WO2014136166A1 - モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両 - Google Patents

モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両 Download PDF

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耕太郎 田上
菊地　祐介
学士 尾崎
堀越　敦
遠藤　修司
和夫 長竹
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日本精工株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that drives and controls a multiphase electric motor mounted on a vehicle, an electric power steering device using the same, and a vehicle.
  • the multi-phase motor winding of the multi-phase electric motor is duplexed, and current is supplied from the individual inverter unit to the duplexed multi-phase motor winding, and the switching means of one inverter unit is used as the switching means.
  • An object of the present invention is to provide a motor control device, an electric power steering device using the same, and a vehicle.
  • a motor control device that drives and controls a multiphase electric motor.
  • the multiphase electric motor has a configuration in which the stator is wound with first and second multiphase motor windings that form at least two systems.
  • the motor control device includes: a command value calculation unit that outputs a command value for driving the multiphase electric motor; and the first and second multiphase motors based on the command value output from the command value calculation unit.
  • First and second motor drive circuits for supplying first and second multiphase motor drive currents individually to the windings.
  • the motor control device may include first and second multiphase interpolated individually between the first and second motor drive circuits and the first and second multiphase motor windings.
  • mode of the electric power steering apparatus which concerns on this invention has applied the motor control apparatus mentioned above to the motor control apparatus containing the electric motor which generates a steering assist force in a steering mechanism.
  • one aspect of the vehicle according to the present invention includes the motor control device described above.
  • At least two systems of multi-phase motor windings are wound around a multi-phase electric motor, and a multi-phase motor drive current is supplied to each multi-phase motor winding by an individual motor drive circuit.
  • a motor current interrupter is provided between the drive circuit and the multiphase motor winding.
  • the electric power steering apparatus is configured to include the motor control apparatus having the above-described effect, even if an abnormality occurs in one of the at least two systems of the multiphase motor drive current, the normal motor drive circuit can provide the multiphase motor drive current. Can be supplied to the electric motor, and the steering assist function of the electric power steering apparatus can be continued.
  • the vehicle is configured to include the motor control device having the above-described effects, even if an abnormality occurs in one of the motor drive circuits of at least two systems of the multi-phase electric motor, the multi-phase motor drive current can be obtained with a normal motor drive circuit. Can be supplied to the electric motor to continue the generation of torque in the electric motor, thereby providing a vehicle that improves the reliability of the electric motor.
  • FIG. 1 is a system configuration diagram showing a first embodiment of an electric power steering device mounted on a vehicle according to the present invention. It is a circuit diagram which shows the specific structure of the motor control apparatus in 1st Embodiment. It is sectional drawing which shows the structure of the three-phase electric motor in 1st Embodiment. It is a schematic diagram which shows the winding structure of the three-phase electric motor of FIG. It is a characteristic diagram which shows the relationship between the steering torque at the time of normal, and a steering auxiliary current command value. It is a characteristic diagram which shows the relationship between the steering torque at the time of abnormality, and a steering auxiliary current command value. It is a circuit diagram which shows the 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram showing a first embodiment when the motor control device of the present invention is applied to an electric power steering device mounted on a vehicle.
  • the vehicle 1 according to the present invention includes front wheels 2FR and 2FL and rear wheels 2RR and 2RL which are left and right steered wheels.
  • the front wheels 2FR and 2FL are steered by the electric power steering device 3.
  • the electric power steering device 3 has a steering wheel 11, and a steering force applied to the steering wheel 11 from a driver is transmitted to the steering shaft 12.
  • the steering shaft 12 has an input shaft 12a and an output shaft 12b. One end of the input shaft 12a is connected to the steering wheel 11, and the other end is connected to one end of the output shaft 12b via the steering torque sensor 13.
  • the steering force transmitted to the output shaft 12b is transmitted to the lower shaft 15 via the universal joint 14, and further transmitted to the pinion shaft 17 via the universal joint 16.
  • the steering force transmitted to the pinion shaft 17 is transmitted to the tie rod 19 via the steering gear 18 to steer the front wheels 2FR and 2FL as steered wheels.
  • the steering gear 18 is configured in a rack and pinion type having a pinion 18a coupled to the pinion shaft 17 and a rack 18b meshing with the pinion 18a. Then, the rotational motion transmitted to the pinion 18a is converted into a straight motion in the vehicle width direction by the rack 18b.
  • a steering assist mechanism 20 that transmits a steering assist force to the output shaft 12b is connected to the output shaft 12b of the steering shaft 12.
  • the steering assist mechanism 20 is a multiphase composed of, for example, a three-phase brushless motor that generates a steering assist force that is connected to the reduction gear 21 and a reduction gear 21 that is connected to the output shaft 12b. And a three-phase electric motor 22 as an electric motor.
  • the steering torque sensor 13 detects the steering torque applied to the steering wheel 11 and transmitted to the input shaft 12a.
  • the steering torque sensor 13 converts the steering torque into a torsion angle displacement of a torsion bar (not shown) interposed between the input shaft 12a and the output shaft 12b, and converts the torsion angle displacement into a resistance change or a magnetic change. It is configured to detect.
  • the three-phase electric motor 22 includes, for example, a stator 22S having nine teeth Te serving as magnetic poles that project inwardly on the inner peripheral surface to form slots SL, and the stator 22S.
  • a stator 22S having nine teeth Te serving as magnetic poles that project inwardly on the inner peripheral surface to form slots SL
  • the stator 22S For example, a 6-pole surface magnet type rotor 22R rotatably arranged opposite to the teeth Te.
  • a first three-phase motor winding L1 and a second three-phase motor winding L2, which are two-phase multiphase motor windings, are wound around the slot SL of the stator 22S.
  • one end of the U-phase coil L1u, V-phase coil L1v, and W-phase coil L1w is connected to each other to form a star connection, and the other end of each phase coil L1u, L1v, and L1w is the motor.
  • the motor drive currents I1u, I1v, and I1w are individually connected to the control device 25.
  • Each of the phase coils L1u, L1v, and L1w is formed with three coil portions L1ua to L1uc, L1va to L1vc, and L1wa to L1wc, respectively.
  • the coil portions L1ua to L1uc, L1va to L1vc, and L1wa to L1wc are wound outside the slot SL in the order of L1ua, L1va, L1wa, L1ub, L1vb, Lw1b,.
  • the second three-phase motor winding L2 has a star connection with one end of the U-phase coil L2u, V-phase coil L2v, and W-phase coil L2w, and the other end of each phase coil L2u, L2v, and L2w.
  • the motor control device 25 motor drive currents I2u, I2v and I2w are individually supplied.
  • Each phase coil L2u, L2v and L2w is formed with three coil portions L2ua to L2uc, L2va to L2vc and L2wa to L2wc, respectively.
  • coil portions L2ua to L2uc, L2va to L2vc, and L2wa to L2wc are arranged in the clockwise direction so that the coil portion in phase with the first three-phase coil winding L1 overlaps the inside of the slot SL, L2ua, L2va, L2wa, L2ub , L2vb, L2wb,...
  • the three-phase electric motor 22 includes a rotational position sensor 23a such as a Hall element that detects the rotational position of the rotor.
  • a detection value from the rotation position sensor 23a is supplied to the rotor position detection circuit 23, and the rotor position detection circuit 23 detects the rotor rotation angle ⁇ m.
  • the motor control device 25 receives the steering torque T detected by the steering torque sensor 13 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 26 and the rotor rotation angle ⁇ m output from the rotor position detection circuit 23.
  • a direct current is input to the motor control device 25 from a battery 27 as a direct current source.
  • the specific configuration of the motor control device 25 is the configuration shown in FIG. That is, the motor control device 25 includes a control arithmetic device 31, first and second motor drive circuits 32A and 32B, and first and second motor current cutoff circuits 33A and 33B.
  • the control arithmetic unit 31 receives the steering torque T detected by the steering torque sensor 13 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 26 shown in FIG. As shown in FIG. 2, the rotor rotation angle ⁇ m output from the rotor position detection circuit 23 is input.
  • control arithmetic unit 31 further receives coils of the respective phases of the first multiphase motor winding L1 and the second multiphase motor winding L2 of the three-phase electric motor 22 output from the current detection circuits 34A and 34B. Output motor currents I1d and I2d are input.
  • the control arithmetic unit 31 refers to the steering assist current command value calculation map shown in FIG. 5 that is set in advance based on the steering torque T and the vehicle speed Vs when the motor drive circuits 32A and 32B are normal.
  • the values I1 * and I2 * are calculated.
  • control arithmetic unit 31 refers to the steering assist current command value calculation map for abnormal steering shown in FIG. 6 that is set in advance based on the steering torque T and the vehicle speed Vs when the motor drive circuit 32A or 32B is abnormal. Current command values I1 * and I2 * are calculated.
  • the target d-axis current command value Id * and the target q-axis current command value in the dq coordinate system based on the calculated steering assist current command values I1 * and I2 * and the rotor rotation angle ⁇ m.
  • Iq * is calculated, and the calculated d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * are converted into dq-phase to three-phase to convert the U-phase current command value Iu * , V-phase current command value Ib *, and W-phase.
  • the current command value Iw * is calculated.
  • the control arithmetic unit 31 then calculates the U-phase current command value Iu * , the V-phase current command value Iv *, the W-phase current command value Iw *, and the current detection values detected by the current detection circuits 34A and 34B for each phase. Current deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, and ⁇ Iw from the added value are calculated. Further, the control arithmetic unit 31 performs, for example, a PI control calculation or a PID control calculation on the calculated current deviations ⁇ Iu, ⁇ Ib, and ⁇ Iw, and performs a three-phase voltage command value V1 * for the first and second motor drive circuits 32A and 32B. V2 * is calculated, and the calculated three-phase voltage command values V1 * and V2 * are output to the first and second motor drive circuits 32A and 32B.
  • control arithmetic unit 31 is provided between the first and second motor current cutoff circuits 33A and 33B and the first and second three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12.
  • Motor current detection values I1ud, I1vd, I1wd and I2ud, I2vd, I2wd detected by the abnormality detection circuits 35A and 35B are input.
  • the control arithmetic unit 31 is provided with the abnormality detection part 31a.
  • the abnormality detection unit 31a compares the detected motor current detection values I1ud to I1wd and I2ud to I2wd with the phase current command values Iu * , Iv *, and Iw * calculated by the abnormality detection unit 31a.
  • Each of the first and second motor drive circuits 32A and 32B receives the three-phase voltage command values V1 * and V2 * output from the control arithmetic unit 31 and forms a gate signal. Further, the first and second motor drive circuits 32A and 32B have gate drive circuits 41A and 41B that also function as a current controller at the time of abnormality, and a gate signal that is output from the gate drive circuits 41A and 41B. And second inverter circuits 42A and 42B.
  • each of the gate drive circuits 41A and 41B performs a pulse based on the voltage command values V1 * and V2 * and the triangular carrier signal Sc.
  • Six gate signals subjected to width modulation (PWM) are formed, and these gate signals are output to the inverter circuits 42A and 42B.
  • the gate drive circuit 41A outputs three high-level gate signals to the motor current cutoff circuit 33A when the abnormality detection signal SAa input from the control arithmetic unit 31 is a logical value “0” (normal). To do. At the same time, the gate drive circuit 41A outputs two high-level gate signals to the power cutoff circuit 44A. Further, when the abnormality detection signal SAa is a logical value “1” (abnormal), the gate drive circuit 41A outputs three low-level gate signals simultaneously to the motor current cutoff circuit 33A to cut off the motor current. At the same time, the gate drive circuit 41A simultaneously outputs two low-level gate signals to the power cut-off circuit 44A to cut off the battery power.
  • the gate drive circuit 41B outputs three high-level gate signals to the motor current cutoff circuit 33B. Output. At the same time, the gate drive circuit 41B outputs two high-level gate signals to the power cutoff circuit 44B. Further, when the abnormality detection signal SAb is a logical value “1” (abnormal), the gate drive circuit 41B outputs three low-level gate signals simultaneously to the motor current interruption circuit 33B, thereby interrupting the motor current. At the same time, the gate drive circuit 41B outputs two low-level gate signals simultaneously to the power cutoff circuit 44B to cut off the battery power.
  • first and second inverter circuits 42A and 42B the battery current of the battery 27 is input via the noise filter 43 and the power cutoff circuits 44A and 44B, and smoothing electrolytic capacitors CA and CB are connected to the input side.
  • These first and second inverter circuits 42A and 42B have field effect transistors (FETs) Q1 to Q6 as six switching elements, and three switching arms SAu in which two field effect transistors are connected in series. It has a configuration in which SAv and SAw are connected in parallel.
  • FETs field effect transistors
  • the gate signal output from the gate drive circuits 41A and 41B is input to the gates of the field effect transistors Q1 to Q6, whereby the field effects of the switching arms SAu, SAv, and SAw are input.
  • U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw are output from the transistors to the first and second three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12 via the motor current cutoff circuits 33A and 33B. To do.
  • the motor current cut-off circuit 33A includes three current cut-off field effect transistors QA1, QA2, and QA3.
  • the source of the field effect transistor QA1 is connected to the connection point of the transistors Q1 and Q2 of the switching arm SAu of the first inverter circuit 42A, and the drain is the U phase of the first three-phase motor winding L1 via the abnormality detection circuit 35A.
  • the source of the field effect transistor QA2 is connected to the connection point of the transistors Q3 and Q4 of the switching arm SAv of the first inverter circuit 42A, and the drain of the first three-phase motor winding L1 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the V-phase coil L1v. Further, the source of the field effect transistor QA3 is connected to the connection point of the transistors Q5 and Q6 of the switching arm SAw of the first inverter circuit 42A, and the drain of the first three-phase motor winding L1 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the W-phase coil L1w.
  • the motor current cut-off circuit 33B includes three current cut-off field effect transistors QB1, QB2, and QB3.
  • the source of the field effect transistor QB1 is connected to the connection point of the transistors Q1 and Q2 of the switching arm SBu of the second inverter circuit 42B, and the drain is connected to the U phase of the second three-phase motor winding L2 via the abnormality detection circuit 35B. It is connected to the coil L2u.
  • the source of the field effect transistor QB2 is connected to the connection point of the transistors Q3 and Q4 of the switching arm SBv of the second inverter circuit 42B, and the drain of the second three-phase motor winding L2 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the V-phase coil L2v.
  • the source of the field effect transistor QB3 is connected to the connection point of the transistors Q5 and Q6 of the switching arm SBw of the second inverter circuit 42B, and the drain of the second three-phase motor winding L2 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the W-phase coil L2w.
  • the field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 of the motor current cutoff circuits 33A and 33B are connected to each other in the same direction with the cathode of the parasitic diode D as the inverter circuits 42A and 42B.
  • Each of the power cutoff circuits 44A and 44B has a series circuit configuration in which two field effect transistors (FETs) QC1, QC2 and QD1, QD2 connect the drains and the parasitic diodes are reversed.
  • the sources of the field effect transistors QC1 and QD1 are connected to each other and connected to the output side of the noise filter 43, and the sources of the field effect transistors QC2 and QD2 are the field effect transistors of the first and second inverter circuits 42B and 42B. Connected to the sources of Q1, Q2 and Q3.
  • each of the field effect transistors Q1 to Q6 in the inverter circuits 42A and 42B of the motor drive circuits 32A and 32B is in a normal state in which no open fault and short fault have occurred.
  • the steering torque T is “0” and the vehicle speed Vs is also “0” in the steering assist control process executed by the control arithmetic unit 31, so FIG.
  • the steering assist current command value is calculated with reference to the normal steering assist current command value calculation map.
  • the control arithmetic unit 31 calculates the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq based on the calculated steering assist current command value I * and the rotor rotation angle ⁇ r input from the rotor position detection circuit 23. * Is calculated, and the calculated d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * are subjected to dq two-phase to three-phase conversion processing to obtain a U-phase current command value Iu * , a V-phase current command value Iv *, and W-phase current command value Iw * is calculated.
  • control arithmetic unit 31 compares the current deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv between the phase current command values Iu * , Iv * and Iw * and the addition values of the phase current detection values I1d and I2d detected by the current detection circuits 34A and 34B.
  • ⁇ Iw is calculated, and the calculated current deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv and ⁇ Iw are subjected to PI control processing or PID control processing to calculate target voltage command values Vu * , Vv * and Vw * .
  • the control arithmetic unit 31 sets the calculated target voltage command values Vu * , Vv * and Vw * as the target voltage command values V1 * and V2 * , and the gate drive circuits 41A of the first and second motor drive circuits 32A and 32B. And 41B. Further, since the inverter circuits 42A and 42B are normal, the control arithmetic unit 31 outputs abnormality detection signals SAa and SAb having a logical value “0” to the gate drive circuits 41A and 41B. Therefore, the gate drive circuits 41A and 41B output three high-level gate signals to the motor current cutoff circuits 33A and 33B.
  • the field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 of the motor current cutoff circuits 33A and 33B are turned on. For this reason, the inverter circuits 42A and 42B and the three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 22 are in a conductive state, and the energization control for the three-phase electric motor 22 is possible.
  • a high level gate signal is output from the gate drive circuits 41A and 41B to the power cutoff circuits 44A and 44B. Therefore, the field effect transistors QC1, QC2 and QD1, QD2 of the power cutoff circuits 44A and 44B are turned on, and the direct current from the battery 27 is supplied to the inverter circuits 42A and 42B via the noise filter 43. Further, in the gate drive circuits 41A and 41B, pulse width modulation is performed based on the voltage command values V1 * and V2 * input from the control arithmetic unit 31 to form a gate signal, and the formed gate signal is converted to the inverter circuit 42A and 42B is supplied to the gates of the field effect transistors Q1 to Q6. Therefore, when the vehicle is stopped and the steering wheel 1 is not being steered, the steering torque Ts is “0”, so the steering assist current command value is also “0”, and the electric motor 22 maintains the stopped state. To do.
  • the control arithmetic unit 31 increases the steering torque Ts with reference to FIG.
  • a steering assist current command value I * obtained by equally dividing the target steering assist current command value It * by half is calculated, and large voltage command values V1 * and V2 * corresponding thereto are supplied to the gate drive circuits 41A and 41B. Therefore, gate signals having a duty ratio corresponding to large voltage command values V1 * and V2 * are output from the gate drive circuits 41A and 41B to the inverter circuits 42A and 42B.
  • the U-phase current I1u, V-phase current I1v, W-phase currents I1w and I2u, I2v, and I3w having a phase difference of 120 degrees corresponding to the steering assist current command value I * are output from the inverter circuits 42A and 42B.
  • the U-phase current 11u to W-phase current 13w pass through the field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 corresponding to the phases of the motor current cutoff circuits 33A and 33B, and the three-phase motor winding L1 of the three-phase electric motor 22 and Supplied to the L2 phase coils L1u to L1w and L2u to L2w.
  • the electric motor 22 is rotationally driven to generate a large steering assist force corresponding to the target steering assist current value It * corresponding to the steering torque Ts, and this steering assist force is output via the reduction gear 21 to the output shaft 12b. Is transmitted to. For this reason, the steering wheel 11 can be steered with a light steering force. Thereafter, when the vehicle speed Vs increases, the steering assist current command value calculated in accordance with this decreases, and the steering assist is decreased moderately by the electric motor 22 according to the steering torque Ts and the vehicle speed Vs. Generate power.
  • the motor current optimum for the steering torque Ts and the vehicle speed Vs is 3 It is supplied to the phase electric motor 22.
  • one of the first and second inverter circuits 42A and 42B of the first and second motor drive circuits 32A and 32B for example, the field effect transistors Q2, Q4 and Q6 on the lower arm side of the inverter circuit 42B, for example.
  • the abnormality detection signal SAa is maintained at the logical value “0”, but the abnormality detection signal SAb becomes the logical value “1”. For this reason, all six gate drives of the inverter circuit 42B are turned off, and three low-level gate signals are simultaneously output from the gate drive circuit 41B of the motor drive circuit 32B to the motor current cutoff circuit 33B. Two low-level gate signals are simultaneously output to the blocking circuit 44B.
  • the field effect transistors QB1 to QB3 of each phase are turned off, and the energization to the phase coils L2u to L2w of the second three-phase motor winding L2 of the three-phase electric motor 22 is cut off. Is done.
  • the field effect transistors QD1 and QD2 are controlled to be in an off state, and the energization path between the battery 27 and the second inverter circuit 42B is cut off.
  • the field effect transistors QD1 and QD2 have a series connection configuration in which the drains are connected so that the parasitic diodes are opposite to each other, and therefore, between the battery 27 and the second inverter circuit 42B that has caused the short circuit failure.
  • the bidirectional current path is reliably interrupted.
  • the power cutoff circuits 44A and 44B are configured by one field effect transistor, the current from the anode to the cathode of the parasitic diode of the field effect transistor cannot be cut off, and the battery 27 and the inverter circuit 42A and 42B cannot be reliably interrupted.
  • the two field effect transistors QC1, QC2 and QD1, QD2 are connected so that the polarities of the parasitic diodes are opposite in polarity, so that the current flowing through the parasitic diode can be surely cut off.
  • the control arithmetic unit 31 calculates the steering assist current command value I * with reference to the abnormal steering assist current command value calculation map shown in FIG.
  • the target steering assist current command value It * at normal time that is, both the inverter circuits 42A and 42B are operated.
  • the current command value is the same as when Therefore, until the allowable current value is reached, the same steering assist force as that in normal steering can be generated by the three-phase electric motor 22 without causing the driver to feel uncomfortable.
  • the necessary steering assist force is also reduced, so that the steering assist control can be continued without causing the driver to feel an abnormality.
  • the driver can be made aware of the occurrence of abnormality and can warn that repair is necessary.
  • the motor current cut-off circuit 33B on the second motor drive circuit 32B side is cut off, the first three-phase motor winding L1 that supplies current from the first motor drive circuit 32A As shown in FIG.
  • each phase coil L1ua to L1uc, L1va to L1vc, and L1wa to L1wc is evenly arranged over the entire circumference of the stator 22S, so that torque ripple can be suppressed to a minimum and good. Can ensure a good steering performance.
  • the motor current cut-off circuit 33A corresponding to the motor drive circuit 32A is used for the motor current to the three-phase electric motor 22.
  • the supply is cut off, and the supply of battery current to the first inverter circuit 42A is cut off by the power cut-off circuit 44A.
  • the inverter circuit in which the short-circuit failure has occurred is connected to the three-phase electric motor 22. It remains connected to the phase motor winding L1 or L2. For this reason, when the three-phase electric motor 22 is rotated, the electromotive force generated in the coil portion is caused by the circulating current through the parasitic diode of the field effect transistor adjacent to the field effect transistor in which the short circuit failure occurs. Flow brake force will be generated.
  • the regenerative current generated by driving the three-phase electric motor 22 with the normal motor drive circuit 32A or 32B is supplied to the inverter circuit in which the short circuit has occurred, and the regenerative braking state is established.
  • This will greatly reduce the driver's feeling of incongruity. For this reason, if a normal inverter circuit is operated so as to overcome regenerative braking, loss increases and overheating occurs in the inverter circuit and the three-phase electric motor, so that the duration of steering assistance is limited.
  • an off-failure that is, an open failure in which the field effect transistors Q1 to Q6 continue to be turned off without being turned on in the first and second inverter circuits 42A and 42B of the first and second motor driving circuits 32A and 32B.
  • the abnormality detector 31a can detect an abnormality. Therefore, the motor current cut-off circuit 33A or 33B and the power cut-off circuit 44A or 44B of the motor drive circuit 32A or 32B that has become abnormal are controlled to be in a cut-off state, and the normal motor drive circuit has the allowable current as described above.
  • the same steering assist control as normal can be performed until it reaches.
  • the normal motor drive circuit is normal. Steering assist control equivalent to the time can be continued.
  • the gate drive circuits 41A and 41B may be made asynchronous by shifting the phase of the carrier signal so that the generated noise is dispersed.
  • the phase of the carrier signal of high frequency (for example, about 20 kHz) used for pulse width modulation is shifted and made asynchronous by the gate drive circuits 41A and 41B, so that the switching elements constituting the inverter circuits 42A and 42B are obtained.
  • Noise due to switching of the field effect transistors Q1 to Q6 can be dispersed. For this reason, in the said 1st Embodiment, the effect which can suppress the peak value of conduction
  • two sets of control arithmetic devices 31 are provided corresponding to the first and second motor drive circuits 32A and 32B in the first embodiment described above. That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 7, individual control computations having the same configuration as the control computation device 31 in FIG. 2 described above corresponding to the first and second motor drive circuits 32A and 32B. Devices 31A and 31B are provided.
  • the gate of the first motor drive circuit 32A to form a voltage command value V1 * and the abnormal detection signal SAa supplies the formed voltage command value V1 * and the abnormal detection signal SAa the motor drive circuit 32A by the control arithmetic unit 31A Output to the drive circuit 41A.
  • a voltage command value V2 * and an abnormality detection signal SAb to be supplied to the second motor drive circuit 32B are formed by the control arithmetic unit 31B, and the formed voltage command value V2 * and the abnormality detection signal SAb are supplied to the motor drive circuit 32B. Output to the gate drive circuit 41B.
  • control arithmetic devices 31A and 31B have a mutual monitoring function, compare the arithmetic results of both, and monitor the operation of the watchdog timer and the like. Therefore, when one of the control arithmetic devices 31A and 31B, for example, 31B (or 31A) becomes abnormal, the other control arithmetic device 31A (or 31B) can detect. Therefore, when an abnormality of the control arithmetic device is detected, the motor drive circuit controlled by the control arithmetic device that has become abnormal in the normal control arithmetic device can be subjected to alternative control.
  • the steering operation control process and the abnormality control process are individually executed by the control arithmetic devices 31A and 31B, so that the motor drive circuits 32A and 32B can be controlled as in the first embodiment.
  • the steering assist control can be continued with a normal motor drive circuit. Therefore, the same effect as the first embodiment can be obtained.
  • mutual monitoring can be performed between the control arithmetic devices 31A and 31B, and even when an abnormality occurs in one of the control arithmetic devices 31A and 31B, the first operation is performed with a normal control arithmetic device. It is possible to perform the abnormal control similar to the configuration. In addition, when it is detected that one control arithmetic device 31A (or 31B) has become abnormal, the motor control circuits 32A and 32B can be controlled by the normal control arithmetic device 31B (or 31A). Thus, it is possible to exhibit an effect that normal steering assist control can be continued even when an abnormality occurs in the control arithmetic device.
  • first and second embodiments two systems of first and second three-phase motor windings L1 and L2 are wound around the three-phase electric motor 22, and the first and second three-phase motor windings are wound.
  • the individual first and second motor drive circuits 32A and 32B are provided in the phase motor windings L1 and L2
  • the present invention is not limited thereto, and three or more motor windings are provided, A separate motor drive circuit and motor current cutoff circuit may be provided for each motor winding.
  • the three-phase electric motor 22 is configured as shown in FIG. 8 in the first and second embodiments described above. That is, the winding direction of the second three-phase motor winding L2 with respect to the teeth Te in the stator 22S in the first embodiment described above is reversed from the winding direction of the first three-phase motor winding L1 with respect to the teeth Te, and The direction of the current flowing through the second three-phase motor winding L2 is also set to be opposite to the direction of the current flowing through the first three-phase motor winding L1.
  • phase currents I1u to I1w and I2u to I2w output from the first and second inverter circuits 42A and 42B in the first and second motor drive circuits 32A and 32B are shifted by 180 degrees as shown in FIG. Are set to be in reverse phase.
  • the in-phase coils L1ua to L1uc and L2ua to L2uc of the first and second three-phase motor windings L1 and L2 wound around the teeth Te of the three-phase electric motor 22 are described.
  • L1va to L1vc and L2va to L2vc, and L1wa to L1wc and L2wa to L2wc are in the reverse direction, but the winding direction is also in the reverse direction. Therefore, the magnetic flux generated in the teeth Te is the same as that in the first embodiment. A similar magnetic flux can be generated, and a necessary steering assist force can be generated by the three-phase electric motor 22.
  • the directions of the currents flowing through the in-phase coils L1ua to L1uc and L2ua to L2uc, L1va to L1vc and L2va to L2vc, and L1wa to L1wc and L2wa to L2wc are reverse as shown in FIG.
  • the phase voltages V1u to V1w and V2u to V2w are rectangular waves of the opposite phase as shown in FIGS. 9 (a) and 9 (b).
  • the phase current also becomes an antiphase sine wave as shown by the curve Lr.
  • both ripple currents IL have opposite phases as shown in FIGS. 9C and 9D, and noises such as EMI are canceled out to each other. Therefore, it is possible to suppress the generation of noise sound or vibration to suppress vibration due to the ripple current I L. Furthermore, since the switching timing of the phase current I1u from off to on or vice versa is equal to the switching timing of the phase current I2u from on to off or vice versa, the switching noises are also opposite in phase and cancel each other. Is done. Therefore, in the third embodiment, the same effect as that of the first embodiment described above can be obtained, and a motor control device with higher silence and vibration suppression by suppressing excitation due to switching noise and ripple current, An electric power steering device and a vehicle can be provided.
  • the configuration of the power cutoff circuit is simplified. That is, in the fourth embodiment, as shown in FIG. 10, in the configuration of FIG. 2 in the first embodiment described above, the anti-series field effect transistors QC1, QC2 and QD1, QD2 in the power cutoff circuits 44A and 44B are provided. One of the field effect transistors QC1 and QD1 is left, and the other field effect transistors QC2 and QD2 are shared, and the common field effect transistor QE is connected between the noise filter 43 and the branch point of the power cutoff circuits 44A and 44B. A common power cut-off circuit 44C having the above is arranged.
  • the field effect transistor QE has a drain connected to the noise filter 43, a source connected to the power shut-off circuits 44A and 44B, and a gate connected to the gate drive circuits 41A and 41B via the diodes DA and DB.
  • the power cut-off circuit is composed of three power cut-off circuits 44A, 44B and 44C, but field effect transistors QC1, QD1 are used as the power cut-off elements for actually turning off the power.
  • QE can be composed of three semiconductor switch elements. Therefore, in the fourth embodiment, one semiconductor switch element can be omitted as compared with the first embodiment described above, and the number of parts can be reduced by this, and the manufacturing cost of the motor control device 25 can be reduced. be able to. Furthermore, in the fourth embodiment, it is possible to reduce the area occupied by the power shut-off circuits 44A to 44C on the printed circuit board, and the printed circuit board can be reduced in size.
  • the above-described fourth embodiment is applied to the above-described second embodiment. That is, in the fifth embodiment, in the fourth embodiment described above, the control arithmetic device 31 is provided with individual control arithmetic devices 31A and 31B for the first and second motor drive circuits 32A and 32B. It is a thing. Therefore, this fifth embodiment can obtain the same operation and effect as those of the second embodiment described above, and the number of field effect transistors that constitute the power cutoff circuit as in the above-described fourth embodiment. One can be omitted. Therefore, also in the fifth embodiment, the manufacturing cost of the motor control device 25 can be reduced, and the area occupied by the power shut-off circuits 44A to 44C on the printed circuit board can be reduced to reduce the size of the printed circuit board. it can.
  • phase coils L1ua, L1va, and L1wa which are the first system, are sequentially wound around the teeth Te in the same winding direction in the clockwise direction.
  • the phase coils L2ua, L2va and L2wa which are the second system are wound in the same winding direction in the clockwise direction
  • the phase coils L1ub, L1vb and L1wb which are the first system are sequentially wound in the same direction in the clockwise direction.
  • the winding may be performed in the turning direction
  • the phase coils L2ub, L2vb, and L2wb serving as the second system may be wound in the same winding direction in the clockwise direction.
  • the phase coils L1ua to L1wc of the three-phase motor winding L1 serving as the first system and the phase coils L2ua to L2wc of the three-phase motor winding L2 serving as the second system are alternately turned clockwise to the teeth Te. Will be placed. Therefore, since only one type of winding of the phase coils L1ua to L1wc and the phase coils L2ua to L2wc around one tooth Te is required, the coil can be easily wound. Further, since the magnetic flux from the rotor 22R is linked to the coil for each magnetic pole group (every 90 °), the mutual influence on the motor characteristics formed for each magnetic pole group can be extremely reduced. . For example, even if a short circuit failure occurs in one motor drive circuit 32A (or 32B) and a transient short current occurs until the motor drive circuit 32 is shut off, the influence on the other coil is extremely small. can do.
  • the winding direction of the phase coils L1ua to L1wa and L1ub to L1wb of the three-phase motor winding L1 of the first system and the three-phase motor winding of the second system may be set to be opposite.
  • the magnetic flux from the rotor 22R is linked to the coil for each magnetic pole group (every 90 °)
  • the mutual influence on the motor characteristics constituted by each magnetic pole group should be extremely reduced. Can do. For example, even if a short circuit failure occurs in one motor drive circuit 32A (or 32B) and a transient short current occurs until the motor drive circuit 32 is shut off, the influence on the other coil is extremely reduced. be able to.
  • both ripple currents IL also have opposite phases, as shown in FIGS. 9C and 9D, and noises such as EMI to the outside cancel each other. Therefore, it is possible to suppress the generation of noise sound or vibration to suppress vibration due to the ripple current I L. Furthermore, since the switching timing of the phase current I1u from off to on or vice versa is equal to the switching timing of the phase current I2u from on to off or vice versa, the switching noises are also opposite in phase and cancel each other. Is done.
  • each output can be 1 ⁇ 2, and even if a failure occurs, 1 ⁇ 2 motor characteristics can be output. Since it can be canceled by a symmetrical radial force generated around the motor shaft, the radial force does not affect the shaft.
  • the output at the time of failure is within a range in which the temperature rise can be tolerated, and it is possible to output a motor characteristic that is 1/2 or more of that at normal time.
  • the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to a multi-phase electric motor having four or more phases. it can. Further, in each of the above embodiments, the case where the motor control device according to the present invention is applied to an electric power steering device has been described. However, the present invention is not limited to this, and the electric brake device, the steer-by-wire system, and the vehicle driving device are used. The present invention can be applied to any system that uses an electric motor such as a motor drive device.

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Abstract

　モータ駆動回路にオープン故障やショート故障が生じた場合でも電動モータの駆動制御を継続することが可能なモータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両を提供する。モータ制御装置は、ステータに少なくとも２系統となる第１及び第２の多相モータ巻線を巻装した多相電動モータに対する指令値を出力する指令値演算部と、該指令値に基づいて各多相モータ巻線に個別に第１及び第２の多相モータ駆動流を供給する第１及び第２のモータ駆動回路と、各モータ駆動回路と各多相モータ巻線との間に個別に介挿された多相の第１及び第２のモータ電流遮断部と、各多相モータ駆動電流或いは電圧の異常を個別に検出する第１及び第２の異常検出部と、各異常検出部の何れか一方で少なくとも一相のモータ駆動電流の異常を検出したときに、異常を検出した側のモータ電流遮断部を電流遮断状態に制御する異常時電流制御部とを備えている。

Description

モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両
　本発明は、車両に搭載された多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両に関する。
　車両に搭載する電動パワーステアリング装置の電動モータや、電動ブレーキ装置の電動モータ、電気自動車やハイブリッド車の走行用電動モータ等を駆動制御するモータ制御装置は、モータ制御系に異常が発生した場合でも電動モータの駆動を継続できることが望まれている。
　上記要望に応えるために、多相電動モータの多相モータ巻線を例えば二重化し、二重化した多相モータ巻線に対して個別のインバータ部から電流を供給し、一方のインバータ部のスイッチング手段に導通不可となるオフ故障すなわちオープン故障が生じた場合に、故障が生じた故障スイッチング手段を特定し、故障スイッチング手段を除くスイッチング手段を制御するとともに、故障スイッチング手段を含む故障インバータ部以外の正常インバータ部を制御する故障時制御手段を有する多相回転機の制御装置およびこれを用いた電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許第４９９８８３６号公報
　ところで、前述した特許文献１に記載された従来例にあっては、二重化したインバータ部の一方に、スイッチング手段のオフ故障が発生した場合に、オフ故障した故障スイッチング手段を除くスイッチング手段を制御するとともに、故障スイッチング手段を含む故障インバータ部を制御することによるトルクの低下分を正常なインバータ部におけるｑ軸電流指令値を補正することにより、トルクの低下を抑制しながら多相回転機の駆動制御を継続するようにしている。
　このため、上記従来例では、インバータ部のスイッチング手段にオフ故障が生じた場合には、十分なトルクを発生することができるが、インバータ部のスイッチング手段にてショート故障が生じた場合には、対処できないという未解決の課題がある。
　そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、モータ駆動回路にオープン故障やショート故障が生じた場合でも電動モータの駆動制御を継続することが可能なモータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両を提供することを目的としている。
　上記目的を解決するために、本発明に係るモータ制御装置の一態様は、多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置である。ここで、多相電動モータは、ステータに少なくとも２系統となる第１及び第２の多相モータ巻線を巻装した構成を有する。また、モータ制御装置は、前記多相電動モータを駆動する指令値を出力する指令値演算部と、該指令値演算部から出力される指令値に基づいて前記第１及び第２の多相モータ巻線に個別に第１及び第２の多相モータ駆動電流を供給する第１及び第２のモータ駆動回路とを備えている。また、モータ制御装置は、前記第１及び前記第２のモータ駆動回路と前記第１及び第２の多相モータ巻線との間に個別に介挿された多相の第１及び第２のモータ電流遮断部と、前記第１及び前記第２の多相モータ駆動電流あるいは電圧の異常を個別に検出する第１及び第２の異常検出部と、該第１及び第２の異常検出部の何れか一方で少なくとも一相のモータ駆動電流あるいは電圧の異常を検出したときに、異常を検出した側のモータ電流遮断部を電流遮断状態に制御する異常時電流制御部とを備えている。
　また、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一態様は、上述したモータ制御装置をステアリング機構に操舵補助力を発生させる電動モータを含むモータ制御装置に適用している。
　さらに、本発明に係る車両の一態様は、上述したモータ制御装置を備えている。
　本発明によれば、多相電動モータに少なくとも２系統の多相モータ巻線を巻装し、各多相モータ巻線に個別のモータ駆動回路で多相モータ駆動電流を供給するとともに、各モータ駆動回路及び多相モータ巻線間にモータ電流遮断部を設けている。このため、各多相モータ駆動電流或いは電圧の一方に異常が発生した場合に、異常が発生した多相モータ駆動電流の供給系統に設けたモータ電流遮断部を遮断する。したがって、モータ駆動回路にオープン故障やショート故障が発生した場合でも正常なモータ駆動回路で電動モータの駆動を継続することができる。
　また、上記効果を有するモータ制御装置を含んで電動パワーステアリング装置を構成するので、少なくとも２系統の多相モータ駆動電流の一方に異常が発生した場合でも正常なモータ駆動回路で多相モータ駆動電流を電動モータに供給することができ電動パワーステアリング装置の操舵補助機能の継続が可能となる。
　さらに、上記効果を有するモータ制御装置を含んで車両を構成するので、多相電動モータの少なくとも２系統のモータ駆動回路の一方に異常が発生した場合でも正常なモータ駆動回路で多相モータ駆動電流を電動モータに供給して電動モータでのトルク発生を継続することができ、電動モータの信頼性を向上させる車両を提供することができる。
本発明に係る車両に搭載した電動パワーステアリング装置の第１の実施形態を示すシステム構成図である。 第１の実施形態におけるモータ制御装置の具体的構成を示す回路図である。 第１の実施形態における３相電動モータの構成を示す断面図である。 図３の３相電動モータの巻線構造を示す模式図である。 正常時の操舵トルクと操舵補助電流指令値との関係を示す特性線図である。 異常時の操舵トルクと操舵補助電流指令値との関係を示す特性線図である。 本発明の第２の実施形態を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態における３相電動モータの構成を示す断面図である。 第３の実施形態における効果の説明に供する信号波形図である。 本発明の第４の実施形態を示す回路図である。 本発明の第５の実施形態を示す回路図である。 本発明に適用し得る３相電動モータの他の例を示す断面図である。 図１２の３相電動モータの巻線構造を示す模式図である。 本発明に適用し得る３相電動モータのさらに他の例を示す断面図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
　図１は、本発明のモータ制御装置を車両に搭載した電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示す全体構成図である。
　本発明に係る車両１は、左右の転舵輪となる前輪２ＦＲ及び２ＦＬと後輪２ＲＲ及び２ＲＬを備えている。前輪２ＦＲ及び２ＦＬは、電動パワーステアリング装置３によって転舵される。
　電動パワーステアリング装置３は、ステアリングホイール１１を有し、このステアリングホイール１１に運転者から作用される操舵力がステアリングシャフト１２に伝達される。このステアリングシャフト１２は、入力軸１２ａと出力軸１２ｂとを有する。入力軸１２ａの一端はステアリングホイール１１に連結され、他端は操舵トルクセンサ１３を介して出力軸１２ｂの一端に連結されている。
　そして、出力軸１２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント１４を介してロアシャフト１５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント１６を介してピニオンシャフト１７に伝達される。このピニオンシャフト１７に伝達された操舵力はステアリングギヤ１８を介してタイロッド１９に伝達され、転舵輪としての前輪２ＦＲ及び２ＦＬを転舵させる。ここで、ステアリングギヤ１８は、ピニオンシャフト１７に連結されたピニオン１８ａとこのピニオン１８ａに噛合するラック１８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成されている。そして、ピニオン１８ａに伝達された回転運動がラック１８ｂで車幅方向の直進運動に変換される。
　ステアリングシャフト１２の出力軸１２ｂには、操舵補助力を出力軸１２ｂに伝達する操舵補助機構２０が連結されている。この操舵補助機構２０は、出力軸１２ｂに連結した例えばウォームギヤ機構で構成される減速ギヤ２１と、この減速ギヤ２１に連結された操舵補助力を発生する例えば３相ブラシレスモータで構成される多相電動モータとしての３相電動モータ２２とを備えている。
　操舵トルクセンサ１３は、ステアリングホイール１１に付与されて入力軸１２ａに伝達された操舵トルクを検出する。この操舵トルクセンサ１３は、例えば、操舵トルクを入力軸１２ａ及び出力軸１２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出する構成とされている。
　また、３相電動モータ２２は、図３に示すように、内周面に内方に突出形成されてスロットＳＬを形成する磁極となる例えば９本のティースＴｅを有するステータ２２Ｓと、このステータ２２Ｓの内周側にティースＴｅと対向して回転自在に配置された例えば６極の表面磁石型のロータ２２Ｒとを有するＳＰＭモータの構成を有する。
　そして、ステータ２２ＳのスロットＳＬに、２系統の多相モータ巻線となる第１の３相モータ巻線Ｌ１と第２の３相モータ巻線Ｌ２とが巻装されている。第１の３相モータ巻線Ｌ１は、Ｕ相コイルＬ１ｕ、Ｖ相コイルＬ１ｖ及びＷ相コイルＬ１ｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各相コイルＬ１ｕ、Ｌ１ｖ及びＬ１ｗの他端がモータ制御装置２５に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉ１ｕ、Ｉ１ｖ及びＩ１ｗが供給されている。
　各相コイルＬ１ｕ、Ｌ１ｖ及びＬ１ｗは、それぞれ３つのコイル部Ｌ１ｕａ～Ｌ１ｕｃ、Ｌ１ｖａ～Ｌ１ｖｃ及びＬ１ｗａ～Ｌ１ｗｃが形成されている。これらコイル部Ｌ１ｕａ～Ｌ１ｕｃ、Ｌ１ｖａ～Ｌ１ｖｃ及びＬ１ｗａ～Ｌ１ｗｃは、スロットＳＬの外側に、時計方向にＬ１ｕａ、Ｌ１ｖａ、Ｌ１ｗａ、Ｌ１ｕｂ、Ｌ１ｖｂ、Ｌｗ１ｂ……の順に巻装されている。
　また、第２の３相モータ巻線Ｌ２は、Ｕ相コイルＬ２ｕ、Ｖ相コイルＬ２ｖ及びＷ相コイルＬ２ｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各相コイルＬ２ｕ、Ｌ２ｖ及びＬ２ｗの他端がモータ制御装置２５に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉ２ｕ、Ｉ２ｖ及びＩ２ｗが供給されている。
　各相コイルＬ２ｕ、Ｌ２ｖ及びＬ２ｗは、それぞれ３つのコイル部Ｌ２ｕａ～Ｌ２ｕｃ、Ｌ２ｖａ～Ｌ２ｖｃ及びＬ２ｗａ～Ｌ２ｗｃが形成されている。これらコイル部Ｌ２ｕａ～Ｌ２ｕｃ、Ｌ２ｖａ～Ｌ２ｖｃ及びＬ２ｗａ～Ｌ２ｗｃは、スロットＳＬの内側に、第１の３相コイル巻線Ｌ１と同相のコイル部が重なるように時計方向にＬ２ｕａ、Ｌ２ｖａ、Ｌ２ｗａ、Ｌ２ｕｂ、Ｌ２ｖｂ、Ｌ２ｗｂ……の順に巻装されている。
　そして、各相コイルＬ１ｕ～Ｌ１ｗのコイル部Ｌ１ｕａ～Ｌ１ｕｃ、Ｌ１ｖａ～Ｌ１ｖｃ及びＬ１ｗａ～Ｌ１ｗｃ及び各相コイルＬ２ｕ～Ｌ２ｗのコイル部Ｌ２ｕａ～Ｌ２ｕｃ、Ｌ２ｖａ～Ｌ２ｖｃ及びＬ２ｗａ～Ｌ２ｗｃはティースＴｅを挟むスロットＳＬに通電電流の方向が同一方向となるように巻装されている。
　さらに、３相電動モータ２２は、図２に示すように、ロータの回転位置を検出するホール素子などの回転位置センサ２３ａを備えている。この回転位置センサ２３ａからの検出値がロータ位置検出回路２３に供給されてこのロータ位置検出回路２３でロータ回転角θｍを検出する。
　モータ制御装置２５には、操舵トルクセンサ１３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２６で検出された車速Ｖｓが入力されるとともに、ロータ位置検出回路２３から出力されるロータ回転角θｍが入力される。
　また、モータ制御装置２５には、直流電流源としてのバッテリー２７から直流電流が入力されている。
　モータ制御装置２５の具体的構成は、図２に示す構成とされている。すなわち、モータ制御装置２５は、制御演算装置３１と、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂと、第１及び第２のモータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂとを備えている。
　制御演算装置３１には、図２には図示を省略しているが、図１に示す操舵トルクセンサ１３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ２６で検出した車速Ｖｓが入力されているとともに、図２に示すように、ロータ位置検出回路２３から出力されるロータ回転角θｍが入力されている。また制御演算装置３１には、さらに電流検出回路３４Ａ及び３４Ｂから出力される三相電動モータ２２の第１の多相モータ巻線Ｌ１及び第２の多相モータ巻線Ｌ２の各相のコイルから出力されるモータ電流Ｉ１ｄ及びＩ２ｄが入力されている。
　制御演算装置３１では、モータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂの正常時には操舵トルクＴ及び車速Ｖｓをもとに予め設定された図５に示す正常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ１＊及びＩ２＊を算出する。また、制御演算装置３１では、モータ駆動回路３２Ａ又は３２Ｂの異常時には操舵トルクＴ及び車速Ｖｓをもとに予め設定された図６に示す異常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ１＊及びＩ２＊を算出する。
　また、制御演算装置３１では、算出した操舵補助電流指令値Ｉ１＊及びＩ２＊とロータ回転角θｍとに基づいてｄ－ｑ座標系の目標ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び目標ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をｄｑ相－３相変換してＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｂ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊を算出する。そして、制御演算装置３１は、算出したＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊と電流検出回路３４Ａ及び３４Ｂで検出した電流検出値の相毎の加算値との電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを算出する。さらに制御演算装置３１は、算出した電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｂ及びΔＩｗについて例えばＰＩ制御演算又はＰＩＤ制御演算を行って第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂに対する３相の電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊を算出し、算出した３相の電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊を第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂに出力する。
　また、制御演算装置３１には、第１及び第２のモータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂと３相電動モータ１２の第１及び第２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２との間に設けられた異常検出回路３５Ａ及び３５Ｂで検出したモータ電流検出値Ｉ１ｕｄ、Ｉ１ｖｄ、Ｉ１ｗｄ及びＩ２ｕｄ、Ｉ２ｖｄ、Ｉ２ｗｄが入力されている。
　そして、制御演算装置３１は、異常検出部３１ａを備えている。この異常検出部３１ａは、検出入力されるモータ電流検出値Ｉ１ｕｄ～Ｉ１ｗｄ及びＩ２ｕｄ～Ｉ２ｗｄと自身が算出した各相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊とを比較して後述する第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂを構成するスイッチング素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１～Ｑ６のオープン故障及びショート故障を検出する。
　この異常検出部３１ａでは、第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂを構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のオープン故障又はショート故障を検出したときに、異常を検出したモータ駆動回路３２Ａ又は３２Ｂのゲート駆動回路４１Ａ又は４１Ｂに対して論理値“１”の異常検出信号ＳＡａ又はＳＡｂを出力する。
　第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂのそれぞれは、制御演算装置３１から出力される３相の電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊が入力されてゲート信号を形成する。また、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂは、異常時電流制御部を兼ねるゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂと、これらゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂから出力されるゲート信号が入力される第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂとを備えている。
　ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂのそれぞれは、制御演算装置３１から電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊が入力されると、これら電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊と三角波のキャリア信号Ｓｃとをもとにパルス幅変調（ＰＷＭ）した６つのゲート信号を形成し、これらゲート信号をインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂに出力する。
　また、ゲート駆動回路４１Ａは、制御演算装置３１から入力される異常検出信号ＳＡａが論理値“０”（正常）であるときには、モータ電流遮断回路３３Ａに対してハイレベルの３つのゲート信号を出力する。これと同時に、ゲート駆動回路４１Ａは、電源遮断回路４４Ａに対してハイレベルの２つのゲート信号を出力する。
　さらに、ゲート駆動回路４１Ａは、異常検出信号ＳＡａが論理値“１”（異常）であるときにはモータ電流遮断回路３３Ａに対してローレベルの３つのゲート信号を同時に出力し、モータ電流を遮断する。これと同時に、ゲート駆動回路４１Ａは、電源遮断回路４４Ａに対してローレベルの２つのゲート信号を同時に出力し、バッテリー電力を遮断する。
　同様に、ゲート駆動回路４１Ｂは、制御演算装置３１から入力される異常検出信号ＳＡｂが論理値“０”（正常）であるときには、モータ電流遮断回路３３Ｂに対してハイレベルの３つのゲート信号を出力する。これと同時に、ゲート駆動回路４１Ｂは、電源遮断回路４４Ｂに対してハイレベルの２つのゲート信号を出力する。
　また、ゲート駆動回路４１Ｂは、異常検出信号ＳＡｂが論理値“１”（異常）であるときにはモータ電流遮断回路３３Ｂに対してローレベルの３つのゲート信号を同時に出力し、モータ電流を遮断する。これと同時に、ゲート駆動回路４１Ｂは、電源遮断回路４４Ｂに対してローレベルの２つのゲート信号を同時に出力し、バッテリー電力を遮断する。
　第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂのそれぞれは、ノイズフィルタ４３及び電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂを介してバッテリー２７のバッテリー電流が入力され、入力側に平滑用の電解コンデンサＣＡ及びＣＢが接続されている。
　これら第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂは、６個のスイッチング素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１～Ｑ６を有し、２つの電界効果トランジスタを直列に接続した３つのスイッチングアームＳＡｕ、ＳＡｖ及びＳＡｗを並列に接続した構成を有する。
　そして、各インバータ回路４２Ａ及び４２Ｂは、各電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６のゲートにゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂから出力されるゲート信号が入力されることにより、各スイッチングアームＳＡｕ、ＳＡｖ及びＳＡｗの電界効果トランジスタ間からＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗがモータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂを介して３相電動モータ１２の第１及び第２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２に出力する。
　また、図示しないがインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂの各スイッチングアームＳＡｕ、ＳＡｖ及びＳＡｗと接地との間に介挿されたシャント抵抗の両端電圧が電流検出回路３４Ａ及び３４Ｂに入力され、これら電流検出回路３４Ａ及び３４Ｂでモータ電流Ｉ１ｕ～Ｉ１ｗ及びＩ２ｕ～Ｉ２ｗが検出される。
　また、モータ電流遮断回路３３Ａは、３つの電流遮断用の電界効果トランジスタＱＡ１、ＱＡ２及びＱＡ３を有する。電界効果トランジスタＱＡ１のソースが第１のインバータ回路４２ＡのスイッチングアームＳＡｕのトランジスタＱ１及びＱ２の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路３５Ａを介して第１の３相モータ巻線Ｌ１のＵ相コイルＬ１ｕに接続されている。
　また、電界効果トランジスタＱＡ２のソースが第１のインバータ回路４２ＡのスイッチングアームＳＡｖのトランジスタＱ３及びＱ４の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路３５Ａを介して第１の３相モータ巻線Ｌ１のＶ相コイルＬ１ｖに接続されている。
　さらに、電界効果トランジスタＱＡ３のソースが第１のインバータ回路４２ＡのスイッチングアームＳＡｗのトランジスタＱ５及びＱ６の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路３５Ａを介して第１の３相モータ巻線Ｌ１のＷ相コイルＬ１ｗに接続されている。
　また、モータ電流遮断回路３３Ｂは、３つの電流遮断用の電界効果トランジスタＱＢ１、ＱＢ２及びＱＢ３を有する。電界効果トランジスタＱＢ１のソースが第２のインバータ回路４２ＢのスイッチングアームＳＢｕのトランジスタＱ１及びＱ２の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路３５Ｂを介して第２の３相モータ巻線Ｌ２のＵ相コイルＬ２ｕに接続されている。
　また、電界効果トランジスタＱＢ２のソースが第２のインバータ回路４２ＢのスイッチングアームＳＢｖのトランジスタＱ３及びＱ４の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路３５Ａを介して第２の３相モータ巻線Ｌ２のＶ相コイルＬ２ｖに接続されている。
　さらに、電界効果トランジスタＱＢ３のソースが第２のインバータ回路４２ＢのスイッチングアームＳＢｗのトランジスタＱ５及びＱ６の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路３５Ａを介して第２の３相モータ巻線Ｌ２のＷ相コイルＬ２ｗに接続されている。
　そして、モータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂの電界効果トランジスタＱＡ１～ＱＡ３及びＱＢ１～ＱＢ３が寄生ダイオードＤのカソードをインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂ側として各々が同一向きに接続されている。
　また、電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂのそれぞれは、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）ＱＣ１，ＱＣ２及びＱＤ１，ＱＤ２がドレイン同士を接続して寄生ダイオードが逆向きとなる直列回路構成を有する。そして、電界効果トランジスタＱＣ１及びＱＤ１のソースが互いに接続されてノイズフィルタ４３の出力側に接続され、電界効果トランジスタＱＣ２及びＱＤ２のソースが第１及び第２のインバータ回路４２Ｂ及び４２Ｂの各電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２及びＱ３のソースに接続されている。
　次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
　図示しないイグニッションスイッチがオフ状態であって車両が停止していると共に、操舵補助制御処理も停止している作動停止状態であるときには、モータ制御装置２５の制御演算装置３１が非作動状態となっている。
　このため、制御演算装置３１で実行される操舵補助制御処理及び異常監視処理は停止されている。したがって、電動モータ１２は作動を停止しており、出力軸１２ｂへの操舵補助力の出力を停止している。
　この作動停止状態からイグニッションスイッチをオン状態とすると、制御演算装置３１が作動状態となり、操舵補助制御処理及び異常監視処理を開始する。このとき、各モータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂのインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂにおける各電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６にオープン故障及びショート故障が発生していない正常状態であるものとする。この場合、ステアリングホイール１を操舵していない非操舵状態では、制御演算装置３１で実行する操舵補助制御処理で操舵トルクＴが“０”であり、車速Ｖｓも“０”であるので、図５の正常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値を算出する。この正常時操舵補助電流指令値算出マップでは、目標とする実線図示の操舵補助電流指令値Ｉｔ＊を算出する特性線Ｌ１に対して各操舵トルクＴに応じて半分の値となる２系統で均等割りした操舵補助電流指令値Ｉ＊が算出される。
　そして、制御演算装置３１は、算出された操舵補助電流指令値Ｉ＊とロータ位置検出回路２３から入力されるロータ回転角θｒとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をｄｑ二相－三相変換処理を行ってＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊を算出する。
　さらに、制御演算装置３１は、各相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊と電流検出回路３４Ａ及び３４Ｂで検出した各相電流検出値Ｉ１ｄ及びＩ２ｄの加算値との電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを算出し、算出した電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗをＰＩ制御処理又はＰＩＤ制御処理を行って目標電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を算出する。
　そして、制御演算装置３１は、算出した目標電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を目標電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊として第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂのゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂに出力する。また、制御演算装置３１は、インバータ回路４２Ａ及び４２Ｂが正常であるので、論理値“０”の異常検出信号ＳＡａ及びＳＡｂをゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂに出力する。
　このため、ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂでは、モータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂに対してハイレベルの３つのゲート信号を出力する。このため、モータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂの電界効果トランジスタＱＡ１～ＱＡ３及びＱＢ１～ＱＢ３がオン状態となる。このため、インバータ回路４２Ａ及び４２Ｂと３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２との間が導通状態となって、３相電動モータ２２に対する通電制御が可能な状態となる。
　これと同時に、ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂから電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂに対してハイレベルのゲート信号を出力する。このため、電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂの電界効果トランジスタＱＣ１，ＱＣ２及びＱＤ１，ＱＤ２がオン状態となってバッテリー２７からの直流電流がノイズフィルタ４３を介してインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂに供給される。
　さらに、ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂでは、制御演算装置３１から入力される電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊に基づいてパルス幅変調を行ってゲート信号を形成し、形成したゲート信号をインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂの各電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６のゲートに供給する。
　したがって、車両が停止状態で、ステアリングホイール１を操舵していない状態では、操舵トルクＴｓが“０”であるので、操舵補助電流指令値も“０”となって電動モータ２２は停止状態を維持する。
　しかしながら、車両の停止状態または車両の走行開始状態でステアリングホイール１を操舵して所謂据え切りを行うと、制御演算装置３１は、操舵トルクＴｓが大きくなることにより、図５を参照して、大きな目標操舵補助電流指令値Ｉｔ＊を半分に均等割りした操舵補助電流指令値Ｉ＊を算出し、これに応じた大きな電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊がゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂに供給される。このため、ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂから大きな電圧指令値Ｖ１＊及びＶ２＊に応じたデューティ比のゲート信号がインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂに出力される。
　このため、インバータ回路４２Ａ及び４２Ｂから操舵補助電流指令値Ｉ＊に応じた１２０度の位相差を有するＵ相電流Ｉ１ｕ、Ｖ相電流Ｉ１ｖ、Ｗ相電流Ｉ１ｗ及びＩ２ｕ、Ｉ２ｖ及びＩ３ｗが出力される。これらＵ相電流１１ｕ～Ｗ相電流１３ｗがモータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂの各相に対応する電界効果トランジスタＱＡ１～ＱＡ３及びＱＢ１～ＱＢ３を通って３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２の各相コイルＬ１ｕ～Ｌ１ｗ及びＬ２ｕ～Ｌ２ｗに供給される。
　これにより、電動モータ２２が回転駆動されて、操舵トルクＴｓに応じた目標操舵補助電流値Ｉｔ＊に対応する大きな操舵補助力を発生し、この操舵補助力が減速ギヤ２１を介して出力軸１２ｂに伝達される。このため、ステアリングホイール１１を軽い操舵力で操舵することができる。
　その後、車速Ｖｓが増加すると、これに応じて算出される操舵補助電流指令値が据え切り時に比較して低下して電動モータ２２で操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓに応じて適度に減少させた操舵補助力を発生する。
　このように、インバータ回路４２Ａ及び４２Ｂが正常で、３相電動モータ２２に供給されるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが正常である場合には、操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓに最適なモータ電流が３相電動モータ２２に供給される。
　この正常状態から、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂの第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂの一方例えばインバータ回路４２Ｂの例えば下アーム側の電界効果トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６の何れか１つ又は複数にショート故障が発生すると、ショート故障を生じたスイッチングアームＳＢｉ（ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ）からモータ電流遮断回路３３Ａに出力されるモータ電流Ｉｉが流れなくなる。このことから、異常検出部３１ａで各相電流指令値Ｉｉ＊と比較したときに、ショート故障の発生による異常を検出することができる。また、図３の異常検出回路３５Ａ，３５Ｂでの電圧検出値が所定の電圧とならず異常を検出することができる。
　このように、モータ駆動回路３２Ｂのインバータ回路４２Ｂにショート故障が発生すると、異常検出信号ＳＡａは論理値“０”に維持されるが、異常検出信号ＳＡｂが論理値“１”となる。このため、インバータ回路４２Ｂの６個のゲート駆動を全てオフすると共に、モータ駆動回路３２Ｂのゲート駆動回路４１Ｂからモータ電流遮断回路３３Ｂに対してローレベルの３つのゲート信号を同時に出力し、さらに電源遮断回路４４Ｂに対してローレベルの２つのゲート信号を同時に出力する。
　このため、モータ電流遮断回路３３Ｂでは、各相の電界効果トランジスタＱＢ１～ＱＢ３がオフ状態となり、３相電動モータ２２の第２の３相モータ巻線Ｌ２の各相コイルＬ２ｕ～Ｌ２ｗに対する通電が遮断される。
　これと同時に、電源遮断回路４４Ｂでも、電界効果トランジスタＱＤ１及びＱＤ２がオフ状態に制御され、バッテリー２７及び第２のインバータ回路４２Ｂとの間の通電路が遮断される。このとき、電界効果トランジスタＱＤ１及びＱＤ２は寄生ダイオードが互いに逆方向となるようにドレイン同士が接続されたた直列接続構成を有するので、バッテリー２７及びショート故障を生じた第２のインバータ回路４２Ｂ間の双方向の電流路が確実に遮断されることになる。
　ちなみに、電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂを１つの電界効果トランジスタで構成した場合には、この電界効果トランジスタの寄生ダイオードのアノードからカソードへの電流は遮断することができず、バッテリー２７及びインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂ間を確実に遮断することはできない。
　しかしながら、本実施形態では２つの電界効果トランジスタＱＣ１，ＱＣ２及びＱＤ１，ＱＤ２を寄生ダイオードの向きを極性が逆となるように接続しているので、寄生ダイオードを通じて流れる電流を確実に遮断することができる。
　そして、この異常状態を検出すると、制御演算装置３１では、図６に示す異常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ＊を算出する。このため、算出される操舵補助電流指令値Ｉ＊がインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂで流すことが可能な電流値までは正常時の目標操舵補助電流指令値Ｉｔ＊すなわちインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂの双方を動作させている場合と同じ電流指令値となる。したがって、許容電流値に達するまでは正常時の操舵と全く同じ操舵補助力を３相電動モータ２２で発生させることができ、運転者に違和感を与えることがない。
　しかも、ある程度の車速Ｖｓで走行している状態では、必要な操舵補助力も小さくなるので、異常発生を運転者に感じさせることがなく操舵補助制御を継続することができる。しかしながら、大きな操舵補助力を必要とする据え切り時や極低速走行時の操舵時には運転者に異常の発生を感知させることができ、修理が必要なことを警告することができる。
　さらに、ショート故障が発生して第２のモータ駆動回路３２Ｂ側のモータ電流遮断回路３３Ｂを遮断状態としても、第１のモータ駆動回路３２Ａから電流を供給する第１の３相モータ巻線Ｌ１の各相コイルＬ１ｕａ～Ｌ１ｕｃ、Ｌ１ｖａ～Ｌ１ｖｃ及びＬ１ｗａ～Ｌ１ｗｃが、図３に示すように、ステータ２２Ｓの全周にわたって均等に配置されているので、トルクリップルを最小限に抑制することができ、良好な操舵性能を確保することができる。
　また、第２のインバータ回路４２Ｂに代えて第１のインバータ回路４２Ａにショート故障が生じた場合には、モータ駆動回路３２Ａに対応するモータ電流遮断回路３３Ａで３相電動モータ２２へのモータ電流の供給を遮断するとともに、電源遮断回路４４Ａで第１のインバータ回路４２Ａへのバッテリー電流の供給を遮断する。そして、正常な第２のモータ駆動回路３２Ｂを上記と同様に制御することにより、許容電流値に達するまでは正常時と全く同様の操舵補助力を発生することができる。
　ちなみに、モータ電流遮断回路３３Ａ及び３３Ｂを省略した場合には、モータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂの何れか一方にショート故障が発生した場合に、ショート故障が発生したインバータ回路が３相電動モータ２２の３相モータ巻線Ｌ１又はＬ２に接続されたままとなる。このため、３相電動モータ２２が回された場合には、コイル部に発生する起電力が、ショート故障となった電界効果トランジスタの隣りにある電界効果トランジスタの寄生ダイオードを介して、循環電流が流れブレーキ力を発生してしまう。したがって、正常のモータ駆動回路３２Ａ又は３２Ｂで３相電動モータ２２を駆動することによる回生電流がショート故障したインバータ回路に供給されて回生制動状態となり、３相電動モータ２２で発生する操舵補助力が大きく低下してしまい、運転者に違和感を与えることになる。このため、回生制動に打ち勝つように正常なインバータ回路を動作させると損失が増大し、インバータ回路及び３相電動モータに過熱が発生するため、操舵補助を継続時間が制限される。
　また、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂの第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂで電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６がオン状態に反転することなくオフ状態を継続するオフ故障すなわちオープン故障を生じた場合にも、異常検出部３１ａで異常を検出することができる。したがって、異常となったモータ駆動回路３２Ａ又は３２Ｂのモータ電流遮断回路３３Ａ又は３３Ｂ及び電源遮断回路４４Ａ又は４４Ｂを遮断状態に制御して、正常なモータ駆動回路で、上述したと同様に許容電流に達するまでの間正常時と同一の操舵補助制御を行うことができる。
　このように、上記第１の実施形態によると、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂの何れか一方のインバータ回路４２Ａ又は４２Ｂに異常が発生したときに、正常なモータ駆動回路で正常時と同等の操舵補助制御を継続することができる。
　なお、上記第１の実施形態では、ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂでパルス幅変調に使用するキャリア信号を同期させた場合について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、ゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂでキャリア信号の位相を発生ノイズか分散するようにずらして非同期とするようにしてもよい。この場合には、パルス幅変調に使用する高周波（たとえは２０ｋＨｚ程度）のキャリア信号の位相をゲート駆動回路４１Ａ及び４１Ｂでずらして非同期とすることにより、インバータ回路４２Ａ及び４２Ｂを構成するスイッチング素子としての電界効果トランジスタＱ１～Ｑ６のスイッチングによるノイズを分散させることができる。このため、上記第１の実施形態では、伝導、放射ノイズのピーク値を抑制することができる効果を得ることができる。
　次に、本発明の第２の実施形態を図７について説明する。
　この第２の実施形態では、上述した第１の実施形態において、制御演算装置３１を第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂに対応させて２組設けるようにしたものである。
　すなわち、第２の実施形態では、図７に示すように、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂに対応させて前述した図２における制御演算装置３１と同一構成を有する個別の制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂを設けている。
　そして、制御演算装置３１Ａで第１のモータ駆動回路３２Ａに供給する電圧指令値Ｖ１＊及び異常検出信号ＳＡａを形成し、形成した電圧指令値Ｖ１＊及び異常検出信号ＳＡａをモータ駆動回路３２Ａのゲート駆動回路４１Ａに出力する。
　同様に、制御演算装置３１Ｂで第２のモータ駆動回路３２Ｂに供給する電圧指令値Ｖ２＊及び異常検出信号ＳＡｂを形成し、形成した電圧指令値Ｖ２＊及び異常検出信号ＳＡｂをモータ駆動回路３２Ｂのゲート駆動回路４１Ｂに出力する。
　ここで、制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂは相互監視機能を有し、両者の演算結果を比較したり、ウォッチドッグタイマの動作等を互いに監視したりする。このため、制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂの一方例えば３１Ｂ（又は３１Ａ）が異常となったときに、他方の制御演算装置３１Ａ（又は３１Ｂ）が検出することが可能となる。したがって、制御演算装置の異常を検出したときに、正常な制御演算装置で異常となった制御演算装置で制御されるモータ駆動回路を代替制御することも可能となる。
　この第２の実施形態によると、制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂで個別に操舵補助制御処理及び異常制御処理を実行することにより、前述した第１の実施形態と同様に、モータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂのインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂの何れか一方にショート故障又はオープン故障が生じたときに、正常なモータ駆動回路で操舵補助制御を継続することができる。したがって、上記第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　しかも、第２の実施形態によると、制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂ間で相互監視を行うことができ、制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂの一方に異常が発生した場合でも正常な制御演算装置で第１実施形態と同様の異常時制御を行うことができる。しかも、一方の制御演算装置３１Ａ（又は３１Ｂ）が異常となったことを検出したときに、正常な制御演算装置３１Ｂ（又は３１Ａ）でモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂを制御可能に構成しておくことにより、制御演算装置に異常が発生した場合でも正常な操舵補助制御を継続することができる効果を発揮することができる。
　なお、上記第１及び第２の実施形態においては、３相電動モータ２２に２系統の第１及び第２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２を巻装し、これら第１及び第２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２に個別の第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂを設ける場合について説明したが、これに限定されるものではなく、３系統以上のモータ巻線を設けるとともに、モータ巻線毎に個別のモータ駆動回路及びモータ電流遮断回路を設けるようにしてもよい。
　次に、本発明の第３の実施形態を図８及び図９について説明する。
　この第３の実施形態では、前述した第１及び第２の実施形態において、３相電動モータ２２を図８に示すように構成している。すなわち、前述した第１の実施形態におけるステータ２２Ｓにおける第２の３相モータ巻線Ｌ２のティースＴｅに対する巻き方向を第１の３相モータ巻線Ｌ１のティースＴｅに対する巻き方向とは逆巻きとし、且つ第２の３相モータ巻線Ｌ２に流れる電流の方向も第１の３相モータ巻線Ｌ１に流れる電流の方向と逆方向に設定している。
　さらに、第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂにおける第１及び第２のインバータ回路４２Ａ及び４２Ｂから出力する相電流Ｉ１ｕ～Ｉ１ｗ及びＩ２ｕ～Ｉ２ｗの位相を図９に示すように１８０度ずらして逆位相となるように設定している。
　このように、第２の実施形態によると、３相電動モータ２２の各ティースＴｅに巻装される第１及び第２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２の同相コイルＬ１ｕａ～Ｌ１ｕｃ及びＬ２ｕａ～Ｌ２ｕｃ、Ｌ１ｖａ～Ｌ１ｖｃ及びＬ２ｖａ～Ｌ２ｖｃ並びにＬ１ｗａ～Ｌ１ｗｃ及びＬ２ｗａ～Ｌ２ｗｃに流れる電流が逆方向であるが、巻き方向も逆方向であるので、ティースＴｅに発生する磁束は前述した第１の実施形態と同様の磁束を発生させることができ、３相電動モータ２２で必要な操舵補助力を発生することができる。
　しかしながら、同相コイルＬ１ｕａ～Ｌ１ｕｃ及びＬ２ｕａ～Ｌ２ｕｃ、Ｌ１ｖａ～Ｌ１ｖｃ及びＬ２ｖａ～Ｌ２ｖｃ並びにＬ１ｗａ～Ｌ１ｗｃ及びＬ２ｗａ～Ｌ２ｗｃに流れる電流の方向は図８に示すように逆方向である。これに対して、相電圧Ｖ１ｕ～Ｖ１ｗ及びＶ２ｕ～Ｖ２ｗはその１相分Ｖ１ｕａ及びＶ２ｕａを表すと図９（ａ）及び（ｂ）に示すようにパルス幅変調された逆位相の矩形波であって、相電流も曲線Ｌｒで示すように逆位相の正弦波となる。
　このため、両者のリップル電流ＩＬは、図９（ｃ）及び（ｄ）に示すように、逆位相となり、ＥＭＩ等の外部へのノイズは互いに相殺される。したがって、リップル電流ＩＬによる加振を抑制してノイズ音や振動の発生を抑制することができる。
　さらに、相電流Ｉ１ｕのオフからオンへの又はその逆へのスイッチングタイミングと相電流Ｉ２ｕのオンからオフへの又はその逆へのスイッチングタイミングとが等しいので、スイッチングノイズも互いに逆位相となって相殺される。
　したがって、上記第３の実施形態では前述した第１の実施形態と同様の効果が得られる他、スイッチングノイズやリップル電流による加振を抑制してより静音性及び制振性の高いモータ制御装置、電動パワーステアリング装置及び車両を提供することができる。
　次に、本発明の第４の実施形態を図１０について説明する。
　この第４の実施形態は、電源遮断回路の構成を簡略化するようにしたものである。
　すなわち、第４の実施形態では、図１０に示すように、前述した第１の実施形態における図２の構成において、電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂにおける逆直列の電界効果トランジスタＱＣ１，ＱＣ２及びＱＤ１，ＱＤ２のうちの一方の電界効果トランジスタＱＣ１及びＱＤ１を残し、他方の電界効果トランジスタＱＣ２及びＱＤ２を共通化すべくノイズフィルタ４３と電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂとの分岐点との間に共通の電界効果トランジスタＱＥを有する共通電源遮断回路４４Ｃを配置したものである。
　ここで、電界効果トランジスタＱＥは、ドレインがノイズフィルタ４３に接続され、ソースが電源遮断回路４４Ａ及び４４Ｂに接続され、さらにゲートがゲート駆動回路４１Ａ及び４１ＢにダイオードＤＡ及びＤＢを介して接続されている。
　この第４の実施形態によると、電源遮断回路が電源遮断回路４４Ａ、４４Ｂ及び４４Ｃの３つで構成されているが、実際に電源を遮断するための電源遮断素子としては電界効果トランジスタＱＣ１、ＱＤ１及びＱＥの３つの半導体スイッチ素子で構成することができる。したがって、第４の実施形態では、半導体スイッチ素子を前述した第１の実施形態に比較して１つ省略してこの分部品点数を減少させることができ、モータ制御装置２５の製造コストを低減することができる。さらに、第４の実施形態では、プリント基板上の電源遮断回路４４Ａ～４４Ｃの占有面積を減少させることが可能となり、プリント基板を小型化することができる。
　次に、本発明の第５の実施形態を図１１について説明する。
　この第５の実施形態では、前述した第２の実施形態に前述した第４の実施形態を適用したものである。
　すなわち、第５の実施形態では、前述した第４の実施形態において、制御演算装置３１を第１及び第２のモータ駆動回路３２Ａ及び３２Ｂに対して個別の制御演算装置３１Ａ及び３１Ｂを設けるようにしたものである。
　したがって、この第５の実施形態でも、前述した第２の実施形態と同様の作用効果を得ることができるとともに、前述した第４の実施形態と同様に電源遮断回路を構成する電界効果トランジスタの個数を１つ省略することができる。したがって、第５の実施形態でも、モータ制御装置２５の製造コストを低減することができるとともに、プリント基板上の電源遮断回路４４Ａ～４４Ｃの占有面積を減少させて、プリント基板を小型化することができる。
　なお、上記第１～第５の実施形態においては、３相電動モータ２２のステータ２２Ｓを１つの磁極となるティースＴｅに対して２系統の第１及び第２の３相モータ巻線Ｌ１及びＬ２の相コイルを相毎に半径方向外側及び内側に巻装する場合について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、ステータ２２ＳのティースＴｅの数を、図１２に示すように、相数×２ｎ（ｎは１以上の整数）で例えばｎ＝２に設定して８極、１２スロットの構成とし、１２本のティースＴｅに、順次第１系統となる相コイルＬ１ｕａ、Ｌ１ｖａ、Ｌ１ｗａを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装する。
　次いで、第２系統となる相コイルＬ２ｕａ、Ｌ２ｖａ及びＬ２ｗａを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装し、さらに第１系統となる相コイルＬ１ｕｂ、Ｌ１ｖｂ、Ｌ１ｗｂを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装し、最後に、第２系統となる相コイルＬ２ｕｂ、Ｌ２ｖｂ及びＬ２ｗｂを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装するようにしてもよい。
　この場合には、第１系統となる３相モータ巻線Ｌ１の相コイルＬ１ｕａ～Ｌ１ｗｃと第２系統となる３相モータ巻線Ｌ２の相コイルＬ２ｕａ～Ｌ２ｗｃとがティースＴｅに時計方向に交互に配置されることになる。このため、１つのティースＴｅへの相コイルＬ１ｕａ～Ｌ１ｗｃ及び相コイルＬ２ｕａ～Ｌ２ｗｃとの巻装が１種類で済むので、コイルの巻装を容易に行うことができる。
　また、ロータ２２Ｒからの磁束がそれぞれの磁極群毎（９０°毎）にコイルと鎖交するため、それぞれの磁極群毎で構成されたモータ特性に対して相互の影響を極めて少なくすることができる。例えば、一方のモータ駆動回路３２Ａ（又は３２Ｂ）にショート故障が発生して、このモータ駆動回路３２を遮断するまでの過渡的なショート電流が発生してももう一方のコイルに与える影響を極めて少なくすることができる。
　さらには、図１４に示すように、上記図１２の構成において、第１系統の３相モータ巻線Ｌ１の相コイルＬ１ｕａ～Ｌ１ｗａ及びＬ１ｕｂ～Ｌ１ｗｂの巻回方向と第２系統の３相モータ巻線Ｌ２の相コイルＬ２ｕａ～Ｌ２ｗａ及びＬ２ｕｂ～Ｌ２ｗｂの巻回方向とが逆方向となるように設定するようにしてもよい。
　この場合にも、ロータ２２Ｒからの磁束がそれぞれの磁極群毎（９０°毎）にコイルと鎖交するため、それぞれの磁極群で構成されたモータ特性に対して相互の影響を極めて少なくすることができる。例えば、一方のモータ駆動回路３２Ａ（又は３２Ｂ）にショート故障が発生して、このモータ駆動回路３２を遮断するまでの過渡的なショート電流が発生しても他方のコイルに与える影響を極めて少なくすることができる。
　このため、両者のリップル電流ＩＬも、図９（ｃ）及び（ｄ）に示すように、逆位相となり、ＥＭＩ等の外部へのノイズは互いに相殺される。したがって、リップル電流ＩＬによる加振を抑制してノイズ音や振動の発生を抑制することができる。
　さらに、相電流Ｉ１ｕのオフからオンへの又はその逆へのスイッチングタイミングと相電流Ｉ２ｕのオンからオフへの又はその逆へのスイッチングタイミングとが等しいので、スイッチングノイズも互いに逆位相となって相殺される。
　したがって、上記第３の実施形態では前述した第１の実施形態と同様の効果が得られる他、スイッチングノイズやリップル電流による加振を抑制してより静音性及び制振性の高いモータ制御装置、電動パワーステアリング装置及び車両を提供することができる。
　正常動作時には、各々１／２の出力を発生でき、万一故障しても１／２のモータ特性を出力することができる。モータ軸周りで対称のラジアル発生力で相殺できることから、軸にラジアル力が影響することがない。しかも、故障時の出力も温度上昇が許容できる範囲内で、正常時の１／２以上のモータ特性を出力することができる。
　また、上記各実施形態においては、電動モータが３相電動モータである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、４相以上の多相電動モータにも本発明を適用することができる。
　また、上記各実施形態においては、本発明によるモータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置、ステアバイワイヤシステム、車両走行用のモータ駆動装置等の電動モータを使用する任意のシステムに本発明を適用することができる。
　１……車両、３…電動パワーステアリング装置、１１…ステアリングホイール、１２…ステアリングシャフト、１３…操舵トルクセンサ、１８…ステアリングギヤ、２０…操舵補助機構、２２…３相電動モータ、２５…モータ制御装置、２６…車速センサ、２７…バッテリー、３１，３１Ａ，３１Ｂ…制御演算装置、３２Ａ…第１のモータ駆動回路、３２Ｂ…第２のモータ駆動回路、３３Ａ…第１のモータ電流遮断回路、３３Ｂ…第２のモータ電流遮断回路、３４Ａ，３４Ｂ…電流検出回路、３５Ａ…第１の異常検出回路、３５Ｂ…第２の異常検出回路、４１Ａ，４１Ｂ…ゲート駆動回路、４２Ａ…第１のインバータ回路、４２Ｂ…第２のインバータ回路、４３…ノイズフィルタ、４４Ａ…第１の電源遮断回路、４４Ｂ…第２の電源遮断回路

Claims (22)

  1. 　多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置であって、
    　前記多相電動モータは、ステータに少なくとも２系統となる第１及び第２の多相モータ巻線を巻装した構成を有し、
    　前記多相電動モータを駆動する指令値を出力する指令値演算部と、
    　該指令値演算部から出力される指令値に基づいて前記第１及び第２の多相モータ巻線に個別に第１及び第２の多相モータ駆動電流を供給する第１及び第２のモータ駆動回路と、
    　前記第１及び前記第２のモータ駆動回路と前記第１及び第２の多相モータ巻線との間に個別に介挿された多相の第１及び第２のモータ電流遮断部と、
    　前記第１及び前記第２の多相モータ駆動電流あるいは電圧の異常を個別に検出する第１及び第２の異常検出部と、
    　該第１及び第２の異常検出部の何れか一方で少なくとも一相のモータ駆動電流あるいは電圧の異常を検出したときに、異常を検出した側のモータ電流遮断部を電流遮断状態に制御する異常時電流制御部と
    　を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路は、前記第１及び第２の多相モータ駆動電流を出力する第１及び第２の多相インバータ回路を有し、前記第１及び第２の異常検出部は、前記第１及び第２の多相インバータ回路を構成するスイッチング素子のオープン故障及びショート故障を検出するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記指令値演算部は、前記第１及び第２のモータ駆動回路に個別に対応する第１及び第２の指令値演算部で構成され、該第１及び第２の指令値演算部は演算動作を相互監視し、一方の指令値演算部が他方の指令値演算部の異常を検出したときに、異常となった指令値演算部の動作を停止させるとともに、前記対応するモータ電流遮断部を遮断する遮断指令を前記異常時電流制御部に出力することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記第１及び第２の異常時電流制御部は、異常を検出したときに、前記第１及び第２のモータ電流遮断部における異常側の各相遮断部を同時に遮断することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記各相遮断部は、寄生ダイオードの向きが同一方向となるように介挿された電界効果トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路は、前記第１及び第２の多相インバータ回路と電源供給源との間に個別に第１及び第２の電源遮断部が介挿されていることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記第１及び第２の電源遮断部のそれぞれは複数の電源遮断素子を直列に接続した構成を有することを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記第１及び第２の電源遮断部は一部の電源遮断素子を共通化した構成を有することを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
  9. 　前記第１及び第２の電源遮断部は、寄生ダイオードを有するスイッチング素子で構成され、各スイッチング素子が寄生ダイオードの向きが逆方向となるように逆直列接続されていることを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
  10. 　前記第１及び第２の電源遮断部は、一部のスイッチング素子が共通化されていることを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。
  11. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路に供給されるモータ駆動指令値は等分配されたモータトルク指令値であることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  12. 　前記指令値演算部は、前記第１及び第２の異常検出部で多相モータ電流あるいは電圧の異常を検出したときに、正常なモータ駆動回路に対するモータ駆動指令値として許容電流値に達するまでは正常時のモータ駆動指令値の合計を表す指令値を設定することを特徴とする請求項１１に記載のモータ制御装置。
  13. 　前記多相電動モータは、前記第１及び第２の多相モータ巻線のうちロータに対して同位相となる巻線が同一磁極に巻回されていることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  14. 　同一磁極に巻回された第１及び第２の多相モータ巻線の磁極に対する巻回方向が逆方向とされ、且つ電流方向が逆方向となるように設定されていることを特徴とする請求項１３に記載のモータ制御装置。
  15. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路は、前記第１及び第２の多相モータ巻線のうちロータに対して同位相となる巻線に電流位相が互いに逆相となるモータ駆動電流を供給することを特徴とする請求項１４に記載のモータ制御装置。
  16. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路は、前記第１及び第２の多相モータ巻線に供給するモータ駆動電流のスイッチングタイミングが同時になるように設定したことを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  17. 　前記多相電動モータは、ステータのスロット数が相数×２ｎ（ｎは２以上の整数）に設定され、当該スロット間の磁極に第１の多相モータ巻線及び第２の多相モータ巻線が交互に巻装されていることを特徴とする請求項１乃至１２の何れか１項に記載のモータ制御装置。
  18. 　前記第１の多相モータ巻線及び第２の多相モータ巻線の磁極に対する巻回方向が互いに逆方向となるように設定されていることを特徴とする請求項１７に記載のモータ制御装置。
  19. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路は、前記第１及び第２のインバータ回路に供給するスイッチングキャリア信号を同期させたことを特徴とする請求項２乃至１８の何れか１項に記載のモータ制御装置。
  20. 　前記第１及び第２のモータ駆動回路は、前記第１及び第２のインバータ回路に供給するスイッチングキャリア信号の周期を発生ノイズが分散するようにずらして非同期としたことを特徴とする請求項２乃至１８の何れか１項に記載のモータ制御装置。
  21. 　ステアリング機構に操舵補助力を発生させる電動モータを含むモータ制御装置を前記請求項１乃至２０の何れか１項に記載のモータ制御装置で構成したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  22. 　前記請求項１乃至２０の何れか１項に記載のモータ制御装置を備えたことを特徴とする車両。
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