WO2013183185A1 - 周波数特性変形装置 - Google Patents

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WO2013183185A1
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frequency
signal
low
multiplier
characteristic
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木村　勝
貴司 山崎
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三菱電機株式会社
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    • G10L21/00—Processing of the speech or voice signal to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
    • G10L21/0208—Noise filtering
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    • H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems
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    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/04—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for correcting frequency response

Definitions

  • This invention relates to a signal processing technique for improving distortion and sound cracking in acoustic signal reproduction.
  • the sound quality may deteriorate due to distortion or sound cracking.
  • the first case can be described as follows.
  • In recent acoustic signal reproduction systems there are an increasing number of devices for correcting frequency characteristics and adjusting volume by digital processing.
  • the vertical axis represents the amplitude intensity of the digital signal
  • the horizontal axis represents the frequency.
  • a region where the signal is saturated and sound cracking occurs is shown in gray, and the boundary is shown by a bold line.
  • Reference numerals 201, 202, and 203 denote examples of frequency characteristics of digital audio signals whose frequency characteristics are corrected, where 201 is a characteristic when the volume value is small, 202 is a characteristic when the volume value is medium, and 203 is This is a characteristic when the volume value is large.
  • the volume values of 201 and 202 the sound signal does not exceed 0 dBFS, so that sound is not broken and the sound can be enjoyed with the original sound quality.
  • the volume is increased as in 203, the signal strength of a part of the high frequency component exceeds 0 dBFS and is digitally saturated. When the signal is saturated, distortion and sound cracking occur and sound quality deteriorates.
  • FIG. 3 shows the displacement width of the speaker diaphragm when the signal (V) is changed and only the signal frequency is changed and input to the speaker.
  • the displacement width of the speaker diaphragm is substantially constant at a frequency component lower than F0 (the lowest resonance frequency of the speaker), and the displacement width is about ⁇ 12 dB / oct at a frequency component higher than F0. Decrease. This indicates that the speaker diaphragm swings with a larger displacement width when a low frequency component below F0 is input to the speaker than when a high frequency component is input. Therefore, if a signal containing a large amount of low frequency components is input to the speaker and the voltage is increased, the maximum displacement width of the diaphragm will be exceeded at a certain voltage or higher.
  • the vertical axis indicates the amplitude intensity of the signal
  • the horizontal axis indicates the frequency.
  • the region where the sound cracking occurs beyond the displacement limit of the speaker diaphragm is shown in gray, and the boundary is shown in bold.
  • the displacement limit of the speaker diaphragm is an inclination of +12 dB / oct.
  • 401, 402, and 403 indicate frequency characteristics of an acoustic signal reproduced by a speaker, and a case including a lot of low frequency components is assumed.
  • 401 is a characteristic when the volume value is small
  • 402 is a characteristic when the volume value is medium
  • 403 is a frequency characteristic when the volume value is large. Since the sound signal containing a large amount of low frequency components does not exceed the maximum displacement width of the speaker diaphragm, the sound can be enjoyed with the original sound quality without being broken, even if the sound signal contains a lot of low frequency components. . However, if the volume is increased as in 402 and 403, the maximum displacement width of the speaker diaphragm is exceeded, so that distortion and sound cracking occur and sound quality deteriorates.
  • Distortion and sound cracking are sounds that are not included in the original acoustic signal, and thus become a major impediment when trying to enjoy music.
  • the signal 1303 is output after passing through an HPF (High Pass Filter) 1302 that suppresses low frequency components with respect to the input signal 1301.
  • HPF High Pass Filter
  • the conventional technique has a problem that the original sound quality cannot be enjoyed by excessively suppressing the low frequency component in order to prevent sound cracking when driving at a high voltage (at a high volume).
  • FIG. 18 is a processing block of the amplitude limiting device disclosed in Patent Document 1.
  • the amplitude limit for suppressing an excessive input the amount of distortion due to the amplitude limit characteristic is detected, and the gain for each frequency band is controlled based on this value, so that the sound quality deterioration due to the amplitude limit is reduced. It is relaxed.
  • the technique suppresses the intensity of the entire signal component of 0 to 100 Hz, components other than the frequency component to be suppressed (components of 60 to 100 Hz) are also suppressed.
  • the displacement width of the speaker amplitude plate has frequency characteristics.
  • the amplitude limiting device disclosed in Patent Document 1 has a processing configuration that reflects the frequency characteristics of the displacement width. Absent. For this reason, it can be said that it does not have a function to prevent sound cracking that occurs due to exceeding the maximum displacement of the speaker diaphragm.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a frequency characteristic deforming device capable of preventing distortion and sound cracking in speaker reproduction while maintaining sound quality.
  • a frequency characteristic modification device includes a filter that deforms a frequency characteristic of a target signal, a phase correction unit that corrects the phase characteristic of the target signal and substantially equals the phase characteristic of the filter, and a phase correction
  • a first multiplier for adjusting the gain of the signal output from the unit
  • a second multiplier for adjusting the gain of the signal output from the filter
  • a gain coefficient of the first multiplier and a second multiplier
  • a coefficient determination unit that determines the gain coefficients of the first and second multipliers so that the sum of the gain coefficients of the two becomes a constant value, and two signals output from the first multiplier and the second multiplier And an adder for adding.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of a frequency characteristic modification device according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the relationship between the amplitude limit of a digital signal, and the frequency characteristic of a sound source. It is a figure which shows the displacement characteristic of a speaker diaphragm. It is a figure which shows the relationship between the vibration limit of a speaker, and the frequency characteristic of a sound source.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing transition of frequency characteristics due to two gains of the frequency characteristic modifying device according to the first embodiment.
  • It is a principle explanatory view of a frequency characteristic modification device according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing transition of frequency characteristics due to two gains of the frequency characteristic modification device according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing transition of frequency characteristics due to three gains of the frequency characteristic modifying device according to the third embodiment. It is a principle explanatory view of a frequency characteristic modification device according to Embodiment 4. It is a figure which shows the Example of the low-frequency extraction part of the frequency characteristic transformation apparatus by Embodiment 4. It is a figure which shows the other Example of the low-frequency extraction part of the frequency characteristic transformation apparatus by Embodiment 4. It is a figure which shows the addition image of the harmonic according to the low-pass attenuation
  • FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating the principle of a frequency characteristic modification device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a principle explanatory diagram of a frequency characteristic modifying device according to a sixth embodiment. It is principle explanatory drawing of a prior art. It is a processing block diagram of a prior art amplitude limiting device.
  • FIG. FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
  • the input signal 101 input to the frequency characteristic modification apparatus according to the present invention is branched and sent to the phase correction unit 701 and the HPF 702.
  • the phase correction unit 701 corrects only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic of the HPF 702 without changing the frequency amplitude characteristic of the input signal, and the obtained signal 703 is excessively larger than the first multiplier 705.
  • the HPF 702 filters the input signal 101 and outputs the obtained signal 704 to the second multiplier 706 and the excessive input estimation unit 102.
  • phase correction unit 701 that corrects the phase so as to have substantially the same phase characteristics as the HPF 702
  • HPF 702 is realized by one stage of the second-order IIR filter
  • the phase characteristic rotates just 90 degrees at the cutoff frequency, and gradually rotates up to 180 degrees in the frequency components thereafter.
  • the phase correction unit 701 that realizes such phase characteristics can be configured by an all-pass filter using a first-order IIR filter.
  • the phase characteristic rotates just 180 degrees at the cutoff frequency, and gradually rotates up to 360 degrees in the frequency components thereafter.
  • the phase correction unit that realizes such phase characteristics can be configured by an all-pass filter using a secondary IIR filter.
  • phase correction unit 701 can be configured by sample delay processing. In this way, the phase correction unit 701 having the same phase characteristics as the HPF 702 can be realized.
  • the excessive input estimation unit 102 includes a speaker diaphragm displacement estimation unit 501.
  • the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 estimates the speaker diaphragm displacement value when the signal 703 is reproduced using information 502 such as the volume value and F0 of the target speaker, and the first speaker diaphragm displacement value 707. Ask for.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 704 is reproduced is estimated, and the second speaker diaphragm displacement value 708 is obtained.
  • an LPF using a second-order IIR filter with F0 as a cut-off frequency is prepared, and this is multiplied by a volume value after passing through an input signal, so that the value is roughly proportional to the displacement width of the target speaker. Is required.
  • the Q value can be changed in the LPF using the second-order IIR filter, the estimation accuracy can be improved by changing the Q value according to the degree of braking of the target speaker.
  • the diaphragm displacement characteristics of the target speaker may be simulated by other methods such as an FIR filter.
  • the two speaker diaphragm displacement values 707 and 708 thus obtained are output to the control unit 105.
  • FIG. 5 shows two gains when the HPF 702 is realized with two stages of a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 80 Hz, and the phase correction unit 701 is realized with one stage of a second-order IIR all-pass filter with a cutoff frequency of 80 Hz. It shows the transition of frequency characteristics by coefficient.
  • the speaker diaphragm displacement value 707 is X1
  • the speaker diaphragm displacement value 708 is X2
  • the gain coefficient for X1 is A1
  • the gain coefficient for X2 is A2
  • T it can be realized by obtaining A1 and A2 that satisfy the following expression (1).
  • A1 + A2 1
  • ABS (x) represents the absolute value of x.
  • A1 is a signal based on a signal obtained by correcting only the phase characteristics, and the closer the A1 is to 1, the less the frequency characteristics are deformed.
  • A2 may be adopted.
  • A1 thus obtained is output to the first multiplier 705 as a gain coefficient 709. Also, A2 is output to the second multiplier 706 as a gain coefficient 710.
  • the first multiplier 705 multiplies the input signal 703 and the gain coefficient 709 and outputs the obtained signal 711 toward the adder 713.
  • the second multiplier 706 multiplies the input signal 704 and the gain coefficient 710 and outputs the obtained signal 712 toward the adder 713.
  • the adder 713 adds the two input signals 711 and 712 and outputs the obtained signal as an output signal 107.
  • the processing configuration of the first embodiment can prevent the reproduced sound signal from being excessively input. For this reason, the effect that distortion and sound cracking can be suppressed is obtained by the present invention. Further, by making the cut-off frequency as low as possible by the control unit, it is possible to obtain an effect that distortion and sound cracking can be prevented with a minimum necessary frequency characteristic change.
  • Embodiment 2 By replacing the HPF 702 described in the first embodiment with an LPF, the frequency characteristic of the signal is adjusted so that the maximum amplitude of the digital signal is not exceeded in the digital acoustic signal that has been subjected to the frequency characteristic correction in which the correction of the high frequency component is often performed. It is also possible to deform.
  • FIG. 6 shows a processing configuration showing an embodiment when the HPF 702 is replaced with an LPF.
  • the input signal 101 input to the frequency characteristic modification apparatus according to the present invention is branched and sent to the phase correction unit 701 and the LPF 901.
  • the phase correction unit 701 corrects only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic of the LPF 901 without changing the frequency amplitude characteristic of the input signal, and the obtained signal 703 is excessively larger than the first multiplier 705. Output to the input estimation unit 102.
  • the LPF 901 filters the input signal 101 and outputs the obtained signal 902 to the second multiplier 706 and the excessive input estimation unit 102.
  • the phase correction unit 701 can be realized by an all-pass filter or a sample delay process as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the excessive input estimation unit 102 includes a digital signal amplitude calculation unit 601.
  • the digital signal amplitude calculation unit 601 multiplies the volume value 602 and the input signal 703 to obtain the first amplitude value 707.
  • the second amplitude value 708 is obtained by multiplying the volume value 602 and the input signal 902.
  • the two amplitude values 707 and 708 thus obtained are output to the control unit 105.
  • the predetermined threshold value is normally set to 0 dBFS, but is not limited to this. If the speaker input resistance is not matched with the amplifier output and the amplifier output is to be limited, a value smaller than this is set. May be set.
  • FIG. 7 shows two gains when the LPF 702 is realized by two stages of a second-order IIR filter having a cutoff frequency of 6000 Hz and the phase correction unit 701 is realized by one stage of a second-order IIR all-pass filter having a cutoff frequency of 6000 Hz. It shows the transition of frequency characteristics by coefficient.
  • components having the same phase are added at a ratio of 1 in total, so that flat characteristics can be maintained without increasing or decreasing the intensity. Since a specific method for calculating the two gain coefficients is obtained in the same manner as in the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • A1 thus obtained is output to the first multiplier 705 as a gain coefficient 709. Also, A2 is output to the second multiplier 706 as a gain coefficient 710.
  • the first multiplier 705 multiplies the input signal 703 and the gain coefficient 709 and outputs the obtained signal 711 toward the adder 713.
  • the second multiplier 706 multiplies the input signal 902 and the gain coefficient 710 and outputs the obtained signal 712 to the adder 713.
  • the adder 713 adds the two input signals 711 and 712 and outputs the obtained signal as an output signal 107.
  • the processing configuration of the second embodiment it is possible to suppress the amplitude value of the digital acoustic signal in which many high-frequency components are corrected, and to suppress distortion and sound cracking. Is obtained.
  • the control unit of this embodiment can make the cut-off frequency of the LPF as large as possible, an effect that distortion and sound cracking can be prevented by a change in the minimum frequency characteristics is also obtained.
  • the frequency characteristic deforming unit is realized by one phase correction unit and one HPF or LPF.
  • the present invention is not limited to this, and the frequency is formed by a plurality of phase correction units and a plurality of HPFs or LPFs. You may implement
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example in which a frequency characteristic deforming unit is realized by three phase correction units and three HPFs. Hereinafter, the operation of this embodiment will be described.
  • the input signal 101 input to the frequency characteristic modification apparatus according to the present invention is branched into three and sent to the first HPF 1101, the second HPF 1102, and the third HPF 1103.
  • the first HPF 1101 filters the input signal and outputs the obtained signal 1104 toward the first phase correction unit 1107.
  • the second HPF 1102 filters the input signal and outputs the obtained signal 1105 toward the second phase correction unit 1108.
  • the third HPF 1103 filters the input signal and outputs the obtained signal 1106 toward the third phase correction unit 1109.
  • the phase characteristic is set so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the second HPF 1102 and the third HPF 1103 are processed.
  • the corrected signal 1110 is output to the first multiplier 1113 and the excessive input estimation unit 102.
  • the second phase correction unit 1108 without changing the frequency amplitude characteristic of the signal, only the phase characteristic is set so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the first HPF 1101 and the third HPF 1103 are processed.
  • the corrected signal 1111 is output to the second multiplier 1114 and the excessive input estimation unit 102.
  • the third phase correction unit 1109 does not change the frequency amplitude characteristic of the signal, but only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the first HPF 1101 and the second HPF 1102 are processed.
  • the corrected signal 1112 is output to the third multiplier 1115 and the excessive input estimation unit 102.
  • the excessive input estimation unit 102 includes a speaker diaphragm displacement estimation unit 501.
  • the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 estimates the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 1110 is reproduced using information 502 such as the volume value and F0 of the target speaker, and the first speaker diaphragm displacement value 1116. Ask for.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 1111 is reproduced is estimated, and the second speaker diaphragm displacement value 1117 is obtained.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 1112 is reproduced is estimated, and the third speaker diaphragm displacement value 1118 is obtained. Since a specific example of the displacement value estimation is obtained by the same method as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the three speaker diaphragm displacement values 1116, 1117, and 1118 thus obtained are output to the control unit 105.
  • the control unit 105 when the input three speaker diaphragm displacement values 1116, 1117, and 1118 are multiplied by different gain coefficients and added, the absolute value of the amplitude value falls within a predetermined threshold value. Three gain factors are obtained. However, the sum of the three gain coefficients is 1.
  • FIG. 9 shows that the first HPF 1101 is realized by two stages of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 30 Hz, the second HPF 1102 is realized by two stages of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 70 Hz, and a third HPF 1103 is realized. Is realized with four stages of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 140 Hz, and the first phase correction unit 1107 includes one stage of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 70 Hz and two stages of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 140 Hz.
  • the second phase correction unit 1108 is realized by connecting a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 30 Hz and a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 140 Hz in series.
  • the third phase correction unit 1109 includes a second-order IIR filter having a cutoff frequency of 30 Hz and a second-order IIR filter having a cutoff frequency of 70 Hz. It represents the transition of the frequency characteristics due to the three gain factors when implemented by connecting the 1-stage IR filter in series.
  • the speaker diaphragm displacement value 1116 is X1
  • the speaker diaphragm displacement value 1117 is X2
  • the speaker diaphragm displacement value 1118 is X3, and the gain coefficient for X1 is set.
  • A2 is the gain coefficient for A1 and X2
  • A3 is the gain coefficient for X3
  • T is the predetermined threshold
  • A1 obtained in this way is output to the first multiplier 1113 as a gain coefficient 1119. Further, A2 is output to the second multiplier 1114 as the gain coefficient 1120. Further, A3 is output to the third multiplier 1115 as a gain coefficient 1121.
  • the first multiplier 1113 multiplies the input signal 1110 and the gain coefficient 1119 and outputs the obtained signal 1122 toward the adder 713.
  • the second multiplier 1114 multiplies the input signal 1111 and the gain coefficient 1120 and outputs the obtained signal 1123 toward the adder 713.
  • the third multiplier 1115 multiplies the input signal 1112 and the gain coefficient 1121 and outputs the obtained signal 1124 to the adder 713.
  • the adder 713 adds the three input signals 1122, 1123, and 1124 and outputs the obtained signal as the output signal 107.
  • the frequency characteristic deforming unit can be realized by three phase corrections and three HPFs.
  • similar to is realizable is acquired.
  • by increasing the number of phase corrections and HPFs it becomes possible to realize characteristics closer to those of normal HPFs.
  • the frequency characteristics of the signal are modified so that the maximum amplitude of the digital signal is not exceeded in the digital acoustic signal that has been subjected to frequency characteristic correction that often corrects high frequency components. It is also possible to make it.
  • FIG. 10 is a diagram showing another embodiment of the present invention.
  • the input signal 101 input to the signal processing apparatus according to the present invention is branched and sent to the phase correction unit 701 and the HPF 702.
  • the phase correction unit 701 corrects only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic of the HPF 702 without changing the frequency amplitude characteristic of the input signal, and the obtained signal 703 is overloaded with the first multiplier 705. It outputs toward the input estimation part 102 and the harmonic signal generation part 2001.
  • the HPF 702 filters the input signal 101 and outputs the obtained signal 704 to the adder 2003.
  • the phase correction unit can be realized by an all-pass filter or a sample delay process as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the harmonic signal generation unit 2001 includes a low-frequency extraction unit 2004, a harmonic generation unit 2006, and a multiplier 2008.
  • the low-frequency extraction unit 2004 receives the output signal 703 from the phase correction unit 701, extracts a low frequency that is cut by the HPF 702, and outputs the obtained signal 2005 to the harmonic generation unit 2006.
  • a method of realizing the low-frequency extraction unit 2004 that extracts a low-frequency band cut by the HPF 702 is configured from a subtractor 2011 as shown in FIG.
  • the harmonic generation unit 2006 generates harmonics of the output signal 2005 of the low-frequency extraction unit 2004 up to the nth order (n is an integer of 3 or more), and outputs the obtained signal 2007 to the multiplier 2008.
  • the harmonic generation unit 2006 can be realized by waveform modification such as peak hold, full-wave rectification, half-wave rectification, multiplication by m times (m is an integer) of the signal 2005, frequency division, and the like. Any device that generates both harmonics and even harmonics may be used.
  • the multiplier 2008 multiplies the output signal 2007 of the harmonic generation unit 2006 by a user-preferred gain coefficient, and outputs the obtained signal 2002 to the adder 2003.
  • the gain coefficient multiplied by the multiplier 2008 is changed according to the user's preference by preparing a plurality of fixed gain coefficients in advance.
  • the adder 2003 adds the two input signals 704 and 2002, and outputs the obtained signal 2003 ′ toward the excessive input estimation unit 102 and the second multiplier 706.
  • the excessive input estimation unit 102 includes a speaker diaphragm displacement estimation unit 501.
  • the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 estimates the speaker diaphragm displacement value when the signal 703 is reproduced using information 502 such as the volume value and F0 of the target speaker, and the first speaker diaphragm displacement value 707. Ask for.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 2003 ′ is reproduced is estimated, and the second speaker diaphragm displacement value 708 is obtained. Since a specific example of the displacement value estimation is obtained by the same method as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the two speaker diaphragm displacement values 707 and 708 obtained by the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 are output to the control unit 105.
  • the control unit 105 when the input two speaker diaphragm displacement values 707 and 708 are multiplied by different gain coefficients and then added, the absolute value of the amplitude value falls within a predetermined threshold value. Find two gain factors. However, the sum of the two gain coefficients is 1. If the two gain coefficients are changed under such conditions, different low-frequency attenuation effects can be realized. Since a specific example of the low-frequency attenuation effect has the same characteristics as those of the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 13 shows low-frequency attenuation when the HPF 702 is realized with two stages of a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 80 Hz, and the phase correction unit 701 is realized with one stage of a second-order IIR all-pass filter with a cutoff frequency of 80 Hz. It shows the addition image of harmonics according to the effect.
  • the HPF 702 is realized with two stages of a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 80 Hz
  • the phase correction unit 701 is realized with one stage of a second-order IIR all-pass filter with a cutoff frequency of 80 Hz. It shows the addition image of harmonics according to the effect.
  • A1 obtained by the control unit 105 is output to the first multiplier 705 as a gain coefficient 709.
  • A2 is output to the second multiplier 706 as a gain coefficient 710.
  • the first multiplier 705 multiplies the input signal 703 and the gain coefficient 709 and outputs the obtained signal 711 toward the adder 713.
  • the second multiplier 706 multiplies the input signal 2003 ′ by the gain coefficient 710 and outputs the obtained signal 712 toward the adder 713.
  • the adder 713 adds the two input signals 711 and 712 and outputs the obtained signal as an output signal 107.
  • low-frequency harmonics cut by the frequency characteristic deforming unit are generated up to the nth order in the harmonic signal generating unit (n is an integer of 3 or more), and psychoacoustic.
  • the effect is that the low range cut by the feature “Missing fundamental” can be simulated.
  • the control unit controls the output signal of the HPF and the gain of the generated harmonic signal together, the low-frequency interpolation effect can be changed according to the low-frequency attenuation characteristic.
  • Missing fundamental is a feature that gives an illusion that when a sound of two or more frequencies is heard, a sound of the difference frequency is heard.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example in which a frequency characteristic deforming unit is realized by three phase correcting units and three HPFs.
  • the input signal 101 input to the signal processing apparatus according to the present invention is branched into six, and is sent to the first HPF 1101, the second HPF 1102, the third HPF 1103, the first LPF 2101, the second LPF 2102, and the third LPF 2103. Sent.
  • the first HPF 1101 filters the input signal and outputs the obtained signal 1104 toward the first phase correction unit 1107.
  • the second HPF 1102 filters the input signal and outputs the obtained signal 1105 toward the second phase correction unit 1108.
  • the third HPF 1103 filters the input signal and outputs the obtained signal 1106 toward the third phase correction unit 1109.
  • the phase characteristic is set so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the second HPF 1102 and the third HPF 1103 are processed.
  • the corrected signal 1110 is output to the adder 2125.
  • the second phase correction unit 1108 without changing the frequency amplitude characteristic of the signal, only the phase characteristic is set so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the first HPF 1101 and the third HPF 1103 are processed.
  • the corrected signal 1111 is output to the adder 2126.
  • the third phase correction unit 1109 does not change the frequency amplitude characteristic of the signal, but only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the first HPF 1101 and the second HPF 1102 are processed.
  • the corrected signal 1112 is output to the adder 2127.
  • each phase correction unit can be realized by an all-pass filter or a sample delay process as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the first LPF 2101 processes the input signal 101 with a filter having the same filter specification as that of the first HPF 1101, and outputs the obtained signal 2104 toward the fourth phase correction unit 2107.
  • the second LPF 2102 processes the input signal 101 with a filter having the same filter specification as that of the second HPF 1102, and outputs the obtained signal 2105 toward the fifth phase correction unit 2108.
  • the third LPF 2103 processes the input signal 101 with a filter having the same filter specifications as the third HPF 1103, and outputs the obtained signal 2106 to the sixth phase correction unit 2109.
  • phase characteristic is set so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the second LPF 2102 and the third LPF 2103 are processed.
  • the corrected signal 2110 is output to the first harmonic generation unit 2113.
  • the fifth phase correction unit 2108 does not change the frequency amplitude characteristic of the signal, but only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the first LPF 2101 and the third LPF 2103 are processed.
  • the corrected signal 2111 is output to the second harmonic generation unit 2114.
  • phase characteristic is set so as to be substantially the same as the phase characteristic when both the first LPF 2101 and the second LPF 2102 are processed without changing the frequency amplitude characteristic of the signal.
  • the corrected signal 2112 is output to the third harmonic generation unit 2115.
  • the first harmonic generation unit 2113 generates a harmonic of the signal 2110 and outputs the obtained signal 2116 toward the multiplier 2119.
  • the second harmonic generation unit 2114 generates a harmonic of the signal 2111 and outputs the obtained signal 2117 to the multiplier 2120.
  • the third harmonic generation unit 2115 generates a harmonic of the signal 2112 and outputs the obtained signal 2118 toward the multiplier 2121.
  • each harmonic generation unit is generated by waveform deformation such as peak hold, full wave rectification, half wave rectification, m multiplication (m is an integer), frequency division, etc., and odd harmonics. Any device that generates both waves and even harmonics may be used.
  • Multiplier 2119 multiplies signal 2116 by a user's favorite gain coefficient, and outputs the resulting signal 2122 to adder 2125.
  • Multiplier 2120 multiplies signal 2117 by a user's favorite gain coefficient, and outputs the obtained signal 2123 to adder 2126.
  • the multiplier 2121 multiplies the signal 2118 by a user's favorite gain coefficient and outputs the obtained signal 2124 to the adder 2127.
  • the gain coefficient multiplied by the multipliers 2119, 2120, and 2121 is changed according to the user's preference by preparing a plurality of fixed gain coefficients in advance.
  • the adder 2125 adds the two input signals 1110 and 2122 and outputs the obtained signal 2128 toward the excessive input estimation unit 102 and the first multiplier 1113.
  • the adder 2126 adds the two input signals 1111 and 2123 and outputs the obtained signal 2129 toward the excessive input estimation unit 102 and the second multiplier 1114.
  • the adder 2127 adds the two input signals 1112 and 2124 and outputs the obtained signal 2130 toward the excessive input estimation unit 102 and the third multiplier 1115.
  • the excessive input estimation unit 102 includes a speaker diaphragm displacement estimation unit 501.
  • the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 estimates the speaker diaphragm displacement value when the signal 2128 is reproduced using information 502 such as the volume value and F0 of the target speaker, and the first speaker diaphragm displacement value 1116. Ask for.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 2129 is reproduced is estimated, and the second speaker diaphragm displacement value 1117 is obtained.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 2130 is reproduced is estimated, and the third speaker diaphragm displacement value 1118 is obtained. Since a specific example of the displacement value estimation is obtained by the same method as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • Three speaker diaphragm displacement values 1116, 1117, and 1118 obtained by the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 are output to the control unit 105.
  • the control unit 105 when the input three speaker diaphragm displacement values 1116, 1117, and 1118 are multiplied by different gain coefficients and added, the absolute value of the amplitude value falls within a predetermined threshold value. Three gain factors are obtained. However, the sum of the three gain coefficients is 1. If the three gain coefficients are changed under such conditions, different low-frequency attenuation effects can be realized. Since a specific example of the low-frequency attenuation effect has the same characteristics as in the third embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the added amount of the cut low-frequency harmonics can be changed.
  • the first HPF 1101 is realized with two stages of a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 30 Hz
  • the second HPF 1102 is realized with two stages of a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 70 Hz
  • the third HPF 1103 is realized.
  • the first phase correction unit 1107 includes one stage of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 70 Hz and two stages of a secondary IIR filter having a cutoff frequency of 140 Hz.
  • the second phase correction unit 1108 is realized by connecting a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 30 Hz and a second-order IIR filter with a cutoff frequency of 140 Hz in series.
  • the third phase correction unit 1109 includes a second-order IIR filter having a cutoff frequency of 30 Hz and a cutoff frequency of 70 Hz. It illustrates a sum image of the harmonic corresponding to the low-frequency damping effect when implemented by connecting the IIR filter 1 stage in series.
  • A1 obtained by the control unit 105 is output to the first multiplier 1113 as the gain coefficient 1119. Further, A2 is output to the second multiplier 1114 as the gain coefficient 1120. Further, A3 is output to the third multiplier 1115 as a gain coefficient 1121.
  • the first multiplier 1113 multiplies the input signal 2128 and the gain coefficient 1119 and outputs the obtained signal 1122 toward the adder 713.
  • the second multiplier 1114 multiplies the input signal 2129 and the gain coefficient 1120 and outputs the obtained signal 1123 toward the adder 713.
  • the third multiplier 1115 multiplies the input signal 2130 and the gain coefficient 1121 and outputs the obtained signal 1124 to the adder 713.
  • the adder 713 adds the three input signals 1122, 1123, and 1124 and outputs the obtained signal as the output signal 107.
  • the harmonic signal generation unit generates low-order harmonics cut by the frequency characteristic modification unit up to the nth order (n is an integer of 3 or more), and is psychoacoustic.
  • n is an integer of 3 or more
  • the effect that the low frequency cut by the feature “Missing fundamental” can be simulated is obtained.
  • the control unit controls the output signal of the HPF and the gain of the generated harmonic signal together, the low-frequency interpolation effect can be changed according to the low-frequency attenuation characteristic.
  • Embodiment 6 the output signal 2002 of the harmonic signal generation unit 2001 is added to the output signal of the HPF. However, the output signal 2002 of the harmonic signal generation unit 2001 is added to the subsequent stage of the frequency characteristic modification unit 103. You may make it the structure which adds.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a configuration in which the addition position of the output signal 2002 of the harmonic signal generation unit 2001 is changed to the subsequent stage of the frequency characteristic modification unit 103 in the fourth embodiment. Hereinafter, the operation of this embodiment will be described.
  • the input signal 101 input to the signal processing apparatus according to the present invention is branched and sent to the phase correction unit 701 and the HPF 702.
  • the phase correction unit 701 corrects only the phase characteristic so as to be substantially the same as the phase characteristic of the HPF 702 without changing the frequency amplitude characteristic of the input signal, and the obtained signal 703 is overloaded with the first multiplier 705. It outputs toward the input estimation part 102 and the harmonic signal generation part 2001.
  • FIG. The HPF 702 filters the input signal 101 and outputs the obtained signal 704 to the multiplier 706 and the excessive input estimation unit 102.
  • the phase correction unit can be realized by an all-pass filter or a sample delay process as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the excessive input estimation unit 102 includes a speaker diaphragm displacement estimation unit 501.
  • the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 estimates the speaker diaphragm displacement value when the signal 703 is reproduced using information 502 such as the volume value and F0 of the target speaker, and the first speaker diaphragm displacement value 707. Ask for.
  • the displacement value of the speaker diaphragm when the signal 704 is reproduced is estimated, and the second speaker diaphragm displacement value 708 is obtained. Since a specific example of the displacement value estimation is obtained by the same method as in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • Two speaker diaphragm displacement values 707 and 708 obtained by the speaker diaphragm displacement estimation unit 501 are output to the control unit 105.
  • the control unit 105 when the input two speaker diaphragm displacement values 707 and 708 are multiplied by different gain coefficients and then added, the absolute value of the amplitude value falls within a predetermined threshold value. Find two gain factors. However, the sum of the two gain coefficients is 1. If the two gain coefficients are changed under such conditions, different low-frequency attenuation effects can be realized. Since a specific example of the low-frequency attenuation effect has the same characteristics as those of the first embodiment, detailed description thereof is omitted. In FIG.
  • A1 obtained by the control unit 105 is output to the first multiplier 705 as a gain coefficient 709. Also, A2 is output as gain coefficient 710 toward the second multiplier 706 and multiplier 2201.
  • the first multiplier 705 multiplies the input signal 703 and the gain coefficient 709 and outputs the obtained signal 711 toward the adder 713.
  • the second multiplier 706 multiplies the input signal 704 and the gain coefficient 710 and outputs the obtained signal 712 toward the adder 713.
  • the adder 713 adds the two input signals 711 and 712, and outputs the obtained signal 2203 toward the addition 2204.
  • the harmonic signal generation unit 2001 includes a low-frequency extraction unit 2004, a harmonic generation unit 2006, and a multiplier 2008.
  • the low frequency extraction unit 2004 receives the output signal of the phase correction unit 701, extracts the low frequency that is cut by the HPF 702, and outputs the obtained signal 2005 to the harmonic generation unit 2006.
  • description thereof is omitted.
  • the harmonic generation unit 2006 generates harmonics of the output signal 2005 of the low-frequency extraction unit 2004 up to the nth order (n is an integer of 3 or more), and outputs the obtained signal 2007 to the multiplier 2008.
  • the harmonic generation unit 2006 can be realized by waveform modification such as peak hold, full-wave rectification, half-wave rectification, multiplication by m times (m is an integer) of the signal 2005, frequency division, and the like. Any device that generates both harmonics and even harmonics may be used.
  • the multiplier 2008 multiplies the output signal 2007 of the harmonic generation unit 2006 by a user-preferred gain coefficient, and outputs the obtained signal 2002 to the multiplier 2201.
  • the gain coefficient multiplied by the multiplier 2008 is changed according to the user's preference by preparing a plurality of fixed gain coefficients in advance.
  • Multiplier 2201 multiplies input signal 2002 and gain coefficient 710 and outputs the resulting signal 2202 to adder 2204.
  • the multiplier 2201 can change the added amount of the cut low-frequency harmonics according to the low-frequency attenuation effect. Since the addition image of the harmonics according to the low-frequency attenuation effect is the same as that of the fourth embodiment, the description thereof is omitted.
  • the adder 2204 adds the two input signals 2202 and 2203 and outputs the obtained signal as the output signal 107.
  • the harmonic signal generation unit generates low-order harmonics cut by the frequency characteristic modification unit up to the nth order (n is an integer of 3 or more), and is psychoacoustic.
  • n is an integer of 3 or more
  • the effect that the low frequency cut by the feature “Missing fundamental” can be simulated is obtained.
  • the control unit controls the output signal of the HPF and the gain of the generated harmonic signal together, the low-frequency interpolation effect can be changed according to the low-frequency attenuation characteristic.
  • the frequency characteristic deforming apparatus can improve distortion and sound cracking in acoustic signal reproduction, and can be used for an audio reproducing apparatus.

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Abstract

　対象とする信号の周波数特性を変形させるＨＰＦ７０２と、対象とする信号の位相特性を補正し、ＨＰＦ７０２の位相特性と略同一とする位相補正部７０１と、位相補正部７０１から出力された信号のゲインを調整する第一の乗算器７０５と、ＨＰＦ７０２から出力された信号のゲインを調整する第二の乗算器７０６と、第一の乗算器７０５のゲイン係数と第二の乗算器７０６のゲイン係数の合計が一定値となるように前記第一および第二の乗算器７０５，７０６のゲイン係数を決定する係数決定部と、第一の乗算器７０５および第二の乗算器７０６から出力される２つの信号を加算する加算器７１３とを備えた。

Description

周波数特性変形装置
　この発明は、音響信号再生における歪みや音割れを改善する信号処理技術に関するものである。
　音楽やアナウンス音などの音響信号をスピーカで再生するスピーカ再生システムでは、歪みや音割れによって音質が劣化することがある。歪みや音割れの原因は２つに大別される。第一は、スピーカへの入力信号が歪んでいるケースであり、第二は、入力信号は歪んでいなくてもスピーカの再生限界を超えることで歪みや音割れが発生するケースである。
　第一のケースについては、以下のように説明することができる。最近の音響信号再生システムではデジタル処理によって周波数特性を補正したり、音量を調整したりする装置が増えてきている。周波数特性の補正では、例えば高周波数成分を１０ｄＢ増強すると、－１０ｄＢＦＳ以上の音量値でデジタル信号が飽和する可能性がうまれる。なお０ｄＢＦＳはデジタル信号の最大振幅値を表す。このため、大音量時に再生音がデジタル的に歪んでしまい、音質が劣化してしまうこととなる。この様子を図２に示す。
　図２において、縦軸はデジタル信号の振幅強度を、横軸は周波数を示す。また、信号が飽和して音割れの発生する領域をグレーで示し、その境界を太線で示す。２０１、２０２、２０３は、周波数特性が補正されたデジタル音響信号の周波数特性の一例を示しており、２０１は音量値が小さいときの特性、２０２は音量値が中程度のときの特性、２０３は音量値が大きいときの特性である。２０１や２０２の音量値では、音響信号は０ｄＢＦＳを超えないため、音割れが発生せず、本来の音質で楽しむことができる。しかし、２０３のように音量を上げてしまうと、高周波数成分の一部の信号強度が０ｄＢＦＳを超えてしまい、デジタル的に飽和してしまうこととなる。信号が飽和すると歪みや音割れが発生して音質が劣化する。
　このように、周波数特性が補正されたデジタル信号を大音量で再生しようとすると、特定の周波数成分がデジタル信号の最大振幅値となる０ｄＢＦＳを超えるケースがあるため、これが原因で信号が飽和して歪みや音割れが発生することとなる。
　次に、第二のケース、すなわちスピーカの再生限界を超えることで歪みや音割れが発生するケースについて説明する。
　スピーカ再生では、スピーカの振動板が振れることのできる最大の変位幅があり、これを超えるような信号を入力するとスピーカ振動板がうまく振動することができなくなって歪みや音割れが発生する。ここで、スピーカ振動板の変位幅は入力信号の周波数に依存する。この関係を図３に示す。図３は、電圧（Ｖ）を変化させずに、信号の周波数のみを変化させてスピーカに入力したときにおけるスピーカ振動板の変位幅を示している。なお、図３は、実際にはスピーカの制動度合いを示すＱ値等の違いによってＦ０近傍の特性が図３よりも膨らんだり平らになったりするが、おおまかな傾向は変わらない。また、変位幅の特性が図３に示す特性と異なっているスピーカに対しても本発明を適用することができるため、説明上の利点から、スピーカ振動板の変位幅の特性を図３と見做して以下の説明を行う。
　図３より、スピーカ振動板の変位幅は、Ｆ０（スピーカの最低共振周波数）よりも低い周波数成分でほぼ一定値となり、Ｆ０よりも高い周波数成分では、およそ－１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜で変位幅が減少していく。これは、Ｆ０近傍以下の低い周波数成分をスピーカに入力したほうが、高い周波数成分を入力するよりもスピーカ振動板がより大きい変位幅で振れることを示している。したがって、低い周波数成分を多く含む信号をスピーカに入力し、その電圧を上げていくと、ある電圧以上で振動板の最大変位幅を超えてしまうこととなる。すなわち、低い周波数成分が多く含まれる信号ほど、また、電圧を上げるほど、スピーカの再生限界を超えやすくなると言える。この様子を図４に示す。
　図４において、縦軸は信号の振幅強度を、横軸は周波数を示す。また、スピーカ振動板の変位限界を超えて音割れの発生する領域をグレーで示し、その境界を太線で示す。ここで、図４の特性は音響信号の振幅値に対する特性なので、図３に示したスピーカの変位幅の特性とは異なり、スピーカ振動板の変位限界は＋１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜となる。
　また、４０１、４０２、４０３は、スピーカで再生する音響信号の周波数特性を示しており、特に低周波数成分を多く含むケースを想定している。４０１は音量値が小さいときの特性、４０２は音量値が中程度のときの特性、４０３は音量値が大きいときの周波数特性である。４０１のように小さな音量値で再生する分には、低周波数成分を多く含む音響信号でもスピーカ振動板の最大変位幅を超えないため、音割れが発生せず、本来の音質で楽しむことができる。しかし、４０２や４０３のように音量を上げてしまうと、スピーカ振動板の最大変位幅を超えてしまうため、歪みや音割れが発生して音質が劣化することとなる。
　このように、振動板の最大変位幅を超えるような信号を入力すると、振動板がうまく振動できなくなって歪みや音割れが発生することとなる。
　歪みや音割れは、本来の音響信号には含まれない音であるため、音楽を楽しもうとするときの大きな阻害要因となる。
　この問題に対して、従来では図１７に示す処理構成によって歪みや音割れを緩和していた。図１７では、入力信号１３０１に対して、低周波数成分を抑圧するＨＰＦ（高域通過フィルタ）１３０２を通してから信号１３０３を出力する構成となっている。このような構成にすることによって、スピーカに入力する前に、音割れの原因となる低周波数成分を抑圧することができるため、歪みや音割れの発生する割合を減少させることができる。しかし、従来の技術では、ＨＰＦ１３０２によって低周波数成分を抑圧してしまうため、例えば、再生する信号の低周波数成分が少なく、大電圧でスピーカを駆動しても音割れが発生しないような場合にも、常に低域成分が抑圧されてしまって本来の音を再生できなくなるという課題がある。また、それほど大きな電圧で駆動せず、高域通過フィルタ１３０２を通さなくとも音割れが発生しないようなケースでも、低周波成分を常に抑圧してしまうため、本来の音を再生できなくなるという課題もある。すなわち、従来の技術では、大電圧駆動時（大音量時）の音割れ防止のために、低周波数成分を過剰に抑圧して本来の音質を楽しめなくなるという課題がある。
　この課題を緩和する技術として、例えば、特許文献１に開示されている技術がある。図１８は特許文献１に開示されている振幅制限装置の処理ブロックである。特許文献１によれば、過大入力を抑えるための振幅制限において、振幅制限特性による歪の量を検出し、この値に基づいて周波数帯域毎のゲインを制御することで、振幅制限による音質劣化を緩和している。
特開２００９－１４７７０１号公報
　しかしながら、上述した特許文献１に開示された技術では、抑圧する周波数成分が分割する帯域幅に制限されるため、本来抑圧しなくても良い周波数成分まで過剰に抑圧して音質が劣化してしまうという課題があった。例えば、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）によってサブバンドに分割する帯域幅が１００Ｈｚの場合を考える。このとき、６０Ｈｚ以下の周波数成分に大きな強度を持つ信号を入力すると、本来ならば６０Ｈｚ以下の信号成分のみを抑圧すれば音割れが発生しないことになる。然しながら、同技術では０～１００Ｈｚの信号成分全体の強度を抑圧してしまうため、抑圧すべき周波数成分以外の成分（６０～１００Ｈｚの成分）も抑圧されてしまうこととなる。また、図３に示した通り、スピーカ振幅板の変位幅は周波数特性を持つが、特許文献１に開示されている振幅制限装置では、変位幅の周波数特性を反映させた処理構成とはなっていない。このため、スピーカ振動板の最大変位を超えることによって発生する音割れを防止する機能を有していないと言える。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、音質を保持したままスピーカ再生における歪み、音割れを防ぐことが可能な周波数特性変形装置を提供することを目的とする。
　この発明に係る周波数特性変形装置は、対象とする信号の周波数特性を変形させるフィルタと、対象とする信号の位相特性を補正し、フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、位相補正部から出力された信号のゲインを調整する第一の乗算器と、フィルタから出力された信号のゲインを調整する第二の乗算器と、第一の乗算器のゲイン係数と第二の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように第一および第二の乗算器のゲイン係数を決定する係数決定部と、第一の乗算器および第二の乗算器から出力される２つの信号を加算する加算器とを備えるものである。
　この発明によれば、音質を保持した状態でスピーカ再生における歪みや音割れを防止する周波数特性変形装置を提供することができる。
実施の形態１による周波数特性変形装置の原理説明図である。 デジタル信号の振幅限界と音源の周波数特性の関係を示す図である。 スピーカ振動板の変位特性を示す図である。 スピーカの振動限界と音源の周波数特性の関係を示す図である。 実施の形態１による周波数特性変形装置の２つのゲインによる周波数特性の遷移を示す説明図である。 実施の形態２による周波数特性変形装置の原理説明図である。 実施の形態２による周波数特性変形装置の２つのゲインによる周波数特性の遷移を示す説明図である。 実施の形態３による周波数特性変形装置の原理説明図である。 実施の形態３による周波数特性変形装置の３つのゲインによる周波数特性の遷移を示す説明図である。 実施の形態４による周波数特性変形装置の原理説明図である。 実施の形態４による周波数特性変形装置の低域抽出部の実施例を示す図である。 実施の形態４による周波数特性変形装置の低域抽出部の他の実施例を示す図である。 実施の形態４による低域減衰効果に応じた高調波の加算イメージを示す図である。 実施の形態５による周波数特性変形装置の原理説明図である。 実施の形態５による低域減衰効果に応じた高調波の加算イメージを示す図である。 実施の形態６による周波数特性変形装置の原理説明図である。 従来技術の原理説明図である。 従来技術の振幅制限装置の処理ブロック図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施例を示す図である。以下、本実施例の動作について説明する。
　本発明による周波数特性変形装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１とＨＰＦ７０２に送られる。
　位相補正部７０１は入力信号の周波数振幅特性を変えずに、ＨＰＦ７０２の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　ＨＰＦ７０２は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号７０４を第二の乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　ここで、ＨＰＦ７０２と略同一の位相特性となるように位相を補正する位相補正部７０１の実現方法について説明する。ＨＰＦ７０２を２次ＩＩＲフィルタ１段で実現する場合、その位相特性はカットオフ周波数のところで丁度９０度回転し、それ以降の周波数成分では１８０度まで徐々に回転することとなる。このような位相特性を実現する位相補正部７０１は、１次ＩＩＲフィルタによる全域通過フィルタで構成することができる。また、ＨＰＦを２次ＩＩＲフィルタ２段で実現する場合、位相特性はカットオフ周波数のところで丁度１８０度回転し、それ以降の周波数成分では３６０度まで徐々に回転することとなる。このような位相特性を実現する位相補正部は２次ＩＩＲフィルタによる全域通過フィルタで構成することができる。また、ＨＰＦを２次ＩＩＲフィルタＮ段で実現する場合、１次ＩＩＲと２次ＩＩＲの全域通過フィルタを適切に直列接続することで同じ位相特性を実現することができる。また、ＨＰＦをＦＩＲフィルタで実現する場合、位相特性は直線位相となるため、位相補正部７０１はサンプル遅延処理で構成することができる。このようにＨＰＦ７０２と同じ位相特性となるような位相補正部７０１を実現することができる。
　本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号７０３を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値７０７を求める。同様に、信号７０４を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値７０８を求める。変位値推定の具体例としては、Ｆ０をカットオフ周波数とする２次ＩＩＲフィルタによるＬＰＦを用意し、これに入力信号を通してからボリューム値を乗算することで、対象スピーカの変位幅に概略比例した値が求められる。また、２次ＩＩＲフィルタによるＬＰＦ ではＱ値を変更させることも可能なので、対象スピーカの制動度合いに応じてＱ値を変えて推定精度を向上させることもできる。もちろん他の方法、例えばＦＩＲフィルタで対象スピーカの振動板変位特性を模擬しても良い。
　このように求めた２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。
　制御部１０５では、入力された２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
　このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。図５は、ＨＰＦ７０２を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正部７０１を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。また、図５において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、３０１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０の特性、３０２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９の特性、３０３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．０）から、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段と同じ特性（Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０）となる間で異なった低域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以上の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。
　このような２つのゲイン係数の具体的な算出法としては、スピーカ振動板変位値７０７をＸ１、スピーカ振動板変位値７０８をＸ２、Ｘ１に対するゲイン係数をＡ１、Ｘ２に対するゲイン係数をＡ２、所定の閾値をＴとすると、以下の式（１）を満たすＡ１、Ａ２を求めることで実現できる。
　　Ｔ＞ＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２）　　・・・（１）
　　Ａ１＋Ａ２＝１　
　なお、ＡＢＳ（ｘ）はｘの絶対値を表す。
　また、周波数特性の変形を必要最小限に抑えるためには、上述した式（１）を満たすＡ１、Ａ２の組み合わせの中で、Ａ１の値が１に近くなる組み合わせを求めることが好ましい。これはＡ１が位相特性のみを補正した信号を元にした信号でありＡ１を１に近づけるほど周波数特性の変形が少なくなるからである。このようなゲイン係数を求めるためには、まず、Ａ１＝１として、Ａ１の値を徐々に小さくしながらＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２）の値を求め、Ｔよりも小さくなった時点のＡ１、Ａ２を採用すれば良い。
　このように求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
　第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
　第二の乗算器７０６では、入力された信号７０４とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
　加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。
　以上のように、実施の形態１の処理構成により、再生音響信号が過大入力になることを防ぐことが可能となる。このため、本発明によって、歪みや音割れを抑圧することができるという効果が得られる。また、制御部によって、出来るだけカットオフ周波数を低くすることで、必要最小限の周波数特性変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。
実施の形態２．
　実施例１で説明したＨＰＦ７０２をＬＰＦに置き換えることで、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させることも可能である。図６はＨＰＦ７０２をＬＰＦに置き換えた場合の実施例を示す処理構成である。
　本発明による周波数特性変形装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１とＬＰＦ９０１に送られる。
　位相補正部７０１は入力信号の周波数振幅特性を変えずに、ＬＰＦ９０１の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　ＬＰＦ９０１は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号９０２を第二の乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　ここで、位相補正部７０１は、実施例１と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
　本実施例の過大入力推定部１０２は、デジタル信号振幅算出部６０１から構成されている。デジタル信号振幅算出部６０１では、ボリューム値６０２と入力信号７０３を乗算して第一の振幅値７０７を求める。同様に、ボリューム値６０２と入力信号９０２を乗算して第二の振幅値７０８を求める。
　このように求めた２つの振幅値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。
　制御部１０５では、入力された２つの振幅値７０７、７０８に対して、２つの異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を夫々求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。また、所定の閾値とは通常は０ｄＢＦＳを設定するがこれに限らず、スピーカ耐入力とアンプ出力との整合がとれておらず、アンプの出力を制限させたい場合などにはこれよりも小さい値を設定してもよい。
　このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった高域減衰効果を実現することができる。図７は、ＬＰＦ７０２を、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正部７０１を、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の２つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。また、図７において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、８０１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０の特性、８０２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９の特性、８０３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０の特性を示す。このように、完全に平坦な特性（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．０）から、カットオフ周波数６０００Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段の特性（Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０）まで、異なった高域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以下の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。このような２つのゲイン係数の具体的な算出法としては、実施例１と同様に求められるため、説明を省略する。
　このように求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
　第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
　第二の乗算器７０６では、入力された信号９０２とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
　加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。
　以上のように、実施の形態２の処理構成により、高周波数成分を多く補正しているようなデジタル音響信号の振幅値を抑圧することができ、歪みや音割れを抑圧することができるという効果が得られる。また、本実施例の制御部では、ＬＰＦのカットオフ周波数をできるだけ大きな値にすることができるため必要最小限の周波数特性の変化で歪みや音割れを防止することができるという効果も得られる。
実施の形態３．
　実施例１、２では、１つの位相補正部と１つのＨＰＦないしＬＰＦにて周波数特性変形部を実現していたが、これに限らず、複数の位相補正部と複数のＨＰＦないしＬＰＦにて周波数特性変形部を実現しても良い。
　図８は、３つの位相補正部と３つＨＰＦにて周波数特性変形部を実現した例を示す図である。以下、本実施例の動作について説明する。
　本発明による周波数特性変形装置に入力された入力信号１０１は３つに分岐され、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２、第三のＨＰＦ１１０３に送られる。
　第一のＨＰＦ１１０１では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０４を第一の位相補正部１１０７に向けて出力する。
　第二のＨＰＦ１１０２では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０５を第二の位相補正部１１０８に向けて出力する。
　第三のＨＰＦ１１０３では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０６を第三の位相補正部１１０９に向けて出力する。
　第一の位相補正部１１０７では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第二のＨＰＦ１１０２と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１０を第一の乗算器１１１３と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　第二の位相補正部１１０８では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１１を第二の乗算器１１１４と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　第三の位相補正部１１０９では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１２を第三の乗算器１１１５と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　ここで、各位相補正部は実施例１と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
　本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号１１１０を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値１１１６を求める。同様に、信号１１１１を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値１１１７を求める。同様に、信号１１１２を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第三のスピーカ振動板変位値１１１８を求める。
　変位値推定の具体例としては、実施例１と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。
　このように求めた３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８を制御部１０５へ向けて出力する。
　制御部１０５では、入力された３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような３つのゲイン係数を求める。ただし、３つのゲイン係数の合計を１とする。
　このような条件で３つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。図９は、第一のＨＰＦ１１０１を、カットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第二のＨＰＦ１１０２を、カットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第三のＨＰＦ１１０３を、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段で実現し、第一の位相補正部１１０７をカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第二の位相補正部１１０８をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第三の位相補正部１１０９をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とを直列に接続して実現したときの３つのゲイン係数による周波数特性の遷移を表している。
　また、図９において、スピーカ振動板変位値１１１６に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値１１１７に対するゲイン係数をＡ２、スピーカ振動板変位値１１１８に対するゲイン係数をＡ３としたとき、９０１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝０．０の特性、９０２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９、Ａ３＝０．０の特性、９０３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝１．０、Ａ３＝０．０の特性、９０４は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．１、Ａ３＝０．９の特性、９０５は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝１．０の特性を示す。このように、カットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段の特性（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝０．０）から、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段の特性（Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝１．０）まで、異なった低域減衰特性を実現できることがわかる。また、カットオフ周波数以上の周波数成分については、合計１となる割合で位相の揃った成分を加算するため、強度の増減はなく平坦な特性を保つことができる。
　また、このような３つのゲイン係数の具体的な算出法としては、スピーカ振動板変位値１１１６をＸ１、スピーカ振動板変位値１１１７をＸ２、スピーカ振動板変位値１１１８をＸ３、Ｘ１に対するゲイン係数をＡ１、Ｘ２に対するゲイン係数をＡ２、Ｘ３に対するゲイン係数をＡ３、所定の閾値をＴとすると、以下の式（２）を満たすＡ１、Ａ２、Ａ３を求めることで実現できる。
　　Ｔ＞ＡＢＳ（Ｘ１×Ａ１＋Ｘ２×Ａ２＋Ｘ３×Ａ３）　　・・・（２）
　　Ａ１＋Ａ２＋Ａ３＝１　
　なお、ＡＢＳ（ｘ）はｘの絶対値を表す。
　このように求めたＡ１をゲイン係数１１１９として第一の乗算器１１１３に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数１１２０として第二の乗算器１１１４に向けて出力する。また、Ａ３をゲイン係数１１２１として第三の乗算器１１１５に向けて出力する。
　第一の乗算器１１１３では、入力された信号１１１０とゲイン係数１１１９を乗じて、得られた信号１１２２を加算器７１３に向けて出力する。
　第二の乗算器１１１４では、入力された信号１１１１とゲイン係数１１２０を乗じて、得られた信号１１２３を加算器７１３に向けて出力する。
　第三の乗算器１１１５では、入力された信号１１１２とゲイン係数１１２１を乗じて、得られた信号１１２４を加算器７１３に向けて出力する。
　加算器７１３では、入力された３つの信号１１２２、１１２３、１１２４を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。
　以上のように、実施の形態３の処理構成により、３つの位相補正と３つのＨＰＦにて周波数特性変形部を実現することができ、周波数特性変形部にて、実施例１よりも通常のＨＰＦに近い特性を実現できるという効果が得られる。
　もちろん、位相補正とＨＰＦの個数を増やすことで、さらに通常のＨＰＦに近い特性を実現できるようになる。また、本構成のＨＰＦをＬＰＦに置き換えることにより、高周波数成分の補正が多いような周波数特性補正を施されたデジタル音響信号において、デジタル信号の最大振幅を超えないように信号の周波数特性を変形させることも可能となる。
実施の形態４．
　図１０は本発明の別の実施例を示す図である。本実施例では、高域通過フィルタでカットした低域に対し、その高調波を生成、加算する例を示している。以下、本実施例の動作について説明する。
　本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１、ＨＰＦ７０２に送られる。
　位相補正部７０１は入力信号の周波数振幅特性を変えずに、ＨＰＦ７０２の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５、過大入力推定部１０２と高調波信号生成部２００１に向けて出力する。
　ＨＰＦ７０２は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号７０４を加算器２００３に向けて出力する。
　ここで、位相補正部は実施例１と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
　高調波信号生成部２００１は、低域抽出部２００４、高調波生成部２００６と乗算器２００８から構成されている。
　低域抽出部２００４では、位相補正部７０１の出力信号７０３を入力してＨＰＦ７０２でカットされる低域を抽出し、得られた信号２００５を高調波生成部２００６に向けて出力する。ここで、ＨＰＦ７０２でカットされる低域を抽出する低域抽出部２００４の実現方法は、図１１のように差分器２０１１から構成して、位相補正部７０１の出力信号７０３をＨＰＦ７０２の出力信号７０４で減算することで実現する方法や、図１２のようにＬＰＦ２０１２から構成して、位相補正部７０１の出力信号７０３をＨＰＦ７０２のフィルタ仕様と同様なフィルタに通すことで実現する方法がある。
　高調波生成部２００６では、低域抽出部２００４の出力信号２００５の高調波をｎ次まで生成し（ｎは３以上の整数）、得られた信号２００７を乗算器２００８に向けて出力する。ここで、高調波生成部２００６の実現方法は、ピークホールド、全波整流、半波整流などの波形変形や、信号２００５のｍ回乗算（ｍは整数）、分周などで生成し、奇数次高調波及び偶数次高調波の両方を生成するものであればよい。
　乗算器２００８では、高調波生成部２００６の出力信号２００７を、ユーザ好みのゲイン係数で乗じて、得られた信号２００２を加算器２００３に向けて出力する。ここで、乗算器２００８で乗じるゲイン係数は、固定のゲイン係数を事前に複数用意するなどし、ユーザの好みに応じて変更するものである。
　加算器２００３では、入力された２つの信号７０４、２００２を加算し、得られた信号２００３´を過大入力推定部１０２と第二の乗算器７０６に向けて出力する。
　本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号７０３を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値７０７を求める。同様に、信号２００３´を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値７０８を求める。
　変位値推定の具体例としては、実施例１と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。
　スピーカ振動板変位推定部５０１で求めた２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８は、制御部１０５へ向けて出力する。
　制御部１０５では、入力された２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
　このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。低域減衰効果の具体例は、実施例１と同様な特性となるため詳細説明を省略する。
　また、低域減衰効果に応じて、カットした低域の高調波の加算量を変化させることができる。図１３は、ＨＰＦ７０２を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、位相補正手段７０１を、カットオフ周波数８０Ｈｚの２次ＩＩＲの全域通過フィルタ１段で実現した時の低域減衰効果に応じた高調波の加算イメージを表したものである。
　図１３において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、２０２１はＡ１＝０．０、Ａ２＝１．０の特性イメージ、２０２２はＡ１＝０．１、Ａ２＝０．９の特性イメージ、２０２３は、Ａ１＝０．５、Ａ２＝０．５の特性イメージを示す。これより、Ａ２の値が大きく、低域の減衰量が大きいほど８０Ｈｚ以下の低域の高調波が多く加算されることがわかる。
　また、ゲイン係数Ａ１、Ａ２の具体的な算出法は、実施例１と同様に求められるため、説明を省略する。
　制御部１０５で求めたＡ１はゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２はゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６に向けて出力する。
　第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
　第二の乗算器７０６では、入力された信号２００３´とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
　加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。
　以上のように、実施の形態４の処理構成により、周波数特性変形部でカットした低域の高調波を高調波信号生成部においてｎ次まで生成し（ｎは３以上の整数）、音響心理的特徴“Missing fundamental”によりカットした低域を擬似的に感じさせることができるという効果が得られる。また、制御部において、ＨＰＦの出力信号と生成した高調波信号のゲインを併せて制御するため、低域の減衰特性に応じて前記低域補間効果を変化させることも可能となる。
　ここでMissing fundamentalとは、２つ以上の周波数の音を聴くと、その差分の周波数の音が聴こえると錯覚する特徴である。
実施の形態５．
　実施例５では、１つの位相補正部と１つのＨＰＦにて周波数特性変形部を実現していたが、これに限らず、複数の位相補正部と複数のＨＰＦにて周波数特性変形部を実現しても良い。
　図１４は、３つの位相補正部と３つのＨＰＦにて周波数特性変形部を実現した例を示す図である。以下、本実施例の動作について説明する。
　本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は６つに分岐され、第一のＨＰＦ１１０１、第二のＨＰＦ１１０２、第三のＨＰＦ１１０３と第一のＬＰＦ２１０１と第二のＬＰＦ２１０２、第三のＬＰＦ２１０３に送られる。
　第一のＨＰＦ１１０１では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０４を第一の位相補正部１１０７に向けて出力する。
　第二のＨＰＦ１１０２では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０５を第二の位相補正部１１０８に向けて出力する。
　第三のＨＰＦ１１０３では、入力信号をフィルタ処理し、得られた信号１１０６を第三の位相補正部１１０９に向けて出力する。
　第一の位相補正部１１０７では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第二のＨＰＦ１１０２と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１０を加算器２１２５に向けて出力する。
　第二の位相補正部１１０８では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第三のＨＰＦ１１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１１を加算器２１２６に向けて出力する。
　第三の位相補正部１１０９では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＨＰＦ１１０１と第二のＨＰＦ１１０２とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号１１１２を加算器２１２７に向けて出力する。
　ここで、各位相補正部は実施例１と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
　第一のＬＰＦ２１０１では、入力信号１０１を第一のＨＰＦ１１０１と同様なフィルタ仕様を持ったフィルタで処理し、得られた信号２１０４を第四の位相補正部２１０７に向けて出力する。
　第二のＬＰＦ２１０２では、入力信号１０１を第二のＨＰＦ１１０２と同様なフィルタ仕様を持ったフィルタで処理し、得られた信号２１０５を第五の位相補正部２１０８に向けて出力する。
　第三のＬＰＦ２１０３では、入力信号１０１を第三のＨＰＦ１１０３と同様なフィルタ仕様を持ったフィルタで処理し、得られた信号２１０６を第六の位相補正部２１０９に向けて出力する。
　第四の位相補正部２１０７では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第二のＬＰＦ２１０２と第三のＬＰＦ２１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号２１１０を第一の高調波生成部２１１３に向けて出力する。
　第五の位相補正部２１０８では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＬＰＦ２１０１と第三のＬＰＦ２１０３とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号２１１１を第二の高調波生成部２１１４に向けて出力する。
　第六の位相補正部２１０９では、信号の周波数振幅特性を変えずに、第一のＬＰＦ２１０１と第二のＬＰＦ２１０２とを両方処理したときの位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号２１１２を第三の高調波生成部２１１５に向けて出力する。
　第一の高調波生成部２１１３では、信号２１１０の高調波を生成し、得られた信号２１１６を乗算器２１１９に向けて出力する。
　第二の高調波生成部２１１４では、信号２１１１の高調波を生成し、得られた信号２１１７を乗算器２１２０に向けて出力する。
　第三の高調波生成部２１１５では、信号２１１２の高調波を生成し、得られた信号２１１８を乗算器２１２１に向けて出力する。
　ここで、各高調波生成部の実現方法は、ピークホールド、全波整流、半波整流などの波形変形や、信号のｍ回乗算（ｍは整数）、分周などで生成し、奇数次高調波及び偶数次高調波の両方を生成するものであればよい。
　乗算器２１１９では、信号２１１６をユーザの好みのゲイン係数で乗じて、得られた信号２１２２を加算器２１２５に向けて出力する。
　乗算器２１２０では、信号２１１７をユーザの好みのゲイン係数で乗じて、得られた信号２１２３を加算器２１２６に向けて出力する。
　乗算器２１２１では、信号２１１８をユーザの好みのゲイン係数で乗じて、得られた信号２１２４を加算器２１２７に向けて出力する。
　ここで、乗算器２１１９、２１２０、２１２１で乗じるゲイン係数は、固定のゲイン係数を事前に複数用意するなどし、ユーザの好みに応じて変更するものである。
　加算器２１２５では、入力された２つの信号１１１０、２１２２を加算し、得られた信号２１２８を過大入力推定部１０２と第一の乗算器１１１３に向けて出力する。
　加算器２１２６では、入力された２つの信号１１１１、２１２３を加算し、得られた信号２１２９を過大入力推定部１０２と第二の乗算器１１１４に向けて出力する。
　加算器２１２７では、入力された２つの信号１１１２、２１２４を加算し、得られた信号２１３０を過大入力推定部１０２と第三の乗算器１１１５に向けて出力する。
　過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号２１２８を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値１１１６を求める。同様に、信号２１２９を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値１１１７を求める。同様に、信号２１３０を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第三のスピーカ振動板変位値１１１８を求める。
　変位値推定の具体例としては、実施例１と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。
　スピーカ振動板変位推定部５０１で求めた３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８を制御部１０５へ向けて出力する。
　制御部１０５では、入力された３つのスピーカ振動板変位値１１１６、１１１７、１１１８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような３つのゲイン係数を求める。ただし、３つのゲイン係数の合計を１とする。
　このような条件で３つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。低域減衰効果の具体例は、実施例３と同様な特性となるため詳細説明を省略する。
　また、低域減衰効果に応じて、カットした低域の高調波の加算量を変化させることができる。図１５は、第一のＨＰＦ１１０１を、カットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第二のＨＰＦ１１０２を、カットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段で実現し、第三のＨＰＦ１１０３を、カットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ４段で実現し、第一の位相補正部１１０７をカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第二の位相補正部１１０８をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数１４０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ２段とを直列に接続して実現し、第三の位相補正部１１０９をカットオフ周波数３０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とカットオフ周波数７０Ｈｚの２次ＩＩＲフィルタ１段とを直列に接続して実現したときの低域減衰効果に応じた高調波の加算イメージを表したものである。
　図１５において、スピーカ振動板変位値１１１６に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値１１１７に対するゲイン係数をＡ２、スピーカ振動板変位値１１１８に対するゲイン係数をＡ３としたとき、２１３１はＡ１＝１．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝０．０の特性イメージ、２１３２はＡ１＝０．９、Ａ２＝０．１、Ａ３＝０．０の特性イメージ、２１３３は、Ａ１＝０．０、Ａ２＝０．０、Ａ３＝１．０の特性イメージを示す。これより、ＨＰＦでカットした低域の高調波が、カットした帯域の上の周波数帯域に加算されることがわかる。
　また、ゲイン係数Ａ１、Ａ２、Ａ３の具体的な算出法は、実施例３と同様に求められるため、説明を省略する。
　制御部１０５で求めたＡ１をゲイン係数１１１９として第一の乗算器１１１３に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数１１２０として第二の乗算器１１１４に向けて出力する。また、Ａ３をゲイン係数１１２１として第三の乗算器１１１５に向けて出力する。
　第一の乗算器１１１３では、入力された信号２１２８とゲイン係数１１１９を乗じて、得られた信号１１２２を加算器７１３に向けて出力する。
　第二の乗算器１１１４では、入力された信号２１２９とゲイン係数１１２０を乗じて、得られた信号１１２３を加算器７１３に向けて出力する。
　第三の乗算器１１１５では、入力された信号２１３０とゲイン係数１１２１を乗じて、得られた信号１１２４を加算器７１３に向けて出力する。
　加算器７１３では、入力された３つの信号１１２２、１１２３、１１２４を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。
　以上のように、実施の形態５の処理構成により、高調波信号生成部において周波数特性変形部でカットした低域の高調波をｎ次まで生成し（ｎは３以上の整数）、音響心理的特徴“Missing fundamental”によりカットした低域を擬似的に感じさせることができるという効果が得られる。また、制御部において、ＨＰＦの出力信号と生成した高調波信号のゲインを併せて制御するため、低域の減衰特性に応じて前記低域補間効果を変化させることも可能となる。
実施の形態６
　実施例４、５では、高調波信号生成部２００１の出力信号２００２をＨＰＦの出力信号と加算する構成であったが、高調波信号生成部２００１の出力信号２００２を周波数特性変形部１０３の後段で加算する構成にしても良い。
　図１６は、実施例４において、高調波信号生成部２００１の出力信号２００２の加算位置を周波数特性変形部１０３の後段に変更した構成の実施例を示す図である。以下、本実施例の動作について説明する。
　本発明による信号処理装置に入力された入力信号１０１は分岐され、位相補正部７０１、ＨＰＦ７０２に送られる。
　位相補正部７０１は入力信号の周波数振幅特性を変えずに、ＨＰＦ７０２の位相特性と略同一の特性となるように位相特性のみを補正し、得られた信号７０３を第一の乗算器７０５、過大入力推定部１０２と高調波信号生成部２００１に向けて出力する。
　ＨＰＦ７０２は入力信号１０１をフィルタ処理し、得られた信号７０４を乗算器７０６と過大入力推定部１０２に向けて出力する。
　ここで、位相補正部は実施例１と同様に全域通過フィルタないしサンプル遅延処理で実現することができるため詳しい説明を省略する。
　本実施例の過大入力推定部１０２は、スピーカ振動板変位推定部５０１から構成されている。スピーカ振動板変位推定部５０１では、ボリューム値や対象スピーカのＦ０等の情報５０２を用いて、信号７０３を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第一のスピーカ振動板変位値７０７を求める。同様に、信号７０４を再生したときのスピーカ振動板の変位値を推定し、第二のスピーカ振動板変位値７０８を求める。
　変位値推定の具体例としては、実施例１と同様の方法で求められるため詳細説明を省略する。
　スピーカ振動板変位推定部５０１で求めた２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８を制御部１０５へ向けて出力する。
　制御部１０５では、入力された２つのスピーカ振動板変位値７０７、７０８に対して、夫々異なるゲイン係数を乗じてから加算したときに、振幅値の絶対値が所定の閾値以内に収まるような２つのゲイン係数を求める。ただし、２つのゲイン係数の合計を１とする。
　このような条件で２つのゲイン係数を変えていくと、異なった低域減衰効果を実現することができる。低域減衰効果の具体例は、実施例１と同様な特性となるため詳細説明を省略する。
　また、図１６において、スピーカ振動板変位値７０７に対するゲイン係数をＡ１、スピーカ振動板変位値７０８に対するゲイン係数をＡ２としたとき、ゲイン係数Ａ１、Ａ２の具体的な算出法は、実施例１と同様に求められるため、説明を省略する。
　制御部１０５で求めたＡ１をゲイン係数７０９として第一の乗算器７０５に向けて出力する。また、Ａ２をゲイン係数７１０として第二の乗算器７０６と乗算器２２０１に向けて出力する。
　第一の乗算器７０５では、入力された信号７０３とゲイン係数７０９を乗じて、得られた信号７１１を加算器７１３に向けて出力する。
　第二の乗算器７０６では、入力された信号７０４とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号７１２を加算器７１３に向けて出力する。
　加算器７１３では、入力された２つの信号７１１、７１２を加算し、得られた信号２２０３を加算２２０４に向けて出力する。
　高調波信号生成部２００１は、低域抽出部２００４、高調波生成部２００６と乗算器２００８から構成されている。
　低域抽出部２００４では、位相補正部７０１の出力信号を入力し、ＨＰＦ７０２でカットされる低域を抽出し、得られた信号２００５を高調波生成部２００６に向けて出力する。ここで、ＨＰＦ７０２でカットされる低域を抽出する低域抽出部２００４の実現方法は、実施例４と同様に求められるため、説明を省略する。
　高調波生成部２００６では、低域抽出部２００４の出力信号２００５の高調波をｎ次まで生成し（ｎは３以上の整数）、得られた信号２００７を乗算器２００８に向けて出力する。ここで、高調波生成部２００６の実現方法は、ピークホールド、全波整流、半波整流などの波形変形や、信号２００５のｍ回乗算（ｍは整数）、分周などで生成し、奇数次高調波及び偶数次高調波の両方を生成するものであればよい。
　乗算器２００８では、高調波生成部２００６の出力信号２００７を、ユーザ好みのゲイン係数で乗じて、得られた信号２００２を乗算器２２０１に向けて出力する。ここで、乗算器２００８で乗じるゲイン係数は、固定のゲイン係数を事前に複数用意するなどし、ユーザの好みに応じて変更するものである。
　乗算器２２０１では、入力された信号２００２とゲイン係数７１０を乗じて、得られた信号２２０２を加算器２２０４に向けて出力する。ここで、乗算器２２０１では、低域減衰効果に応じて、カットした低域の高調波の加算量を変化させることができる。低域減衰効果に応じた高調波の加算イメージについては、実施例４と同様となるため、説明を省略する。
　加算器２２０４では、入力された２つの信号２２０２、２２０３を加算し、得られた信号を出力信号１０７として出力する。
　以上のように、実施の形態６の処理構成により、高調波信号生成部において周波数特性変形部でカットした低域の高調波をｎ次まで生成し（ｎは３以上の整数）、音響心理的特徴“Missing fundamental”によりカットした低域を擬似的に感じさせることができるという効果が得られる。また、制御部において、ＨＰＦの出力信号と生成した高調波信号のゲインを併せて制御するため、低域の減衰特性に応じて前記低域補間効果を変化させることも可能となる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る周波数特性変形装置は音響信号再生における歪みや音割れを改善することができ、オーディオ再生装置などに利用することができる。
　１０１　入力信号、１０２　過大入力推定部、１０３　周波数特性変形部、１０５　制御部、１０７　出力信号、５０１　スピーカ振動板変位推定部、５０２　情報、７０１　位相補正部、７０２　ＨＰＦ、７０５　第一の乗算器、７０６　第二の乗算器、７１３，２００３，２１２５，２１２６，２１２７，２２０４　加算器、９０１，２０１２　ＬＰＦ、１１０１　第一のＨＰＦ、１１０２　第二のＨＰＦ、１１０３　第三のＨＰＦ、１１０７　第一の位相補正部、１１０８　第二の位相補正部、１１０９　第三の位相補正部、１１１３　第一の乗算器、１１１４　第二の乗算器、１１１５　第三の乗算器、２００１　高調波信号生成部、２００４　低域抽出部、２００６　高調波生成部、２００８，２１１９，２１２０，２１２１，２２０１　乗算器、２０１１　差分器、２１０１　第一のＬＰＦ、２１０２　第二のＬＰＦ、２１０３　第三のＬＰＦ、２１０７　第四の位相補正部、２１０８　第五の位相補正部、２１０９　第六の位相補正部、２１１３　第１の高調波生成部、２１１４　第２の高調波生成部、２１１５　第３の高調波生成部。

Claims (11)

  1. 　対象とする信号の周波数特性を変形させるフィルタと、
    　前記対象とする信号の位相特性を補正し、前記フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、
    　前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する第一の乗算器と、
    　前記フィルタから出力された信号のゲインを調整する第二の乗算器と、
    　前記第一の乗算器のゲイン係数と第二の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように前記第一および第二の乗算器のゲイン係数を決定する係数決定部と、
    　前記第一の乗算器および第二の乗算器から出力される２つの信号を加算する加算器とを備えたことを特徴とする周波数特性変形装置。
  2. 　前記フィルタは、高域通過フィルタで構成され、
    　目標とする特性のカットオフ周波数を高くする場合には、前記係数決定部が前記第二の乗算器のゲイン係数を最大値に近づけ、目標とする特性のカットオフ周波数を低くする場合には、前記係数決定部が前記第二の乗算器のゲイン係数を０に近づけることにより目標とする特性のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項１記載の周波数特性変形装置。
  3. 　前記フィルタは、低域通過フィルタで構成され、
    　目標とする特性のカットオフ周波数を高くする場合には、前記係数決定部が前記第二の乗算器のゲイン係数を０に近づけ、目標とする特性のカットオフ周波数を低くする場合には、前記係数決定部が前記第二の乗算器のゲイン係数を最大値に近づけることにより目標とする特性のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項１記載の周波数特性変形装置。
  4. 　カットオフ周波数の異なる複数の高域通過フィルタと、前記対象とする信号の位相特性を補正し、前記各高域通過フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、前記高域通過フィルタおよび前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する複数の乗算器と、前記複数の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように各ゲイン係数を決定する係数決定部とを備え、
    　前記対象とする信号を前記複数の高域通過フィルタに通して複数のフィルタ出力信号を生成し、生成された各フィルタ出力信号の位相特性を、他の高域通過フィルタの位相特性に相当する位相補正部を用いて補正して各フィルタ出力信号の位相特性を略同一とし、目標とする特性のカットオフ周波数を低くする場合には、前記係数決定部にてカットオフ周波数の低いフィルタからの出力信号に対応する乗算器のゲイン係数を最大値に近づけ、目標とする特性のカットオフ周波数を高くする場合には、前記係数決定部にてカットオフ周波数の高いフィルタからの出力信号に対応する乗算器のゲイン係数を最大値に近づけ、前記位相補正された各フィルタ出力信号に対して、前記係数決定部が決定した各ゲイン係数により重みづけを行った後、前記加算器によって各信号を加算することで、目標とする特性のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項２記載の周波数特性変形装置。
  5. 　カットオフ周波数の異なる複数の低域通過フィルタと、前記対象とする信号の位相特性を補正し、前記各低域通過フィルタの位相特性と略同一とする位相補正部と、前記低域通過フィルタおよび前記位相補正部から出力された信号のゲインを調整する複数の乗算器と、前記複数の乗算器のゲイン係数の合計が一定値となるように各ゲイン係数を決定する係数決定部とを備え、
    　前記対象とする信号を前記複数の低域通過フィルタに通して複数のフィルタ出力信号を生成し、生成された各フィルタ出力信号の位相特性を、他の低域通過フィルタの位相特性に相当する位相補正部を用いて補正して各フィルタ出力信号の位相特性を略同一とし、目標とする特性のカットオフ周波数を低くする場合には、前記係数決定部にてカットオフ周波数の低いフィルタからの出力信号に対応する乗算器のゲイン係数を最大値に近づけ、目標とする特性のカットオフ周波数を高くする場合には、前記係数決定部にてカットオフ周波数の高いフィルタからの出力信号に対応する乗算器のゲイン係数を最大値に近づけ、前記位相補正された各フィルタ出力信号に対して、前記係数決定部が決定した各ゲイン係数により重みづけを行った後、前記加算器によって各信号を加算することで、目標とする特性のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項３記載の周波数特性変形装置。
  6. 　前記高域通過フィルタを通してカットされる低域を抽出する低域抽出部と、
    　前記低域抽出部から出力された信号の高調波を生成する高調波生成部とを備える
    ことを特徴とする請求項２記載の周波数特性変形装置。
  7. 　前記高域通過フィルタを通してカットされる低域を抽出する低域抽出部と、
    　前記低域抽出部から出力された信号の高調波を生成する高調波生成部とを備える
    ことを特徴とする請求項４記載の周波数特性変形装置。
  8. 　前記高域通過フィルタを通してカットされる低域を抽出する低域抽出部と、
    　前記低域抽出部から出力された信号の高調波を生成する高調波生成部と、
    　前記高調波生成部から出力された信号と前記高域通過フィルタから出力された信号を加算する加算器とを備え、
    　前記加算器から出力された信号のゲインを前記第二の乗算器で変化させ、前記高調波生成部から出力された信号のゲインを低域の減衰特性に応じて変化させることを特徴とする請求項２記載の周波数特性変形装置。
  9. 　前記高域通過フィルタを通してカットされる低域を抽出する低域抽出部と、
    　前記低域抽出部から出力された信号の高調波を生成する高調波生成部と、
    　前記第二の乗算器で乗じるゲイン係数を、前記高調波生成部から出力される信号に乗じる乗算器とを備え、
    　前記高調波生成部から出力された信号のゲインを低域の減衰特性に応じて変化させることを特徴とする請求項２記載の周波数特性変形装置。
  10. 　前記高域通過フィルタを通してカットされた低域を抽出する複数の低域抽出部と、
    　前記複数の低域抽出部から出力された信号の高調波を生成する複数の高調波生成部と、
    　前記高調波生成部から出力された複数の信号と前記高域通過フィルタから出力された複数の信号を加算する複数の加算器とを備え、
    　前記加算器から出力された複数の信号のゲインを請求項４記載の前記複数の乗算器で変化させ、前記高調波生成部から出力された複数の信号のゲインを低域の減衰特性に応じて変化させることを特徴とする請求項４記載の周波数特性変形装置。
  11. 　前記高域通過フィルタを通してカットされた低域を抽出する複数の低域抽出部と、
    　前記複数の低域抽出部から出力された信号の高調波を生成する複数の高調波生成部と、
    　請求項４記載の前記乗算器で乗じる複数のゲイン係数を、前記複数の高調波生成部から出力される信号に乗じる複数の乗算器とを備え、
    　前記高調波生成部から出力された複数の信号のゲインを低域の減衰特性に応じて変化させることを特徴とする請求項４記載の周波数特性変形装置。
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