WO2015063842A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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speed
motor
feedback gain
output
differential
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French (fr)
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泰史 吉浦
加来　靖彦
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株式会社安川電機
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    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
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    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements

Definitions

  • the disclosed embodiment relates to a motor control device.
  • Patent Document 1 discloses an equivalent rigid body speed which is an output speed of a motor when only an equivalent rigid system excluding the mechanical resonant system is driven based on a torque command in order to suppress the influence of the mechanical resonant system.
  • a speed feedback loop is described in which the difference speed between the equivalent rigid body speed and the motor speed is obtained, and the difference speed between the difference speed and the motor speed is fed back.
  • the above prior art can only cope with the case where the load machine is a two-inertia resonance system, and the speed loop gain is limited for the three-inertia resonance system.
  • the vibration suppression control can suppress only a narrow-band vibration component corresponding to one resonance system, which is lower for a three-inertia system having two resonance systems (two resonance bands). Even if the vibration component of the resonance system can be suppressed, it is limited by the resonance system having the higher speed loop gain setting range.
  • the present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device capable of increasing the speed loop gain even for a three-inertia mechanical resonance system. There is.
  • a motor control device for controlling a motor, which estimates and outputs an equivalent rigid body speed of the motor based on a torque command input to the motor.
  • a speed estimator for obtaining a first differential speed between the motor speed and the equivalent rigid body speed, a speed command, and a first feedback gain between the motor speed and the output of the first feedback gain.
  • a torque command generator for generating the torque command based on a speed deviation from two differential speeds; and acquiring the first differential speed in parallel with the first feedback gain and changing the frequency characteristic thereof;
  • a motor controller having a stabilizing compensator for adding to the output of the gain.
  • the speed loop gain can be increased with respect to the three-inertia mechanical resonance system.
  • FIG. 5 is a control block diagram when a differential path is provided in the control block diagram of FIG. 4.
  • FIG. 6 is a control block diagram when the differentiator in FIG. 5 is changed to an approximate differentiator.
  • FIG. 7 is a control block diagram in which the control block diagram of FIG. 6 is rewritten so as to be actually applicable.
  • FIG. 6 is a Bode diagram of frequency characteristics with a speed command as an input and a calculation result of a first adder as an output in the present embodiment. It is a figure explaining the influence of each parameter in the Bode diagram of FIG. It is an example of the frequency characteristic of the control object 1 which has a 3 inertia resonance system. It is a figure which shows the simulation result of the time response of a torque command when not performing damping control with respect to the control object. It is a figure which shows the simulation result of the time response of the torque command at the time of performing the conventional vibration suppression control with respect to the control object 1. It is a figure which shows the simulation result of the time response of a torque command at the time of performing 3 inertia damping control with respect to the control object 1.
  • FIG. It is an example of the frequency characteristic of the control object 2 which has a 3 inertia resonance system. It is a figure which shows the simulation result of the frequency characteristic of output torque when not performing damping control with respect to the control object.
  • FIG. It is an example of the frequency characteristic of the control object 4 which has a 3 inertia resonance system. It is a figure which shows the simulation result of the frequency characteristic of output torque when not performing damping control with respect to the control object. It is a figure which shows the simulation result of the frequency characteristic of the output torque at the time of performing the conventional vibration suppression control with respect to the control object 4.
  • FIG. It is an example of the frequency characteristic of the control object 5 which has a 4 inertia resonance system. It is a figure which shows the simulation result of the time response of a torque command when not performing damping control with respect to the control object. It is a figure which shows the simulation result of the time response of the torque command at the time of performing the conventional vibration suppression control with respect to the control object 5.
  • FIG. 1 shows a simplified model in which the host controller, the position control feedback loop, the current control feedback loop, and the like are omitted as much as possible in order to avoid the complexity of the illustration.
  • the motor control device 100 of the present embodiment includes a first subtracter 1, a torque command generator 2, a torque command filter 3, a motor model 4, a load machine model 5, and a speed estimator 6.
  • the “gain” in the first feedback gain K d1 means a function as an amplifier that simply amplifies and outputs an input signal at a constant amplification factor, and in the mathematical sense as a transfer function, the above amplification. It is treated as a coefficient (multiplication coefficient) corresponding to the rate (the same applies to “gains” such as other feedback gains, loop gains, and adjustment gains).
  • the first subtracter 1 subtracts a second differential speed, which will be described later, from a speed command input from a position control loop (not shown) or a commander, and obtains its deviation. This deviation is multiplied by the torque command generator 2 including the speed loop gain Kv, and a value passed through the torque command filter 3 for removing a high-frequency noise component due to sampling or the like is output as a torque command.
  • the load machine model 5 is a mathematical model of a three-inertia resonance load machine connected to a motor. Specifically, the load machine model 5 is a model in which a first resonance point model 51, a first antiresonance point model 52, a second resonance point model 53, and a second antiresonance point model 54 are multiplied in series. .
  • the motor speed is output with a resonance characteristic affected by the load machine model 5.
  • the torque command is also input to the speed estimator 6 on the other hand.
  • the speed estimator 6 includes an equivalent rigid body characteristic unit 61 including the reciprocal of the moment of inertia J ′ of the motor rotor which is an equivalent rigid system, a speed adder 62, an integrator 63, and an adjustment gain Ks. Yes.
  • a torque command input to the speed estimator 6 is input to the equivalent rigid body characteristic unit 61, and a first differential speed described later is input to the adjustment gain Ks.
  • the speed adder 62 adds the output of the equivalent rigid body characteristic unit 61 and the adjustment gain Ks, and the integrator 63 integrates this to output the equivalent rigid body speed.
  • the equivalent rigid body speed output in this way corresponds to a virtual motor speed estimated to be output when only the motor to which the torque command is input is driven (when the load machine model 5 is not connected).
  • the second subtractor 7 subtracts the equivalent rigid body speed from the motor speed to calculate a first differential speed between them.
  • This first differential speed is input to the adjustment gain Ks of the speed estimator 6 and also to the phase compensator 8.
  • the phase compensator 8 has a series combination of a high-pass filter 81 and a low-pass filter 82, and the phase of the first differential velocity is adjusted by the phase compensator 8.
  • the first differential velocity output from the phase compensator 8 is input (acquired) to the first feedback gain K d1 and the stabilization compensator 9, respectively.
  • the stabilization compensator 9 has a series combination of an approximate differentiator 91 and a second feedback gain Kd2 . The function of the stabilization compensator 9 will be described later in detail.
  • the first adder 10 adds the output of the first feedback gain K d1 and the output of the stabilization compensator 9.
  • the third subtractor 11 subtracts the output of the first adder 10 from the motor speed to calculate a second differential speed between them.
  • the first subtracter 1 subtracts the second differential speed from the speed command to obtain a deviation.
  • FIG. 2 shows a control block diagram of a control system model for performing conventional vibration suppression control.
  • This conventional control model is obtained by removing the stabilizing compensator 9 and the first adder 10 from the control model of the present embodiment. That is, the first differential speed output from the phase compensator 8 is input only to the first feedback gain K d1 , and the third subtractor 11 determines the second difference between the motor speed and the output of the first feedback gain K d1. Calculate the speed.
  • This conventional control system model includes a speed control feedback loop in which the torque command generator 2 generates a torque command based on a speed deviation between the speed command and the motor speed and inputs the torque command to the motor model 4.
  • the vibration component due to the mechanical resonance of the load machine is superimposed on the motor speed. End up.
  • This vibration component is an amplification of only the mechanical resonance frequency component (that is, the gain is increased), and the phase of the mechanical resonance portion changes greatly. Therefore, when this is fed back to the speed feedback loop, the control system The entire operation becomes unstable (oscillation occurs). In order to avoid this, the setting range of the speed loop gain Kv is limited by the frequency of mechanical resonance.
  • vibration suppression control for suppressing mechanical resonance of the load machine is performed on the speed feedback loop in order to improve the setting range of the speed loop gain Kv.
  • the speed estimator 6 first estimates and outputs the equivalent rigid body speed of the motor based on the torque command.
  • This equivalent rigid body speed corresponds to the output speed of the motor when only the equivalent rigid system of the motor model 4 excluding the mechanical resonance system of the load machine is driven for the same torque command.
  • the first differential speed between the equivalent rigid body speed and the actually detected motor speed corresponds to the vibration component itself due to the mechanical resonance of the load machine.
  • the second differential speed obtained by multiplying this by the first feedback gain K d1 and subtracting from the motor speed becomes a feedback signal that increases the attenuation of the vibration characteristic of the mechanical resonance, and generates a torque command based on the speed deviation between this and the speed command.
  • the speed feedback loop can be stabilized by the unit 2 generating the torque command. That is, since the influence of mechanical resonance of the load machine can be suppressed in the control system, the speed loop gain Kv can be set large, and the response speed can be improved.
  • the conventional vibration damping control can only deal with a two-inertia resonance system having only one elastic element in the load machine, and a three-inertia resonance system having two elastic elements, that is, an antiresonance point and a resonance point
  • the speed loop gain Kv is limited for a resonance system having two sets. This is because the vibration suppression control can suppress only the vibration component in the band corresponding to one resonance system, and one resonance system for a three-inertia system having two resonance systems (two resonance bands). Even if this vibration component can be suppressed, the setting range of the speed loop gain Kv is limited by the other resonance system.
  • a path portion that outputs the second differential speed that is, a path portion that includes the speed estimator 6, the second subtractor 7, the phase compensator 8, and the first feedback gain Kd1 is divided into two.
  • a configuration in which the components are arranged in parallel and suppress vibration components of the resonance system individually in each path portion is conceivable. However, even with this configuration, the effect of suppressing the vibration component cannot be sufficiently obtained.
  • the transfer function of the closed loop from the speed deviation to the motor speed is as follows. ... (2) here, ... (3) ... (4) ... (5) ... (6) It is.
  • the quadratic term in the characteristic polynomial of the fourth term on the right side of the equation (2) does not change by the conventional vibration damping control. For this reason, in the conventional vibration damping control, complete damping cannot be given to the three-inertia resonance system (there is a mechanical system that cannot be stabilized).
  • the simplest possible method is to input a signal obtained by differentiating or integrating the output of the conventional vibration suppression control in parallel with the output of the conventional vibration suppression control.
  • the differentiated signal affects the second-order and fourth-order coefficients with respect to the characteristic polynomial of the fourth term on the right side of Equation (2), and the integrated signal becomes the characteristic polynomial of the fourth term on the right side of Equation (2).
  • it affects the zeroth order (constant term) and second order coefficients. In either case, the second order coefficient is affected, but it is desired to avoid affecting the constant term. Therefore, in this embodiment, a differential signal is adopted. That is, a differential path is added as shown in FIGS.
  • the open loop transfer function from the speed deviation to the output of the vibration suppression control unit (the sum of the outputs of the first differential speed multiplied by the first feedback gain Kd1 and the second feedback gain Kd2 ) is It becomes like the following formula. ... (7) Therefore, the transfer function of the closed loop from the speed deviation to the motor speed is as follows. ... (8) ... (8 ') here, ... (9) (10) (11) (12) (13) It is.
  • Equation (14) when K d2 Kv is greater than 1, (1 / K d2 Kv) ⁇ 1 becomes negative, so the numerator term in equation (14) becomes smaller. That is, the quadratic term in the characteristic polynomial of the fourth term on the right side of Equation (8 ′) becomes small. Usually, since Kv >> 1, it is very difficult to adjust Kd2 as it is.
  • Equation (14) is considered to have occurred because Kv and Kd2 are included in the highest order term a 4 ′ in terms of expansion of the equation.
  • equation (14) is considered to have occurred because Kv and Kd2 are included in the highest order term a 4 ′ in terms of expansion of the equation.
  • FIG. 5 is changed to FIG.
  • the open loop transfer function from the speed deviation to the output of the vibration suppression control unit (the sum of the outputs obtained by multiplying the first differential speed by K d1 and K d2 ) is as follows: ... (15) Therefore, the transfer function of the closed loop from the speed deviation to the motor speed is as follows. ... (16) here, ... (17) ... (18) ... (19) ... (20) (21) It is. In Equation (16), the fifth-order coefficient of the denominator of the fourth term on the right side is 1, so the above problem does not occur.
  • the control block that can be actually applied is the control system model of the present embodiment shown in FIG. That is, as shown in the figure, the equivalent rigid body velocity is estimated by the velocity estimator 6. Further, as can be seen from FIG. 1, the control system model of this embodiment is a signal obtained by branching a signal from the output of the phase compensator 8 of the conventional vibration suppression control and multiplying the signal by the first feedback gain K d2 through the approximate differentiator 91. Is added to the output of the conventional vibration suppression control. Thereby, the configuration of the control block of the present embodiment shown in FIG. 1 can perform appropriate vibration suppression control for the three-inertia resonance system. Although FIG. 1 shows speed P control, the same effect can be obtained even when an integrator is added to the speed control feedback loop or when position control is performed (not shown).
  • the speed estimator 6 and the second subtractor 7 integrated with each other can be regarded as a speed observer 12 that receives a torque command and a motor speed and outputs a first differential speed. If the control block in the speed observer 12 is modified, FIG. 1 can be rewritten as shown in FIG. As can be seen from FIG. 7, the first differential velocity output from the velocity observer 12 is obtained by passing the primary high-pass filter 13 to the differential velocity necessary for the vibration damping principle (the output signal u of the second subtractor 7 in the figure). It can be regarded as a signal.
  • the frequency characteristic of this conventional vibration suppression control is a symmetrical mountain-shaped curve when viewed in terms of gain, and decreases with a gentle curve when viewed in terms of phase.
  • the gain is controlled over the wide band on the right side of the peak shape, that is, on the high frequency side. The gain is higher than the vibration control, and the phase delay is reduced.
  • FIG. 9 which is a Bode diagram with the same frequency characteristics
  • the frequency around 0 ° is the frequency at which vibration can be most suppressed.
  • the phase characteristic changes with the cutoff frequency of the speed estimator 6.
  • the phase characteristics of the cutoff frequency can be varied with the adjustment gain Ks. Since it is desirable that the gain is high near the phase 0 °, the phase adjuster is adjusted so that the gain characteristic becomes a hill shape near the phase 0 °. In the figure, the adjustment gain Ks is fixed to about 200 Hz.
  • the height of the peak curve of the gain can be adjusted and set by the first feedback gain Kd1 .
  • the degree to which the gain increases on the high frequency side from the peak of the peak curve of the gain and the degree to which the phase change decreases on the high frequency side from the vicinity of phase 0 of the gentle phase curve is adjusted by the second feedback gain K d2 .
  • a wide effective band capable of removing vibration components can be set (the phase is allowed to be within about ⁇ 20 ° empirically).
  • the vibration component can be appropriately suppressed, that is, the speed feedback gain Kv is set to be large accordingly and the response is made. Can be increased.
  • the cutoff frequency of the phase adjustment high-pass filter 81 in the phase adjuster 8 is set lower than the adjustment gain Ks, and the cutoff frequency of the phase adjustment low-pass filter 82 is set higher than the adjustment gain Ks.
  • FIG. 10 to FIG. 39 show that the conventional vibration suppression control is performed when the vibration suppression control is not performed, the conventional vibration suppression control is performed, and the control object of five specific examples each having a resonance system. Comparisons of simulation results are shown in the case of heavy use and in the case of performing the vibration suppression control of the present embodiment.
  • FIG. 10 shows an example of frequency characteristics of the controlled object 1 (load machine model 5) having a three-inertia resonance system.
  • FIG. 17 is a control in which the attenuation coefficient of each of the first resonance point model 51, the second antiresonance point model 54, and the second resonance point model 53 is changed to 0 with respect to the frequency characteristic of the controlled object 1 shown in FIG.
  • the frequency characteristic of the object 2 is shown.
  • FIG. 22 shows that the second antiresonance point ⁇ a2 is set to 230 Hz, the second resonance point ⁇ r2 is set to 260 Hz, the first resonance point model 51 and the second antiresonance with respect to the frequency characteristic of the controlled object 1 shown in FIG.
  • FIG. 26 shows that the attenuation coefficient of each of the first resonance point model 51 and the second resonance point model 53 is 0.005 with respect to the frequency characteristic of the controlled object 1 shown in FIG.
  • the frequency characteristic of the control object 4 in which the attenuation coefficient is changed to 0 is shown.
  • FIG. 31 shows that the second antiresonance point ⁇ a2 is set to 230 Hz, the second resonance point ⁇ r2 is set to 260 Hz, the first resonance point model 51 and the second resonance point with respect to the frequency characteristic of the controlled object 1 shown in FIG.
  • the attenuation coefficient of the model 53 is changed to 0.001
  • the attenuation coefficient of the second antiresonance point model 54 is changed to 0, and the third antiresonance point model whose antiresonance point is 729 Hz and the resonance point are 778 Hz.
  • the frequency characteristic of the controlled object 5 to which the third resonance point model is added is shown (the third antiresonance point model and the third resonance point model are not shown).
  • FIGS. 11 to 16 show the case where the vibration suppression control is not performed (FIGS. 11 and 14) and the case where the conventional vibration suppression control is performed (FIGS. 12 and 15). ), And the three-inertia damping control of this embodiment (FIGS. 13 and 16), the simulation results of the time response of each torque command and the frequency characteristics of the output torque are shown.
  • FIG. 18 to 21 show the case where the vibration suppression control is not performed (FIG. 18), the case where the conventional vibration suppression control is performed (FIG. 19), and the case where the frequency characteristic control target 2 in FIG.
  • FIG. 23 to 25 show a case where the vibration suppression control is not performed on the control target 3 having the frequency characteristics shown in FIG. 22 (FIG. 23), a case where the conventional vibration suppression control is performed (FIG. 24), and the present embodiment.
  • the simulation results of the frequency characteristics of the respective output torques when the three-inertia damping control is performed (FIG. 25) are shown.
  • FIG. 27 to 30 show the case where the vibration suppression control is not performed (FIG. 27), the case where the conventional vibration suppression control is performed (FIG. 28), and the case where the frequency characteristic control target 4 shown in FIG.
  • the simulation results of the frequency characteristics of the respective output torques when the control is performed in a double manner (FIG. 29) and when the three-inertia damping control of the present embodiment is performed (FIG. 30) are shown.
  • FIG. 32 to 39 show the case where the vibration suppression control is not performed on the control target 5 having the frequency characteristics shown in FIG. 31 (FIGS. 32 and 36) and the case where the conventional vibration suppression control is performed (FIGS. 33 and 37). ), When the conventional vibration damping control is performed in a double manner (FIGS. 34 and 38), and when the three-inertia vibration damping control according to the present embodiment is performed (FIGS. 35 and 39), The time response and the simulation result of the frequency characteristic of output torque are shown.
  • both the conventional vibration suppression control and the three-inertia vibration suppression control of this embodiment have some degree of vibration suppression effect, but there is not much difference between them. can not see.
  • the control object 2 in FIG. 17 sufficient vibration suppression effect cannot be obtained by the conventional vibration suppression control and the double conventional vibration suppression control. The difference in effect between them is clearly seen. Further, a slight difference in effect is seen in the frequency characteristics of the motor torque for the control target 3 in FIG. 22 (see the locations in the ellipses in FIGS. 24 and 25).
  • the control object 4 in FIG. 26 is applied with the 3-inertia damping control of this embodiment while suppressing vibration.
  • the position loop gain Kp and the speed loop gain Kv can be set larger than the type damping control and the double conventional type damping control (the gain 85 is changed to the gain 120). Further, neither the conventional vibration suppression control nor the double conventional vibration suppression control is completely controlled for the control object 5 having the four-inertia resonance system shown in FIG. 31 (particularly FIG. 37 and FIG. However, it can be seen that the 3-inertia damping control of this embodiment has a sufficient damping effect and functions effectively.
  • the principle of the present embodiment has been theoretically explained using a three-inertia system as an example, but as can be seen from the simulation results of FIGS. The morphological technique is effective. That is, by adjusting Ks, Kd1, and Kd2 as illustrated in FIG.
  • Ks, Kd1, and Kd2 are adjusted so that the vibration frequency to be damped is within the effective range (within about ⁇ 20 °) of the vibration damping control shown in FIG.
  • the first differential speed is further input in parallel with the first feedback gain K d1 to change the frequency characteristic of the conventional vibration damping control, and the first feedback gain K
  • the stabilization compensator 9 to be added to the output of d1 , it is possible to widen the band of vibration components that can suppress the vibration suppression control (see FIGS. 8 and 9).
  • the vibration components of the two resonance systems having close bands can be suppressed, that is, the influence of the mechanical resonance can be suppressed even for the three-inertia system, so that the speed loop gain Kv can be further increased.
  • vibration components of a plurality of resonance systems can be suppressed even for a multi-inertia system having three or more inertias, and the speed loop gain Kv can be further increased.
  • the stabilization compensator 9 increases the gain of the frequency component equal to or higher than the cut-off frequency of the speed estimator 6 at the first differential speed, and performs the first addition from the differential speed u of the vibration suppression principle.
  • the frequency characteristic in the path to the output signal y of the device 10 the frequency characteristic is changed so that the phase change in the frequency band related to vibration suppression is reduced (the phase is brought close to zero).
  • the main band in which the vibration suppression control of the conventional type can suppress the vibration component is only the band near the cutoff frequency of the speed estimator 6.
  • the stabilization compensator 9 increases the gain of the frequency component equal to or higher than the cutoff frequency of the speed estimator 6 at the first differential speed (the gain on the Bode diagram, that is, the amplitude ratio) to increase the differential speed of the damping principle.
  • the damping control is performed by the cutoff frequency of the speed estimator 6. The vibration component can be suppressed even in the above wide band.
  • the stabilization compensator 9 has a series combination of a differentiator (that is, a first-order s) and a second feedback gain K d2 , thereby increasing the gain of a component having a predetermined frequency or more,
  • a differentiator that is, a first-order s
  • K d2 second feedback gain
  • the stabilization compensator 9 has a transfer function with the torque command generator 2, the speed estimator 6, the first feedback gain K d1 , the motor model 4, and the three inertia resonance driven by the motor.
  • a phase adjustment high-pass filter 81 and a phase adjustment low-pass filter 82 for adjusting the phase of the first differential velocity before being input to the first feedback gain K d1 are provided.
  • the phase of the vibration component to be controlled by the vibration suppression control can be adjusted, and the influence of mechanical resonance can be further suppressed functionally.
  • the cutoff frequency of the speed estimator 6 and the cutoff frequencies of the phase adjustment high-pass filter 81 and the phase adjustment low-pass filter 82 are reduced from approximately 1 ⁇ 2 to approximately 3 of the frequency to be controlled. It can be adjusted. If the second feedback gain Kd2 is adjusted excessively, the vibration frequency phase that has been suppressed by the vibration suppression control is shifted and the vibration suppression effect is reduced. However, by adjusting the cutoff frequency of the speed estimator 6 and the cutoff frequencies of the phase adjustment high-pass filter 81 and the phase adjustment low-pass filter 82 from approximately 1 ⁇ 2 to approximately 3 of the frequency to be controlled, again. It can recover the phase and maintain the vibration control effect.

Abstract

【課題】３慣性の機械共振系に対しても速度ループゲインを高ゲイン化する。 【解決手段】モータを制御するためのモータ制御装置１００であって、モータモデル４に入力するトルク指令に基づいてモータの等価剛体速度である等価剛体速度を出力する速度推定器６と、モータ速度と等価剛体速度との間の第１差速度を入力する第１フィードバックゲインＫｄ１と、速度指令と、モータ速度と第１フィードバックゲインＫｄ１の出力との間の第２差速度との速度偏差に基づいてトルク指令を生成するトルク指令生成部２と、第１フィードバックゲインＫｄ１と並列に第１差速度を入力してその周波数特性を変更し、第１フィードバックゲインＫｄ１の出力に加算する安定化補償器９と、を有する。

Description

モータ制御装置
　開示の実施形態は、モータ制御装置に関する。
　特許文献１には、機械共振系の影響を抑制するために、トルク指令に基づいて負荷機械のうち機械共振系を除いた等価剛体系だけを駆動した場合のモータの出力速度である等価剛体速度を推定し、この等価剛体速度とモータ速度との間の差速度を求め、さらにこの差速度とモータ速度との間の差速度を帰還させる速度フィードバックループが記載されている。
特許第３１８９８６５号
　しかしながら、上記従来技術では、負荷機械が２慣性の共振系である場合にしか対応できず、３慣性の共振系に対しては速度ループゲインが制限されてしまう。これは、上記制振制御が１つの共振系に対応する狭い帯域の振動成分だけしか抑制できないためであり、２つの共振系（２つの共振帯域）を有する３慣性系に対しては低い方の共振系の振動成分は抑制できても速度ループゲインの設定範囲が高い方の共振系で制限されてしまう。
　本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、３慣性の機械共振系に対しても速度ループゲインを高ゲイン化できるモータ制御装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、モータを制御するためのモータ制御装置であって、前記モータに入力するトルク指令に基づいて前記モータの等価剛体速度を推定し出力する速度推定器と、モータ速度と前記等価剛体速度との間の第１差速度を取得する第１フィードバックゲインと、速度指令と、前記モータ速度と前記第１フィードバックゲインの出力との間の第２差速度との速度偏差に基づいて前記トルク指令を生成するトルク指令生成部と、前記第１フィードバックゲインと並列に前記第１差速度を取得してその周波数特性を変更し、前記第１フィードバックゲインの出力に加算する安定化補償器と、を有するモータ制御装置が提供される。
　本発明によれば、３慣性の機械共振系に対して速度ループゲインを高ゲイン化できる。
実施形態のモータ制御装置全体の制御系モデルを表す制御ブロック図である。 従来型のモータ制御装置全体の制御系モデルを表す制御ブロック図である。 従来型の制振制御を２重に備えたモータ制御装置全体の制御系モデルを表す制御ブロック図である。 本実施形態の制振制御の原理を説明するために総慣性モーメントを１とした場合の制御ブロック図である。 図４の制御ブロック図に微分パスを設けた場合の制御ブロック図である。 図５の微分器を近似微分器に変更した場合の制御ブロック図である。 図６の制御ブロック図を実際に適用可能に書き直した制御ブロック図である。 本実施形態において速度指令を入力とし、第１加算器の算出結果を出力とした周波数特性のボード線図である。 図８のボード線図における各パラメータの影響を説明する図である。 ３慣性共振系を有する制御対象１の周波数特性の一例である。 制御対象１に対して制振制御を行わない場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象１に対して従来型制振制御を行った場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象１に対して３慣性制振制御を行った場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象１に対して制振制御を行わない場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象１に対して従来型制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象１に対して３慣性制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 ３慣性共振系を有する制御対象２の周波数特性の一例である。 制御対象２に対して制振制御を行わない場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象２に対して従来型制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象２に対して従来型制振制御を２重で行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象２に対して３慣性制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 ３慣性共振系を有する制御対象３の周波数特性の一例である。 制御対象３に対して制振制御を行わない場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象３に対して従来型制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象３に対して３慣性制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 ３慣性共振系を有する制御対象４の周波数特性の一例である。 制御対象４に対して制振制御を行わない場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象４に対して従来型制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象４に対して従来型制振制御を２重で行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象４に対して３慣性制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 ４慣性共振系を有する制御対象５の周波数特性の一例である。 制御対象５に対して制振制御を行わない場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して従来型制振制御を行った場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して従来型制振制御を２重で行った場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して３慣性制振制御を行った場合のトルク指令の時間応答のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して制振制御を行わない場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して従来型制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して従来型制振制御を２重で行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 制御対象５に対して３慣性制振制御を行った場合の出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
　以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
＜本実施形態の制御系モデル＞
　まず、図１を用いて、一実施の形態に係るモータ制御装置の制御系モデルの概略的な構成について説明する。なお、この図１の制御ブロック図は、後述する３慣性共振系の制御対象モデル（負荷機械モデル）も含めて伝達関数形式で表しており、当該モータ制御装置が備えるＣＰＵ（演算装置；特に図示せず）がそれぞれソフトウェア処理の実行により実現する機能ブロックの集合で示している。またこの図１は、図示の煩雑を避けるために、上位制御装置や位置制御用フィードバックループや電流制御用フィードバックループなどをできるだけ省略して簡略化したモデルで表している。
　この図１において、本実施形態のモータ制御装置１００は、第１減算器１と、トルク指令生成部２と、トルク指令フィルタ３と、モータモデル４と、負荷機械モデル５と、速度推定器６と、第２減算器７と、位相補償器８と、第１フィードバックゲインＫｄ１と、安定化補償器９と、第１加算器１０と、第３減算器１１とを有している。なお、上記第１フィードバックゲインＫｄ１における「ゲイン」とは、入力信号を一定の増幅率で単純に増幅して出力する増幅器としての機能を意味し、また伝達関数としての数学的意味合いでは上記増幅率に相当する係数（乗算係数）として扱われる（他のフィードバックゲイン、ループゲイン、及び調整ゲイン等の「ゲイン」についても同様）。
　第１減算器１は、特に図示しない位置制御ループまたは指令器から入力された速度指令から、後述する第２差速度を減算してその偏差を求める。この偏差は速度ループゲインＫｖを含むトルク指令生成部２に乗算され、さらにサンプリング等による高周波のノイズ成分を除去するためのトルク指令フィルタ３に通した値をトルク指令として出力される。
　このトルク指令は、モータモデル４に入力され、さらにその出力が負荷機械モデル５に入力されてモータ速度を出力する。負荷機械モデル５は、モータに連結された３慣性共振系の負荷機械の数学的モデルである。具体的にこの負荷機械モデル５は、第１共振点モデル５１と、第１反共振点モデル５２と、第２共振点モデル５３と、第２反共振点モデル５４を直列に乗算したモデルである。モータ速度は、この負荷機械モデル５の影響を受けた共振特性を有して出力される。
　また上記トルク指令は、他方で速度推定器６にも入力される。この速度推定器６は、等価剛体系であるモータ回転子の慣性モーメントＪ′の逆数を含む等価剛体特性器６１と、速度加算器６２と、積分器６３と、調整ゲインＫｓとを有している。速度推定器６に入力されたトルク指令が等価剛体特性器６１に入力され、後述する第１差速度が調整ゲインＫｓに入力される。速度加算器６２が等価剛体特性器６１と調整ゲインＫｓの出力を加算し、これを積分器６３が積分して等価剛体速度を出力する。このように出力された等価剛体速度は、上記トルク指令を入力されたモータだけを駆動する場合（負荷機械モデル５を連結しない場合）に出力すると推定される仮想のモータ速度に相当する。
　第２減算器７は、モータ速度から等価剛体速度を減算してそれらの間の第１差速度を算出する。この第１差速度は、上記速度推定器６の調整ゲインＫｓに入力されるとともに、位相補償器８にも入力される。この位相補償器８は、１組のハイパスフィルタ８１とローパスフィルタ８２の直列結合を有しており、第１差速度は当該位相補償器８によって位相が調整される。
　位相補償器８から出力された第１差速度は、第１フィードバックゲインＫｄ１と、安定化補償器９にそれぞれ入力（取得）される。安定化補償器９は、近似微分器９１と第２フィードバックゲインＫｄ２の直列結合を有している。この安定化補償器９の機能については、後に詳述する。
　第１加算器１０は、第１フィードバックゲインＫｄ１の出力と安定化補償器９の出力を加算する。第３減算器１１は、モータ速度から第１加算器１０の出力を減算してそれらの間の第２差速度を算出する。そして上記第１減算器１は、速度指令からこの第２差速度を減算して偏差を求める。
＜従来型の制御系モデルとその作動＞
　次に、従来型の制振制御を行う制御系モデルの制御ブロック図を図２に示す。この従来型の制御モデルは、上記本実施形態の制御モデルから安定化補償器９と第１加算器１０を除いたものである。つまり、位相補償器８から出力された第１差速度が第１フィードバックゲインＫｄ１だけに入力され、第３減算器１１がモータ速度と第１フィードバックゲインＫｄ１の出力との間の第２差速度を算出する。
　この従来型の制御系モデルは、速度指令とモータ速度との速度偏差に基づいてトルク指令生成部２がトルク指令を生成してモータモデル４に入力する速度制御用フィードバックループを備えている。もしモータが駆動する負荷機械において、駆動力の伝達経路中に弾性要素（この例の３慣性共振系）が存在する場合には、当該負荷機械の機械共振による振動成分がモータ速度に重畳してしまう。制御系全体の応答速度を向上させるにはトルク指令生成部２中の速度ループゲインＫｖを上げる必要があるが、これを上記の機械共振（反共振点、共振点）の周波数以上に上げると当該機械共振の振動成分がモータ速度に顕著に出現してしまう。この振動成分は、機械共振の周波数成分だけを特に増幅したもの（つまりゲインを大きくしたもの）であり、また機械共振部分の位相は大きく変化するため、これを速度フィードバックループに帰還させると制御系全体の動作が不安定となる（発振などが生じる）。これを回避するため、機械共振の周波数で速度ループゲインＫｖの設定範囲が制限されてしまう。
　そこで図示する従来型の制御系モデルでは、速度ループゲインＫｖの設定範囲を向上するために速度フィードバックループに対して負荷機械の機械共振を抑制するための制振制御を行っていた。この制振制御では、まず速度推定器６が上記のトルク指令に基づいてモータの等価剛体速度を推定し出力する。この等価剛体速度は、同じトルク指令に対して負荷機械の機械共振系を除いたモータモデル４の等価剛体系だけを駆動した場合のモータの出力速度に相当する。この等価剛体速度と実際に検出されたモータ速度との間の第１差速度は負荷機械の機械共振による振動成分そのものに相当する。これに第１フィードバックゲインＫｄ１を乗算してモータ速度から減算した第２差速度は機械共振の振動特性の減衰を増加する帰還信号となり、これと速度指令との速度偏差に基づいてトルク指令生成部２がトルク指令を生成することで速度フィードバックループを安定化できる。すなわち、制御系において負荷機械の機械共振の影響を抑制できるため、速度ループゲインＫｖを大きく設定でき、応答速度を向上できる。
　しかしながら、上記従来の制振制御では、負荷機械において弾性要素が１カ所だけ備える２慣性の共振系にしか対応できず、弾性要素を２カ所備える３慣性の共振系、つまり反共振点と共振点を２組有する共振系に対しては速度ループゲインＫｖが制限されてしまう。これは、上記制振制御が１つの共振系に対応する帯域の振動成分だけしか抑制できないためであり、２つの共振系（２つの共振帯域）を有する３慣性系に対しては一方の共振系の振動成分は抑制できても速度ループゲインＫｖの設定範囲がもう一方の共振系で制限されてしまう。
　この対策として、図３に示すように第２差速度を出力する経路部分、つまり速度推定器６、第２減算器７、位相補償器８、及び第１フィードバックゲインＫｄ１からなる経路部分を２重に並列化して備え、各経路部分で個別に共振系の振動成分を抑制する構成が考えられる。しかしながら、この構成によっても振動成分の抑制効果が十分に得られない。
＜本実施形態の制御原理＞
　以下に、３慣性共振系に対する本実施形態の制振制御（図１参照）の原理について説明する。２慣性系に対して従来型制振制御（図２参照）を適用すると、従来型型制振制御によって形成される閉ループは、共振部の減衰係数を増やすように振る舞う。まず最初に、３慣性系に対して従来型制振制御を適用した場合に、どのように振る舞いが変化するかについて示す。
　原理を簡潔に説明するため、仮想的な信号である等価剛体速度が検出可能と仮定している。検討を行うために、図４のような３慣性系を含む速度Ｐ制御（速度比例制御）を考える。図４では、簡単のためにモータモデル４′の総慣性モーメント（Ｊ）を「１」としている。また図４中において、図１に示す部位と同等のものには同じ符号を付している。速度偏差から制振制御部の出力（第１差速度にフィードバックゲインＫｄをかけた出力）までの開ループの伝達関数は、次式のようになる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
・・・（１）
　したがって、速度偏差からモータ速度までの閉ループの伝達関数は、次式のようになる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
・・・（２）
　ここで、
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
・・・（３）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
・・・（４）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
・・・（５）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
・・・（６）
である。式（４）から分かるように、式（２）の右辺第４項の特性多項式中の２次項は従来型制振制御によって変化しない。このことから、従来型制振制御では、３慣性共振系に完全な減衰を付与することはできない（安定化できない機械系が存在する。）
　以上の結果より、式（２）の右辺第４項の特性多項式中の１～３次項全てにダンピングゲインＫｄが入れば３慣性共振系に完全な減衰を付与することができる。考えうる最も簡単な方法は、従来型制振制御の出力を微分または積分した信号を従来型制振制御の出力に並列に入力することである。微分した信号は、式（２）の右辺第４項の特性多項式に対して２次と４次の係数に影響を与え、積分した信号は、式（２）の右辺第４項の特性多項式に対して０次（定数項）と２次の係数に影響する。いずれの場合も２次の係数に影響するが、定数項に影響を与えることは避けたいため、本実施形態では微分信号を採用することにする。すなわち、図４から図５のように微分のパスを追加する。
　図５において、速度偏差から制振制御部の出力（第１差速度に第１フィードバックゲインＫｄ１と第２フィードバックゲインＫｄ２をかけた各々の出力の和）までの開ループの伝達関数は、次式のようになる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009

　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010

・・・（７）
　したがって、速度偏差からモータ速度までの閉ループの伝達関数は、次式のようになる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011

　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
・・・（８）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
・・・（８′）
　ここで、
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
・・・（９）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
・・・（１０）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
・・・（１１）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
・・・（１２）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
・・・（１３）
である。
　式（１０）～式（１２）より、式（８）の右辺第４項の特性多項式中の１～３次項にＫｄ１またはＫｄ２が含まれていることが分かる。このことから、図５の制御ブロックは３慣性共振系に対して完全な減衰を付与できる可能性がある。しかし、式（９）より分かるように、図５の制御ブロックでは、式（８）の右辺第４項の特性多項式中の４次項（最高次の項）にも係数が含まれる。その影響を検討するために、式（８）を式（８）′のように変形する。
　式（８）′の右辺第４項の特性多項式中の２次項に着目する。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019

であるので、ａ２′／ａ４′は次式のように近似的に変形することができる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
・・・（１４）
　式（１４）より分かるように、Ｋｄ２Ｋｖが1より大きくなると（１／Ｋｄ２Ｋｖ）－１が負となるので、式（１４）の分子の項が小さくなる。すなわち、式（８′）の右辺第４項の特性多項式中の２次項は小さくなる。通常、Ｋｖ＞＞１なので、このままではＫｄ２の調整が非常に難しくなる。
　そのため、更なる変形を考える。式（１４）の関係は、式の展開上、最高次の項であるａ４′にＫｖとＫｄ２を含むため生じたと考えられる。ここまでの検討により、式（８）の右辺第４項の特性多項式中の最高次の項の係数が「１」になれば上記の不都合はなくなると考えられる。実現手段として、微分器９１′を１次の近似微分器９１に変更することを考える。すなわち、図５を図６のように変更する。
　図６において、速度偏差から制振制御部の出力（第１差速度にＫｄ１とＫｄ２をかけた各々の出力の和）までの開ループの伝達関数は、次式のようになる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021

　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022

・・・（１５）
　したがって、速度偏差からモータ速度までの閉ループの伝達関数は、次式のようになる。
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023

　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024

・・・（１６）
　ここで、
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
・・・（１７）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
・・・（１８）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027

・・・（１９）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028
・・・（２０）
　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029
・・・（２１）
である。式（１６）において、右辺第４項の分母の５次の係数は１となっているので、前述の問題は発生しない。
　式（１７）～式（２０）より、式（１６）の右辺第４項の特性多項式中の１～４次項にＫｄ１またはＫｄ２が含まれていることが分かる。このことから、図６の制御ブロックは３慣性共振系に対して完全な減衰を付与できる可能性がある（「可能性がある」としているのは、厳密には、４つの次数に対しては、４つの係数が独立に設定できる必要があるため）。
　以上の検討結果に基づいて、実際に適用可能な制御ブロックは上記図１に示した本実施形態の制御系モデルとなる。すなわち図中に示すように、等価剛体速度は速度推定器６で推定される。また図１から分かるように、本実施形態の制御系モデルは、従来型制振制御の位相補償器８の出力から信号を分岐し、近似微分器９１を通して第１フィードバックゲインＫｄ２を乗じた信号を従来型制振制御の出力に加算している。これにより、図１に示した本実施形態の制御ブロックの構成が３慣性共振系に対して適正な制振制御を行える。なお、図１は速度Ｐ制御としているが、速度制御用フィードバックループに積分器が追加された場合や位置制御になった場合でも同様の効果を得ることができる（図示省略）。
＜シミュレーションによる効果の確認＞
　本実施形態による効果を、図８～図３９のシミュレーション結果で示す。まず図１の制御系モデルにおいて、速度推定器６と第２減算器７を一体としたものは、トルク指令とモータ速度を入力として第１差速度を出力する速度オブザーバ１２と見なすことができる。この速度オブザーバ１２内の制御ブロックを変形すると、図１は図７のように書き直すことができる。この図７から分かるように、速度オブザーバ１２が出力する第１差速度は、制振原理で必要な差速度（図中の第２減算器７の出力信号ｕ）に１次ハイパスフィルタ１３を通した信号とみなせる。この制振原理の差速度ｕから第１加算器１０の出力信号ｙまでの経路における周波数特性（第１差速度の生成点から第１フィードバックゲインの出力と安定化補償器の出力との加算点までの周波数特性に相当）のボード線図を、図８、図９に示す。なお、図８、図９のボード線図における「ゲイン」とは、対象としてる開ループの入力信号ｕと出力信号ｙとの間の振幅比（ｄＢ準拠）に相当する。
　図８中において第２フィードバックゲインＫｄ２＝０に対応する曲線が、従来型制振制御の周波数特性に相当する。この従来型制振制御の周波数特性は、ゲインで見て左右対称の山型の曲線となり、位相で見てゆるやかな曲線で減少する曲線となっている。これに対し、第２フィードバックゲインＫｄ２を上げて本実施形態の安定化補償器９を有効化することで、ゲインは山型の頂点より右側、つまり高周波側の広い帯域に渡って従来型制振制御よりもゲインが高くなり、位相の遅れが小さくなる。
　同じ周波数特性のボード線図である図９において、位相のゆるやかな曲線において、位相０゜付近が最も振動を抑制できる周波数である。位相特性は速度推定器６の遮断周波数で変化する。遮断周波数は調整ゲインＫｓで位相特性が可変できる。なお、位相０゜付近ではゲインが高いほうが望ましいので、位相０゜付近でゲイン特性が丘状となるように位相調整器を調整している。なお、図中では調整ゲインＫｓをおよそ２００Ｈｚに固定して示している。
　また、ゲインの山型曲線の高さは、第１フィードバックゲインＫｄ１で調整設定できる。そして、ゲインの山型曲線の頂点から高周波側においてゲインが大きくなる度合い、及び位相のゆるやかな曲線の位相０付近から高周波側において位相の変化が小さくなる度合いは、第２フィードバックゲインＫｄ２で調整設定できる。これにより、第２フィードバックゲインＫｄ２を適度に大きく設定することで、従来型制振制御の場合（Ｋｄ２＝０の場合）よりも十分大きなゲインと十分小さな位相を確保し、モータ速度から共振振動成分を除去可能な有効帯域を広く設定できる（位相は経験的に約±２０°以内を許容）。この有効帯域を３慣性共振系の各反共振点、共振点の帯域に合わせて広く設定することで、振動成分を適切に抑制することができ、すなわちそれだけ速度フィードバックゲインＫｖを大きく設定して応答を高めることができる。なお、位相調整器８における位相調整用ハイパスフィルタ８１の遮断周波数は調整ゲインＫｓより低く設定し、位相調整用ローパスフィルタ８２の遮断周波数は調整ゲインＫｓよりも高く設定する。
　図１０～図３９は、それぞれ共振系を有する具体的な５つの例の制御対象に対して、制振制御を行わない場合、従来型制振制御を行った場合、従来型制振制御を２重に行った場合、及び本実施形態の制振制御を行った場合でシミュレーション結果の比較を示している。
　図１０は、３慣性共振系を有する制御対象１（負荷機械モデル５）の周波数特性の一例を示している。図１７は、図１０に示した制御対象１の周波数特性に対して第１共振点モデル５１と第２反共振点モデル５４と第２共振点モデル５３のそれぞれの減衰係数を０に変更した制御対象２の周波数特性を示している。図２２は、図１０に示した制御対象１の周波数特性に対して第２反共振点ωａ２を２３０Ｈｚに、第２共振点ωｒ２を２６０Ｈｚに、第１共振点モデル５１と第２反共振点モデル５４と第２共振点モデル５３のそれぞれの減衰係数を０に変更した制御対象３の周波数特性を示している。図２６は、図１０に示した制御対象１の周波数特性に対して第１共振点モデル５１と第２共振点モデル５３のそれぞれの減衰係数を０．００５に、第２反共振点モデル５４の減衰係数を０に変更した制御対象４の周波数特性を示している。図３１は、図１０に示した制御対象１の周波数特性に対して第２反共振点ωａ２を２３０Ｈｚに、第２共振点ωｒ２を２６０Ｈｚに、第１共振点モデル５１と第２共振点モデル５３のそれぞれの減衰係数を０．００１に、第２反共振点モデル５４の減衰係数を０に変更し、さらに反共振点が７２９Ｈｚである第３反共振点モデルと共振点が７７８Ｈｚである第３共振点モデルを追加した制御対象５の周波数特性を示している（第３反共振点モデルと第３共振点モデルは図示省略）。
　図１１～図１６は、図１０の周波数特性の制御対象１に対して、制振制御を行わない場合（図１１、図１４）、従来型制振制御を行った場合（図１２、図１５）、及び本実施形態の３慣性制振制御を行った場合（図１３、図１６）の、それぞれのトルク指令の時間応答、及び出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　図１８～図２１は、図１７の周波数特性の制御対象２に対して、制振制御を行わない場合（図１８）、従来型制振制御を行った場合（図１９）、従来型制振制御を２重で行った場合（図２０）、及び本実施形態の３慣性制振制御を行った場合（図２１）の、それぞれの出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　図２３～図２５は、図２２の周波数特性の制御対象３に対して、制振制御を行わない場合（図２３）、従来型制振制御を行った場合（図２４）、及び本実施形態の３慣性制振制御を行った場合（図２５）の、それぞれの出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　図２７～図３０は、図２６の周波数特性の制御対象４に対して、制振制御を行わない場合（図２７）、従来型制振制御を行った場合（図２８）、従来型制振制御を２重で行った場合（図２９）、及び本実施形態の３慣性制振制御を行った場合（図３０）の、それぞれの出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　図３２～図３９は、図３１の周波数特性の制御対象５に対して、制振制御を行わない場合（図３２、図３６）、従来型制振制御を行った場合（図３３、図３７）、従来型制振制御を２重で行った場合（図３４、図３８）、及び本実施形態の３慣性制振制御を行った場合（図３５、図３９）の、それぞれのトルク指令の時間応答、及び出力トルクの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　なお、各制振制御を行った場合（行わなかった場合）における使用パラメータの詳細については、それぞれの出力トルクの周波数特性とともに示している。
　図１０の制御対象１に対しては、従来型制振制御と本実施形態の３慣性制振制御のいずれもある程度の制振効果が得られているが、それらの間ではあまり効果の差が見られない。しかし、図１７の制御対象２に対しては、従来型制振制御と２重の従来型制振制御とで十分な制振効果が得られないところ、３慣性制振制御では高い制振効果が得られており、それらの間の効果の差が明確に見られる。また、図２２の制御対象３に対しては、モータトルクの周波数特性で若干の効果の差が見られる（図２４と図２５の楕円内箇所を参照）。また、図２６の制御対象４に対しては、図２７～図３０に示した使用パラメータの比較から分かるように、本実施形態の３慣性制振制御を適用することで振動を抑制しつつ従来型制振制御及び２重の従来型制振制御よりも位置ループゲインＫｐ、速度ループゲインＫｖを大きく設定できることがわかる（ゲイン８５からゲイン１２０になった）。また、図３１で示した４慣性共振系を有する制御対象５に対しては、従来型制振制御と２重の従来型制振制御のいずれも制振しきれていない（特に図３７と図３８の出力トルクの周波数特性を参照）ところ、本実施形態の３慣性制振制御は十分な制振効果が得られており有効に機能することが分かる。本実施形態の原理は３慣性系を例にして理論的に説明してきたが、図３７、図３８のシミュレーション結果からわかるように４慣性系（共振のピークが３個）に対しても本実施形態の手法は有効である。すなわち、図９に例示するようにＫｓ、Ｋｄ１、Ｋｄ２を調整することで、共振ピークが３つ以上ある多慣性系に対しても制振効果を得ることができる。具体的には、制振したい振動周波数を図９の制振制御の有効範囲（±２０゜程度以内）になるようにＫｓ、Ｋｄ１、Ｋｄ２を調整する。
＜本実施形態の効果＞
　以上説明した実施形態によれば、次のような効果を得る。すなわち、本実施形態のモータ制御装置１００では、従来型制振制御に対してさらに第１フィードバックゲインＫｄ１と並列に第１差速度を入力してその周波数特性を変更し、第１フィードバックゲインＫｄ１の出力に加算する安定化補償器９を有していることで、制振制御が抑制できる振動成分の帯域を広げることができる（図８、図９参照）。これにより、帯域が近い２つの共振系の振動成分を抑制でき、つまり３慣性系に対してもその機械共振の影響を抑制できるため、さらなる速度ループゲインＫｖの高ゲイン化が可能となる。なお、図９に示すような適切な調整により、３慣性以上の多慣性系に対しても複数の共振系の振動成分を抑制でき、さらなる速度ループゲインＫｖの高ゲイン化が可能となる。
　また、本実施形態では特に、安定化補償器９は、第１差速度における速度推定器６の遮断周波数以上の周波数成分のゲインを大きくし、かつ、制振原理の差速度ｕから第１加算器１０の出力信号ｙまでの経路における周波数特性において振動抑制に関する周波数帯域での位相変化を小さく（位相をゼロに近づける）するよう周波数特性を変更する。従来型の制振制御が振動成分を抑制できる主な帯域は、速度推定器６の遮断周波数付近の帯域でしかなかった。このため、安定化補償器９が、第１差速度における速度推定器６の遮断周波数以上の周波数成分のゲイン（ボード線図上のゲイン、つまり振幅比）を大きくし、制振原理の差速度ｕから第１加算器１０の出力信号ｙまでの経路における周波数特性において振動抑制に関する周波数帯域での位相変化を小さくするよう周波数特性を変更することで、制振制御が速度推定器６の遮断周波数以上の広い帯域でも振動成分を抑制可能となる。
　また、本実施形態では特に、安定化補償器９は、微分器（つまり１次のｓ）と第２フィードバックゲインＫｄ２の直列結合を有することにより、所定周波数以上の成分のゲインを大きくし、かつ、制振原理の差速度ｕから第１加算器１０の出力信号ｙまでの経路における周波数特性において振動抑制に関する周波数帯域での位相変化を小さくする（位相をゼロに近づける）するよう周波数特性を変更できる。
　また、本実施形態では特に、安定化補償器９の微分器が近似微分器９１（＝ｓ／（ｓ＋ω））を有していることにより、第２フィードバックゲインＫｄ２の調整が容易となる。
　また、本実施形態では特に、安定化補償器９は、その伝達関数が、トルク指令生成部２、速度推定器６、第１フィードバックゲインＫｄ１、モータモデル４、及びモータが駆動する３慣性共振系機械を含む系の速度偏差からモータ速度までの閉ループの伝達関数における各次数の微分（ｓ）の係数を、１又は第２フィードバックゲインＫｄ２（＝減衰係数；ダンピングゲイン）が入る値とするよう設定されている。これにより、従来型制振制御よりも機能的な制振制御が可能となり、フィードバックループゲインＫｖを大きく設定して高い応答が可能となる。
　また、本実施形態では特に、第１フィードバックゲインＫｄ１へ入力する前の第１差速度の位相を調整するための位相調整用ハイパスフィルタ８１と位相調整用ローパスフィルタ８２を設けている。これにより、制振制御が抑制する対象の振動成分の位相を調整して、さらに機能的に機械共振の影響を抑制できる。
　また、本実施形態では特に、速度推定器６の遮断周波数、及び位相調整用ハイパスフィルタ８１と位相調整用ローパスフィルタ８２の遮断周波数が制振対象の周波数の略１／２から略１／３に調整可能である。第２フィードバックゲインＫｄ２を大きく調整しすぎた場合には、制振制御で抑制していた振動周波数の位相がずれて制振効果が低減してしまう。しかし、速度推定器６の遮断周波数、及び位相調整用ハイパスフィルタ８１と位相調整用ローパスフィルタ８２の遮断周波数が制振対象の周波数の略１／２から略１／３に調整することで、再び位相を回復し、制振効果を維持できる。
　また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。
　その他、一々例示はしないが、本実施形態は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。
　１　　　　　第１減算器
　２　　　　　トルク指令生成部
　３　　　　　トルク指令フィルタ
　４　　　　　モータモデル
　５　　　　　負荷機械モデル
　６　　　　　速度推定器
　７　　　　　第２減算器
　８　　　　　位相補償器
　９　　　　　安定化補償器
　１０　　　　第１加算器
　１１　　　　第３減算器
　５１　　　　第１共振点モデル
　５２　　　　第１反共振点モデル
　５３　　　　第２共振点モデル
　５４　　　　第２反共振点モデル
　６１　　　　等価剛体特性器
　６２　　　　速度加算器
　６３　　　　積分器
　８１　　　　位相調整用ハイパスフィルタ
　８２　　　　位相調整用ローパスフィルタ
　９１　　　　近似微分器
　１００　　　モータ制御装置
　Ｋｄ１　　　　第１フィードバックゲイン
　Ｋｄ２　　　　第２フィードバックゲイン
　Ｋｓ　　　　調整ゲイン
 

Claims (11)

  1. 　モータを制御するためのモータ制御装置であって、
    　前記モータに入力するトルク指令に基づいて前記モータの等価剛体速度を推定し出力する速度推定器と、
    　モータ速度と前記等価剛体速度との間の第１差速度を取得する第１フィードバックゲインと、
    　速度指令と、前記モータ速度と前記第１フィードバックゲインの出力との間の第２差速度との速度偏差に基づいて前記トルク指令を生成するトルク指令生成部と、
    　前記第１フィードバックゲインと並列に前記第１差速度を取得してその周波数特性を変更し、前記第１フィードバックゲインの出力に加算する安定化補償器と、を有する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記安定化補償器は、
    　前記第１差速度における前記速度推定器の遮断周波数以上の周波数成分のゲインを大きくし、かつ、前記第１差速度の周波数特性において前記周波数成分の位相変化を小さくするよう周波数特性を変更することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
  3. 　前記安定化補償器は、
    　前記第１差速度の生成点から前記第１フィードバックゲインの出力と前記安定化補償器の出力との加算点までの周波数特性において振動抑制に関する周波数帯域での位相変化を小さくするよう周波数特性を変更することを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
  4. 　前記安定化補償器は、微分器と第２フィードバックゲインの直列結合を有していることを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
  5. 　前記微分器は、近似微分器を有していることを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
  6. 　前記安定化補償器は、その伝達関数が、
    　前記トルク指令生成部、前記速度推定器、前記第１フィードバックゲイン、前記モータ、及び前記モータが駆動する３慣性共振系機械を含む系の前記速度偏差からモータ速度までの閉ループの伝達関数における各次数の微分の係数を、１又は前記第２フィードバックゲインが入る値とするよう設定されていることを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置。
  7. 　モータを制御するためのモータ制御装置であって、
    　前記モータに入力するトルク指令に基づいて前記モータの等価剛体速度を推定し出力する速度推定器と、
    　モータ速度と前記等価剛体速度との間の第１差速度を取得する第１フィードバックゲインと、
    　速度指令と、前記モータ速度と前記第１フィードバックゲインの出力との間の第２差速度との速度偏差に基づいて前記トルク指令を生成するトルク指令生成部と、
    　前記第１フィードバックゲインと並列に前記第１差速度を入力して、その出力を前記第１フィードバックゲインの出力に加算する近似微分器と第２フィードバックゲインの直列結合からなり、前記第１差速度における前記速度推定器の遮断周波数以上の周波数成分のゲインを大きくし、かつ、前記第１差速度の生成点から前記第１フィードバックゲインの出力と前記安定化補償器の出力との加算点までの周波数特性において振動抑制に関する周波数帯域での位相変化を小さくするよう周波数特性を変更する安定化補償器と、を有する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  8. 　前記第１フィードバックゲインへ入力する前の前記第１差速度の位相を調整するための位相調整用ハイパスフィルタと位相調整用ローパスフィルタを設けていることを特徴とする請求項７記載のモータ制御装置。
  9. 　前記速度推定器の遮断周波数、及び前記位相調整用ハイパスフィルタと前記位相調整用ローパスフィルタの遮断周波数が制振対象の周波数の略１／２から略１／３に調整可能であることを特徴とする請求項８記載のモータ制御装置。
  10. 　モータを制御するためのモータ制御装置であって、
    　前記モータに入力するトルク指令に基づいて前記モータの等価剛体速度を推定し出力する速度推定器と、
    　モータ速度と前記等価剛体速度との間の第１差速度を入力する第１フィードバックゲインと、
    　速度指令と、前記モータ速度と前記第１フィードバックゲインの出力との間の第２差速度との速度偏差に基づいて前記トルク指令を生成するトルク指令生成部と、
    　前記第１フィードバックゲインと並列に前記第１差速度を入力してその周波数特性を変更し、前記第１ゲインの出力に加算する手段と、を有する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  11. 　モータを制御するためのモータ制御装置が備える演算装置に実行させるモータ制御方法であって、
    　前記モータに入力するトルク指令に基づいて前記モータの等価剛体速度を推定し出力することと、
    　モータ速度と前記等価剛体速度との間の第１差速度を取得して第１フィードバックゲインを乗算することと、
    　速度指令と、前記モータ速度と前記第１フィードバックゲインの乗算出力との間の第２差速度との速度偏差に基づいて前記トルク指令を生成することと、
    　前記第１フィードバックゲインの乗算とは別に前記第１差速度を取得してその周波数特性を変更し、前記第１フィードバックゲインの乗算出力に加算することと、
    を実行することを特徴とするモータ制御方法。
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