WO2015125195A1 - オーディオ信号増幅装置 - Google Patents

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岩田　和也
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type

Definitions

  • the present disclosure relates to an audio signal amplifying apparatus.
  • Patent Document 1 discloses a class D power amplifier as a signal amplifier.
  • the present disclosure provides an audio signal amplifying apparatus that realizes high-quality audio signals.
  • An audio signal amplifying apparatus includes a delta-sigma modulation unit that resamples an input digital audio signal with a quantization number smaller than the quantization number of the digital audio signal, and an amplitude direction of an output signal of the delta-sigma modulation unit
  • a pulse width modulation unit that converts a gradation into a pulse width modulation signal having a gradation of the pulse width
  • a power amplification unit that amplifies the output signal of the pulse width modulation unit, and a predetermined cutoff of the output signals of the power amplification unit
  • a low-pass filter that reduces and outputs components higher than the frequency
  • a correction processing unit that generates a correction signal for correcting the digital audio signal.
  • the correction processing unit includes a switch that turns on and off the connection with the low-pass filter, and generates a correction signal by connecting a speaker to the low-pass filter when the switch is on.
  • the audio signal amplifying apparatus can achieve high sound quality.
  • FIG. 1 is a block diagram of the audio signal amplifying apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the delta-sigma modulation unit in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the noise floor characteristics of the input signal and the noise floor characteristics of the output signal of the noise shaper according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing corrected frequency amplitude characteristics and frequency phase characteristics in the first embodiment.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating characteristics of a conventional low-pass filter.
  • FIG. 5B is a diagram showing the characteristics of the low-pass filter in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing the noise floor characteristics, frequency amplitude characteristics, and frequency phase characteristics of the output signal of the delta-sigma modulation section in the first embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of the audio signal amplifying apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the delta-sigma modulation unit in the first embodiment.
  • FIG. 3 is
  • FIG. 7 is a block diagram of a conventional class D power amplifier.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the problem of the frequency characteristics of the low-pass filter.
  • FIG. 9A is a frequency characteristic diagram of a low-pass filter when a pure resistor is connected as a load.
  • FIG. 9B is a frequency characteristic diagram of the low-pass filter when a speaker is connected as a load.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the impedance with respect to the frequency of the output signal of the speaker.
  • FIG. 11 is a block diagram of a conventional audio signal amplifying apparatus.
  • FIG. 7 is a block diagram of a conventional class D power amplifier that receives a digital audio signal.
  • the class D power amplifier 101 receives a digital signal from an input terminal 102.
  • the class D power amplifier 101 includes a delta-sigma modulation unit 103, a pulse width modulation unit 104, a power amplification unit 105, a low-pass filter 106, and a speaker 107.
  • the delta-sigma modulation unit 103 secures a dynamic range determined by the quantization number of the digital signal input from the input terminal 102 within a predetermined band, for example, up to 20 kHz that is an audible band, and reduces the quantization number.
  • the pulse width modulation unit 104 converts the gradation in the amplitude direction of the output signal of the delta sigma modulation unit 103 into a pulse width.
  • the power amplifying unit 105 amplifies the binary signal that is the output of the pulse width modulation unit 104.
  • the low-pass filter 106 removes the carrier signal generated by the pulse width modulation unit 104 and the requantization noise generated by the delta-sigma modulation unit 103 from the output of the power amplification unit 105, and extracts the audio signal.
  • the low-pass filter 106 includes a coil and a capacitor in order to reduce power loss.
  • the class D power amplifier 101 converts the audio signal input to the input terminal 102 into a binary signal and amplifies the signal amplitude to near the power supply voltage, so that power loss in the amplifying element is not limited. Get smaller and get higher power efficiency.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the problem of the frequency characteristics of the low-pass filter 106.
  • the low pass filter 106 includes a coil 106a and a capacitor 106b.
  • a load 801 is connected to the output of the low-pass filter 106.
  • FIG. 9A is a frequency characteristic diagram of the low-pass filter 106 when a pure resistor is connected as the load 801
  • FIG. 9B is a frequency characteristic diagram of the low-pass filter 106 when the speaker 107 is connected as the load 801.
  • the horizontal axis indicates the frequency of the output signal of the low-pass filter 106
  • the vertical axis indicates the output level of the frequency amplitude characteristic and the frequency phase characteristic.
  • the low-pass filter 106 is designed so as to obtain frequency amplitude characteristics and frequency phase characteristics as shown in FIG. 9A.
  • FIG. 10 is a diagram showing the impedance with respect to the frequency of the output signal of the speaker 107.
  • the impedance of the speaker 107 that is, the resistance value changes according to the frequency. Therefore, when the speaker 107 is connected as the load 801, the frequency characteristic of the output of the low-pass filter 106 is as shown in FIG. 9B.
  • the frequency characteristics are significantly different from the frequency characteristics shown in FIG. 9A, as shown in FIG. 9B.
  • FIG. 11 is a block diagram of a conventional audio signal amplifying apparatus.
  • the audio signal amplifying apparatus 1100 includes an input terminal 102, a class D power amplifier 101, an NFB (Negative FeedBack) 1101, and an adder 1102.
  • the output signal of the low-pass filter 106 is negatively fed back to the adder 1102 via the NFB 1101.
  • the adder 1102 amplified, and again a class D power amplifier. 101.
  • the negative feedback by the NFB 1101 is always used, so that distortion generated in the low-pass filter 106 in the audio signal amplifying apparatus 1100 is suppressed.
  • the phase margin indicating how much the phase difference at a frequency of 0 dB is 0 degree, that is, how much the phase amount is 180 degrees above. It is known that the amplitude margin indicating how much the amplitude at a frequency of 60 degrees or more and a phase difference of 0 degrees is lower than 0 dB is 6 dB or more.
  • the speaker 107 to be connected changes in amplitude and phase with respect to the change in frequency, and the combination of changes varies depending on the type of the speaker 107 to be connected. Therefore, it is not easy to satisfy the conditions for a stable negative feedback configuration.
  • an A / D converter is required to negatively feed back the generated error with a digital signal, and a time delay based on the operation of the A / D converter is generated. Negative feedback is not possible. Even if the negative feedback can be correctly performed, the distortion due to the phase generated in the low-pass filter 106 cannot be corrected.
  • an audio signal amplifying apparatus using class D power amplification has a problem that the original characteristics of a speaker cannot be reproduced, that is, sound quality deteriorates due to the following phenomenon.
  • FIG. 1 is a block diagram of an audio signal amplifying apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the audio signal amplifying apparatus 100 includes an input terminal 102, a class D power amplifier 101, and a correction processing unit 108.
  • the correction processing unit 108 includes a switch 109, a response signal measurement unit 110, a correction unit 111, and a synthesis unit 112.
  • the audio signal amplifying apparatus 100 receives a digital audio signal from the input terminal 102.
  • the correction processing unit 108 performs a process of generating a correction signal described later only when the switch 109 is turned on.
  • the switch 109 is turned on, for example, when the user uses the audio signal amplifying apparatus 100 for the first time. Then, when the processing of the correction processing unit 108 is completed, the switch 109 is turned off.
  • the audio signal amplifying apparatus 100 is provided with a button (not shown) for the user to turn on the switch 109.
  • This button is provided with a lamp, and the lamp is turned on while the switch 109 is pressed ON, and the lamp is turned off when the switch 109 is turned OFF, so that the user can visually recognize the state of the switch. .
  • the response signal measuring unit 110 measures the frequency amplitude characteristic and the frequency phase characteristic of the class D power amplifier 101.
  • the correction unit 111 generates a correction signal for correcting the frequency amplitude characteristic and the frequency phase characteristic of the class D power amplifier 101 based on the measurement result of the response signal measurement unit 110.
  • the synthesizing unit 112 stores the generated correction signal, and corrects the frequency amplitude characteristic and the frequency phase characteristic of the digital audio signal that is the input signal of the input terminal 102 based on the stored correction signal.
  • the class D power amplifier 101 converts an input digital audio signal, for example, a 16-bit digital audio signal into a 1-bit binary signal in the case of a compact disc, performs power amplification, and is not required by the low-pass filter 106.
  • the audio signal with the amplified power is extracted by removing the unnecessary band.
  • FIG. 2 is a block diagram of the delta-sigma modulation unit 103.
  • the delta sigma modulation unit 103 includes an oversampling filter 201 and a noise shaper 202.
  • the input signal is 16 bits and the output signal is 3 bits.
  • the combination of the input signal and the output signal is not limited to this.
  • the input signal may be M bits (M is an integer equal to or greater than 1) and the output signal may be N bits (N is an integer greater than 1 satisfying M> N).
  • M is an integer equal to or greater than 1
  • N is an integer greater than 1 satisfying M> N.
  • specific values of M are 16, 20, and 24.
  • the oversampling filter 201 converts the sampling frequency of the digital audio signal, which is an input signal, to a power of 2, and removes the aliasing component from the signal.
  • the noise shaper 202 requantizes the oversampled digital audio signal with a smaller quantization number than the input signal.
  • the noise shaper 202 reduces the requantization noise generated when requantization, that is, the noise floor, in an audio band, for example, 20 kHz or less.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the noise floor characteristic of the input signal and the noise floor characteristic of the output signal of the noise shaper 202.
  • the left side of FIG. 3 is the noise floor characteristic of the input signal of the noise shaper 202, and the right side is the noise floor characteristic of the output signal of the noise shaper 202.
  • the horizontal axis is the signal frequency, and the vertical axis is the output level of the noise floor.
  • the noise floor of the input signal is constant, but the noise floor of the output signal is relatively small below 20 kHz and relatively large above 20 kHz.
  • the pulse width modulation unit 104 converts the gradation in the amplitude direction of the output signal of the delta sigma modulation unit 103 into a pulse width modulation signal having the gradation of the pulse width.
  • the 16-bit input signal is converted into a binary pulse width modulation signal by the processing of the delta sigma modulation unit 103 and the pulse width modulation unit 104.
  • the power amplification unit 105 amplifies power with respect to the amplitude of the pulse width modulation signal.
  • the power amplifying unit 105 amplifies the input binary signal to almost the power supply voltage and reduces the reactive voltage, thereby reducing the power loss.
  • the low-pass filter 106 includes a coil 106a and a capacitor 106b as described with reference to FIG. 8 in order to suppress power loss. Then, on the assumption that a pure resistance is connected to the output of the low-pass filter 106 as a load 801, a characteristic of the low-pass filter 106, for example, a Butterworth characteristic is determined. This characteristic is generally designed so that the characteristic is flat in the pass band, and the requantization noise generated in the carrier wave of the pulse width modulation unit 104 and the delta-sigma modulation unit 103 is attenuated in the stop band.
  • correction processing unit 108 Next, the correction processing unit 108 will be described.
  • the correction processing unit 108 generates a correction signal only when the switch 109 is turned on.
  • the correction processing unit 108 measures the output signal of the low-pass filter 106 with the speaker 107 connected.
  • a measurement signal is input to the input terminal 102 with the speaker 107 connected.
  • a TSP (Time Stretched Pulse) signal having impulse characteristics is used as the measurement signal.
  • the measurement signal is not limited to the TSP signal, and an impulse signal or another signal may be used as the measurement signal.
  • the measurement range is a predetermined audio band, for example, 20 kHz or less.
  • the response signal measurement unit 110 measures the output signal of the low-pass filter 106 with respect to the input measurement signal.
  • the response signal measurement unit 110 measures the impulse response of the class D power amplifier 101.
  • the response signal measurement unit 110 performs fast Fourier transform (FFT) processing on the measured output signal to obtain the frequency amplitude characteristic and the frequency phase characteristic of the class D power amplifier 101.
  • FFT fast Fourier transform
  • the TSP signal is a signal obtained by scanning (sweeping) a sine wave whose phase is proportional to the square of the frequency at a high speed from a low frequency low range to a high frequency range in the frequency range to be measured.
  • the response signal measurement unit 110 calculates an impulse response from the measured output signal by analyzing an inverse function.
  • the correcting unit 111 calculates a ratio between the frequency amplitude characteristic obtained by the response signal measuring unit 110 and the frequency amplitude characteristic targeted by the audio signal amplifying apparatus 100.
  • the correction unit 111 calculates a correction signal related to the frequency amplitude characteristic from this ratio.
  • the calculation of the correction signal by the correction unit 111 is preferably determined by the balance between the correction effect and the correction processing amount. That is, a higher correction effect is expected with a simple correction process.
  • the correction unit 111 determines the correction content in consideration of the subjective characteristics of the person viewing the audio signal. For example, a frequency characteristic that a human feels in his / her ear is equivalent. In this case, if the octave analysis is used, the correction unit 111 can increase the subjective effect and reduce the processing amount.
  • the correction unit 111 divides the frequency amplitude characteristic obtained by the response signal measurement unit 110 into 1 / N octave bands (N is a positive integer), and calculates an average value for each divided band. Then, using the calculated average value, a value at a frequency point, which is actually processed in the correction process, is calculated and used as a frequency amplitude measurement value for calculating a correction signal. Similarly, a target frequency amplitude characteristic value is also calculated. Then, the correction signal is calculated by taking the ratio of the two.
  • the correction unit 111 when calculating the correction signal of the frequency amplitude characteristic, the correction unit 111 weights a specific octave band in consideration of the human auditory characteristic, the result obtained by original subjective evaluation, and the like.
  • the response signal measurement unit 110 obtains the frequency phase characteristic by performing FFT on the measured impulse response. However, since the trigonometric function used in FFT has periodicity, the frequency phase characteristic may take a discontinuous value. The response signal measurement unit 110 calculates the frequency phase characteristic considering this. The response signal measurement unit 110 calculates a phase delay characteristic obtained by dividing the frequency phase characteristic by the angular frequency, or a group delay characteristic obtained by differentiating the frequency phase characteristic by the angular frequency.
  • the difference between the calculated phase delay characteristic or group delay characteristic and the phase delay characteristic or group delay characteristic targeted by the audio signal amplifying apparatus 100 is calculated, and the inverse process of the procedure for calculating the phase delay characteristic or group delay phase characteristic is performed.
  • the frequency phase characteristic for reducing the difference from the target value is calculated.
  • the frequency phase characteristic at the frequency point that is actually processed by the correction process is extracted, and a correction signal of the frequency phase characteristic is calculated.
  • the combining unit 112 stores the correction signal generated by the correction unit 111.
  • the synthesizer 112 synthesizes the correction signal with the input digital audio signal.
  • a convolution operation is performed by FIR (Finite Impulse Response). That is, the calculated correction signal is subjected to inverse FFT to calculate an impulse response and convolved with the input signal.
  • FIR Finite Impulse Response
  • the synthesis method is not limited to this.
  • the input digital audio signal may be subjected to FFT, multiplied by the correction signal, and the result may be subjected to inverse FFT.
  • the audio signal amplifying apparatus 100 switches the switch 109 of the correction processing unit 108 to OFF.
  • FIG. 4 is a diagram showing the corrected frequency amplitude characteristic and frequency phase characteristic.
  • the audio signal amplification apparatus 100 approaches the target frequency amplitude characteristic and frequency phase characteristic.
  • the audio signal amplification device 100 includes the delta sigma modulation unit 103 that resamples the input digital audio signal with a quantization number smaller than the quantization number of the digital audio signal, and the delta sigma modulation unit.
  • a pulse width modulation unit 104 that converts a gradation in the amplitude direction of the output signal 103 into a pulse width modulation signal having a gradation of the pulse width; a power amplification unit 105 that amplifies the output signal of the pulse width modulation unit 104; A low-pass filter 106 that reduces and outputs a component higher than a predetermined cut-off frequency in the output signal of the power amplification unit 105 and a correction processing unit 108 that generates a correction signal for correcting the digital audio signal are provided.
  • the correction processing unit 108 includes a switch 109 that turns on and off the connection with the low-pass filter 106. When the switch 109 is on, a correction signal is generated by connecting a speaker to the low-pass filter 106.
  • the correction processing unit 108 of the audio signal amplifying device 100 of the present disclosure includes a response signal measuring unit 110 that measures the output signal of the low-pass filter 106, and a correction that generates a correction signal based on the measurement result of the response signal measuring unit 110. And a combining unit 112 that combines the correction signal with the digital audio signal.
  • the audio signal amplifying apparatus 100 when the switch 109 is on, a measurement signal having an impulse characteristic is input to the delta-sigma modulation unit 103, and the correction unit 111 determines from the measurement result of the response signal measurement unit 110. A correction signal for the frequency amplitude characteristic or a correction signal for the frequency phase characteristic is generated.
  • the class D power amplifier 101 of the audio signal amplifying apparatus 100 efficiently amplifies the power and supplies power to the load. Audio signals closer to not only the characteristics but also the frequency phase characteristics can be output.
  • the response signal measurement unit 110 measures both the frequency amplitude characteristic and the frequency phase characteristic of the signal output from the low-pass filter 106, but the present invention is not limited to this. One of the wave number amplitude characteristic and the frequency phase characteristic may be measured.
  • the audio signal amplifying apparatus 100 may be configured as one module, or the class D power amplifier 101 and the correction processing unit 108 may be configured as separate modules.
  • the class D power amplifier 101 is used as the power amplifier, but the present invention is not limited to this.
  • a class A power amplifier, a class AB power amplifier, a class B power amplifier, or the like may be used.
  • the delta-sigma modulation unit 103 performs processing to increase the influence of re-quantization noise accompanying the reduction in the number of quantization in a frequency region higher than the audio band as described with reference to FIG.
  • the speaker 107 is connected to the low-pass filter 106, characteristics as a target filter cannot be obtained, noise cannot be sufficiently attenuated, and sound quality may be deteriorated.
  • FIG. 5A is a diagram showing the characteristics of the conventional low-pass filter 106
  • FIG. 5B is a diagram showing the characteristics of the low-pass filter 106 of the present embodiment.
  • the horizontal axis represents the frequency of the input signal of the low-pass filter 106
  • the vertical axis represents the output level of the low-pass filter 106. Comparing FIG. 5A and FIG. 5B, FIG. 5B shows that the cutoff frequency of the low-pass filter 106 is lower than FIG. 5A.
  • the cutoff frequency of the low-pass filter 106 is a frequency when the gain of the output signal decreases by a predetermined value or more with respect to an input signal having a predetermined frequency or higher.
  • the low-pass filter 106 When an input signal having a frequency equal to or higher than the cutoff frequency is input, the low-pass filter 106 suppresses and outputs a signal having a higher cutoff frequency. That is, the low-pass filter 106 reduces and outputs an input signal having a cutoff frequency or higher.
  • FIG. 6 is a diagram showing the noise floor characteristic, frequency amplitude characteristic, and frequency phase characteristic of the output signal of the delta-sigma modulation unit 103.
  • the left side of FIG. 6 is a characteristic when the characteristic of the conventional low-pass filter 106 is used, and the left side of FIG. 6 is a characteristic when the characteristic of the low-pass filter 106 of the present embodiment is used.
  • the horizontal axis represents the frequency of the output signal of the low-pass filter 106, and the vertical axis represents the output level. In FIG.
  • the frequency amplitude characteristic, frequency phase characteristic and noise of the output signal of the low-pass filter 106 are compared.
  • the response decreases as the frequency of the output signal of the low-pass filter 106 increases. Thereby, requantization noise can be reduced.
  • the audio signal amplifying device of the present disclosure can be applied to a sound reproducing device that requires high sound quality.

Abstract

　本開示のオーディオ信号増幅装置は、入力されるデジタルオーディオ信号をデジタルオーディオ信号の量子化数よりも小さい量子化数で再サンプリングするデルタシグマ変調部と、デルタシグマ変調部の出力信号の振幅方向の階調をパルスの幅の諧調とするパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調部と、パルス幅変調部の出力信号を電力増幅する電力増幅部と、電力増幅部の出力信号のうち所定の遮断周波数より高い成分を逓減させて出力するローパスフィルタと、デジタルオーディオ信号を補正する補正信号を生成する補正処理部と、を備える。補正処理部は、ローパスフィルタとの接続をオンオフするスイッチを含み、スイッチがオンの時にローパスフィルタにスピーカを接続して補正信号を生成する。

Description

オーディオ信号増幅装置
　本開示は、オーディオ信号増幅装置に関する。
　電力増幅器の効率を高めるための一方式として、例えば、特許文献１は、信号増幅装置としてＤ級電力増幅器が開示されている。
国際公開第２００８／０１２９０４号
　本開示は、オーディオ信号の高音質化を実現するオーディオ信号増幅装置を提供する。
　本開示のオーディオ信号増幅装置は、入力されるデジタルオーディオ信号をデジタルオーディオ信号の量子化数よりも小さい量子化数で再サンプリングするデルタシグマ変調部と、デルタシグマ変調部の出力信号の振幅方向の階調をパルスの幅の諧調とするパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調部と、パルス幅変調部の出力信号を電力増幅する電力増幅部と、電力増幅部の出力信号のうち所定の遮断周波数より高い成分を逓減させて出力するローパスフィルタと、デジタルオーディオ信号を補正する補正信号を生成する補正処理部と、を備える。補正処理部は、ローパスフィルタとの接続をオンオフするスイッチを含み、スイッチがオンの時にローパスフィルタにスピーカを接続して補正信号を生成する。
　本開示におけるオーディオ信号増幅装置は、高音質化が実現できる。
図１は、実施の形態１におけるオーディオ信号増幅装置のブロック図である。 図２は、実施の形態１におけるデルタシグマ変調部を示すブロック図である。 図３は、実施の形態１におけるノイズシェーパの入力信号のノイズフロアの特性及び出力信号のノイズフロアの特性を示す図である。 図４は、実施の形態１における補正後の周波数振幅特性および周波数位相特性を示す図である。 図５Ａは、従来のローパスフィルタの特性を示す図である。 図５Ｂは、実施の形態１におけるローパスフィルタの特性を示す図である。 図６は、実施の形態１におけるデルタシグマ変調部の出力信号のノイズフロアの特性と周波数振幅特性、周波数位相特性を示す図である。 図７は、従来のＤ級電力増幅器のブロック図である。 図８は、ローパスフィルタの周波数特性の課題を説明する図である。 図９Ａは、負荷として純抵抗が接続されたときのローパスフィルタの周波数特性図である。 図９Ｂは、負荷としてスピーカが接続されたときのローパスフィルタの周波数特性図である。 図１０は、スピーカの出力信号の周波数に対するインピーダンスを示す図である。 図１１は、従来のオーディオ信号増幅装置のブロック図である。
　以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
　なお、添付図面および以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために、提供されるのであって、これらにより特許請求の範囲に記載の主題を限定することは意図されていない。
　（実施の形態１）
　［１－１．課題］
　まず、オーディオ信号増幅装置の高音質化における課題を説明する。図７は、従来のデジタルオーディオ信号を入力とするＤ級電力増幅器のブロック図である。Ｄ級電力増幅器１０１は、入力端子１０２からデジタル信号が入力される。Ｄ級電力増幅器１０１は、デルタシグマ変調部１０３、パルス幅変調部１０４、電力増幅部１０５、ローパスフィルタ１０６とスピーカ１０７で構成される。
　デルタシグマ変調部１０３は、入力端子１０２から入力されたデジタル信号の量子化数で決まるダイナミックレンジを、所定帯域内、例えば可聴帯域である２０ｋＨｚまでで、確保し、量子化数を減少させる。
　パルス幅変調部１０４は、デルタシグマ変調部１０３の出力信号の振幅方向の階調をパルス幅に変換する。
　電力増幅部１０５は、パルス幅変調部１０４の出力である２値信号を電力増幅する。
　ローパスフィルタ１０６は、電力増幅部１０５の出力から、パルス幅変調部１０４で発生したキャリア信号や、デルタシグマ変調部１０３で発生した再量子化ノイズを除去して、オーディオ信号を取り出す。ローパスフィルタ１０６は、電力損失を少なくするため、コイルとコンデンサで構成される。
　以上の構成によりＤ級電力増幅器１０１は、入力端子１０２に入力されたオーディオ信号を、２値信号に変換して、電源電圧付近まで信号振幅を増幅することで、増幅素子における電力損失が限りなく小さくなり、高い電力効率を得る。
　図８は、ローパスフィルタ１０６の周波数特性の課題を説明する図である。図８において、ローパスフィルタ１０６は、コイル１０６ａとコンデンサ１０６ｂで構成される。ローパスフィルタ１０６の出力に負荷８０１を接続する。図９Ａは、負荷８０１として純抵抗が接続されたときのローパスフィルタ１０６の周波数特性図であり、図９Ｂは、負荷８０１としてスピーカ１０７が接続されたときのローパスフィルタ１０６の周波数特性図である。図９Ａ、図９Ｂにおいて、横軸はローパスフィルタ１０６の出力信号の周波数、縦軸は周波数振幅特性と周波数位相特性の出力レベルを示している。ローパスフィルタ１０６は、図９Ａに示すような周波数振幅特性および周波数位相特性が得られるように設計する。図１０は、スピーカ１０７の出力信号の周波数に対するインピーダンスを示す図である。スピーカ１０７は、図１０に示すようにインピーダンス、すなわち、抵抗値が周波数に応じて変化する。そのため、負荷８０１としてスピーカ１０７が接続されている場合は、ローパスフィルタ１０６の出力の周波数特性は、図９Ｂに示すような特性となる。そのため、図９Ａで示すような周波数特性でローパスフィルタ１０６を設計しても、スピーカ１０７を接続すると、図９Ｂに示すように、図９Ａの周波数特性とは大きく異なる周波数特性となってしまう。
　このように、ローパスフィルタ１０６に、スピーカ１０７を接続すると所望の特性を得られなくなり、スピーカ１０７の音質劣化が発生する。
　図１１は、従来のオーディオ信号増幅装置のブロック図である。オーディオ信号増幅装置１１００は、入力端子１０２と、Ｄ級電力増幅器１０１と、ＮＦＢ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ　ＦｅｅｄＢａｃｋ）１１０１と、加算器１１０２で構成される。ローパスフィルタ１０６の出力信号を、ＮＦＢ１１０１を介して加算器１１０２に負帰還させる。このように負帰還させることで、入力端子１０２からの入力信号と負帰還させた信号との差、即ち、発生している誤差を加算器１１０２にて求め、増幅して、再びＤ級電力増幅器１０１に入力する。
　このように常にＮＦＢ１１０１で負帰還する構成とすることで、オーディオ信号増幅装置１１００において、ローパスフィルタ１０６で発生する歪を抑える。
　加算器１１０２において、入力端子１０２からの入力信号とＮＦＢ１１０１の出力信号の位相量が１８０度以上になる周波数で、振幅が１、すなわち、０ｄＢ以上になると、ＮＦＢ１１０１の負帰還が正帰還となってしまい、ローパスフィルタ１０６の出力が異常発振を起こす可能性がある。これを改善するために、安定した負帰還の構成にするための条件として、振幅が０ｄＢの周波数における位相差が０度、すなわち、位相量で１８０度よりどれだけ上にあるかを示す位相余裕を６０度以上、位相差が０度の周波数における振幅が０ｄＢよりどれだけ下にあるかを示す振幅余裕を６ｄＢ以上とすることが知られている。
　しかし、図１０で説明したように、接続するスピーカ１０７は周波数の変化に対して、振幅と位相が変化し、さらに接続するスピーカ１０７の種類ごとに変化の組合せが異なる。そのため、安定した負帰還の構成にするための条件を満たすことは容易でない。
　更に、Ｄ級電力増幅器１０１において、発生している誤差をデジタル信号で負帰還するには、Ａ／Ｄ変換器が必要になり、Ａ／Ｄ変換器の動作に基づく時間遅延が発生し、正しく負帰還できない。また、負帰還が正しく実施できたとしても、ローパスフィルタ１０６で発生する位相による歪は補正できない。
　従って、Ｄ級電力増幅を利用したオーディオ信号増幅装置には下記の現象により、スピーカの本来の特性を再現することができない、即ち、音質劣化が発生するという課題を有している。
　［１－２．オーディオ信号増幅装置］
　図１は、実施の形態１におけるオーディオ信号増幅装置１００のブロック図である。オーディオ信号増幅装置１００は、入力端子１０２と、Ｄ級電力増幅器１０１と、補正処理部１０８で構成される。補正処理部１０８は、スイッチ１０９と、応答信号測定部１１０と、補正部１１１と、合成部１１２で構成される。
　オーディオ信号増幅装置１００は、デジタルオーディオ信号が入力端子１０２から入力される。
　補正処理部１０８は、スイッチ１０９をオン（ＯＮ）にした場合にのみ、後述する補正信号を生成する処理を行う。スイッチ１０９をＯＮにするのは、例えば、ユーザがオーディオ信号増幅装置１００を初めて使用する時である。そして、補正処理部１０８の処理が完了すると、スイッチ１０９はオフ（ＯＦＦ）に切り替わる。
　オーディオ信号増幅装置１００には、ユーザがスイッチ１０９をＯＮに操作するための図示しない釦が設けられている。この釦はランプを備え、スイッチ１０９がＯＮに押下されている間はランプが点灯し、スイッチ１０９がＯＦＦに切り替わるとランプが消灯することで、ユーザがスイッチの状態を視認できるように構成される。
　応答信号測定部１１０は、Ｄ級電力増幅器１０１の、周波数振幅特性及び周波数位相特性を測定する。
　補正部１１１は、応答信号測定部１１０での測定結果をもとにＤ級電力増幅器１０１の周波数振幅特性及び周波数位相特性を補正するための補正信号を生成する。
　合成部１１２は、生成された補正信号を記憶し、記憶した補正信号に基づき、入力端子１０２の入力信号であるデジタルオーディオ信号の周波数振幅特性及び周波数位相特性を補正する。
　次に、オーディオ信号増幅装置１００の各構成について詳細に説明する。
　［１－２．Ｄ級電力増幅器］
　まず、Ｄ級電力増幅器１０１について説明する。Ｄ級電力増幅器１０１は、入力されるデジタルオーディオ信号、例えばコンパクトディスクの場合であれば１６ビットのデジタルオーディオ信号を１ビットの２値信号に変換して、電力増幅を行い、ローパスフィルタ１０６で不要な帯域を除去して電力増幅されたオーディオ信号を取り出す。
　入力端子１０２から入力されたデジタルオーディオ信号は、デルタシグマ変調部１０３にて再量子化される。図２は、デルタシグマ変調部１０３のブロック図である。デルタシグマ変調部１０３は、オーバーサンプリングフィルタ２０１とノイズシェーパ２０２で構成される。図２において、入力信号は１６ビットで、出力信号は３ビットである。
　なお、入力信号と出力信号の組み合わせはこれに限らない。例えば、入力信号はＭビット（Ｍは１以上の整数）で出力信号はＮビット（ＮはＭ＞Ｎを満たす１より大きい整数）であればよい。一般的に、具体的なＭの値としては、１６、２０、２４である。
　オーバーサンプリングフィルタ２０１は、入力信号であるデジタルオーディオ信号のサンプリング周波数を、２のべき乗倍に変換すると共に信号から折り返し成分を除去する。
　ノイズシェーパ２０２は、オーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号を入力信号よりも小さい量子化数で再量子化する。ノイズシェーパ２０２は、再量子化した時に発生する再量子化ノイズ、すなわちノイズフロアを、オーディオ帯域、例えば、２０ｋＨｚ以下、で小さくする。図３は、ノイズシェーパ２０２の入力信号のノイズフロアの特性及び出力信号のノイズフロアの特性を示す図である。図３の左側がノイズシェーパ２０２の入力信号のノイズフロアの特性であり、右側がノイズシェーパ２０２の出力信号のノイズフロアの特性である。横軸が信号の周波数、縦軸がノイズフロアの出力レベルである。図３において、入力信号のノイズフロアが一定であったものが、出力信号のノイズフロアでは、２０ｋＨｚ以下で比較的小さく、２０ｋＨｚを超えると比較的大きくなっている。
　パルス幅変調部１０４は、デルタシグマ変調部１０３の出力信号の振幅方向の階調をパルスの幅の階調とするパルス幅変調信号に変換する。
　デルタシグマ変調部１０３とパルス幅変調部１０４の処理により、１６ビットの入力信号を２値のパルス幅変調信号に変換する。
　電力増幅部１０５は、パルス幅変調信号の振幅に対して電力増幅する。電力増幅部１０５は、入力される２値信号をほぼ電源電圧まで増幅し、無効電圧を小さくすることで、電力ロスを小さくする。
　ローパスフィルタ１０６は、電力増幅された２値信号から不要な帯域を削減し、オーディオ帯域の信号を取り出す。
　ローパスフィルタ１０６は、電力ロスを抑制するため、図８で説明したようにコイル１０６ａとコンデンサ１０６ｂで構成される。そして、ローパスフィルタ１０６の出力に負荷８０１として純抵抗が接続されることを前提として、ローパスフィルタ１０６の特性、例えば、バターワース特性、が決定される。この特性は一般的には、通過帯域内では平坦な特性、遮断帯域ではパルス幅変調部１０４の搬送波やデルタシグマ変調部１０３で発生した再量子化ノイズが減衰するように設計される。
　［１－３．補正処理部］
　次に、補正処理部１０８について説明する。補正処理部１０８は、スイッチ１０９をＯＮにした場合にのみ補正信号の生成する処理を行う。
　補正処理部１０８は、スピーカ１０７を接続した状態におけるローパスフィルタ１０６の出力信号を測定する。スピーカ１０７を接続した状態で、入力端子１０２に計測用信号を入力する。計測用信号として、インパルス特性を有するＴＳＰ（Ｔｉｍｅ　Ｓｔｒｅｔｃｈｅｄ　Ｐｕｌｓｅ）信号を用いる。
　なお、計測用信号はＴＳＰ信号に限らずインパルス信号や他の信号を計測用信号としてもよい。計測範囲は、所定のオーディオ帯域、例えば、２０ｋＨｚ以下である。
　［１－３－１．応答信号測定部］
　応答信号測定部１１０は、入力した計測用信号に対するローパスフィルタ１０６の出力信号を測定する。応答信号測定部１１０は、Ｄ級電力増幅器１０１のインパルス応答を測定する。応答信号測定部１１０は、測定した出力信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施し、Ｄ級電力増幅器１０１の周波数振幅特性と周波数位相特性を求める。ＴＳＰ信号は、位相が周波数の二乗に比例した正弦波を、計測対象とする周波数範囲における低周波低域から高周波帯域に周波数を高速に走査（スイープ）した信号である。ＴＳＰ信号は、単一のパルス信号と比べてエネルギーが大きいため、出力信号を複数回同期加算すると、大きなＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ－Ｎｏｉｓｅ　ｒａｔｉｏ）を得やすい。応答信号測定部１１０は、測定した出力信号から逆関数の解析によりインパルス応答を算出する。
　［１－３－２．補正部（周波数振幅特性の補正信号の生成）］
　補正部１１１は、応答信号測定部１１０で求めた周波数振幅特性と、オーディオ信号増幅装置１００が目標とする周波数振幅特性との比を算出する。補正部１１１は、この比から周波数振幅特性に関する補正信号を算出する。
　補正部１１１による補正信号の算出は、補正効果と補正処理量のバランスで決定されることが好ましい。つまり、簡単な補正処理で、より高い補正効果が期待される。
　そこで、補正部１１１は、オーディオ信号を視聴する人間の主観的な特徴を考慮して補正内容を決定する。例えば、人間が耳に感じる周波数特性は等比的であるという特性を利用する。この場合、補正部１１１は、オクターブ分析を用いると、主観的効果を高めると共に処理量を削減することができる。補正部１１１は、応答信号測定部１１０で求めた周波数振幅特性を、１／Ｎオクターブバンド（Ｎは正の整数）で分割し、分割したバンド毎に平均値を算出する。そして、算出した平均値を用いて、補正処理で実際に処理する、周波数点での値を算出して、補正信号算出用の周波数振幅測定値とする。同様に、目標とする周波数振幅特性値も算出する。そして、両者の比を取って補正信号を算出する。
　このように、補正部１１１は、周波数振幅特性の補正信号を算出する際に、人間の聴覚特性や独自の主観評価で得られた結果等を考慮して特定のオクターブバンドに重み付けする。
　［１－３－３．補正部（周波数位相特性の補正信号の生成）］
　応答信号測定部１１０は、測定したインパルス応答をＦＦＴすることで周波数位相特性を求める。しかし、ＦＦＴで用いられる三角関数は周期性を有するので、周波数位相特性は、不連続な値をとることがある。応答信号測定部１１０は、これを考慮して周波数位相特性を算出する。応答信号測定部１１０は、周波数位相特性を角周波数で除算した位相遅延特性、または周波数位相特性を角周波数で微分した群遅延特性を算出する。そして、算出した位相遅延特性または群遅延特性と、オーディオ信号増幅装置１００が目標とする位相遅延特性または群遅延特性の差分を算出し、位相遅延特性または群遅延位相特性を算出した手順の逆処理を行い、目標値との差分を小さくするための周波数位相特性を算出する。そして、補正処理で実際に処理する、周波数点での周波数位相特性を抽出して、周波数位相特性の補正信号を算出する。
　［１－３－４．合成部］
　合成部１１２は、補正部１１１が生成した補正信号を記憶する。合成部１１２は、入力されるデジタルオーディオ信号に補正信号を合成する。合成には、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）による畳込み演算を行う。即ち、算出した補正信号を逆ＦＦＴして、インパルス応答を算出し、入力信号に畳込む処理を行う。
　なお、合成の方法として、これに限らない。別の合成の方法として、入力されるデジタルオーディオ信号をＦＦＴして、補正信号と乗算を行い、その結果を逆ＦＦＴしてもよい。
　合成部１１２において、補正信号を記憶すると、オーディオ信号増幅装置１００は、補正処理部１０８のスイッチ１０９をＯＦＦに切り替える。
　［１－４．補正の効果］
　図４は、補正後の周波数振幅特性および周波数位相特性を示す図である。図９Ｂの周波数振幅特性および周波数位相特性を補正すると図４に示すように、オーディオ信号増幅装置１００が目標とする周波数振幅特性、周波数位相特性に近づく。
　以上のように、本開示のオーディオ信号増幅装置１００は、入力されるデジタルオーディオ信号をデジタルオーディオ信号の量子化数よりも小さい量子化数で再サンプリングするデルタシグマ変調部１０３と、デルタシグマ変調部１０３の出力信号の振幅方向の階調をパルスの幅の諧調とするパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調部１０４と、パルス幅変調部１０４の出力信号を電力増幅する電力増幅部１０５と、電力増幅部１０５の出力信号のうち所定の遮断周波数より高い成分を逓減させて出力するローパスフィルタ１０６と、デジタルオーディオ信号を補正する補正信号を生成する補正処理部１０８と、を備える。補正処理部１０８は、ローパスフィルタ１０６との接続をオンオフするスイッチ１０９を含み、スイッチ１０９がオンの時にローパスフィルタ１０６にスピーカを接続して補正信号を生成する。
　これにより、接続されるスピーカに合わせて、オーディオ信号の補正ができる。
　さらに、本開示のオーディオ信号増幅装置１００の補正処理部１０８は、ローパスフィルタ１０６の出力信号を測定する応答信号測定部１１０と、応答信号測定部１１０の測定結果に基づいて補正信号を生成する補正部１１１と、補正信号をデジタルオーディオ信号に合成する合成部１１２と、を含む。
　さらに、本開示のオーディオ信号増幅装置１００は、スイッチ１０９がオンの場合、デルタシグマ変調部１０３にインパルス特性を有する計測用信号が入力され、補正部１１１は、応答信号測定部１１０の測定結果から周波数振幅特性に対する補正信号または周波数位相特性に対する補正信号を生成する。
　これにより、入力されるデジタルオーディオ信号を、予め補正することで、オーディオ信号増幅装置１００のＤ級電力増幅器１０１は、効率的に電力増幅して負荷に電力を供給するとともに、目標とする周波数振幅特性だけでなく周波数位相特性についてもより近いオーディオ信号を出力することができる。
　なお、本実施の形態において、応答信号測定部１１０は、ローパスフィルタ１０６から出力される信号の周波数振幅特性と周波数位相特性の両方を測定したが、これに限らない。波数振幅特性と周波数位相特性の一方を測定するものであってもよい。
　なお、本実施の形態において、オーディオ信号増幅装置１００を１つのモジュールとして構成してもよいし、Ｄ級電力増幅器１０１と補正処理部１０８を別のモジュールとして構成してもよい。
　さらに、本実施の形態において、電力増幅器としてＤ級電力増幅器１０１を用いたが、これに限らない。例えば、Ａ級電力増幅器、ＡＢ級電力増幅器、Ｂ級電力増幅器等でもよい。
　［１－５．ローパスフィルタの遮断周波数］
　次に、ローパスフィルタ１０６の遮断周波数について説明する。
　デルタシグマ変調部１０３は、量子化数削減に伴う再量子化ノイズの影響を、図３で説明したようにオーディオ帯域よりも高い周波数領域で大きくする処理を行う。
　しかし、ローパスフィルタ１０６にスピーカ１０７を接続すると、目標のフィルタとしての特性が得られなくなり、ノイズを十分減衰させることができず、音質劣化を引き起こす可能性がある。
　図５Ａは、従来のローパスフィルタ１０６の特性を示す図であり、図５Ｂは、本実施の形態のローパスフィルタ１０６の特性を示す図である。図５Ａ、図５Ｂにおいて、横軸はローパスフィルタ１０６の入力信号の周波数、縦軸はローパスフィルタ１０６の出力レベルである。図５Ａと図５Ｂを比較すると、図５Ｂは図５Ａに対して、ローパスフィルタ１０６の遮断周波数が低くなっている。ここでローパスフィルタ１０６の遮断周波数とは、所定の周波数以上の入力信号に対して、出力信号の利得が所定以上低下する場合の周波数である。ローパスフィルタ１０６は、遮断周波数以上の周波数の入力信号が入力されると、遮断周波数が高い信号ほど抑制して出力する。つまりローパスフィルタ１０６は、遮断周波数以上の入力信号に対して逓減して出力する。
　図６は、デルタシグマ変調部１０３の出力信号のノイズフロアの特性と周波数振幅特性、周波数位相特性を示す図である。図６の左側は従来のローパスフィルタ１０６の特性を用いた場合の特性であり、図６の左側は本実施の形態のローパスフィルタ１０６の特性を用いた場合の特性である。横軸はローパスフィルタ１０６の出力信号の周波数、縦軸は出力レベルを示す。図６において、従来のローパスフィルタ１０６の特性を用いた場合と本実施の形態のローパスフィルタ１０６の特性を用いた場合を比較すると、ローパスフィルタ１０６の出力信号の周波数振幅特性、周波数位相特性とノイズフロアの周波数特性は、ローパスフィルタ１０６の出力信号の周波数が高くなるに連れてレスポンスが低下している。これにより、再量子化ノイズの低減ができる。
　本開示のオーディオ信号増幅装置は、高音質を要求される音響再生装置に適用可能である。
　１００，１１００　オーディオ信号増幅装置
　１０１　Ｄ級電力増幅器
　１０２　入力端子
　１０３　デルタシグマ変調部
　１０４　パルス幅変調部
　１０５　電力増幅部
　１０６　ローパスフィルタ
　１０６ａ　コイル
　１０６ｂ　コンデンサ
　１０７　スピーカ
　１０８　補正処理部
　１０９　スイッチ
　１１０　応答信号測定部
　１１１　補正部
　１１２　合成部
　１１０１　ＮＦＢ
　１１０２　加算器

Claims (3)

  1. 　入力されるデジタルオーディオ信号を前記デジタルオーディオ信号の量子化数よりも小さい量子化数で再サンプリングするデルタシグマ変調部と、
    　前記デルタシグマ変調部の出力信号の振幅方向の階調をパルスの幅の諧調とするパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調部と、
    　前記パルス幅変調部の出力信号を電力増幅する電力増幅部と、
    　前記電力増幅部の出力信号のうち所定の遮断周波数より高い成分を逓減させて出力するローパスフィルタと、
    　前記デジタルオーディオ信号を補正する補正信号を生成する補正処理部と、を備え、
    　前記補正処理部は、前記ローパスフィルタとの接続をオンオフするスイッチを含み、前記スイッチがオンの時に前記ローパスフィルタにスピーカを接続して前記補正信号を生成する、
    オーディオ信号増幅装置。
  2. 　前記補正処理部は、
    　前記ローパスフィルタの出力信号を測定する応答信号測定部と、
    　前記応答信号測定部の測定結果に基づいて前記補正信号を生成する補正部と、
    　前記補正信号を前記デジタルオーディオ信号に合成する合成部と、を含む、
    請求項１に記載のオーディオ信号増幅装置。
  3. 　前記スイッチがオンの場合、前記デルタシグマ変調部にインパルス特性を有する計測用信号が入力され、
    　前記補正部は、前記応答信号測定部の測定結果から周波数振幅特性に対する補正信号または周波数位相特性に対する補正信号を生成する、
    請求項１に記載のオーディオ信号増幅装置。
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WO (1) WO2015125195A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7344606B1 (ja) 2022-12-19 2023-09-14 純一 角元 １ビット符号化信号の積和演算手段とその応用の畳込演算手段と積分変換手段と信号抽出手段とアナログ情報検索システム
US11955935B2 (en) 2019-08-27 2024-04-09 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Signal processing device and adjusting method

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6569755B1 (ja) * 2018-03-06 2019-09-04 Tdk株式会社 ニューラルネットワーク装置、信号生成方法およびプログラム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002159088A (ja) * 2000-11-17 2002-05-31 Kenwood Corp 増幅器、及び音声出力方法
JP2003133959A (ja) * 2001-10-29 2003-05-09 Sony Corp Ｄ／ａ変換器および出力増幅回路
JP2006121529A (ja) * 2004-10-22 2006-05-11 Pioneer Electronic Corp Ｄ級増幅装置、増幅制御プログラム及び情報記録媒体

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6414614B1 (en) * 1999-02-23 2002-07-02 Cirrus Logic, Inc. Power output stage compensation for digital output amplifiers
KR20060027637A (ko) * 2004-09-23 2006-03-28 주식회사 팬택앤큐리텔 무선통신 단말기에서의 오디오 선형 증폭 장치 및 그 방법
JP4802765B2 (ja) * 2005-03-18 2011-10-26 ヤマハ株式会社 Ｄ級増幅器
US8116368B2 (en) 2006-07-27 2012-02-14 National University Corporation Nagoya Institute Of Technology PWM signal generator, PWM signal generating device, and digital amplifier
JP5321263B2 (ja) * 2009-06-12 2013-10-23 ソニー株式会社 信号処理装置、信号処理方法
KR20110036371A (ko) * 2009-10-01 2011-04-07 삼성전자주식회사 오디오 증폭기
JP6044269B2 (ja) * 2011-11-04 2016-12-14 ヤマハ株式会社 自励発振型ｄ級アンプおよび自励発振型ｄ級アンプの自励発振周波数制御方法
JP6151619B2 (ja) * 2013-10-07 2017-06-21 クラリオン株式会社 音場測定装置、音場測定方法および音場測定プログラム

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002159088A (ja) * 2000-11-17 2002-05-31 Kenwood Corp 増幅器、及び音声出力方法
JP2003133959A (ja) * 2001-10-29 2003-05-09 Sony Corp Ｄ／ａ変換器および出力増幅回路
JP2006121529A (ja) * 2004-10-22 2006-05-11 Pioneer Electronic Corp Ｄ級増幅装置、増幅制御プログラム及び情報記録媒体

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3110004A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11955935B2 (en) 2019-08-27 2024-04-09 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Signal processing device and adjusting method
JP7344606B1 (ja) 2022-12-19 2023-09-14 純一 角元 １ビット符号化信号の積和演算手段とその応用の畳込演算手段と積分変換手段と信号抽出手段とアナログ情報検索システム

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