WO2015045267A1 - センサ信号検出装置 - Google Patents

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WO2015045267A1
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sensor
temperature
sensor signal
sensor element
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PCT/JP2014/004317
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平山　徹
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株式会社デンソー
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L19/00—Details of, or accessories for, apparatus for measuring steady or quasi-steady pressure of a fluent medium insofar as such details or accessories are not special to particular types of pressure gauges
    • G01L19/04—Means for compensating for effects of changes of temperature, i.e. other than electric compensation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
    • G01L9/02—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning
    • G01L9/06—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices
    • G01L9/065—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices with temperature compensating means

Definitions

  • This disclosure relates to a sensor signal detection device.
  • the resistance is distorted according to the pressure and the resistance value changes.
  • the detection signal is corrected according to the temperature when used in an environment where the temperature variation is large or when an accurate detection operation is required. There is a need.
  • the voltage Vg applied to the sensor element is limited by the saturation voltage Vstp and threshold voltage Vtp of the output stage Pch transistor necessary for the constant current circuit to operate normally, and only a voltage that is lower than the power supply voltage Vcc by Vsatt + Vtp is obtained at most. In other words, the sensor element sensitivity is limited. This problem is further affected by the progress of low-voltage driving of semiconductor elements.
  • the present disclosure provides a sensor signal detection apparatus that can accurately correct a temperature variation while adopting a constant voltage driving method capable of setting a maximum applied voltage to a sensor element.
  • a sensor signal detection device includes a sensor element, a temperature detection element connected in series to the sensor element, and a constant voltage that applies a constant voltage to a series circuit of the sensor element and the temperature detection element.
  • a sensor of the sensor element in a state where a constant voltage is applied from the constant voltage power source between both terminals of the sensor element by turning on the short-circuit switch and short-circuiting between both terminals of the power supply and the temperature detecting element
  • a control device that switches and controls the temperature detection state in which the temperature detection signal can be acquired in a time-sharing manner.
  • the sensor detection state and the temperature signal detection state are time-division controlled by the control device.
  • the sensor signal is acquired with the voltage of the constant voltage power source applied to the sensor element.
  • the temperature detection signal of the temperature detection element is acquired with the temperature detection element connected in series to the sensor element. .
  • This sensor signal includes a factor that causes the sensor element to change its characteristic depending on the temperature.
  • the sensor signal can be corrected by detecting the temperature detection signal at the time when the fluctuation element is close in time. Information corrected for temperature fluctuations can be acquired.
  • a pressure sensor element 1 as a sensor element is a self-sensitivity compensating pressure sensor in which four piezoresistive elements 1a to 1d are bridge-connected.
  • the pressure sensor element 1 includes a pressure detection diaphragm on a semiconductor chip, and piezoresistive elements 1a to 1d are arranged on the diaphragm.
  • the resistance values of the piezoresistive elements 1a to 1d change according to the displacement.
  • the pressure sensor element 1 outputs a potential signal corresponding to a change in resistance value corresponding to the displacement from each of the output terminals A and B as a sensor signal.
  • the pressure sensor element 1 has four terminals A to D, a power supply voltage Vcc is applied from the outside between the input terminals C and D, and a sensor signal appearing between the output terminals A and B is output. Since the resistance value Rg of the piezoresistive elements 1a to 1d varies depending on the change in the temperature T, it can be expressed as Rg (T) as a function of the temperature T.
  • the detection circuit 2 includes terminals a to d connected to the four output terminals A and B and the input terminals C and D of the pressure sensor element 1, respectively.
  • the detection circuit 2 is composed of, for example, a one-chip semiconductor element, and includes a power supply circuit therein and supplies a power supply voltage Vcc to each part.
  • the terminal c is supplied with a power supply voltage Vcc from a power supply circuit.
  • the terminal d is connected to a ground terminal via a temperature detection resistor 3 as a temperature detection element.
  • the terminal d is connected to the ground terminal via the drain-source of an FET (field-effect-transistor) 4 which is a short-circuit switch and a semiconductor switching element.
  • FET field-effect-transistor
  • the temperature detection resistor 3 has a resistance value Rc, and has a characteristic that changes extremely little with respect to a temperature change.
  • the resistance value Rc of the temperature detecting resistor 3 has a very small rate of change with respect to the temperature change, and is about 1/100 of the resistance value Rg (T) of the piezoresistive elements 1a to 1d of the pressure sensor element 1, for example. Used.
  • the FET 4 has a function of switching the temperature detection resistor 3 to a short circuit state. A terminal voltage that appears when the FET 4 is in an off state, that is, when the temperature detection resistor 3 is connected in series to the pressure sensor element 1 is the temperature detection signal Vt.
  • the time division changeover switch 5 includes three FETs 5a to 5c as semiconductor switching elements.
  • the control unit 6 includes a cyclic A / D conversion circuit 7, a signal processing circuit 8, and a control circuit 9.
  • the control unit 6 functions as a control device.
  • the FET 5 a is connected between the terminal a and one input terminal of the cyclic A / D conversion circuit 7.
  • the FET 5 b is connected between the terminal b and the other input terminal of the cyclic A / D conversion circuit 7.
  • the FET 5 c is connected between the terminal d and one input terminal of the cyclic A / D conversion circuit 7.
  • the FET 4 and the three FETs 5a to 5c of the time-division changeover switch 5 are turned on / off by the control circuit 9, and switching control of the detection operation is performed.
  • the control circuit 9 controls the FET 5a on, the FET 5b on, the FET 5c off, and the FET 4 on when the pressure signal is detected.
  • the control circuit 9 controls the FET 5a off, the FET 5b off, the FET 5c on, and the FET 4 off when the temperature signal is detected.
  • the FETs 4 and 5a to 5c are selected such that the on-resistance value is sufficiently smaller than the resistance Rg (eg, several k ⁇ ) of the pressure sensor element 1 (eg, several ⁇ ). Therefore, the influence of the voltage drop that occurs when the FETs 4, 5a to 5c are on is negligible.
  • the cyclic A / D conversion circuit 7 uses the difference voltage Vp and the temperature detection signal Vt input to the two input terminals as analog input signals, which are amplified and converted into digital signals.
  • the signal processing circuit 8 takes in the digitally converted pressure detection signal, performs temperature compensation processing, and acquires pressure data.
  • the control circuit 9 performs on / off control of the three FETs 5a to 5c of the FET 4 and the time division changeover switch 5, and the cyclic A / D conversion circuit 7 and the signal processing circuit 8 as described above.
  • the control circuit 9 executes these controls according to a control program stored therein.
  • the constant voltage Vcc of the constant voltage power source Vcc is applied between the input terminals C and D of the pressure sensor element 1, so that the constant voltage Vcc is not constant current. Perform in the applied state. Therefore, the voltage applied to the pressure sensor element 1 becomes the constant voltage power supply voltage Vcc itself, and the output sensitivity of the pressure sensor element 1 can be maximized. Then, the temperature correction process is performed by detecting the detection voltage Vt corresponding to the temperature detection so that the measurement environment can cope with the temperature change.
  • FIG. 2 shows these control operations by the control circuit 9.
  • the control circuit 9 performs on / off control of the FETs 4, 5a to 5c so that the pressure detection state and the temperature detection state are alternately switched at predetermined time intervals.
  • the control of each FET 4, 5a to 5c is as follows.
  • the constant voltage Vcc is applied with the temperature detection resistor 3 connected in series to the pressure sensor element 1.
  • the terminal voltage Vt of the temperature detection resistor 3 is input to the cyclic A / D conversion circuit 7 via the FET 5c.
  • the current I 2 flows by applying the constant voltage Vcc to the series circuit of the pressure sensor element 1 and the temperature detection resistor 3.
  • the current I 2 at this time is a current value including the change because the resistance value Rg (T) of the pressure sensor element 1 varies depending on the pressure and the temperature T. Since the temperature detection resistor 3 is a change that is extremely smaller than the change in the resistance value Rg (T) of the pressure sensor element 1 with respect to the temperature change as described above, it can be substantially ignored. Thereby, the current value I 2 becomes a current value reflecting a change in the resistance value Rg (T) of the pressure sensor element 1, and a voltage corresponding to the current value I 2 can be detected as the temperature detection voltage Vt.
  • control circuit 9 performs data capture processing based on the program shown in FIG. Is done.
  • the control circuit 9 When starting the detection operation, the control circuit 9 first sets “1” in the variable s as an initial setting (A1). Subsequently, the control circuit 9 determines whether or not the digital conversion of the pressure detection signal Vp by the cyclic A / D conversion circuit 7 has been completed (A2), and whether or not the digital conversion of the temperature detection signal Vt has been completed. Is determined (A3). When the digital signal conversion processing by the cyclic A / D conversion circuit 7 is a pressure detection signal (Yes in A2), the control circuit 9 converts the digital data of the pressure detection signal Vp into a cyclic A / D conversion circuit. 7 (A4), and a pressure correction calculation process described later is performed (A5). Subsequently, the control circuit 9 determines whether or not to output the result of the pressure correction calculation (A6), and if so, causes the signal processing circuit 8 to output it to the outside (A7).
  • the control circuit 9 determines whether the counter value s has reached the set value n. If not reached (A8), the counter value s is incremented by "1" (A9), and the process waits until the next digital signal conversion process is performed (A2, A3). To wait).
  • the control circuit 9 resets the counter value s to “1” (A9). Subsequently, the control circuit 9 acquires the digital data of the temperature detection signal Vt from the cyclic A / D conversion circuit 7 (A11), and performs a temperature correction coefficient calculation process (A12) described later. When the calculation of the temperature correction coefficient is completed, the control circuit 9 stores the obtained temperature correction coefficient data in the internal storage area (A13), and returns to step A2.
  • control circuit 9 performs arithmetic processing as necessary while obtaining the digital conversion data from the cyclic A / D conversion circuit 7, and obtains the pressure detection result.
  • 3A and 3B are connection diagrams for explaining the detection operation of the pressure sensor element 1 connected in a bridge manner.
  • the connection state in each state set by the switching control operation of the FETs 4, 5a to 5c is shown.
  • FIG. 3A shows a connection state during the pressure detection operation.
  • the constant voltage Vcc of the constant voltage power source Vcc is applied between both terminals of the pressure sensor element 1.
  • the pressure detection signal Vp [V] generated between the output terminals A and B is extracted as a pressure signal by the current I 1 flowing through the pressure sensor element 1.
  • the detection sensitivity of the pressure sensor element 1 is S 1 [ ⁇ V / kPa / A].
  • FIG. 3B shows a connection state during the temperature detection operation.
  • the constant voltage Vcc of the constant voltage power source Vcc is applied between both terminals of the series circuit of the pressure sensor element 1 and the temperature detecting resistor 3.
  • the temperature detection signal Vt [V] generated at the terminal D is taken out by the current I 2 flowing through the pressure sensor element 1.
  • the detection sensitivity of the pressure sensor element 1 is S 2 [ ⁇ V / kPa / A].
  • Vcc constant voltage [V]
  • I 1 current [A] of the pressure sensor element when the constant voltage Vcc is applied
  • Rg (T) resistance value [ ⁇ ] of the piezoresistive elements 1a to 1d
  • ⁇ pressure sensor Output sensitivity proportionality factor [ ⁇ V / kPa / A] of element 1
  • So sensor element output sensitivity [ ⁇ V / kPa] with constant current power supply
  • S 1 sensor element output sensitivity [ ⁇ V / kPa] with constant voltage power supply
  • Rc resistance value [ ⁇ ] of the temperature detection resistor 3
  • VT (T) temperature output voltage [V].
  • the sensor element output sensitivity So can be increased as the constant current value Io increases. Accordingly, the sensor output sensitivity So can be increased as the voltage applied to the resistance value Rg (T) of the pressure sensor element 1 increases.
  • the temperature signal Vt (T) is obtained when a voltage Vcc is applied to the series resistance of the resistance value Rc of the temperature detection resistor 3 and the resistance values Rg (T) of the piezoresistive elements 1a to 1d. Since it is a voltage, it can be expressed as the following equation (4).
  • Vt (T) Vcc ⁇ RC / (Rg (T) + Rc) [V] (4) Therefore, Rg (T) can be calculated from Vt (T) as in the following equation (5) from equation (4).
  • Equation (5) [(Vcc / Vt (T))-1] ⁇ Rc [ ⁇ ] (5)
  • Equation (8) [Vcc / Vt (T)] ⁇ 1 (7)
  • Proportionality of formula (8) may be as a sensor element output sensitivity S 2 of the temperature was corrected by multiplying the ⁇ obtain the following equation (9).
  • FIGS. 4A and 4B show cases where they are alternately performed.
  • the cyclic A / D conversion circuit 7 alternately inputs the pressure detection signal and the temperature detection signal to the input terminal, and A / D converts them.
  • 4C and 4D show a case where the temperature detection state is performed once after the pressure detection state is taken three times.
  • the cyclic A / D conversion circuit 7 repeats the operation of A / D converting the pressure detection signal a predetermined number of times, for example, three times continuously, and thereafter A / D converting the temperature detection signal once. Execute.
  • the data acquisition process can be performed as follows with respect to the frequency of such A / D conversion. That is, in the method shown in FIGS. 4A and 4C, all the pressure detection signals and temperature detection signals obtained by A / D conversion are captured. This state corresponds to the case where the set number n in FIG. 2 is “1”. 4B and 4D, the A / D converted pressure detection signal and temperature detection signal are all acquired for the pressure detection signal, and the temperature detection signal is acquired every other time. Yes. This state corresponds to the case where the set number n in FIG. 2 is “2”.
  • the frequency of A / D conversion processing and the frequency of data acquisition are changed because the change in temperature is relatively high with respect to the speed at which the pressure change occurs.
  • the temperature detection state is reduced, and the pressure detection state is increased by that amount to detect with high accuracy.
  • the frequency of data capture is thinned out for the temperature detection signal in order to reduce the processing load of the control circuit 9 and the data capture circuit by reducing the capture in consideration of the relatively gradual temperature fluctuation. It is.
  • the setting of the frequency of switching between the pressure detection state and the temperature detection state and the setting of the frequency of taking in data as shown in FIGS. 4A to 4D are shown as examples, and other appropriate frequencies may be used.
  • the detection frequency can be set fixedly or can be changed according to the situation. For example, in a situation where the temperature change is small, the frequency of switching to the temperature detection state can be reduced, and the frequency of data capture can be reduced.
  • a more efficient detection operation can be performed by changing the frequency setting according to the manner of temperature fluctuation.
  • the measurement is performed by switching the pressure detection state and the temperature detection state in a time division manner by the time division changeover switch 5 and the FET 4 as a short-circuit switch.
  • a constant voltage Vcc is applied between the terminals of the pressure sensor element 1 to detect the pressure detection signal Vp.
  • the constant voltage Vcc is applied to the series circuit of the pressure sensor element 1 and the temperature detection resistor 3.
  • the terminal voltage of the temperature detection resistor 3 is detected as a temperature detection signal Vt.
  • the pressure detection signal Vp can be obtained in a state where the maximum sensitivity can be obtained by directly applying the constant voltage Vcc of the constant voltage power source to the pressure sensor element 1.
  • the fluctuation of the resistance value Rg (T) of the pressure sensor element 1 due to the temperature T of the detection environment can be corrected by the latest temperature detection signal Vt.
  • a cyclic A / D conversion circuit 7 is provided, and the temperature detection processing of the pressure detection signal Vp is performed in the signal processing circuit 8 using the temperature detection signal Vt that has been A / D converted, and self-sensitivity compensation is performed. It is possible to obtain a sensitivity temperature characteristic equivalent to that performed, and it is also possible to correct an offset temperature characteristic.
  • the cyclic A / D conversion circuit 7 is provided to perform A / D conversion, amplification can be performed simultaneously when digitally converting the pressure detection signal Vp and the temperature detection signal Vt.
  • the pressure detection signal Vp detected in the pressure detection state is determined by the temperature of the latest pressure sensor element 1. Temperature correction processing can be performed using the measured temperature detection signal Vt.
  • the control circuit 9 can acquire the temperature detection signal Vt obtained in the temperature detection state every time, so that fine temperature correction can be performed, and the processing load is reduced when there are few temperature fluctuations by acquiring it every plural times. be able to.
  • the temperature detection signal Vt is used for temperature correction.
  • the temperature detection signal Vt can be used for other purposes.
  • the temperature detection signal Vt can be used as the temperature signal output of the sensor element 1.
  • FIG. 5 shows the second embodiment.
  • the difference from the first embodiment is the connection position of the temperature detection resistor 3 and the FET 4. That is, as shown in FIG. 5, the temperature detection resistor 3 and the FET 4 are connected between the constant voltage power supply Vcc and the terminal c.
  • the temperature detection signal Vt ′ detects the voltage applied to the pressure sensor element 1. Therefore, the temperature detection signal Vt can be obtained as in the following equation (10).
  • Vt Vcc ⁇ Vt ′ [V] (10) Except for the above points, the detection operation is almost the same as in the first embodiment. Therefore, the second embodiment can provide the same operational effects as the first embodiment.
  • FIG. 6 shows a third embodiment.
  • the difference from the first embodiment is that a cyclic A / D conversion circuit 11 having the same configuration as the control unit 10 in addition to the cyclic A / D conversion circuit 7 is shown. It is the place which added.
  • the cyclic A / D conversion circuits 7 and 11 are configured to individually input the pressure detection signal Vp and the temperature detection signal Vt, respectively.
  • the same operational effects as those of the first embodiment can also be obtained by the third embodiment.
  • the burden of A / D conversion processing is reduced as compared with the configuration of the first embodiment, more detection frequencies can be set.
  • FIG. 7 shows the fourth embodiment.
  • the difference from the third embodiment is the connection position of the temperature detection resistor 3 and the FET 4. That is, as shown in FIG. 7, the temperature detection resistor 3 and the FET 4 are connected between the constant voltage power supply Vcc and the terminal c.
  • the temperature detection signal Vt ′ detects the voltage applied to the pressure sensor element 1. Therefore, the temperature detection signal Vt can be obtained as in the above-described equation (10).
  • FIG. 8 shows the fifth embodiment.
  • the time-division changeover switch 5 is not provided. That is, the cyclic A / D conversion circuits 7 and 11 are provided as circuits for A / D converting the pressure detection signal Vp and the temperature detection signal Vt, respectively, so that the FETs 5a to 5c are not provided and the switching control is not performed. It is configured to input. In this case, the cyclic A / D conversion circuits 7 and 11 are configured to take in signals at a predetermined timing and perform A / D conversion processing under the control of the control circuit 9.
  • the temperature detection resistor 3 and the FET 4 can be connected to the constant voltage power supply Vcc side as in the second or fourth embodiment.
  • the FET 4 and FETs 5a to 5c are used as the semiconductor switching element.
  • the present invention is not limited to this, and a semiconductor element such as a bipolar transistor or an IGBT (insulated gate bipolar transistor) can be used as the semiconductor switching element.
  • control contents shown in FIG. 2 performed by the control circuit 9 are shown as being implemented in software, but can be implemented by a hardware circuit instead, or implemented by a combination of software and hardware. You can also.
  • the temperature correction processing based on the temperature detection signal Vt can be corrected by one temperature detection signal Vt, or an average of a plurality of temperature detection signals Vt can be calculated and used, or a certain level or more can be calculated.
  • the temperature detection signal Vt when the change occurs can be used for correction processing. It is possible to select the detection frequency and how to use the detection signal in consideration of the influence of the temperature change on the detection accuracy. In addition, this makes it possible to perform control in consideration of improvement in detection accuracy and reduction in processing load.
  • the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to various sensor elements in which detection signal fluctuations are assumed due to temperature.
  • the temperature detection resistor 3 is provided on the ground terminal side and on the constant voltage power supply terminal side, the temperature detection resistor 3 is provided on both the ground terminal side and the constant voltage power supply terminal side.
  • the present invention is not limited to this, and data obtained by digitally converting the pressure detection signal and the temperature detection signal Can be stored together with the time, and the temperature correction process can be performed collectively after the measurement.
  • the temperature detection signal Vt is shown as an example of information used for temperature correction of the pressure detection signal Vp.
  • the present invention is not limited to this, and the temperature information may be output to the outside. it can. Thereby, the transition of the temperature fluctuation of the measurement environment can also be monitored. The obtained temperature information can also be stored and held inside.
  • the detection circuit 2 is described as an example of a single-chip semiconductor element, it can be configured by combining a plurality of semiconductor elements.
  • the cyclic A / D conversion circuit 7 is used as a circuit for digitally converting the pressure detection signal Vp and the temperature detection signal Vt.
  • the present invention is not limited to this, and a normal A / D conversion circuit is used. And an amplifier circuit may be combined.

Landscapes

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Abstract

　センサ信号検出装置は、センサ素子（１）、センサ素子に直列に接続される温度検出素子（３）、センサ素子および温度検出素子の直列回路に定電圧を印加する定電圧電源、温度検出素子の両端子間を短絡させる短絡スイッチ（４）、及びセンサ検出状態と温度検出状態とを時分割で切り替え制御する制御装置（６）を備える。センサ検出状態では、短絡スイッチをオンさせてセンサ素子の両端子間に定電圧電源から定電圧を印加した状態としてセンサ素子のセンサ信号を取得可能にする。温度検出状態では、短絡スイッチをオフさせてセンサ素子に温度検出素子を直列に接続した状態で定電圧電源から定電圧を印加した状態として温度検出素子の温度検出信号を取得可能にする。

Description

センサ信号検出装置 関連出願の相互参照
　本開示は、２０１３年９月３０日に出願された日本出願番号２０１３－２０４０３８号及びに２０１４年５月２８日に出願された日本出願番号２０１４－１１０１９２号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、センサ信号検出装置に関する。
　センサ素子として、例えば抵抗体をブリッジ接続する構成の圧力センサでは、抵抗体が圧力に応じて歪を生じて抵抗値が変化するのを、出力端子間に現われる電圧を測定し、これによって圧力を検出する。この場合、センサ素子の出力は、測定環境の温度により変動するので、温度変動が大きい環境で使用する場合や、正確な検出動作を必要とする場合には温度に応じた検出信号の補正を行う必要がある。
　この場合、従来では、温度の影響をなくす目的で定電流駆動により検出するものが用いられている。これは、センサ素子出力の感度温特が、定電流駆動条件のもとではキャンセルされる自己感度補償の技術を利用したものである。
　センサ素子感度をきめるセンサ素子への印加電圧Ｖｇは、センサ素子に流す定電流Ｉｓとセンサ素子抵抗Ｒｇの積、Ｖｇ＝Ｉｓ×Ｒｇで決まる。しかしセンサ素子への印加電圧Ｖｇは定電流回路が正常に動作するのに必要な出力段Ｐｃｈトランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔｐおよび閾値電圧Ｖｔｐにより制限され、最大でも電源電圧ＶｃｃからＶｓａｔｐ＋Ｖｔｐだけ低下した電圧しか得られず、センサ素子感度を最大にすることの制約を受けていた。この問題は、半導体素子の低電圧駆動化が進むことでさらに影響を受けることとなる。
特開２００６－８４２０１号公報 特開２００３－２９４５５９号公報
　本開示は、センサ素子に対する印加電圧を最大限に設定できる定電圧駆動方式を採用しつつ、温度変動に対する補正を精度良く行うことができるようにしたセンサ信号検出装置を提供する。
　本開示のある態様にかかるセンサ信号検出装置は、センサ素子と、前記センサ素子に直列に接続される温度検出素子と、前記センサ素子および前記温度検出素子の直列回路に定電圧を印加する定電圧電源と、前記温度検出素子の両端子間を短絡させる短絡スイッチと、前記短絡スイッチをオンさせて前記センサ素子の両端子間に前記定電圧電源から定電圧を印加した状態として前記センサ素子のセンサ信号を取得可能にしたセンサ検出状態と、前記短絡スイッチをオフさせて前記センサ素子に前記温度検出素子を直列に接続した状態で前記定電圧電源から定電圧を印加した状態として前記温度検出素子の温度検出信号を取得可能にした温度検出状態とを時分割で切り替え制御する制御装置とを備える。
　上記構成によれば、制御装置によりセンサ検出状態と温度信号検出状態とを時分割制御する。センサ検出状態ではセンサ素子に定電圧電源の電圧を印加した状態でセンサ信号を取得し、温度検出状態ではセンサ素子に温度検出素子を直列に接続した状態で温度検出素子の温度検出信号を取得する。これにより、センサ信号を取得する際には定電圧電源をそのままセンサ素子に印加した状態で得ることができ、最大の検出感度を保持することができる。このセンサ信号はセンサ素子が温度により特性変動する要因を含んでいるが、その変動要素を時間的に近接した時点での温度検出信号を検出して補正をすることができるので、センサ信号については温度変動に対して補正した情報を取得することができる。これにより、センサ素子に定電流を供給する構成を採用することなく、定電圧電源の電圧をフルに印加できる構成とて、しかも定電流を供給した場合と同様に温度に対する補正を正確に行うことができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
本開示の第１実施形態を示す電気的構成図 データ取得処理のフローチャート 検出データの補正処理の説明図 検出データの補正処理の説明図 データ取得タイミングの変形例 データ取得タイミングの変形例 データ取得タイミングの変形例 データ取得タイミングの変形例 本開示の第２実施形態を示す電気的構成図 本開示の第３実施形態を示す電気的構成図 本開示の第４実施形態を示す電気的構成図 本開示の第５実施形態を示す電気的構成図
　（第１実施形態）
　以下、本開示の第１実施形態について、センサ信号検出装置として圧力センサの検出装置に適用した場合について図１、図２、図３Ａ、図３Ｂ、及び図４Ａ～図４Ｄを参照して説明する。
　全体の概略構成を示す図１において、センサ素子としての圧力センサ素子１は、４つのピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄをブリッジ接続した自己感度補償型圧力センサである。圧力センサ素子１は、半導体チップに圧力検出用のダイヤフラムを備え、ダイヤフラムにピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄが配置されている。センサ素子１は、ダイヤフラムに圧力を受けて変位すると、その変位に応じてピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値が変化する。圧力センサ素子１は、変位に応じた抵抗値の変化に応じた電位信号を出力端子Ａ、Ｂのそれぞれからセンサ信号として出力する。
　圧力センサ素子１は、４つの端子Ａ～Ｄを備え、入力端子Ｃ、Ｄ間に外部から電源電圧Ｖｃｃが印加され、出力端子Ａ、Ｂ間に現れるセンサ信号を出力する。なお、ピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値Ｒｇは、温度Ｔの変化によって変動するので、温度Ｔの関数としてＲｇ（Ｔ）として表すことができる。
　検出回路２は、圧力センサ素子１の４つの出力端子Ａ、Ｂおよび入力端子Ｃ、Ｄにそれぞれ接続される端子ａ～ｄを備えている。検出回路２は、例えば１チップの半導体素子により構成されており、内部に電源回路を備えていて各部に電源電圧Ｖｃｃを供給する。端子ｃには電源回路から電源電圧Ｖｃｃが供給される。端子ｄは、温度検出素子としての温度検出用抵抗３を介してグランド端子に接続される。また、端子ｄは、短絡スイッチであり半導体スイッチング素子であるＦＥＴ（field effect transistor）４のドレイン－ソース間を介してグランド端子に接続される。
　温度検出用抵抗３は、抵抗値Ｒｃを有するもので、温度変化に対して極めて小さい変化をする特性を有する。温度検出用抵抗３の抵抗値Ｒｃは、温度変化に対する変化の割合が極めて小さく、圧力センサ素子１のピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値Ｒｇ（Ｔ）に比べて例えば１／１００程度のものが用いられる。ＦＥＴ４は、温度検出用抵抗３を短絡状態に切り替える機能を有する。ＦＥＴ４がオフ状態つまり、温度検出用抵抗３が圧力センサ素子１に直列に接続された状態で現れる端子電圧が温度検出信号Ｖｔとなる。
　圧力センサ素子１の出力端子Ａ、Ｂから出力されるセンサ信号は、端子ａ、ｂのそれぞれに電位信号Ｖｉｎ（＋）、Ｖｉｎ（－）として入力され、それらの電位差が圧力検出信号Ｖｐ（＝Ｖｉｎ（＋）－Ｖｉｎ（－））となる。
　時分割切り替えスイッチ５は、半導体スイッチング素子として３個のＦＥＴ５ａ～５ｃを備える。制御部６は、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７、信号処理回路８および制御回路９を備える。制御部６は、制御装置として機能するものである。時分割切り替えスイッチ５において、ＦＥＴ５ａは、端子ａと巡回型Ａ／Ｄ変換回路７の一方の入力端子との間に接続されている。ＦＥＴ５ｂは、端子ｂと巡回型Ａ／Ｄ変換回路７の他方の入力端子との間に接続されている。ＦＥＴ５ｃは、端子ｄと巡回型Ａ／Ｄ変換回路７の一方の入力端子との間に接続されている。
　ＦＥＴ４および時分割切り替えスイッチ５の３つのＦＥＴ５ａ～５ｃは、制御回路９によりオン／オフされ、検出動作の切り替え制御が行われる。制御回路９は、後述するように、圧力信号検出時には、ＦＥＴ５ａオン、ＦＥＴ５ｂオン、ＦＥＴ５ｃオフ、ＦＥＴ４オンの状態に制御する。また、制御回路９は、温度信号検出時には、ＦＥＴ５ａオフ、ＦＥＴ５ｂオフ、ＦＥＴ５ｃオン、ＦＥＴ４オフの状態に制御する。この場合、ＦＥＴ４、５ａ～５ｃは、オン抵抗の値が圧力センサ素子１の抵抗Ｒｇ（例えば数ｋΩ）に比べて十分に小さい抵抗値（例えば数Ω）となるものが選定されている。したがって、ＦＥＴ４、５ａ～５ｃがオンとなっている状態で発生する電圧降下による影響は無視できる程度である。
　巡回型Ａ／Ｄ変換回路７は、２つの入力端子に入力される信号電圧の差の電圧Ｖｐおよび温度検出信号Ｖｔをアナログ入力信号としてこれを増幅およびデジタル信号に変換する。信号処理回路８は、デジタル変換された圧力の検出信号を取り込んで温度補償処理を行い圧力のデータを取得する。制御回路９は、前述のようにＦＥＴ４および時分割切り替えスイッチ５の３つのＦＥＴ５ａ～５ｃのオン／オフ制御、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７、信号処理回路８の制御を行う。制御回路９は、これらの制御を、内部に記憶された制御プログラムに従って実行する。
　次に、図２～図４も参照して上記構成の作用について説明する。この実施形態においては、圧力センサ素子１による圧力の測定では、定電圧電源Ｖｃｃの定電圧Ｖｃｃを圧力センサ素子１の入力端子Ｃ、Ｄ間に印加することで、定電流ではなく定電圧Ｖｃｃの印加状態で行う。したがって、圧力センサ素子１に対する印加電圧は定電圧電源電圧Ｖｃｃそのものになり、圧力センサ素子１の出力感度を最大とすることができる。そして、測定環境が温度変化することにも対応できるように、温度検出に相当する検出電圧Ｖｔを検出して温度補正処理を行う。図２は制御回路９によるこれらの制御動作を示したものである。
　制御回路９は、圧力検出状態と温度検出状態とを所定の時間間隔で交互に切り替えるようにＦＥＴ４、５ａ～５ｃのオン／オフ制御を行う。各ＦＥＴ４、５ａ～５ｃの制御は次の通りである。
　　　　　　　　　　圧力検出時　　　　温度検出時
　ＦＥＴ４　　　　　オン　　　　　　　オフ
　ＦＥＴ５ａ　　　　オン　　　　　　　オフ
　ＦＥＴ５ｂ　　　　オン　　　　　　　オフ
　ＦＥＴ５ｃ　　　　オフ　　　　　　　オン
　これにより、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７への圧力検出信号Ｖｐおよび温度検出信号Ｖｔの入力を時分割により切り替えている。この結果、圧力検出状態では、圧力センサ素子１の出力端子Ａ、Ｂから出力されるセンサ信号が、電位信号Ｖｉｎ（＋）、Ｖｉｎ（－）としてそれぞれＦＥＴ５ａ、５ｂを介して巡回型Ａ／Ｄ変換回路７に入力される。巡回型Ａ／Ｄ変換回路７においては、入力される電位信号Ｖｉｎ（＋）、Ｖｉｎ（－）の差の電圧を増幅しながらデジタル変換して圧力検出信号Ｖｐとして出力する。
　また、温度検出状態では、圧力センサ素子１に温度検出用抵抗３が直列に接続された状態で定電圧Ｖｃｃが印加された状態となる。これにより、温度検出用抵抗３の端子電圧ＶｔがＦＥＴ５ｃを介して巡回型Ａ／Ｄ変換回路７に入力される。この状態では、圧力センサ素子１および温度検出用抵抗３の直列回路に定電圧Ｖｃｃを印加したことで電流Ｉ２が流れる。このときの電流Ｉ２は、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｇ（Ｔ）が圧力と温度Ｔによって変動しているのでその変化分を含んだ電流値となっている。温度検出用抵抗３は前述のように温度変化に対して圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｇ（Ｔ）の変化よりも極めて小さい変化であるから、実質的に無視することができる。これにより、電流値Ｉ２は、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｇ（Ｔ）の変化を反映した電流値となり、その電流値Ｉ２に対応した電圧を温度検出電圧Ｖｔとして検出することができる。
　以上のような圧力検出状態および温度検出状態を、ＦＥＴ４、５ａ～５ｃのオン／オフの切り替えによる時分割制御している状態で、制御回路９により図２に示すプログラムに基いてデータの取り込み処理が行われる。
　制御回路９は、検出動作を開始すると、まず、初期設定として変数ｓに「１」を設定する（Ａ１）。続いて、制御回路９は、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７による圧力検出信号Ｖｐのデジタル変換が終了しているか否かの判断（Ａ２）、温度検出信号Ｖｔのデジタル変換が終了しているか否かの判断（Ａ３）を行う。巡回型Ａ／Ｄ変換回路７によるデジタル信号の変換処理が圧力検出信号であった場合（Ａ２でＹｅｓ）には、制御回路９は、圧力検出信号Ｖｐのデジタルデータを巡回型Ａ／Ｄ変換回路７から取得し（Ａ４）、後述する圧力補正演算の処理を行う（Ａ５）。続いて、制御回路９は、圧力補正演算の結果を出力するか否かを判断し（Ａ６）、出力する場合には信号処理回路８により外部に出力させる（Ａ７）。
　また、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７によるデジタル信号の変換処理が温度検出信号であった場合（Ａ３でＹｅｓ）には、制御回路９は、カウンタ値ｓの値が設定値ｎに達したか否かを判断し（Ａ８）、達していない場合にはカウンタ値ｓの値を「１」インクリメントして（Ａ９）、次のデジタル信号の変換処理がなされるまで待ち状態となる（Ａ２、Ａ３を繰り返して待機する）。
　この後、制御回路９は、ステップＡ８を実行したときにカウンタ値ｓの値が設定値ｎに等しくなると（Ａ８でＹｅｓ）、カウンタ値ｓを「１」に再設定する（Ａ９）。続いて、制御回路９は、温度検出信号Ｖｔのデジタルデータを巡回型Ａ／Ｄ変換回路７から取得し（Ａ１１）、後述する温度補正係数演算の処理を行う（Ａ１２）。制御回路９は、温度補正係数の演算が終了すると、得られた温度補正係数のデータを内部の記憶領域に記憶格納し（Ａ１３）、ステップＡ２に戻る。
　以上のようにして、制御回路９は、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７からのデジタル変換データを取得しながら演算処理を必要に応じて実施し、圧力検出の結果を得る。
　次に、上記した各処理での演算の方法について説明する。
　まず、上記の処理の流れにおいて、温度検出信号Ｖｔのデータ取得の際に判断の基準としている設定数ｎについて述べる。この設定数ｎは、温度検出信号Ｖｔを毎回取り込んで演算処理をすることを避けて、演算処理の負担を軽減するための設定値としている。例えば、毎回温度検出信号Ｖｔを取り込む場合には、ｎ＝１として設定する。すると、制御回路９は、Ａ８において最初からＹｅｓとなり、ｓの値は「１」のままに保持されるから、毎回ステップＡ１１を実行することになる。これにより、毎回温度検出信号Ｖｔをデジタル変換したデータを取り込む。
　また、１回置きに取り込む場合には、設定数ｎ＝２として設定する。これにより、ｎ＝１の状態ではステップＡ９を経てカウンタ値ｓを「２」に書き換え、この後、ステップＡ８になるとＹｅｓと判断されるから、制御回路９は、２回目つまり１回置きに温度検出信号Ｖｔのデジタル変換データを取り込むことになる。このようにして何回目毎に温度検出信号Ｖｔを取り込むかを設定値ｎにより設定することができる。
　図３Ａ、図３Ｂはブリッジ接続した圧力センサ素子１の検出動作の説明をするための接続図である。上記したＦＥＴ４、５ａ～５ｃの切り替え制御動作により設定される各状態での接続状態を示している。
　図３Ａは、圧力検出動作時の接続状態である。定電圧電源Ｖｃｃの定電圧Ｖｃｃが圧力センサ素子１の両端子間に印加された状態である。この状態で圧力センサ素子１に流れる電流Ｉ１により出力端子Ａ、Ｂ間に発生する圧力検出信号Ｖｐ［Ｖ］が圧力信号として取り出される。この場合、圧力センサ素子１の検出感度をＳ１［μＶ／ｋＰａ／Ａ］とする。
　一方、図３Ｂは、温度検出動作時の接続状態を示している。定電圧電源Ｖｃｃの定電圧Ｖｃｃが圧力センサ素子１および温度検出用抵抗３の直列回路の両端子間に印加された状態である。この状態で圧力センサ素子１に流れる電流Ｉ２により端子Ｄに発生する温度検出信号Ｖｔ［Ｖ］が取り出される。この場合、圧力センサ素子１の検出感度をＳ２［μＶ／ｋＰａ／Ａ］とする。
　以下、上記した圧力検出状態および温度検出状態における制御回路９の処理で得られるデータに基づいて、圧力検出信号Ｖｐを温度検出信号Ｖｔで補正処理する内容について説明する。
　＜値の定義＞
　まず、以下の説明で示す各値について次のように定義する。
　Ｖｃｃ：定電圧［Ｖ］、Ｉ１：定電圧Ｖｃｃを印加したときの圧力センサ素子の電流［Ａ］、Ｒｇ（Ｔ）：ピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値［Ω］、α：圧力センサ素子１の出力感度比例係数［μＶ／ｋＰａ／Ａ］、Ｓｏ：定電流電源でのセンサ素子出力感度［μＶ／ｋＰａ］、Ｓ１：定電圧電源でのセンサ素子出力感度［μＶ／ｋＰａ］、Ｒｃ：温度検出用抵抗３の抵抗値［Ω］、ＶＴ（Ｔ）：温度出力電圧［Ｖ］。
　＜温度補正処理＞
　定電流駆動方式でのセンサ素子出力感度Ｓｏは、センサ素子で一定となる出力感度比例係数αを用いると、定電流値Ｉｏに対して次式（１）の比例関係を満たしている。
　Ｓｏ∝Ｉｏ×α[μＶ／ｋＰａ] …（１）
　つまり、定電流値Ｉｏが大きい程、センサ素子出力感度Ｓｏを大きく取ることができることがわかる。したがって、圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｇ（Ｔ）に印加される電圧が大きい程、センサ出力感度Ｓｏを大きく取ることができる。
　これに対して、本実施形態では図３Ａに示す定電圧駆動方式を採用するので、圧力センサ素子１に定電圧Ｖｃｃを印加するため、センサ素子出力感度を大きくとることができるが、この場合に流れる電流Ｉ１は定電流とならない。これは、測定環境の温度変動に伴い、圧力センサ素子１のピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値Ｒｇ（Ｔ）が変動するからである。したがって、定電圧駆動での電流Ｉ１の値は、次式（２）のようになる。
　Ｉ１＝Ｖｃｃ／Ｒｇ（Ｔ） ［Ａ］ …（２）
　これにより、式（１）の定電流Ｉｏに代えて電流Ｉ１を代入し、電流Ｉ１として式（２）の関係を代入すると、センサ素子出力感度Ｓ１は、次式（３）に示すような比例関係となる。
　Ｓ１∝Ｉ１×α[μＶ／ｋＰａ]
＝［Ｖｃｃ／Ｒｇ（Ｔ）］×α[μＶ／ｋＰａ] …（３）
　次に、ピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値Ｒｇ（Ｔ）を、温度信号検出時に検出した温度信号Ｖｔ（Ｔ）から求める。
　温度信号Ｖｔ（Ｔ）は、図３Ｂに示すように、温度検出用抵抗３の抵抗値Ｒｃとピエゾ抵抗素子１ａ～１ｄの抵抗値Ｒｇ（Ｔ）との直列抵抗に電圧Ｖｃｃを印加したときの電圧であるから、次式（４）のようにあらわすことができる。
　Ｖｔ（Ｔ）＝Ｖｃｃ×ＲＣ／（Ｒｇ（Ｔ）＋Ｒｃ）［Ｖ］ …（４）
　したがって、式（４）からＲｇ（Ｔ）をＶｔ（Ｔ）から次式（５）のように算出することができる。
　Ｒｇ（Ｔ）＝［（Ｖｃｃ／Ｖｔ（Ｔ））－１］×Ｒｃ［Ω］ …（５）
　上記したセンサ素子出力感度Ｓ１の比例関係の式（２）に式（５）の関係を代入すると、次式（６）の比例関係を得ることができる。
　Ｓ１∝Ｖｃｃ／[（Ｖｃｃ／Ｖｔ（Ｔ）－１）×ＲＣ]×α[μＶ／ｋＰａ]…（６）
　上式（６）の分母に現れる値をβとして次式（７）のように置き換える。
　β＝［Ｖｃｃ／Ｖｔ（Ｔ）］－１ …（７）
　この結果、温度検出信号時に検出したＶｔ（Ｔ）の値を式（７）に代入して得られるβを求めて、式（６）に代入すると、次式（８）の関係を得ることができる。
　Ｓ１∝（Ｖｃｃ／（β×ＲＣ））×α[μＶ／ｋＰａ] …（８）
　式（８）の比例関係は、βを乗ずることで温度補正を行ったセンサ素子出力感度Ｓ２として次式（９）を得ることができる。
　Ｓ２∝（Ｖｃｃ／ＲＣ）×α[μＶ／ｋＰａ] …（９）
　この結果、センサ素子出力感度Ｓ１にβを乗じたものが、温度Ｔに依存しないセンサ素子出力感度Ｓ２として得ることができる。したがって、圧力検出信号Ｖｐについて、センサ素子出力感度Ｓ２に基づいて温度補正を行うことで、温度補正された圧力情報を算出することができる。
＜Ａ／Ｄ変換実施とＡ／Ｄ変換データ取得の頻度の組み合わせについて＞
　次に、信号取得の切り替えとデータ取得の頻度の変形例について図４Ａ～図４Ｄを参照して説明する。図４Ａ～図４Ｄにおいては、Ｐは圧力、Ｔは温度、矢印（↓）はデータ取得を表す。ＦＥＴ４および時分割切り替えスイッチ５の３つのＦＥＴ５ａ～５ｃの切り替えの仕方として、例えば、図４Ａ、図４Ｂでは交互に行う場合を示している。この場合には、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７は、圧力検出信号および温度検出信号が交互に入力端子に入力され、これをＡ／Ｄ変換している。また、図４Ｃ、図４Ｄでは、圧力検出状態を３回数分取った後に温度検出状態を１回分実施する場合を示している。この場合には、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７は、圧力検出信号を所定回数として例えば３回連続してＡ／Ｄ変換し、この後温度検出信号を１回Ａ／Ｄ変換する動作を繰り返し実行する。
　また、このようなＡ／Ｄ変換の頻度に対して、データの取り込み処理は次のように実施することができる。すなわち、図４Ａ、図４Ｃに示す方式では、Ａ／Ｄ変換して得られた圧力検出信号および温度検出信号を全て取り込む。この状態は、図２における設定数ｎが「１」の場合に相当する。また、図４Ｂ、図４Ｄに示す方式では、Ａ／Ｄ変換された圧力検出信号および温度検出信号のうち、圧力検出信号については全てを取り込み、温度検出信号については１回おきに取り込むようにしている。この状態は、図２における設定数ｎが「２」の場合に相当する。
　なお、上述のように圧力検出信号および温度検出信号について、Ａ／Ｄ変換処理の頻度およびデータの取り込み頻度を変化させるのは、圧力の変化が発生する速さに対して温度の変化は比較的緩やかに変化することを考慮して、温度検出状態を減らしてその分圧力検出状態を増やして精度良く検出しようというものである。また、データの取り込み頻度を、温度検出信号について間引きするのは、温度変動が比較的緩やかなことを考慮して取り込みを減らすことで制御回路９やデータ取り込みの回路の処理負担を軽減しようというものである。
　なお、図４Ａ～図４Ｄで示したような圧力検出状態および温度検出状態の切り替えの頻度の設定やデータの取り込みの頻度の設定は、一例として示したものであって、これ以外に適宜の頻度で設定することができる。また、検出の頻度の設定については、固定的に設定することもできるし、状況に応じて変化させる設定とすることもできる。たとえば温度変化が少ない状況では、温度検出状態への切り替え頻度を少なくしたり、データ取り込みの頻度を少なくすることができる。また、温度変動の仕方に応じて頻度の設定を変更することでより効率的な検出動作を行うことができる。
　このような本実施形態によれば、次のような効果を得ることができる。
　時分割切り替えスイッチ５および短絡スイッチとしてのＦＥＴ４により、圧力検出状態と温度検出状態とを時分割で切り替えて測定する構成とした。圧力検出状態では、圧力センサ素子１の端子間に定電圧Ｖｃｃを印加して圧力検出信号Ｖｐを検出し、温度検出状態では圧力センサ素子１および温度検出用抵抗３の直列回路に定電圧Ｖｃｃを印加して温度検出用抵抗３の端子電圧を温度検出信号Ｖｔとして検出する。これにより、圧力検出状態では、定電圧電源の定電圧Ｖｃｃを直接圧力センサ素子１に印加して最大の感度を得ることができる状態で圧力検出信号Ｖｐを得ることができる。また、このとき圧力センサ素子１の抵抗値Ｒｇ（Ｔ）が検出環境の温度Ｔにより変動するのを直近の温度検出信号Ｖｔにより補正することができる。
　また、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７を設けて、Ａ／Ｄ変換された温度検出信号Ｖｔを用いて、信号処理回路８内で圧力検出信号Ｖｐの温度補正処理を実施し、自己感度補償を行う場合と同等の感度温特を得ることが可能となり、また同様にオフセット温特も補正することが可能となる。
　巡回型Ａ／Ｄ変換回路７を設けてＡ／Ｄ変換を行うので、圧力検出信号Ｖｐや温度検出信号Ｖｔのデジタル変換をする際に増幅も同時に行うことができる。
　ＦＥＴ４および時分割切り替えスイッチ５のＦＥＴ５ａ～５ｃにより、圧力検出状態と温度検出状態とを交互に切り替えるようにしたので、圧力検出状態で検出する圧力検出信号Ｖｐを直近の圧力センサ素子１の温度で測定される温度検出信号Ｖｔで温度補正処理をすることができる。
　また、ＦＥＴ４および時分割切り替えスイッチ５のＦＥＴ５ａ～５ｃにより、圧力検出状態と温度検出状態とを複数回毎に切り替えるようにすることで、温度変化が少ない場合に温度検出信号Ｖｔの取得を間引くことで圧力検出信号Ｖｐを更に多く取得することができる。
　制御回路９により、温度検出状態で得られる温度検出信号Ｖｔを、毎回取得することできめ細かい温度補正を行うことができ、複数回毎に取得することで温度変動が少ない場合に処理負担を軽減させることができる。
　なお、上記実施形態では、温度検出信号Ｖｔを温度補正に用いているが、これ以外にも、利用することができる。例えば、温度検出信号Ｖｔをセンサ素子１の温度信号出力として用いることができる。
　（第２実施形態）
　図５は第２実施形態を示すもので、第１実施形態と異なるところは、温度検出用抵抗３およびＦＥＴ４の接続位置である。すなわち、図５に示しているように、温度検出用抵抗３およびＦＥＴ４は、定電圧電源Ｖｃｃと端子ｃとの間に接続されている。この場合には、温度検出信号Ｖｔ´は、圧力センサ素子１に印加された電圧を検出することになる。したがって、温度検出信号Ｖｔは、次式（１０）のようにして得ることができる。
　Ｖｔ＝Ｖｃｃ－Ｖｔ´［Ｖ］ （１０）
　なお、上記の点を除くと、検出動作は第１実施形態とほぼ同じである。したがって、第２実施形態によっても第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　（第３実施形態）
　図６は第３実施形態を示すもので、第１実施形態と異なるところは、制御部１０の構成として巡回型Ａ／Ｄ変換回路７に加えて同様の構成の巡回型Ａ／Ｄ変換回路１１を付加した構成としたところである。この構成においては、図６に示しているように、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７および１１は、それぞれ圧力検出信号Ｖｐ、温度検出信号Ｖｔを個別に入力するように構成している。
　このような第３実施形態によっても第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。また、第３実施形態においては、第１実施形態の構成よりも、Ａ／Ｄ変換処理の負担が軽減されるので、検出頻度をより多く設定することができる。
　（第４実施形態）
　図７は第４実施形態を示すもので、第３実施形態と異なるところは、温度検出用抵抗３およびＦＥＴ４の接続位置である。すなわち、図７に示しているように、温度検出用抵抗３およびＦＥＴ４は、定電圧電源Ｖｃｃと端子ｃとの間に接続されている。この場合には、温度検出信号Ｖｔ´は、圧力センサ素子１に印加された電圧を検出することになる。したがって、温度検出信号Ｖｔは、前述の式（１０）のようにして得ることができる。
　したがって、第３実施形態とほぼ同様の作用効果を得ることができる。
　（第５実施形態）
　図８は第５実施形態を示すもので、第３実施形態と異なるところは、時分割切り替えスイッチ５を設けない構成としたところである。すなわち、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７および１１はそれぞれ圧力検出信号Ｖｐおよび温度検出信号ＶｔをＡ／Ｄ変換する回路として設けているので、ＦＥＴ５ａ～５ｃを設けて切り替え制御を行わずに、そのまま入力する構成としている。この場合には、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７および１１では制御回路９の制御により所定のタイミングで信号を取り込んでＡ／Ｄ変換処理を行う構成である。
　したがって、このような第５実施形態においても第３実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。また、この実施形態においても、第２実施形態あるいは第４実施形態と同様に温度検出用抵抗３およびＦＥＴ４を定電圧電源Ｖｃｃ側に接続する構成とすることもできる。
　（他の実施形態）
　なお、本開示は、上述した一実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
　半導体スイッチング素子として、ＦＥＴ４、ＦＥＴ５ａ～５ｃを用いる構成としたが、これに限らずバイポーラトランジスタあるいはＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）などの半導体素子を半導体スイッチング素子として用いることができる。
　制御回路９により実施した図２に示す制御内容は、ソフト的に実施するものとして示したが、これに代えてハード回路により実施することもできるし、ソフトおよびハードを組み合わせた構成により実施することもできる。
　温度検出信号Ｖｔに基づいた温度補正の処理は、１回の温度検出信号Ｖｔによって補正することもできるし、複数回の温度検出信号Ｖｔの平均を算出して用いることもできるし、一定以上の変化が生じたときの温度検出信号Ｖｔを採用して補正処理をすることもできるなど、種々の応用が可能である。温度の変化が検出精度に与える影響を考慮して検出頻度や検出信号の使い方を選定することができる。また、これにより検出精度の向上と処理負担の軽減とを考慮した制御を行うことができる。
　センサ素子として圧力センサ素子１を用いる例を示したが、これに限らず、温度により検出信号の変動が想定される各種のセンサ素子に適用することができる。
　温度検出用抵抗３は、グランド端子側に設ける例と、定電圧電源端子側に設ける例とを示したが、グランド端子側および定電圧電源端子側の双方に設ける構成とすることもできる。
　上記各実施形態では、検出した圧力検出信号Ｖｐをリアルタイムで温度補正して温度情報として出力する場合の例を示しているが、これに限らず、圧力検出信号と温度検出信号をデジタル変換したデータを時刻と共に記憶しておいて、測定後にまとめて温度補正の処理を行うこともできる。
　上記各実施形態では、温度検出信号Ｖｔについては、圧力検出信号Ｖｐの温度補正に利用する情報の例として示したが、これに限らず、温度情報についても外部に出力可能な構成とすることができる。これにより、測定環境の温度変動の推移をモニタすることもできる。また、得られた温度情報を内部に記憶保持することもできる。
　検出回路２を１チップの半導体素子で構成する例として記述したが、複数の半導体素子を組み合わせて構成することもできる。
　上記各実施形態では、圧力検出信号Ｖｐおよび温度検出信号Ｖｔをデジタル変換する回路として、巡回型Ａ／Ｄ変換回路７を用いる構成で示したが、これに限らず、通常のＡ／Ｄ変換回路と増幅回路とを組み合わせて構成することもできる。

Claims (11)

  1. 　センサ素子（１）と、
    　前記センサ素子に直列に接続される温度検出素子（３）と、
    　前記センサ素子および前記温度検出素子の直列回路に定電圧を印加する定電圧電源と、
    　前記温度検出素子の両端子間を短絡させる短絡スイッチ（４）と、
    　前記短絡スイッチをオンさせて前記センサ素子の両端子間に前記定電圧電源から定電圧を印加した状態として前記センサ素子のセンサ信号を取得可能にしたセンサ検出状態と、前記短絡スイッチをオフさせて前記センサ素子に前記温度検出素子を直列に接続した状態で前記定電圧電源から定電圧を印加した状態として前記温度検出素子の温度検出信号を取得可能にした温度検出状態とを時分割で切り替え制御する制御装置（６）と
    を備えたセンサ信号検出装置。
  2. 　請求項１に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記センサ検出状態で前記センサ信号を前記制御装置に出力し、前記温度検出状態で前記温度検出信号を前記制御装置に出力するように切り替える切替スイッチ（５）を備えたセンサ信号検出装置。
  3. 　請求項１または２に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記制御装置は、取得した前記センサ信号について前記温度検出信号に基いて温度補償処理を行う温度補償処理部（８）を備えているセンサ信号検出装置。
  4. 　請求項１から３のいずれか一項に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記制御装置は、所定時間間隔で前記センサ検出状態と前記温度検出状態とを交互に切り替えるセンサ信号検出装置。
  5. 　請求項１または２に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記制御装置は、所定時間間隔で前記センサ検出状態を複数回分設定する毎に前記温度検出状態に切り替えるセンサ信号検出装置。
  6. 　請求項４または５に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記温度検出信号の取得は、前記温度検出状態に切り替えられた毎もしくは複数回毎に行うセンサ信号検出装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか一項に記載のセンサ素子の信号処理装置において、
    　前記制御装置は、取得した前記センサ信号および前記温度検出信号を増幅すると共にデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路（７）を備えているセンサ信号検出装置。
  8. 　請求項２に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記切替スイッチは、前記制御装置によりオン・オフ制御される半導体スイッチング素子（５ａ～５ｃ）であるセンサ信号検出装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか一項に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記短絡スイッチは、前記制御装置によりオン・オフが制御される半導体スイッチング素子（４）であるセンサ信号検出装置。
  10. 　請求項１から９のいずれか一項に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記センサ素子は、抵抗体をブリッジ接続してなる圧力センサ（１）であるセンサ信号検出装置。
  11. 　請求項１から１０のいずれか一項に記載のセンサ信号検出装置において、
    　前記温度検出素子は、温度検出用の抵抗素子（３）であるセンサ信号検出装置。
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