WO2015125427A1 - 電力変換システム - Google Patents

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多加志 井村
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株式会社デンソー
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Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion system in which a plurality of power conversion circuits that convert an input voltage by switching a switching element are connected in parallel to one DC power source.
  • Patent Document 1 discloses the following in-vehicle electric system.
  • the first and second motor driving devices are connected to a common DC power source, the first motor driving device drives the traveling motor, and the second motor driving device drives the air conditioning motor.
  • a capacitor is connected in parallel to the DC power supply, and an LC filter is disposed on the power input side of the second motor drive device. Then, by connecting a resistance element in series with the capacitor constituting the LC filter, the frequency included in the ripple current output from the first motor driving device has a resonance frequency of the ⁇ -type filter having CLC. Even when they overlap with each other, the occurrence of resonance in the filter is suppressed.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and its purpose is to perform an operation of suppressing resonance when the frequency of the ripple current flowing in the supply line of the DC power supply becomes equal to the resonance frequency of the LC filter.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion system that can be executed efficiently.
  • a power conversion system is connected in parallel to one DC power supply, and includes one or more first power conversion circuits and a first power that convert an input voltage by switching a switching element.
  • One or more second power conversion circuits set to have lower power consumption by the load than the conversion circuit, an LC filter connected between the DC power supply and the second power conversion circuit, and an input side of the LC filter And a resonance detector that detects that resonance has occurred in the LC filter, and a control switching element connected in series with a capacitor that constitutes the LC filter.
  • the power conversion system further includes a resistance value changing unit that operates the switching element for control when the resonance detecting unit detects the occurrence of resonance, and changes the series resistance value of the path in which the capacitor is arranged.
  • the control switching element in the LC filter connected between the DC power supply and the second power conversion circuit, the control switching element is connected in series with the capacitor constituting the filter.
  • the resistance value changing unit operates the control switching element to change the series resistance value of the path in which the capacitor is disposed.
  • the inverter circuit 3 (second power conversion circuit) is configured by connecting, for example, six IGBTs 4 (4a to 4f) as switching elements in a three-phase bridge connection.
  • Each phase output terminal of the inverter circuit 3 is connected to one end of each phase stator winding (not shown) of the motor 5.
  • the inverter circuit 2 (first power conversion circuit) side is similarly configured, and each phase output terminal thereof is connected to one end of each phase stator winding of the motor 6 (load). Has been.
  • the motor 6 is, for example, a driving motor for an electric vehicle (for example, a permanent magnet type synchronous motor such as an IPMSM), and a driving wheel of a vehicle is connected to a rotating shaft of the driving shaft via a driving shaft (not shown).
  • the motor (load) 5 is a radiator fan driving motor (for example, a permanent magnet type synchronous motor such as SPMSM) that is an in-vehicle auxiliary machine. Therefore, the power consumption when the motor 5 is driven by the inverter circuit 3 is smaller than the power consumption when the motor 6 is driven by the inverter circuit 2.
  • the DC power source 1 is a secondary battery having a terminal voltage of, for example, 100 V or more (for example, 288 V), such as a lithium ion battery or a nickel metal hydride battery.
  • the inverter circuits 2 and 3 are controlled by independent control circuits, respectively, and a drive signal based on, for example, a (Pulse Width Modulation) signal is applied to the gates of the IGBTs 4 and the like to perform switching control.
  • an LC filter 10 including a smoothing capacitor 7, a coil 8, and a capacitor 9 is connected between the DC power supply 1 and the inverter circuit 3.
  • an N-channel MOSFET 11 control switching element, resistance change unit
  • An input terminal of a bandpass filter 12 (filter circuit) is connected to the positive side terminal of the DC power supply 1, and an output terminal of the bandpass filter (hereinafter referred to as BPF) 12 is connected via a diode 13 and a capacitor 14. Connected to ground.
  • the pass band of the BPF 12 is set so that the resonance frequency fr of the LC filter 10 is the center of the band.
  • the cathode of the diode 13 is connected to the input terminal of the inverting amplifier 15 (resistance value changing unit).
  • the inverting amplifier 15 includes an operational amplifier 16 and resistance elements 17 and 18. One end of the resistance element 17 is connected to the cathode of the diode 13 and the other end is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 16. The inverting input terminal is connected to the output terminal of the operational amplifier 16 through the resistance element 18. A reference voltage 19 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 16. The output terminal of the operational amplifier 16 is connected to the gate of the N-channel MOSFET 11 and is connected to the ground via the Zener diode 20.
  • the inverter circuit 2 side is variable carrier control, and the operating condition changes, for example, the ripple current frequency frip increases as shown in FIG. 2 (a) and changes across the resonance frequency fr.
  • the BPF 12 increases the level of the output signal in the pass band centered on the resonance frequency fr (see FIG. 2B).
  • the N-channel MOSFET 11 is disposed between the capacitor 9 constituting the filter 10 and the ground.
  • the inverting amplifier 15 operates the N-channel MOSFET 11 to change the series resistance value of the current path including the capacitor 9.
  • the switching frequency on the side of the inverter circuit 2 with higher power consumption has changed, and the frequency of the ripple current that is about to flow into the inverter circuit 3 via the power line approaches the resonance frequency of the LC filter 10.
  • the on-resistance of the N-channel MOSFET 11 is controlled by the inverting amplifier 15 to change the series resistance value of the current path including the capacitor 9, so that excessive current due to resonance can be suppressed from flowing to the capacitor 9. Therefore, unlike patent document 1, electric power is not always consumed by the resistive element arrange
  • the inverting amplifier 15 linearly controls the N-channel MOSFET 11 according to the level of resonance detected by the BPF 12 to increase the series resistance value. That is, the series resistance value can be increased by continuously changing the on-resistance of the N-channel MOSFET 11 in accordance with the resonance level.
  • the capacitor current Ic is proportional until the ripple current (Ir here) increases to some extent, as shown in FIG.
  • the current Ic is defined by the current consumed by the load (inverter current Im). Therefore, there is a problem that the effect of reducing the current Ic becomes lower as the current Im increases.
  • the current Ic can be sufficiently reduced regardless of the amount of the current Im.
  • a resistance element 21 is connected in parallel to the N-channel MOSFET 11, and a comparator 22 and a NOT gate 23 (both corresponding to a resistance value changing unit) are arranged instead of the inverting amplifier 15.
  • a non-inverting input terminal of a comparator 22 is connected to the cathode of the diode 13, and a reference voltage 24 is given to the inverting input terminal as a determination threshold value.
  • the output terminal of the comparator 22 is connected to the gate of the N-channel MOSFET 11 via the NOT gate 23.
  • the ripple current frequency flip is different from the resonance frequency fr of the LC filter 10
  • the output signal fcomp of the comparator 22 is at a low level, and the N-channel MOSFET 11 is kept on, so that no current flows through the resistance element 21. .
  • the LC filter 10 prevents the ripple current having a frequency higher than the resonance frequency fr from flowing.
  • the BPF 12 when the frequency of the ripple current that is the source of the inverter circuit 2 changes so as to cross the resonance frequency fr as in the first embodiment, the BPF 12 outputs the output signal in the passband. The level is increased (see FIG. 6B). When the output voltage of the BPF 12 rises and exceeds the threshold value Vcomp set in the comparator 22, the output signal fcomp changes to a high level (see (c) in FIG. 6).
  • the resistance element 21 connected in parallel to the N-channel MOSFET 11 is provided, the N-channel MOSFET 11 is turned on in a state where no resonance is detected, and the level of resonance detected by the comparator 22 is When the threshold value is exceeded, the N-channel MOSFET 11 is turned off. Thereby, when resonance occurs in the LC filter 10, the series resistance value of the current path including the capacitor 9 is increased by the resistance element 21, and the resonance can be suppressed.
  • the third embodiment is configured by adding a comparator 31 and an OR gate 32 (both corresponding to a resistance value changing unit) to the configuration of the second embodiment.
  • the non-inverting input terminal of the comparator 31 is directly connected to the output terminal of the BPF 12, and a reference voltage 33 set in the vicinity of 0V is applied to the inverting input terminal.
  • the reference voltage may be set to 0 V by connecting the inverting input terminal to the ground.
  • One input terminal of the OR gate 32 is connected to the output terminal of the comparator 31, and the other input terminal is connected to the output terminal of the NOT gate 23.
  • the output signal (high level) of the NOT gate 23 is connected to the gate of the N-channel MOSFET 11 via the OR gate 32 as in the second embodiment.
  • the N-channel MOSFET 11 is kept on.
  • the BPF 12 passes an input signal in the vicinity of the resonance frequency as shown in FIG.
  • the time on the horizontal axis is shown in an enlarged manner as compared with FIG.
  • the comparator 31 applies a high level signal to the gate of the N-channel MOSFET 11 via the OR gate 32 in accordance with the positive half wave of the resonance signal waveform output from the BPF 12. give.
  • the output signal of the comparator 31 is at a low level. That is, the N-channel MOSFET 11 performs a switching operation so as to be switched on and off in synchronization with the zero cross timing of the resonance signal waveform.
  • the N-channel MOSFET 11 is intermittently turned off even if the NOT gate 23 continuously outputs a low level signal during a period in which resonance occurs. Since the current flows through the resistance element 21 while the N-channel MOSFET 11 is off, the series resistance value of the current path including the capacitor 9 is higher than that during which no resonance occurs.
  • the waveform of the ripple current irip shown in (c) of FIG. 8 shows the time axis further enlarged than in (a) and (b) of FIG.
  • the waveform amplitude (positive value) behaves in the same way so that the waveform area (integrated value) in the on period is equal to the waveform area in the off period ((c in FIG. 8). ), See shaded area A).
  • the waveform amplitude decreases due to the resistance value increased by the resistance element 21, and accordingly, the waveform amplitude in the on period also decreases (see B in FIG. 8C). Therefore, the waveform amplitude of the ripple current irip gradually changes to 0 V by the switching operation of the N-channel MOSFET 11. Thereby, the occurrence of resonance is suppressed.
  • the non-inverting input terminal of the comparator 31 is directly connected to the output terminal of the BPF 12, and the N-channel MOSFET 11 is intermittently turned off according to the resonance level detected by the BPF 12.
  • the switching operation is performed as follows.
  • the series resistance value of the current path including the capacitor 9 can be increased equivalently compared to the period in which resonance does not occur, and the occurrence of resonance can be suppressed. Since the N-channel MOSFET 11 is switched in synchronization with the zero cross timing of the resonance signal waveform, the switching loss can be reduced.
  • the phase lag is adjusted by setting the threshold voltage, etc., so that the zero-cross timing of the actual resonance signal waveform is obtained. What is necessary is just to switch synchronously.
  • the power conversion circuit may be a converter.
  • Two or more first and second power conversion circuits may be provided.
  • the resonance detection unit is not limited to the BPF 12 and may be, for example, a low-pass filter as long as it is a filter circuit having a pass band including the resonance frequency of the LC filter.
  • a bipolar transistor or MOSFET may be used as a switching element constituting the power conversion circuit.
  • a P-channel MOSFET may be used as the control switching element and connected between the coil 8 and the capacitor 9.
  • bipolar transistor or IGBT may be used as the control switching element.
  • the load of the power conversion circuit is not limited to in-vehicle devices.

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Abstract

　電力変換システムにおいて、直流電源の供給線に流れるリップル電流の周波数がＬＣフィルタの共振周波数に等しくなった際に、共振を抑制する動作をより効率的に実行する。直流電源（１）とインバータ回路（３）との間に接続されるＬＣフィルタ（１０）において、当該フィルタ（１０）を構成するコンデンサ（９）とグランドとの間にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（１１）を配置する。そして、ＢＰＦ（１２）がＬＣフィルタ（１０）に共振が発生したことを検出すると、反転増幅器（１５）は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（１１）を動作させてコンデンサ（９）が配置されている経路の直列抵抗値を変化させる。

Description

電力変換システム 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１４年２月２４日に出願された日本出願番号２０１４‐３２９０４号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、スイッチング素子をスイッチング動作させることで入力電圧を変換する複数の電力変換回路を、１つの直流電源に並列接続してなる電力変換システムに関する。
　特許文献１には、以下のような車載用電気システムが開示されている。共通の直流電源に、第１及び第２の電動機用駆動装置が接続されており、第１の電動機用駆動装置が走行用モータを駆動し、第２の電動機用駆動装置が空調装置用モータを駆動する。直流電源には、コンデンサが並列に接続されおり、第２の電動機用駆動装置の電源入力側にはＬＣフィルタが配置されている。そして、ＬＣフィルタを構成するコンデンサに抵抗素子を直列に接続することで、第１の電動機用駆動装置から出力されるリップル電流に含まれる周波数がＣ－Ｌ－Ｃからなるπ型フィルタの共振周波数に重なるときでも、フィルタで共振が発生することを抑制している。
特開２０１２－２４４６５１号公報
　しかしながら、特許文献１の構成では、リップル電流に含まれる周波数がフィルタの共振周波数に重ならない場合であっても、コンデンサに直列接続されている抵抗素子により電流が常時消費されてしまうため、消費電力が増大してしまう。
　本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電源の供給線に流れるリップル電流の周波数がＬＣフィルタの共振周波数に等しくなった際に、共振を抑制する動作をより効率的に実行できる電力変換システムを提供することにある。
　本開示の一態様によれば、電力変換システムは、１つの直流電源に並列に接続され、スイッチング素子をスイッチング動作させることで入力電圧を変換する１つ以上の第１電力変換回路及び第１電力変換回路よりも負荷による消費電力が小さく設定されている１つ以上の第２電力変換回路と、直流電源と第２電力変換回路との間に接続されるＬＣフィルタと、このＬＣフィルタの入力側に設けられ、当該ＬＣフィルタに共振が発生したことを検出する共振検出部と、ＬＣフィルタを構成するコンデンサと直列に接続される制御用スイッチング素子と、を備える。電力変換システムは、共振検出部が共振の発生を検出した際に制御用スイッチング素子を動作させて、コンデンサが配置されている経路の直列抵抗値を変化させる抵抗値変化部をさらに備える。
　上記構成の電力変換システムによれば、直流電源と第２電力変換回路との間に接続されるＬＣフィルタにおいて、当該フィルタを構成するコンデンサと直列に制御用スイッチング素子を接続する。そして、共振検出部が、ＬＣフィルタに共振が発生したことを検出すると、抵抗値変化部は、制御用スイッチング素子を動作させてコンデンサが配置されている経路の直列抵抗値を変化させる。
　これにより、消費電力がより大きい第１電力変換回路側のスイッチング周波数が変化したことで、電源線を介して第２電力変換回路に流入しようとするリップル電流の周波数がＬＣフィルタの共振周波数に近付いたとしても、抵抗値変化部が、前記フィルタを構成するコンデンサを含む経路の直列抵抗値を変化させることで、前記コンデンサに共振による過大な電流が流れることを抑制できる。したがって、特許文献１のように、前記経路の配置されている抵抗素子により常時電力が消費されることが無く、より効率的に共振の発生を抑制できる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。図面において、
第１実施形態にかかる電力変換システムの構成を示す図 リップル電流の周波数の変化に伴う各信号の変化を示す図 第１実施形態の構成に対する比較例として、想定される異なる対策の一例を示す図 （ａ）は図３の構成に対応し、（ｂ）は本実施形態の構成に対応するリップル電流Ｉｒとコンデンサ電流Ｉｃとの関係を示す図 第２実施形態にかかる電力変換システムの構成を示す図 第２実施形態におけるリップル電流の周波数の変化に伴う各信号の変化を示す図 第３実施形態にかかる電力変換システムの構成を示す図 第３実施形態におけるリップル電流の周波数の変化に伴う各信号の変化を示す図
　　（第１実施形態）
　以下、第１実施形態について図１から図４を参照して説明する。直流電源１には、２つのインバータ回路２，３が並列に接続されている。インバータ回路３（第２電力変換回路）は、スイッチング素子として６個の例えばＩＧＢＴ４（４ａ～４ｆ）を三相ブリッジ接続して構成されている。インバータ回路３の各相出力端子は、モータ５の各相固定子巻線（図示せず）の一端に接続されている。具体的には示さないが、インバータ回路２（第１電力変換回路）側も同様に構成されており、その各相出力端子は、モータ６（負荷）の各相固定子巻線の一端に接続されている。
　ここで、モータ６は、例えば電気自動車の走行駆動用モータ（例えばＩＰＭＳＭ等の永久磁石型同期モータ）であり、図示しないがその回転軸には駆動軸を介して車両の駆動輪が連結されている。また、モータ（負荷）５は、例えば車載補機であるラジエータファン駆動用のモータ（例えばＳＰＭＳＭ等の永久磁石型同期モータ）である。したがって、インバータ回路３によりモータ５を駆動した際の消費電力は、インバータ回路２によりモータ６を駆動した際の消費電力よりも小さい。
　そして、直流電源１は、端子電圧が例えば１００Ｖ以上（例えば、２８８Ｖ）となる２次電池であり、例えばリチウムイオン電池やニッケル水素電池等である。尚、図示しないが、インバータ回路２，３は、それぞれ独立した制御回路によって制御され、各ＩＧＢＴ４等のゲートに例えば（Pulse Width Modulation）信号による駆動信号が与えられてスイッチング制御される。
　直流電源１とインバータ回路３との間には、平滑コンデンサ７とコイル８及びコンデンサ９からなるＬＣフィルタ１０が接続されている。但し、コンデンサ９の負側端子（コイル８との共通接続点が正側端子となる）とグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１（制御用スイッチング素子，抵抗値変化部）が接続されている。
　直流電源１の正側端子には、バンドパスフィルタ１２（フィルタ回路）の入力端子が接続されており、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと称す）１２の出力端子は、ダイオード１３及びコンデンサ１４を介してグランドに接続されている。ＢＰＦ１２の通過域は、ＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒを帯域の中心とするように設定されている。そして、ダイオード１３のカソードは、反転増幅器１５（抵抗値変化部）の入力端子に接続されている。
　反転増幅器１５は、オペアンプ１６，抵抗素子１７及び１８等で構成されており、抵抗素子１７の一端はダイオード１３のカソードに接続され、他端はオペアンプ１６の反転入力端子に接続されている。また、前記反転入力端子は抵抗素子１８を介してオペアンプ１６の出力端子に接続されている。オペアンプ１６の非反転入力端子には、基準電圧１９が与えられている。そして、オペアンプ１６の出力端子は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されていると共に、ツェナーダイオード２０を介してグランドに接続されている。
　次に、本実施形態の作用について説明する。インバータ回路２，３のそれぞれで消費される電力を比較すると、インバータ回路２側の消費電力が大きい。そのため、インバータ回路２がモータ６を駆動して動作している際には、インバータ回路２を構成している各ＩＧＢＴをスイッチング制御することで発生するリップル電流が、インバータ回路３側に流入しようとする。そのリップル電流の周波数ｆｒｉｐがＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒと異なっていれば、ＢＰＦ１２はその高周波電流を阻止する。
　したがって、ＢＰＦ１２の出力電圧；コンデンサ１４の端子電圧は０Ｖとなり、その端子電圧を反転増幅器１５が反転増幅するので、反転増幅器１５の出力電圧はツェナーダイオード２０のツェナー電圧となる。これにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態を維持する。
　これに対して、インバータ回路２側が可変キャリア制御であり、運転条件が変化するなどして図２の（ａ）に示すようにリップル電流の周波数ｆｒｉｐが上昇し、共振周波数ｆｒを跨ぐように変化したとする。この時、ＢＰＦ１２は、共振周波数ｆｒを中心とする通過域で出力信号のレベルを上昇させる（図２の（ｂ）参照）。
　すると、その上昇に応じて反転増幅器１５の出力電圧が低下し、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧が低下するので、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗が上昇し（リニア制御，図２の（ｃ）参照）、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値が上昇する。これにより、図２の（ｄ）に示すように、コンデンサ９に流入するリップル電流ｉｒｉｐの上昇は、図中に破線で示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１が存在しない場合に対して、実線で示すように抑制される。
　尚、一般にＬＣフィルタ１０の遮断周波数（＝共振周波数ｆｒ）は、定常的に発生すると想定されるリップル電流の周波数よりも低く設定されている。したがって、共振周波数ｆｒよりも高い周波数を持つリップル電流のインバータ回路３側への流入は、ＬＣフィルタ１０により阻止される。
　以上のように本実施形態によれば、直流電源１とインバータ回路３との間に接続されるＬＣフィルタ１０において、当該フィルタ１０を構成するコンデンサ９とグランドとの間にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を配置する。そして、ＢＰＦ１２が、ＬＣフィルタ１０に共振が発生したことを検出すると、反転増幅器１５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を動作させてコンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を変化させる。
　これにより、消費電力がより大きいインバータ回路２側のスイッチング周波数が変化したことで、電源線を介してインバータ回路３に流入しようとするリップル電流の周波数が、ＬＣフィルタ１０の共振周波数に近付いたとしても、反転増幅器１５によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗を制御してコンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を変化させ、共振による過大な電流がコンデンサ９に流れることを抑制できる。したがって、特許文献１のように、前記経路に配置されている抵抗素子により常時電力が消費されることが無く、より効率的に共振の発生を抑制できる。
　そして、反転増幅器１５は、ＢＰＦ１２により検出される共振のレベルに応じてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１をリニア制御して、前記直列抵抗値を増加させる。すなわち、共振のレベルに応じてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗を連続的に変化させて、直列抵抗値を増加させることができる。
　ここで、ＬＣフィルタ１０に発生する共振を抑制する手段として、例えば図３に示す比較例のように、インバータ装置４の負側電源線にダイオード（Ｄｉ）を挿入することも考えられる。しかしながら、このような対策をとると、図４の（ａ）に示すように、リップル電流（ここではＩｒ）がある程度増加するまでは、コンデンサ９に流入する電流（ここではコンデンサ電流Ｉｃ）が比例するように増加し、電流Ｉｃは負荷が消費する電流（インバータ電流Ｉｍ）で規定される。したがって、電流Ｉｍが増加するほど電流Ｉｃの低減効果が低くなるという問題がある。これに対して本実施形態によれば、図４の（ｂ）に示すように、電流Ｉｍの多寡にかかわらず電流Ｉｃを十分に低減できる。
　　（第２実施形態）
　以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図５に示すように、第２実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１に抵抗素子２１を並列に接続し、反転増幅器１５に替えてコンパレータ２２及びＮＯＴゲート２３（何れも抵抗値変化部に相当）を配置した構成である。ダイオード１３のカソードには、コンパレータ２２の非反転入力端子が接続されており、反転入力端子には、判定閾値として基準電圧２４が与えられている。そして、コンパレータ２２の出力端子は、ＮＯＴゲート２３を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されている。
　次に、第２実施形態の作用について説明する。リップル電流の周波数ｆｒｉｐがＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒと異なっていれば、コンパレータ２２の出力信号ｆｃｏｍｐはローレベルであり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態を維持するので、抵抗素子２１に電流は流れない。これにより、共振周波数ｆｒよりも高い周波数を持つリップル電流の流入（ｉｒｉｐ）はＬＣフィルタ１０により阻止される。
　図６の（ａ）に示すように、第１実施形態と同様にインバータ回路２が発生源であるリップル電流の周波数が共振周波数ｆｒを跨ぐように変化すると、ＢＰＦ１２は、通過域で出力信号のレベルを上昇させる（図６の（ｂ）参照）。そして、ＢＰＦ１２の出力電圧が上昇し、コンパレータ２２に設定されている閾値Ｖｃｏｍｐを超えると、出力信号ｆｃｏｍｐがハイレベルに変化する（図６の（ｃ）参照）。
　すると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフするので、コンデンサ９に流入する電流は抵抗素子２１に流れるようになり、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値が上昇する。これにより、図６の（ｄ）に示すように、コンデンサ９に流入するリップル電流ｉｒｉｐの上昇は、図中に破線で示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１が存在しない場合に比較して、実線で示すように抑制される。
　以上のように第２実施形態によれば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１に並列に接続される抵抗素子２１を備え、共振が検出されない状態ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１をオンさせ、コンパレータ２２により検出される共振のレベルが閾値を超えると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１をオフさせるようにした。これにより、ＬＣフィルタ１０に共振が発生すると、抵抗素子２１によりコンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を上昇させて、共振を抑制できる。
　　（第３実施形態）
　図７に示すように、第３実施形態では、第２実施形態の構成に、コンパレータ３１及びＯＲゲート３２（何れも抵抗値変化部に相当）を加えて構成されている。コンパレータ３１の非反転入力端子は、ＢＰＦ１２の出力端子に直接接続されており、反転入力端子には、０Ｖの近傍に設定されている基準電圧３３が与えられている。尚、反転入力端子をグランドに接続して基準電圧を０Ｖにしても良い。そして、ＯＲゲート３２の入力端子の一方は、コンパレータ３１の出力端子に接続されており、入力端子の他方は、ＮＯＴゲート２３の出力端子に接続されている。
　次に、第３実施形態の作用について説明する。リップル電流の周波数ｆｒｉｐが、ＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒと異なっていれば、第２実施形態と同様に、ＮＯＴゲート２３の出力信号（ハイレベル）がＯＲゲート３２を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに与えられ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態を維持する。
　そして、リップル電流の周波数ｆｒｉｐが共振周波数ｆｒを跨ぐように変化すると、図８の（ａ）に示すように、ＢＰＦ１２が共振周波数近傍の入力信号を通過させる。尚、図８では、横軸の時間を図６等よりも拡大して示している。すると、コンパレータ３１は、図８の（ｂ）に示すように、ＢＰＦ１２が出力する共振信号波形の正側半波に応じて、ハイレベルの信号をＯＲゲート３２を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに与える。共振信号波形の負側半波では、コンパレータ３１の出力信号はローレベルになる。すなわち、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１は、共振信号波形のゼロクロスタイミングに同期してオンオフが切り替わるようにスイッチング動作する。
　これにより、共振が発生している期間にＮＯＴゲート２３が継続的にローレベルの信号を出力していても、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１は断続的にオフされる。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１がオフしている期間は抵抗素子２１に電流が流れるので、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値は、共振が発生していない期間よりも上昇することになる。
　図８の（ｃ）に示すリップル電流ｉｒｉｐの波形は、図８の（ａ）、（ｂ）よりも時間軸をさらに拡大して示している。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１が間欠的にオフする期間では、オン期間の波形面積（積分値）とオフ期間の波形面積とが等しくなるよう、波形振幅が正負で同一となるようにふるまう（図８の（ｃ）中、斜線部分Ａ参照）。そして、オフ期間は抵抗素子２１により上昇した抵抗値によって波形振幅が低下するので、それに伴いオン期間の波形振幅も低下する(図８の（ｃ）中、Ｂ参照）。したがって、リップル電流ｉｒｉｐの波形振幅は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング動作によって次第に０Ｖに収束するように変化する。これにより、共振の発生が抑制される。
　以上のように第３実施形態によれば、コンパレータ３１の非反転入力端子をＢＰＦ１２の出力端子に直接接続し、ＢＰＦ１２により検出される共振のレベルに応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を間欠的にオフさせるようにスイッチング動作させる。これにより、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を共振が発生していない期間よりも等価的に上昇させて、共振の発生を抑制できる。そして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を共振信号波形のゼロクロスタイミングに同期してスイッチングさせるので、スイッチング損失を低減できる。
　尚、ＢＰＦ１２が出力する信号の波形に、実際の共振波形に対して位相遅れがある場合には、その位相遅れ分を閾値電圧の設定などにより調整して、実際の共振信号波形のゼロクロスタイミングに同期してスイッチングさせれば良い。
　本開示は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
　電力変換回路は、コンバータであっても良い。
　第１，第２電力変換回路を、それぞれ２つ以上備えていても良い。
　共振検出部は、ＢＰＦ１２に限ることなく、ＬＣフィルタの共振周波数を含む帯域を通過域とするフィルタ回路であれば、例えばローパスフィルタでも良い。
　電力変換回路を構成するスイッチング素子に、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
　制御用スイッチング素子にＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いて、コイル８とコンデンサ９との間に接続しても良い。
　また、制御用スイッチング素子に、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどを用いても良い。
　電力変換回路の負荷は、車載機器に限ることはない。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (7)

  1. 　１つの直流電源（１）に並列に接続され、スイッチング素子（４）をスイッチング動作させることで入力電圧を変換する１つ以上の第１電力変換回路（２），及び前記第１電力変換回路よりも負荷による消費電力が小さく設定されている１つ以上の第２電力変換回路（３）と、
    　前記直流電源と、前記第２電力変換回路との間に接続されるＬＣフィルタ（１０）と、
    　このＬＣフィルタの入力側に設けられ、当該ＬＣフィルタに共振が発生したことを検出する共振検出部（１２）と、
    　前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサ（９）と直列に接続される制御用スイッチング素子（１１）と、
    　前記共振検出部が共振の発生を検出した際に前記制御用スイッチング素子を動作させて、前記コンデンサが配置されている経路の直列抵抗値を変化させる抵抗値変化部（１５，２１，２２，３１，３２）と、を備える電力変換システム。
  2. 　前記共振検出部は、前記ＬＣフィルタの共振周波数を含む帯域を通過域とするフィルタ回路（１２）で構成されている請求項１記載の電力変換システム。
  3. 　前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタである請求項２記載の電力変換システム。
  4. 　前記抵抗値変化部（１５）は、前記共振検出部により検出される共振のレベルに応じて前記制御用スイッチング素子をリニア制御して、前記直列抵抗値を増加させる請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換システム。
  5. 　前記抵抗値変化部（２１，２２）は、前記制御用スイッチング素子に並列に接続される抵抗素子（２１）を備え、
    　前記共振検出部により共振が検出されない状態では前記制御用スイッチング素子をオンさせ、
    　前記共振検出部により検出される共振のレベルが閾値を超えると、前記制御用スイッチング素子をオフさせる請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換システム。
  6. 　前記抵抗値変化部（３１，３２）は、前記制御用スイッチング素子に並列に接続される抵抗素子（２１）を備え、
    　前記共振検出部により共振が検出されない状態では前記制御用スイッチング素子をオンさせ、
    　前記共振検出部により検出される共振のレベルに応じて、前記制御用スイッチング素子を間欠的にオフさせるようにスイッチングさせる請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換システム。
  7. 　前記抵抗値変化部は、共振波形のゼロクロスタイミングに同期して前記制御用スイッチング素子をスイッチングさせる請求項６記載の電力変換システム。
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