WO2014128856A1 - 能動振動騒音制御装置 - Google Patents

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敦仁 矢野
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Definitions

  • the present invention relates to an active vibration noise control apparatus that generates and reduces vibration or noise that cancels out vibration or noise generated by, for example, machinery.
  • an active vibration control device Active Vibration Control Apparatus
  • an active noise control device Active Noise Control Apparatus
  • Patent Document 1 discloses an active noise and vibration control apparatus using an adaptive notch filter.
  • the device reacts to this, the amplitude and phase of the control signal shifts, the suppression effect decreases, and the device itself generates abnormal vibration and abnormal sound The problem of letting it occur.
  • vibrations for example, there is no relation to a vibration sensor, a microphone, or an impact or impact sound caused by contact of a person or an object with the apparatus body, or vibration noise such as a human voice input to the microphone. Examples include foreign sounds.
  • Patent Document 2 when the amplitude and the rate of amplitude change of the noise signal detected by the detection means exceed a predetermined threshold, this is judged as an abnormal input, and the change of the control signal A method of suppressing this is disclosed.
  • Patent Document 3 discloses a method of providing a plurality of detection means and stopping a control signal when only one noise signal is determined to be equal to or greater than a threshold value.
  • Patent Document 3 has a problem that it cannot detect a disturbance that is input simultaneously to a plurality of detection means.
  • the noise control device described in Patent Document 3 is intended for automobiles, for example, disturbances such as door opening / closing sounds are simultaneously input to all detection means (microphones), so such disturbances are detected as disturbances. It is not possible to avoid malfunction of noise control.
  • the present invention has been made to solve such a problem. Even if vibration and noise fluctuate, the abnormal input is reliably detected without erroneously judging it as an abnormal input, and a stable vibration and noise suppression effect is achieved. It is an object to provide an active vibration noise control device having
  • An active vibration noise control device includes a control signal filter that receives a sound source signal determined based on a control frequency specified according to a vibration noise source that generates vibration noise, and outputs a control signal; And a filter coefficient updating unit that updates the coefficient of the control signal filter based on the error signal obtained from the result of the interference with the secondary vibration noise generated based on the control signal and the sound source signal, and the control frequency and the error signal.
  • a signal-to-disturbance ratio measurement unit that outputs a signal-to-disturbance ratio determined by the disturbance, and an update control that adjusts the update step width of the filter coefficient updating unit based on the signal-to-disturbance ratio Part.
  • the active vibration noise control apparatus provides a signal external signal calculated by a signal power of a residual vibration noise signal corresponding to a control frequency component in an error signal and a signal power of a disturbance signal corresponding to a frequency component different from the control signal. Since the update step width of the filter coefficient update unit is adjusted based on the disturbance ratio, even if vibrations and noise fluctuate, abnormal input is reliably detected without being erroneously determined as abnormal input, and stable. Vibration noise suppression can be performed.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an active vibration noise control apparatus according to the present embodiment. As shown in the figure, the active vibration noise control apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention is connected to an output device 200 and a detector 300 provided outside.
  • the active vibration noise control device 100 receives a control frequency based on the vibration noise frequency of the vibration noise source 400 to be controlled, and outputs a control signal generated based on the input control frequency.
  • the control frequency is measured by measuring the engine rotation frequency from the ignition pulse period and multiplying it by a constant according to the engine rotation order of the target vibration noise. Can be obtained at In the case of a fan driven by an electric motor, the frequency of the target NZ sound can be obtained from the number of poles of the motor, the power supply frequency, the number of blades of the fan, and the like.
  • the control frequency may be acquired by using means suitable for each target vibration noise source.
  • the output device 200 converts the control signal input from the active vibration noise control device 100 into secondary vibration noise for canceling the vibration noise generated from the vibration noise source 400, and outputs it, for example, a speaker or an actuator. Etc.
  • the secondary vibration noise output from the output device 200 propagates through the secondary path 500, interferes with the vibration noise generated from the vibration noise source 400, and reduces the vibration noise.
  • the secondary path 500 is defined as a path through which the secondary vibration noise output from the output device 200 passes while propagating to the detector 300.
  • the disturbance source 600 further adds unspecified disturbances that are unrelated to the vibration noise source 400 to the reduced vibration noise.
  • the detector 300 detects an error that is residual vibration noise caused by interference between secondary vibration noise and vibration noise, and outputs the detected error to the active vibration noise control apparatus 100 as an error signal e (n).
  • an error signal e (n) For example, it can be realized by a microphone, a vibration sensor, an acceleration sensor, or the like.
  • the active vibration noise control device 100 includes a sound source signal generation unit 1, a control signal filter 2, a reference signal filter 3, a filter coefficient update unit 4, a signal to disturbance ratio measurement unit 5, and an update control unit 6. .
  • the sound source signal generation unit 1 is a signal generation unit that generates a sound source signal based on the control frequency input to the active vibration noise control device 100.
  • the sound source signal generator 1 outputs the generated sound source signal to the control signal filter 2.
  • the control signal filter 2 is a filter that performs a filtering process on the sound source signal from the sound source signal generation unit 1 and outputs a control signal.
  • the control signal is a signal converted into secondary vibration noise for reducing vibration noise.
  • the reference signal filter 3 is a filter that outputs a reference signal by performing a filter process on the sound source signal from the sound source signal generation unit 1 using a transfer characteristic parameter determined based on the transfer characteristic of the secondary path 500.
  • the reference signal filter 3 outputs the reference signal to the filter coefficient update unit 4.
  • the filter coefficient update unit 4 is based on the reference signal from the reference signal filter 3, the error signal from the detector 300, and the update step width given from the update control unit 6 described later, for example, an LMS (Least Mean Square) algorithm, etc.
  • the filter coefficient of the control signal filter 2 is updated using the adaptive algorithm.
  • the signal-to-disturbance ratio measurement unit 5 calculates the signal-to-disturbance ratio of the target vibration noise included in the error signal based on the control frequency input to the active vibration noise control device 100 and the error signal from the detector 300. And output to the update control unit 6.
  • the update control unit 6 determines an update step width for updating the filter coefficient based on the signal-to-disturbance ratio from the signal-to-disturbance ratio measurement unit 5 and outputs the update step width to the filter coefficient update unit 4.
  • a control frequency f (n) representing the frequency of vibration noise is input to the sound source signal generation unit 1 in the active vibration noise control apparatus 100.
  • n is a positive integer and represents a sampling time in digital signal processing.
  • the sound source signal generator 1 outputs a sound source signal x (n) corresponding to the control frequency f (n) to the control signal filter 2 and the reference signal filter 3.
  • the active vibration noise control device 100 uses, for example, an adaptive notch filter
  • the sound source signal x (n) includes two signals of a sine wave signal and a cosine wave signal corresponding to the control frequency f (n). Is included.
  • the control signal filter 2 filters the sound source signal x (n) using the control filter coefficient sequence W (n) and outputs the control signal d (n) to the output device 200.
  • the control filter system sequence W (n) is a filter system sequence of the first or higher order. If the sound source signal x (n) includes two systems of signals, a sine wave signal and a cosine wave signal, the control filter coefficient sequence W (n) is held separately for each signal, and the control signal d ( n) is a signal obtained by adding the respective filter processing results.
  • the output device 200 converts the control signal d (n) output from the control signal filter 2 into secondary vibration noise and outputs it.
  • the secondary vibration noise output from the output device 200 propagates through the secondary path 500 and is affected by the transfer characteristics of the secondary path 500 in the process, and then interferes with the vibration noise generated from the vibration noise source 400. , Reduce the vibration noise. Disturbance from the disturbance source 600 is further added to the reduced vibration noise.
  • the detector 300 detects the vibration noise reduced and added with the disturbance, that is, the addition result of the vibration noise, the secondary vibration noise, and the disturbance, that is, the error with disturbance added to the residual vibration noise, and detects the error signal e (n ) Is generated.
  • the error signal e (n) generated by the detector 300 is input to the filter coefficient update unit 4 in the active vibration noise control apparatus 100.
  • the reference signal filter 3 filters the sound source signal x (n) output from the sound source signal generation unit 1 with the reference filter coefficient sequence C having the transfer characteristic of the secondary path 500, thereby obtaining the reference signal r (n ) Is output.
  • the reference filter system sequence C is a filter system sequence of the first order or higher order. If the sound source signal x (n) includes two systems of signals, a sine wave signal and a cosine wave signal, the reference filter coefficient sequence C is held separately for each signal, and the reference signal r (n) is Two series of signals, each of which is a filter processing result for the signal, are included.
  • the filter coefficient updating unit 4 includes a reference signal r (n) output from the reference signal filter 3, an error signal e (n) output from the detector 300, and an update step width ⁇ (n) from the update control unit 6. ), The value of the control filter coefficient sequence W (n) of the control signal filter 2 is sequentially updated so that the residual vibration noise included in the error signal e (n) is reduced.
  • the signal-to-disturbance ratio measuring unit 5 calculates a signal-to-disturbance ratio SIR (n) between vibration noise and disturbance included in the error signal e (n) based on the control frequency f (n) and the error signal e (n). calculate.
  • SIR (n) is obtained by the ratio of the signal power of the control frequency f (n) to the signal power of the frequency component other than the control frequency f (n) in the error signal e (n).
  • FIG. 2 shows an example of the power spectrum of the error signal e (n).
  • the solid line curve shown in FIG. 2A shows the case where the error signal e (n) contains almost no disturbance.
  • a broken line curve indicated by indicates an example of a power spectrum when a disturbance is included.
  • the signal-to-disturbance ratio ((1) in the figure) when the disturbance is hardly included is enlarged, and the signal-to-disturbance ratio ((2) in the figure) is reduced when the disturbance is included. Therefore, it is possible to determine the presence or absence of a disturbance based on the magnitude of the signal to disturbance ratio.
  • the signal power of the residual vibration noise at the control frequency f (n) and the signal power of the disturbance as the other frequency component are appropriately determined using a bandpass filter, a band stop filter, or the like. Measurement is possible by extracting the signal of the frequency component from the error signal e (n) and obtaining the obtained signal power. Alternatively, it can be obtained from a power spectrum obtained by using FFT (Fast Fourier Transform).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the adaptive algorithms that can be used in the filter coefficient updating unit 4 have a property that a disturbance having a frequency close to the control frequency f (n) is more easily affected and a disturbance having a far frequency is less affected.
  • the LMS algorithm is an example.
  • the signal-to-disturbance ratio measurement unit 5 applies a frequency weight that decreases the weight according to the distance from the control frequency f (n) to the disturbance extracted from the error signal e (n). If the signal-to-disturbance ratio SIR (n) is calculated, it is possible to prevent the coefficient update from being excessively suppressed with respect to disturbance at a far frequency that hardly affects the adaptive algorithm.
  • FIG. 3 shows a configuration example of the signal-to-disturbance ratio measuring unit 5 using such a signal-to-disturbance ratio calculation method.
  • 3 includes a residual vibration noise extraction filter 51, a disturbance extraction filter 52, a frequency weighting filter 53, and an SIR calculation unit 54.
  • the residual vibration noise extraction filter 51 receives the control frequency f (n) and the error signal e (n), and from the error signal e (n), the residual of the control frequency f (n), which is an unerased vibration noise. It is a filter that extracts vibration noise and outputs a residual vibration noise signal es (n). Such a filter can be realized by, for example, a bandpass filter having a control frequency f (n) as a center frequency.
  • FIG. 4 is a graph showing frequency versus gain characteristics when the residual vibration noise extraction filter 51 is realized with a passband width of 10 Hz and a fourth-order Butterworth filter as an example.
  • the disturbance extraction filter 52 receives the control frequency f (n) and the error signal e (n), and from the error signal e (n), removes disturbances that are signal components other than residual vibration noise of the control frequency f (n). It is a filter that extracts and outputs a disturbance signal ei (n). Such a filter can be realized by, for example, a band stop filter having a control frequency f (n) as a stop band.
  • FIG. 5 is a graph showing frequency vs. gain characteristics when the disturbance extraction filter 52 is realized by a 4th-order Butterworth filter having a stop bandwidth of 10 Hz.
  • the frequency weighting filter 53 receives the control frequency f (n) and the disturbance signal ei (n) from the disturbance extraction filter 52, gives a predetermined frequency weight to the disturbance signal ei (n), and gives a weighted disturbance signal wei ( n).
  • the frequency characteristic of the frequency weight filter 53 is determined according to a predetermined frequency weight. It is desirable that the frequency weights at this time are determined so that disturbances that easily affect the adaptive algorithm are heavy and disturbances that are difficult to influence are evaluated lightly. Since a general adaptive algorithm is more susceptible to disturbance having a frequency close to the control frequency f (n), for example, the weight at the control frequency f (n) is maximum, and the gain is monotonous as the frequency is further away from f (n).
  • FIG. 6 is a graph showing frequency vs. gain characteristics when designed with a passband width of 20 Hz and a second order Butterworth filter as an example of such a frequency weighting filter 53.
  • the SIR calculation unit 54 receives the residual vibration noise signal es (n) from the residual vibration noise extraction filter 51 and the weighted disturbance signal wei (n) from the frequency weighting filter 53, from which the signal to disturbance ratio SIR (n) Is output from the signal-to-disturbance ratio measuring unit 5.
  • SIR (n) is obtained from the residual vibration noise signal power Pes (n) of the residual vibration noise signal es (n) and the weighted disturbance signal power Pwe (n) of the weighted disturbance signal wei (n), for example, as follows. You can ask for it.
  • Pes (n) Pes (n) / (Pwei (n) + Pes (n)) (1)
  • Pes (n) and Pwei (n) can be obtained, for example, as follows.
  • Pes (n) (1- ⁇ ) Pes (n ⁇ 1) + ⁇ ⁇ es 2 (n) (2)
  • Pwei (n) (1 ⁇ ) Pwei (n ⁇ 1) + ⁇ ⁇ wei 2 (n) (3)
  • ⁇ is a predetermined averaging parameter that satisfies 0 ⁇ ⁇ 1.
  • ⁇ is a predetermined constant value.
  • the sound source signal determined based on the control frequency specified according to the vibration noise source that generates vibration noise is input,
  • the coefficient of the control signal filter is updated based on the control signal filter that outputs the control signal, the error signal obtained as a result of the interference between the vibration noise and the secondary vibration noise generated based on the control signal, and the sound source signal.
  • a filter coefficient updating unit a signal-to-disturbance ratio measurement unit that outputs a signal-to-disturbance ratio determined by vibration noise and disturbance included in the error signal based on the control frequency and the error signal, and a filter based on the signal-to-disturbance ratio
  • An update control unit that adjusts the update step width of the coefficient update unit is provided, so even if the power of the vibration noise itself increases or decreases significantly, this is not mistaken for disturbance and maintains a stable vibration noise suppression effect. There is an effect that kill.
  • the signal to disturbance ratio measurement unit includes at least one frequency different from the residual vibration noise signal power of the control frequency and the control frequency in the error signal, or Since the signal-to-disturbance ratio is calculated based on the disturbance signal power in the frequency band, even if the power of the vibration noise itself greatly increases or decreases, this is not mistaken for disturbance and maintains a stable vibration noise suppression effect. There is an effect that can be done.
  • the signal-to-disturbance ratio measurement unit gives a predetermined frequency weight to the component of the error signal in the frequency band excluding the control frequency or the disturbance signal power.
  • the signal to disturbance ratio measurement unit includes a residual vibration noise extraction filter that extracts a residual vibration noise signal having a control frequency from the error signal, and a frequency excluding the control frequency. Since a disturbance extraction filter for extracting a disturbance signal in the band is provided, there is an effect that even if the power of the vibration noise itself greatly increases or decreases, this is not mistaken as a disturbance and a stable vibration noise suppression effect can be maintained.
  • the signal-to-disturbance ratio measurement unit includes the frequency weight filter that gives a predetermined frequency weight to the disturbance signal, so that the power of the vibration noise itself greatly increases or decreases. Even if this is not mistaken as a disturbance, there is an effect that a stable vibration and noise suppression effect can be maintained.
  • the frequency weight has a characteristic that attenuates according to the distance from the control frequency, and therefore has a frequency component away from the vibration noise, and therefore the active vibration noise.
  • the control device For disturbances that do not easily affect the control device, it is possible to prevent the update of the filter coefficient from being excessively suppressed and to maintain a stable vibration noise suppression effect.
  • the update control unit determines the update step width to be larger as the signal to disturbance ratio is larger and the update step width to be smaller as the signal to disturbance ratio is smaller.
  • the update control unit increases the update step width when the signal-to-disturbance ratio determined by the vibration noise and the disturbance included in the error signal is below a predetermined threshold. Since it is set to zero, even if an extremely large disturbance is input, it is possible to prevent the device from malfunctioning and to maintain a stable vibration noise suppression effect.
  • Embodiment 2 As an example of a method for calculating the signal-to-disturbance ratio SIR (n), a bandpass filter, a band stop filter, or power spectrum analysis using FFT is used. A method for measuring the signal power of the residual vibration noise signal es (n) and the disturbance signal ei (n) and calculating the signal to disturbance ratio SIR (n) has been described.
  • FIG. 7 shows a configuration example of the signal-to-disturbance ratio measurement unit 5a of the active vibration noise control apparatus according to the second embodiment of the present invention. Since the other components are the same as those in FIG. 1, the description thereof is omitted.
  • the adaptive notch filter group 55 includes an adaptive notch filter group 55, a frequency weighting unit 56, and an SIR calculation unit 57.
  • the adaptive notch filter group 55 includes at least two or more adaptive notch filters.
  • FIG. 7 shows an example in which the adaptive notch filter group 55 includes a total of three adaptive notch filters, a first adaptive notch filter 551, a second adaptive notch filter 552, and a third adaptive notch filter 553.
  • the number of adaptive notch filters constituting the adaptive notch filter group 55 of the present invention is not limited to this.
  • the adaptive notch filter group 55 When the adaptive notch filter group 55 receives the control frequency f (n) and the error signal e (n) input to the signal to disturbance ratio measuring unit 5a, the residual vibration noise signal power Pes (n) at the control frequency f (n). Then, the first disturbance signal power Pei1 (n) and the second disturbance signal power Pei2 (n) at frequencies near the control frequency f (n) are measured and output. That is, one of the adaptive notch filters constituting the adaptive notch filter group 55 is used for measuring the signal power of residual vibration noise, and the other is used for measuring the signal power of disturbance.
  • the frequency weighting unit 56 uses the first disturbance signal power Pei1 (n) and the second disturbance signal power Pei2 (n) measured by the adaptive notch filter group 55 according to the frequency distance from the control frequency f (n). The first weighted disturbance signal power Pwe1 (n) and the second weighted disturbance signal power Pwe2 (n) are output.
  • the SIR calculation unit 57 performs signal-to-disturbance based on the residual vibration noise signal power Pes (n), the first weighted disturbance signal power Pwe1 (n), and the second weighted disturbance signal power Pwe2 (n). The ratio SIR (n) is calculated and output.
  • the error signal e (n) and the control frequency f (n) are input to the adaptive notch filter group 55, the error signal e (n) and the control frequency f (n) are first input to the first adaptive notch filter 551.
  • the first adaptive notch filter 551 measures the residual vibration noise signal power Pes (n) and outputs the signal component of the control frequency f (n) included in the error signal e (n).
  • a frequency f (n) + a1 obtained by adding a predetermined frequency offset a1 to the error signal e (n) and the control frequency f (n) is input to the second adaptive notch filter 552, and the first disturbance power Pei1 (n ) And output.
  • a1 is a predetermined offset value for measuring the signal power of the disturbance in the vicinity of the control frequency f (n), and takes a positive or negative value other than 0. Shall.
  • the frequency f (n) + a2 obtained by adding a predetermined frequency offset a2 to the error signal e (n) and the control frequency f (n) is input to the third adaptive notch filter 553, and the second disturbance power Pei2 is input.
  • a2 is a predetermined offset value for measuring the signal power of the disturbance in the vicinity of the control frequency f (n), and is either a positive number or a negative number other than 0 and a1. Shall be taken.
  • the frequency weighting unit 56 receives the first disturbance signal power Pei1 (n) and the second disturbance signal power Pei2 (n) from the adaptive notch filter group 55, and determines them according to the frequency offsets a1 and a2.
  • Pwe2 (n) Pei (n) ⁇ w (a2) (5) It is.
  • the weighting factors w (a1) and w (a2) are determined so that disturbances that easily affect the adaptive algorithm are heavy and disturbances that are difficult to influence are evaluated lightly.
  • a characteristic may be considered in which the weight decreases as the absolute values of the frequency offsets a1 and a2 increase.
  • the SIR calculation unit 57 includes the residual vibration noise signal power Pes (n) from the adaptive notch filter group 55, the first weighted disturbance signal power Pwe1 (n) from the frequency weighting unit 56, and the second weighted disturbance signal.
  • the power Pwe2 (n) is received, and the signal to disturbance ratio SIR (n) is calculated from these and output.
  • the signal-to-disturbance ratio SIR (n) can be calculated by the following equation, for example.
  • SIR (n) Pes (n) / (Pwe1 (n) + Pwei2 (n) + Pes (n)) (6)
  • FIG. 8 is a configuration diagram of these adaptive notch filters, and the configuration and operation of the adaptive notch filter of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the adaptive notch filter 55x includes a sine wave / cosine wave generation unit 55a, a single tap filter unit 55b, a subtraction unit 55c, a single tap filter coefficient update unit 55d, and an average signal power calculation unit 55e.
  • the sine wave / cosine wave generation unit 55a When receiving the frequency F (n) input to the adaptive notch filter 55x, the sine wave / cosine wave generation unit 55a outputs a sine wave s (n) and a cosine wave c (n) of the frequency F (n).
  • the sine wave / cosine wave generation unit 55a changes the frequencies of the sine wave s (n) and the cosine wave c (n) to be output accordingly.
  • the single tap filter coefficient updating unit 55d receives the sine wave s (n) and cosine wave c (n) from the sine wave / cosine wave generation unit 55a, and the residual signal b (n) from the subtraction unit 55c.
  • the coefficients Ds (n) and Dc (n) of the single tap filter coefficient updating unit 55d are updated so that the frequency F (n) component in the residual signal b (n) decreases.
  • An adaptive algorithm such as an LMS algorithm can be used for this coefficient update.
  • the coefficient update when the LMS algorithm is used is expressed by the following equation.
  • Ds (n + 1) Ds (n) + ⁇ ⁇ s (n) b (n)
  • Dc (n + 1) Dc (n) + ⁇ ⁇ c (n) b (n) (9)
  • ⁇ is a predetermined constant and defines the update step width of the coefficients Ds (n) and Dc (n).
  • the average signal power calculation unit 55e reads the coefficients Ds (n) and Dc (n) of the single tap filter unit 55b, and based on these, the average signal power of the frequency F (n) component included in the error signal e (n) P (n) is calculated and output to the outside of the adaptive notch filter 55x. If the frequency F (n) component is almost eliminated from the residual signal b (n) by the operation of the single tap filter coefficient updating unit 55d, the combined signal sc (n) is the frequency F (n) component of the error signal e (n). Therefore, the signal power of the frequency F (n) component of the error signal e (n) can be obtained from the average signal power P (n) of the combined signal sc (n).
  • the average signal power P (n) of the combined signal sc (n) is calculated from the coefficients Ds (n) and Dc (n) by the following equation.
  • P (n) (1 / ⁇ 2) (Ds 2 (n) + Dc 2 (n)) (10)
  • the average signal power P (n) of Expression (10) is sequentially calculated for the error signal e (n) and the frequency F (n) input for each sample, even if the frequency of the vibration noise changes, it can be promptly obtained. Based on the new frequency, the residual vibration noise signal power and the disturbance signal power can be calculated to obtain the signal-to-disturbance ratio.
  • the residual vibration noise signal power and the disturbance signal power are based on the coefficient of the adaptive notch filter adapted to the error signal.
  • the active vibration and noise control apparatus generates, for example, vibrations or noises that cancel out vibrations or noises generated by machinery and reduces them. Suitable for reducing noise and noise.

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Abstract

　制御信号フィルタ２は、振動騒音を発する振動騒音源に応じて特定される制御周波数に基づいて定められた音源信号が入力され、制御信号を出力する。フィルタ係数更新部４は、音源信号と誤差信号に基づいて制御信号フィルタ２の係数を更新する。信号対外乱比計測部５は、制御周波数と誤差信号に基づいて誤差信号に含まれる振動騒音と外乱によって決定される信号対外乱比を出力する。更新制御部６は、信号対外乱比に基づいてフィルタ係数更新部４の更新ステップ幅を調整する。

Description

能動振動騒音制御装置
　本発明は、例えば機械類の発する振動または騒音に対し、相殺する振動または騒音を発生させてこれを低減する、能動振動騒音制御装置に関するものである。
　機械類の発する振動や騒音を低減する手段のひとつとして、能動振動制御装置（Ａｃｔｉｖｅ　Ｖｉｂｒａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ａｐｐａｒａｔｕｓ）や能動騒音制御装置（Ａｃｔｉｖｅ　Ｎｏｉｓｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ａｐｐａｒａｔｕｓ）が知られている。本発明はいずれにも適用が可能なものであるため、本明細書ではこれらをまとめ、「振動あるいは騒音を制御する装置」として、能動振動騒音制御装置（Ａｃｔｉｖｅ　Ｖｉｂｒａｔｉｏｎ　／　Ｎｏｉｓｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ａｐｐａｒａｔｕｓ）と称することとする。また同様に、機械類の「振動あるいは騒音」についても、まとめて振動騒音と称することとする。
　従来の能動振動騒音制御装置では、振動センサやマイクなどの検出手段を用いて制御対象となる振動または騒音を検出し、相殺する同振幅・逆位相の制御信号を出力することでこれを抑制している。このような能動振動騒音制御装置として、例えば特許文献１には適応ノッチフィルタを用いた能動騒音振動制御装置が開示されている。ここで、制御対象と無関係な外乱が検出手段に与えられると、装置がこれに反応し、制御信号の振幅・位相がずれて抑制効果が減少したり、異常振動や異常音を装置自身が発生させてしまうという問題が生じる。このような外乱の具体例として、例えば振動センサやマイクあるいは装置本体への人・物体等の接触によって生じた衝撃または衝撃音や、マイクに入力される、人の声などの振動騒音と無関係な外来音などが挙げられる。
　このような問題に対して、例えば特許文献２においては、検出手段で検出された騒音信号の振幅および振幅変化率が所定の閾値を超えた時に、これを異常入力と判断し、制御信号の変化を抑制する方法が開示されている。また、特許文献３においては、複数の検出手段を設け、このうち一つの騒音信号のみが閾値以上と判断された場合に、制御信号を停止する方法が開示されている。
特開平８－３３９１９２号公報 特開２００９－２４１６７２号公報 特開２００９－９０７５６号公報
　しかしながら、上記特許文献２の方法においては、制御対象の振動または騒音自体の変動によって振幅および振幅変化率が所定の閾値を超えた場合に、これを異常入力と誤認し制御信号の変化を抑制してしまうことによって、騒音低減効果が一時的に損なわれてしまうという問題があった。例えばエンジンは負荷によって騒音が変動することが知られているが、特許文献２の方法では、急に負荷が大きくなって騒音が増大するような場合でも、異常入力と判断するおそれがある。本来はこのような時こそ騒音低減が必要であるが、ここで十分な効果が得られなければ、騒音対策としての用をなさない。そこで閾値を上げることによってこれを回避しようとすると、本来防ぐべき異常入力を見逃しやすくなるという問題を生じてしまう。
　また、特許文献３の方法においては、複数設けた検出手段に同時に入力されるような外乱は検出できないという問題があった。特許文献３に記載の騒音制御装置は自動車を対象としているが、例えばドアの開閉音のような外乱は全ての検出手段（マイク）に同時に入力されるので、このような外乱は外乱として検出することができず、騒音制御の誤動作を回避できない。
　本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、振動や騒音が変動してもこれを異常入力と誤判断することなく、確実に異常入力を検出し、安定した振動騒音抑制効果をもつ能動振動騒音制御装置を提供することを目的としている。
　この発明に係る能動振動騒音制御装置は、振動騒音を発する振動騒音源に応じて特定される制御周波数に基づいて定められた音源信号が入力され、制御信号を出力する制御信号フィルタと、振動騒音と制御信号を元に生成した二次振動騒音との干渉の結果から得られる誤差信号と、音源信号とに基づいて制御信号フィルタの係数を更新するフィルタ係数更新部と、制御周波数と誤差信号に基づいて誤差信号に含まれる振動騒音と外乱によって決定される信号対外乱比を出力する信号対外乱比計測部と、信号対外乱比に基づいてフィルタ係数更新部の更新ステップ幅を調整する更新制御部とを備えたものである。
　この発明に係る能動振動騒音制御装置は、誤差信号中の制御周波数成分に相当する残留振動騒音信号の信号パワーと、制御信号と異なる周波数成分に相当する外乱信号の信号パワーによって計算される信号対外乱比に基づいてフィルタ係数更新部の更新ステップ幅を調整するようにしたので、振動や騒音が変動してもこれを異常入力と誤判断することなく、確実に異常入力を検出し、安定した振動騒音抑制を行うことができる。
この発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置における誤差信号のパワースペクトルの例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置における信号対外乱比計測部の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置における残留振動騒音抽出フィルタの周波数対利得特性の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置における外乱抽出フィルタの周波数対利得特性の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置における周波数重みフィルタの周波数対利得特性の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置における信号対外乱比計測部の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置における適応ノッチフィルタの一例を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態による能動振動騒音制御装置の構成図である。
　図示のように、本発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置１００は、外部に設けられた出力器２００及び検出器３００が接続されている。
　能動振動騒音制御装置１００は、制御対象となる振動騒音源４００の振動騒音の周波数に基づく制御周波数が入力され、入力された制御周波数に基づいて生成した制御信号を出力する。ここで、制御周波数は、例えば振動騒音源が自動車のエンジンであればイグニッションパルス周期からエンジンの回転周波数を計測し、これを対象となる振動騒音のエンジン回転次数に合わせて定数倍するなどの方法で得る事ができる。また電動モータで駆動するファンであれば、モータの極数や電源周波数、ファンのブレード枚数などから対象となるＮＺ音の周波数を求める事ができる。このように制御周波数の取得は、対象となる振動騒音源にそれぞれ適した手段を適宜用いてよい。
　出力器２００は、能動振動騒音制御装置１００から入力された制御信号を、振動騒音源４００から発生する振動騒音を打ち消すための二次振動騒音に変換して出力するものであり、例えばスピーカ又はアクチュエータ等により実現できる。出力器２００から出力された二次振動騒音は二次経路５００を伝播し、振動騒音源４００から発生する振動騒音と干渉し、その振動騒音を低減する。ここで二次経路５００は、出力器２００から出力された二次振動騒音が検出器３００まで伝播する間に通過する経路と定義づけられる。また外乱源６００は、振動騒音源４００とは無関係な、不特定の外乱を低減された振動騒音にさらに付加するものである。
　検出器３００は、二次振動騒音と振動騒音との干渉により生じた残留振動騒音である誤差を検知し、検知した誤差を誤差信号ｅ（ｎ）として能動振動騒音制御装置１００に出力するものであり、例えばマイク、振動センサ、又は加速度センサ等により実現できる。
　次に、能動振動騒音制御装置１００の詳細構成について説明する。能動振動騒音制御装置１００は、音源信号生成部１と、制御信号フィルタ２と、参照信号フィルタ３と、フィルタ係数更新部４と、信号対外乱比計測部５と、更新制御部６とを備える。
　音源信号生成部１は、能動振動騒音制御装置１００に入力された制御周波数に基づいて音源信号を生成する信号生成部である。音源信号発生部１は、生成した音源信号を制御信号フィルタ２に出力する。
　制御信号フィルタ２は、音源信号生成部１からの音源信号に対しフィルタ処理を行って制御信号を出力するフィルタである。詳細は後記するが、制御信号は、振動騒音を低減するための二次振動騒音に変換される信号である。
　参照信号フィルタ３は、二次経路５００の伝達特性に基づいて定められた伝達特性パラメータを用い、音源信号生成部１からの音源信号に対しフィルタ処理を行って参照信号を出力するフィルタである。参照信号フィルタ３は、参照信号をフィルタ係数更新部４に出力する。
　フィルタ係数更新部４は、参照信号フィルタ３からの参照信号と、検出器３００からの誤差信号、及び後述の更新制御部６から与えられる更新ステップ幅に基づき、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム等の適応アルゴリズムを用いて制御信号フィルタ２のフィルタ係数を更新する。
　信号対外乱比計測部５は、能動振動騒音制御装置１００に入力された制御周波数と、検出器３００からの誤差信号に基づき、誤差信号に含まれる、対象振動騒音の信号対外乱比を算出し、更新制御部６に出力する。
　更新制御部６は、信号対外乱比計測部５からの信号対外乱比に基づき、フィルタ係数の更新のための更新ステップ幅を定め、フィルタ係数更新部４に出力する。
　次に、実施の形態１の能動振動騒音制御装置の動作を説明する。
　まず、能動振動騒音制御装置１００内の音源信号生成部１に振動騒音の周波数を表す制御周波数ｆ（ｎ）が入力される。ここで、ｎは正の整数であり、デジタル信号処理におけるサンプリング時刻を表している。音源信号生成部１は制御周波数ｆ（ｎ）に応じた音源信号ｘ（ｎ）を制御信号フィルタ２および参照信号フィルタ３に出力する。ここで、能動振動騒音制御装置１００が例えば適応ノッチフィルタを用いるものであれば、音源信号ｘ（ｎ）には制御周波数ｆ（ｎ）に応じた正弦波信号および余弦波信号の２系統の信号が含まれる。
　制御信号フィルタ２は、音源信号ｘ（ｎ）を制御フィルタ係数列Ｗ（ｎ）を用いてフィルタ処理し、制御信号ｄ（ｎ）を出力器２００に出力する。ここで制御フィルタ系数列Ｗ（ｎ）は１次かそれ以上の次数のフィルタ系数列である。また音源信号ｘ（ｎ）が正弦波信号および余弦波信号の２系統の信号を含んでいれば、制御フィルタ係数列Ｗ（ｎ）はそれぞれの信号に対して別個に保持され、制御信号ｄ（ｎ）は各々のフィルタ処理結果を加算した信号となる。
　出力器２００は、制御信号フィルタ２から出力された制御信号ｄ（ｎ）を二次振動騒音に変換し出力する。出力器２００から出力された二次振動騒音は、二次経路５００を伝播し、その過程において二次経路５００の伝達特性の影響を受けた後、振動騒音源４００から発生する振動騒音に干渉し、当該振動騒音を低減する。
　低減された振動騒音は、さらに外乱源６００からの外乱が加えられる。
　検出器３００は、低減され外乱が加えられた振動騒音、つまり振動騒音と二次振動騒音と外乱の加算結果、すなわち残留振動騒音に外乱が加わった外乱つき誤差を検知し、誤差信号ｅ（ｎ）を生成する。検出器３００で生成された誤差信号ｅ（ｎ）は能動振動騒音制御装置１００内のフィルタ係数更新部４に入力される。
　また、参照信号フィルタ３は、音源信号生成部１から出力された音源信号ｘ（ｎ）を、二次経路５００の伝達特性を備えた参照フィルタ係数列Ｃによってフィルタ処理し、参照信号ｒ（ｎ）を出力する。ここで参照フィルタ系数列Ｃは１次かそれ以上の次数のフィルタ系数列である。また音源信号ｘ（ｎ）が正弦波信号および余弦波信号の２系統の信号を含んでいれば、参照フィルタ係数列Ｃはそれぞれの信号に対して別個に保持され、参照信号ｒ（ｎ）はそれぞれ信号に対するフィルタ処理結果である２系列の信号が含まれる。
　フィルタ係数更新部４は、参照信号フィルタ３から出力された参照信号ｒ（ｎ）と、検出器３００から出力された誤差信号ｅ（ｎ）と、更新制御部６からの更新ステップ幅μ（ｎ）に基づいて、誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる残留振動騒音が減少するように、制御信号フィルタ２の制御フィルタ係数列Ｗ（ｎ）の値を逐次更新する。
　信号対外乱比計測部５は、制御周波数ｆ（ｎ）と誤差信号ｅ（ｎ）とに基づき、誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる振動騒音と外乱との信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出する。ＳＩＲ（ｎ）は、誤差信号ｅ（ｎ）における、制御周波数ｆ（ｎ）以外の周波数成分の信号パワーに対する制御周波数ｆ（ｎ）の信号パワーの比によって求める。
　図２は、誤差信号ｅ（ｎ）のパワースペクトルの例であり、図中（Ａ）で示された実線の曲線は誤差信号ｅ（ｎ）が外乱をほとんど含まないとき、図中（Ｂ）で示された破線の曲線は外乱を含むときのパワースペクトルの一例を表している。図２の例で示されるように、外乱をほとんど含まないときの信号対外乱比（図中（１））は拡大し、外乱を含む時の信号対外乱比（図中（２））は縮小するので、信号対外乱比の大小によって外乱の有無を判断する事が可能となる。
　信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出する際、制御周波数ｆ（ｎ）の残留振動騒音の信号パワーとこれ以外の周波数成分である外乱の信号パワーは、適宜バンドパスフィルタやバンドストップフィルタなどを用いて誤差信号ｅ（ｎ）から当該周波数成分の信号を抽出し、得られた信号パワーを求める事で計測が可能である。またはＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を使って得られたパワースペクトルから求めることも可能である。
　なお、フィルタ係数更新部４に用いることが可能な適応アルゴリズムの多くは、制御周波数ｆ（ｎ）に近い周波数の外乱ほど顕著に影響を受け易く、遠い周波数の外乱ほど影響を受けにくい性質をもつ。例えばＬＭＳアルゴリズムは、その一例として挙げられる。
　この場合には、信号対外乱比計測部５において、制御周波数ｆ（ｎ）からの距離に応じて重みが減少するような周波数重みを、誤差信号ｅ（ｎ）から抽出した外乱に対し付与して信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出するようにすると、適応アルゴリズムにほとんど影響を与えないような遠い周波数の外乱に対して過剰に係数更新を抑制することを防ぐ事ができる。
　図３はこのような信号対外乱比の計算方法を用いた、信号対外乱比計測部５の構成例を示している。図３の信号対外乱比計測部５は、残留振動騒音抽出フィルタ５１と、外乱抽出フィルタ５２と、周波数重みフィルタ５３と、ＳＩＲ算出部５４とを備える。
　残留振動騒音抽出フィルタ５１は、制御周波数ｆ（ｎ）と誤差信号ｅ（ｎ）とが入力され、誤差信号ｅ（ｎ）から、振動騒音の消し残りである、制御周波数ｆ（ｎ）の残留振動騒音を抽出し、残留振動騒音信号ｅｓ（ｎ）を出力するフィルタである。このようなフィルタは、例えば制御周波数ｆ（ｎ）を中心周波数としたバンドパスフィルタによって実現できる。図４は、このような残留振動騒音抽出フィルタ５１の一例として、通過帯域幅１０Ｈｚ、４次のバターワースフィルタで実現した場合の周波数対利得特性を示したグラフである。
　外乱抽出フィルタ５２は、制御周波数ｆ（ｎ）と誤差信号ｅ（ｎ）とが入力され、誤差信号ｅ（ｎ）から、制御周波数ｆ（ｎ）の残留振動騒音以外の信号成分である外乱を抽出し、外乱信号ｅｉ（ｎ）を出力するフィルタである。このようなフィルタは、例えば制御周波数ｆ（ｎ）を阻止帯域とするバンドストップフィルタによって実現できる。図５は、このような外乱抽出フィルタ５２の一例として、阻止帯域幅１０Ｈｚ、４次のバターワースフィルタで実現した場合の周波数対利得特性を示したグラフである。
　周波数重みフィルタ５３は、制御周波数ｆ（ｎ）と外乱抽出フィルタ５２からの外乱信号ｅｉ（ｎ）が入力され、外乱信号ｅｉ（ｎ）に所定の周波数重みを付与して重み付き外乱信号ｗｅｉ（ｎ）を出力するフィルタである。周波数重みフィルタ５３の周波数特性は、所定の周波数重みに応じて定められる。このときの周波数重みは、適応アルゴリズムに影響を与えやすい外乱を重く、影響を与えにくい外乱を軽く評価するよう定めることが望ましい。一般的な適応アルゴリズムは制御周波数ｆ（ｎ）に近い周波数の外乱ほど影響を受け易いので、例えば制御周波数ｆ（ｎ）における重みが最大であり、ｆ（ｎ）から周波数が離れるほど利得が単調に減衰するような重みを与えることが考えられる。図６は、このような周波数重みフィルタ５３の一例として、通過帯域幅２０Ｈｚ、２次のバターワースフィルタで設計した場合の周波数対利得特性を示したグラフである。
　ＳＩＲ計算部５４は残留振動騒音抽出フィルタ５１からの残留振動騒音信号ｅｓ（ｎ）と、周波数重みフィルタ５３からの重み付き外乱信号ｗｅｉ（ｎ）を受け、これらから信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出し、これを信号対外乱比計測部５の外に出力する。ＳＩＲ（ｎ）は、残留振動騒音信号ｅｓ（ｎ）の残留振動騒音信号パワーＰｅｓ（ｎ）と重み付き外乱信号ｗｅｉ（ｎ）の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ（ｎ）から、例えば次のように求める事ができる。
　ＳＩＲ（ｎ）＝Ｐｅｓ（ｎ）／（Ｐｗｅｉ（ｎ）＋Ｐｅｓ（ｎ））　　　（１）
　このとき、Ｐｅｓ（ｎ）とＰｗｅｉ（ｎ）は、例えば次のように求める事ができる。
　Ｐｅｓ（ｎ）＝（１－α）Ｐｅｓ（ｎ－１）＋α・ｅｓ２（ｎ）　　（２）
　Ｐｗｅｉ（ｎ）＝（１－α）Ｐｗｅｉ（ｎ－１）＋α・ｗｅｉ２（ｎ）　　（３）
　ここで、αは０＜α≦１を満たす、所定の平均化パラメータである。
　更新制御部６は、信号対外乱比計測部５からの信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）に基づいて更新ステップ幅μ（ｎ）を定め、フィルタ係数更新部４に出力する。例えば上式（１）に従ってＳＩＲ（ｎ）を求めた場合には、ＳＩＲ（ｎ）は外乱に対する残留振動騒音の信号パワー比の大きさに従って０から１までの値を取るので、更新ステップ幅μ（ｎ）を定め、制御情報としてフィルタ係数更新部４に出力する方法が考えられる。
　μ（ｎ）＝η・ＳＩＲ（ｎ）　　　　　　　　　　　　（４）
　ここで、ηは所定の定数値である。ηは外乱の無い条件、すなわちＳＩＲ（ｎ）＝１のような条件で最適に定めた更新ステップ幅を設定するのが望ましい。
　また、特に強い外乱を受けたときに装置が影響されないように所定の閾値を定め、ＳＩＲ（ｎ）がこの閾値を下回る場合にはμ（ｎ）＝０として、係数の更新を停止させるようにしても良い。
　以上述べたように、本発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、振動騒音を発する振動騒音源に応じて特定される制御周波数に基づいて定められた音源信号が入力され、制御信号を出力する制御信号フィルタと、振動騒音と制御信号を元に生成した二次振動騒音との干渉の結果から得られる誤差信号と、音源信号とに基づいて制御信号フィルタの係数を更新するフィルタ係数更新部と、制御周波数と誤差信号に基づいて誤差信号に含まれる振動騒音と外乱によって決定される信号対外乱比を出力する信号対外乱比計測部と、信号対外乱比に基づいてフィルタ係数更新部の更新ステップ幅を調整する更新制御部とを備えたので、振動騒音自体のパワーが大きく増減してもこれを外乱と誤認せず、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、信号対外乱比計測部は、誤差信号における、制御周波数の残留振動騒音信号パワーと、制御周波数と異なる、少なくとも一つ以上の周波数または周波数帯域の外乱信号パワーとに基づいて、信号対外乱比を算出するようにしたので、振動騒音自体のパワーが大きく増減してもこれを外乱と誤認せず、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、信号対外乱比計測部は、誤差信号における、制御周波数を除いた周波数帯域の信号または外乱信号パワーに成分に所定の周波数重みを付与するようにしたので、振動騒音自体のパワーが大きく増減してもこれを外乱と誤認せず、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、信号対外乱比計測部は、誤差信号から制御周波数の残留振動騒音信号を抽出する残留振動騒音抽出フィルタと、制御周波数を除いた周波数帯域の外乱信号を抽出する外乱抽出フィルタとを備えたので、振動騒音自体のパワーが大きく増減してもこれを外乱と誤認せず、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、信号対外乱比計測部は、外乱信号に所定の周波数重みを付与する周波数重みフィルタを備えたので、振動騒音自体のパワーが大きく増減してもこれを外乱と誤認せず、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、周波数重みは制御周波数からの距離に従って減衰する特性をもつようにしたので、振動騒音から離れた周波数成分を持ち、それゆえに能動振動騒音制御装置に影響を及ぼしにくい外乱に対して、過剰にフィルタ係数の更新を抑制する事を防ぎ、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、更新制御部は信号対外乱比が大きいほど更新ステップ幅を大きく、信号対外乱比が小さいほど更新ステップ幅を小さく定めるようにしたので、外乱が小さいときは振動騒音の抑制効果が高まり、外乱が大きいときは動作の安定性が高まるという効果がある。
　また、実施の形態１の能動振動騒音制御装置によれば、更新制御部は、誤差信号に含まれる振動騒音と外乱によって決定される信号対外乱比が所定の閾値を下回る場合に更新ステップ幅をゼロに定めるようにしたので、極端に大きい外乱が入力しても、装置が誤動作することを防ぎ、安定した振動騒音抑制効果を維持できるという効果がある。
実施の形態２．
　本発明の実施の形態１では、信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）の算出方法の例として、バンドパスフィルタやバンドストップフィルタ、あるいはＦＦＴによるパワースペクトル分析などを用いて誤差信号ｅ（ｎ）中の残留振動騒音信号ｅｓ（ｎ）と外乱信号ｅｉ（ｎ）の信号パワーを計測し、信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出する方法について述べた。
　しかし、振動騒音源によっては、例えば自動車のエンジンのように、回転数などの変化によって、振動騒音の周波数が頻繁に変わるようなものも存在する。このような場合、バンドパスフィルタやバンドストップフィルタを用いる方法では、振動騒音の周波数に合わせてフィルタの周波数特性を変更しなくてはならず、フィルタの再設計が頻繁に必要となり、プロセッサの演算負荷が大きくなる。またこれらのフィルタがＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されている場合、フィルタ係数を動的に変更すると、出力信号が発散するなどの不安定な挙動を招く恐れがある。
　ＦＦＴによるパワースペクトル分析を利用する場合には、上述のようなフィルタの再設計による演算負荷増や不安定性のような問題は生じないが、信号対外乱比の計測精度が低下するという問題を生じる。すなわち、振動騒音がＦＦＴの時間窓内で変化してしまうと、振動騒音の周波数成分は、パワースペクトル上で振動騒音が通過した周波数帯域全てに分散してしまうので、振動騒音と外乱とを分離し信号パワーを計測する事が困難となる。ＦＦＴの時間窓を短くすれば時間分解能は上げられるが、その分周波数分解能は低下するので、全体的な計測精度は低下する。
　このような場合、適応ノッチフィルタを用いれば、上述のような問題を伴うことなく、周波数の変化する振動騒音に対し、当該振動騒音と、その近傍の周波数の外乱の信号パワーをそれぞれ計測し、信号対外乱比を求める事ができる。このような場合の構成例として、本発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置を説明する。
　以下、図面を用いて本発明の実施の形態２について説明する。図７は本発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置の信号対外乱比計測部５ａの構成例を示している。なお、これ以外の構成要素は図１と同様であるのでその説明は省略する。
　図７の信号対外乱比計測部５ａは、適応ノッチフィルタ群５５と、周波数重み付け部５６と、ＳＩＲ算出部５７によって構成されている。
　適応ノッチフィルタ群５５は少なくとも二つ以上の複数の適応ノッチフィルタで構成される。図７は、適応ノッチフィルタ群５５が、第１の適応ノッチフィルタ５５１、第２の適応ノッチフィルタ５５２、第３の適応ノッチフィルタ５５３の計３つの適応ノッチフィルタで構成された場合の例を示しているが、本発明の適応ノッチフィルタ群５５を構成する適応ノッチフィルタの数はこれに限定されるものではない。
　適応ノッチフィルタ群５５は信号対外乱比計測部５ａに入力された制御周波数ｆ（ｎ）と誤差信号ｅ（ｎ）を受けると、制御周波数ｆ（ｎ）の残留振動騒音信号パワーＰｅｓ（ｎ）と、制御周波数ｆ（ｎ）の近傍の周波数の、第１の外乱信号パワーＰｅｉ１（ｎ）、第２の外乱信号パワーＰｅｉ２（ｎ）を計測し出力する。すなわち、適応ノッチフィルタ群５５を構成する適応ノッチフィルタのうちの一つは残留振動騒音の信号パワーの計測に用いられ、これ以外は外乱の信号パワーの計測に用いられる。
　周波数重み付け部５６は、適応ノッチフィルタ群５５が計測した、第１の外乱信号パワーＰｅｉ１（ｎ）、第２の外乱信号パワーＰｅｉ２（ｎ）に、制御周波数ｆ（ｎ）からの周波数距離に応じて重みを付与し、第１の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ１（ｎ）、第２の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ２（ｎ）を出力する。
　ＳＩＲ算出部５７は、残留振動騒音信号パワーＰｅｓ（ｎ）と、第１の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ１（ｎ）、第２の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ２（ｎ）、とに基づいて信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出し、出力する。
　次に、図７を用いて本発明の実施の形態２の動作を説明する。
　適応ノッチフィルタ群５５に誤差信号ｅ（ｎ）と制御周波数ｆ（ｎ）が入力されると、まず第１の適応ノッチフィルタ５５１に誤差信号ｅ（ｎ）と制御周波数ｆ（ｎ）が入力される。第１の適応ノッチフィルタ５５１は、誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる制御周波数ｆ（ｎ）の信号成分を残留振動騒音信号パワーＰｅｓ（ｎ）を計測し、出力する。
　第２の適応ノッチフィルタ５５２には、誤差信号ｅ（ｎ）と制御周波数ｆ（ｎ）に所定の周波数オフセットａ１を加算した周波数ｆ（ｎ）＋ａ１が入力され、第１の外乱パワーＰｅｉ１（ｎ）を計測し、出力する。ここでａ１は制御周波数ｆ（ｎ）の近傍の外乱の信号パワーを計測するために予め定められたオフセット値であって、０以外の、正の数または負の数のいずれかの値を取るものとする。
　同様に、第３の適応ノッチフィルタ５５３には誤差信号ｅ（ｎ）と制御周波数ｆ（ｎ）に所定の周波数オフセットａ２を加算した周波数ｆ（ｎ）＋ａ２が入力され、第２の外乱パワーＰｅｉ２（ｎ）を計測し、出力する。ここでａ２は制御周波数ｆ（ｎ）の近傍の外乱の信号パワーを計測するために予め定められたオフセット値であって、０およびａ１以外の、正の数または負の数のいずれかの値を取るものとする。
　周波数重み付け部５６は、適応ノッチフィルタ群５５からの第１の外乱信号パワーＰｅｉ１（ｎ）、第２の外乱信号パワーＰｅｉ２（ｎ）とを受け、これらに周波数オフセットａ１、ａ２に応じて定めた重み係数ｗ（ａ１）、ｗ（ａ２）を乗じ、第１の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ１（ｎ）、第２の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ２（ｎ）を出力する。すなわち
　Ｐｗｅｉ１（ｎ）＝Ｐｅｉ（ｎ）×ｗ（ａ１）
　Ｐｗｅｉ２（ｎ）＝Ｐｅｉ（ｎ）×ｗ（ａ２）　　　　　　　　（５）
である。ここで、重み係数ｗ（ａ１）、ｗ（ａ２）は、適応アルゴリズムに影響を与えやすい外乱を重く、影響を与えにくい外乱を軽く評価するよう定めることが望ましい。一般に制御周波数ｆ（ｎ）に近い周波数の外乱ほど影響を受け易いので、例えば周波数オフセットａ１、ａ２の絶対値が大きくなるほど重みが小さくなるような特性が考えられる。
　ＳＩＲ算出部５７は、適応ノッチフィルタ群５５からの残留振動騒音信号パワーＰｅｓ（ｎ）と、周波数重み付け部５６からの第１の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ１（ｎ）、第２の重み付き外乱信号パワーＰｗｅｉ２（ｎ）とを受け、これらから信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）を算出し、出力する。信号対外乱比ＳＩＲ（ｎ）は、例えば以下の式で算出する事ができる。
　ＳＩＲ（ｎ）＝Ｐｅｓ（ｎ）／（Ｐｗｅｉ１（ｎ）＋Ｐｗｅｉ２（ｎ）＋Ｐｅｓ（ｎ））　　　　　　　（６）
　ここで、前述の適応ノッチフィルタ群５５に含まれる適応ノッチフィルタは、入出力が異なるのみで、いずれも構成と動作は同一である。図８はこれらの適応ノッチフィルタの構成図であり、同図に基づいて本発明の適応ノッチフィルタの構成と動作を説明する。
　図８において、適応ノッチフィルタ５５ｘは正弦波・余弦波生成部５５ａと、単タップフィルタ部５５ｂと、減算部５５ｃと、単タップフィルタ係数更新部５５ｄと、平均信号パワー算出部５５ｅとによって構成される。
　正弦波・余弦波生成部５５ａは、適応ノッチフィルタ５５ｘに入力された周波数Ｆ（ｎ）を受けると、周波数Ｆ（ｎ）の正弦波ｓ（ｎ）と余弦波ｃ（ｎ）を出力する。ここで、正弦波・余弦波生成部５５ａは、入力される周波数Ｆ（ｎ）が変化すると、それに応じて出力する正弦波ｓ（ｎ）と余弦波ｃ（ｎ）の周波数を変更する。
　単タップフィルタ部５５ｂは、正弦波・余弦波生成部５５ａからの正弦波ｓ（ｎ）と余弦波ｃ（ｎ）を受け、正弦波ｓ（ｎ）に係数Ｄｓ（ｎ）、余弦波ｃ（ｎ）に係数Ｄｃ（ｎ）を乗じて加算し、合成信号ｓｃ（ｎ）を出力する。すなわち、
　ｓｃ（ｎ）＝Ｄｓ（ｎ）ｓ（ｎ）＋Ｄｃ（ｎ）ｃ（ｎ）　　　　　（７）
である。
　減算部５５ｃは、適応ノッチフィルタ５５ｘに入力された誤差信号ｅ（ｎ）と、単タップフィルタ部５５ｂからの合成信号ｓｃ（ｎ）とを受け、誤差信号ｅ（ｎ）から合成信号ｓｃ（ｎ）を減算して残差信号ｂ（ｎ）を出力する。すなわち、
　ｂ（ｎ）＝ｅ（ｎ）－ｓｃ（ｎ）　　　　　　　　　　　　（８）
である。
　単タップフィルタ係数更新部５５ｄは、正弦波・余弦波生成部５５ａからの正弦波ｓ（ｎ）と余弦波ｃ（ｎ）と、減算部５５ｃからの残差信号ｂ（ｎ）とを受け、残差信号ｂ（ｎ）における周波数Ｆ（ｎ）成分が減少するように単タップフィルタ係数更新部５５ｄの係数Ｄｓ（ｎ）、Ｄｃ（ｎ）を更新する。この係数更新にはＬＭＳアルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用いる事ができる。ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の係数更新は下記の式で表される。
　Ｄｓ（ｎ＋１）＝Ｄｓ（ｎ）＋γ・ｓ（ｎ）ｂ（ｎ）
　Ｄｃ（ｎ＋１）＝Ｄｃ（ｎ）＋γ・ｃ（ｎ）ｂ（ｎ）　　　　　　（９）
　ここで、γは所定の定数であり、係数Ｄｓ（ｎ）、Ｄｃ（ｎ）の更新ステップ幅を定めている。
　平均信号パワー算出部５５ｅは、単タップフィルタ部５５ｂの係数Ｄｓ（ｎ）、Ｄｃ（ｎ）を読出し、これらに基づいて誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる周波数Ｆ（ｎ）成分の平均信号パワーＰ（ｎ）を算出し、適応ノッチフィルタ５５ｘの外部に出力する。単タップフィルタ係数更新部５５ｄの動作によって、残差信号ｂ（ｎ）から周波数Ｆ（ｎ）成分がほとんど無くなれば、合成信号ｓｃ（ｎ）は誤差信号ｅ（ｎ）の周波数Ｆ（ｎ）成分とほぼ同一の信号となっているので、誤差信号ｅ（ｎ）の周波数Ｆ（ｎ）成分の信号パワーは、合成信号ｓｃ（ｎ）の平均信号パワーＰ（ｎ）から求める事ができる。合成信号ｓｃ（ｎ）の平均信号パワーＰ（ｎ）は、係数Ｄｓ（ｎ）、Ｄｃ（ｎ）から次の式で算出される。
　Ｐ（ｎ）＝（１／√２）（Ｄｓ２（ｎ）＋Ｄｃ２（ｎ））　　　　（１０）
　式（１０）の平均信号パワーＰ（ｎ）は、サンプルごとに入力される誤差信号ｅ（ｎ）と周波数Ｆ（ｎ）について逐次算出されるので、振動騒音の周波数が変化しても速やかに新たな周波数に基づいて残留振動騒音信号パワーと外乱信号パワーとを算出し、信号対外乱比を求めることができる。
　以上述べたように、本発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置によれば、残留振動騒音信号パワーと外乱信号パワーを、誤差信号に対して適応させた適応ノッチフィルタの係数に基づいて算出するようにしたことで、振動騒音の周波数が変化しても速やかに新たな周波数で信号対外乱比を求め、精度よく外乱を検出することができるようになるという効果がある。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る能動振動騒音制御装置は、例えば機械類の発する振動または騒音に対し、相殺する振動または騒音を発生させてこれを低減させるものであり、例えば自動車のエンジンの振動や騒音を低減させるのに適している。
　１　音源信号生成部、２　制御信号フィルタ、３　参照信号フィルタ、４　フィルタ係数更新部、５　信号対外乱比計測部、６　更新制御部、５１　残留振動騒音抽出フィルタ、５２　外乱抽出フィルタ、５３　周波数重みフィルタ、５４　ＳＩＲ算出部、５５　適応ノッチフィルタ群、５５ａ　正弦波・余弦波生成部、５５ｂ　単タップフィルタ部、５５ｃ　減算部、５５ｄ　単タップフィルタ係数更新部、５５ｅ　平均信号パワー算出部、５５ｘ　適応ノッチフィルタ、５６　周波数重み付け部、５７　ＳＩＲ算出部、１００　能動振動騒音制御装置、２００　出力器、３００　検出器、４００　振動騒音源、５００　二次経路、５５１　第１の適応ノッチフィルタ、５５２　第２の適応ノッチフィルタ、５５３　第３の適応ノッチフィルタ、６００　外乱源。

Claims (10)

  1. 　振動騒音を発する振動騒音源に応じて特定される制御周波数に基づいて定められた音源信号が入力され、制御信号を出力する制御信号フィルタと、
    　前記振動騒音と前記制御信号を元に生成した二次振動騒音との干渉の結果から得られる誤差信号と、前記音源信号とに基づいて前記制御信号フィルタの係数を更新するフィルタ係数更新部と、
    　前記制御周波数と前記誤差信号に基づいて前記誤差信号に含まれる前記振動騒音と外乱によって決定される信号対外乱比を出力する信号対外乱比計測部と、
    　前記信号対外乱比に基づいて前記フィルタ係数更新部の更新ステップ幅を調整する更新制御部とを備えた能動振動騒音制御装置。
  2. 　前記信号対外乱比計測部は、前記誤差信号における、前記制御周波数の残留振動騒音信号パワーと、前記制御周波数と異なる、少なくとも一つ以上の周波数または周波数帯域の外乱信号パワーとに基づいて、前記信号対外乱比を算出する請求項１に記載の能動振動騒音制御装置。
  3. 　前記信号対外乱比計測部は、残留振動騒音信号パワーを、前記誤差信号に対して適応させた適応ノッチフィルタの係数に基づいて算出する請求項１記載の能動振動騒音制御装置。
  4. 　前記信号対外乱比計測部は、前記外乱信号パワーを、前記誤差信号に対して適応させた適応ノッチフィルタの係数に基づいて算出する請求項１記載の能動振動騒音制御装置。
  5. 　前記信号対外乱比計測部は、前記誤差信号における、前記制御周波数を除いた周波数帯域の信号または外乱信号パワーに成分に所定の周波数重みを付与する請求項１記載の能動振動騒音制御装置。
  6. 　前記信号対外乱比計測部は、前記誤差信号から前記制御周波数の残留振動騒音信号を抽出する残留振動騒音抽出フィルタと、
    　前記制御周波数を除いた周波数帯域の外乱信号を抽出する外乱抽出フィルタと、
    を備える請求項１記載の能動振動騒音制御装置。
  7. 　前記信号対外乱比計測部は、前記外乱信号に所定の周波数重みを付与する周波数重みフィルタを備える請求項６記載の能動振動騒音制御装置。
  8. 　前記周波数重みは前記制御周波数からの距離に従って減衰する特性をもつ事を特徴とする請求項５記載の能動振動騒音制御装置。
  9. 　前記更新制御部は前記信号対外乱比が大きいほど更新ステップ幅を大きく、前記信号対外乱比が小さいほど更新ステップ幅を小さく定める事を特徴とする請求項１記載の能動振動騒音制御装置。
  10. 　前記更新制御部は、前記誤差信号に含まれる前記振動騒音と外乱によって決定される前記信号対外乱比が所定の閾値を下回る場合に更新ステップ幅をゼロに定める事を特徴とする請求項１記載の能動振動騒音制御装置。
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