JPH05307393A - 能動型騒音制御装置 - Google Patents
能動型騒音制御装置Info
- Publication number
- JPH05307393A JPH05307393A JP4110500A JP11050092A JPH05307393A JP H05307393 A JPH05307393 A JP H05307393A JP 4110500 A JP4110500 A JP 4110500A JP 11050092 A JP11050092 A JP 11050092A JP H05307393 A JPH05307393 A JP H05307393A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- noise
- coherence
- control
- reference signal
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Soundproofing, Sound Blocking, And Sound Damping (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】低減を図る騒音以外のノイズ成分が、騒音低減
制御に与える影響を除去できるようにする。 【構成】騒音の発生状態を表す基準信号ｘk 及び残留騒
音信号ｅl 間のコヒーレンスγ2 （ｆ）を演算するコヒ
ーレンス演算部１２と、基準信号ｘk から駆動信号ｙm
を生成する適応ディジタルフィルタＷkmのフィルタ係数
を更新するフィルタ係数更新部１１の処理内容をコヒー
レンスγ2 （ｆ）に基づいて適宜調整する処理内容調整
部１３とを設ける。
制御に与える影響を除去できるようにする。 【構成】騒音の発生状態を表す基準信号ｘk 及び残留騒
音信号ｅl 間のコヒーレンスγ2 （ｆ）を演算するコヒ
ーレンス演算部１２と、基準信号ｘk から駆動信号ｙm
を生成する適応ディジタルフィルタＷkmのフィルタ係数
を更新するフィルタ係数更新部１１の処理内容をコヒー
レンスγ2 （ｆ）に基づいて適宜調整する処理内容調整
部１３とを設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、騒音源から伝達され
る騒音に制御音源から発せられる制御音を干渉させるこ
とにより騒音の低減を図る能動型騒音制御装置に関し、
特に、低減を図る騒音以外のノイズ成分が騒音低減制御
に与える影響を除去することにより、良好な騒音低減制
御を行えるようにしたものである。
る騒音に制御音源から発せられる制御音を干渉させるこ
とにより騒音の低減を図る能動型騒音制御装置に関し、
特に、低減を図る騒音以外のノイズ成分が騒音低減制御
に与える影響を除去することにより、良好な騒音低減制
御を行えるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の能動型騒音制御装置として、英国
特許ＧＢＰ２１４９６１４号や特公表１−５０１３４４
号公報等に記載のものがある。これら従来の装置は、例
えば航空機の客室等の閉空間に適用される騒音低減装置
であって、そのような閉空間内の複数の位置に設置され
音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制御音
を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源の騒
音発生状態を基準信号として検出し、マイクロフォンが
検出した空間内の騒音及び基準信号に基づいて所定の演
算処理を実行して、閉空間に伝達される騒音と逆位相の
制御音が発せられるようにラウドスピーカを駆動する信
号を生成している。
特許ＧＢＰ２１４９６１４号や特公表１−５０１３４４
号公報等に記載のものがある。これら従来の装置は、例
えば航空機の客室等の閉空間に適用される騒音低減装置
であって、そのような閉空間内の複数の位置に設置され
音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制御音
を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源の騒
音発生状態を基準信号として検出し、マイクロフォンが
検出した空間内の騒音及び基準信号に基づいて所定の演
算処理を実行して、閉空間に伝達される騒音と逆位相の
制御音が発せられるようにラウドスピーカを駆動する信
号を生成している。
【０００３】そして、その駆動信号の生成方法として、
上記特許の明細書では、MULTIPLE ERROR FILTERED X LM
S ALGORITHM （Ｓ．Ｊ．ＥＬＬＩＯＴＴ他、“A Multip
le Error LMS Algorithm and Its Application to The
Active Control of Sound and Vibration ”，IEEE Tra
ns．Acoust．，Speech，Signal Prosessing ，vol ，AS
SP−35，pp．1423−1434，1987参照）を説明している。
上記特許の明細書では、MULTIPLE ERROR FILTERED X LM
S ALGORITHM （Ｓ．Ｊ．ＥＬＬＩＯＴＴ他、“A Multip
le Error LMS Algorithm and Its Application to The
Active Control of Sound and Vibration ”，IEEE Tra
ns．Acoust．，Speech，Signal Prosessing ，vol ，AS
SP−35，pp．1423−1434，1987参照）を説明している。
【０００４】また、上記以外の従来の能動型騒音制御装
置として、米国特許ＵＳＰ４４９０８４１号に記載のも
のがあり、これは、ラウドスピーカを駆動させる信号を
周波数領域で生成する点に特徴がある。
置として、米国特許ＵＳＰ４４９０８４１号に記載のも
のがあり、これは、ラウドスピーカを駆動させる信号を
周波数領域で生成する点に特徴がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たような従来の能動型騒音制御装置にあっては、基準信
号と相関のない騒音成分がマイクロフォンに混入した場
合に、その相関のない騒音成分の影響によって良好な騒
音低減効果が得られず、場合によっては制御が不安定に
なるおそれがある。
たような従来の能動型騒音制御装置にあっては、基準信
号と相関のない騒音成分がマイクロフォンに混入した場
合に、その相関のない騒音成分の影響によって良好な騒
音低減効果が得られず、場合によっては制御が不安定に
なるおそれがある。
【０００６】このような不具合に対する従来の解決策と
して、本出願人が先に提案した特願平３−１７１９９１
号明細書，特願平３−２２０６８４号明細書記載の技術
や、Ｒ．Ｗ．ＨＡＲＲＩＳ等が提案した計算方法（“ A
Variable Step（VS） Adaptive Filter Algorithm”，
IEEE Trans．Acoust．，Speech，Signal Prosessing，v
ol ．ASSP−３４，pp．309 −316 ，1986”参照）等が
あるが、いずれの技術も特に周波数領域を考慮していな
いため、制御の安定化や収束時間の短縮化は望めるもの
の、基準信号に相関のない騒音が特定の周波数領域に発
生した場合にその特定の周波数領域にだけ対応させた制
御を行うことはできない。
して、本出願人が先に提案した特願平３−１７１９９１
号明細書，特願平３−２２０６８４号明細書記載の技術
や、Ｒ．Ｗ．ＨＡＲＲＩＳ等が提案した計算方法（“ A
Variable Step（VS） Adaptive Filter Algorithm”，
IEEE Trans．Acoust．，Speech，Signal Prosessing，v
ol ．ASSP−３４，pp．309 −316 ，1986”参照）等が
あるが、いずれの技術も特に周波数領域を考慮していな
いため、制御の安定化や収束時間の短縮化は望めるもの
の、基準信号に相関のない騒音が特定の周波数領域に発
生した場合にその特定の周波数領域にだけ対応させた制
御を行うことはできない。
【０００７】本発明はこのような従来の技術が有する未
解決の課題に着目してなされたものであって、基準信号
と相関のない騒音が制御空間内に存在する条件下におい
ても、良好な騒音低減制御が行える能動型騒音制御装置
を提供することを目的としている。
解決の課題に着目してなされたものであって、基準信号
と相関のない騒音が制御空間内に存在する条件下におい
ても、良好な騒音低減制御が行える能動型騒音制御装置
を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明である能動型騒音制御装置は、
騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可能な
制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基準信
号として出力する騒音発生状態検出手段と、前記空間内
の所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手
段と、前記基準信号及び前記残留騒音に基づいて前記空
間内の騒音が低減するように前記制御音源を駆動させる
能動制御手段と、前記基準信号及び前記残留騒音のコヒ
ーレンスを求めるコヒーレンス演算手段と、このコヒー
レンス演算手段が求めたコヒーレンスに応じて前記能動
制御手段の処理内容を調整する処理内容調整手段と、を
備えた。
に、請求項１記載の発明である能動型騒音制御装置は、
騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可能な
制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基準信
号として出力する騒音発生状態検出手段と、前記空間内
の所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手
段と、前記基準信号及び前記残留騒音に基づいて前記空
間内の騒音が低減するように前記制御音源を駆動させる
能動制御手段と、前記基準信号及び前記残留騒音のコヒ
ーレンスを求めるコヒーレンス演算手段と、このコヒー
レンス演算手段が求めたコヒーレンスに応じて前記能動
制御手段の処理内容を調整する処理内容調整手段と、を
備えた。
【０００９】また、請求項２記載の発明は、上記請求項
１記載の発明において、能動制御手段は、逐次近似型ア
ルゴリズムに基づいて制御音源を駆動する信号を生成
し、処理内容調整手段は、コヒーレンスに応じて前記逐
次近似型アルゴリズムの近似速度に関与する制御変数を
調整する。さらに、請求項３記載の発明は、上記請求項
１記載の発明において、処理内容調整手段は、基準信号
及び残留騒音の内の少なくとも一方に対して設けられた
通過特性可変のフィルタと、コヒーレンスに応じて前記
フィルタの通過特性を調整する通過特性調整手段と、を
有する。
１記載の発明において、能動制御手段は、逐次近似型ア
ルゴリズムに基づいて制御音源を駆動する信号を生成
し、処理内容調整手段は、コヒーレンスに応じて前記逐
次近似型アルゴリズムの近似速度に関与する制御変数を
調整する。さらに、請求項３記載の発明は、上記請求項
１記載の発明において、処理内容調整手段は、基準信号
及び残留騒音の内の少なくとも一方に対して設けられた
通過特性可変のフィルタと、コヒーレンスに応じて前記
フィルタの通過特性を調整する通過特性調整手段と、を
有する。
【００１０】
【作用】請求項１記載の発明にあっては、騒音発生状態
検出手段が検出した基準信号と、残留騒音検出手段が検
出した残留騒音とに基づいて、能動制御手段が、空間内
の騒音が低減するように制御音源を駆動させるから、そ
の制御音源から発せられる制御音によって騒音源から空
間に伝達される騒音が相殺され、空間内の騒音の低減が
図られる。
検出手段が検出した基準信号と、残留騒音検出手段が検
出した残留騒音とに基づいて、能動制御手段が、空間内
の騒音が低減するように制御音源を駆動させるから、そ
の制御音源から発せられる制御音によって騒音源から空
間に伝達される騒音が相殺され、空間内の騒音の低減が
図られる。
【００１１】そして、コヒーレンス演算手段が基準信号
と残留騒音とのコヒーレンスを求めるが、コヒーレンス
は二つの変動現象の各周波数成分ごとの線形依存の程度
を表すものであるから、コヒーレンス演算手段によって
求められたコヒーレンスは、基準信号と残留騒音との各
周波数成分ごとの線形依存の程度を表している。従っ
て、処理内容調整手段が、コヒーレンス演算手段が求め
たコヒーレンスに応じて能動制御手段の処理内容を調整
すると、基準信号と残留騒音との各周波数成分ごとの線
形依存の程度が能動制御手段の処理内容に反映すること
になる。
と残留騒音とのコヒーレンスを求めるが、コヒーレンス
は二つの変動現象の各周波数成分ごとの線形依存の程度
を表すものであるから、コヒーレンス演算手段によって
求められたコヒーレンスは、基準信号と残留騒音との各
周波数成分ごとの線形依存の程度を表している。従っ
て、処理内容調整手段が、コヒーレンス演算手段が求め
たコヒーレンスに応じて能動制御手段の処理内容を調整
すると、基準信号と残留騒音との各周波数成分ごとの線
形依存の程度が能動制御手段の処理内容に反映すること
になる。
【００１２】そこで、請求項２記載の発明のように、能
動制御手段がＬＭＳアルゴリズムのような逐次近似型ア
ルゴリズムに基づいて制御音源を駆動する信号を生成す
る構成である場合に、処理内容調整手段がコヒーレンス
に応じて逐次近似型アルゴリズムの近似速度に関与する
制御変数（ＬＭＳアルゴリズムであれば、収束係数）を
調整する構成であると、かかる制御変数が大きいほど制
御が不安定になり易いことから、例えばコヒーレンスが
小さい場合に制御変数を小さくするという調整を行え
ば、基準信号と相関のない騒音成分のレベルが低い状況
においてはその制御変数が大きくなって収束時間の短縮
化が図られるとともに、そのような騒音成分のレベルが
高い状況においてはその制御変数が小さくなって制御の
不安定化が避けられる。
動制御手段がＬＭＳアルゴリズムのような逐次近似型ア
ルゴリズムに基づいて制御音源を駆動する信号を生成す
る構成である場合に、処理内容調整手段がコヒーレンス
に応じて逐次近似型アルゴリズムの近似速度に関与する
制御変数（ＬＭＳアルゴリズムであれば、収束係数）を
調整する構成であると、かかる制御変数が大きいほど制
御が不安定になり易いことから、例えばコヒーレンスが
小さい場合に制御変数を小さくするという調整を行え
ば、基準信号と相関のない騒音成分のレベルが低い状況
においてはその制御変数が大きくなって収束時間の短縮
化が図られるとともに、そのような騒音成分のレベルが
高い状況においてはその制御変数が小さくなって制御の
不安定化が避けられる。
【００１３】また、請求項３記載の発明であれば、通過
特性調整手段が、基準信号及び残留騒音の内の少なくと
も一方に対して設けられたフィルタの通過特性を、基準
信号及び残留騒音のコヒーレンスに応じて調整するた
め、例えばコヒーレンスをそのまま通過特性とすれば、
コヒーレンスの小さい周波数帯域の信号は能動制御手段
に取り込まれないことになり、制御の不安定化が避けら
れる。
特性調整手段が、基準信号及び残留騒音の内の少なくと
も一方に対して設けられたフィルタの通過特性を、基準
信号及び残留騒音のコヒーレンスに応じて調整するた
め、例えばコヒーレンスをそのまま通過特性とすれば、
コヒーレンスの小さい周波数帯域の信号は能動制御手段
に取り込まれないことになり、制御の不安定化が避けら
れる。
【００１４】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の第１実施例の全体構成を示す
図であり、この実施例は、路面及び車輪２ａ〜２ｄ間の
騒音源から空間としての車室６内に伝達されるロード・
ノイズの低減を図る能動型騒音制御装置１に本発明を適
用したものである。
明する。図１は、本発明の第１実施例の全体構成を示す
図であり、この実施例は、路面及び車輪２ａ〜２ｄ間の
騒音源から空間としての車室６内に伝達されるロード・
ノイズの低減を図る能動型騒音制御装置１に本発明を適
用したものである。
【００１５】先ず、構成を説明すると、車体３は、前輪
２ａ，２ｂ，後輪２ｃ，２ｄ及び各車輪２ａ〜２ｄと車
体３との間に介在するサスペンション（図示せず）によ
って支持されている。各車輪２ａ〜２ｄ及び車体３間に
介在するサスペンションのそれぞれには、騒音発生状態
検出手段としての加速度センサ５ａ，５ｂ，５ｃ及び５
ｄが取り付けられていて、路面から入力されるロード・
ノイズに対応した加速度信号である基準信号ｘk （ｋ＝
１〜ｋn ：ｋn は加速度センサ５ａ〜５ｄの個数であっ
て、本実施例では、ｋn ＝４である。）をコントローラ
１０に供給する。
２ａ，２ｂ，後輪２ｃ，２ｄ及び各車輪２ａ〜２ｄと車
体３との間に介在するサスペンション（図示せず）によ
って支持されている。各車輪２ａ〜２ｄ及び車体３間に
介在するサスペンションのそれぞれには、騒音発生状態
検出手段としての加速度センサ５ａ，５ｂ，５ｃ及び５
ｄが取り付けられていて、路面から入力されるロード・
ノイズに対応した加速度信号である基準信号ｘk （ｋ＝
１〜ｋn ：ｋn は加速度センサ５ａ〜５ｄの個数であっ
て、本実施例では、ｋn ＝４である。）をコントローラ
１０に供給する。
【００１６】また、車体３内の空間としての車室６内に
は、制御音源としてのラウドスピーカ７ａ，７ｂ，７ｃ
及び７ｄが、前部座席Ｓ1 ，Ｓ2 及び後部座席Ｓ3 ，Ｓ
4 のそれぞれに対向するドア部に配置されている。さら
に、各座席Ｓ1 〜Ｓ4 のヘッドレスト位置には、残留騒
音検出手段としてのマイクロフォン８ａ〜８ｈが、それ
ぞれ二つずつ配設されていて、これらマイクロフォン８
ａ〜８ｈが音圧として測定した残留騒音信号ｅl （ｌ＝
１〜Ｌ：Ｌはマイクロフォン８ａ〜８ｈの個数であっ
て、本実施例では、Ｌ＝８である。）が、コントローラ
１０に供給される。
は、制御音源としてのラウドスピーカ７ａ，７ｂ，７ｃ
及び７ｄが、前部座席Ｓ1 ，Ｓ2 及び後部座席Ｓ3 ，Ｓ
4 のそれぞれに対向するドア部に配置されている。さら
に、各座席Ｓ1 〜Ｓ4 のヘッドレスト位置には、残留騒
音検出手段としてのマイクロフォン８ａ〜８ｈが、それ
ぞれ二つずつ配設されていて、これらマイクロフォン８
ａ〜８ｈが音圧として測定した残留騒音信号ｅl （ｌ＝
１〜Ｌ：Ｌはマイクロフォン８ａ〜８ｈの個数であっ
て、本実施例では、Ｌ＝８である。）が、コントローラ
１０に供給される。
【００１７】コントローラ１０は、必要なインタフェー
ス回路やマイクロプロセッサ等から構成されていて、加
速度センサ５ａ〜５ｄから供給される基準信号ｘk と、
マイクロフォン８ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号
ｅl とに基づいて、後述する演算処理を実行し、車室６
内に伝達されるロード・ノイズを打ち消すような制御音
がラウドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられるように、そ
れらラウドスピーカ７ａ〜７ｄに駆動信号ｙm （ｍ＝１
〜Ｍ：Ｍはラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数であって、
本実施例では、Ｍ＝４である。）を出力する。
ス回路やマイクロプロセッサ等から構成されていて、加
速度センサ５ａ〜５ｄから供給される基準信号ｘk と、
マイクロフォン８ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号
ｅl とに基づいて、後述する演算処理を実行し、車室６
内に伝達されるロード・ノイズを打ち消すような制御音
がラウドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられるように、そ
れらラウドスピーカ７ａ〜７ｄに駆動信号ｙm （ｍ＝１
〜Ｍ：Ｍはラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数であって、
本実施例では、Ｍ＝４である。）を出力する。
【００１８】そして、コントローラ１０における演算処
理は、本実施例では、逐次近似型アルゴリズムの一つで
あるＬＭＳアルゴリズム（より具体的には、Ｆｉｌｔｅ
ｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム）に基づいていて、コ
ントローラ１０の機能構成を表すブロック図である図２
に示すように、コントローラ１０は、ラウドスピーカ７
ａ〜７ｄ及びマイクロフォン８ａ〜８ｈ間の伝達関数を
有限インパルス応答関数の形でモデル化したＬ×Ｍ個の
ディジタルフィルタＣlmと、加速度センサ５ａ〜５ｄ及
びラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数に対応したｋn ×Ｍ
個のフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタＷkmと
を有していて、基準信号ｘk と適応ディジタルフィルタ
Ｗkmとを畳み込み、その畳み込んだ結果を各ラウドスピ
ーカ７ａ〜７ｄ（即ち、添字ｍ）ごとに加算して駆動信
号ｙm を生成し出力する。
理は、本実施例では、逐次近似型アルゴリズムの一つで
あるＬＭＳアルゴリズム（より具体的には、Ｆｉｌｔｅ
ｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム）に基づいていて、コ
ントローラ１０の機能構成を表すブロック図である図２
に示すように、コントローラ１０は、ラウドスピーカ７
ａ〜７ｄ及びマイクロフォン８ａ〜８ｈ間の伝達関数を
有限インパルス応答関数の形でモデル化したＬ×Ｍ個の
ディジタルフィルタＣlmと、加速度センサ５ａ〜５ｄ及
びラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数に対応したｋn ×Ｍ
個のフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタＷkmと
を有していて、基準信号ｘk と適応ディジタルフィルタ
Ｗkmとを畳み込み、その畳み込んだ結果を各ラウドスピ
ーカ７ａ〜７ｄ（即ち、添字ｍ）ごとに加算して駆動信
号ｙm を生成し出力する。
【００１９】さらに、コントローラ１０は、ディジタル
フィルタＣlmと基準信号ｘk とを畳み込んで生成した処
理信号ｒklm と、マイクロプロセッサ８ａ〜８ｈから供
給される残留騒音信号ｅl とに応じて、車室６内に伝達
されたロード・ノイズが低減するように、適応ディジタ
ルフィルタＷkmの各フィルタ係数Ｗkmi をＬＭＳアルゴ
リズムに基づいて更新するフィルタ係数更新部１１を備
えている。
フィルタＣlmと基準信号ｘk とを畳み込んで生成した処
理信号ｒklm と、マイクロプロセッサ８ａ〜８ｈから供
給される残留騒音信号ｅl とに応じて、車室６内に伝達
されたロード・ノイズが低減するように、適応ディジタ
ルフィルタＷkmの各フィルタ係数Ｗkmi をＬＭＳアルゴ
リズムに基づいて更新するフィルタ係数更新部１１を備
えている。
【００２０】ここで、ＬＭＳアルゴリズムについて説明
すると、ｌ番目のマイクロフォンが検出した残留騒音信
号をｅl （ｎ）、ラウドスピーカから制御音が発生して
いない時のｌ番目のマイクロフォンが検出した残留騒音
信号をｄl （ｎ）、ディジタルフィルタＣlmのｊ番目
（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１：Ｊはディジタルフィル
タＣlmのタップ数）のフィルタ係数をＣlmj 、基準信号
をｘk （ｎ）、基準信号ｘk （ｎ）が入力されたｍ番目
のラウドスピーカを駆動する適応ディジタルフィルタＷ
kmのｉ番目（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応デ
ィジタルフィルタＷkmのタップ数）のフィルタ係数をＷ
kmi とすると、 が成立する。
すると、ｌ番目のマイクロフォンが検出した残留騒音信
号をｅl （ｎ）、ラウドスピーカから制御音が発生して
いない時のｌ番目のマイクロフォンが検出した残留騒音
信号をｄl （ｎ）、ディジタルフィルタＣlmのｊ番目
（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１：Ｊはディジタルフィル
タＣlmのタップ数）のフィルタ係数をＣlmj 、基準信号
をｘk （ｎ）、基準信号ｘk （ｎ）が入力されたｍ番目
のラウドスピーカを駆動する適応ディジタルフィルタＷ
kmのｉ番目（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応デ
ィジタルフィルタＷkmのタップ数）のフィルタ係数をＷ
kmi とすると、 が成立する。
【００２１】なお、（ｎ）がつく項は、いずれもサンプ
リング時刻ｎにおけるサンプル値を表す。上記（１）式
中、右辺の「ΣΣＷkmi ｘk （ｎ−ｊ−ｉ）」の項は適
応ディジタルフィルタに基準信号ｘk を入力した時のｍ
番目のラウドスピーカへの出力ｙ miを表し、「ΣＣlmj
｛ΣΣＷkmi ｘk （ｎ−ｊ−ｉ）｝」の項はｍ番目のラ
ウドスピーカに入力された信号ｙmiがそこから制御音と
して空間に出力され伝達関数Ｃlmを経てｌ番目のマイク
ロフォンに到達した時の信号を表し、さらに、「ΣΣＣ
lmj ｛ΣΣＷkmi ｘk （ｎ−ｊ−ｉ）｝」の項はｌ番目
のマイクロフォンへ到達した信号を足し合わせているか
ら、ｌ番目のマイクロフォンに到達する制御音の総和を
表している。
リング時刻ｎにおけるサンプル値を表す。上記（１）式
中、右辺の「ΣΣＷkmi ｘk （ｎ−ｊ−ｉ）」の項は適
応ディジタルフィルタに基準信号ｘk を入力した時のｍ
番目のラウドスピーカへの出力ｙ miを表し、「ΣＣlmj
｛ΣΣＷkmi ｘk （ｎ−ｊ−ｉ）｝」の項はｍ番目のラ
ウドスピーカに入力された信号ｙmiがそこから制御音と
して空間に出力され伝達関数Ｃlmを経てｌ番目のマイク
ロフォンに到達した時の信号を表し、さらに、「ΣΣＣ
lmj ｛ΣΣＷkmi ｘk （ｎ−ｊ−ｉ）｝」の項はｌ番目
のマイクロフォンへ到達した信号を足し合わせているか
ら、ｌ番目のマイクロフォンに到達する制御音の総和を
表している。
【００２２】次いで、評価関数Ｊｅを、 とする。
【００２３】そして、評価関数Ｊｅを最小にするフィル
タ係数Ｗkmi を求めるのが、ＬＭＳアルゴリズムであ
り、具体的には、評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｗkmi
について偏微分した値で、フィルタ係数Ｗkmi を更新す
る。そこで、上記（２）式より、 となるが、上記（１）式より、 となるから、この（４）式の右辺をｒklm （ｎ−ｉ）と
おけば、フィルタ係数の更新は、下記の（５）式のよう
になる。
タ係数Ｗkmi を求めるのが、ＬＭＳアルゴリズムであ
り、具体的には、評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｗkmi
について偏微分した値で、フィルタ係数Ｗkmi を更新す
る。そこで、上記（２）式より、 となるが、上記（１）式より、 となるから、この（４）式の右辺をｒklm （ｎ−ｉ）と
おけば、フィルタ係数の更新は、下記の（５）式のよう
になる。
【００２４】 つまり、フィルタ係数更新部１１は、上記（５）式に基
づいて、適応ディジタルフィルタＷkmのフィルタ係数Ｗ
kmi を逐次更新する。
づいて、適応ディジタルフィルタＷkmのフィルタ係数Ｗ
kmi を逐次更新する。
【００２５】なお、上記（５）式中の係数αは、ＬＭＳ
アルゴリズムの近似速度に関与する制御変数としての収
束係数である。またさらに、コントローラ１０は、基準
信号ｘk と残留騒音信号ｅl とのコヒーレンスを演算す
るコヒーレンス演算部１２と、このコヒーレンス演算部
１２の演算結果に応じてフィルタ係数更新部１１の処理
内容を適宜調整する処理内容調整部とを有している。
アルゴリズムの近似速度に関与する制御変数としての収
束係数である。またさらに、コントローラ１０は、基準
信号ｘk と残留騒音信号ｅl とのコヒーレンスを演算す
るコヒーレンス演算部１２と、このコヒーレンス演算部
１２の演算結果に応じてフィルタ係数更新部１１の処理
内容を適宜調整する処理内容調整部とを有している。
【００２６】ここで、コヒーレンスは、二つの信号の間
の線形依存の程度の尺度を、周波数の関数として与える
もので、二信号ｘk （ｎ）とｅl （ｎ）との間の周波数
ｆにおけるコヒーレンスγ2 （ｆ）は、それぞれのオー
ト・スペクトルＳxx，Ｓee及びクロス・スペクトルＳxe
から下記の（６）式に基づいて演算できる。 γ2 （ｆ）＝｜Ｓxe（ｆ）｜2 ／｛Ｓxx（ｆ）Ｓee（ｆ）｝ ……（６） そして、オート・スペクトルＳxx，Ｓee及びクロス・ス
ペクトルＳxeは、基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号
ｅl （ｎ）のフーリエ変換Ｘk （ｆ），Ｅl （ｆ）から
下記の（７）〜（９）式に基づいて演算できる。
の線形依存の程度の尺度を、周波数の関数として与える
もので、二信号ｘk （ｎ）とｅl （ｎ）との間の周波数
ｆにおけるコヒーレンスγ2 （ｆ）は、それぞれのオー
ト・スペクトルＳxx，Ｓee及びクロス・スペクトルＳxe
から下記の（６）式に基づいて演算できる。 γ2 （ｆ）＝｜Ｓxe（ｆ）｜2 ／｛Ｓxx（ｆ）Ｓee（ｆ）｝ ……（６） そして、オート・スペクトルＳxx，Ｓee及びクロス・ス
ペクトルＳxeは、基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号
ｅl （ｎ）のフーリエ変換Ｘk （ｆ），Ｅl （ｆ）から
下記の（７）〜（９）式に基づいて演算できる。
【００２７】 Ｓxx（ｆ）＝Ｘk * （ｆ）Ｘk （ｆ） ……（７） Ｓee（ｆ）＝Ｅl * （ｆ）Ｅl （ｆ） ……（８） Ｓxe（ｆ）＝Ｘk * （ｆ）Ｅl （ｆ） ……（９） なお、「* 」は複素共役を示す。上記（６）式が１回の
測定で得られた基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅ
l （ｎ）によって演算される場合、上記（７）〜（９）
式から明らかにコヒーレンスγ2 （ｆ）＝１となる。
測定で得られた基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅ
l （ｎ）によって演算される場合、上記（７）〜（９）
式から明らかにコヒーレンスγ2 （ｆ）＝１となる。
【００２８】しかし、基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音
信号ｅl （ｎ）を複数回測定して平均したオート・スペ
クトルＳxx，Ｓee，クロス・スペクトルＳxeからコヒー
レンスγ2 （ｆ）を演算すると、基準信号ｘk （ｎ）及
び残留騒音信号ｅl （ｎ）間で相関のない成分によっ
て、通常はコヒーレンスγ2 （ｆ）＜１となる。いま、
Ｅが、ある周波数応答関数Ｈ，Ｘ、及びＸと相関のない
成分ＹによってＥ＝ＨＸ＋Ｙと表されるとする。なお、
記述を簡略化するため、周波数のパラメータｆは省略し
ている。
信号ｅl （ｎ）を複数回測定して平均したオート・スペ
クトルＳxx，Ｓee，クロス・スペクトルＳxeからコヒー
レンスγ2 （ｆ）を演算すると、基準信号ｘk （ｎ）及
び残留騒音信号ｅl （ｎ）間で相関のない成分によっ
て、通常はコヒーレンスγ2 （ｆ）＜１となる。いま、
Ｅが、ある周波数応答関数Ｈ，Ｘ、及びＸと相関のない
成分ＹによってＥ＝ＨＸ＋Ｙと表されるとする。なお、
記述を簡略化するため、周波数のパラメータｆは省略し
ている。
【００２９】このとき、オート・スペクトルＳee及びク
ロス・スペクトルＳxeは、それぞれ下記の（10）及び
（11）式のようになる。 Ｓee＝Ｅ* Ｅ ＝（Ｈ* Ｘ* ＋Ｙ* ）（ＨＸ＋Ｙ） ＝ＳhhＳxx＋Ｓyy ……（10） ｜Ｓxe｜2 ＝｜Ｘ* Ｅ｜2 ＝｜Ｘ* （ＨＸ＋Ｙ）｜2 ＝｜ＨＳxx｜2 ＝ＳhhＳxx 2 ……（11） なお、Ｓhh＝Ｈ* Ｈ、Ｓyy＝Ｙ* Ｙであり、上記（10）
及び（11）式は、ＸとＹとが無相関であること、即ち、 Ｓxy＝Ｘ* Ｙ ＝０ であることを利用している。このとき、コヒーレンスγ
2 は、 γ2 ＝｜Ｓxe｜2 ／｛ＳxxＳee｝ ＝ＳhhＳxx 2 ／｛Ｓxx（ＳhhＳxx＋Ｓyy）｝ ＝１／｛１＋Ｓyy／（ＳhhＳxx）｝ ……（12） となり、必ず１以下となる。また、上記（12）式から、
Ｅに占めるＸと無相関な成分Ｙの割合Ｓyy／（Ｓ
hhＳxx）が大きくなればなるほど、コヒーレンスγ2 が
小さくなることが判る。
ロス・スペクトルＳxeは、それぞれ下記の（10）及び
（11）式のようになる。 Ｓee＝Ｅ* Ｅ ＝（Ｈ* Ｘ* ＋Ｙ* ）（ＨＸ＋Ｙ） ＝ＳhhＳxx＋Ｓyy ……（10） ｜Ｓxe｜2 ＝｜Ｘ* Ｅ｜2 ＝｜Ｘ* （ＨＸ＋Ｙ）｜2 ＝｜ＨＳxx｜2 ＝ＳhhＳxx 2 ……（11） なお、Ｓhh＝Ｈ* Ｈ、Ｓyy＝Ｙ* Ｙであり、上記（10）
及び（11）式は、ＸとＹとが無相関であること、即ち、 Ｓxy＝Ｘ* Ｙ ＝０ であることを利用している。このとき、コヒーレンスγ
2 は、 γ2 ＝｜Ｓxe｜2 ／｛ＳxxＳee｝ ＝ＳhhＳxx 2 ／｛Ｓxx（ＳhhＳxx＋Ｓyy）｝ ＝１／｛１＋Ｓyy／（ＳhhＳxx）｝ ……（12） となり、必ず１以下となる。また、上記（12）式から、
Ｅに占めるＸと無相関な成分Ｙの割合Ｓyy／（Ｓ
hhＳxx）が大きくなればなるほど、コヒーレンスγ2 が
小さくなることが判る。
【００３０】つまり、コントローラ１０内のコヒーレン
ス演算部１２で演算されたコヒーレンスγ2 （ｆ）は、
基準信号ｘk （ｎ）と残留騒音信号ｅl （ｎ）との線形
依存の程度を表している。そして、本実施例では、この
コヒーレンスγ2 （ｆ）を、駆動信号ｙm を生成する処
理に反映させることにより、制御の安定性向上を図って
いる。
ス演算部１２で演算されたコヒーレンスγ2 （ｆ）は、
基準信号ｘk （ｎ）と残留騒音信号ｅl （ｎ）との線形
依存の程度を表している。そして、本実施例では、この
コヒーレンスγ2 （ｆ）を、駆動信号ｙm を生成する処
理に反映させることにより、制御の安定性向上を図って
いる。
【００３１】具体的には、図３に示すように、処理内容
調整部１３は、コヒーレンス演算部１２で演算されたコ
ヒーレンスγ2 （ｆ）に応じて、フィルタ係数更新部１
１で用いられる収束係数α（上記（５）式参照）を変化
させるものであり、基準信号ｘk （ｎ）と残留騒音信号
ｅl （ｎ）との線形依存の程度が高い場合には、ＬＭＳ
アルゴリズムの近似速度を速めて収束時間の短縮化を図
る一方、その線形依存の程度が低い場合には、ＬＭＳア
ルゴリズムの近似速度を遅くして制御の不安定化を避け
るようにしている。
調整部１３は、コヒーレンス演算部１２で演算されたコ
ヒーレンスγ2 （ｆ）に応じて、フィルタ係数更新部１
１で用いられる収束係数α（上記（５）式参照）を変化
させるものであり、基準信号ｘk （ｎ）と残留騒音信号
ｅl （ｎ）との線形依存の程度が高い場合には、ＬＭＳ
アルゴリズムの近似速度を速めて収束時間の短縮化を図
る一方、その線形依存の程度が低い場合には、ＬＭＳア
ルゴリズムの近似速度を遅くして制御の不安定化を避け
るようにしている。
【００３２】なお、処理内容調整部１３における収束係
数αの決定は、本実施例では下記の（13）式に従って行
われる。 α＝α0 （１−μ（１−（１／Ｔ）Σβ（ｆ）γ2 （ｆ））） ……（13） α0 は定数であって、収束係数αの最大値に対応する。
また、μは０＜μ＜１の範囲内で選定される定数であっ
て、大きいほど収束係数αに占めるコヒーレンスγ
2 （ｆ）の影響が大きくなる。「Σβ（ｆ）γ
2 （ｆ）」の和の範囲は注目する周波数成分の範囲であ
り、β（ｆ）は各周波数成分ごとの重みである。
数αの決定は、本実施例では下記の（13）式に従って行
われる。 α＝α0 （１−μ（１−（１／Ｔ）Σβ（ｆ）γ2 （ｆ））） ……（13） α0 は定数であって、収束係数αの最大値に対応する。
また、μは０＜μ＜１の範囲内で選定される定数であっ
て、大きいほど収束係数αに占めるコヒーレンスγ
2 （ｆ）の影響が大きくなる。「Σβ（ｆ）γ
2 （ｆ）」の和の範囲は注目する周波数成分の範囲であ
り、β（ｆ）は各周波数成分ごとの重みである。
【００３３】そして、Ｔは和をとる周波数成分の数であ
り、Ｔ個のβ（ｆ）の和がＴになるように設定すれば、
コヒーレンスγ2 （ｆ）が全て１のとき、収束係数αは
最大値α0 となる。図４及び図５は、コントローラ１０
内で実行される処理の概要を示すフローチャートであっ
て、以下、図４及び図５に従って、本実施例の動作を説
明する。なお、図４は適応ディジタルフィルタＷkm、デ
ィジタルフィルタＣlm及びフィルタ係数更新部１１にお
ける処理に対応し、図５はコヒーレンス演算部１２及び
処理内容調整部１３における処理に対応していて、いず
れもサンプリング・クロックに同期した割り込み処理と
して実行される。
り、Ｔ個のβ（ｆ）の和がＴになるように設定すれば、
コヒーレンスγ2 （ｆ）が全て１のとき、収束係数αは
最大値α0 となる。図４及び図５は、コントローラ１０
内で実行される処理の概要を示すフローチャートであっ
て、以下、図４及び図５に従って、本実施例の動作を説
明する。なお、図４は適応ディジタルフィルタＷkm、デ
ィジタルフィルタＣlm及びフィルタ係数更新部１１にお
ける処理に対応し、図５はコヒーレンス演算部１２及び
処理内容調整部１３における処理に対応していて、いず
れもサンプリング・クロックに同期した割り込み処理と
して実行される。
【００３４】先ず、図４の処理を説明すると、そのステ
ップ１０１で現時点における基準信号ｘk （ｎ）及び残
留騒音信号ｅl （ｎ）を読み込み、次いでステップ１０
２に移行し、基準信号ｘk （ｎ）とディジタルフィルタ
Ｃlmとを畳み込んで処理信号ｒklm （ｎ）を演算する。
次いで、ステップ１０３に移行し、所定の記憶領域に保
存してある収束係数αを読み込む。なお、この収束係数
αが、後に説明する図５の処理において適宜更新され
る。
ップ１０１で現時点における基準信号ｘk （ｎ）及び残
留騒音信号ｅl （ｎ）を読み込み、次いでステップ１０
２に移行し、基準信号ｘk （ｎ）とディジタルフィルタ
Ｃlmとを畳み込んで処理信号ｒklm （ｎ）を演算する。
次いで、ステップ１０３に移行し、所定の記憶領域に保
存してある収束係数αを読み込む。なお、この収束係数
αが、後に説明する図５の処理において適宜更新され
る。
【００３５】そして、ステップ１０４に移行し、上記
（５）式に従ってフィルタ係数Ｗkmiを演算して適応デ
ィジタルフィルタＷkmのフィルタ係数Ｗkmi を更新し、
次いでステップ１０５に移行し、基準信号ｘk （ｎ）と
適応ディジタルフィルタＷkmとを畳み込んで駆動信号ｙ
m を生成し、この駆動信号ｙm をステップ１０６で各ラ
ウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力する。
（５）式に従ってフィルタ係数Ｗkmiを演算して適応デ
ィジタルフィルタＷkmのフィルタ係数Ｗkmi を更新し、
次いでステップ１０５に移行し、基準信号ｘk （ｎ）と
適応ディジタルフィルタＷkmとを畳み込んで駆動信号ｙ
m を生成し、この駆動信号ｙm をステップ１０６で各ラ
ウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力する。
【００３６】すると、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄから車
室６内に制御音が発生するが、制御開始直後は適応ディ
ジタルフィルタＷkmの各フィルタ係数Ｗkmi が最適な値
に収束しているとは限らないので、必ずしも車室６内に
伝達されたロード・ノイズが低減されるとはいえない。
しかし、図４の処理が繰り返し実行されると、上記
（５）式に従って適応ディジタルフィルタＷkmの各フィ
ルタ係数Ｗkmi が適宜更新されていくから、各フィルタ
係数Ｗkmi は最適値に向かって収束していき、車室６内
に伝達されるロード・ノイズがラウドスピーカ７ａ〜７
ｄから発せられる制御音によって打ち消されるようにな
り、車室６内の騒音の低減が図られる。
室６内に制御音が発生するが、制御開始直後は適応ディ
ジタルフィルタＷkmの各フィルタ係数Ｗkmi が最適な値
に収束しているとは限らないので、必ずしも車室６内に
伝達されたロード・ノイズが低減されるとはいえない。
しかし、図４の処理が繰り返し実行されると、上記
（５）式に従って適応ディジタルフィルタＷkmの各フィ
ルタ係数Ｗkmi が適宜更新されていくから、各フィルタ
係数Ｗkmi は最適値に向かって収束していき、車室６内
に伝達されるロード・ノイズがラウドスピーカ７ａ〜７
ｄから発せられる制御音によって打ち消されるようにな
り、車室６内の騒音の低減が図られる。
【００３７】次に、図５に示す処理を説明すると、その
ステップ１１０でカウンタ変数Ｎをインクリメントし、
次いでステップ１１１でそのカウンタ変数Ｎが定数Ｎ0
に達しているか否かを判定し、定数Ｎ0 に達していなけ
れば、ステップ１１２以降の処理は実行せず、サンプリ
ング（図４のステップ１０１の処理）を続ける。この定
数Ｎ0 には、２５６や１０２４等の２の累乗を選定す
る。これは、コヒーレンスγ2 （ｆ）の演算処理に用い
られるＦＦＴ（高速フーリエ変換）では、通常２の累乗
のポイント数を計算対象としているからである。
ステップ１１０でカウンタ変数Ｎをインクリメントし、
次いでステップ１１１でそのカウンタ変数Ｎが定数Ｎ0
に達しているか否かを判定し、定数Ｎ0 に達していなけ
れば、ステップ１１２以降の処理は実行せず、サンプリ
ング（図４のステップ１０１の処理）を続ける。この定
数Ｎ0 には、２５６や１０２４等の２の累乗を選定す
る。これは、コヒーレンスγ2 （ｆ）の演算処理に用い
られるＦＦＴ（高速フーリエ変換）では、通常２の累乗
のポイント数を計算対象としているからである。
【００３８】ステップ１１１の判定が「ＹＥＳ」となっ
たら、ステップ１１２に移行してカウンタ変数Ｎをリセ
ットし、そして、ステップ１１３に移行し、過去Ｎ0 個
の基準信号ｘk （ｎ），ｘk （ｎ−１），…，ｘk （ｎ
−Ｎ0 ＋１）及び残留騒音信号ｅl （ｎ），ｅl （ｎ−
１），…，ｅl （ｎ−Ｎ0 ＋１）に基づき、上述した
（７）〜（12）式に従ってコヒーレンスγ2 （ｆ）を演
算する。
たら、ステップ１１２に移行してカウンタ変数Ｎをリセ
ットし、そして、ステップ１１３に移行し、過去Ｎ0 個
の基準信号ｘk （ｎ），ｘk （ｎ−１），…，ｘk （ｎ
−Ｎ0 ＋１）及び残留騒音信号ｅl （ｎ），ｅl （ｎ−
１），…，ｅl （ｎ−Ｎ0 ＋１）に基づき、上述した
（７）〜（12）式に従ってコヒーレンスγ2 （ｆ）を演
算する。
【００３９】そして、ステップ１１４に移行してコヒー
レンスγ2 （ｆ）の平均処理を行い、ステップ１１５で
カウンタ変数Ｐをインクリメントし、ステップ１１６で
カウンタ変数Ｐが定数Ｐ0 に達しているか否かを判定
し、定数Ｐ0 に達していなければ、サンプリング，コヒ
ーレンスγ2 （ｆ）の演算及びコヒーレンスγ2 （ｆ）
の平均処理を繰り返し実行する。なお、定数Ｐ0 は１０
程度の値とする。
レンスγ2 （ｆ）の平均処理を行い、ステップ１１５で
カウンタ変数Ｐをインクリメントし、ステップ１１６で
カウンタ変数Ｐが定数Ｐ0 に達しているか否かを判定
し、定数Ｐ0 に達していなければ、サンプリング，コヒ
ーレンスγ2 （ｆ）の演算及びコヒーレンスγ2 （ｆ）
の平均処理を繰り返し実行する。なお、定数Ｐ0 は１０
程度の値とする。
【００４０】ステップ１１６の判定が「ＹＥＳ」となっ
たら、ステップ１１７に移行し、カウンタ変数Ｐをリセ
ットし、ステップ１１８に移行して上記（13）式に基づ
いて収束係数αを演算し、所定の記憶領域に保存されて
いる収束係数αを更新する。なお、ステップ１１２以降
の処理は演算量が多いため、必ずしも１サンプリング時
間内で演算を終える必要はない。
たら、ステップ１１７に移行し、カウンタ変数Ｐをリセ
ットし、ステップ１１８に移行して上記（13）式に基づ
いて収束係数αを演算し、所定の記憶領域に保存されて
いる収束係数αを更新する。なお、ステップ１１２以降
の処理は演算量が多いため、必ずしも１サンプリング時
間内で演算を終える必要はない。
【００４１】今、車室６内のロード・ノイズ以外の騒音
が比較的低レベルである場合を考えると、制御開始直後
は制御音がまだ発生していないので、基準信号ｘ
k （ｎ）と残留騒音ｅl （ｎ）とのコヒーレンスγ
2 （ｆ）はほとんど１であり、収束係数αは略最大値α
0 となる。従って、この状況では、適応ディジタルフィ
ルタＷkmのフィルタ係数Ｗkmi は比較的速く最適値に収
束していく。
が比較的低レベルである場合を考えると、制御開始直後
は制御音がまだ発生していないので、基準信号ｘ
k （ｎ）と残留騒音ｅl （ｎ）とのコヒーレンスγ
2 （ｆ）はほとんど１であり、収束係数αは略最大値α
0 となる。従って、この状況では、適応ディジタルフィ
ルタＷkmのフィルタ係数Ｗkmi は比較的速く最適値に収
束していく。
【００４２】そして、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄから制
御音が発生されれば、車室６内に伝達されるロード・ノ
イズが低減され、残留騒音ｅl （ｎ）に占める基準信号
ｘk（ｎ）と相関のない成分が比較的大きくなっていく
ので、コヒーレンスγ2 （ｆ）が小さくなり、収束係数
αは徐々に小さくなっていく。従って、適応ディジタル
フィルタＷkmのフィルタ係数Ｗkmi は大きく変動しなく
なり、制御はより高精度な方向へ進むようになる。
御音が発生されれば、車室６内に伝達されるロード・ノ
イズが低減され、残留騒音ｅl （ｎ）に占める基準信号
ｘk（ｎ）と相関のない成分が比較的大きくなっていく
ので、コヒーレンスγ2 （ｆ）が小さくなり、収束係数
αは徐々に小さくなっていく。従って、適応ディジタル
フィルタＷkmのフィルタ係数Ｗkmi は大きく変動しなく
なり、制御はより高精度な方向へ進むようになる。
【００４３】一方、ロード・ノイズ以外の騒音が比較的
高レベルの場合には、当初からコヒーレンスが小さく、
収束係数αは比較的小さな値をとるため、制御が不安定
になることを避けることができる。ここで、本実施例で
は、適応ディジタルフィルタＷkm，ディジタルフィルタ
Ｃ lm，フィルタ係数更新部１１及び図４に示す処理によ
って能動制御手段が構成され、コヒーレンス演算部１２
及び図５のステップ１１３の処理によってコヒーレンス
演算手段が構成され、処理内容調整部１３及び図５のス
テップ１１８の処理によって処理内容調整手段が構成さ
れる。
高レベルの場合には、当初からコヒーレンスが小さく、
収束係数αは比較的小さな値をとるため、制御が不安定
になることを避けることができる。ここで、本実施例で
は、適応ディジタルフィルタＷkm，ディジタルフィルタ
Ｃ lm，フィルタ係数更新部１１及び図４に示す処理によ
って能動制御手段が構成され、コヒーレンス演算部１２
及び図５のステップ１１３の処理によってコヒーレンス
演算手段が構成され、処理内容調整部１３及び図５のス
テップ１１８の処理によって処理内容調整手段が構成さ
れる。
【００４４】図６乃至図８は、本発明の第２実施例を示
す図である。なお、本実施例も、上記第１実施例と同様
に本発明に係る能動型騒音制御装置を車両の車室内に伝
達されるロード・ノイズの低減を図る装置に適用したも
のであり、その主な構成は上記第１実施例と同様であ
る。そして、本実施例では、コントローラ１０の機能構
成を表すブロック図である図６に示すように、適応ディ
ジタルフィルタＷkm及びディジタルフィルタＣlmに入力
される基準信号ｘk （ｎ）と、フィルタ係数更新部１１
に入力される残留騒音信号ｅl （ｎ）とのそれぞれに対
応して通過特性可変のフィルタとしてのバンドパス・フ
ィルタ２０及び２１が設けられ、さらに、コヒーレンス
演算部１２が演算したコヒーレンスγ2 （ｆ）に応じて
それらバンドパス・フィルタ２０及び２１の通過特性を
設計し更新するバンドパス・フィルタ設計部２２が設け
られている。
す図である。なお、本実施例も、上記第１実施例と同様
に本発明に係る能動型騒音制御装置を車両の車室内に伝
達されるロード・ノイズの低減を図る装置に適用したも
のであり、その主な構成は上記第１実施例と同様であ
る。そして、本実施例では、コントローラ１０の機能構
成を表すブロック図である図６に示すように、適応ディ
ジタルフィルタＷkm及びディジタルフィルタＣlmに入力
される基準信号ｘk （ｎ）と、フィルタ係数更新部１１
に入力される残留騒音信号ｅl （ｎ）とのそれぞれに対
応して通過特性可変のフィルタとしてのバンドパス・フ
ィルタ２０及び２１が設けられ、さらに、コヒーレンス
演算部１２が演算したコヒーレンスγ2 （ｆ）に応じて
それらバンドパス・フィルタ２０及び２１の通過特性を
設計し更新するバンドパス・フィルタ設計部２２が設け
られている。
【００４５】バンドパス・フィルタ設計部２２は、コヒ
ーレンス演算部１２が演算した基準信号ｘk （ｎ）及び
残留騒音信号ｅl （ｎ）間のコヒーレンスγ2 （ｆ）
を、各周波数成分の通過レベルとしたバンドパス・フィ
ルタを設計するものである。従って、バンドパス・フィ
ルタ２０で基準信号ｘk （ｎ）を処理し、バンドパス・
フィルタ２１で残留騒音信号ｅl （ｎ）を処理すること
により、コヒーレンスγ2 （ｆ）の小さい周波数帯域の
成分は、駆動信号ｙm を生成する処理には取り込まれな
いことになる。
ーレンス演算部１２が演算した基準信号ｘk （ｎ）及び
残留騒音信号ｅl （ｎ）間のコヒーレンスγ2 （ｆ）
を、各周波数成分の通過レベルとしたバンドパス・フィ
ルタを設計するものである。従って、バンドパス・フィ
ルタ２０で基準信号ｘk （ｎ）を処理し、バンドパス・
フィルタ２１で残留騒音信号ｅl （ｎ）を処理すること
により、コヒーレンスγ2 （ｆ）の小さい周波数帯域の
成分は、駆動信号ｙm を生成する処理には取り込まれな
いことになる。
【００４６】図７及び図８は、コントローラ１０内で実
行される処理の概要を示したフローチャートであって、
図７は適応ディジタルフィルタＷkm、ディジタルフィル
タＣ lm，フィルタ係数更新部１１及びバンドパス・フィ
ルタ２０，２１における処理に対応し、図８はコヒーレ
ンス演算部１２及びバンドパス・フィルタ設計部２２に
おける処理に対応している。なお、図７及び図８に示す
処理は、上記第１実施例における図４及び図５に示す処
理と略同じであって、同じ処理内容には同じステップ番
号を付し、重複する説明は省略する。
行される処理の概要を示したフローチャートであって、
図７は適応ディジタルフィルタＷkm、ディジタルフィル
タＣ lm，フィルタ係数更新部１１及びバンドパス・フィ
ルタ２０，２１における処理に対応し、図８はコヒーレ
ンス演算部１２及びバンドパス・フィルタ設計部２２に
おける処理に対応している。なお、図７及び図８に示す
処理は、上記第１実施例における図４及び図５に示す処
理と略同じであって、同じ処理内容には同じステップ番
号を付し、重複する説明は省略する。
【００４７】即ち、図７のステップ１０１で基準信号ｘ
k （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）を読み込んだら、
ステップ２０１に移行し、図８に示す処理において設計
されるバンドパス・フィルタによって、それら基準信号
ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）をフィルタ処理
する。そして、ステップ１０２で処理信号ｒklm （ｎ）
を演算したら、ステップ１０４でフィルタ係数Ｗkmi を
更新し、ステップ１０５で駆動信号ｙm を演算し、ステ
ップ１０６で駆動信号ｙm を出力する。
k （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）を読み込んだら、
ステップ２０１に移行し、図８に示す処理において設計
されるバンドパス・フィルタによって、それら基準信号
ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）をフィルタ処理
する。そして、ステップ１０２で処理信号ｒklm （ｎ）
を演算したら、ステップ１０４でフィルタ係数Ｗkmi を
更新し、ステップ１０５で駆動信号ｙm を演算し、ステ
ップ１０６で駆動信号ｙm を出力する。
【００４８】一方、図８の処理では、ステップ１１０〜
１１７の処理は上記第１実施例と同様であり、ステップ
１１７からステップ２１１に移行し、平均処理されたコ
ヒーレンスγ2 （ｆ）を各周波数成分の通過レベルとし
たバンドパス・フィルタを設計するものである。ステッ
プ２１１におけるバンドパス・フィルタの設計方法とし
ては、例えば、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いた方
法が適用できる。具体的には、コヒーレンスγ2 （ｆ）
の値をそのまま使用する振幅特性と、フィルタ長の半分
に相当する直線位相特性とを、時間領域に逆ＦＦＴした
ものをＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタとして使
用すればよい。例えば、サンプリング・クロック１ｋＨ
ｚで１００タップのＦＩＲフィルタを設計するとすれ
ば、 １／１０００（秒）×１００／２＝５０ｍｓ の遅れを各周波数での位相特性とすればよい。このよう
にして設計されたフィルタは、周波数に関わりなく一定
時間の遅延を持つため、通過特性が更新された前後で同
じ位相特性を有し、その後の制御に悪影響を及ぼさなく
て済む。
１１７の処理は上記第１実施例と同様であり、ステップ
１１７からステップ２１１に移行し、平均処理されたコ
ヒーレンスγ2 （ｆ）を各周波数成分の通過レベルとし
たバンドパス・フィルタを設計するものである。ステッ
プ２１１におけるバンドパス・フィルタの設計方法とし
ては、例えば、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いた方
法が適用できる。具体的には、コヒーレンスγ2 （ｆ）
の値をそのまま使用する振幅特性と、フィルタ長の半分
に相当する直線位相特性とを、時間領域に逆ＦＦＴした
ものをＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタとして使
用すればよい。例えば、サンプリング・クロック１ｋＨ
ｚで１００タップのＦＩＲフィルタを設計するとすれ
ば、 １／１０００（秒）×１００／２＝５０ｍｓ の遅れを各周波数での位相特性とすればよい。このよう
にして設計されたフィルタは、周波数に関わりなく一定
時間の遅延を持つため、通過特性が更新された前後で同
じ位相特性を有し、その後の制御に悪影響を及ぼさなく
て済む。
【００４９】即ち、本実施例の構成であれば、ステップ
２０１におけるフィルタ処理によって、コヒーレンスγ
2 （ｆ）の小さい周波数成分がカットされるため、ステ
ップ１０２〜１０５の処理はコヒーレンスγ2 （ｆ）の
高い周波数成分にのみ基づいて行われるようになり、安
定した騒音低減制御が実行されるようになる。また、本
実施例にあっては、周波数領域でのチューニングが行え
るため、例えば周波数ごとに感じ方が異なるという人間
の聴感特性を考慮したチューニングを行うことも可能で
ある。
２０１におけるフィルタ処理によって、コヒーレンスγ
2 （ｆ）の小さい周波数成分がカットされるため、ステ
ップ１０２〜１０５の処理はコヒーレンスγ2 （ｆ）の
高い周波数成分にのみ基づいて行われるようになり、安
定した騒音低減制御が実行されるようになる。また、本
実施例にあっては、周波数領域でのチューニングが行え
るため、例えば周波数ごとに感じ方が異なるという人間
の聴感特性を考慮したチューニングを行うことも可能で
ある。
【００５０】なお、本実施例では、基準信号ｘk （ｎ）
及び残留騒音信号ｅl （ｎ）のそれぞれに対応してバン
ドパス・フィルタ２０及び２１を設けているが、これら
バンドパス・フィルタ２０及び２１は、基準信号ｘ
k （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）のいずれか一方の
みに設けてもよい。ここで、本実施例では、バンドパス
・フィルタ設計部２２及びステップ２１１の処理によっ
て通過特性調整手段が構成される。
及び残留騒音信号ｅl （ｎ）のそれぞれに対応してバン
ドパス・フィルタ２０及び２１を設けているが、これら
バンドパス・フィルタ２０及び２１は、基準信号ｘ
k （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）のいずれか一方の
みに設けてもよい。ここで、本実施例では、バンドパス
・フィルタ設計部２２及びステップ２１１の処理によっ
て通過特性調整手段が構成される。
【００５１】図９乃至図１２は、本発明の第３実施例を
示す図であり、なお、本実施例も、上記第１実施例と同
様に本発明に係る能動型騒音制御装置を車両の車室内に
伝達されるロード・ノイズの低減を図る装置に適用した
ものである。即ち、本実施例では、周波数領域のＬＭＳ
アルゴリズムを適用して制御を行うものである。
示す図であり、なお、本実施例も、上記第１実施例と同
様に本発明に係る能動型騒音制御装置を車両の車室内に
伝達されるロード・ノイズの低減を図る装置に適用した
ものである。即ち、本実施例では、周波数領域のＬＭＳ
アルゴリズムを適用して制御を行うものである。
【００５２】周波数領域のＬＭＳアルゴリズムの詳細
は、文献「Ｒ．ＦＥＲＲＡＲＡ，“Fast Implementatio
n of LMS Adaptive Filters ”，IEEE Trans．Acous
t．，Speech，Signal Processing ，vol ．ASSP−28，p
p．474 −475 ，1980」等にも述べられている。この周
波数領域のＬＭＳアルゴリズムを本発明に適用すると、
コントローラ１０の機能構成は、図９に示すようにな
る。
は、文献「Ｒ．ＦＥＲＲＡＲＡ，“Fast Implementatio
n of LMS Adaptive Filters ”，IEEE Trans．Acous
t．，Speech，Signal Processing ，vol ．ASSP−28，p
p．474 −475 ，1980」等にも述べられている。この周
波数領域のＬＭＳアルゴリズムを本発明に適用すると、
コントローラ１０の機能構成は、図９に示すようにな
る。
【００５３】即ち、コントローラ１０は、基準信号ｘk
（ｎ）を高速フーリエ変換して周波数領域の基準信号ｘ
k （ｆ）を生成するフーリエ変換部３１と、残留騒音信
号ｅ l （ｎ）を高速フーリエ変換して周波数領域の残留
騒音信号Ｅl （ｆ）を生成するフーリエ変換部３２と、
周波数領域の駆動信号Ｙm （ｆ）を逆フーリエ変換して
時間領域の駆動信号ｙm （ｎ）を生成する逆フーリエ変
換部３３とを備えていて、ディジタルフィルタＣlmを周
波数領域で表現したフィルタＣlm（ｆ）と、収束係数α
を周波数領域で表現した収束係数α（ｆ）とを用いて騒
音低減制御を実行するものである。
（ｎ）を高速フーリエ変換して周波数領域の基準信号ｘ
k （ｆ）を生成するフーリエ変換部３１と、残留騒音信
号ｅ l （ｎ）を高速フーリエ変換して周波数領域の残留
騒音信号Ｅl （ｆ）を生成するフーリエ変換部３２と、
周波数領域の駆動信号Ｙm （ｆ）を逆フーリエ変換して
時間領域の駆動信号ｙm （ｎ）を生成する逆フーリエ変
換部３３とを備えていて、ディジタルフィルタＣlmを周
波数領域で表現したフィルタＣlm（ｆ）と、収束係数α
を周波数領域で表現した収束係数α（ｆ）とを用いて騒
音低減制御を実行するものである。
【００５４】そして、処理内容調整部１３は、コヒーレ
ンス演算部１２が求めた基準信号ｘ k （ｎ）及び残留騒
音信号ｅl （ｎ）間のコヒーレンスγ2 （ｆ）に基づ
き、周波数ｆにおける収束係数α（ｆ）を、下記の（1
4）式に従って更新する。 α（ｆ）＝α0 （ｆ）（１−μ（ｆ）（１−γ2 （ｆ））） ……（14） 図１０乃至図１２は、コントローラ１０内で実行される
処理の概要を示すフローチャートである。
ンス演算部１２が求めた基準信号ｘ k （ｎ）及び残留騒
音信号ｅl （ｎ）間のコヒーレンスγ2 （ｆ）に基づ
き、周波数ｆにおける収束係数α（ｆ）を、下記の（1
4）式に従って更新する。 α（ｆ）＝α0 （ｆ）（１−μ（ｆ）（１−γ2 （ｆ））） ……（14） 図１０乃至図１２は、コントローラ１０内で実行される
処理の概要を示すフローチャートである。
【００５５】即ち、本実施例では、周波数領域のアルゴ
リズムであるため、先ず、図１０のステップ３０１で基
準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）を読み込
み、ステップ３０２でカウンタ変数Ｎをインクリメント
し、そして、ステップ３０３でカウンタ変数Ｎが定数Ｎ
0 に達するまでステップ３０１の処理を繰り返し実行
し、Ｎ0 個の基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl
（ｎ）を取り込む。なお、定数Ｎ0 の値は、上述したの
と同じ理由から、２の累乗とする。
リズムであるため、先ず、図１０のステップ３０１で基
準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）を読み込
み、ステップ３０２でカウンタ変数Ｎをインクリメント
し、そして、ステップ３０３でカウンタ変数Ｎが定数Ｎ
0 に達するまでステップ３０１の処理を繰り返し実行
し、Ｎ0 個の基準信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl
（ｎ）を取り込む。なお、定数Ｎ0 の値は、上述したの
と同じ理由から、２の累乗とする。
【００５６】そして、図１０のステップ３０３の判定が
「ＹＥＳ」となったら、ステップ１１３でカウンタ変数
Ｎをゼロリセットした後に、図１１及び図１２の処理を
実行する。図１１のステップ３０４では、Ｎ0 個の基準
信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）を高速フー
リエ変換して、周波数領域の基準信号Ｘk （ｆ）及び残
留騒音信号Ｅl （ｆ）を求め、次いでステップ３０５に
移行し、基準信号Ｘk （ｆ）をフィルタＣlm（ｆ）で処
理して処理信号Ｒklm （ｆ）を求める。
「ＹＥＳ」となったら、ステップ１１３でカウンタ変数
Ｎをゼロリセットした後に、図１１及び図１２の処理を
実行する。図１１のステップ３０４では、Ｎ0 個の基準
信号ｘk （ｎ）及び残留騒音信号ｅl （ｎ）を高速フー
リエ変換して、周波数領域の基準信号Ｘk （ｆ）及び残
留騒音信号Ｅl （ｆ）を求め、次いでステップ３０５に
移行し、基準信号Ｘk （ｆ）をフィルタＣlm（ｆ）で処
理して処理信号Ｒklm （ｆ）を求める。
【００５７】そして、ステップ３０６に移行して収束係
数α（ｆ）を読み込んだら、ステップ３０７で周波数領
域で表現された適応ディジタルフィルタＷkm（ｆ）のフ
ィルタ係数Ｗkmi （ｆ）を演算して更新する。次いで、
ステップ３０８に移行し、基準信号Ｘk （ｆ）を適応デ
ィジタルフィルタＷkm（ｆ）でフィルタ処理して駆動信
号Ｙm （ｆ）を演算する。そして、ステップ３０９で駆
動信号Ｙm （ｆ）を逆フーリエ変換してＮ0 個の駆動信
号ｙm（ｎ）を求め、ステップ３１０でこの駆動信号ｙ
m （ｎ）を出力する。
数α（ｆ）を読み込んだら、ステップ３０７で周波数領
域で表現された適応ディジタルフィルタＷkm（ｆ）のフ
ィルタ係数Ｗkmi （ｆ）を演算して更新する。次いで、
ステップ３０８に移行し、基準信号Ｘk （ｆ）を適応デ
ィジタルフィルタＷkm（ｆ）でフィルタ処理して駆動信
号Ｙm （ｆ）を演算する。そして、ステップ３０９で駆
動信号Ｙm （ｆ）を逆フーリエ変換してＮ0 個の駆動信
号ｙm（ｎ）を求め、ステップ３１０でこの駆動信号ｙ
m （ｎ）を出力する。
【００５８】図１２に示す処理の内、ステップ１１３〜
１１７の処理は上記第１実施例における図５のステップ
１１３〜１１７と同様である。そして、本実施例では、
ステップ１１７からステップ３１１に移行し、平均処理
されたコヒーレンスγ2 （ｆ）に基づき、上記（14）式
に従って収束係数α（ｆ）を演算し更新する。このよう
な構成であれば、各収束係数α（ｆ）は、コヒーレンス
γ2 （ｆ）が大きい周波数帯域では大きくなるから、最
適値への収束が素早くなり、コヒーレンスγ2 （ｆ）が
小さい周波数帯域では小さくなるから、制御の不安定化
が避けられる。また、本実施例にあっても、周波数領域
でのチューニングが行えるため、例えば周波数ごとに感
じ方が異なるという人間の聴感特性を考慮したチューニ
ングを行うことも可能である。
１１７の処理は上記第１実施例における図５のステップ
１１３〜１１７と同様である。そして、本実施例では、
ステップ１１７からステップ３１１に移行し、平均処理
されたコヒーレンスγ2 （ｆ）に基づき、上記（14）式
に従って収束係数α（ｆ）を演算し更新する。このよう
な構成であれば、各収束係数α（ｆ）は、コヒーレンス
γ2 （ｆ）が大きい周波数帯域では大きくなるから、最
適値への収束が素早くなり、コヒーレンスγ2 （ｆ）が
小さい周波数帯域では小さくなるから、制御の不安定化
が避けられる。また、本実施例にあっても、周波数領域
でのチューニングが行えるため、例えば周波数ごとに感
じ方が異なるという人間の聴感特性を考慮したチューニ
ングを行うことも可能である。
【００５９】ここで、本実施例にあっては、処理内容調
整部１３及び図１２のステップ３１１の処理によって処
理内容調整手段が構成される。なお、上記各実施例で
は、本発明を車室６内に伝達されるロード・ノイズの低
減を図る能動型騒音制御装置１に適用した場合について
説明しているが、本発明の適用対象はこれに限定される
ものではなく、例えば、エンジンのクランク角信号を基
準信号とすれば、エンジン騒音の低減を図る装置となる
し、或いは車両以外に適用される装置であっても構わな
い。
整部１３及び図１２のステップ３１１の処理によって処
理内容調整手段が構成される。なお、上記各実施例で
は、本発明を車室６内に伝達されるロード・ノイズの低
減を図る能動型騒音制御装置１に適用した場合について
説明しているが、本発明の適用対象はこれに限定される
ものではなく、例えば、エンジンのクランク角信号を基
準信号とすれば、エンジン騒音の低減を図る装置となる
し、或いは車両以外に適用される装置であっても構わな
い。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
騒音の発生状態を表す基準信号と、残留騒音とのコヒー
レンスを求め、そのコヒーレンスに応じて能動制御手段
の処理内容を更新するようにしたため、基準信号と相関
のない騒音成分が残留騒音信号に含まれていても、安定
した騒音低減制御を行えるという効果が得られる。
騒音の発生状態を表す基準信号と、残留騒音とのコヒー
レンスを求め、そのコヒーレンスに応じて能動制御手段
の処理内容を更新するようにしたため、基準信号と相関
のない騒音成分が残留騒音信号に含まれていても、安定
した騒音低減制御を行えるという効果が得られる。
【図１】第１実施例の全体構成を示す図である。
【図２】第１実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】第１実施例のコントローラの機能構成の細部を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】第１実施例の処理の概要を示すフローチャート
である。
である。
【図５】第１実施例の処理の概要を示すフローチャート
である。
である。
【図６】第２実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】第２実施例の処理の概要を示すフローチャート
である。
である。
【図８】第２実施例の処理の概要を示すフローチャート
である。
である。
【図９】第３実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１０】第３実施例の処理の概要を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１１】第３実施例の処理の概要を示すフローチャー
トである。
トである。
【図１２】第３実施例の処理の概要を示すフローチャー
トである。
トである。
１ 能動型騒音制御装置 ２ａ〜２ｄ 車輪（騒音源） ５ａ〜５ｄ 加速度センサ（騒音発生状態検出手段） ６ 車室（空間） ７ａ〜７ｄ ラウドスピーカ（制御音源） ８ａ〜８ｈ マイクロフォン（残留騒音検出手段） １０ コントローラ １１ フィルタ係数更新部 １２ コヒーレンス演算部（コヒーレンス演算手
段） １３ 処理内容調整部（処理内容調整手段） ２０，２１ バンドパス・フィルタ（通過特性可変のフ
ィルタ） ２２ バンドパス・フィルタ設計部（通過特性調
整手段）
段） １３ 処理内容調整部（処理内容調整手段） ２０，２１ バンドパス・フィルタ（通過特性可変のフ
ィルタ） ２２ バンドパス・フィルタ設計部（通過特性調
整手段）
Claims (3)
- 【請求項１】 騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態
を検出し基準信号として出力する騒音発生状態検出手段
と、前記空間内の所定位置における残留騒音を検出する
残留騒音検出手段と、前記基準信号及び前記残留騒音に
基づいて前記空間内の騒音が低減するように前記制御音
源を駆動させる能動制御手段と、前記基準信号及び前記
残留騒音のコヒーレンスを求めるコヒーレンス演算手段
と、このコヒーレンス演算手段が求めたコヒーレンスに
応じて前記能動制御手段の処理内容を調整する処理内容
調整手段と、を備えたことを特徴とする能動型騒音制御
装置。 - 【請求項２】 能動制御手段は、逐次近似型アルゴリズ
ムに基づいて制御音源を駆動する信号を生成し、処理内
容調整手段は、コヒーレンスに応じて前記逐次近似型ア
ルゴリズムの近似速度に関与する制御変数を調整する請
求項１記載の能動型騒音制御装置。 - 【請求項３】 処理内容調整手段は、基準信号及び残留
騒音の内の少なくとも一方に対して設けられた通過特性
可変のフィルタと、コヒーレンスに応じて前記フィルタ
の通過特性を調整する通過特性調整手段と、を有する請
求項１記載の能動型騒音制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11050092A JP3500643B2 (ja) | 1992-04-28 | 1992-04-28 | 能動型騒音制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11050092A JP3500643B2 (ja) | 1992-04-28 | 1992-04-28 | 能動型騒音制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05307393A true JPH05307393A (ja) | 1993-11-19 |
| JP3500643B2 JP3500643B2 (ja) | 2004-02-23 |
Family
ID=14537342
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11050092A Expired - Fee Related JP3500643B2 (ja) | 1992-04-28 | 1992-04-28 | 能動型騒音制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3500643B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014128857A1 (ja) * | 2013-02-20 | 2014-08-28 | 三菱電機株式会社 | 能動振動騒音制御装置 |
| WO2014128856A1 (ja) * | 2013-02-20 | 2014-08-28 | 三菱電機株式会社 | 能動振動騒音制御装置 |
-
1992
- 1992-04-28 JP JP11050092A patent/JP3500643B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014128857A1 (ja) * | 2013-02-20 | 2014-08-28 | 三菱電機株式会社 | 能動振動騒音制御装置 |
| WO2014128856A1 (ja) * | 2013-02-20 | 2014-08-28 | 三菱電機株式会社 | 能動振動騒音制御装置 |
| CN104981865A (zh) * | 2013-02-20 | 2015-10-14 | 三菱电机株式会社 | 有源振动噪声控制装置 |
| CN105009201A (zh) * | 2013-02-20 | 2015-10-28 | 三菱电机株式会社 | 有源振动噪声控制装置 |
| US9454953B2 (en) | 2013-02-20 | 2016-09-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Active vibration/noise control apparatus |
| JP6073454B2 (ja) * | 2013-02-20 | 2017-02-01 | 三菱電機株式会社 | 能動振動騒音制御装置 |
| JP6073453B2 (ja) * | 2013-02-20 | 2017-02-01 | 三菱電機株式会社 | 能動振動騒音制御装置 |
| US9626954B2 (en) | 2013-02-20 | 2017-04-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Active vibration/noise control apparatus |
| CN105009201B (zh) * | 2013-02-20 | 2017-12-12 | 三菱电机株式会社 | 有源振动噪声控制装置 |
| CN104981865B (zh) * | 2013-02-20 | 2018-03-27 | 三菱电机株式会社 | 有源振动噪声控制装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3500643B2 (ja) | 2004-02-23 |
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