。共振時に発生する反射波電力により、ＲＦ電力増幅素子に対して印加される電圧は、電源電圧の４〜１０倍を超える電圧が印加され、ＲＦ電力増幅素子が破壊されるおそれがある。
したがって、高周波電源部としてＥ級増幅器を用いて本発明を構成する場合には、反射波電力によるＲＦ電力増幅素子の破壊を防ぐ構成を付加する必要がある。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る高周波電力供給装置及びイグニッション電圧選定方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の高周波電力供給装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用することができ、イグニッション電圧選定方法はプラズマ発生装置に電力を供給する際の負荷端電圧の選定に適用することができる。
１ 高周波電源部
１ａ 直流電源
１ｂ インバータ回路
１ｃ フィルタ回路
２ 負荷
３ 整合器
４ 給電部
４ａ 給電ケーブル
４ｂ フィルタ回路
４ｃ 直列回路
１０ 高周波電力供給装置
１００ プラズマ処理装置
１０１ 高周波電源
１０１ａ 電源電圧
１０１ｂ 内部インピーダンス
１０１ｃ ローパスフィルタ
１０２ 反応室
１０３ 整合器
１０４ 給電ケーブル
１１１ 高周波電源
１１２ コンバイナ
１１３ ローパスフィルタ
１２０ 電力増幅回路
１２０ａ，ｂ，ｃ，ｄ ＭＯＳＦＥＴ
１２０ｅ メイントランス
１２０ｆ フィルタ
Ａ，Ａ＊ ゲート信号
Ｂ，Ｂ＊ ゲート信号

Claims (10)

  1. スイッチング動作によって直流電源の直流を高周波交流に変換する高周波電源部と、
    前記高周波電源部の出力端と負荷の入力端である負荷端との間に接続し前記高周波交流を負荷に供給する給電部とを備え、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記給電部は、前記負荷端が開放状態にあるときの電気長（ＬＥ）が前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）に選定された値であることを特徴とする、高周波電力供給装置。
  2. 前記給電部は、前記高周波電源部の出力端と前記負荷の負荷端とを電気的に接続する給電ケーブルであり、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記給電ケーブルのケーブル長は、前記負荷の負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）に選定された電気長とする長さであることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力供給装置。
  3. 前記給電部は、前記高周波電源部の出力端と前記負荷の負荷端とを電気的に接続する、コンデンサおよびリアクトルの直列共振回路からなるフィルタ回路であり、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記フィルタ回路の電気長ＬＥは、前記負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）に選定された電気長とすることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力供給装置。
  4. 前記給電部は、前記高周波電源部の出力端と前記負荷の負荷端とを電気的に接続する、コンデンサおよびリアクトルの回路からなるフィルタ回路と給電ケーブルとの直列回路であり、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記直列回路の電気長ＬＥは、前記負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）に選定された電気長とすることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力供給装置。
  5. 前記定数ｋは｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)であり、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））をＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍とする電気長ＬＥの範囲を定める定数であることを特徴とする、請求項１から４の何れかに記載の高周波電力供給装置。
  6. プラズマ負荷の入力端である負荷端において、プラズマ負荷にプラズマ放電を生じさせるイグニッション電圧を選定する方法であり、
    高周波電源部の高周波交流を給電部を通してプラズマ負荷へ供給する給電において、
    前記高周波電源部において、スイッチング動作によって直流電源の直流を高周波交流に変換することで高周波電源の内部インピーダンスを前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスとし、
    前記プラズマ負荷が無放電状態にあって当該プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるときの給電部の電気長ＬＥを、前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）とし、
    前記電気長ＬＥによって定まる前記プラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定することを特徴とする、イグニッション電圧選定方法。
  7. 前記給電部は、前記高周波電源部の出力端と前記プラズマ負荷の負荷端とを電気的に接続する給電ケーブルであり、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記給電ケーブルのケーブル長を、前記プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥを前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）とする長さとし、
    前記ケーブル長によって定まる前記プラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定することを特徴とする、請求項６に記載のイグニッション電圧選定方法。
  8. 前記給電部は、前記高周波電源部の出力端と前記プラズマ負荷の負荷端とを電気的に接続する、コンデンサおよびリアクトルの回路からなるフィルタ回路であり、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記フィルタ回路のコンデンサおよびリアクトルの値を、前記プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるときの電気長ＬＥが前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）とする値とし、
    前記フィルタ回路によって定まる前記プラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定することを特徴とする、請求項６に記載のイグニッション電圧選定方法。
  9. 前記給電部は、前記高周波電源部の出力端と前記プラズマ負荷の負荷端とを電気的に接続する、コンデンサおよびリアクトルの回路からなるフィルタ回路と給電ケーブルとの直列回路であり、
    前記高周波電源部の内部インピーダンスは、前記給電ケーブルの特定インピーダンスよりも低インピーダンスであり、
    前記直列回路において、前記給電ケーブルの長さおよび前記フィルタ回路のコンデンサおよびリアクトルの値を、前記プラズマ負荷の負荷端が開放状態にあるとき前記高周波交流の基本波長λに対して（２ｎ−１）・（λ／４）−ｋ・λ≦ＬＥ≦（２ｎ−１）・（λ／４）＋ｋ・λ（ｎは整数、ｋは０〜λ／４の範囲内で定める定数）とする値とし、
    前記直列回路によって定まる前記プラズマ負荷の負荷端の電圧をイグニッション電圧として選定することを特徴とする、請求項６に記載のイグニッション電圧選定方法。
  10. 前記定数ｋは｛π−２・cos−１（１／Ｋ）｝／(４π)であり、負荷端電圧（ＶＺ（ｚ＝ＬＥ））をＲＦ電源電圧ＶｇのＫ倍とする電気長ＬＥの範囲を定める定数であることを特徴とする、請求項６ら９の何れかに記載のイグニッション電圧選定方法。
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