WO2014196165A1 - 半導体装置の保護回路 - Google Patents

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Definitions

  • the present disclosure relates to a protection circuit for a semiconductor device having a semiconductor switching element composed of a high electron mobility transistor (hereinafter referred to as HEMT).
  • HEMT high electron mobility transistor
  • the avalanche energy tolerance is an index of the breakdown tolerance of the device, and is defined as the maximum energy that can be consumed without destroying the device when energy accumulated in the inductive load is consumed by the device.
  • GaN-HEMT or GaAs-HEMT made of a compound semiconductor is applied as a semiconductor switching element, normally, energy from an inductive load cannot be consumed inside the element, and the gate-drain tolerance (BVgd) The breakdown voltage exceeds the off-state breakdown voltage (Bvdsoff), leading to element destruction. Therefore, in an inductive load system having a self-inductance L such as an inverter, it is usually used together with a protection element.
  • an external diode is connected in reverse parallel as a protective element between the source and drain of the HEMT.
  • this method by providing an external diode, a structure similar to that of a silicon MOSFET is realized, and energy from an inductive load is consumed.
  • the energy when the HEMT is turned off from the state in which the rated current is flowing to the HEMT is consumed on the diode side, it is required that a current as large as the HEMT flows in the diode. There is a problem that it becomes large in size.
  • Patent Document 1 proposes a structure in which Zener diodes are connected in reverse parallel as protective elements between the gate and drain and between the source and gate.
  • the zener diode between the source and the gate also breaks down simultaneously with the breakdown of the zener diode between the gate and the drain, and a breakdown current flows.
  • a voltage divided according to the number of stages of the Zener diode is applied to the HEMT as a gate voltage.
  • charging the gate opens the channel and turns on the HEMT. That is, the energy of the inductive load is consumed by the HEMT by turning on the HEMT.
  • the Zener diode should just be the structure through which a small electric current which drives a HEMT flows, the size of a diode can be made small.
  • Patent Document 1 requires a current sufficient to supply enough power to drive the gate.
  • a very large number of diodes are required. For example, if an attempt is made to obtain a blocking voltage of several hundred volts [V], the number of diode stages becomes several tens to several hundreds, which is very large.
  • V volts
  • the protection state a breakdown current flows, but even with the breakdown current, the current flows in the reverse direction to the diode having a large number of stages, and thus the resistance becomes very large. Therefore, the current value does not increase as expected, and the diode must be enlarged in order to pass a current sufficient to drive the semiconductor switching element.
  • a diode is connected in parallel in the forward direction as a protection element between the gate and drain and between the source and gate.
  • a relatively large current can flow. become.
  • the number of diodes must be further increased, and the diode becomes large.
  • the number of diode stages can be reduced by connecting MIS transistors in parallel between the gate and the drain and between the source and the gate instead of the diode.
  • the current that can be flown when the MIS transistor breaks down during surge protection is not large, and a large MIS transistor is required to flow a sufficient current to drive the gate of the semiconductor switching element. That is, such a structure assumes a low breakdown voltage and is not a structure suitable for a high breakdown voltage.
  • This indication aims at providing the protection circuit of the semiconductor device which can obtain avalanche energy tolerance, suppressing the increase in the size of a protection element in view of the said point.
  • a protection circuit for a semiconductor device includes a high electron mobility transistor and a protection element.
  • the high electron mobility transistor is connected to a load and serves as a semiconductor switching element that controls on / off of power supply to the load.
  • the protection element includes a thyristor connected in a forward direction between a drain and a gate of the high electron mobility transistor, and a first resistor connected in series to the thyristor.
  • the protection element includes a second resistor and a blocking unit connected in series to the second resistor between a source and a gate of the high electron mobility transistor. The blocking unit cuts off a current flow between the drain and the gate when the thyristor is turned off and allows a current flow between the drain and the gate when the thyristor is turned on.
  • the protection circuit of the semiconductor device can obtain an avalanche energy resistance while suppressing an increase in the size of the protection element.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a protection circuit of the semiconductor device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing a characteristic line showing the relationship between the voltage V AK and the current I between the anode and the cathode of the thyristor.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the characteristic line and the load line shown in FIG.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a protection circuit of a semiconductor device according to another embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a protection circuit of a semiconductor device according to another embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a protection circuit of a semiconductor device according to another embodiment.
  • the protection circuit includes a HEMT 1 as a semiconductor switching element to be protected, and includes a protection element between the drain and gate and between the source and gate of the HEMT 1.
  • the HEMT 1 is driven on / off based on an external gate drive signal, and controls on / off of power supply to an inductive load (not shown) connected between a drain and a source, for example.
  • the HEMT 1 is formed using, for example, a compound semiconductor substrate in which a GaN layer serving as an electron transit layer and an n-type AlGaN layer serving as an electron supply layer are stacked on the surface of a substrate such as Si (111) or GaAs. Yes.
  • a recess shape portion is formed on the surface of the AlGaN layer, a gate electrode is disposed in the recess shape portion, and a source electrode and a drain electrode are formed on both sides of the gate electrode.
  • the HEMT 1 may be made of any material such as GaN-HEMT or GaAs-HEMT.
  • a thyristor 2 and a first resistor 3 connected in series are provided as protective elements.
  • the thyristor 2 is disposed on the high side of the first resistor 3 and is forward-connected between the drain and gate of the HEMT 1.
  • the thyristor 2 has a pnpn structure and is turned on when a voltage equal to or higher than the breakover voltage V BF (forward withstand voltage) is applied between the anode and the cathode. After turning on, the thyristor 2 maintains the on state even without the base current. The operation is performed.
  • the anode of the thyristor 2 - cathode voltage when thyristor 2 is ON, and drops to the voltage Vh negligible compared to the breakover voltage V BF, anode - slightly larger when the current I AC flowing between the cathode increases However, the size is almost negligible.
  • the thyristor 2 is turned off when the current I AC flowing between the anode and the cathode falls below the holding current Ih.
  • the drain voltage is clamped by turning on the thyristor 2 when the drain voltage of the HEMT 1 becomes a predetermined voltage at the time of turn-off. This prevents a voltage exceeding the clamp voltage from being applied to the HEMT 1.
  • the base of the thyristor 2 can be selected to be opened or shorted to the cathode of the thyristor 2 according to the leakage current Is (see FIG. 2) and the withstand voltage. That is, when the base of the thyristor 2 is opened, the leakage current Is is increased, and when the thyristor 2 has a high breakdown voltage, the amount of heat generation increases. On the other hand, when the base of the thyristor 2 is short-circuited to the cathode, the leakage current Is can be reduced as compared with the case where the thyristor 2 is opened. For this reason, in consideration of the heat resistance of the thyristor 2, it is only necessary to select whether the base of the thyristor 2 is opened or shorted to the cathode.
  • the first resistor 3 is connected in series with the thyristor 2 and is used together with a second resistor 4 to be described later to determine a current flowing through the thyristor 2 during clamping.
  • the first resistor 3 serves as a voltage dividing resistor that divides the drain-source voltage of the HEMT 1 together with the second resistor 4, and thus plays a role of determining the gate voltage Vg of the HEMT 1 at the turn-off time.
  • a second resistor 4 and a Zener diode 5 connected in series are provided as protective elements.
  • the second resistor 4 is used to determine the current flowing through the thyristor 2 during clamping together with the first resistor 3 as described above. Further, the second resistor 4 serves as a voltage dividing resistor that divides the drain-source voltage of the HEMT 1 together with the first resistor 3, thereby playing a role of determining the gate voltage of the HEMT 1 at the time of turn-off.
  • the zener diode 5 corresponds to a cutoff unit, and when the HEMT 1 is turned on to supply power to the load, the gate voltage Vg is applied to the HEMT 1 by being turned off. In addition, the Zener diode 5 is turned on when the HEMT 1 is turned off and is turned on when the thyristor 2 is turned on, thereby allowing the current to flow to the protection element side. In the present embodiment, the Zener diode 5 is set to have a breakdown voltage equal to or higher than the gate voltage when the HEMT 1 is turned on.
  • the Zener diode 5 is a back-to-back connection in which the cathodes are connected to each other, so that it is possible to cope with a case where a negative voltage is applied when the HEMT 1 is turned off. Yes.
  • the HEMT 1 when the HEMT 1 is turned on based on an external gate drive signal (gate voltage Vg), the inductive load is driven based on power supply from a power source (not shown), and energy is stored in the inductive load. It is in the state that was done. Then, the HEMT 1 is turned off by a change in the gate drive signal, for example, when the gate voltage Vg is switched from the high level to the low level. At this time, the energy stored in the inductive addition needs to be consumed in the circuit.
  • gate voltage Vg an external gate drive signal
  • the protection circuit since the protection circuit has the above-described configuration, when a voltage higher than the breakover voltage V BF is applied between the anode and the cathode of the thyristor 2 when the HEMT 1 is turned off, the thyristor. 2 is turned on.
  • the voltage divided by the first resistor 3 and the second resistor 4 is applied as the gate voltage Vg of the HEMT 1, and the HEMT 1 is turned on.
  • the drain voltage of the HEMT 1 can be clamped by the forward breakdown voltage of the thyristor 2, and a voltage exceeding the clamp voltage can be prevented from being applied to the HEMT 1.
  • the thyristor 2 performs an operation of maintaining the on state even when there is no base current after the voltage higher than the breakover voltage V BF is applied between the anode and the cathode and the thyristor 2 is turned on. . Then, once the thyristor 2 is the drain voltage is turned on to clamp the voltage drop of the thyristor 2, i.e. the anode - cathode voltage decreases to the voltage Vh negligible compared to the breakover voltage V BF. This voltage increases somewhat as the current I AC flowing between the anode and the cathode increases, but is almost negligible.
  • the current flowing through the protection circuit during clamping is determined by the resistance value R1 of the first resistor 3 and the resistance value R2 of the second resistor 4, and by appropriately selecting these resistance values R1 and R2, It is possible to freely design the current flowing through the protection element from a small current to a large current.
  • the resistance value when the thyristor 2 is on is small, and in the case of a high withstand voltage element, the withstand voltage of the diode 5 is sufficiently smaller than that of the thyristor 2 and may be ignored. Therefore, as shown in FIG. 3, when the breakover voltage VBF at which the thyristor 2 is turned on is set to the clamp voltage, the load line is a line determined by the resistance values R1 and R2 of the first resistor 3 and the second resistor 4. The slope can be set by these resistance values R1 and R2.
  • the resistance values R1 and R2 of the first resistor 3 and the second resistor 4 are reduced, the current flowing through the protection element can be increased, and if the resistance values R1 and R2 are increased, the current flowing through the protection element is reduced to a small current. Can be.
  • a load line determined according to the resistance values R1 and R2 of the first resistor 3 and the second resistor 4 is entered in a graph showing the characteristic lines of the thyristor 2, the intersection of these lines is the thyristor. It represents the current I flowing through the protection element when 2 is turned on and the voltage drop across the thyristor 2. That is, the value of the current I at the point where the thyristor 2 and the load line intersect is the current that flows when the thyristor 2 is turned on, and the value of the voltage V AK at that time is the voltage drop across the thyristor 2.
  • the same current I as that of the thyristor 2 flows through the first resistor 3 and the second resistor 4, and the voltage obtained by subtracting the voltage drop at the thyristor 2 from the clamp voltage is the first resistor 3 and the second resistor 4.
  • And diode 5 small compared to the clamp voltage and almost negligible. Accordingly, if the clamp voltage is set to the breakover voltage V BF at which the thyristor 2 is turned on, the load lines corresponding to the resistance values R1 and R2 of the first resistor 3 and the second resistor 4 are determined, and the thyristor 2
  • the current flowing through the protection element when is turned on can be set as appropriate. Thereby, electric power sufficient to drive the HEMT 1 to be protected can also be supplied by adjusting the current flowing through the protection element.
  • the thyristor 2 is turned off.
  • the HEMT 1 is also turned off by turning off the thyristor 2 and can be automatically returned to the normal off mode.
  • the gate voltage Vg during clamping is given by the resistance value R2 / (R1 + R2) ⁇ clamp voltage + diode 5 from the resistance value R1 of the first resistor 3 and the resistance value R2 of the second resistor 4, so that the resistance value R2 It can be set freely by adjusting.
  • the protective element includes the thyristor 2 and the first resistor 3 between the drain and the gate of the HEMT 1, and the second resistor 4 and the diode 5 between the source and the gate of the HEMT 1. ing. Therefore, when the HEMT 1 is turned off, the thyristor 2 is turned on so that a current flows to the protection element side. At that time, the HEMT 1 is divided by the gate voltage Vg formed by being divided by the first resistor 3 and the second resistor 4. Can be turned on.
  • the energy accumulated in the inductive load is consumed by turning on the HEMT 1 while turning off the HEMT 1 while preventing the voltage exceeding the blocking voltage from being applied to the HEMT 1 using the forward breakdown voltage of the thyristor 2 as a clamp voltage. It becomes possible. Therefore, it is possible to provide a protection circuit for a semiconductor device capable of obtaining an avalanche energy resistance.
  • the protection element can be constituted by the thyristor 2, the first resistor 3, the second resistor 4 and the diode 5, and the diode 5 also has a low breakdown voltage enough to drive the gate of the HEMT 1. Since it is sufficient, the number of stages can be reduced. For this reason, it is also possible to suppress an increase in the size of the protective element.
  • the thyristor 2 may be arranged on the low side of the first resistor 3 and on the high side of the gate of the HEMT 1.
  • a thyristor 10 may be disposed instead of the diode 5 as a blocking portion.
  • the thyristor 10 when the HEMT 1 is turned off, the thyristor 10 performs the same operation as the thyristor 2 so that the voltage divided by the first resistor 3 and the second resistor 4 is applied to the gate of the HEMT 1. , HEMT1 can be turned on. Thereby, the effect similar to 1st Embodiment can be acquired. Also in this case, since it is sufficient that the thyristor 2 has a low breakdown voltage enough to drive the gate of the HEMT 1, it is possible to suppress an increase in the size of the protection element.
  • the base of the thyristor 10 can also be selected to be opened or shorted to the cathode of the thyristor 10 according to the leakage current Is and the withstand voltage.
  • the thyristor 2 may be configured in a plurality of stages.

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Abstract

　半導体装置の保護回路は、高電子移動度トランジスタ（１）と、保護素子とを備えている。前記保護素子は、前記高電子移動度トランジスタのドレイン－ゲート間に、サイリスタ（２）および該サイリスタに直列接続された第１抵抗（３）を備える。前記保護素子は、前記高電子移動度トランジスタのソース－ゲート間に、第２抵抗（４）および該第２抵抗に対して直列接続された遮断部（５、１０）を備える。前記遮断部は、前記サイリスタがオフされているときに前記ドレイン－ゲート間の電流の流れを遮断すると共に前記サイリスタがオンされているときに前記ドレイン－ゲート間の電流の流れを許容する。

Description

半導体装置の保護回路 関連出願の相互参照
　本開示は、２０１３年６月７日に出願された日本出願番号２０１３－１２０７１１号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は高電子移動度トランジスタ（以下、ＨＥＭＴという）にて構成される半導体スイッチング素子を有する半導体装置の保護回路に関するものである。
　半導体スイッチング素子を誘導性負荷に接続し、半導体スイッチング素子にて誘導性負荷への電力供給のオンオフを制御する場合、ターンオフ時に誘導性負荷に蓄積したエネルギーを回路内で消費する必要がある。このとき蓄積されるエネルギーＥは、自己インダクタンスをＬ、電流をＩとして、Ｅ＝１／２×ＬＩ2となっている。
　半導体スイッチング素子がシリコンにて構成されるＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン―ソース間において、カソードがドレインに接続され、アノードがソースに接続されるような逆並列接続の寄生ダイオードを有したデバイス構造となっている。このため、ＭＯＳＦＥＴをオフしたときには、誘導性負荷からのエネルギーを寄生ダイオードのアバランシェ領域を利用して、そのエネルギーを消費することができるため、比較的大きなアバランシェエネルギー耐量を有している。
　なお、アバランシェエネルギー耐量とは、デバイスの破壊耐量の指標であり、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーをデバイスで消費した場合、デバイスが破壊に至らずに消費できる最大エネルギーと定義される。
　一方、化合物半導体によるＧａＮ－ＨＥＭＴやＧａＡｓ－ＨＥＭＴなどを半導体スイッチング素子として適用する場合、通常、誘導性負荷からのエネルギーを素子内部で消費できず、ゲート－ドレイン間耐量（ＢＶｇｄ）やソース－ドレインオフ間耐圧（Ｂｖｄｓｏｆｆ）を上回り素子破壊に至る。したがって、インバータなど、自己インダクタンスＬを持つ誘導性負荷のシステムでは、保護素子と共に用いられるのが通例である。
　例えば、ＨＥＭＴのソース－ドレイン間に保護素子として外付ダイオードを逆並列接続する方法がある。この方法では、外付ダイオードを備えることでシリコンのＭＯＳＦＥＴと同様の構造を実現し、誘導性負荷からのエネルギーを消費する。しかしながら、ＨＥＭＴに対して定格電流を流している状態からＨＥＭＴをオフしたときのエネルギーをダイオード側で消費することになるため、ダイオードにＨＥＭＴと同程度の大きな電流が流れることが要求され、ダイオードがサイズ的に大きくなるという問題がある。
　このため、特許文献１において、ゲート－ドレイン間およびソース－ゲート間に保護素子としてツェナーダイオードを逆並列接続する構造が提案されている。この方法では、誘導性負荷のエネルギーによってドレイン電圧が増大したときに、ゲート－ドレイン間のツェナーダイオードの降伏と同時にソース－ゲート間のツェナーダイオードも降伏し、降伏電流が流れる。ツェナーダイオードの段数に応じて分圧された電圧がゲート電圧としてＨＥＭＴに印加される。この降伏電流が通常にオンする場合と同じように、ゲートを充電することでチャネルが開きＨＥＭＴがオンする。すなわち、誘導性負荷のエネルギーは、ＨＥＭＴをオンさせることでＨＥＭＴで消費する。このため、ツェナーダイオードは、ＨＥＭＴを駆動する程度の小さな電流が流れる構成であればよいため、ダイオードのサイズを小さくすることができる。
日本特開２００９－１６４１５８号公報
　しかしながら、特許文献１に示される構造であっても、ゲートを駆動するのに十分な電力を供給する程度の電流は必要である。半導体スイッチング素子のうち高耐圧な素子を保護する場合は、非常に多くの段数のダイオードが必要である。例えば、数百ボルト［Ｖ］の阻止電圧を得ようとするとダイオードの段数が数十～数百段になり非常に多くなる。保護状態では、降伏電流が流れるが、その降伏電流であっても、段数の多いダイオードに逆方向に電流が流れるため非常に抵抗が大きくなる。したがって、期待されるほど電流値が大きくならず、半導体スイッチング素子の駆動に十分な電流を流すにはダイオードを大きくしなければならなくなる。
　なお、ゲート－ドレイン間およびソース－ゲート間に保護素子としてダイオードを順方向に並列接続させる構造もあり、この構造だとダイオードが順方向とされているため、比較的大きな電流を流すことが可能になる。ところが、高耐圧素子を保護するためには、さらにダイオードの段数を多くしなければならず、ダイオードが大きくなってしまう。また、この構造においてダイオードの代わりに、ゲート－ドレイン間およびソース－ゲート間にＭＩＳトランジスタを並列接続することでダイオード段数を減らすこともできる。しかし、サージ保護の際にＭＩＳトランジスタがブレークダウンするときに流せる電流は大きくなく、半導体スイッチング素子のゲートを駆動するのに十分な電流を流そうとすると大きなＭＩＳトランジスタが必要になる。つまり、このような構造は低耐圧を想定した構造であり、高耐圧に適した構造ではない。
　本開示は上記点に鑑みて、保護素子のサイズ増大を抑制しつつ、アバランシェエネルギー耐量を得ることができる半導体装置の保護回路を提供することを目的とする。
　本開示の一態様に係る半導体装置の保護回路は、高電子移動度トランジスタと、保護素子とを備える。前記高電子移動度トランジスタは、負荷に対して接続され、該負荷に対する電力供給のオンオフを制御する半導体スイッチング素子となる。前記保護素子は、前記高電子移動度トランジスタのドレイン－ゲート間に、順方向に接続されたサイリスタおよび該サイリスタに直列接続された第１抵抗を備えている。前記保護素子は、前記高電子移動度トランジスタのソース－ゲート間に、第２抵抗および該第２抵抗に対して直列接続された遮断部と、を備える。前記遮断部は、前記サイリスタがオフされているときに前記ドレイン－ゲート間の電流の流れを遮断すると共に前記サイリスタがオンされているときに前記ドレイン－ゲート間の電流の流れを許容する。
　前記半導体装置の保護回路は、前記保護素子のサイズ増大を抑制しつつ、アバランシェエネルギー耐量を得ることができる。
　本開示における上記あるいは他の目的、構成、利点は、下記の図面を参照しながら、以下の詳細説明から、より明白となる。図面において、
図１は、本開示の第１実施形態にかかる半導体装置の保護回路の回路図である。 図２は、サイリスタのアノード－カソード間における電圧ＶAKと電流Ｉとの関係を示す特性線を表した図である。 図３は、図２に示した特性線と負荷線との関係を示した図である。 図４は、他の実施形態にかかる半導体装置の保護回路の回路図である。 図５は、他の実施形態にかかる半導体装置の保護回路の回路図である。 図６は、他の実施形態にかかる半導体装置の保護回路の回路図である。
　以下、本開示の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、同一符号を付して説明を行う。
　（第１実施形態）
　本開示の第１実施形態にかかる半導体装置の保護回路について説明する。図１に示すように、保護回路は、保護対象となる半導体スイッチング素子としてＨＥＭＴ１を備えていると共に、ＨＥＭＴ１のドレイン－ゲート間およびソース－ゲート間に保護素子が備えられた構成とされている。
　ＨＥＭＴ１は、外部からのゲート駆動信号に基づいてオンオフ駆動されるものであり、例えばドレイン－ソース間に接続される誘導性負荷（図示せず）に対する電力供給のオンオフを制御する。ＨＥＭＴ１は、例えばＳｉ（１１１）やＧａＡｓなどの基板の表面に、電子走行層となるＧａＮ層および電子供給層となるｎ型のＡｌＧａＮ層が積層された構造を化合物半導体基板として用いて形成されている。そして、ＡｌＧａＮ層の表面にリセス形状部が形成され、リセス形状部内にゲート電極が配置されると共に、ゲート電極を挟んだ両側にソース電極およびドレイン電極が形成されている。なお、ここではＨＥＭＴ１の一例を示したが、ＧａＮ－ＨＥＭＴやＧａＡｓ－ＨＥＭＴなど、どのような材料で構成されるものであっても良い。
　ＨＥＭＴ１のドレイン－ゲート間には、保護素子として互いに直列接続されたサイリスタ２および第１抵抗３が備えられている。
　サイリスタ２は、本実施形態では第１抵抗３のハイサイド側に配置されており、ＨＥＭＴ１のドレイン－ゲート間において順方向接続されている。サイリスタ２は、ｐｎｐｎ構造とされ、アノード－カソード間にブレークオーバ電圧ＶBF（順方向耐圧）以上の電圧が印加されるとオンし、オンした後はベース電流が無くてもオン状態を維持するという動作を行う。サイリスタ２のアノード－カソード間電圧は、サイリスタ２がオンすると、ブレークオーバ電圧ＶBFと比較して無視できる程度の電圧Ｖｈまで低下し、アノード－カソード間に流れる電流ＩACが大きくなると多少大きくなるが、ほぼ無視できる大きさである。そして、サイリスタ２は、アノード－カソード間に流れる電流ＩACが保持電流Ｉｈ以下に低下するとオフになる。このような動作を行うサイリスタ２を用いて、ターンオフ時にＨＥＭＴ１のドレイン電圧が所定電圧になったときにサイリスタ２をオンさせることで、ドレイン電圧がクランプされるようにする。これにより、ＨＥＭＴ１に対してクランプ電圧を超える電圧が印加されないようにしている。
　なお、サイリスタ２のベースは、漏れ電流Ｉｓ（図２参照）と耐圧に応じてオープン状態にするか、もしくはサイリスタ２のカソードにショートさせるかを選択することができる。すなわち、サイリスタ２のベースをオープン状態にする場合、漏れ電流Ｉｓを増加させることになり、サイリスタ２を耐圧が大きいものにした場合には発熱量が多くなる。これに対して、サイリスタ２のベースをカソードにショートさせる場合には、オープン状態にする場合と比較して漏れ電流Ｉｓを小さくできる。このため、サイリスタ２の耐熱性を考慮して、サイリスタ２のベースをオープン状態にするかカソードにショートさせるかを選択すればよい。
　第１抵抗３は、サイリスタ２に対して直列接続されており、後述する第２抵抗４と共にクランプ時にサイリスタ２を通じて流れる電流を決めるために用いられる。また、第１抵抗３は、第２抵抗４と共にＨＥＭＴ１のドレイン－ソース間電圧を分圧する分圧抵抗となることで、ターンオフ時におけるＨＥＭＴ１のゲート電圧Ｖｇを決める役割も果たす。
　一方、ＨＥＭＴ１のソース－ゲート間には、保護素子として互いに直列接続された第２抵抗４およびツェナーダイオード５が備えられている。
　第２抵抗４は、上記したように第１抵抗３と共にクランプ時にサイリスタ２を通じて流れる電流を決めるために用いられる。また、第２抵抗４は、第１抵抗３と共にＨＥＭＴ１のドレイン－ソース間電圧を分圧する分圧抵抗となることで、ターンオフ時におけるＨＥＭＴ１のゲート電圧を決める役割も果たす。
　ツェナーダイオード５は、遮断部に相当するものであり、負荷に電力供給を行うためにＨＥＭＴ１をオンさせる際には遮断されることでＨＥＭＴ１にゲート電圧Ｖｇが印加されるようにする。また、ツェナーダイオード５は、ＨＥＭＴ１のターンオフ時に、サイリスタ２がオンすると導通させられることで、保護素子側への電流の流れを許容する働きも果たす。本実施形態の場合、ツェナーダイオード５をＨＥＭＴ１のオン時のゲート電圧以上の耐圧に設定している。このため、ターンオフ時にはサイリスタ２が導通したときにサイリスタ２や第１、第２抵抗３、４およびツェナーダイオード５を通じる経路で電流を流しつつ、ターンオン時にはＨＥＭＴ１に対してゲート電圧を印加できるようにしている。また、本実施形態では、ツェナーダイオード５は、互いのカソードが接続されたバックツーバック接続とされており、ＨＥＭＴ１をゲートオフするときに負の電圧を掛けてオフする場合にも対処できるようにしている。
　続いて、上記のように構成された半導体装置の保護回路の動作について説明する。
　まず、外部からのゲート駆動信号（ゲート電圧Ｖｇ）に基づいてＨＥＭＴ１をオンしているときには、図示しない電源からの電力供給に基づいて誘導性負荷が駆動され、誘導性負荷に対してエネルギーが蓄積された状態になっている。そして、ゲート駆動信号の変化、例えばゲート電圧Ｖｇがハイレベルからローレベルに切り換わる等によってＨＥＭＴ１がターンオフされる。このとき、誘導性付加に蓄積されていたエネルギーを回路内で消費する必要がある。
　これに対して、本実施形態では、保護回路が上記のような構成を備えているため、ＨＥＭＴ１のターンオフ時にサイリスタ２のアノード－カソード間にブレークオーバ電圧ＶBF以上の電圧が印加されるとサイリスタ２がオンさせられる。そして、サイリスタ２がオンさせられると、第１抵抗３と第２抵抗４によって分圧された電圧がＨＥＭＴ１のゲート電圧Ｖｇとして印加され、ＨＥＭＴ１がオンされる。このため、ＨＥＭＴ１のドレイン電圧をサイリスタ２の順方向耐圧によってクランプすることができ、ＨＥＭＴ１に対してクランプ電圧を超える電圧が印加されないようにすることができる。
　また、図２に示すように、サイリスタ２は、アノード－カソード間にブレークオーバ電圧ＶBF以上の電圧が印加されてオンした後は、ベース電流が無くてもオン状態を維持するという動作を行う。そして、一度、サイリスタ２がオンしてドレイン電圧がクランプすると、サイリスタ２の降下電圧、つまりアノード－カソード間電圧は、ブレークオーバ電圧ＶBFと比較して無視できる程度の電圧Ｖｈまで低下する。この電圧は、アノード－カソード間に流れる電流ＩACが大きくなると多少大きくなるが、ほぼ無視できる大きさである。したがって、クランプ時に保護回路に流れる電流は、第１抵抗３の抵抗値Ｒ１と第２抵抗４の抵抗値Ｒ２によって決定されるようになり、これらの抵抗値Ｒ１、Ｒ２を適宜選択することで、保護素子に流れる電流を小電流から大電流まで自由に設計することが可能となる。
　例えば、サイリスタ２はオンしているときの抵抗値は小さいし、高耐圧の素子の場合はダイオード５の耐圧がサイリスタ２よりも十分に小さいため、ほとんで無視しても良い。このため、図３に示すように、サイリスタ２がオンするブレークオーバ電圧ＶBFをクランプ電圧に設定すると、負荷線は、第１抵抗３および第２抵抗４の抵抗値Ｒ１、Ｒ２によって決まる線で示すことができ、これらの抵抗値Ｒ１、Ｒ２によってその勾配を設定できる。このため、第１抵抗３および第２抵抗４の抵抗値Ｒ１、Ｒ２を小さくすれば保護素子に流れる電流を大電流にでき、抵抗値Ｒ１、Ｒ２を大きくすれば保護素子に流れる電流を小電流にできる。
　具体的には、サイリスタ２の特性線を記したグラフ中に第１抵抗３および第２抵抗４の抵抗値Ｒ１、Ｒ２に応じて決まる負荷線を記入した場合、それらの線の交点は、サイリスタ２がオンしたときに保護素子に流れる電流Ｉやサイリスタ２での降下電圧を表すことになる。つまり、サイリスタ２と負荷線とが交差する点における電流Ｉの値が、サイリスタ２がオンしたときに流れる電流になり、そのときの電圧ＶAKの値がサイリスタ２での降下電圧となる。また、第１抵抗３および第２抵抗４には、サイリスタ２と同じ電流Ｉが流れることになり、クランプ電圧からサイリスタ２での電圧降下分を差し引いた電圧が第１抵抗３および第２抵抗４（およびダイオード５：クランプ電圧に比べると小さくほぼ無視出来る）での電圧降下分となる。したがって、サイリスタ２がオンするブレークオーバ電圧ＶBFにクランプ電圧を設定すれば、第１抵抗３および第２抵抗４の抵抗値Ｒ１、Ｒ２を決めるだけで、それに応じた負荷線が決まり、サイリスタ２がオンしたときに保護素子に流れる電流を適宜設定できる。これにより、保護素子に流れる電流を調整することで、保護対象となるＨＥＭＴ１を駆動するのに十分な電力を供給することもできる。
　一方、誘導性負荷のエネルギーが消費されてドレイン電圧が降下していき、アノード－カソード間に流れる主電流が保持電流Ｉｈ以下に低下すると、サイリスタ２がオフする。アノード－カソード間に流れる主電流が電流Ｉｈとなるときの電圧は、第１抵抗３および第２抵抗４の抵抗値Ｒ１、Ｒ２に対して電流Ｉｈを掛けた値（＝（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｉｈ）（実際には、さらにダイオード５の耐圧を加算した電圧）となる。これが、クランプが解除されるクランプ解除電圧になる。このように、誘導性負荷のエネルギーが消費されてドレイン電圧が降下した後は、サイリスタ２がオフすることでＨＥＭＴ１もオフさせられ、自動的に通常のオフモードに復帰するようにできる。
　なお、クランプ中のゲート電圧Ｖｇは、第１抵抗３の抵抗値Ｒ１と第２抵抗４の抵抗値Ｒ２より、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×クランプ電圧＋ダイオード５の耐圧で与えられるため、抵抗値Ｒ２を調整することで、自由に設定可能である。
　以上説明したように、本実施形態では、保護素子としてＨＥＭＴ１のドレイン－ゲート間にサイリスタ２および第１抵抗３を備えると共に、ＨＥＭＴ１のソース－ゲート間に第２抵抗４およびダイオード５を備えるようにしている。このため、ＨＥＭＴ１のターンオフ時にサイリスタ２がオンして保護素子側に電流が流れるようにでき、そのときに第１抵抗３および第２抵抗４で分圧されて形成されるゲート電圧ＶｇによってＨＥＭＴ１をオンさせることができる。これにより、ターンオフ時に、サイリスタ２の順方向耐圧をクランプ電圧として、ＨＥＭＴ１に対して阻止電圧を超える電圧が印加されないようにしつつ、ＨＥＭＴ１をオンすることで誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを消費することが可能となる。したがって、アバランシェエネルギー耐量を得ることが可能な半導体装置の保護回路とすることが可能になる。
　また、このような保護回路において、保護素子は、サイリスタ２と第１抵抗３と第２抵抗４およびダイオード５によって構成可能であり、ダイオード５についてもＨＥＭＴ１のゲート駆動が行える程度の低い耐圧だけで十分であるため、段数を少なくできる。このため、保護素子のサイズ増大を抑制することも可能となる。
　よって、保護素子のサイズ増大を抑制しつつ、アバランシェエネルギー耐量を得ることができる半導体装置の保護回路とすることが可能となる。
　（他の実施形態）
　本開示は上記した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した範囲内において適宜変更が可能である。
　例えば、上記実施形態において、図４に示すように、サイリスタ２を第１抵抗３のローサイド側かつＨＥＭＴ１のゲートのハイサイド側に配置しても良い。
　また、図５に示すように、遮断部として、ダイオード５の代わりにサイリスタ１０を配置しても構わない。この場合、ＨＥＭＴ１をターンオフしたときに、サイリスタ１０がサイリスタ２と同様の動作を行うことで、第１抵抗３と第２抵抗４とにより分圧された電圧がＨＥＭＴ１のゲートに印加されるようにし、ＨＥＭＴ１をオンさせることができる。これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。また、この場合にも、サイリスタ２についてＨＥＭＴ１のゲート駆動が行える程度の低い耐圧だけで十分であるため、保護素子のサイズ増大を抑制することも可能となる。なお、サイリスタ１０のベースについても、漏れ電流Ｉｓと耐圧に応じてオープン状態にするか、もしくはサイリスタ１０のカソードにショートさせるかを選択することができる。
　さらに、図６に示すように、サイリスタ２を複数段で構成するようにしても良い。

Claims (10)

  1. 　負荷に対して接続され、該負荷に対する電力供給のオンオフを制御する半導体スイッチング素子となる高電子移動度トランジスタ（１）と、
    　前記高電子移動度トランジスタのドレイン－ゲート間に、順方向に接続されたサイリスタ（２）および該サイリスタに直列接続された第１抵抗（３）を備えており、前記高電子移動度トランジスタのソース－ゲート間に、第２抵抗（４）および該第２抵抗に対して直列接続された遮断部（５、１０）が備えられた保護素子と、を備え、
    　前記遮断部は、前記サイリスタがオフされているときに前記ドレイン－ゲート間の電流の流れを遮断すると共に前記サイリスタがオンされているときに前記ドレイン－ゲート間の電流の流れを許容する半導体装置の保護回路。
  2. 　前記高電子移動度トランジスタのターンオフ時における該高電子移動度トランジスタのドレイン電圧が前記サイリスタの順方向耐圧をクランプ電圧としてクランプされる請求項１に記載の半導体装置の保護回路。
  3. 　前記クランプが解除される電圧であるクランプ解除電圧が前記第１抵抗の抵抗値Ｒ１および前記第２抵抗の抵抗値Ｒ２とを合わせた抵抗値（Ｒ１＋Ｒ２）に対して前記サイリスタにおける保持電流Ｉｈを掛けた値（（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｉｈ）に設定されている請求項２に記載の半導体装置の保護回路。
  4. 　前記高電子移動度トランジスタのドレイン電圧が前記クランプ電圧にクランプされているときにおける該高電子移動度トランジスタのゲート電圧（Ｖｇ）が前記第１抵抗の抵抗値Ｒ１および前記第２抵抗の抵抗値Ｒ２より、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×クランプ電圧とされている請求項２または３に記載の半導体装置の保護回路。
  5. 　前記サイリスタが前記第１抵抗のハイサイド側に接続されている請求項１ないし４のいずれか１つに記載の半導体装置の保護回路。
  6. 　前記サイリスタが前記第１抵抗のローサイド側に接続されている請求項１ないし４のいずれか１つに記載の半導体装置の保護回路。
  7. 　前記ソース－ゲート間には前記第２抵抗と共に前記遮断部としてダイオード（５）が接続されている請求項１ないし６のいずれか１つに記載の半導体装置の保護回路。
  8. 　前記ソース－ゲート間には前記第２抵抗と共に前記遮断部としてサイリスタ（１０）が接続されている請求項１ないし６のいずれか１つに記載の半導体装置の保護回路。
  9. 　前記ドレイン－ゲート間に接続されるサイリスタは、複数段とされている請求項１ないし８のいずれか１つに記載の半導体装置の保護回路。
  10. 　前記サイリスタのベースがオープン状態もしくは該サイリスタのカソードにショートさせられている請求項１ないし９のいずれか１つに記載の半導体装置の保護回路。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106899283B (zh) * 2017-02-22 2019-12-06 南京南瑞继保电气有限公司 基于分立元器件的保护性触发电路
TWI778071B (zh) * 2018-06-01 2022-09-21 聯華電子股份有限公司 半導體裝置
JP2020178312A (ja) * 2019-04-22 2020-10-29 株式会社東芝 電流遮断装置及びトランジスタ選定方法
EP3734513B1 (en) * 2019-04-30 2023-03-08 EM Microelectronic-Marin SA A tamper detection device
US10937781B1 (en) * 2019-09-04 2021-03-02 Semiconductor Components Industries, Llc Electronic device including a protection circuit
CN113471281A (zh) * 2021-06-08 2021-10-01 深圳大学 半导体场效应管
EP4280462A1 (en) * 2022-05-17 2023-11-22 Airbus SAS Improved power component for electric or hybrid aircraft

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02185069A (ja) * 1988-12-02 1990-07-19 Motorola Inc 高エネルギー阻止能力及び温度補償された阻止電圧を具備する半導体デバイス
JPH0669423A (ja) * 1992-04-09 1994-03-11 Philips Electron Nv 半導体部品
JP2002050640A (ja) * 2000-05-22 2002-02-15 Sony Corp 電界効果トランジスタの保護回路及び半導体装置
JP2007059882A (ja) * 2005-07-28 2007-03-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 半導体装置
JP2009246276A (ja) * 2008-03-31 2009-10-22 Furukawa Electric Co Ltd:The 電界効果トランジスタ及びその製造方法
JP2011211096A (ja) * 2010-03-30 2011-10-20 Advanced Power Device Research Association 半導体装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2347780A1 (fr) * 1976-07-21 1977-11-04 Bicosa Recherches Perfectionnements apportes a un element bistable et circuit interrupteur comportant un tel element bistable
GB8810750D0 (en) * 1988-05-06 1988-06-08 Salplex Ltd Mosfet power switch arrangements
JP3111576B2 (ja) * 1992-01-06 2000-11-27 富士電機株式会社 半導体装置
JPH05299990A (ja) * 1992-02-17 1993-11-12 Fuji Electric Co Ltd 半導体装置
JP3381491B2 (ja) * 1995-11-30 2003-02-24 三菱電機株式会社 半導体素子の保護回路
JP2005295753A (ja) * 2004-04-05 2005-10-20 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 端子保護回路および同期整流型のスイッチング電源
EP1624570A1 (en) * 2004-08-03 2006-02-08 Freescale Semiconductor Inc. (A Delaware Corp) A semiconductor switch arrangement
US7470958B2 (en) 2005-07-28 2008-12-30 Panasonic Corporation Semiconductor device
US8144441B2 (en) 2006-08-30 2012-03-27 Triquint Semiconductor, Inc. Electrostatic discharge protection circuit for compound semiconductor devices and circuits
JP2009164158A (ja) 2007-12-28 2009-07-23 Panasonic Corp 半導体装置及びその製造方法
JP4700125B2 (ja) 2009-07-30 2011-06-15 住友電気工業株式会社 半導体装置およびその製造方法
US8653557B2 (en) * 2010-02-22 2014-02-18 Sofics Bvba High holding voltage electrostatic discharge (ESD) device
US9099862B1 (en) * 2011-05-06 2015-08-04 Anadigics, Inc. Self ESD protected device and method thereof

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02185069A (ja) * 1988-12-02 1990-07-19 Motorola Inc 高エネルギー阻止能力及び温度補償された阻止電圧を具備する半導体デバイス
JPH0669423A (ja) * 1992-04-09 1994-03-11 Philips Electron Nv 半導体部品
JP2002050640A (ja) * 2000-05-22 2002-02-15 Sony Corp 電界効果トランジスタの保護回路及び半導体装置
JP2007059882A (ja) * 2005-07-28 2007-03-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 半導体装置
JP2009246276A (ja) * 2008-03-31 2009-10-22 Furukawa Electric Co Ltd:The 電界効果トランジスタ及びその製造方法
JP2011211096A (ja) * 2010-03-30 2011-10-20 Advanced Power Device Research Association 半導体装置

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