JP2014193093A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作に起因するスプリアスの発生を簡便な手法で低減することが可能な高周波回路用の電源回路を提供する。
【解決手段】高周波回路内の電子機器に電力を供給する電源回路において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、信号発生部１からのスイッチング周波数信号により、スイッチング素子をオン／オフするスイッチング動作を実行し、電圧調節された直流電力を供給する。反転電流生成部（疑似負荷部５）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の接地点を流れる電流に含まれる周波数成分とは位相が反転した周波数成分を含むグランド電流を生成し、これらＤＣ／ＤＣコンバータ２及び反転電流生成部５は、共通の接地点を介して接地されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波回路に直流電力を供給する技術に関する。

水晶発振器や周波数シンセサイザ等の高周波回路内の機器に直流電力を供給する電源回路には、ＤＣ／ＤＣコンバータを備えるものがある。ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源に接続されたスイッチング素子をオン／オフするスイッチング動作のデューティ比に基づいて所望の電圧の直流電力を出力する回路である。

スイッチング素子は、制御用の信号発生部から供給されるスイッチング周波数信号（以下、スイッチング信号という）によってスイッチング動作が制御され、オンの状態とオフの状態の時間の比によってデューティ比が決定される。

発明者は、ＤＣ／ＤＣコンバータを備える電源回路を利用して、高周波回路内部の電子機器への電力供給を行うと、スイッチング信号の周波数をｆ_ＳＷとしたとき、高周波回路から出力される周波数信号の周波数ｆ_Ｃに対して、ｆ_Ｃ±ｆ_ＳＷのスプリアスが発生する場合があることを見出した。このようなスプリアスの存在は、当該高周波回路を利用する機器（例えば、周波シンセサイザを備えた無線通信機器）の性能を低下させる要因となる。

ここで特許文献１には、スイッチング電源システムにおいて、出力電圧を生成するためのパルス生成スイッチのオン／オフ動作により、高周波の電圧波形が形成されるスイッチングノードの近傍に信号配線等を配置すると、スイッチングノード-信号配線間に寄生容量が発生し、ノイズ発生の一因となることが記載されている。そこで、引用文献１に記載のスイッチング電源システムにおいては、前記パルス生成スイッチに隣接してノイズキャンセル用スイッチを配置し、このパルス生成スイッチと同じタイミングで、且つ、パルス生成スイッチとは相反する方向に電圧が変化するように、ノイズキャンセル用スイッチのオン／オフ動作を行う技術が記載されている。これにより、各スイッチのノード間で発生する電界が打ち消され、ノイズの発生を抑えることができる。

特開２０１０−２８３９７２号公報：段落０００２の４〜段落０００３の７行目、００１３の２〜１３行目、図１

しかしながら、引用文献１に記載のスイッチング電源システムは、各スイッチのノードにて発生する電界が互いに打ち消し合う作用を得られるように、これらのノードを十分に近傍の位置に配置する必要がある。この結果、スイッチング電源システムの配線を設計する際の制約が大きくなる。

本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作に起因するスプリアスの発生を簡便な手法で低減することが可能な高周波回路用の電源回路を提供することにある。

本発明に係る電源回路は、高周波回路内の電子機器に電力を供給する電源回路において、
スイッチング素子をオン／オフするスイッチング動作のデューティ比に応じて電圧が調節された直流電力を出力すると共に、接地点を介して接地されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記スイッチング素子にスイッチング動作を実行させるためのスイッチング周波数信号を出力する信号発生部と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの接地点を流れる電流に含まれる周波数成分とは位相が反転した周波数成分を含むグランド電流が出力される反転電流生成部と、を備え、
前記反転電流生成部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと共通の接地点を介して接地されていることを特徴とする。

上述の電源回路は、下記の特徴を備えていてもよい。
（ａ）前記反転電流生成部は、キャパシタと、インダクタとが設けられた疑似負荷部を備えたこと。また、前記疑似負荷部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの接地点に替えて、当該ＤＣ／ＤＣコンバータを介して電力が供給される高周波回路内の電子機器と共通の接地点を介して接地されていること。さらに、前記信号発生部から出力されるスイッチング周波数信号に基づいて、前記疑似負荷部に供給される電力をオン／オフするスイッチング回路部を備えたこと。
（ｂ）前記ＤＣ／ＤＣコンバータを第１のＤＣ／ＤＣコンバータとしたとき、前記信号発生部から出力されたスイッチング周波数信号を取得し、当該スイッチング周波数信号とは位相が反転した反転信号を出力する位相反転部を備え、前記反転電流生成部は、前記位相反転部から出力された反転信号に基づいてスイッチング素子のオン／オフが行われ、スイッチング動作のデューティ比に基づいて電圧が調節された直流電力を出力すると共に、前記グランド電流を出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータを備えたこと。
（ｃ）（ｂ）において、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータから前記接地点に流れるグランド電流を第１のグランド電流、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータから前記接地点に流れるグランド電流を第２のグランド電流とすると、第２のグランド電流が第１のグランド電流よりも大きいとき、これらの第１、第２のグランド電流間で相殺された残余の前記反転信号の周波数成分を相殺するために、前記信号発生部から出力されたスイッチング周波数信号が入力され、当該スイッチング周波数信号に基づいて生成した第３のグランド電流が出力される、キャパシタと、インダクタとが設けられた疑似負荷部を備えたこと。または、第１のグランド電流が第２のグランド電流よりも大きいとき、これらの第１、第２のグランド電流間で相殺された残余の前記スイッチング周波数信号の周波数成分を相殺するために、前記位相反転部から出力された反転信号が入力され、当該反転信号に基づいて生成した第３のグランド電流が出力される、キャパシタと、インダクタとが設けられた疑似負荷部を備えたこと。

本発明によれば、電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータから接地点に流れる電流に含まれる周波数成分とは位相が反転した周波数成分を含むグランド電流を出力する反転電流生成部を備え、この反転電流生成部がＤＣ／ＤＣコンバータと共通の接地点を介して接地されている。これにより、接地された配線内を流れる電流に含まれるスイッチング周波数信号の周波数成分が相殺されるので、当該周波数成分が高周波回路に与える影響を抑制することができる。

第１の実施の形態に係る電源回路のブロック図である。 前記第１の実施の形態に係る疑似負荷の構成例である。 第２の実施の形態に係る電源回路のブロック図である。 前記第２の実施の形態に係る疑似負荷の構成例である。 第３の実施の形態に係る電源回路のブロック図である。 前記第３の実施の形態に係る電源回路の第１の変形例を示すブロック図である。 前記第３の実施の形態に係る電源回路の第２の変形例を示すブロック図である。

本発明の実施の形態に係る電源回路の構成について、図１を参照しながら説明する。電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２と、このＤＣ／ＤＣコンバータ２にスイッチング信号を出力する信号発生部１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２から出力された直流電力の電圧調節を行う三端子レギュレータ３と、を備えている。

信号発生部１からは、例えば１００ｋＨｚ〜２ＭＨｚの範囲内の周波数ｆ_ＳＷを持つ矩形波がスイッチング信号としてＤＣ／ＤＣコンバータ２に出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、トランジスタ等からなるスイッチング素子２２を備え、スイッチング信号に基づいてオン／オフ動作を実行する。これにより、直流電源２１から供給された電力をパルス的に出力し、その電圧を平滑化することにより、スイッチング信号のデューティ比に応じた電圧の直流電力を得る。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２の一例として、図２には、チョッパ方式の降圧コンバータを示してある。同図中、２３はダイオード、２４はチョークコイル、２５はコンデンサである。なお、本発明を適用可能なＤＣ／ＤＣコンバータ２は図２に示した例に限定されるものではなく、チョッパ方式の昇圧コンバータでもよいし、絶縁型のコンバータであってもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２から出力された定圧の直流電力（例えば５．５Ｖ）は、三端子レギュレータ３にて電力の一部を熱に変換して電圧調節（例えば５Ｖ）された後、高周波回路６内の電子機器に供給される。高周波回路６は、水晶発振器や周波数シンセサイザ等として構成され、例えば数ＭＨｚ以上の周波数ｆ_Ｃを持つ周波数信号を出力することができる。三端子レギュレータ３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２から供給される直流電力は、高周波回路６内のＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator）や増幅器、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路等の電子機器にて消費される。

ここで、上述の信号発生部１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、三端子レギュレータ３を備える従来の電源回路を用いて高周波回路６に電力を供給し、高周波回路６を作動させたところ、出力周波数ｆ_Ｃ±ｆ_ＳＷの位置に、スプリアスが発生する現象がみられた。そこで、この原因を追及した結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の接地配線を流れるグランド電流に前記スイッチング信号に起因する周波数成分が含まれ、この周波数成分の影響により、接地配線が高周波回路６側の接地配線と容量結合する等してスプリアスを生じていることが分かった。

そこで、本例の電源回路においてはＤＣ／ＤＣコンバータ２から接地配線へと流れるグランド電流に含まれる周波数成分とは位相が反転したグランド電流を接地配線に流すことにより、当該周波数成分の影響を低減している。

この機能を得るための構成として、図１、図２に示すように本例の電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２にて電圧調節が行われる直流電源２１と接地点ａとの間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２と並列に疑似負荷部５が接続されている。図２に示すように、本例の疑似負荷部５は、負荷抵抗５１に対し、インダクタ５２及びキャパシタ５３の直列回路を並列に接続した構成となっている。疑似負荷部５中、周波数特性を持たない負荷抵抗５１は、疑似負荷部５から出力されるグランド電流に含まれるすべての周波数成分に対して一律のインピーダンスを持つ。

一方、インダクタ５２は周波数特性を持ち、高周波となる程インピーダンスが大きくなる。例えば前記スイッチング信号の周波数成分ｆ_ＳＷが高周波回路６のスプリアスの要因となる一方、当該周波数の高調波成分に対応するスプリアスは問題となるほど大きくない場合がある。このような場合には、これら高調波成分に対するインピーダンスが大きくなるようにインダクタ５２のインダクタを調節することにより、これら高調波成分に対応する電流の損失を抑えることができる。またキャパシタ５３も同様に、前記周波数成分ｆ_ＳＷに特化した相殺を行うためにキャパシタンスが調節される。

さらに本例の電源回路においては、疑似負荷部５に供給される電力をオン／オフするスイッチング回路８が設けられている。スイッチング回路８は、トランジスタ等からなるスイッチング素子８１を備え、信号発生部１からのスイッチング信号に対応してオン／オフ動作を実行し、電源を用いて増幅した電力を疑似負荷部５に供給する。なお、信号発生部１から供給されるスイッチング信号の電力が十分に大きい場合には、スイッチング回路８を設けることは必須ではない（図３、図６、図７の例において同じ）。また、図１、図３等の電源回路全体のブロック図では、スイッチング回路８の記載は省略してある。

上述の構成においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のスイッチング素子２２がオンになると、チョークコイル２４に電力がチャージされ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側の出力及びグランド電流は低下する。一方、このとき、疑似負荷部５側のスイッチング回路８もオンとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２と共通の直流電源２１から疑似負荷部５へと電力が供給される。次いで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のスイッチング素子２２がオフになると、チョークコイル２４から電力が放電され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側の出力及びグランド電流は増大する。このとき、疑似負荷部５側では、スイッチング回路８がオフとなり疑似負荷部５への電力供給が停止される。

以上の動作をまとめると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の接地配線側には、信号発生部１から供給されるスイッチング信号とは位相が反転した周波数成分を含むグランド電流が流れることになる。一方、疑似負荷部５の出力側は前記スイッチング信号と位相が一致した周波数成分を含むグランド電流が流れる。

この結果、疑似負荷部５には、周波数がｆ_ＳＷであって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側からのグランド電流とは位相が反転した周波数成分を含むグランド電流が流れる。このため、疑似負荷部５の出力をＤＣ／ＤＣコンバータ２の接地点（図２のａ点）へ接続すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側から接地配線に流れ込むグランド電流に含まれるスイッチング信号の周波数成分を相殺することができる。この観点において、疑似負荷部５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のグランド電流に含まれる前記周波数成分が高周波回路６に与える影響を低減するための反転電流生成部に相当する。また本発明において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側から流れ込むグランド電流とは周波数成分の位相が反転したグランド電流を反転電流とも呼ぶ。

本実施の形態に係る電源回路によれば、以下の効果がある。ＤＣ／ＤＣコンバータ２と疑似負荷部５とを共通の接地点に接続することにより、接地配線内を流れるグランド電流のスイッチング信号の周波数成分を相殺することができる。これにより、前記周波数成分による高周波回路側の接地配線との容量結合等の形成を抑制し、スプリアスの発生を抑えることができる。
また、後述のようにＤＣ／ＤＣコンバータ２のグランド電流は、後段側の高周波回路６のグランド電流に比較して電流値が大きいことから、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側から発生する周波数成分を相殺するために、疑似負荷部５側から供給すべきグランド電流の量の把握が容易となる。

ここで図１、図２に示す例のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の接地配線と共通の接地点に疑似負荷部５を接続する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２からのグランド電流が比較的大きくなったとき、疑似負荷部５から供給する反転電流も大きくなってしまい、消費電力が増加することがある。
この点を解決するため、図３に示した電源回路は、高周波回路６側の電子機器の接地配線と、疑似負荷部５とを共通の接地点にて接地した構成となっている。

発明者は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のグラウンド電流に含まれるスイッチング信号の周波数成分が、容量結合の形成等によりスプリアスとして高周波回路６に与える影響は、−３０〜−７０ｄＢ程度の大きさであることを把握している。従って、高周波回路６側にてＤＣ／ＤＣコンバータ２のグランド電流の影響を相殺するには、ＤＣ／ＤＣコンバータ２側の１０^−３〜１０^−７程度の電流の周波数成分を相殺すればよい。

そこで、図３に示す実施の形態においては、高周波回路６内の電子機器の接地配線と共通の接地点に対して疑似負荷部５を接続することにより、当該接地配線がＤＣ／ＤＣコンバータ２のグランド電流から受ける影響を相殺している。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のグランド電流を直接、相殺する場合に比べて、疑似負荷部５での電力消費を低減しつつ、スイッチング信号に起因する周波数成分の影響を抑えることができる。

疑似負荷部５と共通の接地点に接続される高周波回路６内の電子機器は、特定の種類に限定されるものではない。ＶＣＯや増幅器、ＰＬＬ等、スプリアスを抑制するうえで効果的な電子機器を適宜、選択することができる。

例えば図４は、トランジスタ６１１を用いたエミッタ接地型の増幅回路部６１の接地点に、スイッチング回路８を介して疑似負荷部５を接続した例を示している。疑似負荷部５と共通の接地点としては、高周波回路６を低インピーダンスに保つために基準グラウンドに接続されるコンデンサ６１２（図中のｂ点）や、エミッタ接地部であり、増幅回路部６１の電流が最も流れるエミッタ抵抗６１３、エミッタコンデンサ６１４（図中のｃ点）等を選択するとよい。なお図４には、ｂ点に疑似負荷部５を接続した例を示してある。

また、これらのコンデンサ６１２、６１４、抵抗６１３は、一点アースとして共通の接地点に接続され、互いに近接した位置に配置されることがある。そこでこの共通の接地点に疑似負荷部５を接続すれば、これらの素子に対するＤＣ／ＤＣコンバータ２側のグランド電流の影響をまとめて相殺することもできる。

次いで図５は、例えば２つのＤＣ／ＤＣコンバータ２、７を用いる電源回路において、その一方のＤＣ／ＤＣコンバータを反転電流生成部として利用した例を示している。高周波回路６には複数種類の電圧の直流電力を利用するものがあり、三端子レギュレータ３における電力損失を低減する目的で電子回路中に複数のＤＣ／ＤＣコンバータ２、７を設けることがある。

例えば図５に示した電源回路においては、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２は、５．５Ｖの直流電力を出力し、三端子レギュレータ３ａにて電圧が５Ｖに調節される一方、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ７は３．８Ｖの直流電力を出力し、三端子レギュレータ３ｂにて電圧が３．３Ｖに調節されて、各々高周波回路６に供給される構成となっている。

さらに本例では、一方側の第２のＤＣ／ＤＣコンバータ７のオン／オフ動作を実行させるためのスイッチング信号として、信号発生部１から出力されたスイッチング信号を位相反転回路４にて反転させた反転信号を用いている。これにより、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２のグランド電流（第１のグランド電流）と第２のＤＣ／ＤＣコンバータ７のグランド電流（第２のグランド電流）とは、周波数がｆ_ＳＷであって互いに位相が反転した周波数成分を含むことになる。そこでこれら第１、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ２、７を共通の接地点を介して接地することにより、第１、第２のグランド電流に含まれる前記周波数成分を相殺し、高周波回路６への影響を抑制することができる。

さらにまた、第１のグランド電流が第２のグランド電流よりも大きい場合には、図６に示すように信号発生部１からのスイッチング信号が入力される疑似負荷部５を設け、当該疑似負荷部５をこれらのＤＣ／ＤＣコンバータ２、７と共通の接地点に接続してもよい。これとは反対に、第２のグランド電流が第１のグランド電流よりも大きい場合には、図７に示すように反転信号が入力される疑似負荷部５を設けて前記共通の接地点に接続してもよい。

図６、図７に示す例の場合には、周波数がｆ_ＳＷであって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、７間で相殺しきれなかった残余の周波数成分を、疑似負荷部５にて生成したグランド電流（第３のグランド電流）にて相殺できるように、負荷抵抗５１のインピーダンスやインダクタ５２のリアクタンス等が調節される。

以上に説明した各実施の形態において、疑似負荷部５の構成は図２、図４に示した例（負荷抵抗５１に対し、インダクタ５２とキャパシタ５３との直列回路を並列に接続した構造）に限定されない。例えば、負荷抵抗５１、インダクタ５２、キャパシタ５３の直列回路により疑似負荷部５を構成してもよいし、インダクタ５２、キャパシタ５３の並列回路や直列回路のみ、または負荷抵抗５１のみにより疑似負荷部５を構成してもよい。

１ 信号発生部
２ ＤＣ／ＤＣコンバータ、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ
２１ 直流電源
２２ スイッチング素子
４ 位相反転回路
５ 疑似負荷部
５１ 負荷抵抗
５２ インダクタ
５３ キャパシタ
６ 高周波回路
７ 第２のＤＣ／ＤＣコンバータ
８ スイッチング回路

Claims (7)

1. 高周波回路内の電子機器に電力を供給する電源回路において、
   スイッチング素子をオン／オフするスイッチング動作のデューティ比に応じて電圧が調節された直流電力を出力すると共に、接地点を介して接地されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記スイッチング素子にスイッチング動作を実行させるためのスイッチング周波数信号を出力する信号発生部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの接地点を流れる電流に含まれる周波数成分とは位相が反転した周波数成分を含むグランド電流が出力される反転電流生成部と、を備え、
   前記反転電流生成部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと共通の接地点を介して接地されていることを特徴とする電源回路。
2. 前記反転電流生成部は、キャパシタと、インダクタとが設けられた疑似負荷部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 前記疑似負荷部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの接地点に替えて、当該ＤＣ／ＤＣコンバータを介して電力が供給される高周波回路内の電子機器と共通の接地点を介して接地されていることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
4. 前記信号発生部から出力されるスイッチング周波数信号に基づいて、前記疑似負荷部に供給される電力をオン／オフするスイッチング回路部を備えたことを特徴とする請求項２または３に記載の電源回路。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータを第１のＤＣ／ＤＣコンバータとしたとき、
   前記信号発生部から出力されたスイッチング周波数信号を取得し、当該スイッチング周波数信号とは位相が反転した反転信号を出力する位相反転部を備え、
   前記反転電流生成部は、前記位相反転部から出力された反転信号に基づいてスイッチング素子のオン／オフが行われ、スイッチング動作のデューティ比に基づいて電圧が調節された直流電力を出力すると共に、前記グランド電流を出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
6. 前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータから前記接地点に流れるグランド電流を第１のグランド電流、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータから前記接地点に流れるグランド電流を第２のグランド電流とすると、第２のグランド電流が第１のグランド電流よりも大きいとき、これらの第１、第２のグランド電流間で相殺された残余の前記反転信号の周波数成分を相殺するために、前記信号発生部から出力されたスイッチング周波数信号が入力され、当該スイッチング周波数信号に基づいて生成した第３のグランド電流が出力される、キャパシタと、インダクタとが設けられた疑似負荷部を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電源回路。
7. 前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータから前記接地点に流れるグランド電流を第１のグランド電流、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータから前記接地点に流れるグランド電流を第２のグランド電流とすると、第１のグランド電流が第２のグランド電流よりも大きいとき、これらの第１、第２のグランド電流間で相殺された残余の前記スイッチング周波数信号の周波数成分を相殺するために、前記位相反転部から出力された反転信号が入力され、当該反転信号に基づいて生成した第３のグランド電流が出力される、キャパシタと、インダクタとが設けられた疑似負荷部を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電源回路。

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