WO2014167821A1 - パワー素子の電流検出回路 - Google Patents

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WO2014167821A1
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current
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信介 長岡
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株式会社デンソー
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Definitions

  • This disclosure relates to a current detection circuit that detects a current flowing through a power element in accordance with a PWM (Pulse Width Modulation) signal input from a control circuit.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a control circuit such as a microcomputer (PWM) is PWMed to each switching element constituting the inverter circuit via a drive IC. Output a signal.
  • PWM microcomputer
  • the drive IC side has a function of detecting a current flowing when the switching element is turned on and transmitting a detection signal to the control circuit.
  • power element means a switching element and a free wheel diode connected in parallel to the element.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to detect a current flowing in a power element in synchronization with a carrier cycle of PWM control and to transmit a detection signal to a control circuit. Is to provide.
  • the current detection unit is a timing at which the carrier of the PWM signal determined based on the signal input from the control circuit indicates the minimum value and / or the maximum value.
  • the current flowing through the power element is detected.
  • a signal generation transmission part will transmit the detection signal to a control circuit for every carrier period, if the detection signal which has a pulse width according to the electric current value detected by the electric current detection part is produced
  • the current detection unit may sample the current value when a trigger signal output at a timing at which the carrier shows the minimum value and / or the maximum value is input by the control circuit.
  • the signal generation / transmission unit may add the trigger signal as a header to the detection signal and transmit it to the control circuit. If comprised in this way, the electric current detection part can determine the timing of an electric current detection with the trigger signal input from a control circuit.
  • the control circuit since the control circuit has a header attached to the detection signal sent from the current detection circuit, the control circuit can acquire the detection signal and obtain the timing for evaluating the current value.
  • the current detection unit In response to the binary level change of the PWM signal, the current detection unit outputs the ON timing signal when the power element is turned on, and the OFF signal output unit outputs the OFF timing signal when the power element is turned off. May be. Then, the current value holding unit samples and holds the current value at the time when the two ON and OFF timing signals are input, and when the calculation unit calculates the average value of the two current values, the signal generation transmission unit A detection signal having a pulse width corresponding to the average value may be generated. With this configuration, even when only the PWM signal is input from the control circuit, the current detection unit obtains the average value of the current flowing through the power element, and thereby the timing at which the carrier shows the minimum value and / or the maximum value. It is possible to acquire the same current value as that detected by the above.
  • the current detection unit counts a period during which the PWM signal indicates the ON level of the power element by the pulse width counter, and when the estimation counter finishes the counting operation by the pulse width counter, the current detection unit starts from the end of the period and uses the carrier cycle equivalent value A value obtained by subtracting 1/2 of the count result may be counted. Then, the current flowing through the power element may be detected when the estimation counter is counted up. If comprised in this way, according to the count operation
  • FIG. 2 equivalent view showing the third embodiment
  • FIG. 3 equivalent view showing the third embodiment
  • FIG. 2 equivalent diagram showing the fourth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 5 equivalent diagram showing the fourth embodiment FIG. 5 equivalent diagram illustrating a specific numerical example
  • the motor drive system 1 includes a microcomputer (microcomputer and control circuit) 2, six drive ICs 3 (af to current, current detection circuit), an inverter circuit 4, and a motor 5.
  • the inverter circuit 4 is configured by connecting, for example, IGBTs 6 (a to f) serving as switching elements in a three-phase bridge. Further, free wheel diodes 7 (a to f) are connected in antiparallel between the collectors and emitters of the respective IGBTs 6 (a to f). That is, the IGBT 6 and the free wheel diode 7 correspond to power elements.
  • the microcomputer 2 includes a phase current estimation / timing control logic 8 (hereinafter referred to as control logic 8) that is a function realized mainly by software, and signal transmission between the microcomputer 2 and each drive IC 3 is performed. This is performed through the photocoupler 9. That is, by electrically insulating the two companies, the microcomputer 2 side is protected from a high drive voltage (for example, several hundred volts) supplied to the inverter circuit 4.
  • control logic 8 phase current estimation / timing control logic 8
  • the microcomputer 2 outputs a PWM signal to each drive IC 3 and outputs a detection timing signal (trigger signal) at the timing when the triangular wave carrier becomes the bottom (minimum value) (the count value of the up / down counter is zero) (FIG. 3 ( b)).
  • the drive IC 3 includes an IGBT drive unit 11, a current detection unit 12, and a current transmission unit 13 (signal generation transmission unit).
  • the IGBT drive unit 11 outputs a gate drive signal to the gate of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 6 in accordance with the input PWM signal.
  • the IGBT 6 includes a main element 6M and a current detecting sense element 6S. A current corresponding to the current flowing through the main element 6M flows through the sense element 6S at a predetermined diversion ratio. That is, even when a large current flows through the main element 6M, current detection can be easily performed.
  • a series circuit of resistance elements 14 and 15 is connected between the emitter of the sense element 6S and the ground (in the case of the lower arm side).
  • the current detection unit 12 detects the current flowing during the period when the IGBT 6 is on by detecting the terminal voltage of the resistance element 15 (current detection unit) using the input detection timing signal as a trigger (FIG. 3A ), (B)), and outputs the detected current value to the current transmitter 13.
  • the detection timing signal is also input to the current transmission unit 13, and the current transmission unit 13 transmits a current detection signal to the microcomputer 2 via the photocoupler 9.
  • the current detection unit 12 is configured by a sample hold circuit (voltage signal generation unit).
  • the detection timing signal is used as a trigger to detect the sense voltage (terminal voltage of the resistance element 15) input at that time.
  • the level is sampled and held (see FIGS. 5A to 5C).
  • the current transmission unit 13 includes a delay circuit 16, a comparison wave generation circuit 17 (both are comparison wave generation units), a comparator 18, a DUTY generation circuit 19, a header generation unit 20, and an OR gate 21.
  • the delay circuit 16 gives a predetermined delay time to the detection timing signal and outputs it to the comparison wave generation circuit 17.
  • the comparison wave generation circuit 17 generates a sawtooth wave that monotonously increases as a comparison wave using the detection timing signal input via the delay circuit 16 as a trigger (see FIG. 5C).
  • a comparison wave is given to the inverting input terminal of the comparator 18, and the sample hold signal (voltage signal) of the current detection unit 12 is given to the non-inverting input terminal. And the output signal of the delay circuit 16 are input.
  • the DUTY generation circuit 19 starts outputting a high-level pulse with a detection timing signal input via the delay circuit 16 as a trigger. Since the output signal of the comparator 18 changes from high level to low level when (comparison wave)> (sample hold signal), the DUTY generation circuit 19 stops the output of the high level pulse using the level change as a trigger ( (Refer FIG.5 (d)). As a result, the output signal of the DUTY generation circuit 19 becomes a duty signal having a high level pulse width corresponding to the level of the sample hold signal.
  • the header generation unit 20 includes, for example, a multivibrator that generates a one-shot pulse with an input detection timing signal as a trigger.
  • the one-shot pulse is generated as a header (see FIG. 5E), and ORed with the output signal (duty signal) of the DUTY generation circuit 19 by the OR gate 21. Then, the logical sum signal is transmitted to the microcomputer 2 as a detection signal (current output) (see FIG. 5F).
  • the header generation unit 20 functions to shape the waveform in order to transmit the detection timing signal as a header.
  • the pulse width of the header is not necessarily the same as the pulse width of the detection timing signal, but is set at least in a range where a predetermined interval exists between the header and the duty signal.
  • the pulse width of the header is set to be narrower than the minimum pulse width of the duty signal. That is, the purpose of providing the delay time by the delay circuit 16 is to provide a time margin for enabling the header and the duty signal to be distinguished in the detection signal transmitted to the microcomputer 2.
  • the detection signal output from the drive IC 3 is input to the microcomputer 2 via the photocoupler 9, the detection signal is input to the header detection circuit 22 and the pulse width detection circuit 23 of the control logic 8. .
  • the header detection circuit 22 detects a header included in the detection signal by, for example, a pulse width less than a threshold defined by the minimum pulse width of the duty signal
  • the header detection signal is detected by the pulse width detection circuit 23 and software. (Shows the function realized by).
  • the software 24 recognizes the header detection signal by interruption or polling, for example.
  • the pulse width detection circuit 23 is composed of a counter that counts during a period in which the detection signal indicates a high level, and is reset when the header detection signal is input (see FIGS. 7B and 7C).
  • the count value of the pulse width detection circuit 23 corresponds to the detected current value, and the software 24 acquires the count value using the header detection signal as a trigger. However, since the count value includes the header pulse count, the software 24 subtracts the header pulse count from the acquired count value to obtain the current value.
  • the current detection unit 12 of the drive IC 3 conducts the IGBT 6 at a timing corresponding to the minimum value of the carrier of the PWM signal determined based on the signal input from the microcomputer 2. Detects the current flowing through And the electric current transmission part 13 will transmit the detection signal to the microcomputer 2 for every carrier period, if the detection signal which has a pulse width according to the electric current value detected by the electric current detection part 12 is produced
  • the current detection unit 12 samples the current value, and the current transmission unit 13 adds the trigger signal to the detection signal as a header and transmits the detection signal to the microcomputer 2. Therefore, the current detection unit 12 can determine the current detection timing based on the detection timing signal. Further, since the microcomputer 2 has a header attached to the detection signal sent from the drive IC 3, it is possible to obtain the timing at which the current value should be evaluated by acquiring the detection signal.
  • the current detection unit 12 outputs a sample hold signal corresponding to the current value
  • the current transmission unit 13 receives the detection timing signal
  • the delay circuit 16 gives a predetermined delay time, and then the comparison wave.
  • the generation circuit 17 starts generating a comparison wave that becomes a sawtooth wave.
  • the comparator 18 compares the levels of the sample hold signal and the comparison wave, thereby generating a detection signal having a pulse width corresponding to the voltage level of the sample hold signal.
  • the detection signal can be generated as a signal having a duty ratio corresponding to the current value, and the noise resistance of the detection signal can be improved as compared with the case where a voltage signal corresponding to the current value is transmitted. Further, by providing the delay time, the microcomputer 2 that receives the detection signal can easily discriminate between the header and the duty signal indicating the current value.
  • the detection timing signal may be output at a timing when the carrier shows the maximum value (peak), or may be output at a timing showing the minimum value and the maximum value of the carrier.
  • the sample hold circuit 12 As shown in FIG. 8, in the drive IC 31 (current detection circuit) of the second embodiment, the sample hold circuit 12, the comparison wave generation circuit 17, the comparator 18, and the DUTY generation circuit 19 are deleted, and instead of them, the A / D A converter 32 (current detection unit), a latch 33 (latch circuit), and a DUTY generation circuit 34 (pulse signal generation unit) are provided.
  • the IGBT drive part 11 is abbreviate
  • the A / D converter 32 comprises the electric current transmission part 35 (signal production
  • the A / D converter 32 performs A / D conversion of the sense voltage every time a pulse of the clock signal CLK is input (see FIGS. 9A and 9B), and the latch 33 uses the detection timing signal as a trigger.
  • the data A / D converted by the A / D converter 32 is latched (see FIGS. 9C and 9D).
  • the DUTY generation circuit 34 starts output of a pulse signal triggered by the detection timing signal given via the delay circuit 16, and the pulse width corresponding to the data value given via the latch 33 Then, the output is finished (see FIGS. 9E and 9F).
  • the drive IC 31 includes the A / D converter 32 that performs A / D conversion on the sense voltage corresponding to the current value as the current detection unit, and the current transmission unit 35 detects the detection voltage.
  • the A / D converter 32 that performs A / D conversion on the sense voltage corresponding to the current value as the current detection unit, and the current transmission unit 35 detects the detection voltage.
  • a latch 33 that latches A / D converted current value data and a DUTY generation circuit 34 that generates a detection signal having a pulse width corresponding to the current value data are provided. Therefore, the current value can be detected and the detection signal can be generated by a digital circuit.
  • the motor drive system 41 of the third embodiment is obtained by replacing the microcomputer 2 and the drive IC 3 with a microcomputer 42 (control circuit) and a drive IC 43 (current detection circuit), respectively.
  • the control logic 44 of the microcomputer 42 outputs only the PWM signal without outputting the detection timing signal to the drive IC 43.
  • the drive IC 43 includes a PWM signal ON timing detection unit 45 (ON signal output unit), a PWM signal OFF timing detection unit 46 (OFF signal output unit, both of which are current detection units), and a current detection unit 47 ( A current value holding unit), a current value averaging unit 48 (calculation unit), and a current transmission unit 49 (signal generation transmission unit).
  • the ON timing detection unit 45 and the OFF timing detection unit 46 output a one-shot pulse in synchronization with the rising edge (turn-on timing of the IGBT 6) and the falling edge (same turn-off timing) of the PWM signal, respectively (FIG. 12B). To (d)).
  • the one-shot pulse is input to the current detector 47 as an ON timing command (ON timing signal) and an OFF timing command (OFF timing signal), respectively.
  • the current detector 47 samples the input sense voltage at the input timings of the ON timing command and the OFF timing command, and outputs them to the current value averaging unit 48 as the ON timing current value and the OFF timing current value.
  • the current value averaging unit 48 outputs 1 ⁇ 2 of the sum of the ON timing current value and the OFF timing current value as an average value to the current transmission unit 49 (see FIG. 12F). If necessary, the current value averaging unit 48 may also refer to the ON timing command and the OFF timing command.
  • the current transmission unit 49 creates a detection signal having a pulse width corresponding to the value of the input current average value, and transmits it to the microcomputer 2 (see FIG. 12G). Then, the microcomputer 2 acquires the average value transmitted from the drive IC 43 in the next cycle of the carrier (see FIG. 12 (h)). In the third embodiment, a header is not added to the detection signal as in the first and second embodiments.
  • the pulse width of the detection signal generated by the current transmission unit 49 is set to be about 50% of the carrier period when the current value reaches the maximum range. This prevents the pulse from protruding beyond the carrier period when the current value is high.
  • each timing is indicated by a circle number, but (2) to (8) are alternately ON and OFF timings, and the average values are (2) and (3), It is calculated
  • the average value is obtained for the current flowing through the IGBT 6 in the above, the average value may be similarly obtained for the return current (current flowing through the power element) flowing through the free wheel diode 7.
  • the detection timing in the current detection unit 47 is a pair of (1) and (2), (3) and (4), (5) and (6), (7) and (8) (that is, IGBT 6 Off-period).
  • the average value of the current flowing through the IGBT 6 and the average value of the current flowing through the diode 7 may be individually transmitted to the microcomputer 2 (however, a photocoupler needs to be added). By using these average current values, the resolution of current detection can be improved.
  • the PWM signal ON timing detection unit 45 and the PWM signal OFF timing detection unit 46 perform the ON timing command at the timing at which the IGBT 6 is turned on and off according to the binary level change of the PWM signal. , OFF timing commands are output.
  • the current detection unit 47 samples and holds current values at the time when two ON and OFF timing commands are input, and the current value averaging unit 48 calculates an average value of these two current values,
  • the transmission unit 49 generates a detection signal having a pulse width corresponding to the average value. Therefore, by obtaining the average value of the current flowing during the period in which the IGBT 6 is on, current detection is similarly performed even when the detection timing signal from the microcomputer 2 is not input as in the first and second embodiments. Can do.
  • the drive IC 51 current detection circuit of the fourth embodiment replaces the current transmission unit 13 with a current transmission unit 52 (signal generation transmission unit) and replaces the pulse width with the drive IC 3 of the first embodiment.
  • a counter 53, a carrier bottom estimation logic unit 54, and a timing generation circuit 55 (estimation counter) are added.
  • the pulse width counter 53 performs a counting operation with a clock signal having a frequency of several MHz generated by a CR oscillation circuit (not shown) during a period in which the input PWM signal is at a high level (see FIGS. 14C to 14E). ).
  • the clock signal used on the microcomputer 2 side is a clock signal having a frequency of several tens of MHz, which is supplied from a high-precision oscillation circuit using a crystal oscillator.
  • the frequency of the PWM carrier is, for example, about several tens of kHz (see FIG. 14B).
  • the sinusoidal current waveform is shown by linear approximation.
  • the carrier bottom estimation logic unit 54 calculates a count value (bottom estimation value) corresponding to the timing at which the carrier shows the minimum value based on the count value of the pulse width counter 53 and outputs it to the timing generation circuit 55.
  • the timing generation circuit 55 is also a counter that performs a counting operation based on the clock signal generated by the CR oscillation circuit.
  • the current detection unit 12 samples and holds the sense voltage using the bottom timing estimation signal as a trigger, and outputs the sampled voltage to the current transmission unit 52 (see FIG. 14G). Similarly, the current transmission unit 52 sets the output signal to a high level using the bottom timing estimation signal as a trigger, and then maintains the high level for a period according to the level of the sample hold signal input from the current detection unit 12. A pulse whose duty ratio changes is generated as a detection signal (see FIGS. 14G and 14H).
  • the timing generation circuit 55 In the initial state before the first PWM signal is output, the timing generation circuit 55 outputs a bottom timing estimation signal corresponding to the case where the PWM duty corresponds to 50%. In the initial state, no current is yet output through the inverter circuit 4, so even if there is a slight error in the minimum detected current value, there is no problem in control.
  • the carrier frequency is 10 kHz (period 100 ⁇ s)
  • the clock signal of the drive IC 51 is 1 MHz (period 1 ⁇ s)
  • the count value of the pulse width counter 53 is initially “60”. This count value is latched at the falling edge of the PWM signal.
  • the timing generation circuit 55 subtracts “60/2” from the carrier cycle equivalent value “100” and further adds “1 (predetermined value)” as a correction amount to the timing generation circuit 55 as a calculation result. (See FIG. 15E).
  • the correction amount “1” is added to correct a deviation that can be caused by counting the pulse width with a clock signal having a period of 1 ⁇ s.
  • the drive IC 51 synchronizes the processing with the microcomputer side even if the detection timing signal from the microcomputer 2 is not obtained as in the first embodiment. Can be maintained. Then, the timing generation circuit 55 counts a value obtained by adding “1” to a value obtained by subtracting 1 ⁇ 2 of the count result from the carrier cycle equivalent value. Can be corrected. Note that, instead of the timing at which the carrier shows the bottom, the timing at which the peak is shown may be estimated, or the timing at which both the bottom and the peak are shown may be estimated. (Modification)
  • the present disclosure is not limited to the embodiments described above or illustrated in the drawings, and for example, the following modifications or expansions are possible.
  • a drive IC with a current detection function is not necessarily provided for all IGBTs 6 constituting the inverter circuit 4.
  • it may be arranged only on the lower arm IGBTs 6d to 6f, or only two-phase current is detected and the remaining one-phase current is detected by the microcomputer.
  • 2 is obtained by calculation, it may be arranged in only two phases.
  • the present invention may be applied to an H-bridge circuit, a half-bridge circuit, or a device in which one power element is connected in series with a load to perform high-side drive or low-side drive.
  • An IGBT without a sense element may be used.
  • the switching element is not limited to the IGBT but may be a MOSFET or a bipolar transistor.
  • a header may be generated and loaded on the driver IC 3 side. If the processing between the microcomputer 2 and the driver IC 3 is synchronized, the header need not be used.
  • the value added as the correction amount is not limited to “1”. If correction is unnecessary, there is no need to add it.
  • the carrier cycle and clock signal cycle may be changed as appropriate according to the individual design.

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Abstract

　電流検出回路（３，４３，５１）は、電流検出部（１２，１５）と信号生成送信部（１３，４９，５２）を備え、制御回路（２）より入力されるＰＷＭ信号に応じて、パワー素子（６）を介して流れる電流を検出する。電流検出部は、制御回路より入力される信号に基づいて定められるＰＷＭ信号のキャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングにおいて、パワー素子に流れる電流を検出する。信号生成送信部は、電流検出部により検出された電流値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成し、検出信号をキャリア周期毎に制御回路に送信する。

Description

パワー素子の電流検出回路 関連出願の相互参照
　本開示は、２０１３年４月９日に出願された日本出願番号２０１３－８１２２５号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、制御回路より入力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に応じて、パワー素子を介して流れる電流を検出する電流検出回路に関する。
　例えば電気自動車やハイブリッド電気自動車に使用される走行駆動用モータを、インバータ回路により制御する場合、マイクロコンピュータ（マイコン）などの制御回路はドライブＩＣを介して、インバータ回路を構成する各スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する。この様な構成について、ドライブＩＣ側に、スイッチング素子が導通した際に流れる電流を検出し、検出信号を制御回路に送信する機能を持たせることを想定する。
　電流を検出するためにホールセンサを用いると、コストアップすると共にＰＣＵ（Power Control Unit）の内部にスペースが必要となる。そこで、例えば特許文献１に開示されているように、スイッチング素子の導通端子にシャント抵抗を挿入して電流を検出することが考えられる。
特開２００９－２３２５１３号公報
　しかしながら、ドライブＩＣ側でシャント抵抗に流れる電流を検出するには、パワー素子に電流が流れている期間内に検出を行う必要があり、その検出タイミングをどのようにして把握するかが問題となる（尚、ここで「パワー素子」とは、スイッチング素子及び当該素子に並列接続されるフリーホイールダイオードを含むものを言う）。
　本開示は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＰＷＭ制御のキャリア周期に同期してパワー素子に流れる電流を検出し、検出信号を制御回路に送信できるパワー素子の電流検出回路を提供することにある。
　本開示のある態様にかかるパワー素子の電流検出回路によれば、電流検出部は、制御回路より入力される信号に基づき定められるＰＷＭ信号のキャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングで、パワー素子に流れる電流を検出する。そして、信号生成送信部は、電流検出部により検出された電流値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成すると、その検出信号をキャリア周期毎に制御回路に送信する。したがって、電流検出回路側では、制御回路より入力される信号に基づいて、ＰＷＭ信号のキャリア周期と同期したタイミングで電流を検出できる。
　電流検出部は、制御回路により前記キャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングで出力されるトリガ信号が入力されると、電流値をサンプリングしてもよい。そして、信号生成送信部は、検出信号に前記トリガ信号をヘッダとして付加して制御回路に送信してもよい。このように構成すれば、電流検出部は、制御回路より入力されるトリガ信号により電流検出のタイミングを定めることができる。また、制御回路は、電流検出回路より送出された検出信号にヘッダが付されていることで、検出信号を取得して電流値を評価すべきタイミングを得ることが可能になる。
　電流検出部は、ＰＷＭ信号の二値レベル変化に応じて、パワー素子がターンオンするタイミングでＯＮ信号出力部がＯＮタイミング信号を出力し、ターンオフするタイミングでＯＦＦ信号出力部がＯＦＦタイミング信号を出力してもよい。そして、電流値保持部は、前記ＯＮ，ＯＦＦ２つのタイミング信号が入力された時点にそれぞれ電流値をサンプリングして保持し、演算部が２つの電流値の平均値を演算すると、信号生成送信部は、平均値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成してもよい。このように構成すれば、電流検出部は、制御回路よりＰＷＭ信号のみが入力される場合でも、パワー素子に流れる電流の平均値を得ることにより、キャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングで検出した場合と同様の電流値を取得することが可能になる。
　電流検出部は、パルス幅カウンタによりＰＷＭ信号がパワー素子のオンレベルを示す期間をカウントし、推定カウンタが、パルス幅カウンタによるカウント動作が終了すると、その終了時を起点としてキャリア周期相当値より前記カウント結果の１／２を減じた値をカウントしてもよい。そして、推定カウンタがカウントアップした時点で、パワー素子に流れる電流を検出してもよい。このように構成すれば、推定カウンタのカウント動作により、次にキャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングで電流を検出することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
本開示の第１実施形態であり、モータ駆動システムの構成を示す図 ドライブＩＣの機能ブロック図 （ａ）はＰＷＭキャリアと相電流，（ｂ）は検出タイミング信号，（ｃ）はＰＷＭ信号の波形を示す図 ドライブＩＣ内の電流検出部，及び電流送信部の構成を詳細に示す機能ブロック図 電流検出部，及び電流送信部の動作を示すタイミングチャート マイコン側が検出信号の受信処理を行う部分を示す機能ブロック図 同受信処理のタイミングチャート 本開示の第２実施形態を示す図４相当図 第２実施形態を示す図５相当図 本開示の第３実施形態を示す図１相当図 第３実施形態を示す図２相当図 第３実施形態を示す図３相当図 本開示の第４実施形態を示す図２相当図 第４実施形態を示す図５相当図 具体数値例を説明する図５相当図
　（第１実施形態）
　図１に示すように、モータ駆動システム１は、マイクロコンピュータ（マイコン，制御回路）２，６個のドライブＩＣ３（ａ～ｆ，電流検出回路），インバータ回路４及びモータ５を備えている。インバータ回路４は、スイッチング素子たる例えばＩＧＢＴ６（ａ～ｆ）を３相ブリッジ接続して構成されている。また、各ＩＧＢＴ６（ａ～ｆ）のコレクタ，エミッタ間には、それぞれフリーホイールダイオード７（ａ～ｆ）が逆並列に接続されている。すなわち、ＩＧＢＴ６及びフリーホイールダイオード７はパワー素子に相当する。
　マイコン２は、ソフトウェアを中心に実現される機能である相電流推定・タイミング制御ロジック８（以下、制御ロジック８と称す）を備えており、マイコン２と各ドライブＩＣ３との間における信号の伝送は、フォトカプラ９を介して行われる。すなわち、両社間を電気的に絶縁することで、インバータ回路４に供給される高い駆動電圧（例えば数１００Ｖ）より、マイコン２側を保護するためである。
　マイコン２は、各ドライブＩＣ３にＰＷＭ信号を出力すると共に、三角波キャリアがボトム（最小値）になるタイミング（アップダウンカウンタのカウント値ゼロ）で検出タイミング信号（トリガ信号）を出力する（図３（ｂ）参照）。
　図２に示すように、ドライブＩＣ３は、ＩＧＢＴ駆動部１１，電流検出部１２，電流送信部１３（信号生成送信部）を備えている。ＩＧＢＴ駆動部１１は、入力されるＰＷＭ信号に応じてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）６のゲートにゲート駆動信号を出力する。ＩＧＢＴ６は、メイン素子６Ｍと電流検出用のセンス素子６Ｓとからなり、センス素子６Ｓには、メイン素子６Ｍに流れる電流に応じた電流が所定の分流比で流れる。すなわち、メイン素子６Ｍに大きな電流が流れる場合でも、電流検出を容易に行うことができる。
　センス素子６Ｓのエミッタとグランド（下アーム側の場合）との間には、抵抗素子１４及び１５の直列回路が接続されている。電流検出部１２は、入力される検出タイミング信号をトリガとして、抵抗素子１５（電流検出部）の端子電圧を検出することでＩＧＢＴ６がオンしている期間に流れる電流を検出すると（図３（ａ），（ｂ）参照）、検出した電流値を電流送信部１３に出力する。検出タイミング信号は電流送信部１３にも入力されており、電流送信部１３は、フォトカプラ９を介して電流検出信号をマイコン２に送信する。
　図４に示すように、電流検出部１２はサンプルホールド回路（電圧信号生成部）で構成され、検出タイミング信号をトリガとして、その時点に入力されているセンス電圧（抵抗素子１５の端子電圧）のレベルをサンプリングしてホールドする（図５（ａ）～（ｃ）参照）。
　電流送信部１３は、遅延回路１６，比較波生成回路１７（共に比較波生成部），コンパレータ１８，ＤＵＴＹ生成回路１９，ヘッダ生成部２０，ＯＲゲート２１で構成されている。遅延回路１６は、検出タイミング信号に所定の遅延時間を付与して比較波生成回路１７に出力する。比較波生成回路１７は、遅延回路１６を介して入力される検出タイミング信号をトリガとして、単調増加する鋸歯状波を比較波として発生させる（図５（ｃ）参照）。
　コンパレータ１８の反転入力端子には比較波が与えられ、非反転入力端子には電流検出部１２のサンプルホールド信号（電圧信号）が与えられており、ＤＵＴＹ生成回路１９には、コンパレータ１８の出力信号と遅延回路１６の出力信号とが入力されている。
　ＤＵＴＹ生成回路１９は、遅延回路１６を介して入力される検出タイミング信号をトリガとしてハイレベルパルスの出力を開始する。コンパレータ１８の出力信号は、（比較波）＞（サンプルホールド信号）になるとハイレベルからローレベルに変化するので、ＤＵＴＹ生成回路１９は、そのレベル変化をトリガとしてハイレベルパルスの出力を停止する（図５（ｄ）参照）。その結果、ＤＵＴＹ生成回路１９の出力信号は、サンプルホールド信号のレベルに応じたハイレベルパルス幅を有するデューティ信号となる。
　ヘッダ生成部２０は、例えば、入力される検出タイミング信号をトリガとして、ワンショットパルスを発生させるマルチバイブレータ等で構成されている。上記ワンショットパルスはヘッダとして生成され（図５（ｅ）参照）、ＯＲゲート２１によってＤＵＴＹ生成回路１９の出力信号（デューティ信号）との論理和がとられる。そして、その論理和信号が検出信号（電流出力）としてマイコン２に送信される（図５（ｆ）参照）。
　ヘッダ生成部２０は、検出タイミング信号をヘッダとして送信するために波形を整形する作用を成す。ヘッダのパルス幅は、必ずしも検出タイミング信号のパルス幅と同一である必要はないが、少なくとも、ヘッダとデューティ信号との間に所定の間隔が存在する範囲に設定する。加えて後述するように、ヘッダのパルス幅はデューティ信号の最小パルス幅よりも狭くなるように設定する。すなわち、遅延回路１６により遅延時間を付与する目的は、マイコン２に送信する検出信号において、ヘッダとデューティ信号とを弁別可能とするための時間余裕を設けることにある。
　図６に示すように、ドライブＩＣ３が出力した検出信号がフォトカプラ９を介してマイコン２に入力されると、検出信号は制御ロジック８のヘッダ検出回路２２及びパルス幅検出回路２３に入力される。ヘッダ検出回路２２は、検出信号に含まれているヘッダを、例えばデューティ信号の最小パルス幅で規定される閾値未満のパルス幅であることにより検出すると、ヘッダ検出信号をパルス幅検出回路２３及びソフトウェア（によって実現される機能を示す）２４に出力する。ソフトウェア２４は、ヘッダ検出信号を例えば割り込みやポーリングによって認識する。
　パルス幅検出回路２３は、検出信号がハイレベルを示す期間にカウントを行うカウンタで構成され、ヘッダ検出信号が入力されるとリセットされる（図７（ｂ）,（ｃ）参照）。パルス幅検出回路２３のカウント値は検出電流値に相当するもので、ソフトウェア２４は、ヘッダ検出信号をトリガとして上記カウント値を取得する。但し、当該カウント値にはヘッダパルスをカウントした分も含まれているので、ソフトウェア２４は、取得したカウント値よりヘッダパルスのカウント分を減じて電流値を得るようにする。
　以上のように本実施形態によれば、ドライブＩＣ３の電流検出部１２は、マイコン２より入力される信号に基づいて定められるＰＷＭ信号のキャリアの最小値に相当するタイミングで、ＩＧＢＴ６が導通した際に流れる電流を検出する。そして、電流送信部１３は、電流検出部１２により検出された電流値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成すると、その検出信号をキャリア周期毎にマイコン２に送信する。したがって、ドライブＩＣ３側では、マイコン２より入力される信号に基づき、ＰＷＭ信号のキャリア周期と同期したタイミングで電流を検出することができる。
　また、電流検出部１２は、マイコン２からの検出タイミング信号が入力されると電流値をサンプリングし、電流送信部１３は、検出信号に前記トリガ信号をヘッダとして付加してマイコン２に送信する。したがって、電流検出部１２は、検出タイミング信号により電流検出のタイミングを定めることができる。また、マイコン２は、ドライブＩＣ３より送出された検出信号にヘッダが付されていることで、検出信号を取得して電流値を評価すべきタイミングを得ることが可能になる。
　更に、電流検出部１２は、電流値に応じたサンプルホールド信号を出力し、電流送信部１３は、検出タイミング信号が入力されると、遅延回路１６が所定の遅延時間を付与した後、比較波生成回路１７が鋸歯状波となる比較波の生成を開始する。そして、コンパレータ１８によりサンプルホールド信号と比較波とのレベルを比較することで、サンプルホールド信号の電圧レベルに応じたパルス幅を有する検出信号を生成する。
　したがって、検出信号を、電流値に応じたデューティ比を有する信号として生成でき、電流値に応じた電圧信号を送信する場合に比較して、検出信号のノイズ耐性を向上させることができる。また、遅延時間を付与することで、検出信号を受信するマイコン２側において、ヘッダと電流値を示すデューティ信号との弁別を容易に行うことができる。尚、検出タイミング信号は、キャリアが最大値（ピーク）を示すタイミングで出力されるものでも良いし、キャリアの最小値及び最大値を示すタイミングで出力されるものでも良い。
　（第２実施形態）
　図８に示すように、第２実施形態のドライブＩＣ３１（電流検出回路）は、サンプルホールド回路１２，比較波生成回路１７，コンパレータ１８及びＤＵＴＹ生成回路１９を削除し、それらに代えてＡ／Ｄ変換器３２（電流検出部），ラッチ３３（ラッチ回路）及びＤＵＴＹ生成回路３４（パルス信号生成部）を備えたものである。尚、ＩＧＢＴ駆動部１１の図示は省略している。そして、Ａ／Ｄ変換器３２を除いたものが、電流送信部３５（信号生成送信部）を構成している。
　Ａ／Ｄ変換器３２は、クロック信号ＣＬＫのパルスが入力される毎にセンス電圧をＡ／Ｄ変換し（図９（ａ），（ｂ）参照）、ラッチ３３は、検出タイミング信号をトリガとしてＡ／Ｄ変換器３２がＡ／Ｄ変換したデータをラッチする（図９（ｃ），（ｄ）参照）。ＤＵＴＹ生成回路３４は、第１実施形態と同様に、遅延回路１６を介して与えられる検出タイミング信号をトリガとしてパルス信号の出力を開始し、ラッチ３３を介して与えられるデータ値に応じたパルス幅になると出力を終了する（図９（ｅ），（ｆ）参照）。
　以上のように第２実施形態によれば、ドライブＩＣ３１は、電流検出部として、電流値に相当するセンス電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３２を備え、電流送信部３５は、検出タイミング信号が入力されると、Ａ／Ｄ変換された電流値データをラッチするラッチ３３と、電流値データに応じたパルス幅を有する検出信号を生成するＤＵＴＹ生成回路３４を備える。したがって、電流値の検出及び検出信号の生成を、デジタル回路で行うことができる。
　（第３実施形態）
　図１０に示すように、第３実施形態のモータ駆動システム４１は、マイコン２，ドライブＩＣ３を、それぞれマイコン４２（制御回路），ドライブＩＣ４３（電流検出回路）に置き換えたものである。マイコン４２の制御ロジック４４は、ドライブＩＣ４３に対して検出タイミング信号を出力せずに、ＰＷＭ信号のみを出力する。
　図１１に示すように、ドライブＩＣ４３は、ＰＷＭ信号ＯＮタイミング検出部４５（ＯＮ信号出力部），ＰＷＭ信号ＯＦＦタイミング検出部４６（ＯＦＦ信号出力部，何れも電流検出部），電流検出部４７（電流値保持部），電流値平均化部４８（演算部）及び電流送信部４９（信号生成送信部）で構成されている。
　ＯＮタイミング検出部４５，ＯＦＦタイミング検出部４６は、それぞれＰＷＭ信号の立ち上がりエッジ（ＩＧＢＴ６のターンオンタイミング），立下りエッジ（同ターンオフタイミング）に同期してワンショットパルスを出力する（図１２（ｂ）～（ｄ）参照）。上記ワンショットパルスは、それぞれＯＮタイミング指令（ＯＮタイミング信号），ＯＦＦタイミング指令（ＯＦＦタイミング信号）として電流検出部４７に入力される。
　電流検出部４７は、入力されるセンス電圧をＯＮタイミング指令，ＯＦＦタイミング指令の入力タイミングでそれぞれサンプリングすると、ＯＮタイミング電流値，ＯＦＦタイミング電流値として電流値平均化部４８に出力する。電流値平均化部４８は、ＯＮタイミング電流値とＯＦＦタイミング電流値との和の１／２を平均値として、電流送信部４９に出力する（図１２（ｆ）参照）。尚、必要であれば、電流値平均化部４８もＯＮタイミング指令，ＯＦＦタイミング指令を参照すれば良い。
　電流送信部４９は、入力される電流平均値の値に応じたパルス幅を有する検出信号を作成し、マイコン２に送信する（図１２（ｇ）参照）。するとマイコン２は、キャリアのその次の周期において、ドライブＩＣ４３より送信された平均値を取得する（図１２（ｈ）参照）。尚、第３実施形態では、第１，第２実施形態のように検出信号にヘッダを付加しない。また、電流送信部４９が生成する検出信号のパルス幅は、電流値がレンジの最大となった場合に、キャリア周期の５０％程度となるように設定する。これにより、電流値が高い場合にパルスがキャリア周期よりはみ出すことを防止する。
　図１２（ｅ）～（ｈ）中に各タイミングを丸数字で示しているが、（２）～（８）が交互にＯＮ，ＯＦＦタイミングとなり、平均値は、（２）と（３），（４）と（５），（６）と（７）のペアについてそれぞれ求められる。
　尚、以上はＩＧＢＴ６に流れる電流について平均値を求めたが、フリーホイールダイオード７を介して流れる還流電流（パワー素子に流れる電流）について、同様に平均値を求めても良い。但しこの場合、電流検出部４７での検出タイミングは、（１）と（２），（３）と（４），（５）と（６），（７）と（８）のペア（すなわちＩＧＢＴ６のオフ期間）についてそれぞれ求めることになる。
　また、ＩＧＢＴ６に流れる電流の平均値と、ダイオード７に流れる電流の平均値とを、個別にマイコン２に送信しても良い（但し、フォトカプラの追加が必要となる）。これらの電流平均値を用いることで、電流検出の分解能を向上させることができる。
　以上のように第３実施形態によれば、ＰＷＭ信号ＯＮタイミング検出部４５，ＰＷＭ信号ＯＦＦタイミング検出部４６は、ＰＷＭ信号の二値レベル変化に応じてＩＧＢＴ６がターンオン，ターンオフするタイミングでＯＮタイミング指令，ＯＦＦタイミング指令をそれぞれ出力する。電流検出部４７は、ＯＮ，ＯＦＦ２つのタイミング指令が入力された時点に、それぞれ電流値をサンプリングして保持し、電流値平均化部４８は、それら２つの電流値の平均値を演算し、電流送信部４９は、前記平均値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成する。したがって、ＩＧＢＴ６がオンしている期間に流れる電流の平均値を得ることで、第１，第２実施形態のようにマイコン２からの検出タイミング信号が入力されない場合でも、同様に電流検出を行うことができる。
　（第４実施形態）
　図１３に示すように、第４実施形態のドライブＩＣ５１（電流検出回路）は、第１実施形態のドライブＩＣ３より、電流送信部１３を電流送信部５２（信号生成送信部）に置き換え、パルス幅カウンタ５３，キャリアボトム推定ロジック部５４及びタイミング生成回路５５（推定カウンタ）を加えたものである。パルス幅カウンタ５３は、入力されるＰＷＭ信号がハイレベルを示す期間に、図示しないＣＲ発振回路により生成される周波数数ＭＨｚのクロック信号によりカウント動作を行う（図１４（ｃ）～（ｅ）参照）。
　尚、図１４（ａ）に示すように、マイコン２側で使用されているクロック信号は、水晶発振子を用いた高精度の発振回路より供給される、周波数が数１０ＭＨｚのクロック信号である。また、ＰＷＭキャリアの周波数は、例えば数１０ｋＨｚ程度である（図１４（ｂ）参照）。なお、正弦波状の電流波形については直線近似で示している。
　キャリアボトム推定ロジック部５４は、パルス幅カウンタ５３のカウント値に基づいて、キャリアが最小値を示すタイミングに相当するカウント値（ボトム推定値）を計算してタイミング生成回路５５に出力する。タイミング生成回路５５は、やはりＣＲ発振回路により生成されるクロック信号によりカウント動作を行うカウンタであり、キャリアボトム推定ロジック部５４よりボトム推定値が与えられると、その推定値をロードして例えばダウンカウント動作を行う。そして、カウント値がゼロになると、ボトムタイミング推定信号を電流検出部１２及び電流送信部５２に出力する（図１４（ｆ）参照）。
　電流検出部１２は、ボトムタイミング推定信号をトリガとしてセンス電圧をサンプルホールドし、電流送信部５２に出力する（図１４（ｇ）参照）。電流送信部５２は、同様にボトムタイミング推定信号をトリガとして出力信号をハイレベルにし、その後、電流検出部１２より入力されたサンプルホールド信号のレベルに応じた期間にハイレベルを維持することで、デューティ比が変化するパルスを検出信号として生成する（図１４（ｇ），（ｈ）参照）。
　尚、最初のＰＷＭ信号が出力される前の初期状態では、タイミング生成回路５５は、ＰＷＭデューティが５０％に相当する場合に対応するボトムタイミング推定信号を出力する。初期状態では、未だインバータ回路４を介して電流が出力されていないので、最小の検出電流値に多少の誤差があっても、制御上問題とはならない。
　図１５に示すように、キャリア周波数が１０ｋＨｚ（周期１００μｓ）であり、ドライブＩＣ５１のクロック信号が１ＭＨｚ（周期１μｓ）であり、パルス幅カウンタ５３のカウント値が最初に「６０」であったとする。このカウント値は、ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジでラッチされる。すると、タイミング生成回路５５は、キャリア周期相当値「１００」より「６０／２」を減じ、更に補正分として「１（所定値）」を加えた値「７１」を計算結果としてタイミング生成回路５５に出力する（図１５（ｅ）参照）。上記の補正分「１」は、パルス幅を周期１μｓのクロック信号でカウントすることで生じ得るずれを補正するために加えられる。
　タイミング生成回路５５には、カウント値「７１」がロードされ、ダウンカウントによるカウント値がゼロになると、ボトムタイミング推定信号を出力し、次回にカウント値がロードされるまでカウント動作を停止する。次のキャリア周期におけるパルス幅カウンタ５３がカウント値が「５０」であれば、タイミング生成回路５５は、キャリア周期相当値「１００」より「５０／２」を減じ、更に補正分として「１」を加えた値「７６」を計算結果として出力する。
　以上のように第４実施形態によれば、パルス幅カウンタ５３により、ＰＷＭ信号が、ＩＧＢＴ６のオンレベルを示す期間をカウントし、タイミング生成回路５５は、パルス幅カウンタ５３によるカウント動作が終了すると、その終了時を起点として、キャリア周期相当値よりカウント結果の１／２を減じた値をカウントする。そして、電流検出部１２は、タイミング生成回路５５がカウントアップ（＝０）した時点で、ＩＧＢＴ６がオンした際に流れる電流を検出する。
　このように、キャリアがボトムを示すタイミングを推定することで、ドライブＩＣ５１は、第１実施形態等のようにマイコン２からの検出タイミング信号が得られなくても、マイコン側との処理の同期を維持することができる。そして、タイミング生成回路５５は、キャリア周期相当値よりカウント結果の１／２を減じた値に、「１」を加えた値をカウントするので、ドライブＩＣ５１側のクロック信号によりパルス幅をカウントすることで生じるずれを補正できる。尚、キャリアがボトムを示すタイミングに替えて、ピークを示すタイミングを推定しても良いし、ボトム及びピークの双方を示すタイミングを推定しても良い。
（変形例）
　本開示は上記した、又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、例えば、以下のような変形又は拡張が可能である。
　電流検出機能付きのドライブＩＣは、必ずしもインバータ回路４を構成する全てのＩＧＢＴ６に対応して設ける必要はない。例えば、モータ制御のために電流の検出が必要であれば、下アーム側のＩＧＢＴ６ｄ～６ｆだけに配置しても良いし、更に２相の電流のみを検出して、残り１相の電流をマイコン２が演算で求める場合には、２相のみに配置しても良い。
　また、Ｈブリッジ回路やハーフブリッジ回路，更に１個のパワー素子が負荷と直列に接続されてハイサイド駆動，ローサイド駆動を行うものに適用しても良い。
　センス素子が無いＩＧＢＴを用いても良い。また、スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることなく、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等でも良い。
　第１，第２実施形態において、ヘッダをドライバＩＣ３側で生成して負荷しても良い。また、マイコン２とドライバＩＣ３との処理に同期がとれていれば、ヘッダを用いなくても良い。
　第４実施形態において、補正分として加える値は「１」に限らない。また補正が不要であれば、加える必要はない。
　キャリア周期やクロック信号の周期については、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。

Claims (7)

  1. 　制御回路（２）より入力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に応じて、パワー素子（６）を介して流れる電流を検出する電流検出回路（３，４３，５１）であって、
    　前記制御回路より入力される信号に基づいて定められる前記ＰＷＭ信号のキャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングにおいて、前記パワー素子に流れる電流を検出する電流検出部（１２，１５）と、
    　この電流検出部により検出された電流値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成し、前記検出信号を前記キャリア周期毎に前記制御回路に送信する信号生成送信部（１３，４９，５２）と、を備えるパワー素子の電流検出回路。
  2. 　前記電流検出部は、前記制御回路により前記キャリアが最小値及び／又は最大値を示すタイミングで出力されるトリガ信号が入力されると、前記電流値をサンプリングし、
    　前記信号生成送信部は、前記検出信号に、前記トリガ信号をヘッダとして付加して前記制御回路に送信する請求項１記載のパワー素子の電流検出回路。
  3. 　前記電流検出部は、前記サンプリングされた電流値に応じた電圧信号を生成する電圧信号生成部（１２）を備え、
    　前記信号生成送信部は、前記トリガ信号が入力されると、所定の遅延時間が経過してからレベルの単調変化を開始する波形となる比較波を生成する比較波生成部（１６，１７）を備え、
    　前記電圧信号と前記比較波とのレベルを比較することで、前記電圧信号のレベルに応じたパルス幅を有する検出信号を生成する請求項２記載のパワー素子の電流検出回路。
  4. 　前記電流検出部は、前記電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（３２）を備え、
    　前記信号生成送信部は、前記トリガ信号が入力されると、前記Ａ／Ｄ変換された電流値データをラッチするラッチ回路（３３）と、
    　前記電流値データに応じたパルス幅を有する検出信号を生成するパルス信号生成部（３４）とを備える請求項２記載のパワー素子の電流検出回路。
  5. 　前記電流検出部は、前記ＰＷＭ信号の二値レベル変化に応じて、前記パワー素子がターンオンするタイミングでＯＮタイミング信号を出力するＯＮ信号出力部（４５）と、
    　前記ＰＷＭ信号の二値レベル変化に応じて、前記パワー素子がターンオフするタイミングでＯＦＦタイミング信号を出力するＯＦＦ信号出力部（４６）と、
    　前記ＯＮ，ＯＦＦ２つのタイミング信号が入力された時点に、それぞれ前記電流値をサンプリングして保持する電流値保持部（４７）と、
    　前記２つの電流値の平均値を演算する演算部（４８）とを備え、
    　前記信号生成送信部（４９）は、前記平均値に応じたパルス幅を有する検出信号を生成する請求項１記載のパワー素子の電流検出回路。
  6. 　前記電流検出部は、前記ＰＷＭ信号が、前記パワー素子のオンレベルを示す期間をカウントするパルス幅カウンタ（５３）と、
    　このパルス幅カウンタによるカウント動作が終了すると、その終了時を起点として、前記キャリア周期相当値より前記カウント結果の１／２を減じた値をカウントする推定カウンタ（５５）とを備え、
    　前記推定カウンタがカウントアップした時点で、前記パワー素子に流れる電流を検出する請求項１記載のパワー素子の電流検出回路。
  7. 　前記推定カウンタは、前記キャリア周期相当値より前記カウント結果の１／２を減じた値に、所定値を加えた値をカウントする請求項６記載のパワー素子の電流検出回路。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105675971A (zh) * 2016-02-23 2016-06-15 无锡中誉东莲电气技术有限公司 一种变频器电流采样方法
CN107688117A (zh) * 2017-08-30 2018-02-13 汪明生 一种两相步进电机驱动器反馈电流采样方法
CN108964643A (zh) * 2018-06-27 2018-12-07 深圳市汇北川电子技术有限公司 一种带电流镜像端的功率器件的驱动控制电路及控制方法

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5664536B2 (ja) * 2011-12-19 2015-02-04 株式会社デンソー 電流検出回路および半導体集積回路装置
JP6422278B2 (ja) * 2014-09-19 2018-11-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力制御回路
CN104614582B (zh) * 2014-12-26 2017-09-22 广东美的制冷设备有限公司 通过单电阻检测直流母线电流时adc的触发方法、装置
JP2016163483A (ja) * 2015-03-04 2016-09-05 株式会社ホンダロック モータ制御装置および反力出力装置
JP6848183B2 (ja) * 2016-02-16 2021-03-24 富士電機株式会社 電流検出装置および半導体装置
JP6665669B2 (ja) * 2016-05-09 2020-03-13 株式会社デンソー 電力変換装置
CN107994827B (zh) * 2017-11-17 2020-11-03 美的集团股份有限公司 电机驱动系统和采样相电流相电压的同步计算方法、装置
US10578654B2 (en) * 2017-12-29 2020-03-03 Texas Instruments Incorporated Apparatus and methods for processing sensed current
JP7028071B2 (ja) * 2018-05-31 2022-03-02 トヨタ自動車株式会社 モータ制御装置、その制御方法及びプログラム
US10516372B1 (en) * 2018-07-03 2019-12-24 Nxp B.V. Low cost LF driver current sense topology
US11139810B2 (en) * 2019-07-29 2021-10-05 Cree, Inc. Overcurrent protection for power transistors
US10819257B1 (en) * 2019-09-05 2020-10-27 Allegro Microsystems, Llc Reconstruction of an average motor supply current using phase current measurement
CN116466122B (zh) * 2023-04-18 2024-04-19 海光信息技术(成都)有限公司 电流检测电路、方法、芯片、电子部件及电子设备

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6380774A (ja) * 1986-09-22 1988-04-11 Hitachi Ltd Ｐｗｍインバータの電流制御装置
JPH09229972A (ja) * 1996-02-28 1997-09-05 Mitsubishi Electric Corp 電流検出装置
JP2003009509A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Mitsubishi Electric Corp インテリジェントパワーモジュール
JP2003079159A (ja) * 2001-06-18 2003-03-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd パルス幅変調型電力変換装置
JP2007116817A (ja) * 2005-10-20 2007-05-10 Omron Corp インバータ制御回路

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2190754A (en) * 1986-04-11 1987-11-25 Hitachi Ltd Load current detecting device for pulse width modulation inverter
JPH0382396A (ja) * 1989-08-23 1991-04-08 Mitsubishi Electric Corp パルス幅変調形インバータ装置
US6672151B1 (en) * 1989-12-20 2004-01-06 Sentech, Inc. Apparatus and method for remote sensing and receiving
JP4577434B2 (ja) * 2008-09-03 2010-11-10 株式会社デンソー 周波数分割多重伝送方法及び物理量検出装置
WO2011016214A1 (ja) * 2009-08-04 2011-02-10 パナソニック株式会社 電力変換装置及び誘導加熱装置
DE102010039845A1 (de) * 2010-08-26 2012-03-01 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Übertragen von Sensordaten
JP5201245B2 (ja) * 2010-09-17 2013-06-05 株式会社デンソー 回転機の制御装置
WO2014045380A1 (ja) * 2012-09-20 2014-03-27 富士電機株式会社 電力変換装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6380774A (ja) * 1986-09-22 1988-04-11 Hitachi Ltd Ｐｗｍインバータの電流制御装置
JPH09229972A (ja) * 1996-02-28 1997-09-05 Mitsubishi Electric Corp 電流検出装置
JP2003079159A (ja) * 2001-06-18 2003-03-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd パルス幅変調型電力変換装置
JP2003009509A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Mitsubishi Electric Corp インテリジェントパワーモジュール
JP2007116817A (ja) * 2005-10-20 2007-05-10 Omron Corp インバータ制御回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105675971A (zh) * 2016-02-23 2016-06-15 无锡中誉东莲电气技术有限公司 一种变频器电流采样方法
CN107688117A (zh) * 2017-08-30 2018-02-13 汪明生 一种两相步进电机驱动器反馈电流采样方法
CN108964643A (zh) * 2018-06-27 2018-12-07 深圳市汇北川电子技术有限公司 一种带电流镜像端的功率器件的驱动控制电路及控制方法

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