WO2013153987A1 - 表示装置およびそのための電源生成方法 - Google Patents

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WO2013153987A1
WO2013153987A1 PCT/JP2013/060065 JP2013060065W WO2013153987A1 WO 2013153987 A1 WO2013153987 A1 WO 2013153987A1 JP 2013060065 W JP2013060065 W JP 2013060065W WO 2013153987 A1 WO2013153987 A1 WO 2013153987A1
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converter
power supply
control
drive
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PCT/JP2013/060065
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健一朗 山木
柳　俊洋
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シャープ株式会社
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    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Definitions

  • the present invention relates to a display device and a power supply generation method therefor, and more particularly, to a display device including a power supply circuit that generates a power supply voltage by converting a DC voltage level and a power supply generation method therefor.
  • a charge pump type power supply circuit has been conventionally used to generate a power supply voltage necessary for driving the liquid crystal display device.
  • a scanning period (a “charging period” or a “refresh period”) in which a display line is refreshed by scanning a gate line as a scanning signal line.
  • driving is performed after all the gate lines are set in a non-scanning state to provide a pause period (also referred to as “holding period” or “non-refresh period”).
  • This drive is called “pause drive”, for example, and may be called “low frequency drive” or “intermittent drive”.
  • the booster circuit device as a power supply source to the liquid crystal driving circuit
  • the clock signal is given to the boosting circuit as the driving signal
  • the current consumption of the liquid crystal driving circuit is small
  • a configuration has also been proposed in which the operation of the booster circuit is stopped by fixing the level of (see, for example, Patent Document 2).
  • the charge pump type power supply circuit is suitable for supplying a current of about several tens of mA in a small and low-resolution liquid crystal display device.
  • a current of about several tens of mA in a small and low-resolution liquid crystal display device.
  • the present invention provides a display device that includes a power supply circuit that can supply a current necessary for driving a large-sized or high-definition (high-resolution) display panel, and that can cope with low power consumption by intermittent driving or the like. Objective.
  • a first aspect of the present invention is a display device having a function of generating a power supply voltage by converting the level of a DC voltage, A display for displaying an image; A drive circuit for driving the display unit; Including a first inductive element and a first switching element for changing a current flowing through the first inductive element, and operating the first switching element with a level of a DC voltage input from the outside.
  • a first DC-DC converter that converts and supplies a DC voltage after level conversion to the drive circuit as a first power supply voltage;
  • a drive control unit for controlling the drive circuit;
  • a power control unit for controlling the first DC-DC converter In the first DC-DC converter, a control mode for controlling the operation of the first switching element includes a first mode and a second mode having a power conversion efficiency higher than that of the first mode at a predetermined light load. Is configured to be switchable between at least two modes including
  • the power supply control unit is configured to operate the first DC-DC converter in the first mode when the drive circuit is driving the display unit, and the drive circuit stops driving the display unit.
  • the control mode is switched so that the first DC-DC converter operates in the second mode when the power is on.
  • the drive control unit controls the drive circuit such that a refresh period for refreshing a display image on the display unit and a non-refresh period for pausing refreshing of the display image on the display unit appear alternately;
  • the power supply controller switches the control mode so that the first DC-DC converter operates in the first mode during the refresh period and operates in the second mode during the non-refresh period.
  • the drive control unit can switch an operation mode of the drive circuit between a normal drive mode in which only the refresh period repeatedly appears and an intermittent drive mode in which the refresh period and the non-refresh period appear alternately. Configured, The power supply control unit determines the control mode so that the first DC-DC converter operates in the first mode when the drive circuit operates in the normal drive mode. To do.
  • the drive control unit includes a normal drive mode in which only a refresh period for refreshing the display image on the display unit repeatedly appears, a refresh period for refreshing the display image on the display unit, and a non-stop of refreshing the display image on the display unit.
  • the operation mode of the drive circuit can be switched between the intermittent drive mode in which the refresh period alternately appears,
  • the power supply control unit is configured such that when the drive circuit is operating in the normal drive mode, the first DC-DC converter is operated in the first mode, and the drive circuit is operated in the intermittent drive mode. The control mode is switched so that the first DC-DC converter operates in the second mode when the power is on.
  • the first DC-DC converter controls the operation of the first switching element in a pulse width modulation method in the first mode, and controls the operation of the first switching element in a pulse frequency modulation method in the second mode. It is characterized by controlling by.
  • the first DC-DC converter controls the operation of the first switching element by a pulse width modulation method in the first mode, and controls the operation of the first switching element in the second mode. Is switched between the pulse width modulation method and the pulse frequency modulation method according to the load of the first DC-DC converter.
  • a seventh aspect of the present invention in the first to fourth aspects of the present invention, Including a second inductive element and a second switching element for changing a current flowing through the second inductive element, and operating the second switching element with a level of a DC voltage input from the outside.
  • a second DC-DC converter for converting and supplying the DC voltage after level conversion to the drive control unit as a second power supply voltage;
  • the second DC-DC converter is configured to be able to switch a control mode for controlling the operation of the second switching element between the at least two modes,
  • the power supply control unit switches the control mode of the first DC-DC converter independently of the control mode of the second DC-DC converter.
  • An eighth aspect of the present invention generates a power supply voltage in a display device having a display unit for displaying an image, a drive circuit for driving the display unit, and a drive control unit for controlling the drive circuit.
  • the control mode is switched so that the operation of the switching element is controlled in the second mode.
  • a ninth aspect of the present invention is the eighth aspect of the present invention.
  • the drive control unit controls the drive circuit so that a refresh period for refreshing a display image on the display unit and a non-refresh period for pausing refreshing of the display image on the display unit appear alternately;
  • the control mode is switched so that the operation of the switching element is controlled in the first mode in the refresh period and in the second mode in the non-refresh period.
  • the level of the DC voltage is converted by changing the current flowing through the induction element by the switching element, and the DC voltage after the level conversion is supplied to the drive circuit as the power supply voltage. Therefore, even if the display unit is large or high definition (high resolution), a current sufficient for driving the display unit can be supplied from a DC-DC converter as a power supply circuit.
  • the DC-DC converter operates in the first mode when the drive circuit is driving the display unit, and operates in the second mode when the drive circuit is not driving the display unit. This avoids a decrease in power conversion efficiency when the DC-DC converter is lightly loaded. Therefore, it is possible to maintain high power conversion efficiency over the entire operation period of the display device while supplying a sufficient current for driving the large-sized or high-definition display unit from the DC-DC converter to the drive circuit.
  • the DC-DC converter operates in the first mode during the refresh period and operates in the second mode during the non-refresh period. This avoids a decrease in power conversion efficiency during the non-refresh period, so that the power conversion efficiency is maintained high throughout the entire operation period of the display device even when intermittent driving is performed. Therefore, it is possible to generate a power supply voltage with high conversion efficiency without impairing the effect of reducing power consumption by intermittent driving while supplying a current sufficient for driving a large-sized or high-definition display unit from the DC-DC converter.
  • the DC-DC converter operates in the first mode when the drive circuit operates in the normal drive mode, and when the drive circuit operates in the intermittent drive mode,
  • the control mode of the DC-DC converter is switched as in the second aspect.
  • the DC-DC converter operates in the first mode when the drive circuit operates in the normal drive mode, and when the drive circuit operates in the intermittent drive mode. Operates in the second mode. Therefore, even when the drive circuit of the display device is operating in either the normal drive mode or the intermittent drive mode, the power conversion efficiency is maintained high throughout the operation period of the display device.
  • the operation of the switching element for changing the current flowing through the inductive element in the DC-DC converter is controlled by the pulse width modulation method in the first mode, and in the second mode. It is controlled by a pulse frequency modulation method.
  • the operation of the switching element for changing the current flowing through the inductive element in the DC-DC converter is controlled by the pulse width modulation method in the first mode, and in the second mode,
  • the method for controlling the operation of the switching element is switched between the pulse width modulation method and the pulse frequency modulation method according to the load of the DC-DC converter.
  • the second DC-DC converter having the same configuration as the DC-DC converter (first DC-DC converter) generates a power supply voltage to be supplied to the drive control unit. Is done.
  • the control mode of the second DC-DC converter is switched independently of the control mode of the first DC-DC converter.
  • the power supply conversion efficiency of the power supply circuit as a whole can be further improved by finely controlling the operation of generating the power supply voltage for driving the display unit and the operation of generating the power supply voltage (logic power supply voltage) of the drive control unit. Can do.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a liquid crystal display device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a schematic configuration of a booster that constitutes the DC-DC converter in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a schematic configuration of an inverting unit configuring the DC-DC converter in the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a schematic configuration of a step-down unit that constitutes the DC-DC converter in the first embodiment. It is a signal waveform diagram for demonstrating operation
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter when the liquid crystal display device according to the first embodiment is operating in the intermittent drive mode. 6 is a timing chart for explaining the operation of a DC-DC converter when a conventional liquid crystal display device operates in an intermittent drive mode.
  • FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the DC-DC converter when the liquid crystal display device according to the first embodiment is operating in the normal drive mode. It is a signal waveform diagram for demonstrating operation
  • one frame period refers to one frame period (16.67 ms) in a general display device having a refresh rate of 60 Hz.
  • the frame period in the present invention is not limited to this length.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a liquid crystal display device 2 according to the first embodiment of the present invention.
  • the liquid crystal display device 2 includes a liquid crystal display panel 10, a backlight unit 30, and a printed wiring board 60 on which circuits for display control and power supply are mounted.
  • the printed wiring board 60 is supplied with a signal Sin for operating the liquid crystal display device 2 and a direct-current power supply voltage VPWin from the outside.
  • this signal Sin is referred to as “external input signal Sin” or simply “input signal Sin”, and this power supply voltage VPWin is referred to as “input power supply voltage VPWin”.
  • the input signal Sin includes a data signal representing an image to be displayed on the liquid crystal display panel 10 and a control signal for controlling the driving timing of the liquid crystal display panel 10.
  • the input power supply voltage VPWin is, for example, a DC voltage of 3.3V. Although the voltage value of the input power supply voltage VPWin is not limited to this, the description will be given below as 3.3V.
  • a display unit 100 On the liquid crystal display panel 10, a display unit 100, a data signal line driving circuit 300, and a scanning signal line driving circuit 400 are provided.
  • the data signal line driving circuit 300 and the scanning signal line driving circuit 400 constitute a driving circuit 500, and either or both of the data signal line driving circuit 300 and the scanning signal line driving circuit 400 are integrated with the display unit 100. It may be formed.
  • a display control circuit (also called “timing controller” or “TCON”) 200 and a DC-DC converter 600 as a power supply circuit are mounted on the printed wiring board 60.
  • the input signal Sin is supplied to the display control circuit 200, and the input power supply voltage VPWin is supplied to the DC-DC converter 600.
  • the display unit 100 includes a plurality (m) of data signal lines SL1 to SLm, a plurality (n) of scanning signal lines GL1 to GLn, and these m data signal lines SL1 to SLm and n.
  • a plurality of (m ⁇ n) pixel forming portions 110 provided corresponding to the intersections with the scanning signal lines GL1 to GLn are formed.
  • the m ⁇ n pixel forming portions 110 are formed in a matrix.
  • Each pixel forming unit 110 is a switching element in which a gate terminal as a control terminal is connected to the scanning signal line GLi that passes through the corresponding intersection, and a source terminal is connected to the data signal line SLj that passes through the intersection.
  • the TFT 111, the pixel electrode 112 connected to the drain terminal of the TFT 111, the common electrode 113 provided in common to the m ⁇ n pixel forming portions 110, and the pixel electrode 112 and the common electrode 113 are sandwiched
  • the liquid crystal layer is commonly provided in the m ⁇ n pixel forming units 110.
  • a pixel capacitor Cp is constituted by a liquid crystal capacitor formed by the pixel electrode 112 and the common electrode 113. Note that, typically, an auxiliary capacitor is provided in parallel with the liquid crystal capacitor in order to reliably hold the voltage in the pixel capacitor Cp. Therefore, the pixel capacitor Cp is actually composed of a liquid crystal capacitor and an auxiliary capacitor.
  • a TFT using an oxide semiconductor for a channel layer (hereinafter referred to as “oxide TFT”) is used as the TFT 111.
  • the channel layer of the TFT 111 is formed of IGZO (InGaZnOx) containing indium (In), gallium (Ga), zinc (Zn), and oxygen (O) as main components.
  • IGZO-TFT a TFT using IGZO as a channel layer.
  • the IGZO-TFT has much smaller off-leakage current than a silicon-based TFT using a silicon-based TFT, amorphous silicon, or the like as a channel layer.
  • oxide semiconductors other than IGZO for example, indium, gallium, zinc, copper (Cu), silicon (Si), tin (Sn), aluminum (Al), calcium (Ca), germanium (Ge), and lead ( A similar effect can be obtained even when an oxide semiconductor containing at least one of Pb) is used for the channel layer.
  • oxide TFT as the TFT 111 is merely an example, and a silicon-based TFT or the like may be used instead.
  • the DC-DC converter 600 in the printed wiring board 60 converts the level (3.3V) of the input power supply voltage VPWin to convert the DC power supply voltage (hereinafter referred to as the display unit 100) into a DC power supply voltage (hereinafter referred to as a DC power supply voltage).
  • VPW1 (referred to as “panel power supply voltage”) and a DC power supply voltage (hereinafter “logic power supply voltage”) VPW2 necessary for the operation of the logic portion of the circuit in the liquid crystal display device 2 are generated.
  • the panel power supply voltage VPW1 is applied to the drive circuit 500 (data signal line drive circuit 300 and scanning signal line drive circuit 400), and the logic power supply voltage VPW2 is applied to the drive circuit 500 (logic section thereof) and the display control circuit 200.
  • the level of the panel power supply voltage VPW1 is, for example, 10V, 35V, and -15V
  • the level of the logic power supply voltage VPW2 is, for example, 1.8V.
  • the display control circuit 200 in the printed wiring board 60 is typically realized as an IC (Integrated Circuit), and includes a drive control unit 210 and a power supply control unit 220.
  • the drive control unit 210 controls the drive circuit 500 (the data signal line drive circuit 300 and the scan signal line drive circuit 400) based on the external input signal Sin and the data side control signal SCT and the scan side control signal GCT. And a common potential Vcom.
  • the data side control signal SCT is given to the data signal line driving circuit 300.
  • the scanning side control signal GCT is given to the scanning signal line driving circuit 400.
  • the common potential Vcom is supplied to the common electrode 113.
  • the power supply control unit 220 generates a mode control signal Cm for switching the control mode of the DC-DC converter 600 in conjunction with the driving of the display unit 100 by the data signal line driving circuit 300 and the scanning signal line driving circuit 400.
  • This mode control signal Cm is supplied to the DC-DC converter 600.
  • the control mode of the DC-DC converter is determined by a method for controlling the operation of the switching element for changing the current flowing through the inductor (inductive element) in the DC-DC converter.
  • PWM method pulse width modulation method
  • a control mode in which the operation of the switching element is controlled by the pulse frequency modulation method (PFM method) so that the level of the output voltage of the DC-DC converter becomes a target value is referred to as a “PFM control mode”.
  • the data signal line drive circuit 300 generates and outputs drive image signals S1 to Sm to be supplied to the data signal lines SL1 to SLm in accordance with the data side control signal SCT.
  • the data side control signal SCT includes a digital video signal, a source start pulse signal, a source clock signal, a latch strobe signal, and the like.
  • the data signal line driving circuit 300 is obtained based on a digital video signal by operating a shift register and a sampling latch circuit (not shown) inside the data signal line driving circuit 300 in accordance with a source start pulse signal, a source clock signal, and a latch strobe signal.
  • the driving image signals S1 to Sm are generated by converting the digital signals D1 to Dm into analog signals by a DA converter circuit (not shown).
  • the scanning side control signal GCT includes, for example, a gate clock signal and a gate start pulse signal.
  • the scanning signal line driver circuit 400 operates a shift register (not shown) therein to generate the scanning signals G1 to Gn.
  • the backlight unit 30 is provided on the back side of the liquid crystal display panel 10 and irradiates the back light of the liquid crystal display panel 10 with backlight light.
  • the backlight unit 30 typically includes a plurality of LEDs (Light Emitting Diode).
  • the backlight unit 30 may be controlled by the display control circuit 200, or may be controlled by other methods.
  • the backlight unit 30 does not need to be provided.
  • the driving image signals S1 to Sm are respectively applied to the data signal lines SL1 to SLm
  • the scanning signals G1 to Gn are respectively applied to the scanning signal lines GL1 to GLn
  • the backlight unit 30 is driven.
  • an image represented by the data signal included in the external input signal Sin is displayed on the display unit 100 of the liquid crystal display panel 10.
  • FIG. 2 shows a schematic configuration of a portion that generates a power supply voltage VPW1 having a level higher than the level of the input power supply voltage VPWin in the DC-DC converter 600, that is, a boosting unit.
  • the DC-DC converter 600 uses a positive power supply voltage (a power supply voltage having the same polarity as the input power supply voltage VPWin) at a level higher than the level of the input power supply voltage VPWin among the power supply voltages constituting the power supply voltage VPW1 as shown in FIG.
  • the boosting unit includes a boosting DC-DC converter IC 610u, an inductor Lu, a diode Du, and a capacitor Cu.
  • the step-up DC-DC converter IC 610u generates an N-channel MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor (hereinafter referred to as “Nch transistor”) Qnu as a switching element and a switching control signal Sg to be applied to the gate terminal of the Nch transistor Qnu. And an internal control circuit 612u.
  • the DC-DC converter IC 610u receives a voltage input terminal Ti for receiving the input voltage Vin corresponding to the input power supply voltage VPWin and a mode control signal Cm for switching the control mode for the operation of the Nch transistor Qnu.
  • Control input terminal Tc, output voltage terminal To for inputting boosted power supply voltage Vout, element connection terminal TL for connecting inductor Lu, and ground terminal Tg are provided as external terminals.
  • the drain terminal and the source terminal of the Nch transistor Qnu are connected to the element connection terminal TL and the ground terminal Tg, respectively.
  • the input voltage Vin (input power supply voltage VPWin) is input to the internal control circuit 612u via the voltage input terminal Ti of the DC-DC converter IC 610u and is given to one end of the inductor Lu.
  • the mode control signal Cm generated by the power supply control unit 220 is also input to the internal control circuit 612u via the control input terminal Tc.
  • the other end of the inductor Lu is connected to the element connection terminal TL of the DC-DC converter IC 610u and the anode of the diode Du.
  • the cathode of the diode Du is connected to the output voltage terminal To of the DC-DC converter IC 610u and one end of the capacitor Cu, and the other end of the capacitor Cu is grounded.
  • This output voltage Vout is a voltage obtained by boosting the input voltage Vin, and is used as one power supply voltage constituting the panel power supply voltage VPW1.
  • the internal control circuit 612u generates a switching control signal Sg as a pulse signal for turning on / off the Nch transistor Qnu.
  • the current flowing through the inductor Lu is changed by the switching operation of the Nch transistor Qnu by the switching control signal Sg, thereby generating an output voltage Vout having a level higher than the level of the input voltage Vin on the cathode side of the diode Du.
  • the internal control circuit 612u adjusts the pulse width or pulse frequency of the switching control signal Sg so that the level of the output voltage Vout becomes a predetermined value (target value).
  • the switching operation of the Nch transistor Qnu is controlled by the pulse width modulation method so that the level of the output voltage Vout becomes the target value (hereinafter, such control is performed).
  • the mode control signal Cm is at a low level (L level)
  • the switching operation of the Nch transistor Qnu is controlled by a pulse frequency modulation method so that the level of the output voltage Vout becomes a target value (hereinafter referred to as “PWM control”).
  • PFM control pulse frequency modulation method
  • the target value corresponds to the level of the output voltage Vout and is a value larger than the level of the input voltage Vin.
  • the pulse frequency modulation method here includes a pulse skip method in which switching is skipped in accordance with a load while being based on a switching operation of a fixed period (the same applies hereinafter).
  • a step-up DC-DC converter IC that can be used in the step-up section in the DC-DC converter 600 is commercially available. Further, when the H level is given as the mode control signal Cm, it operates in the PWM control mode, and when the L level is given as the mode control signal Cm, the control method is switched between the PWM control and the PFM control according to the load.
  • a step-up DC-DC converter IC is also commercially available (for example, model number RP401x available from Ricoh Co., Ltd., Japan can be used as the DC-DC converter IC 610u).
  • FIG. 3 shows a schematic configuration of a part (hereinafter referred to as “inversion part”) that generates a desired DC voltage obtained by inverting the polarity of the input power supply voltage VPWin in the DC-DC converter 600.
  • the DC-DC converter 600 includes an inverting unit as shown in FIG. 2 for each power supply voltage having a polarity different from the input power supply voltage VPWin, that is, a negative power supply voltage, among the power supply voltages constituting the power supply voltage VPW1.
  • the inverting unit includes an inverting DC-DC converter IC 610r, an inductor Lr, a diode Dr, and a capacitor Cr.
  • the inverting DC-DC converter IC 610r includes a P-channel MOS transistor (hereinafter referred to as “Pch transistor”) Qpr as a switching element and an internal control for generating a switching control signal Sg to be applied to the gate terminal of the Pch transistor Qpr. Circuit 612r.
  • the DC-DC converter IC 610r receives a voltage input terminal Ti for receiving an input voltage Vin corresponding to the input power supply voltage VPWin and a mode control signal Cm for switching the control mode for the operation of the Pch transistor Qpr.
  • Control input terminal Tc, output voltage terminal To for inputting power supply voltage Vout, element connection terminal TL for connecting inductor Lr, and ground terminal Tg are provided as external terminals.
  • the drain terminal and the source terminal of the Pch transistor Qpr are connected to the element connection terminal TL and the voltage input terminal Ti, respectively.
  • the input voltage Vin (input power supply voltage VPWin) is applied to the source terminal of the Pch transistor Qpr via the voltage input terminal Ti of the DC-DC converter IC 610r.
  • the mode control signal Cm generated by the power controller 220 is input to the internal control circuit 612r via the control input terminal Tc.
  • One end of the inductor Lr is connected to the element connection terminal TL of the DC-DC converter IC 610r and the cathode of the diode Dr, and the other end of the inductor Lr is grounded.
  • the anode of the diode Dr is connected to one end of the capacitor Cr, and the other end of the capacitor Cr is grounded.
  • the voltage at the connection point between the anode of the diode Dr and the capacitor Cr is output as the output voltage Vout and also input to the internal control circuit 612r via the output voltage terminal To of the DC-DC converter IC 610r.
  • the output voltage Vout is a voltage (negative voltage) obtained by inverting the polarity of the input voltage Vin and converting the voltage level, and is used as one power supply voltage constituting the panel power supply voltage VPW1.
  • the internal control circuit 612r generates a switching control signal Sg as a pulse signal for turning on / off the Pch transistor Qpr.
  • a negative voltage is generated at the anode of the diode Dr by the switching operation of the Pch transistor Qpr by the switching control signal Sg. That is, when the Pch transistor Qpr is in the ON state, the input voltage Vin that is a positive voltage is applied to the inductor Lr via the Pch transistor Qpr, and a current flows through the inductor Lr. Next, when the Pch transistor Qpr is turned off, a current flows through the inductor Lr via the diode Dr, and the capacitor Cr on the anode side of the diode Dr is charged to a negative voltage.
  • a positive voltage (input voltage Vin) is applied to the one end of the inductor Lr, that is, the cathode of the diode Dr.
  • a negative voltage is held in the capacitor Cr. ing.
  • the level of the output voltage Vout is controlled to a predetermined value (target value) by adjusting the pulse width or pulse frequency of the switching control signal Sg in the internal control circuit 612r.
  • the inverting DC-DC converter IC is well known and commercially available, and those skilled in the art can easily realize the inverting DC-DC converter 600 as shown in FIG. be able to.
  • FIG. 4 shows a schematic configuration of a part that generates the power supply voltage VPW2 having a level lower than the level of the input power supply voltage VPWin in the DC-DC converter 600, that is, a step-down unit.
  • the DC-DC converter 600 includes a step-down unit configured as shown in FIG. 4 for each power supply voltage constituting the power supply voltage VPW2.
  • This step-down unit includes a synchronous rectification step-down DC-DC converter IC 610d, an inductor Ld, and a capacitor Cd.
  • the step-down DC-DC converter IC 610d includes a P-channel MOS transistor (Pch transistor) Qpd as a switching element, an N-channel MOS transistor (Nch transistor) Qnd as a switching element, and the Pch transistor Qpd and the Nch transistor Qnd.
  • An internal control circuit 612d for generating switching control signals Sgp and Sgn to be applied to the gate terminals, respectively.
  • the step-down DC-DC converter IC 610d is a mode control signal for switching the voltage input terminal Ti for receiving the input voltage Vin corresponding to the input power supply voltage VPWin and the control method of the operation of the Pch transistor Qpd and the Nch transistor Qnd.
  • a control input terminal Tc for receiving Cm, an output voltage terminal To for inputting the reduced power supply voltage Vout, an element connection terminal TL for connecting the inductor Ld, and a ground terminal Tg are provided as external terminals. ing.
  • the drain terminal and the source terminal of the Pch transistor Qpd are respectively connected to the element connection terminal TL and the voltage input terminal Ti, and the drain terminal and the source terminal of the Nch transistor Qnd are respectively connected to the element connection terminal TL and the ground terminal Tg.
  • the input voltage Vin (input power supply voltage VPWin) is applied to the source terminal of the Pch transistor Qpd via the voltage input terminal Ti of the DC-DC converter IC 610d.
  • the mode control signal Cm generated by the power supply control unit 220 is input to the internal control circuit 612d through the control input terminal Tc.
  • One end and the other end of the inductor Ld are connected to the element connection terminal TL and the output voltage terminal To of the DC-DC converter IC 610d, respectively.
  • one end of the capacitor Cd is connected to the output voltage terminal To, and the other end of the capacitor Cd is grounded.
  • the voltage at the connection point between the inductor Ld and the capacitor Cd that is, the voltage at the output voltage terminal To is output as the output voltage Vout.
  • the output voltage Vout is a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin, and is used as one power supply voltage constituting the logic power supply voltage VPW2.
  • the internal control circuit 612d generates switching control signals Sgp and Sgn as pulse signals for turning on / off the Pch transistor Qpd and the Nch transistor Qnd reciprocally. Due to the reciprocal switching operation of the Pch transistor Qpd and the Nch transistor Qnd by the switching control signals Sgp and Sgn, the current flowing through the inductor Ld changes, and as a result, the output voltage at a level lower than the level of the input voltage Vin becomes the inductor Ld. And the capacitor Cd (output voltage terminal To). The internal control circuit 612d adjusts the pulse width or pulse frequency of the switching control signals Sgp and Sgn so that the level of the output voltage Vout becomes a predetermined value (target value).
  • internal control circuit 612d controls the switching operation of Pch transistor Qpd and Nch transistor Qnd by the pulse width modulation method so that the level of output voltage Vout becomes the target value when mode control signal Cm is at the H level (ie, PWM control is performed), and when the mode control signal Cm is at the L level, the switching operation of the Pch transistor Qpd and the Nch transistor Qnd is controlled by the pulse frequency modulation method so that the level of the output voltage Vout becomes the target value (that is, PFM control). I do).
  • a step-down DC-DC converter IC that can be used in the step-down unit in the DC-DC converter 600 is commercially available (for example, an IC of model number RP904Z available from Ricoh Co., Ltd. in Japan is used as the DC-DC converter described above. IC610d can be used). Further, when the H level is given as the mode control signal Cm, the PWM control is operated, and when the L level is given as the mode control signal Cm, the control method is switched between the PWM control and the PFM control according to the load.
  • a step-down DC-DC converter IC is also commercially available (for example, an IC of model number RP500x available from Ricoh Co., Ltd., Japan can be used as the DC-DC converter IC 610d).
  • the step-up unit, the inversion unit, and the step-down unit of the DC-DC converter 600 in this embodiment are configured as shown in FIGS. 2, 3, and 4, respectively.
  • the configuration of the DC-DC converter that can be used in the present invention is not limited to these configurations, and is a configuration in which the level of the DC voltage is changed by changing the current flowing through the inductive element using the switching element. Thus, it is sufficient if the control method of the operation of the switching element can be switched so as to avoid a decrease in power conversion efficiency at light load.
  • the liquid crystal display device is configured such that the operation mode of the drive circuit 500 can be switched between the normal drive mode and the intermittent drive mode.
  • the normal drive mode is an operation mode in which only the refresh period for refreshing the display image on the display unit 100 appears repeatedly
  • the intermittent drive mode is the refresh period for refreshing the display image on the display unit 100 and the display on the display unit 100.
  • This is an operation mode in which a non-refresh period in which image refresh is paused appears alternately.
  • Which of the normal driving mode and the intermittent driving mode is used can be selected by a predetermined control signal or a predetermined setting switch (not shown) given from the outside. Note that these normal drive mode and intermittent drive mode can also be regarded as operation modes of the liquid crystal display device.
  • FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining the operation in the intermittent drive mode of the liquid crystal display device according to the present embodiment.
  • this refresh cycle is a three-frame period, and a one-frame period as a refresh period is followed by a two-frame period as a non-refresh period.
  • the refresh cycle may be two frame periods or more, and the specific value is determined in consideration of the change frequency of the image to be displayed on the display unit 100.
  • a 60 frame period including one frame period as a refresh period hereinafter also referred to as “RF period” and 59 frame periods as a subsequent non-refresh period (hereinafter also referred to as “NRF period”) may be set as the refresh period.
  • the refresh rate is 1 Hz.
  • the refresh period may be longer than two frame periods (the same applies to other embodiments described later).
  • the drive control unit 210 in the present embodiment generates a vertical synchronization signal VSY that is H level for a predetermined period every frame period (one vertical period), and controls the vertical synchronization signal VSY on the scanning side.
  • the signal GCT is supplied to the scanning signal line driver circuit 400 as one of the signals GCT.
  • the effective vertical scanning period (that is, the period excluding the vertical blanking period in which the vertical synchronization signal is at the H level) in the frame period corresponding to the refresh period, it is applied to the scanning signal lines GL1 to GL4 of the display unit 100, respectively.
  • the scanning signals G1 to G4 are sequentially activated (H level).
  • driving image signals S1 to Sm representing images to be displayed are applied to the data signal lines SL1 to SLm of the display unit 100, respectively. Thereby, a pixel voltage representing each pixel constituting an image to be displayed is written as pixel data in the pixel forming unit 110 (pixel capacitance Cp thereof).
  • the control mode of the DC-DC converter 600 is switched. That is, as shown in FIG. 5, the mode control signal Cm input from the power supply controller 220 to the DC-DC converter 600 is at the H level during the refresh period and is at the L level during the non-refresh period. Note that the mode control signal Cm shown in FIG. 5 is at the H level throughout the refresh period, but the mode control signal Cm is in a period during which the vertical synchronization signal VSY is at the H level or in the vertical blanking period. The structure which is L level may be sufficient.
  • the drive circuit 500 drives the display unit 100 in each refresh period, in more detail, in the vertical blanking period including the period in which the vertical synchronization signal VSY is at the H level in each refresh period, the drive circuit 500 is driven. This is because the circuit 500 does not actually drive the display unit 100.
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter 600 in the intermittent drive mode.
  • the display image on the display unit 100 is refreshed by writing pixel data to each pixel forming unit 110 as described above, and the load on the DC-DC converter 600 is relatively large.
  • the mode control signal Cm is at the H level as shown in FIG. 6, so that the DC-DC converter 600 operates in the PWM control mode. That is, the operation of the internal switching element (Nch transistor Qnu in step-up DC-DC converter IC 610u shown in FIG. 2) has a pulse width so that the level of panel power supply voltage VPW1 to be generated becomes a predetermined level (target value).
  • the power conversion efficiency of a DC-DC converter operating in the PWM control mode is relatively high when the load is large.
  • the power conversion efficiency indicates the ratio of the power supplied from the DC-DC converter to the power supplied to the DC-DC converter, and is also simply referred to as “conversion efficiency”.
  • the power conversion efficiency of the DC-DC converter 600 that operates in the PWM control mode in the refresh period is, for example, 85%.
  • the mode control signal Cm is at the L level as shown in FIG. , Operates in the PFM control mode.
  • the operation of the internal switching element (Nch transistor Qnu in step-up DC-DC converter IC 610u shown in FIG. 2) has a pulse frequency so that the level of panel power supply voltage VPW1 to be generated becomes a predetermined level (target value).
  • the power conversion efficiency of the DC-DC converter 600 that operates in the PFM control mode during the non-refresh period, that is, when the liquid crystal display panel 10 is in the dormant state is, for example, 80%.
  • FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter when the conventional liquid crystal display device operates in the intermittent drive mode.
  • a DC-DC converter used in a conventional liquid crystal display device operates under PWM control regardless of a refresh period or a non-refresh period. For this reason, the power conversion efficiency in the non-refresh period during which the load of the DC-DC converter is reduced, that is, the power conversion efficiency when the liquid crystal display panel is in the inactive state is low (for example, 35%).
  • the operation of the switching element (Nch transistor Qnu) in the DC-DC converter 600 is controlled by the PWM method in the refresh period. Since it is controlled by the PFM method in the non-refresh period, the power conversion efficiency in the entire operation period of the liquid crystal display device 2 is greatly improved compared to the conventional case.
  • the step-up unit (FIG. 2) that generates the panel power supply voltage VPW1 operates in the PFM control mode in the non-refresh period, but the step-down unit that generates the logic power supply voltage VPW2. (FIG. 4) operates in the PWM control mode even in the non-refresh period.
  • the drive control unit 210 is also put into a sleep state during the non-refresh period, and the step-down unit that generates the logic power supply voltage VPW2 also operates in the PFM control mode. It is good also as a structure.
  • FIG. 8 is a signal waveform diagram for explaining the operation in the normal drive mode of the liquid crystal display device according to the present embodiment.
  • the drive control unit 210 according to the present embodiment generates a vertical synchronization signal VSY that becomes H level for a predetermined period every frame period (one vertical period), and uses the vertical synchronization signal VSY as one of the scanning side control signals GCT.
  • the signal is supplied to the scanning signal line driver circuit 400. In the normal drive mode, only the refresh period appears repeatedly as shown in FIG.
  • the scanning signals G1 to G4 applied to the scanning signal lines GL1 to GL4 of the display unit 100 are sequentially activated (H level), and driving that represents an image to be displayed.
  • the image signals S1 to Sm are applied to the data signal lines SL1 to SLm of the display unit 100, respectively.
  • a pixel voltage representing each pixel constituting an image to be displayed is written as pixel data in the pixel forming unit 110 (pixel capacitance Cp thereof). That is, the display image on the display unit 100 is refreshed in each frame period.
  • the mode control signal Cm input from the power supply controller 220 to the DC-DC converter 600 is always at the H level.
  • the DC-DC converter 600 always operates in the PWM control mode.
  • the power conversion efficiency of the DC-DC converter 600 is also increased throughout the entire period.
  • the power supply voltages VPW1 and VPW2 are generated using the DC-DC converter 600 that converts the voltage level by changing the current flowing through the inductor by the operation of the switching element. Therefore, a sufficient current is supplied from the DC-DC converter 600 to a drive circuit for a large-sized or high-definition (high-resolution) liquid crystal display panel that cannot sufficiently supply a current required for driving with a charge pump type power supply circuit. be able to.
  • the DC-DC converter In the conventional liquid crystal display device using such a DC-DC converter as a power supply circuit, the DC-DC converter always operates by PWM control. Therefore, when the liquid crystal display device operates in the intermittent drive mode, the non-refresh period In FIG. 7, the power conversion efficiency decreases (see FIG. 7).
  • the control mode since the control mode is switched so that the DC-DC converter 600 operates in the PWM control mode in the refresh period and operates in the PFM control mode in the non-refresh period, the intermittent drive is performed. Even so, the power conversion efficiency can be kept high throughout the entire operation period (see FIG. 6).
  • a current sufficient for driving a large-sized or high-definition liquid crystal display panel is supplied from the power supply circuit (DC-DC converter) to the drive circuit, and the power consumption is reduced by intermittent drive.
  • the power supply voltage can be generated with high conversion efficiency without impairing the power consumption.
  • the data signal lines SL1 to SLm and the scanning signal lines GL1 to GLn are all in the vertical blanking period including the period in which the vertical synchronization signal VSY is at the H level, that is, the period other than the effective vertical scanning period. Since it is not driven (because driving of the display unit 100 is stopped), the power consumption of the drive circuit 500 is much smaller than the effective vertical scanning period. Therefore, as shown in FIG. 9, in the normal drive mode, the mode control signal Cm input from the power supply controller 220 to the DC-DC converter 600 becomes L level in the vertical blanking period Tvb and becomes H level in other periods. It is good also as composition which becomes.
  • the DC-DC converter 600 in the first embodiment operates in the PWM control mode when the mode control signal Cm is at the H level, and operates in the PFM control mode when the mode control signal Cm is at the L level.
  • the mode control signal Cm is at the H level
  • the same PWM control is performed.
  • the mode control signal Cm is at the L level
  • the control method may be switched between the PWM control and the PFM control according to the load.
  • the power supply control unit 220 outputs an L-level mode control signal Cm as shown in FIG. 10A in the intermittent drive mode, and is shown in the normal drive mode.
  • an H level mode control signal Cm may be output.
  • the DC-DC converter 600 operates in the PWM control mode because the load is large, and the display unit is operated during the non-refresh period and the vertical blanking period.
  • the load is much smaller, so it operates in the PFM control mode. Therefore, even when the DC-DC converter 600 having the above configuration is used, the same effects as those of the first embodiment or the modification shown in FIG. 9 can be obtained.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the liquid crystal display device 2 according to the second embodiment of the present invention.
  • this liquid crystal display device 2 also has a liquid crystal display panel 10, a backlight unit 30, and a printed wiring on which a circuit for display control and power supply is mounted, as in the first embodiment. And a plate 60.
  • the printed wiring board 60 according to the present embodiment includes two DC-DC converters including first and second DC-DC converters 601 and 602 instead of the DC-DC converter 600 as a power supply circuit. Yes.
  • the printed wiring board 60 according to the present embodiment is also equipped with a display control circuit 200 including a drive control unit 210 and a power supply control unit 220.
  • the power supply control unit 220 includes first and second mode control signals Cm1. , Cm2 are output.
  • the first and second mode control signals Cm1 and Cm2 are input to the first and second DC-DC converters 601 and 602, respectively. Since the configuration other than the display control circuit 200 and the power supply circuit (first and second DC-DC converters 601 and 602) is the same as the configuration in the first embodiment, the same or corresponding parts are not included. The same reference numerals are assigned and detailed description is omitted.
  • FIG. 12 is a signal waveform diagram for explaining the operation in the intermittent drive mode of the liquid crystal display device according to the present embodiment. Also in the present embodiment, in the intermittent drive mode, the display image on the display unit 100 is refreshed at a predetermined refresh period, and this refresh period is a three-frame period, which is a non-refresh period after one frame period as a refresh period. Two frame periods follow.
  • the drive circuit (data signal line drive circuit 300 and scanning signal line drive circuit 400) in the present embodiment also operates in the same manner as in the first embodiment as shown in FIG.
  • the first mode control signal Cm1 is at the H level in the refresh period as shown in FIG. It is L level during the period.
  • the first mode control signal Cm1 shown in FIG. 12 is at the H level throughout the refresh period, but the mode control is performed during the period in which the vertical synchronization signal VSY is at the H level or the vertical blanking period in each refresh period.
  • the signal Cm may be at the L level.
  • the second mode signal Cm2 is always at the H level.
  • the first DC-DC converter 601 is configured by using a plurality of boosting units configured as shown in FIG.
  • the first DC-DC converter 601 receives the input power supply voltage VPWin, and generates the panel power supply voltage VPW1 by changing (boosting) the voltage level.
  • This panel power supply voltage VPW 1 is applied to drive circuit 500.
  • the first DC-DC converter 601 operates in the PWM control mode during the refresh period and operates in the PFM control mode during the non-refresh period based on the first mode control signal Cm1. Thereby, the power conversion efficiency of the first DC-DC converter 601 is maintained high not only in the refresh period but also in the non-refresh period.
  • the second DC-DC converter 602 is configured using, for example, a step-down unit configured as shown in FIG.
  • the second DC-DC converter 602 receives the input power supply voltage VPWin, and generates the logic power supply voltage VPW2 by changing (lowering) the voltage level.
  • the logic power supply voltage VPW2 is applied to the drive circuit 500 (the logic portion thereof) and the display control circuit 200. Since the second mode control signal Cm2 is always at the H level, the second DC-DC converter 602 always operates in the PWM control mode.
  • the drive control unit 210 when it is not necessary to receive the input signal Sin from the outside during the non-refresh period, the drive control unit 210 is also put into a sleep state during the non-refresh period, and the second mode control signal Cm2 is set to L as shown in FIG.
  • the second DC-DC converter 602 that generates the logic power supply voltage VPW2 may also be configured to operate in the PFM control mode in the non-refresh period.
  • the mode of switching the control mode by the second mode control signal Cm2 is not limited to these, and the power consumption of the drive control unit 210 and the logic unit of the drive circuit 500 is sufficiently high when the logic unit is in a sleep state or the like.
  • the second mode control signal Cm2 is set to the L level, and the second mode control signal Cm2 is set to the H level during other periods. And it is sufficient.
  • a current sufficient for driving a large-sized or high-definition liquid crystal display panel is supplied from the power supply circuit (DC-DC converter 601) to the drive circuit.
  • the control mode of the first DC-DC converter 601 and the control mode of the second DC-DC converter 602 are independently set by the first and second mode control signals Cm1 and Cm2. Can be controlled. Therefore, according to the operation states of the drive control unit 210 and the drive circuit 500, the generation operation of the panel power supply voltage VPW1 and the generation operation of the logic power supply voltage VPW2 are performed by the first and second mode control signals Cm1 and Cm2.
  • the power conversion efficiency of the power circuit composed of the first and second DC-DC converters 601 and 601 can be further increased.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of the liquid crystal display device 2 according to the third embodiment of the present invention.
  • the liquid crystal display device 2 also includes the liquid crystal display panel 10, the backlight unit 30, and the printed wiring board 60, as in the first embodiment.
  • the liquid crystal display panel 10 in this embodiment is provided with a system driver 700 in place of the data signal line driving circuit 300 in the first embodiment.
  • the system driver 700 is a circuit in which the data signal line driving circuit 300 and the display control circuit 200 in the first embodiment are integrated. Therefore, the power supply control unit 220 in the first embodiment is also included in the system driver 700.
  • the external input signal Sin is input to the system driver 700 via the printed wiring board 60.
  • the DC-DC converter 600 is mounted on the printed wiring board 60, but the display control circuit 200 is excluded from the printed wiring board 60.
  • the DC-DC converter 600 has the same configuration as that of the first embodiment, receives a mode control signal Cm from the power supply control unit 220 in the system driver 700, and operates according to the mode control signal Cm.
  • the level of the input power supply voltage VPWin from is converted to generate a panel power supply voltage VPW1 and a logic power supply voltage VPW2.
  • These panel power supply voltage VPW1 and logic power supply voltage VPW2 are applied to drive circuit 500 (system driver 700 and scan signal line drive circuit 400).
  • those that are the same as or correspond to the constituent elements of the first embodiment are given the same reference numerals, and detailed descriptions thereof are omitted.
  • the power control unit 220 in the system driver 700 generates the mode control signal Cm as shown in FIGS. 5 and 8 as in the first embodiment, and DC-DC Converter 600 operates in accordance with this mode control signal Cm. Therefore, according to the present embodiment, as in the first embodiment, intermittent driving is performed while supplying a current sufficient for driving a large-sized or high-definition liquid crystal display panel from the power supply circuit (DC-DC converter) to the driving circuit. The power conversion efficiency can be kept high even when the operation is performed. Also in this embodiment, the same modifications as in the first embodiment are possible (see FIGS. 9 and 10).
  • the configuration shown in FIG. 14 is realized as a circuit (typically one IC) in which the data signal line driving circuit 300 and the display control circuit 200 in the first embodiment are integrated. However, the integrated circuit (IC) may include the scanning signal line driver circuit 400.
  • the DC-DC converter is configured to operate in the PFM control mode in the non-refresh period and / or the vertical blanking period.
  • the PWM control mode when the power conversion efficiency is low (for example, 40% or less), the operation is performed in the PFM control mode because the load of the DC-DC converter 600 as the power supply circuit is small. Any configuration that switches the control mode of the DC-DC converter may be used.
  • the DC-DC converter that generates the panel power supply voltage VPW1 performs PFM control during a period in which the driving circuit 500 pauses the display unit 100 while the liquid crystal display device 2 is operating (driving pause period). Although it is configured to operate in the mode, it is not necessary to operate in the PFM control mode in all such drive suspension periods, and the DC-DC converter operates in the PWM control mode during such drive suspension periods. A period to be included may be included.
  • the panel power supply voltage VPW1 is composed of a voltage obtained by boosting the input power supply voltage VPWin and a voltage (negative voltage) obtained by inverting the polarity of the input power supply voltage VPWin.
  • the power supply voltage constituting the panel power supply VPW1 may include a voltage obtained by stepping down the input power supply voltage VPWin.
  • the step-down unit configured as shown in FIG. 4 is included in the DC-DC converter 600 or 601.
  • the panel power supply voltage VPW1 may be composed only of a voltage (positive voltage) of the same polarity obtained by stepping up or stepping down the input power supply voltage VPWin.
  • liquid crystal display device has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to other display devices such as an organic EL (Electro-Luminescence) display device. .
  • the present invention is applied to a display device including a power supply circuit that generates a power supply voltage by converting a DC voltage level, and is particularly configured to be able to intermittently drive a large-sized or high-definition display panel. Suitable for display devices.
  • Liquid crystal display device 10 ... Liquid crystal display panel 100 ... Display unit 110 ... Pixel formation unit 200 ... Display control circuit 210 ... Drive control unit 220 ... Power supply control unit 300 ... Data signal line drive circuit 400 ... Scanning signal line drive circuit 500 ... Drive circuit 600, 610, 620 ... DC-DC converter 610u ... Boost DC-DC converter IC 610d ... Step-down DC-DC converter IC Qnu, Qnd ... N channel type MOS transistor (switching element) Qpd P-channel MOS transistor (switching element) Cm, Cm1, Cm2 ... Mode control signal VPWin ... Input power supply voltage VPW1 ... Panel power supply voltage VPW2 ... Logic power supply voltage

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Abstract

　本発明は、大型の表示パネル等の駆動に必要な電流を供給できる電源回路を備え間欠駆動等による低消費電力化にも対応できる表示装置を提供することを目的とする。　スイッチング素子の動作によってインダクタに流れる電流を変化させることにより電圧レベルを変換するＤＣ－ＤＣコンバータ（６００）を用いて、駆動回路（５００）に供給すべき電源電圧ＶＰＷ１等を生成する。表示制御回路（２００）内の電源制御部（２２０）でモード制御信号Ｃｍを生成してＤＣ－ＤＣコンバータ（６００）に与えることにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ（６００）を、間欠駆動における非リフレッシュ期間のように負荷が小さい期間ではＰＦＭ制御モードで動作させ、それ以外の期間ではＰＷＭ制御モードで動作させる。

Description

表示装置およびそのための電源生成方法
　本発明は、表示装置およびそのための電源生成方法に関し、特に、直流電圧のレベルを変換することにより電源電圧を生成する電源回路を備えた表示装置およびそのための電源生成方法に関する。
　携帯電話機等のような携帯用電子機器で使用される液晶表示装置では、その駆動に必要な電源電圧を生成するために従来よりチャージポンプ方式の電源回路が使用されている。また、そのような液晶表示装置等の表示装置において、消費電力を低減するために、走査信号線としてのゲートラインを走査して表示画像のリフレッシュを行う走査期間（「充電期間」または「リフレッシュ期間」ともいう。）の後に、全てのゲートラインを非走査状態にしてリフレッシュを休止する休止期間（「保持期間」または「非リフレッシュ期間」ともいう）を設けるという駆動が行われる場合がある。この駆動は、例えば「休止駆動」と呼ばれるものであり、「低周波駆動」または「間欠駆動」と呼ばれることもある。
　このような間欠駆動を行う液晶表示装置において消費電力を十分に低減するためには、そこで使用されているチャージポンプ方式の電源回路での消費電力も低減させる必要がある。そこで、チャージポンプ式電源回路でのポンプ動作の周波数を非走査期間では走査期間よりも低下させるように構成された液晶表示装置も提案されている（例えば特許文献１参照）。
　また、液晶駆動回路への電源供給源としての昇圧回路装置において、液晶駆動回路の消費電流が大きいときには、クロック信号を駆動信号として昇圧回路に与え、液晶駆動回路の消費電流が小さいときには、駆動信号のレベルを固定して昇圧回路の動作を停止させるようにする構成も提案されている（例えば特許文献２参照）。
日本国特開２００２－１２３２３４号公報 日本国特許第３１５９５８６号公報
　チャージポンプ方式の電源回路は、小型で低解像度の液晶表示装置において数十ｍＡ程度の電流を供給するのには適している。しかし、液晶表示装置における液晶パネルの解像度またはサイズが大きくなると、その液晶パネルを駆動するための電源回路としてチャージポンプ方式を使用するのは困難となる。
　そこで、本発明では、大型または高精細（高解像度）の表示パネルの駆動に必要な電流を供給できる電源回路を備え、間欠駆動等による低消費電力化にも対応できる表示装置を提供することを目的とする。
　本発明の第１の局面は、直流電圧のレベルを変換することにより電源電圧を生成する機能を有する表示装置であって、
　画像を表示するための表示部と、
　前記表示部を駆動するための駆動回路と、
　第１の誘導素子と当該第１の誘導素子に流れる電流を変化させるための第１のスイッチング素子とを含み、外部から入力される直流電圧のレベルを当該第１のスイッチング素子を動作させることにより変換し、レベル変換後の直流電圧を第１の電源電圧として前記駆動回路に供給する第１のＤＣ－ＤＣコンバータと、
　前記駆動回路を制御するための駆動制御部と、
　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータを制御するための電源制御部とを備え、
　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第１のスイッチング素子の動作を制御する制御モードを、第１モードと所定の軽負荷時において当該第１モードよりも電源変換効率の高い第２モードとを含む少なくとも２つのモードの間で切り換えることができるように構成されており、
　前記電源制御部は、前記駆動回路が前記表示部を駆動しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第１モードで動作し、前記駆動回路が前記表示部の駆動を休止しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第２モードで動作するように、前記制御モードを切り換えることを特徴とする。
　本発明の第２の局面は、本発明の第１の局面において、
　前記駆動制御部は、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と前記表示部における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れるように前記駆動回路を制御し、
　前記電源制御部は、前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記リフレッシュ期間では前記第１モードで動作し前記非リフレッシュ期間では前記第２モードで動作するように、前記制御モードを切り換えることを特徴とする。
　本発明の第３の局面は、本発明の第２の局面において、
　前記駆動制御部は、前記リフレッシュ期間のみが繰り返し現れる通常駆動モードと前記リフレッシュ期間と前記非リフレッシュ期間とが交互に現れる間欠駆動モードとの間で前記駆動回路の動作モードを切り換えることができるように構成されており、
　前記電源制御部は、前記駆動回路が前記通常駆動モードで動作しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第１モードで動作するように、前記制御モードを決定することを特徴とする。
　本発明の第４の局面は、本発明の第１の局面において、
　前記駆動制御部は、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間のみが繰り返し現れる通常駆動モードと、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と前記表示部における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れる間欠駆動モードとの間で、前記駆動回路の動作モードを切り換えることができるように構成されており、
　前記電源制御部は、前記駆動回路が前記通常駆動モードで動作しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第１モードで動作し、前記駆動回路が前記間欠駆動モードで動作しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第２モードで動作するように、前記制御モードを切り換えることを特徴とする。
　本発明の第５の局面は、本発明の第１から第３の局面において、
　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第１モードでは前記第１のスイッチング素子の動作をパルス幅変調方式により制御し、前記第２モードでは前記第１のスイッチング素子の動作をパルス周波数変調方式により制御することを特徴とする。
　本発明の第６の局面は、本発明の第１から第４の局面において、
　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第１モードでは前記第１のスイッチング素子の動作をパルス幅変調方式により制御し、前記第２モードでは、前記第１のスイッチング素子の動作を制御する方式を前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータの負荷に応じてパルス幅変調方式とパルス周波数変調方式との間で切り換えることを特徴とする。
　本発明の第７の局面は、本発明の第１から第４の局面において、
　第２の誘導素子と当該第２の誘導素子に流れる電流を変化させるための第２のスイッチング素子とを含み、外部から入力される直流電圧のレベルを当該第２のスイッチング素子を動作させることにより変換し、レベル変換後の直流電圧を第２の電源電圧として前記駆動制御部に供給する第２のＤＣ－ＤＣコンバータを更に備え、
　前記第２のＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第２のスイッチング素子の動作を制御する制御モードを前記少なくとも２つのモードの間で切り換えることができるように構成されており、
　前記電源制御部は、前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードを前記第２のＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードとは独立に切り換えることを特徴とする。
　本発明の第８の局面は、画像を表示するための表示部と当該表示部を駆動するための駆動回路と当該駆動回路を制御するための駆動制御部とを有する表示装置における電源電圧を生成するための電源生成方法であって、
　誘導素子に流れる電流を変化させるためのスイッチング素子の動作を制御することにより、外部から入力される直流電圧のレベルを変換し、レベル変換後の直流電圧を前記電源電圧として出力する電圧レベル変換ステップと、
　前記スイッチング素子の動作を制御する制御モードを、第１モードと所定の軽負荷時において当該第１モードよりも電源変換効率の高い第２モードとを含む少なくとも２つのモードの間で切り換える電源制御ステップとを備え、
　前記電源制御ステップでは、前記駆動回路が前記表示部を駆動しているときに前記スイッチング素子の動作が前記第１モードで制御され、前記駆動回路が前記表示部の駆動を休止しているときに前記スイッチング素子の動作が前記第２モードで制御されるように、前記制御モードが切り換わることを特徴とする。
　本発明の第９の局面は、本発明の第８の局面において、
　前記駆動制御部は、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と前記表示部における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れるように前記駆動回路を制御し、
　前記モード切換ステップでは、前記スイッチング素子の動作が前記リフレッシュ期間において前記第１モードで制御され前記非リフレッシュ期間において前記第２モードで制御されるように、前記制御モードが切り換わることを特徴とする。
　本発明の他の局面は、本発明の上記第１～第９の局面および後述の各実施形態に関する説明から明らかであるので、その説明を省略する。
　本発明の第１の局面によれば、誘導素子に流れる電流をスイッチング素子によって変化させることにより直流電圧のレベルが変換され、レベル変換後の直流電圧が電源電圧として駆動回路に供給される。このため、表示部が大型または高精細（高解像度）であってもその駆動に十分な電流を電源回路としてのＤＣ－ＤＣコンバータから供給することができる。また、このＤＣ－ＤＣコンバータは、駆動回路が表示部を駆動しているときに第１モードで動作し、駆動回路が表示部の駆動を休止しているときに第２モードで動作する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータの軽負荷時での電源変換効率の低下が回避される。したがって、大型または高精細の表示部の駆動に十分な電流をＤＣ－ＤＣコンバータから駆動回路に供給しつつ、表示装置の動作期間全体において電源変換効率を高く維持することができる。
　本発明の第２の局面によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータがリフレッシュ期間では第１モードで動作し非リフレッシュ期間では第２モードで動作する。これにより、非リフレッシュ期間における電源変換効率の低下が回避されるので、間欠駆動が行われる場合であっても表示装置の動作期間全体において電源変換効率が高く維持される。したがって、大型または高精細の表示部の駆動に十分な電流をＤＣ－ＤＣコンバータから供給しつつ、間欠駆動による消費電力の低減効果を損なわない高い変換効率で電源電圧を生成することができる。
　本発明の第３の局面によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータは、駆動回路が通常駆動モードで動作しているときに第１モードで動作し、駆動回路が間欠駆動モードで動作しているときには、ＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードが上記第２の局面におけるように切り換えられる。これにより、表示装置の駆動回路が通常駆動モードと間欠駆動モードのいずれのモードで動作している場合であっても、表示装置の動作期間全体において電源変換効率が高く維持される。
　本発明の第４の局面によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータは、駆動回路が通常駆動モードで動作しているときに第１モードで動作し、駆動回路が間欠駆動モードで動作しているときに第２モードで動作する。これにより、表示装置の駆動回路が通常駆動モードと間欠駆動モードのいずれのモードで動作している場合であっても、表示装置の動作期間全体において電源変換効率が高く維持される。
　本発明の第５の局面によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて誘導素子に流れる電流を変化させるためのスイッチング素子の動作が、上記第１モードではパルス幅変調方式により制御され、上記第２モードではパルス周波数変調方式により制御される。これにより、大型または高精細の表示部の駆動に十分な電流をＤＣ－ＤＣコンバータから供給しつつ、表示装置の動作期間全体において電源変換効率を高く維持することができる。
　本発明の第６の局面によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて誘導素子に流れる電流を変化させるためのスイッチング素子の動作が上記第１モードではパルス幅変調方式により制御され、上記第２モードでは、当該スイッチング素子の動作を制御する方式がＤＣ－ＤＣコンバータの負荷に応じてパルス幅変調方式とパルス周波数変調方式との間で切り換えられる。これにより、大型または高精細の表示部の駆動に十分な電流をＤＣ－ＤＣコンバータから供給しつつ、表示装置の動作期間全体において電源変換効率を高く維持することができる。
　本発明の第７の局面によれば、上記ＤＣ－ＤＣコンバータ（第１のＤＣ－ＤＣコンバータ）と同様の構成の第２のＤＣ－ＤＣコンバータにより、駆動制御部に供給すべき電源電圧が生成される。当該第２のＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードは、第１のＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードとは独立に切り換えられる。これにより、表示部の駆動用の電源電圧の生成動作と駆動制御部の電源電圧（ロジック用電源電圧）の生成動作のそれぞれをきめ細かく制御することで、電源回路全体として電源変換効率を更に高めることができる。
　本発明の他の局面の効果については、本発明の上記第１～第７の局面の効果および下記実施形態についての説明から明らかであるので、説明を省略する。
本発明の第１の実施形態に係る液晶表示装置の構成を示すブロック図である。 上記第１の実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータを構成する昇圧部の概略構成を示す図である。 上記第１の実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータを構成する反転部の概略構成を示す図である。 上記第１の実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータを構成する降圧部の概略構成を示す図である。 上記第１の実施形態に係る液晶表示装置の間欠駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。 上記第１の実施形態に係る液晶表示装置が間欠駆動モードで動作しているときのＤＣ－ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。 従来の液晶表示装置が間欠駆動モードでの動作しているときのＤＣ－ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。 上記第１の実施形態に係る液晶表示装置が通常駆動モードで動作しているときのＤＣ－ＤＣコンバータの動作を説明するための信号波形図である。 上記第１の実施形態の第１の変形例に係る液晶表示装置の通常駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。 上記第１の実施形態の第２の変形例に係る液晶表示装置の間欠駆動モードでの動作を説明するための信号波形図（Ａ）、および、当該第２の変形例に係る液晶表示装置の通常駆動モードでの動作を説明するための信号波形図（Ｂ）である。 本発明の第２の実施形態に係る液晶表示装置の構成を示すブロック図である。 上記第２の実施形態に係る液晶表示装置の間欠駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。 上記第２の実施形態の変形例に係る液晶表示装置の間欠駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。 本発明の第３の実施形態に係る液晶表示装置の構成を示すブロック図である。
　以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。以下の各実施形態における「１フレーム期間」とは、リフレッシュレートが６０Ｈｚである一般的な表示装置における１フレーム期間（１６．６７ｍｓ）をいう。ただし、本発明におけるフレーム期間はこの長さに限定されるものではない。
＜１．第１の実施形態＞
＜１．１　全体構成および動作概要＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る液晶表示装置２の構成を示すブロック図である。図１に示すように、液晶表示装置２は、液晶表示パネル１０と、バックライトユニット３０と、表示の制御および電源のための回路が搭載されたプリント配線板６０とを備えている。プリント配線板６０には、液晶表示装置２を動作させるための信号Ｓｉｎおよび直流の電源電圧ＶＰＷｉｎが外部から与えられる。以下、この信号Ｓｉｎを「外部入力信号Ｓｉｎ」または単に「入力信号Ｓｉｎ」と呼び、この電源電圧ＶＰＷｉｎを「入力電源電圧ＶＰＷｉｎ」と呼ぶものとする。入力信号Ｓｉｎは、液晶表示パネル１０が表示すべき画像を表すデータ信号および液晶表示パネル１０の駆動タイミングを制御するための制御信号を含む。入力電源電圧ＶＰＷｉｎは例えば３．３Ｖの直流電圧である。入力電源電圧ＶＰＷｉｎの電圧値は、これに限定されないが、以下では３．３Ｖとして説明を進める。
　液晶表示パネル１０上には、表示部１００、データ信号線駆動回路３００、および走査信号線駆動回路４００が設けられている。なお、データ信号線駆動回路３００と走査信号線駆動回路４００は駆動回路５００を構成し、データ信号線駆動回路３００および走査信号線駆動回路４００の双方またはいずれか一方は表示部１００と一体的に形成されていても良い。
　プリント配線板６０上には、表示制御回路（「タイミングコントローラ」または「ＴＣＯＮ」とも呼ばれる）２００および電源回路としてのＤＣ－ＤＣコンバータ６００が搭載されている。入力信号Ｓｉｎは表示制御回路２００に与えられ、入力電源電圧ＶＰＷｉｎはＤＣ－ＤＣコンバータ６００に与えられる。
　表示部１００には、複数本（ｍ本）のデータ信号線ＳＬ１～ＳＬｍと、複数本（ｎ本）の走査信号線ＧＬ１～ＧＬｎと、これらのｍ本のデータ信号線ＳＬ１～ＳＬｍとｎ本の走査信号線ＧＬ１～ＧＬｎとの交差点に対応して設けられた複数個（ｍ×ｎ個）の画素形成部１１０とが形成されている。ｍ×ｎ個の画素形成部１１０はマトリクス状に形成されている。各画素形成部１１０は、対応する交差点を通過する走査信号線ＧＬｉに制御端子としてのゲート端子が接続されると共に、当該交差点を通過するデータ信号線ＳＬｊにソース端子が接続されたスイッチング素子としてのＴＦＴ１１１と、そのＴＦＴ１１１のドレイン端子に接続された画素電極１１２と、ｍ×ｎ個の画素形成部１１０に共通的に設けられた共通電極１１３と、画素電極１１２と共通電極１１３との間に挟持されｍ×ｎ個の画素形成部１１０に共通的に設けられた液晶層とにより構成される。そして、画素電極１１２および共通電極１１３により形成される液晶容量により画素容量Ｃｐが構成される。なお、典型的には、画素容量Ｃｐに確実に電圧を保持すべく液晶容量に並列に補助容量が設けられるので、実際には画素容量Ｃｐは液晶容量および補助容量により構成される。
　本実施形態ではＴＦＴ１１１として、例えば酸化物半導体をチャネル層に用いたＴＦＴ（以下「酸化物ＴＦＴ」という。）が用いられる。より詳細には、ＴＦＴ１１１のチャネル層は、インジウム（Ｉｎ）、ガリウム（Ｇａ）、亜鉛（Ｚｎ）、および酸素（Ｏ）を主成分とするＩＧＺＯ（ＩｎＧａＺｎＯｘ）により形成されている。以下では、ＩＧＺＯをチャネル層に用いたＴＦＴのことを「ＩＧＺＯ－ＴＦＴ」という。ＩＧＺＯ－ＴＦＴは、シリコン系のＴＦＴ、アモルファスシリコン（Amorphous Silicon）などをチャネル層に用いたシリコン系のＴＦＴに比べてオフリーク電流が遙かに小さい。このため、画素容量Ｃｐに書き込んだ電圧をより長い期間保持することができる。なお、ＩＧＺＯ以外の酸化物半導体として、例えばインジウム、ガリウム、亜鉛、銅（Ｃｕ）、シリコン（Ｓｉ）、錫（Ｓｎ）、アルミニウム（Ａｌ）、カルシウム（Ｃａ）、ゲルマニウム（Ｇｅ）、および鉛（Ｐｂ）のうち少なくとも１つを含んだ酸化物半導体をチャネル層に用いた場合でも同様の効果が得られる。また、ＴＦＴ１１１として酸化物ＴＦＴを用いるのは単なる一例であり、これに代えてシリコン系のＴＦＴなどを用いても良い。
　プリント配線板６０におけるＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、入力電源電圧ＶＰＷｉｎのレベル（３．３Ｖ）を変換することにより、液晶表示パネル１０（の表示部１００）の駆動に必要な直流の電源電圧（以下「パネル用電源電圧」という）ＶＰＷ１および液晶表示装置２内の回路のロジック部の動作に必要な直流の電源電圧（以下「ロジック用電源電圧」）ＶＰＷ２を生成する。パネル用電源電圧ＶＰＷ１は駆動回路５００（データ信号線駆動回路３００および走査信号線駆動回路４００）に与えられ、ロジック用電源電圧ＶＰＷ２は駆動回路５００（のロジック部）および表示制御回路２００に与えられる。パネル用電源電圧ＶＰＷ１のレベルは例えば１０Ｖ、３５Ｖ、－１５Ｖであり、ロジック用電源電圧ＶＰＷ２のレベルは例えば１．８Ｖである。
　プリント配線板６０における表示制御回路２００は、典型的にはＩＣ（Integrated Circuit）として実現され、駆動制御部２１０および電源制御部２２０を含んでいる。駆動制御部２１０は、駆動回路５００（データ信号線駆動回路３００および走査信号線駆動回路４００）を制御するために、外部からの入力信号Ｓｉｎに基づき、データ側制御信号ＳＣＴ、走査側制御信号ＧＣＴ、および共通電位Ｖｃｏｍを生成し出力する。データ側制御信号ＳＣＴはデータ信号線駆動回路３００に与えられる。走査側制御信号ＧＣＴは走査信号線駆動回路４００に与えられる。共通電位Ｖｃｏｍは共通電極１１３に与えられる。電源制御部２２０は、データ信号線駆動回路３００および走査信号線駆動回路４００による表示部１００の駆動と連動させてＤＣ－ＤＣコンバータ６００の制御モードを切り換えるためのモード制御信号Ｃｍを生成する。このモード制御信号Ｃｍは、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００に与えられる。一般に、ＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードは、ＤＣ－ＤＣコンバータにおいてインダクタ（誘導素子）に流れる電流を変化させるためのスイッチング素子の動作を制御するための方式によって決まる。以下では、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧のレベルが目標値となるように当該スイッチング素子の動作がパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）により制御される場合の制御モードを「ＰＷＭ制御モード」と呼び、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧のレベルが目標値となるように当該スイッチング素子の動作がパルス周波数変調方式（ＰＦＭ方式）により制御される場合の制御モードを「ＰＦＭ制御モード」と呼ぶ。
　データ信号線駆動回路３００は、データ側制御信号ＳＣＴに応じて、データ信号線ＳＬ１～ＳＬｍに与えるべき駆動用画像信号Ｓ１～Ｓｍを生成し出力する。データ側制御信号ＳＣＴには、デジタル映像信号、ソーススタートパルス信号、ソースクロック信号、ラッチストローブ信号などが含まれる。データ信号線駆動回路３００は、ソーススタートパルス信号、ソースクロック信号、およびラッチストローブ信号に応じて、その内部の図示しないシフトレジスタおよびサンプリングラッチ回路などを動作させ、デジタル映像信号に基づいて得られたデジタル信号Ｄ１～Ｄｍを図示しないＤＡ変換回路でアナログ信号に変換することにより駆動用画像信号Ｓ１～Ｓｍを生成する。
　走査信号線駆動回路４００は、走査側制御信号ＧＣＴに応じて、アクティブな走査信号Ｇｉの走査信号線ＧＬｉへの印加を所定周期で繰り返す（ｉ＝１～ｎ）。走査側制御信号ＧＣＴには、例えばゲートクロック信号およびゲートスタートパルス信号が含まれる。走査信号線駆動回路４００は、ゲートクロック信号およびゲートスタートパルス信号に応じて、その内部の図示しないシフトレジスタなどを動作させ、走査信号Ｇ１～Ｇｎを生成する。
　バックライトユニット３０は、液晶表示パネル１０の背面側に設けられ、液晶表示パネル１０の背面にバックライト光を照射する。バックライトユニット３０は、典型的には複数のＬＥＤ（Light Emitting Diode）を含んでいる。バックライトユニット３０は、表示制御回路２００により制御されるものであっても良いし、その他の方法により制御されるものであっても良い。なお、液晶表示パネル１０が反射型である場合には、バックライトユニット３０は設ける必要がない。
　以上のようにして、データ信号線ＳＬ１～ＳＬｍに駆動用画像信号Ｓ１～Ｓｍがそれぞれ印加され、走査信号線ＧＬ１～ＧＬｎに走査信号Ｇ１～Ｇｎがそれぞれ印加され、バックライトユニット３０が駆動されることにより、外部からの入力信号Ｓｉｎに含まれるデータ信号の表す画像が液晶表示パネル１０の表示部１００に表示される。
＜１．２　ＤＣ－ＤＣコンバータの構成および動作＞
　図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００において入力電源電圧ＶＰＷｉｎのレベルよりも高いレベルの電源電圧ＶＰＷ１を生成する部分すなわち昇圧部の概略構成を示している。ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、当該電源電圧ＶＰＷ１を構成する電源電圧のうち入力電源電圧ＶＰＷｉｎのレベルよりも高いレベルの正電源電圧（入力電源電圧ＶＰＷｉｎと同極性の電源電圧）のそれぞれにつき、図２に示すような昇圧部を含んでいる。この昇圧部は、昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕとインダクタＬｕとダイオードＤｕとコンデンサＣｕとを有している。昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕは、スイッチング素子としてのＮチャネル形ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ（以下「Ｎｃｈトランジスタ」という）Ｑｎｕと、そのＮｃｈトランジスタＱｎｕのゲート端子に与えるべきスイッチング制御信号Ｓｇを生成するための内部制御回路６１２ｕとを有している。また、このＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕは、入力電源電圧ＶＰＷｉｎに相当する入力電圧Ｖｉｎを受け取るための電圧入力端子Ｔｉと、ＮｃｈトランジスタＱｎｕの動作についての制御モードを切り換えるためのモード制御信号Ｃｍを受け取るための制御入力端子Ｔｃと、昇圧された電源電圧Ｖｏｕｔを入力するための出力電圧端子Ｔｏと、インダクタＬｕを接続するための素子接続端子ＴＬと、接地端子Ｔｇとを外部端子として備えている。ＮｃｈトランジスタＱｎｕのドレイン端子およびソース端子は、素子接続端子ＴＬおよび接地端子Ｔｇにそれぞれ接続されている。
　入力電圧Ｖｉｎ（入力電源電圧ＶＰＷｉｎ）は、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕの電圧入力端子Ｔｉを介して内部制御回路６１２ｕに入力されると共に、インダクタＬｕの一端に与えられる。電源制御部２２０で生成されるモード制御信号Ｃｍも制御入力端子Ｔｃを介して内部制御回路６１２ｕに入力される。インダクタＬｕの他端は、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕの素子接続端子ＴＬおよびダイオードＤｕのアノードに接続される。ダイオードＤｕのカソードは、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕの出力電圧端子ＴｏおよびコンデンサＣｕの一端に接続され、コンデンサＣｕの他端は接地される。ダイオードＤｕのカソードとコンデンサＣｕとの接続点の電圧すなわち出力電圧端子Ｔｏの電圧は出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。この出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧した電圧であり、パネル用電源電圧ＶＰＷ１を構成する１つの電源電圧として使用される。
　内部制御回路６１２ｕは、ＮｃｈトランジスタＱｎｕをオン／オフさせるパルス信号としてスイッチング制御信号Ｓｇを生成する。このスイッチング制御信号ＳｇによるＮｃｈトランジスタＱｎｕのスイッチング動作によりインダクタＬｕに流れる電流が変化し、これにより、入力電圧Ｖｉｎのレベルよりも高いレベルの出力電圧ＶｏｕｔがダイオードＤｕのカソード側に生成される。内部制御回路６１２ｕは、この出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが所定値（目標値）となるようにスイッチング制御信号Ｓｇのパルス幅またはパルス周波数を調整する。すなわち、モード制御信号Ｃｍがハイレベル（Ｈレベル）のときには、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが目標値となるようにパルス幅変調方式によりＮｃｈトランジスタＱｎｕのスイッチング動作を制御し（以下、このような制御を「ＰＷＭ制御」という）、モード制御信号Ｃｍがローレベル（Ｌレベル）のときには、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが目標値となるようにパルス周波数変調方式によりＮｃｈトランジスタＱｎｕのスイッチング動作を制御する（以下、このような制御を「ＰＦＭ制御」という）。ここでの目標値は、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに相当し入力電圧Ｖｉｎのレベルよりも大きい値である。また、ここでのパルス周波数変調方式には、固定周期のスイッチング動作を基本としつつ負荷に応じてスイッチングをスキップするパルススキップ方式も含まれる（以下においても同様）。
　なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００における上記昇圧部で使用可能な昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣは市販されている。また、モード制御信号ＣｍとしてＨレベルを与えるとＰＷＭ制御モードで動作し、モード制御信号ＣｍとしてＬレベルを与えると負荷に応じてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御との間で制御方式が切り替わるように構成された昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣも市販されている（例えば日本のリコー株式会社から入手可能な型番ＲＰ４０１ｘを上記のＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕとして使用することができる）。
　図３は、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００において入力電源電圧ＶＰＷｉｎの極性を反転させた所望の直流電圧を生成する部分（以下「反転部」という）の概略構成を示している。ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、当該電源電圧ＶＰＷ１を構成する電源電圧のうち入力電源電圧ＶＰＷｉｎと異なる極性の電源電圧すなわち負電源電圧のそれぞれにつき、図２に示すような反転部を含んでいる。この反転部は、反転型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｒとインダクタＬｒとダイオードＤｒとコンデンサＣｒとを有している。反転型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｒは、スイッチング素子としてのＰチャネル形ＭＯＳトランジスタ（以下「Ｐｃｈトランジスタ」という）Ｑｐｒと、そのＰｃｈトランジスタＱｐｒのゲート端子に与えるべきスイッチング制御信号Ｓｇを生成するための内部制御回路６１２ｒとを有している。また、このＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｒは、入力電源電圧ＶＰＷｉｎに相当する入力電圧Ｖｉｎを受け取るための電圧入力端子Ｔｉと、ＰｃｈトランジスタＱｐｒの動作についての制御モードを切り換えるためのモード制御信号Ｃｍを受け取るための制御入力端子Ｔｃと、電源電圧Ｖｏｕｔを入力するための出力電圧端子Ｔｏと、インダクタＬｒを接続するための素子接続端子ＴＬと、接地端子Ｔｇとを外部端子として備えている。ＰｃｈトランジスタＱｐｒのドレイン端子およびソース端子は、素子接続端子ＴＬおよび電圧入力端子Ｔｉにそれぞれ接続されている。
　入力電圧Ｖｉｎ（入力電源電圧ＶＰＷｉｎ）は、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｒの電圧入力端子Ｔｉを介してＰｃｈトランジスタＱｐｒのソース端子に与えられる。電源制御部２２０で生成されるモード制御信号Ｃｍは、制御入力端子Ｔｃを介して内部制御回路６１２ｒに入力される。インダクタＬｒの一端は、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｒの素子接続端子ＴＬおよびダイオードＤｒのカソードに接続され、インダクタＬｒの他端は接地されている。ダイオードＤｒのアノードは、コンデンサＣｒの一端に接続され、コンデンサＣｒの他端は接地されている。このダイオードＤｒのアノードとコンデンサＣｒとの接続点の電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力されると共に、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｒの出力電圧端子Ｔｏを介して内部制御回路６１２ｒに入力される。この出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎの極性が反転されると共に電圧レベルも変換された電圧（負電圧）であり、パネル用電源電圧ＶＰＷ１を構成する１つの電源電圧として使用される。
　内部制御回路６１２ｒは、ＰｃｈトランジスタＱｐｒをオン／オフさせるパルス信号としてスイッチング制御信号Ｓｇを生成する。このスイッチング制御信号ＳｇによるＰｃｈトランジスタＱｐｒのスイッチング動作によりダイオードＤｒのアノードに負電圧が発生する。すなわち、ＰｃｈトランジスタＱｐｒがオン状態のとき、正電圧である入力電圧ＶｉｎがＰｃｈトランジスタＱｐｒを介してインダクタＬｒに印加され、インダクタＬｒに電流が流れる。次にＰｃｈトランジスタＱｐｒがオフ状態となると、ダイオードＤｒを介してインダクタＬｒに電流が流れ、ダイオードＤｒのアノード側のコンデンサＣｒが負の電圧に充電される。次にＰｃｈトランジスタＱｐｒがオン状態になると、インダクタＬｒの上記一端すなわちダイオードＤｒのカソードには正電圧（入力電圧Ｖｉｎ）が印加されるが、ダイオードＤｒのアノード側ではコンデンサＣｒに負電圧が保持されている。このようにして、ＰｃｈトランジスタＱｐｒのスイッチング動作によりダイオードＤｒのアノードに負の出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。この出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは、内部制御回路６１２ｒにおいてスイッチング制御信号Ｓｇのパルス幅またはパルス周波数を調整することにより所定値（目標値）に制御される。
　なお一般に、反転型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣは、その具体的構成が周知であり市販もされているので、当業者は、図３に示したような反転型ＤＣ－ＤＣコンバータ６００を容易に実現することができる。
　図４は、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００において入力電源電圧ＶＰＷｉｎのレベルよりも低いレベルの電源電圧ＶＰＷ２を生成する部分すなわち降圧部の概略構成を示している。ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、当該電源電圧ＶＰＷ２を構成する１つの電源電圧毎に、図４に示すように構成された降圧部を含んでいる。この降圧部は、同期整流方式降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄとインダクタＬｄとコンデンサＣｄとを有している。降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄは、スイッチング素子としてのＰチャネル形ＭＯＳトランジスタ（Ｐｃｈトランジスタ）Ｑｐｄと、スイッチング素子としてのＮチャネル形ＭＯＳトランジスタ（Ｎｃｈトランジスタ）Ｑｎｄと、それらＰｃｈトランジスタＱｐｄおよびＮｃｈトランジスタＱｎｄのゲート端子にそれぞれ与えるべきスイッチング制御信号ＳｇｐおよびＳｇｎを生成するための内部制御回路６１２ｄとを有している。また、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄは、入力電源電圧ＶＰＷｉｎに相当する入力電圧Ｖｉｎを受け取るための電圧入力端子Ｔｉと、ＰｃｈトランジスタＱｐｄおよびＮｃｈトランジスタＱｎｄの動作の制御方式を切り換えるためのモード制御信号Ｃｍを受け取るための制御入力端子Ｔｃと、降圧された電源電圧Ｖｏｕｔを入力するための出力電圧端子Ｔｏと、インダクタＬｄを接続するための素子接続端子ＴＬと、接地端子Ｔｇとを外部端子として備えている。ＰｃｈトランジスタＱｐｄのドレイン端子およびソース端子は素子接続端子ＴＬおよび電圧入力端子Ｔｉにそれぞれ接続され、ＮｃｈトランジスタＱｎｄのドレイン端子およびソース端子は素子接続端子ＴＬおよび接地端子Ｔｇにそれぞれ接続されている。
　入力電圧Ｖｉｎ（入力電源電圧ＶＰＷｉｎ）は、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄの電圧入力端子Ｔｉを介してＰｃｈトランジスタＱｐｄのソース端子に与えられる。電源制御部２２０で生成されるモード制御信号Ｃｍは、制御入力端子Ｔｃを介して内部制御回路６１２ｄに入力される。ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄの素子接続端子ＴＬおよび出力電圧端子ＴｏにはインダクタＬｄの一端および他端がそれぞれ接続されている。また、出力電圧端子ＴｏにはコンデンサＣｄの一端が接続され、コンデンサＣｄの他端は接地されている。インダクタＬｄとコンデンサＣｄとの接続点の電圧すなわち出力電圧端子Ｔｏの電圧は出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。この出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧であり、ロジック用電源電圧ＶＰＷ２を構成する１つの電源電圧として使用される。
　内部制御回路６１２ｄは、ＰｃｈトランジスタＱｐｄとＮｃｈトランジスタＱｎｄを互いに相反的にオン／オフさせるパルス信号としてスイッチング制御信号ＳｇｐおよびＳｇｎを生成する。これらのスイッチング制御信号ＳｇｐおよびＳｇｎによるＰｃｈトランジスタＱｐｄとＮｃｈトランジスタＱｎｄの相反的なスイッチング動作によりインダクタＬｄに流れる電流が変化し、これにより、入力電圧Ｖｉｎのレベルよりも低いレベルの出力電圧がインダクタＬｄとコンデンサＣｄとの接続点（出力電圧端子Ｔｏ）に生成される。内部制御回路６１２ｄは、この出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが所定値（目標値）となるようにスイッチング制御信号Ｓｇｐ、Ｓｇｎのパルス幅またはパルス周波数を調整する。すなわち、内部制御回路６１２ｄは、モード制御信号ＣｍがＨレベルのときには、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが目標値となるようにパルス幅変調方式によりＰｃｈトランジスタＱｐｄおよびＮｃｈトランジスタＱｎｄのスイッチング動作を制御し（すなわちＰＷＭ制御を行い）、モード制御信号ＣｍがＬレベルのときには、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが目標値となるようにパルス周波数変調方式によりＰｃｈトランジスタＱｐｄおよびＮｃｈトランジスタＱｎｄのスイッチング動作を制御する（すなわちＰＦＭ制御を行う）。
　なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００における上記降圧部で使用可能な降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣは市販されている（例えば、日本のリコー株式会社から入手可能な型番ＲＰ９０４ＺのＩＣを上記のＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄとして使用することができる）。また、モード制御信号ＣｍとしてＨレベルを与えるとＰＷＭ制御で動作し、モード制御信号ＣｍとしてＬレベルを与えると負荷に応じてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御との間で制御方式が切り替わるように構成された降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣも市販されている（例えば日本のリコー株式会社から入手可能な型番ＲＰ５００ｘのＩＣを上記のＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｄとして使用することができる）。
　上記のように、本実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータ６００の昇圧部、反転部、および降圧部は図２、図３、および図４にそれぞれ示すように構成されている。しかし、本発明で使用可能なＤＣ－ＤＣコンバータの構成は、これらの構成に限定されるものではなく、誘導素子に流れる電流をスイッチング素子によって変化させることで直流電圧のレベルを変化させる構成であって、軽負荷時での電源変換効率の低下を回避できるように当該スイッチング素子の動作の制御方式を切り換えることができるものであればよい。また、図２、図３、および図４にそれぞれ示した構成において使用される昇圧型、反転型、および降圧型のＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕ，６１０ｒ，６１０ｄのうち２つまたは全てを１個のＩＣとして実現してもよい。さらに、これらのＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕ，６１０ｒ，６１０ｄを使用する代わりに、これらのＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕ，６１０ｒ，６１０ｄの機能の一部または全部を、表示制御回路２００または後述のシステムドライバ７００（図１４）等として使用する他のＩＣの内部に組み込んだ構成としてもよい。
＜１．３　動作＞
　本実施形態に係る液晶表示装置は、通常駆動モードと間欠駆動モードとの間で駆動回路５００の動作モードを切り換えることができるように構成されている。ここで、通常駆動モードは、表示部１００における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間のみが繰り返し現れる動作モードであり、間欠駆動モードは、表示部１００における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と表示部１００における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れる動作モードである。これら通常駆動モードおよび間欠駆動モードのいずれの動作モードを使用するかは、外部から与えられる所定の制御信号または所定の設定スイッチ（図示せず）により選択できるように構成されている。なお、これら通常駆動モードおよび間欠駆動モードは、液晶表示装置の動作モードとみなすこともできる。
＜１．３．１　間欠駆動モードにおける動作＞
　図５は、本実施形態に係る液晶表示装置の間欠駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。この図５は、説明の便宜上、走査信号線数をｎ＝４として描かれている（後述の図８、図９、図１０、図１２、図１３においても同様）。本実施形態では、表示部１００に画像が表示されているときには、表示部１００における各画素形成部１１０の画素容量Ｃｐに画素データとして保持されている画素電圧が所定の周期で書き換えられる。すなわち、表示部１００における表示画像は所定の周期でリフレッシュされる。本実施形態における間欠駆動モードでは、このリフレッシュ周期は３フレーム期間であって、リフレッシュ期間としての１フレーム期間の後に非リフレッシュ期間としての２フレーム期間が続く。なお、リフレッシュ周期は２フレーム期間以上であればよく、その具体値は表示部１００に表示すべき画像の変化頻度等を考慮して決定される。例えば、リフレッシュ期間（以下「ＲＦ期間」ともいう）としての１フレーム期間とそれに続く非リフレッシュ期間（以下「ＮＲＦ期間」ともいう）としての５９フレーム期間からなる６０フレーム期間をリフレッシュ周期とすることができ、この場合、リフレッシュレートは１Ｈｚとなる。また、リフレッシュ期間は２フレーム期間以上の長さであってもよい（後述の他の実施形態においても同様）。
　本実施形態における駆動制御部２１０は、図５に示すように１フレーム期間（１垂直期間）毎に所定期間だけＨレベルとなる垂直同期信号ＶＳＹを生成し、この垂直同期信号ＶＳＹを走査側制御信号ＧＣＴの１つとして走査信号線駆動回路４００に与える。
　リフレッシュ期間に該当するフレーム期間のうち有効垂直走査期間（すなわち垂直同期信号がＨレベルの期間を含む垂直ブランキング期間を除く期間）において、表示部１００の走査信号線ＧＬ１～ＧＬ４にそれぞれ印加される走査信号Ｇ１～Ｇ４は順次アクティブ（Ｈレベル）となる。また、リフレッシュ期間における有効垂直走査期間では、表示すべき画像を表す駆動用画像信号Ｓ１～Ｓｍが表示部１００のデータ信号線ＳＬ１～ＳＬｍにそれぞれ印加される。これにより、表示すべき画像を構成する各画素を表す画素電圧が画素データとして画素形成部１１０（の画素容量Ｃｐ）に書き込まれる。
　非リフレッシュ期間に該当するフレーム期間では、全ての走査信号Ｇ１～Ｇ４は非アクティブ（Ｌレベル）であって表示部１００における走査信号線ＧＬ１～ＧＬ４は全て非選択状態となっている。このため、非リフレッシュ期間では、その直前のリフレッシュ期間に表示部１００の各画素形成部１１０に書き込まれた画素データがそのまま保持され、これにより、当該直前のリフレッシュ期間の終了時点の表示部１００における画像表示が継続する。このような非リフレッシュ期間では、駆動回路５００（データ信号線駆動回路３００および走査信号線駆動回路４００）による表示部１００の駆動が休止し、駆動回路５００における消費電力が大幅に低減される。すなわち、駆動回路５００に電源電圧ＶＰＷ１を供給するＤＣ－ＤＣコンバータ６００の負荷が大幅に軽減される。
　上記のようなリフレッシュ期間と非リフレッシュ期間とが交互に現れる間欠駆動モードでは、リフレッシュ期間と非リフレッシュ期間とで駆動回路５００の消費電力が大きく異なることによりＤＣ－ＤＣコンバータ６００の負荷が大きく異なり、これに応じて、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００の制御モードが切り換えられる。すなわち図５に示すように、電源制御部２２０からＤＣ－ＤＣコンバータ６００に入力されるモード制御信号Ｃｍは、リフレッシュ期間ではＨレベルとなり、非リフレッシュ期間ではＬレベルとなる。なお、図５に示すモード制御信号Ｃｍは、リフレッシュ期間全体でＨレベルとなっているが、各リフレッシュ期間のうち垂直同期信号ＶＳＹがＨレベルである期間または垂直ブランキング期間においてモード制御信号ＣｍがＬレベルである構成であってもよい。各リフレッシュ期間において駆動回路５００は表示部１００を駆動していると言えるが、より詳細に見ると、各リフレッシュ期間のうち垂直同期信号ＶＳＹがＨレベルである期間を含む垂直ブランキング期間では、駆動回路５００は表示部１００を実際には駆動していないからである。
　図６は、間欠駆動モードにおけるＤＣ－ＤＣコンバータ６００の動作を説明するためのタイミングチャートである。リフレッシュ期間では、既述のように各画素形成部１１０に画素データを書き込むことにより表示部１００における表示画像がリフレッシュされ、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００の負荷は比較的大きい。このように液晶表示パネル１０がリフレッシュ動作状態であるときには、図６に示すようにモード制御信号ＣｍがＨレベルであるので、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００はＰＷＭ制御モードで動作する。すなわち、生成すべきパネル用電源電圧ＶＰＷ１のレベルが所定レベル（目標値）となるように内部のスイッチング素子（図２に示す昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕ内のＮｃｈトランジスタＱｎｕ）の動作がパルス幅変調方式で制御される。一般に、ＰＷＭ制御モードで動作するＤＣ－ＤＣコンバータの電源変換効率は、負荷が大きい場合には比較的高くなる。ここで電源変換効率は、ＤＣ－ＤＣコンバータに与えられる電力のうちＤＣ－ＤＣコンバータから供給される電力の割合を示すものであり、単に「変換効率」ともいう。本実施形態の場合、リフレッシュ期間においてＰＷＭ制御モードで動作するＤＣ－ＤＣコンバータ６００の電源変換効率は例えば８５％である。
　非リフレッシュ期間では、既述のように全ての走査信号線ＧＬ１～ＧＬ４は非選択状態であって走査が行われず駆動回路５００は実質的に休止するので、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００の負荷はリフレッシュ期間に比べて格段に小さい。このように駆動回路５００が実質的に休止することで液晶表示パネル１０が休止状態となっているときには、図６に示すようにモード制御信号ＣｍがＬレベルであるので、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、ＰＦＭ制御モードで動作する。すなわち、生成すべきパネル用電源電圧ＶＰＷ１のレベルが所定レベル（目標値）となるように内部のスイッチング素子（図２に示す昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ６１０ｕ内のＮｃｈトランジスタＱｎｕ）の動作がパルス周波数変調方式で制御される。一般に、ＰＷＭ制御モードで動作するＤＣ－ＤＣコンバータでは、負荷が小さくなっても、内部のスイッチング損失等は減らないので、電源変換効率は、負荷が小さくなると低下する。これに対し、ＤＣ－ＤＣコンバータをＰＦＭ制御モードで動作させることにより軽負荷時の電源変換効率を向上させることができる。本実施形態の場合、非リフレッシュ期間すなわち液晶表示パネル１０が休止状態のときにＰＦＭ制御モードで動作するＤＣ－ＤＣコンバータ６００の電源変換効率は例えば８０％である。
　図７は、従来の液晶表示装置が間欠駆動モードで動作しているときのＤＣ－ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。従来の液晶表示装置において使用されるＤＣ－ＤＣコンバータは、リフレッシュ期間か非リフレッシュ期間かに拘わらずＰＷＭ制御の下で動作する。このため、ＤＣ－ＤＣコンバータの負荷が小さくなる非リフレッシュ期間の電源変換効率すなわち液晶表示パネルが休止状態のときの電源変換効率が低くなる（例えば３５％となる）。
　図６を図７と比較すればわかるように、本実施形態によれば、間欠駆動モードのときには、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００におけるスイッチング素子（ＮｃｈトランジスタＱｎｕ）の動作がリフレッシュ期間ではＰＷＭ方式で制御され非リフレッシュ期間ではＰＦＭ方式で制御されるので、液晶表示装置２の動作期間全体における電源変換効率が従来に比べて大きく向上する。
　なお、本実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータ６００では、パネル用電源電圧ＶＰＷ１を生成する昇圧部（図２）は非リフレッシュ期間においてＰＦＭ制御モードで動作するが、ロジック用電源電圧ＶＰＷ２を生成する降圧部（図４）は非リフレッシュ期間においてもＰＷＭ制御モードで動作する。ただし、非リフレッシュ期間において外部からの入力信号Ｓｉｎを受け取る必要がない場合には、非リフレッシュ期間において駆動制御部２１０も休止状態としロジック用電源電圧ＶＰＷ２を生成する降圧部もＰＦＭ制御モードで動作する構成としてもよい。
＜１．３．２　通常駆動モードにおける動作＞
　図８は、本実施形態に係る液晶表示装置の通常駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。本実施形態における駆動制御部２１０は、１フレーム期間（１垂直期間）毎に所定期間だけＨレベルとなる垂直同期信号ＶＳＹを生成し、この垂直同期信号ＶＳＹを走査側制御信号ＧＣＴの１つとして走査信号線駆動回路４００に与える。通常駆動モードでは、図８に示すようにリフレッシュ期間のみが繰り返し現れる。すなわち、各フレーム期間の有効垂直走査期間において、表示部１００の走査信号線ＧＬ１～ＧＬ４にそれぞれ印加される走査信号Ｇ１～Ｇ４は順次アクティブ（Ｈレベル）となり、また、表示すべき画像を表す駆動用画像信号Ｓ１～Ｓｍが表示部１００のデータ信号線ＳＬ１～ＳＬｍにそれぞれ印加される。これにより、表示すべき画像を構成する各画素を表す画素電圧が画素データとして画素形成部１１０（の画素容量Ｃｐ）に書き込まれる。すなわち、各フレーム期間において表示部１００における表示画像がリフレッシュされる。
　このようにリフレッシュ期間のみが繰り返し現れる通常駆動モードでは、図８に示すように、電源制御部２２０からＤＣ－ＤＣコンバータ６００に入力されるモード制御信号Ｃｍは常にＨレベルとなっている。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は常にＰＷＭ制御モードで動作する。通常駆動モードでは、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００の負荷はほぼ全期間において大きいので、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００の電源変換効率もほぼ全期間において高くなる。
＜１．４　効果＞
　上記のような本実施形態によれば、スイッチング素子の動作によってインダクタに流れる電流を変化させることにより電圧レベルを変換するＤＣ－ＤＣコンバータ６００を用いて電源電圧ＶＰＷ１，ＶＰＷ２が生成される。このため、チャージポンプ方式の電源回路では駆動に必要な電流を十分に供給できない大型または高精細（高解像度）の液晶表示パネルの駆動回路にも、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００から十分な電流を供給することができる。
　このようなＤＣ－ＤＣコンバータを電源回路として使用した従来の液晶表示装置では、そのＤＣ－ＤＣコンバータが常にＰＷＭ制御により動作するので、その液晶表示装置が間欠駆動モードで動作する場合、非リフレッシュ期間において電源変換効率が低下する（図７参照）。これに対し本実施形態によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００がリフレッシュ期間ではＰＷＭ制御モードで動作し非リフレッシュ期間ではＰＦＭ制御モードで動作するように制御モードが切り換えられるので、間欠駆動が行われる場合であっても動作期間全体において電源変換効率を高く維持することができる（図６参照）。
　このようにして本実施形態によれば、大型または高精細の液晶表示パネルの駆動に十分な電流を電源回路（ＤＣ－ＤＣコンバータ）から駆動回路に供給しつつ、間欠駆動による消費電力の低減効果を損なわない高い変換効率で電源電圧を生成することができる。
＜１．５　変形例＞
　上記第１の実施形態において、垂直同期信号ＶＳＹがＨレベルとなる期間を含む垂直ブランキング期間すなわち有効垂直走査期間以外の期間では、データ信号線ＳＬ１～ＳＬｍおよび走査信号線ＧＬ１～ＧＬｎはいずれも駆動されないので（表示部１００の駆動が休止しているので）、駆動回路５００の消費電力は有効垂直走査期間に比べて格段に小さい。したがって、図９に示すように、通常駆動モードにおいて、電源制御部２２０からＤＣ－ＤＣコンバータ６００に入力されるモード制御信号Ｃｍが垂直ブランキング期間ＴｖｂにおいてＬレベルとなりそれ以外の期間でＨレベルとなる構成としてもよい。このようにすれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、その負荷が小さい垂直ブランキング期間ＴｖｂではＰＦＭ制御モードで動作するので、モード制御信号Ｃｍを常にＨレベルとする構成（図８）よりも電源変換効率を高くすることができる。
　上記第１の実施形態におけるＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、モード制御信号ＣｍがＨレベルのときにはＰＷＭ制御モードで動作し、モード制御信号ＣｍがＬレベルのときにはＰＦＭ制御モードで動作するが、これに代えて、モード制御信号ＣｍがＨレベルときには同じくＰＷＭ制御で動作するが、モード制御信号ＣｍがＬレベルのときには負荷に応じてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御との間で制御方式が切り替わる構成としてもよい。このような構成のＤＣ－ＤＣコンバータ６００を使用した場合、電源制御部２２０が、間欠駆動モードでは図１０（Ａ）に示すようにＬレベルのモード制御信号Ｃｍを出力し、通常駆動モードでは図１０（Ｂ）に示すようにＨレベルのモード制御信号Ｃｍを出力するようにすればよい。これにより、リフレッシュ期間において表示部１００が駆動されてリフレッシュ動作状態であるときは、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００はその負荷が大きいのでＰＷＭ制御モードで動作し、非リフレッシュ期間や垂直ブランキング期間において表示部１００が休止しているときにはその負荷が格段に小さいのでＰＦＭ制御モードで動作する。したがって、上記構成のＤＣ－ＤＣコンバータ６００を使用した場合においても、上記第１の実施形態または図９に示した上記変形例と同様の効果が得られる。
＜２．第２の実施形態＞
　図１１は、本発明の第２の実施形態に係る液晶表示装置２の構成を示すブロック図である。図１１に示すように、この液晶表示装置２も、上記第１の実施形態と同様、液晶表示パネル１０と、バックライトユニット３０と、表示の制御および電源のための回路が搭載されたプリント配線板６０とを備えている。しかし、本実施形態におけるプリント配線板６０には、電源回路としてＤＣ－ＤＣコンバータ６００に代えて第１および第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１，６０２からなる２個のＤＣ－ＤＣコンバータが搭載されている。また、本実施形態におけるプリント配線板６０には、駆動制御部２１０および電源制御部２２０を含む表示制御回路２００も搭載されており、電源制御部２２０は、第１および第２のモード制御信号Ｃｍ１，Ｃｍ２からなる２つのモード制御信号を出力する。これら第１および第２のモード制御信号Ｃｍ１，Ｃｍ２は、第１および第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１，６０２にそれぞれ入力される。このような表示制御回路２００および電源回路（第１および第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１，６０２）以外の構成は上記第１の実施形態における構成と同様であるので、同一または対応する部分には同一の参照符号を付して詳しい説明を省略する。
　図１２は、本実施形態に係る液晶表示装置の間欠駆動モードでの動作を説明するための信号波形図である。本実施形態においても、間欠駆動モードでは表示部１００における表示画像は所定のリフレッシュ周期でリフレッシュされ、このリフレッシュ周期は３フレーム期間であって、リフレッシュ期間としての１フレーム期間の後に非リフレッシュ期間としての２フレーム期間が続く。
　本実施形態における駆動回路（データ信号線駆動回路３００および走査信号線駆動回路４００）も、図１２に示すように上記第１の実施形態と同様に動作する。
　本実施形態における電源制御部２２０が生成する第１および第２のモード制御信号Ｃｍ１，Ｃｍ２のうち、第１モード制御信号Ｃｍ１は、図１２に示すように、リフレッシュ期間ではＨレベルとなり、非リフレッシュ期間ではＬレベルとなっている。なお、図１２に示す第１のモード制御信号Ｃｍ１は、リフレッシュ期間全体でＨレベルとなっているが、各リフレッシュ期間のうち垂直同期信号ＶＳＹがＨレベルである期間または垂直ブランキング期間においてモード制御信号ＣｍがＬレベルである構成であってもよい。一方、第２のモード信号Ｃｍ２は常にＨレベルとなっている。
　第１のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、例えば図２に示すような構成の昇圧部を複数個用いて構成される。この第１のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、入力電源電圧ＶＰＷｉｎを受け取り、その電圧レベルを変更することにより（昇圧することにより）パネル用電源電圧ＶＰＷ１を生成する。このパネル用電源電圧ＶＰＷ１は駆動回路５００に与えられる。このパネル用電源電圧ＶＰＷ１の生成において第１のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１は、第１のモード制御信号Ｃｍ１に基づき、リフレッシュ期間ではＰＷＭ制御モードで動作し、非リフレッシュ期間ではＰＦＭ制御モードで動作する。これにより、第１のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１の電源変換効率は、リフレッシュ期間のみならず非リフレッシュ期間においても高く維持される。
　第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０２は、例えば図４に示すような構成の降圧部を用いて構成される。この第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０２は、入力電源電圧ＶＰＷｉｎを受け取り、その電圧レベルを変更することにより（降圧することにより）ロジック用電源電圧ＶＰＷ２を生成する。このロジック用電源電圧ＶＰＷ２は駆動回路５００（のロジック部）および表示制御回路２００に与えられる。第２のモード制御信号Ｃｍ２は常にＨレベルであるので、第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０２は、常にＰＷＭ制御モードで動作する。
　しかし、非リフレッシュ期間において外部からの入力信号Ｓｉｎを受け取る必要がない場合には、非リフレッシュ期間において、駆動制御部２１０も休止状態とし、図１３に示すように第２のモード制御信号Ｃｍ２をＬレベルとすることで、ロジック用電源電圧ＶＰＷ２を生成する第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０２も非リフレッシュ期間においてＰＦＭ制御モードで動作する構成としてもよい。また、非リフレッシュ期間においても駆動制御部２１０を通常に動作させておき、垂直同期信号ＶＳＹがＨレベルとなる期間または垂直ブランキング期間においてＬレベルとなりその他の期間でＨレベルとなる第２のモード制御信号Ｃｍ２を生成する構成としてもよい。さらに、第２のモード制御信号Ｃｍ２による制御モードの切り換えの態様は、これらに限定されるものではなく、駆動制御部２１０および駆動回路５００のロジック部が休止状態等でそれらの消費電力が十分に小さいときに（第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０２の負荷が所定レベルよりも小さいときに）第２のモード制御信号Ｃｍ２をＬレベルとし、それ以外の期間で第２のモード制御信号Ｃｍ２をＨレベルとすればよい。
　上記のような本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様、大型または高精細の液晶表示パネルの駆動に十分な電流を電源回路（ＤＣ－ＤＣコンバータ６０１）から駆動回路に供給しつつ、間欠駆動が行われる場合においても電源変換効率を高く維持することができる。さらに、本実施形態によれば、第１および第２のモード制御信号Ｃｍ１，Ｃｍ２により、第１のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１の制御モードと第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０２の制御モードとを独立に制御することができる。このため、駆動制御部２１０および駆動回路５００の動作状態に応じて、第１および第２のモード制御信号Ｃｍ１，Ｃｍ２により、パネル用電源電圧ＶＰＷ１の生成動作とロジック用電源電圧ＶＰＷ２の生成動作のそれぞれをきめ細かく制御することで、第１および第２のＤＣ－ＤＣコンバータ６０１，６０１からなる電源回路の電源変換効率を更に高めることができる。
＜３．第３の実施形態＞
　図１４は、本発明の第３の実施形態に係る液晶表示装置２の構成を示すブロック図である。図１４に示すように、この液晶表示装置２も、上記第１の実施形態と同様、液晶表示パネル１０と、バックライトユニット３０と、プリント配線板６０とを備えている。しかし、本実施形態における液晶表示パネル１０には、上記第１の実施形態におけるデータ信号線駆動回路３００に代えてシステムドライバ７００が設けられている。このシステムドライバ７００は、上記第１の実施形態におけるデータ信号線駆動回路３００と表示制御回路２００とが一体化された回路である。したがって、上記第１の実施形態における電源制御部２２０もシステムドライバ７００に含まれている。このような本実施形態では、外部からの入力信号Ｓｉｎはプリント配線板６０を介してシステムドライバ７００に入力される。また、プリント配線板６０には、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００が搭載されているが、表示制御回路２００はプリント配線板６０から除外されている。このＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、第１の実施形態と同様の構成を有し、システムドライバ７００内の電源制御部２２０からモード制御信号Ｃｍを受け取り、このモード制御信号Ｃｍに従って動作することで、外部からの入力電源電圧ＶＰＷｉｎのレベルを変換してパネル用電源電圧ＶＰＷ１およびロジック用電源電圧ＶＰＷ２を生成する。これらのパネル用電源電圧ＶＰＷ１およびロジック用電源電圧ＶＰＷ２は、駆動回路５００（システムドライバ７００および走査信号線駆動回路４００）に与えられる。なお、本実施形態の構成要素のうち第１の実施形態の構成要素と同一または対応するものについては同一の参照符号を付し詳しい説明を省略する。
　上記のような構成の本実施形態において、システムドライバ７００内の電源制御部２２０は、第１の実施形態と同様、図５および図８に示すようなモード制御信号Ｃｍを生成し、ＤＣ－ＤＣコンバータ６００は、このモード制御信号Ｃｍに従って動作する。したがって、本実施形態によっても、上記第１の実施形態と同様、大型または高精細の液晶表示パネルの駆動に十分な電流を電源回路（ＤＣ－ＤＣコンバータ）から駆動回路に供給しつつ、間欠駆動が行われる場合においても電源変換効率を高く維持することができる。また、本実施形態においても、第１の実施形態と同様の変形が可能である（図９および図１０参照）。なお、図１４に示した構成では、上記第１の実施形態におけるデータ信号線駆動回路３００と表示制御回路２００とが一体化された回路（典型的には１個のＩＣ）として実現されているが、この一体化された回路（ＩＣ）に走査信号線駆動回路４００も含まれる構成としてもよい。
＜４．他の変形例＞
　上記第１～第３の実施形態およびそれらの変形例では、非リフレッシュ期間および／または垂直ブランキング期間においてＤＣ－ＤＣコンバータがＰＦＭ制御モードで動作するように構成されているが、本発明はこれに限定されるものではなく、電源回路としてのＤＣ－ＤＣコンバータ６００の負荷が小さいためにＰＷＭ制御モードでは電源変換効率が低いときに（例えば４０％以下のときに）ＰＦＭ制御モードで動作するようにＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードを切り換える構成であればよい。また、パネル用電源電圧ＶＰＷ１を生成するＤＣ－ＤＣコンバータは、液晶表示装置２が動作している状態において駆動回路５００が表示部１００の駆動を休止している期間（駆動休止期間）にＰＦＭ制御モードで動作するように構成されているが、このような駆動休止期間の全てにおいてＰＦＭ制御モードで動作する必要はなく、このような駆動休止期間中に当該ＤＣ－ＤＣコンバータがＰＷＭ制御モードで動作する期間が含まれていてもよい。
　また、上記第１～第３の実施形態およびそれらの変形例では、パネル用電源電圧ＶＰＷ１は、入力電源電圧ＶＰＷｉｎを昇圧した電圧および入力電源電圧ＶＰＷｉｎの極性を反転した電圧（負電圧）から構成されているが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。例えば、パネル用電源ＶＰＷ１を構成する電源電圧の中に、入力電源電圧ＶＰＷｉｎを降圧した電圧が含まれていてもよい。この場合、図４に示したような構成の降圧部がＤＣ－ＤＣコンバータ６００または６０１に含まれることになる。なお、パネル用電源電圧ＶＰＷ１は、入力電源電圧ＶＰＷｉｎを昇圧または降圧した同極性の電圧（正電圧）のみから構成されていてもよい。
　なお以上では、液晶表示装置を例に挙げて説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、有機ＥＬ（Electro Luminescence）表示装置等の他の表示装置にも適用することができる。
　本発明は、直流電圧のレベルを変換することにより電源電圧を生成する電源回路を備えた表示装置に適用されるものであり、特に、大型または高精細の表示パネルを間欠駆動できるように構成された表示装置に適している。
２…液晶表示装置
１０…液晶表示パネル
１００…表示部
１１０…画素形成部
２００…表示制御回路
２１０…駆動制御部
２２０…電源制御部
３００…データ信号線駆動回路
４００…走査信号線駆動回路
５００…駆動回路
６００，６１０，６２０…ＤＣ－ＤＣコンバータ
６１０ｕ…昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ
６１０ｄ…降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ
Ｑｎｕ，Ｑｎｄ…Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）
Ｑｐｄ　　　　…Ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）
Ｃｍ，Ｃｍ１，Ｃｍ２…モード制御信号
ＶＰＷｉｎ…入力電源電圧
ＶＰＷ１…パネル用電源電圧
ＶＰＷ２…ロジック用電源電圧

Claims (9)

  1. 　直流電圧のレベルを変換することにより電源電圧を生成する機能を有する表示装置であって、
    　画像を表示するための表示部と、
    　前記表示部を駆動するための駆動回路と、
    　第１の誘導素子と当該第１の誘導素子に流れる電流を変化させるための第１のスイッチング素子とを含み、外部から入力される直流電圧のレベルを当該第１のスイッチング素子を動作させることにより変換し、レベル変換後の直流電圧を第１の電源電圧として前記駆動回路に供給する第１のＤＣ－ＤＣコンバータと、
    　前記駆動回路を制御するための駆動制御部と、
    　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータを制御するための電源制御部とを備え、
    　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第１のスイッチング素子の動作を制御する制御モードを、第１モードと所定の軽負荷時において当該第１モードよりも電源変換効率の高い第２モードとを含む少なくとも２つのモードの間で切り換えることができるように構成されており、
    　前記電源制御部は、前記駆動回路が前記表示部を駆動しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第１モードで動作し、前記駆動回路が前記表示部の駆動を休止しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第２モードで動作するように、前記制御モードを切り換えることを特徴とする、表示装置。
  2. 　前記駆動制御部は、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と前記表示部における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れるように前記駆動回路を制御し、
    　前記電源制御部は、前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記リフレッシュ期間では前記第１モードで動作し前記非リフレッシュ期間では前記第２モードで動作するように、前記制御モードを切り換えることを特徴とする、請求項１に記載の表示装置。
  3. 　前記駆動制御部は、前記リフレッシュ期間のみが繰り返し現れる通常駆動モードと前記リフレッシュ期間と前記非リフレッシュ期間とが交互に現れる間欠駆動モードとの間で前記駆動回路の動作モードを切り換えることができるように構成されており、
    　前記電源制御部は、前記駆動回路が前記通常駆動モードで動作しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第１モードで動作するように、前記制御モードを決定することを特徴とする、請求項２に記載の表示装置。
  4. 　前記駆動制御部は、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間のみが繰り返し現れる通常駆動モードと、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と前記表示部における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れる間欠駆動モードとの間で、前記駆動回路の動作モードを切り換えることができるように構成されており、
    　前記電源制御部は、前記駆動回路が前記通常駆動モードで動作しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第１モードで動作し、前記駆動回路が前記間欠駆動モードで動作しているときに前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータが前記第２モードで動作するように、前記制御モードを切り換えることを特徴とする、請求項１に記載の表示装置。
  5. 　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータは、
    　　前記第１モードでは前記第１のスイッチング素子の動作をパルス幅変調方式により制御し、
    　　前記第２モードでは前記第１のスイッチング素子の動作をパルス周波数変調方式により制御することを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の表示装置。
  6. 　前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータは、
    　　前記第１モードでは前記第１のスイッチング素子の動作をパルス幅変調方式により制御し、
    　　前記第２モードでは、前記第１のスイッチング素子の動作を制御する方式を前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータの負荷に応じてパルス幅変調方式とパルス周波数変調方式との間で切り換えることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載の表示装置。
  7. 　第２の誘導素子と当該第２の誘導素子に流れる電流を変化させるための第２のスイッチング素子とを含み、外部から入力される直流電圧のレベルを当該第２のスイッチング素子を動作させることにより変換し、レベル変換後の直流電圧を第２の電源電圧として前記駆動制御部に供給する第２のＤＣ－ＤＣコンバータを更に備え、
    　前記第２のＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第２のスイッチング素子の動作を制御する制御モードを前記少なくとも２つのモードの間で切り換えることができるように構成されており、
    　前記電源制御部は、前記第１のＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードを前記第２のＤＣ－ＤＣコンバータの制御モードとは独立に切り換えることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載の表示装置。
  8. 　画像を表示するための表示部と当該表示部を駆動するための駆動回路と当該駆動回路を制御するための駆動制御部とを有する表示装置における電源電圧を生成するための電源生成方法であって、
    　誘導素子に流れる電流を変化させるためのスイッチング素子の動作を制御することにより、外部から入力される直流電圧のレベルを変換し、レベル変換後の直流電圧を前記電源電圧として出力する電圧レベル変換ステップと、
    　前記スイッチング素子の動作を制御する制御モードを、第１モードと所定の軽負荷時において当該第１モードよりも電源変換効率の高い第２モードとを含む少なくとも２つのモードの間で切り換える電源制御ステップとを備え、
    　前記電源制御ステップでは、前記駆動回路が前記表示部を駆動しているときに前記スイッチング素子の動作が前記第１モードで制御され、前記駆動回路が前記表示部の駆動を休止しているときに前記スイッチング素子の動作が前記第２モードで制御されるように、前記制御モードが切り換わることを特徴とする、電源生成方法。
  9. 　前記駆動制御部は、前記表示部における表示画像をリフレッシュするリフレッシュ期間と前記表示部における表示画像のリフレッシュを休止する非リフレッシュ期間とが交互に現れるように前記駆動回路を制御し、
    　前記電源制御ステップでは、前記スイッチング素子の動作が前記リフレッシュ期間において前記第１モードで制御され前記非リフレッシュ期間において前記第２モードで制御されるように、前記制御モードが切り換わることを特徴とする、請求項８に記載の電源生成方法。
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