WO2013136653A1 - モータ駆動方法およびモータ駆動装置 - Google Patents

モータ駆動方法およびモータ駆動装置 Download PDF

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WO2013136653A1
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signal
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motor
correction process
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佐藤 大資
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パナソニック株式会社
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    • Y02E60/10Energy storage using batteries

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving method and a motor driving device that reduce rotation noise of a motor.
  • Hybrid vehicles and electric vehicles are equipped with large batteries to drive the vehicles themselves.
  • Hybrid vehicles and electric vehicles are equipped with an air-cooled blower to cool an electric circuit including a large battery.
  • the air cooling blower is provided with cooling performance such as the amount of air required at that time.
  • the air-cooled blower needs to be controlled to satisfy the cooling performance.
  • the variation in the cooling performance depends on the air cooling blower. In particular, the variation in cooling performance largely depends on the variation in the rotational speed of the impeller (impeller).
  • the motor that drives the air-cooled blower needs to rotate stably.
  • a method for stably rotating a motor with respect to a target rotational speed there is the following control. That is, the actual rotational speed of the motor is detected using a position detection sensor or the like that detects the rotational position of the motor. The rotational speed of the motor is controlled so that the deviation between the detected actual rotational speed of the motor and the target rotational speed of the motor is minimized.
  • PWM pulse width modulation
  • Patent Document 1 for example, a positional deviation amount storage unit that stores a positional deviation of the rotational position detection sensor measured in advance from a normal position, and a positional deviation amount stored in the positional deviation amount storage unit. Accordingly, there has been proposed one provided with rotational position signal correction means for correcting the rotational position signal of the rotational position detection sensor.
  • the brushless motor targeted by the present invention includes a rotor, a stator, and a position detection sensor.
  • the rotor includes a rotating shaft, a permanent magnet in which N-pole magnetic poles and S-pole magnetic poles are alternately arranged at equal intervals in a circumferential direction centered on the rotating shaft, and a rotating shaft centered on the shaft center. And a bearing that is rotatably held.
  • the stator has a stator core having a plurality of salient poles and windings wound around the stator core for each phase.
  • the position detection sensor detects the rotational position of the rotor from the change of the magnetic pole emitted by the permanent magnet and outputs a position detection signal.
  • the motor driving method In driving such a brushless motor, the motor driving method according to the present invention skips the correction process a predetermined number of times when executing the correction process of the rotational speed of the rotor based on the position detection signal.
  • the motor driving apparatus includes a correction processing unit, a switch, a driving waveform generating unit, a PWM circuit, and an inverter.
  • the correction processing unit executes a correction process for the rotational speed of the rotor at a timing when the position detection signal is input, and outputs a correction signal for guiding the execution of the correction process.
  • the switch is connected between the position detection sensor and the correction processing unit, and skips the correction process a predetermined number of times by thinning out the position detection signal input to the correction processing unit.
  • the drive waveform generator generates and supplies a waveform signal for driving the winding based on the correction signal.
  • the PWM circuit generates and supplies a drive pulse signal that is pulse-width modulated by the waveform signal.
  • the inverter energizes the winding based on the drive pulse signal.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing the structure of a brushless motor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a sectional view of the brushless motor taken along line 2-2.
  • FIG. 3 is a 3-3 sectional view of the brushless motor.
  • FIG. 4 is a block diagram of the motor drive apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram of the number of skips of the correction process and the vibration frequency generated by the correction in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a motor driving method according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing the structure of a brushless motor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a sectional view of the brushless motor taken along line 2-2.
  • FIG. 3 is a 3-3 sectional view of the brushless motor.
  • FIG. 4 is a block diagram of the motor
  • FIG. 7A is a characteristic diagram showing the frequency characteristics of noise by the correction process of the rotational speed of the brushless motor compared with Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7B is a characteristic diagram showing a frequency characteristic of noise by the correction process of the rotational speed of the brushless motor according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor driving method and motor driving apparatus can disperse the vibration frequency generated by the correction process by skipping the correction process of the rotational speed of the rotor. By dispersing the vibration frequency generated by the correction process, the peak level of noise at a specific frequency generated when the motor rotates can be reduced.
  • the audibility level can be improved with respect to the sound generated by the operation of the air-cooled blower driven by the motor. Further, since complicated processing is not required for performing the correction processing, it can be easily realized by an inexpensive circuit, for example, a microcomputer of about 8 bits.
  • the conventional motor driving method has the following improvements. That is, the drive start timing of the element that realizes the PWM drive is corrected in synchronization with the position signal output from the position detection sensor. Therefore, the rotation sound of the motor, that is, noise increases at a specific frequency corresponding to the period of the correction process.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing the structure of a brushless motor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the brushless motor 10 includes a rotor 12, a stator 11, and a hall element 38 as a position detection sensor.
  • the rotor 12 has a rotating shaft 20, a permanent magnet 18 in which N-pole magnetic poles and S-pole magnetic poles are alternately arranged at equal intervals in the circumferential direction centered on the rotating shaft 20, and a shaft center. And a bearing 19 that rotatably holds the rotary shaft 20.
  • the stator 11 has a stator core 15 having a plurality of salient poles and a winding 16 wound around the stator core 15 for each phase.
  • a signal whose pulse width is modulated is passed through the windings 16 forming each phase.
  • the brushless motor 10 in the present embodiment is controlled and rotated by PWM drive.
  • the Hall element 38 which is a position detection sensor, detects the rotational position of the rotor 12 from the change in the magnetic pole emitted by the permanent magnet 18 and outputs a position detection signal.
  • the brushless motor 10 includes a stator 11, a rotor 12, a circuit board 13, and a motor case 14.
  • the motor case 14 is formed of a sealed cylindrical metal.
  • the brushless motor 10 houses the stator 11, the rotor 12, and the circuit board 13 in such a motor case 14.
  • the motor case 14 includes a case main body 14a and a case lid 14b. When the case lid 14b is attached to the case body 14a, the inside of the motor case 14 is substantially sealed.
  • the stator 11 has a winding 16 for each phase wound around a stator core 15.
  • the brushless motor 10 in the present embodiment has windings 16 that are 120 degrees out of phase with each other.
  • the winding 16 is divided into three phases, each of which is a U phase, a V phase, and a W phase.
  • the stator iron core 15 has a plurality of salient poles that protrude toward the inner peripheral side. Further, the outer peripheral side of the stator core 15 has a substantially cylindrical shape. The outer periphery of the stator core 15 is fixed to the case body 14a.
  • the rotor 12 is inserted inside the stator 11 through a gap.
  • the rotor 12 holds a cylindrical permanent magnet 18 on the outer periphery of the rotor frame 17.
  • the rotor 12 is disposed so as to be rotatable about a rotating shaft 20 supported by a bearing 19.
  • the tip end surface of the salient pole of the stator iron core 15 and the outer peripheral surface of the permanent magnet 18 are arranged to face each other.
  • a circuit board 13 on which various circuit components 31 are mounted is attached to the brushless motor 10 inside the motor case 14. These circuit components 31 constitute a drive device for controlling the motor.
  • a Hall element 38 is also mounted on the circuit board 13 as a position detection sensor. Note that the position detection sensor may be other than the hall element 38 as long as the rotational position of the rotor 12 can be detected.
  • a support member 21 is attached to the stator core 15. The circuit board 13 is fixed in the motor case 14 through the support member 21. Lead wires 16 a that are ends of the windings 16 for the U phase, the V phase, and the W phase are drawn from the stator 11. One end of each leader line 16 a is connected to the circuit board 13.
  • Such a brushless motor 10 can be configured by the following procedure. First, the stator 11 is inserted into the case main body 14a. The stator 11 is fixed to the inner surface of the case body 14a. Next, the rotor 12 and the circuit board 13 are housed inside the case body 14a. Thereafter, the case lid 14b is fixed to the case main body 14a. Thus, the brushless motor 10 in which the Hall element 38 and the driving device are incorporated is formed.
  • the brushless motor 10 may have a configuration in which a drive device is integrated.
  • the motor case 14 is made of metal, a shielding effect can be obtained. Therefore, electromagnetic noise radiated from the circuit board 13 and the stator 11 to the outside of the motor case 14 can be suppressed by this shielding effect. Further, since the stator core 15 is directly fixed to the case main body 14a, the heat generated in the stator 11 can be radiated toward the outside of the motor case 14 through the metal motor case 14.
  • FIG. 2 is a 2-2 cross-sectional view of the brushless motor in the present embodiment shown in FIG.
  • FIG. 3 is a 3-3 sectional view of the brushless motor. 2 and 3 show an outline of the brushless motor according to the present embodiment when the inside of the motor case 14 is viewed from above. 2 and 3, the winding 16 shown in FIG. 1 is not wound, and the stator core 15 is shown.
  • FIG. 2 shows the positional relationship between the stator core 15 and the permanent magnet 18.
  • FIG. 3 shows the positional relationship between the stator iron core 15 and the circuit board 13.
  • the stator core 15 is composed of an annular yoke 15a and respective teeth 15b as salient poles.
  • the stator core 15 exemplified in the present embodiment has 12 teeth 15b having 12 salient poles.
  • the outer periphery of the stator iron core 15 is fixed to the inner surface of the case body 14a.
  • Each tooth 15b extends and protrudes toward the inner peripheral side.
  • Each of the teeth 15b is arranged at equal intervals in the circumferential direction around the rotation shaft 20 while forming a slot as a space located between adjacent teeth 15b.
  • the teeth 15b are sequentially associated with any one of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • a U-phase winding is wound around the U-phase tooth 15b.
  • a V-phase winding is wound around the V-phase tooth 15b.
  • W-phase windings are wound around the W-phase teeth 15b.
  • the rotor 12 is disposed on the inner peripheral side of the stator core 15 so as to face the tip portions of the twelve teeth 15b.
  • the permanent magnets 18 held by the rotor 12 are magnetized at equal intervals so that S-poles and N-poles are alternately arranged in the circumferential direction about the rotation shaft 20.
  • the permanent magnet 18 in the present embodiment has five pairs of combinations of a pair of S-poles and N-poles on the outer periphery of the rotor frame 17. That is, the permanent magnet 18 is magnetized so that the number of magnetic poles is 10 along the circumferential direction.
  • the brushless motor 10 has a configuration of 10 poles and 12 slots.
  • Hall elements 38U, 38V, and 38W are mounted on the circuit board 13 together with various circuit components 31.
  • the Hall elements 38U, 38V, 38W are arranged on the circuit board 13 so as to face one end face of the cylindrical permanent magnet.
  • the Hall elements 38U, 38V, and 38W are arranged in directions in which the teeth 15b corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase are extended. Thereby, Hall element 38U, 38V, 38W can detect the magnetic pole of a permanent magnet corresponding to U phase, V phase, and W phase, respectively.
  • a Hall element when showing a relationship with each phase, a Hall element is shown using the code
  • the Hall elements 38U, 38V, and 38W are arranged at 120 degree intervals in the mechanical angle. As a result, it is possible to obtain U-phase, V-phase, and W-phase position detection signals having different phases of 120 degrees in electrical angle from the hall elements 38U, 38V, and 38W. That is, as shown in FIG. 3, the Hall element 38U is disposed along the u-axis and is located at a location facing the U-phase teeth 15b. Similarly, the Hall element 38V is disposed along the v-axis and is located at a location facing the V-phase teeth 15b.
  • the Hall element 38W is disposed along the w-axis and is located at a location facing the W-phase teeth 15b. As shown in FIGS. 2 and 3, with this configuration, the Hall elements 38U, 38V, and 38W are arranged so as to deviate from the magnetic poles of the permanent magnet 18 every 120 degrees in electrical angle. Therefore, the Hall elements 38U, 38V, and 38W can detect the rotational positions of the U phase, the V phase, and the W phase with respect to the rotor 12.
  • a power supply voltage and a control signal are supplied from the outside of the brushless motor 10 to the brushless motor 10 configured as described above.
  • a motor driving device or the like provided on the circuit board 13 generates a driving current that flows through the winding 16 based on the supplied power supply voltage and control signal. Since the generated drive current flows through the winding 16, a magnetic field is generated from the stator core 15. The magnetic field generated from the stator iron core 15 and the magnetic field generated from the permanent magnet 18 interact with each other to generate an attractive force according to the polarity of the magnetic field and a repulsive force according to the polarity of the magnetic field.
  • the rotor 12 rotates about the rotating shaft 20 by the action of the suction force and the repulsive force.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the brushless motor driving apparatus according to the present embodiment.
  • the motor drive device 40 includes a hall element 38 that is a position detection sensor corresponding to each of the three phases, a correction processing unit 50, a drive waveform generation unit 42, a PWM circuit 43, an inverter 44, and a switch 60. .
  • the correction processing unit 50 executes a correction process for the rotation speed of the rotor at a timing when the position detection signal is input, and outputs a correction signal for guiding the execution of the correction process.
  • the switch 60 is connected between the hall element 38 which is a position detection sensor and the correction processing unit 50, and skips the correction processing a predetermined number of times by thinning out the position detection signal input to the correction processing unit 50.
  • the drive waveform generator 42 generates and supplies a waveform signal Wd for driving the winding 16 based on the correction signal.
  • the PWM circuit 43 generates and supplies a drive pulse signal Pd that is pulse width modulated by the waveform signal Wd.
  • the inverter 44 energizes the winding 16 based on the drive pulse signal Pd.
  • the motor drive device 40 is notified of, for example, a rotation command signal Rr that commands a rotation speed (rpm) per minute as a rotation speed that is a target rotation speed of the rotor, for example, from a host device that is an external host system.
  • a rotation command signal Rr that commands a rotation speed (rpm) per minute as a rotation speed that is a target rotation speed of the rotor, for example, from a host device that is an external host system.
  • the correction processing unit 50 includes a rotation control unit 41, an energization timing generation unit 45, a position signal generation unit 46, and an advance value table 52.
  • the position signal generator 46 detects the actual rotational speed at which the rotor is actually rotating from the position detection signal.
  • the rotation control unit 41 controls the rotation number of the rotor based on a deviation between the target rotation number instructed by the host system and the actual rotation number detected by the position signal generation unit 46.
  • the energization timing generation unit 45 generates an energization timing having a phase corresponding to a required advance amount, using the position detection signal as a reference timing.
  • the energization timing generation unit 45 supplies an energization phase signal indicating the energization timing to the drive waveform generation unit 42.
  • the advance value table 52 stores a required advance amount in advance.
  • the rotation command signal Rr is notified to the rotation control unit 41. Further, the rotation control unit 41 is notified of the detection position signal Rp generated by the position signal generation unit 46. Basically, the detection position signal Rp is a signal generated based on the result of detecting the rotational position of the rotor. A rotation control signal Dd indicating the drive amount to the winding 16 is generated by the rotation control unit 41 based on the rotation command signal Rr and the detected position signal Rp.
  • the rotation control unit 41 obtains a speed deviation between the rotation command signal Rr indicating the speed command and the detected speed calculated based on the detected position signal Rp.
  • the detection speed can be calculated from the detection position signal Rp by a differential operation or the like.
  • the rotation control part 41 produces
  • the rotation control unit 41 supplies the generated rotation control signal Dd to the drive waveform generation unit 42.
  • the drive waveform generator 42 generates a waveform signal Wd for driving the winding 16 for each phase.
  • the drive waveform generator 42 supplies the generated waveform signal Wd to the PWM circuit 43.
  • the waveform signal Wd is a sine wave signal.
  • the waveform signal Wd is a rectangular wave signal.
  • the amplitude of the waveform signal Wd is determined according to the rotation control signal Dd.
  • the timing at which the waveform signal Wd is supplied to the PWM circuit 43 is determined according to the energization phase signal Dp from the energization timing generation unit 45.
  • the PWM circuit 43 performs pulse width modulation on each phase using the waveform signal Wd supplied for each phase from the drive waveform generator 42 as a modulation signal. That is, the PWM circuit 43 performs pulse width modulation on the supplied waveform signal Wd.
  • the PWM circuit 43 supplies a drive pulse signal Pd, which is a pulse train signal generated as a result of the pulse width modulation, to the inverter 44.
  • the inverter 44 energizes the winding 16 for each phase based on the drive pulse signal Pd to drive the winding 16.
  • the inverter 44 includes a switching element connected to the positive side of the power source and a switching element connected to the negative side of the power source in each of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the non-power supply side of the switch element connected to the positive electrode side of the power supply and the anti-power supply side of the switch element connected to the negative electrode side of the power supply are connected to each other and form a connection portion. This connection portion becomes a drive output end portion for driving the winding 16 from the inverter 44.
  • the U-phase drive output end Uo is connected to the winding 16U via a lead wire 16a.
  • the V-phase drive output end Vo is connected to the winding 16V via the lead wire 16a.
  • W-phase drive output end Wo is connected to winding 16W via lead wire 16a.
  • the switch element is turned on / off based on the drive pulse signal Pd.
  • a drive current flows from the drive output end to the winding 16 via the switch element that is turned on among the switch elements connected to the positive electrode side of the power source.
  • the drive current passed through the other winding 16 to the drive output end is passed to the power supply via the turned-on switch element among the switch elements connected to the negative electrode side of the power supply.
  • the drive pulse signal Pd is a signal obtained by subjecting the waveform signal Wd to pulse width modulation. Therefore, when each switch element performs the above-described on / off operation, a driving current corresponding to the waveform signal Wd is supplied to each winding 16.
  • a feedback control loop for controlling the rotational speed of the rotor and the rotational position of the rotor 12 is formed in accordance with the rotation command signal Rr.
  • the Hall element 38 mounted on the circuit board detects a magnetic pole change generated from a permanent magnet held by a rotating rotor, and outputs a position sensor signal Det as a position detection signal.
  • the position sensor signal Det is supplied to the energization timing generation unit 45 via the switch 60 and also to the position signal generation unit 46.
  • the position signal generation unit 46 generates a detection position signal Rp using the position sensor signal Det.
  • the position signal generation unit 46 supplies the generated detection position signal Rp to the rotation control unit 41.
  • the energization timing generation unit 45 generates a timing that is shifted in phase by a certain advance amount from the reference timing with the timing of the position sensor signal Det as the reference timing.
  • the energization timing generation unit 45 is supplied from the advance value table 52 with an advance value P that is an optimum advance amount for the rotation state of the brushless motor at that time.
  • the energization timing generation unit 45 generates an energization phase signal Dp indicating a timing advanced by an advance value P from the reference timing.
  • the generated energization phase signal Dp is supplied to the drive waveform generation unit 42.
  • the drive waveform generator 42 outputs the waveform signal Wd at a timing advanced by the energization phase signal Dp from the reference timing based on the position sensor signal Det.
  • the advance value table 52 stores an advance value P that is associated with the number of revolutions (rpm) and that is optimum at the number of revolutions. In the present embodiment, the advance value P that minimizes the motor current at each rotational speed is stored as the saved advance value.
  • the advance value table 52 is notified of the rotation command signal Rr.
  • the advance value table 52 reads the advance value P corresponding to the number of revolutions indicated by the notified rotation command signal Rr.
  • the advance value table 52 supplies the read advance value P to the energization timing generation unit 45.
  • the correction processing unit 50 corrects the rotational speed of the rotor to match the target rotational speed by inputting the position sensor signal Det to the energization timing generation unit 45.
  • the correction processing unit 50 is configured by a microcomputer (hereinafter referred to as “microcomputer”).
  • microcomputer hereinafter referred to as “microcomputer”.
  • the position sensor signal Det output from the hall element 38 is input to the correction processing unit 50 configured by a microcomputer.
  • the correction processing unit 50 an interrupt process is performed every time the position sensor signal Det is input to the correction processing unit 50, and the energization phase signal Dp is output from the energization timing generation unit 45 to the drive waveform generation unit 42. Based on the output energization phase signal Dp, a process for correcting the rotational speed of the rotor is executed.
  • the position sensor signal Det is not input to the correction processing unit 50 constituted by a microcomputer. Since the position sensor signal Det is not input to the correction processing unit 50, the correction processing unit 50 does not perform interrupt processing. Since the energization phase signal Dp generated by the interrupt process is not output, the process for correcting the rotational speed of the rotor is not executed. As described above, the position sensor signal Det that is periodically generated according to the rotation of the rotor is thinned out by the switch 60 to the correction processing unit 50. That is, if the switch 60 is used, the process of correcting the rotational speed of the rotor can be skipped.
  • the hall element 38 detects a magnetic pole change generated from the permanent magnet held by the rotating rotor and outputs it as a position sensor signal Det.
  • a position sensor signal Det As described above, in the rotor of the brushless motor according to the present embodiment, five pairs of N-pole magnetic poles and S-pole magnetic poles are alternately arranged as permanent magnets, and a total of 10 magnetic poles are held. Accordingly, every time the rotor makes one revolution, a total of 30 position sensor signals Det are output at equal time intervals, 10 from each Hall element 38.
  • the microcomputer in the state in which the switch 60 is always turned on, the correction process is not skipped, so that every time the rotor makes one revolution, the microcomputer generates 30 interruption processes. Since the correction process is executed for each interrupt process, the rotation speed correction process is executed 30 times each time the rotor rotates once.
  • the motor drive device 40 of the present embodiment can skip the correction process.
  • the switch 60 only needs to be able to control the input of the position sensor signal Det to the correction processing unit 50.
  • the switch 60 may be a mechanical switch or an electrical switch.
  • the rotor vibrates at a specific vibration frequency corresponding to the period of the correction process. Since the rotor vibrates, noise is generated from the rotor at this specific vibration frequency.
  • the number of corrections per rotation of the rotor is Nc
  • the number of magnetic poles of the rotor is Np
  • the number of Hall elements 38 as position detection sensors is s
  • the rotational speed of the rotor is Nr (rpm).
  • the vibration frequency fv generated by the correction process is as shown in Expression (1).
  • Ns is the skip count for skipping correction processing.
  • the vibration frequency fv generated by the correction process is as shown in Expression (2).
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing the relationship between the skip count Ns of the correction process of the brushless motor and the vibration frequency fv generated by the correction process in the present embodiment.
  • the rotor mechanical angle is corrected once per rotation.
  • the vibration frequency generated by the correction process does not change much even if the skip count of the correction process is increased. For this reason, the maximum number of skips in the correction process is 29.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a driving method of the motor driving device in the present embodiment.
  • the motor driving method in the present embodiment skips the correction process a predetermined number of times when executing the process of correcting the rotation speed of the rotor based on the position detection signal.
  • step S102 a step of determining whether or not the rotor has reached the target rotational speed and the rotational speed of the rotor has become stable is performed.
  • step S104 a step of determining whether or not the skip count has reached the maximum skip count is performed.
  • step S105 If the skip count has not reached the maximum skip count, the correction process is skipped (step S105).
  • a correction process is executed and a step of changing the maximum skip number is performed (steps S106 and S107).
  • the maximum number of skips is changed within a range of 1 or more and (Np ⁇ s ⁇ 1) or less when the number of magnetic poles of the rotor is Np and the number of position detection sensors is s.
  • the method of changing the maximum number of skips is reduced by 1 each time within the range from (Np ⁇ s ⁇ 1) to 1 each time the skipped number reaches the maximum number of skips.
  • the method of changing the maximum number of skips is incremented by 1 every time the skipped number reaches the maximum number of skips within a range from 1 to (Np ⁇ s ⁇ 1).
  • the method of changing the maximum skip count is randomly changed within a range from 1 to (Np ⁇ s ⁇ 1) every time the skip count reaches the maximum skip count.
  • step S101 When the sensor interrupt is started in the microcomputer constituting the correction processing unit (step S101), it is determined whether or not the rotor has reached the target rotational speed and the rotational speed is stable (step S102). If the rotor has reached the target rotational speed and the rotational speed is not stable (No in step S102), the rotational speed correction process is executed (step S103), and the correction process by the correction processing unit ends (step S103). S108).
  • step S104 it is determined whether or not the skip count ns has reached the maximum skip count Nsmax (step S104). ). When the skip count ns has not reached the maximum skip count Nsmax (No in step S104), the rotation speed correction process is skipped and the skip count ns is incremented (step S105), and the correction process by the correction processing unit is performed. The process ends (step S108).
  • step S106 a rotational speed correction process is executed (step S106). Thereafter, the process proceeds to step S107, the skip count ns is reset, and the value of the skip maximum count Nsmax is changed.
  • the method of changing the maximum skip count Nsmax may be decreased from 29 times once or may be increased from 0 times once. Moreover, after the rotational speed of the rotor is stabilized, it may be changed randomly between 0 and 29 times. For example, considering the case where the value of the maximum skip count Nsmax is increased by 1 from 0 to 29, the rotational speed correction process is executed as follows.
  • correction processing is executed once for each sensor interrupt (the skip count is 0).
  • one correction process is executed for two sensor interruptions (the number of skips is one).
  • one correction process is executed for three sensor interruptions (the number of skips is two).
  • the skip count is incremented by one, and finally, one correction process is executed for 30 sensor interrupts (the skip count is 29). Then, the skip operation of this correction process is repeated.
  • FIG. 7A and FIG. 7B are characteristic diagrams showing the vibration frequency, that is, the frequency characteristics of noise, by the process of correcting the rotational speed of the rotor.
  • FIG. 7A shows an example of driving by a conventional motor driving method.
  • FIG. 7B shows an example of driving by the motor driving method of the present embodiment.
  • FIG. 7A conventionally, correction processing has been executed for all sensor interrupts input to the microcomputer constituting the correction processing unit. Therefore, as calculated from the above-described equation (1), the vibration frequency by the correction process is concentrated at 300 Hz. As a result, when the rotor of the brushless motor is rotated, a large peak noise exceeding the threshold is generated at a frequency of 300 Hz due to this correction processing.
  • the vibration frequency by the correction process is distributed to a plurality of frequencies according to the number of skips of the correction process.
  • noise when there is no skip of correction processing indicated as “noise without skip” occurs at a frequency of 300 Hz.
  • the noise when the correction process is skipped once which is indicated as “noise at one skip”, occurs at a frequency of 150 Hz.
  • the noise in the case where the skip of the correction process indicated as “noise at the time of two skips” is two occurs at a frequency of 100 Hz.
  • noise when the skip in the correction process is 29 occurs at a frequency of 10 Hz.
  • the vibration frequency generated by the process of correcting the rotational speed of the rotor is distributed to 30 different frequencies without concentrating on a specific frequency.
  • the noise level at each distributed vibration frequency is below the threshold value at all frequencies.
  • the brushless motor targeted by the present invention includes a rotor, a stator, and a position detection sensor.
  • the rotor includes a rotating shaft, a permanent magnet in which N-pole magnetic poles and S-pole magnetic poles are alternately arranged at equal intervals in a circumferential direction centered on the rotating shaft, and a rotating shaft centered on the shaft center. And a bearing that is rotatably held.
  • the stator has a stator core having a plurality of salient poles and windings wound around the stator core for each phase.
  • the position detection sensor detects the rotational position of the rotor from the change of the magnetic pole emitted by the permanent magnet and outputs a position detection signal.
  • the motor driving method In driving such a brushless motor, the motor driving method according to the present invention skips the correction process a predetermined number of times when executing the correction process of the rotational speed of the rotor based on the position detection signal.
  • the motor driving apparatus includes a correction processing unit, a switch, a driving waveform generating unit, a PWM circuit, and an inverter.
  • the correction processing unit executes a correction process for the rotational speed of the rotor at a timing when the position detection signal is input, and outputs a correction signal for guiding the execution of the correction process.
  • the switch is connected between the position detection sensor and the correction processing unit, and skips the correction process a predetermined number of times by thinning out the position detection signal input to the correction processing unit.
  • the drive waveform generator generates and supplies a waveform signal for driving the winding based on the correction signal.
  • the PWM circuit generates and supplies a drive pulse signal that is pulse-width modulated by the waveform signal.
  • the inverter energizes the winding based on the drive pulse signal.
  • the vibration frequency generated by the correction process can be dispersed.
  • the peak level of noise that has conventionally occurred at a specific frequency during the rotation of the motor can be reduced.
  • the audibility level of the operation sound of the air-cooled blower can be improved.
  • the correction processing in this embodiment does not require complicated processing, it can be easily realized by an inexpensive circuit, for example, an 8-bit microcomputer.
  • the correction process is skipped by thinning out the position sensor signal Det (position detection signal), which is the output of the Hall element as the position detection sensor, using hardware called a switch.
  • Det position detection signal
  • the same effect can be obtained using software. That is, all the position sensor signals Det are input to the microcomputer constituting the correction processing unit. When performing the correction process by the correction processing unit, the correction process may be skipped in software.
  • the motor driving method and motor driving device of the present invention enable stable rotation control and noise reduction of the motor with a simple configuration.
  • the motor driving method and motor driving device of the present invention are particularly suitable for fan motors and blowers that require low noise.
  • the motor driving method and motor driving device of the present invention are also useful for motors used in electrical equipment that requires low noise.

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Abstract

本発明のモータ駆動方法は、ロータと、ステータと、位置検出センサであるホール素子(38)と、を備えるブラシレスモータを駆動する。このブラシレスモータを駆動するにあたり、位置検出信号に基づいて、ロータの回転速度の補正処理を実行するに際し、補正処理を所定回数スキップさせる。

Description

モータ駆動方法およびモータ駆動装置
 本発明は、モータの回転音を低減するモータ駆動方法およびモータ駆動装置に関する。
 ハイブリッド自動車や電気自動車は、車自身を走行させるために大型バッテリが搭載される。ハイブリッド自動車や電気自動車は、大型バッテリを含む電気回路を冷却するために空冷ブロアが搭載される。電気回路に流される電流値や、車の走行状態等に応じて、空冷ブロアには、その時々に必要とされる風量などの冷却性能が定められる。空冷ブロアは、冷却性能を満足するよう制御される必要がある。また、その冷却性能のバラツキは、空冷ブロアに依存する。特に、冷却性能のバラツキは、インペラー(羽根車)の回転速度のバラツキに大きく依存する。
 大型バッテリを安定して冷却するためには、空冷ブロアを駆動するモータが、安定して回転駆動する必要がある。一般的に、モータを目標回転数に対して安定して回転させる方法として、つぎの制御がある。つまり、モータの回転位置を検出する位置検出センサ等を用いて、モータの実回転数を検出する。検出されたモータの実回転数と、モータの目標回転数との偏差が最小となるよう、モータの回転数を制御する、というものである。
 ところで、パルス幅変調(Pulse Width Modulation。以下、「PWM」と記す。)駆動で制御される3相ブラシレスモータの場合、ホール素子等からなる3個の位置検出センサからの出力に基づいて、PWM駆動を実現する素子の駆動開始タイミングが制御される。したがって、3個の位置検出センサが取付けられる位置にずれがあると、モータの回転数は安定して維持されない。
 この対応として、特許文献1では、例えば、予め計測された回転位置検出センサの正規位置からの位置ずれを記憶する位置ずれ量記憶手段と、この位置ずれ量記憶手段に記憶された位置ずれ量に応じて回転位置検出センサの回転位置信号を補正する回転位置信号補正手段と、を備えるものが提案されている。
特開2005-110363号公報
 本発明が対象とするブラシレスモータは、ロータと、ステータと、位置検出センサと、を備える。
 ロータは、回転軸と、この回転軸を軸心とする周方向において、N極の磁極とS極の磁極とが等間隔で交互に配置された永久磁石と、軸心を中心として回転軸を回転自在に保持する軸受と、を有する。
 ステータは、複数の突極を有するステータ鉄心と、このステータ鉄心に対して相ごとに巻線が巻回される。
 位置検出センサは、永久磁石が発する磁極の変化からロータの回転位置を検出して位置検出信号を出力する。
 このようなブラシレスモータを駆動するにあたり、本発明に関するモータ駆動方法は、位置検出信号に基づいて、ロータの回転速度の補正処理を実行するに際し、補正処理を所定回数スキップする。
 また、このようなブラシレスモータを駆動するにあたり、本発明に関するモータ駆動装置は、補正処理部と、スイッチと、駆動波形生成部と、PWM回路と、インバータと、を含む。
 補正処理部は、位置検出信号が入力するタイミングで、ロータの回転速度の補正処理を実行するとともに、補正処理を実行することを案内する補正信号を出力する。
 スイッチは、位置検出センサと補正処理部との間に接続され、補正処理部に入力する位置検出信号を間引いて補正処理を所定回数スキップさせる。
 駆動波形生成部は、補正信号に基づいて巻線を駆動するための波形信号を生成して供給する。
 PWM回路は、波形信号によりパルス幅変調した駆動パルス信号を生成して供給する。
 インバータは、駆動パルス信号に基づいて巻線を通電する。
図1は本発明の実施の形態1におけるブラシレスモータの構造を示す断面図である。 図2は同ブラシレスモータの2-2断面図である。 図3は同ブラシレスモータの3-3断面図である。 図4は本発明の実施の形態1におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図5は本発明の実施の形態1における補正処理のスキップ回数と補正により生じる振動周波数との特性図である。 図6は本発明の実施の形態1におけるモータ駆動方法を示すフローチャートである。 図7Aは本発明の実施の形態1と比較するブラシレスモータの回転速度の補正処理による騒音の周波数特性を示す特性図である。 図7Bは本発明の実施の形態1におけるブラシレスモータの回転速度の補正処理による騒音の周波数特性を示す特性図である。
 本発明の実施の形態であるモータ駆動方法およびモータ駆動装置は、ロータの回転速度の補正処理をスキップすることにより、補正処理により生じる振動周波数を分散させることが可能となる。補正処理により生じる振動周波数を分散させることで、モータが回転するときに生じる特定周波数における騒音のピークレベルを低減できる。
 その結果、モータで駆動される空冷ブロアが動作することにより生じる音に対して、聴感レベルを改善できる。また、補正処理を行うにあたり、複雑な処理を必要としないので、安価な回路、例えば、8ビット程度のマイコンで容易に実現できる。
 つまり、従来のモータ駆動方法には、つぎの改善点があった。すなわち、PWM駆動を実現する素子の駆動開始タイミングは、位置検出センサから出力される位置信号に同期して補正される。よって、この補正処理の周期に相当する特定周波数において、モータの回転音、つまり騒音が増大する。
 そこで、後述する本発明の実施の形態であるモータ駆動方法およびモータ駆動装置により、簡単な構成で、モータが回転するときに生じていた特定周波数の騒音を低減する。
 以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
 なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
 (実施の形態1)
 図1は、本発明の実施の形態1におけるブラシレスモータの構造を示す断面図である。本実施の形態では、ロータがステータの内周側に回転自在に配置されたインナロータ型のブラシレスモータの例を挙げて説明する。本実施の形態におけるブラシレスモータ10は、ロータ12と、ステータ11と、位置検出センサとしてホール素子38と、を備える。
 ロータ12は、回転軸20と、この回転軸20を軸心とする周方向において、N極の磁極とS極の磁極とが等間隔で交互に配置された永久磁石18と、軸心を中心として回転軸20を回転自在に保持する軸受19と、を有する。
 ステータ11は、複数の突極を有するステータ鉄心15と、このステータ鉄心15に対して相ごとに巻線16が巻回される。各相を成す巻線16には、パルス幅を変調された信号が流される。その結果、本実施の形態におけるブラシレスモータ10は、PWM駆動で制御されて回転する。
 位置検出センサであるホール素子38は、永久磁石18が発する磁極の変化からロータ12の回転位置を検出して位置検出信号を出力する。
 さらに、詳細に説明する。図1に示すように、ブラシレスモータ10は、ステータ11、ロータ12、回路基板13およびモータケース14を備える。モータケース14は、密封された円筒形状の金属で形成される。ブラシレスモータ10は、このようなモータケース14内にステータ11、ロータ12および回路基板13を収納する。モータケース14は、ケース本体14aとケース蓋14bとで構成される。ケース本体14aにケース蓋14bが装着されると、モータケース14内は略密封された状態となる。
 図1に示すように、ステータ11は、ステータ鉄心15に対して相ごとの巻線16が巻回される。本実施の形態では、特に顕著な効果を発揮する3相ブラシレスモータを例示して説明する。本実施の形態におけるブラシレスモータ10は、互いに120度ずつ位相が異なる巻線16を有する。巻線16は、3つの相に区分され、各々をU相、V相、W相とする。ステータ鉄心15は、内周側に突出した複数の突極を有する。また、ステータ鉄心15の外周側は、概略円筒形状である。ステータ鉄心15の外周は、ケース本体14aに固定される。
 ステータ11の内側には、空隙を介してロータ12が挿入される。ロータ12は、ロータフレーム17の外周に円筒形状の永久磁石18を保持する。ロータ12は、軸受19で支持された回転軸20を中心として、回転自在に配置される。すなわち、ステータ鉄心15が有する突極の先端面と、永久磁石18の外周面とが対向するように配置される。
 さらに、このブラシレスモータ10には、各種の回路部品31が実装された回路基板13が、モータケース14の内部に取り付けられる。これら回路部品31によって、モータを制御するための駆動装置が構成される。また、回路基板13には、ロータ12の回転位置を検出するために、位置検出センサとしてホール素子38も実装される。なお、ロータ12の回転位置が検出できれば、位置検出センサはホール素子38以外でもよい。ステータ鉄心15には、支持部材21が装着される。回路基板13は、この支持部材21を介してモータケース14内に固定される。U相、V相、W相それぞれの巻線16の端部である引出線16aは、ステータ11から引き出される。それぞれの引出線16aの一端は、回路基板13に接続される。
 このようなブラシレスモータ10は、つぎの手順で構成できる。まず、ステータ11が、ケース本体14aの内部に挿入される。ステータ11は、ケース本体14aの内面に固定される。次に、ロータ12と回路基板13とが、ケース本体14aの内部に収納される。その後、ケース蓋14bが、ケース本体14aに固着される。こうして、ホール素子38や駆動装置が内蔵されたブラシレスモータ10が形成される。
 なお、ブラシレスモータ10は、駆動装置を一体化した構成であってもよい。特に、モータケース14を金属製とすれば、シールド効果を得ることができる。よって、このシールド効果により、回路基板13やステータ11などからモータケース14の外部に向けて放射される電磁ノイズを抑制できる。また、ステータ鉄心15が、直接、ケース本体14aに固定される構成であるため、ステータ11で生じた熱は金属製のモータケース14を介してモータケース14の外部に向けて放熱できる。
 図2は、図1に示した本実施の形態におけるブラシレスモータの2-2断面図である。図3は、同ブラシレスモータの3-3断面図である。図2および図3は、本実施の形態におけるブラシレスモータについて、モータケース14の内部を上方から見た概要を示す。なお、図2および図3では、図1に示した巻線16を巻回していない状態であり、ステータ鉄心15を示す。特に、図2は、ステータ鉄心15と永久磁石18との配置関係を示す。図3は、ステータ鉄心15と回路基板13との配置関係を示す。
 まず、図2に示すように、ステータ鉄心15は、環状のヨーク15aと、突極としてのそれぞれのティース15bとで構成される。本実施の形態で例示するステータ鉄心15は、突極数を12極とした12個のティース15bを有する。このようなステータ鉄心15の外周が、ケース本体14aの内面に固着される。それぞれのティース15bは、内周側へと延伸して突出する。それぞれのティース15bは、隣り合うティース15bとの間に位置する空間としてスロットを形成しながら、回転軸20を軸心とする周方向において、等間隔で配置される。ティース15bは、順番に、それぞれU相、V相、W相のいずれかに対応付けられる。U相のティース15bにはU相の巻線が巻回される。V相のティース15bにはV相の巻線が巻回される。W相のティース15bにはW相の巻線が巻回される。
 また、このような12個のティース15bの先端部と向い合うように、ステータ鉄心15の内周側にはロータ12が配置される。ロータ12が保持する永久磁石18は、回転軸20を軸心とする周方向において、S極の磁極とN極の磁極とが交互に配置されるように等間隔で着磁される。図2に示すように、本実施の形態における永久磁石18は、一対のS極の磁極とN極の磁極とからなる組合せをロータフレーム17の外周に5対有する。すなわち、永久磁石18は、周方向に沿って、磁極数が10極となるように着磁される。以上のように、ブラシレスモータ10は、10極12スロットの構成である。
 次に、図3に示すように、回路基板13上には、各種の回路部品31とともに、3つのホール素子38U、38V、38Wが実装される。ホール素子38U、38V、38Wは、円筒形状を成す永久磁石の一端面と向い合うように、回路基板13上に配置される。回路基板13上において、ホール素子38U、38V、38Wは、それぞれ、U相、V相、W相に対応するティース15bを延伸した方向に配置される。これにより、ホール素子38U、38V、38Wは、それぞれU相、V相、W相に対応して永久磁石の磁極が検出できる。
 なお、ホール素子は、各相との関係を示す場合には、符号38U、38V、38Wを用いて示し、ホール素子を総称する場合には、符号38を用いて示すこともある。
 本実施の形態のように、10極12スロットのモータ構成とした場合、つぎの効果を得ることができる。つまり、ホール素子38U、38V、38Wが、機械角において、それぞれ120度間隔で配置される。その結果、ホール素子38U、38V、38Wから、電気角において、それぞれ120度の位相が異なるU相、V相、W相の位置検出信号を得ることができる。すなわち、図3に示すように、ホール素子38Uは、u軸上に沿って配置され、U相のティース15bと対向する場所に位置する。同様に、ホール素子38Vは、v軸上に沿って配置され、V相のティース15bと対向する場所に位置する。ホール素子38Wは、w軸上に沿って配置され、W相のティース15bと対向する場所に位置する。図2および図3に示すように、本構成により、ホール素子38U、38V、38Wは、永久磁石18の磁極に対して、電気角で120度ごとにずれるように配置される。よって、ホール素子38U、38V、38Wは、ロータ12について、U相、V相、W相の回転位置を検出できる。
 以上のように構成されたブラシレスモータ10に対して、ブラシレスモータ10の外部から電源電圧や制御信号が供給される。供給された電源電圧や制御信号に基づいて、回路基板13上に設けられたモータ駆動装置などが、巻線16に流す駆動電流を生成する。生成された駆動電流が、巻線16に流れるため、ステータ鉄心15から磁界が発生する。ステータ鉄心15から生じた磁界と永久磁石18から生じた磁界とが相互に働き掛けることで、磁界の極性に応じた吸引力と磁界の極性に応じた反発力とが生じる。吸引力と反発力との作用によって、回転軸20を中心としてロータ12が回転する。
 次に、回路基板13上に実装された位置検出センサであるホール素子38や回路部品31により構成されるモータ駆動装置について説明する。
 図4は、本実施の形態におけるブラシレスモータのモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。
 モータ駆動装置40は、3つの相にそれぞれ対応する位置検出センサであるホール素子38と、補正処理部50と、駆動波形生成部42と、PWM回路43と、インバータ44と、スイッチ60とを含む。
 補正処理部50は、位置検出信号が入力するタイミングで、ロータの回転速度の補正処理を実行するとともに、補正処理を実行することを案内する補正信号を出力する。
 スイッチ60は、位置検出センサであるホール素子38と補正処理部50との間に接続され、補正処理部50に入力する位置検出信号を間引いて補正処理を所定回数スキップさせる。
 駆動波形生成部42は、補正信号に基づいて巻線16を駆動するための波形信号Wdを生成して供給する。
 PWM回路43は、波形信号Wdによりパルス幅変調した駆動パルス信号Pdを生成して供給する。
 インバータ44は、駆動パルス信号Pdに基づいて巻線16を通電する。
 モータ駆動装置40には、例えば外部の上位システムである上位器などから、ロータの目標回転数である回転速度として、例えば1分間あたりの回転数(rpm)を指令する回転指令信号Rrが通知される。
 補正処理部50は、回転制御部41、通電タイミング生成部45、位置信号生成部46、および進角値テーブル52から構成される。
 位置信号生成部46は、位置検出信号からロータが現実に回転している実回転数を検出する。
 回転制御部41は、上位システムから指示された目標回転数と、位置信号生成部46で検出した実回転数との偏差によりロータの回転数を制御する。
 通電タイミング生成部45は、位置検出信号を基準タイミングとして、必要とされる進角量に応じた位相の通電タイミングを生成する。また、通電タイミング生成部45は、この通電タイミングを示す通電位相信号を駆動波形生成部42に供給する。
 進角値テーブル52は、必要とされる進角量を予め記憶する。
 さらに、図面を用いて、詳細に説明する。回転指令信号Rrは、回転制御部41に通知される。また、回転制御部41には、位置信号生成部46で生成された検出位置信号Rpが通知される。基本的に、検出位置信号Rpは、ロータの回転位置を検出した結果に基づいて生成された信号である。巻線16への駆動量を示す回転制御信号Ddは、回転指令信号Rrと検出位置信号Rpとに基づいて、回転制御部41で生成される。
 具体的には、まず、回転制御部41は、速度指令を示す回転指令信号Rrと、検出位置信号Rpに基づいて算出された検出速度との速度偏差を求める。検出速度は、検出位置信号Rpから微分演算などにより算出できる。つぎに、回転制御部41は、速度指令に従った実速度となるように、速度偏差に応じたトルク量を示す回転制御信号Ddを生成する。回転制御部41は、生成された回転制御信号Ddを駆動波形生成部42に供給する。
 駆動波形生成部42は、巻線16を駆動するための波形信号Wdを相ごとに生成する。駆動波形生成部42は、生成された波形信号WdをPWM回路43に供給する。巻線16を正弦波駆動する場合、波形信号Wdは正弦波信号となる。巻線16を矩形波駆動する場合、波形信号Wdは矩形波信号となる。波形信号Wdの振幅は、回転制御信号Ddに応じて決定される。波形信号WdがPWM回路43に供給されるタイミングは、通電タイミング生成部45からの通電位相信号Dpに応じて決定される。基準とするタイミングに対して、通電位相信号Dpに応じたタイミングが進み方向の位相のときには、いわゆる進角となる。基準とするタイミングに対して、通電位相信号Dpに応じたタイミングが遅れ方向の位相のときには、いわゆる遅角となる。
 PWM回路43は、駆動波形生成部42から相ごとに供給された波形信号Wdを変調信号として、それぞれの相に対してパルス幅変調を行う。つまり、PWM回路43は、供給された波形信号Wdに対してパルス幅変調を行う。PWM回路43は、パルス幅変調が行われた結果、生成されたパルス列の信号である駆動パルス信号Pdをインバータ44に供給する。
 インバータ44は、駆動パルス信号Pdに基づいて、相ごとに巻線16への通電を行い、巻線16を駆動する。インバータ44は、U相、V相、W相のそれぞれにおいて、電源の正極側に接続されたスイッチ素子と電源の負極側に接続されたスイッチ素子とを備える。電源の正極側に接続されたスイッチ素子の反電源側と、電源の負極側に接続されたスイッチ素子の反電源側とは、互いに接続されており、接続部を成す。この接続部が、インバータ44から巻線16を駆動する駆動出力端部となる。U相の駆動出力端部Uoは、引出線16aを介して巻線16Uに接続される。V相の駆動出力端部Voは、引出線16aを介して巻線16Vに接続される。W相の駆動出力端部Woは、引出線16aを介して巻線16Wに接続される。
 それぞれの相において、駆動パルス信号Pdに基づいてスイッチ素子がオンオフされる。このとき、電源の正極側に接続されたスイッチ素子のうち、オンされたスイッチ素子を介して、駆動出力端部から巻線16へと駆動電流が流される。そして、他の巻線16を経て駆動出力端部へと流された駆動電流は、電源の負極側に接続されたスイッチ素子のうち、オンされたスイッチ素子を介して、電源へと流される。駆動パルス信号Pdは、波形信号Wdをパルス幅変調した信号である。よって、各スイッチ素子が上述したオンオフ動作を行うことにより、波形信号Wdに応じた駆動電流がそれぞれの巻線16に通電される。
 以上のような構成により、回転指令信号Rrに従って、ロータの回転速度やロータ12の回転位置を制御するフィードバック制御ループが形成される。
 次に、検出位置信号Rpや通電位相信号Dpを生成するための構成について説明する。
 図4に示すように、まず、回路基板上に実装されたホール素子38は、回転するロータが保持する永久磁石から生じた磁極変化を検出し、位置検出信号として位置センサ信号Detを出力する。位置センサ信号Detは、スイッチ60を介して通電タイミング生成部45に供給されるとともに、位置信号生成部46にも供給される。位置信号生成部46は、位置センサ信号Detを用いて検出位置信号Rpを生成する。位置信号生成部46は、生成された検出位置信号Rpを回転制御部41に供給する。
 通電タイミング生成部45は、位置センサ信号Detのタイミングを基準タイミングとして、基準タイミングからある進角量だけ位相をずらしたタイミングを生成する。通電タイミング生成部45には、そのときのブラシレスモータの回転状況に最適な進角量である進角値Pが、進角値テーブル52から供給される。通電タイミング生成部45は、基準タイミングから進角値Pだけ進角したタイミングを示す通電位相信号Dpを生成する。生成された通電位相信号Dpが、駆動波形生成部42に供給される。このようにして、駆動波形生成部42は、位置センサ信号Detに基づく基準タイミングから通電位相信号Dpだけ進角したタイミングで、波形信号Wdを出力する。進角値テーブル52は、回転数(rpm)に対応付けてその回転数で最適とする進角値Pを記憶している。本実施の形態では、各回転数において、モータ電流が最も少なくなるような進角値Pを保存進角値として記憶する。
 進角値テーブル52には、回転指令信号Rrが通知される。進角値テーブル52は、通知された回転指令信号Rrが示す回転数に対応する進角値Pを読み出す。進角値テーブル52は、読み出した進角値Pを通電タイミング生成部45に供給する。このように、補正処理部50では、通電タイミング生成部45に位置センサ信号Detを入力することで、ロータの回転速度を目標回転速度に合わせるように補正を行っている。
 ここで、スイッチ60の動作およびその作用について説明する。まず、スイッチ60が接続されている状態、すなわち、常時オンの状態の動作について説明する。
 本実施の形態では、補正処理部50がマイクロコンピュータ(Microcomputer、以下「マイコン」と記す。)で構成されている場合を例示して、以下の説明を行う。なお、補正処理部50は、マイコンを用いることなく、同様の機能を成す構成で実現してもよい。
 ホール素子38から出力された位置センサ信号Detが、マイコンで構成された補正処理部50に入力される。補正処理部50では、位置センサ信号Detが補正処理部50に入力される度に割込み処理が行われ、通電タイミング生成部45から駆動波形生成部42へ通電位相信号Dpが出力される。出力された通電位相信号Dpに基づいて、ロータの回転速度の補正処理が実行される。
 一方、スイッチ60がオフされると、位置センサ信号Detがマイコンで構成された補正処理部50に入力されない。補正処理部50に位置センサ信号Detが入力されないため、補正処理部50では割込み処理が行われない。割込み処理により生成された通電位相信号Dpが出力されないため、ロータの回転速度の補正処理は実行されない。このように、ロータの回転に応じて周期的に発生する位置センサ信号Detは、スイッチ60により補正処理部50への入力が間引かれる。つまり、スイッチ60を用いれば、ロータの回転速度の補正処理がスキップできる。
 ホール素子38は、回転するロータが保持する永久磁石から生じた磁極変化を検出し、位置センサ信号Detとして出力する。上述したように、本実施の形態のブラシレスモータのロータでは、永久磁石として5対のN極の磁極とS極の磁極がそれぞれ交互に配置され、合計で10極の磁極が保持される。したがって、ロータが1回転する毎に、各ホール素子38からそれぞれ10個ずつ、合計で30個の位置センサ信号Detが、等しい時間間隔で出力される。
 つまり、スイッチ60が常時オンされた状態では、補正処理はスキップされないため、ロータが1回転する毎に、マイコンでは30回の割込み処理が発生する。この割込み処理毎に補正処理が実行されるので、ロータが1回転する毎に、30回の回転速度の補正処理が実行される。
 これに対して、スイッチ60を所定の規則に従ってオンオフすれば、周期的に発生する位置センサ信号Detが補正処理部50へ入力することを所定の規則に従って間引くことができる。よって、本実施の形態のモータ駆動装置40は、補正処理をスキップすることができる。
 なお、スイッチ60は、補正処理部50に対する位置センサ信号Detの入力を制御できればよい。スイッチ60は、機械的なスイッチでもよく、電気的なスイッチでもよい。
 ところで、上述したように、ロータの回転速度の補正処理が周期的に実行されると、この補正処理の周期に相当する特定の振動周波数でロータが振動する。ロータが振動するため、この特定の振動周波数でロータから騒音が発生する。
 ここで、ロータの1回転あたりの補正回数をNc、ロータの磁極数をNp、位置検出センサであるホール素子38の数をs、ロータの回転速度をNr(rpm)とする。補正処理により生じる振動周波数fvは、式(1)のようになる。
 fv=Nc×Nr/60=Np×s×Nr/60  (1)
 補正処理がスキップされるスキップ回数をNsとする。補正処理により生じる振動周波数fvは、式(2)のようになる。
 fv=Np×s/(1+Ns)×Nr/60  (2)
 図5は、本実施の形態におけるブラシレスモータの補正処理のスキップ回数Nsと補正処理により生じる振動周波数fvとの関係を示す特性図である。
 本実施の形態におけるブラシレスモータは、Np=10、s=3である。ここで、Nr=600rpmとすると、スキップ回数Nsが0回、1回、2回、・・・・29回となるに従って、振動周波数fvはそれぞれ300Hz、150Hz、100Hz、・・・・10Hzとなる。本実施の形態では、スキップ回数が29回となったときに、ロータの機械角が1回転あたり、1回の補正が行われる。ロータの機械角が1回転以上の場合は、補正処理のスキップ回数が増やされても、補正処理による生じる振動周波数はあまり変化しない。このため、補正処理のスキップ回数は最大29回までとする。
 図6は、本実施の形態におけるモータ駆動装置の駆動方法を示すフローチャートである。
 本実施の形態におけるモータ駆動方法は、位置検出信号に基づいて、ロータの回転速度の補正処理を実行するに際し、補正処理を所定回数スキップする。
 具体的には、ロータが目標回転数に到達し、ロータの回転速度が安定になったか否かを判定するステップが行われる(ステップS102)。
 回転速度が安定した場合に、スキップした回数が最大スキップ回数に到達したか否かを判定するステップが行われる(ステップS104)。
 スキップした回数が最大スキップ回数に到達していない場合には、補正処理をスキップする(ステップS105)。
 スキップした回数が最大スキップ回数に到達した場合には、補正処理を実行するとともに、最大スキップ回数を変更するステップが行われる(ステップS106、S107)。
 最大スキップ回数は、ロータの磁極数をNp、位置検出センサの数をsとした場合、1回以上、(Np×s-1)回以下の範囲内で変更される。
 最大スキップ回数を変更させる方法は、スキップした回数が最大スキップ回数に到達するごとに、(Np×s-1)回から1回までの範囲内で、1回ずつ減少される。
 または、最大スキップ回数を変更させる方法は、スキップした回数が最大スキップ回数に到達するごとに、1回から(Np×s-1)回までの範囲内で、1回ずつ増加される。
 あるいは、最大スキップ回数を変更させる方法は、スキップした回数が最大スキップ回数に到達するごとに、1回から(Np×s-1)回までの範囲内で、ランダムに変更される。
 以下、図面とともに、詳細に説明する。図6に示すように、まず、ブラシレスモータが動作をスタートする前に、スキップ最大回数Nsmax(0から29までの整数)は初期値に設定され、スキップ回数nsはリセット(ns=0)されているものとする。
 補正処理部を構成するマイコンにおいて、センサ割込みがスタートすると(ステップS101)、ロータが目標回転数に到達し、かつその回転速度が安定しているか否かが判定される(ステップS102)。ロータが目標回転数に到達し、かつその回転速度が安定していない場合(ステップS102のNo)、回転速度の補正処理が実行され(ステップS103)、補正処理部による補正処理が終了する(ステップS108)。
 一方、ロータが目標回転数に到達し、かつその回転速度が安定している場合(ステップS102のYes)、スキップ回数nsがスキップ最大回数Nsmaxに到達しているか否かが判定される(ステップS104)。スキップ回数nsがスキップ最大回数Nsmaxに到達していない場合(ステップS104のNo)、回転速度の補正処理がスキップされ、かつスキップ回数nsがインクリメントされて(ステップS105)、補正処理部による補正処理が終了する(ステップS108)。
 一方、スキップ回数nsがスキップ最大回数Nsmaxに到達した場合(ステップS104のYes)、回転速度の補正処理が実行される(ステップS106)。その後、ステップS107に進んで、スキップ回数nsがリセットされるとともに、スキップ最大回数Nsmaxの値が変更される。
 このスキップ最大回数Nsmaxの変更の方法は、29回から1回ずつ減少させてもよいし、0回から1回ずつ増加させてもよい。また、ロータの回転速度が安定した後、0回から29回までの間でランダムに変更するようにしてもよい。例えば、スキップ最大回数Nsmaxの値を0回から29回まで1回ずつ増加させる場合を考えると、回転速度の補正処理は次のように実行されることになる。
 ロータの回転速度が安定すると、まず、センサ割込み1回について1回の補正処理が実行される(スキップ回数は0回)。次に、センサ割込み2回について1回の補正処理が実行される(スキップ回数は1回)。次に、センサ割込み3回について1回の補正処理が実行される(スキップ回数は2回)。このように、スキップ回数が1回ずつ増加され、最後にセンサ割込み30回について1回の補正処理が実行される(スキップ回数は29回)。そして、この補正処理のスキップ動作が繰り返される。
 図6を用いて説明した補正処理のスキップ動作の効果について、図7A、図7Bを用いて説明する。図7A、図7Bは、ロータの回転速度の補正処理による振動周波数、すなわち騒音の周波数特性を示した特性図である。図7Aは、従来のモータ駆動方法によって駆動した場合の例を示す。図7Bは、本実施の形態のモータ駆動方法によって駆動した場合の例を示す。図7Aに示すように、従来は、補正処理部を構成するマイコンに対して入力された、すべてのセンサ割込みについて補正処理が実行されていた。従って、上述した式(1)から算出されるように、補正処理による振動周波数は300Hzに集中する。その結果、ブラシレスモータのロータが回転すると、この補正処理のために周波数300Hzにおいて閾値を超える大きなピーク騒音が発生していた。
 一方、本実施の形態におけるモータ駆動方法では、図7Bに示すように、補正処理による振動周波数は、補正処理のスキップ回数に応じて複数の周波数に分散される。例えば、図7B中、「スキップなし時の騒音」として示される補正処理のスキップがない場合の騒音は、周波数300Hzに発生する。同様に、図7B中、「スキップ1回時の騒音」として示される補正処理のスキップが1回の場合の騒音は、周波数150Hzに発生する。図7B中、「スキップ2回時の騒音」として示される補正処理のスキップが2回の場合の騒音は、周波数100Hzに発生する。補正処理のスキップ回数が増加した結果、補正処理のスキップが29回の場合の騒音は、周波数10Hzに発生する。
 このようにして、ロータの回転速度の補正処理により生じる振動周波数は、特定の周波数に集中することなく、30個の異なる周波数に分散される。分散された各振動周波数における騒音レベルは、すべての周波数において閾値以下となる。
 以上説明したように、本発明が対象とするブラシレスモータは、ロータと、ステータと、位置検出センサと、を備える。
 ロータは、回転軸と、この回転軸を軸心とする周方向において、N極の磁極とS極の磁極とが等間隔で交互に配置された永久磁石と、軸心を中心として回転軸を回転自在に保持する軸受と、を有する。
 ステータは、複数の突極を有するステータ鉄心と、このステータ鉄心に対して相ごとに巻線が巻回される。
 位置検出センサは、永久磁石が発する磁極の変化からロータの回転位置を検出して位置検出信号を出力する。
 このようなブラシレスモータを駆動するにあたり、本発明に関するモータ駆動方法は、位置検出信号に基づいて、ロータの回転速度の補正処理を実行するに際し、補正処理を所定回数スキップする。
 また、このようなブラシレスモータを駆動するにあたり、本発明に関するモータ駆動装置は、補正処理部と、スイッチと、駆動波形生成部と、PWM回路と、インバータと、を含む。
 補正処理部は、位置検出信号が入力するタイミングで、ロータの回転速度の補正処理を実行するとともに、補正処理を実行することを案内する補正信号を出力する。
 スイッチは、位置検出センサと補正処理部との間に接続され、補正処理部に入力する位置検出信号を間引いて補正処理を所定回数スキップさせる。
 駆動波形生成部は、補正信号に基づいて巻線を駆動するための波形信号を生成して供給する。
 PWM回路は、波形信号によりパルス幅変調した駆動パルス信号を生成して供給する。
 インバータは、駆動パルス信号に基づいて巻線を通電する。
 このような装置を用いて、ロータの回転速度の補正処理をスキップすることにより、補正処理による生じていた振動周波数を分散させることが可能となる。この結果、従来、モータの回転時に、特定の周波数に生じていた騒音のピークレベルを低減することができる。
 本実施の形態におけるモータ駆動方法を空冷ブロアの制御へ用いれば、空冷ブロアの動作音について聴感レベルを改善することができる。
 しかも、本実施の形態における補正処理は複雑な処理を必要としないので、安価な回路、例えば8ビット程度のマイコンで容易に実現できる。
 なお、上記実施の形態では、スイッチというハードウェアを用いて、位置検出センサであるホール素子の出力である位置センサ信号Det(位置検出信号)を間引くことで補正処理をスキップした。
 次の方法によれば、ソフトウェアを用いて同様の作用効果を得ることができる。すなわち、補正処理部を構成するマイコンに、すべての位置センサ信号Detを入力する。補正処理部による補正処理を行う際、ソフト的に補正処理をスキップすればよい。
 本発明のモータ駆動方法およびモータ駆動装置は、簡単な構成でモータの安定な回転制御と騒音の低減が可能となる。本発明のモータ駆動方法およびモータ駆動装置は、特に低騒音が求められるファンモータやブロアに好適である。その他、本発明のモータ駆動方法およびモータ駆動装置は、低騒音が求められる電気機器に使用されるモータにも有用である。
 10  ブラシレスモータ
 11  ステータ
 12  ロータ
 13  回路基板
 14  モータケース
 14a  ケース本体
 14b  ケース蓋
 15  ステータ鉄心
 15a  ヨーク
 15b  ティース(突極)
 16,16U,16V,16W  巻線
 16a  引出線
 17  ロータフレーム
 18  永久磁石
 19  軸受
 20  回転軸
 21  支持部材
 31  回路部品
 38,38U,38V,38W  ホール素子(位置検出センサ)
 40  モータ駆動装置
 41  回転制御部
 42  駆動波形生成部
 43  PWM回路
 44  インバータ
 45  通電タイミング生成部
 46  位置信号生成部
 50  補正処理部
 52  進角値テーブル
 60  スイッチ

Claims (10)

  1. 回転軸と、この回転軸を軸心とする周方向において、N極の磁極とS極の磁極とが等間隔で交互に配置された永久磁石と、前記軸心を中心として前記回転軸を回転自在に保持する軸受と、を有するロータと、
    複数の突極を有するステータ鉄心と、このステータ鉄心に対して相ごとに巻線を巻回したステータと、
    前記永久磁石が発する磁極の変化から前記ロータの回転位置を検出して位置検出信号を出力する位置検出センサと、
    を備えるブラシレスモータを駆動するモータ駆動方法であって、
    前記位置検出信号に基づいて、前記ロータの回転速度の補正処理を実行するに際し、前記補正処理を所定回数スキップすることを特徴とするモータ駆動方法。
  2. 前記ロータが目標回転数に到達し、前記ロータの回転速度が安定になったか否かを判定するステップと、
    前記回転速度が安定した場合に、スキップした回数が最大スキップ回数に到達したか否かを判定するステップと、
    前記スキップした回数が前記最大スキップ回数に到達していない場合には、前記補正処理をスキップし、
    前記スキップした回数が前記最大スキップ回数に到達した場合には、前記補正処理を実行するとともに、前記最大スキップ回数を変更するステップと、
    を有することを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動方法。
  3. 前記ロータの磁極数をNp、前記位置検出センサの数をsとした場合、前記最大スキップ回数は、1回以上、(Np×s-1)回以下の範囲内で変更することを特徴とする請求項2に記載のモータ駆動方法。
  4. 前記スキップした回数が前記最大スキップ回数に到達するごとに、前記最大スキップ回数は、(Np×s-1)回から1回までの範囲内で、1回ずつ減少することを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動方法。
  5. 前記スキップした回数が前記最大スキップ回数に到達するごとに、前記最大スキップ回数は、1回から(Np×s-1)回までの範囲内で、1回ずつ増加することを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動方法。
  6. 前記スキップした回数が前記最大スキップ回数に到達するごとに、前記最大スキップ回数は、1回から(Np×s-1)回までの範囲内で、ランダムに変更することを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動方法。
  7. 回転軸と、この回転軸を軸心とする周方向において、N極の磁極とS極の磁極とが等間隔で交互に配置された永久磁石と、前記軸心を中心として前記回転軸を回転自在に保持する軸受と、を有するロータと、
    複数の突極を有するステータ鉄心と、このステータ鉄心に対して相ごとに巻線を巻回したステータと、
    前記永久磁石が発する磁極の変化から前記ロータの回転位置を検出して位置検出信号を出力する位置検出センサと、
    を備えるブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、
    前記位置検出信号が入力するタイミングで、前記ロータの回転速度の補正処理を実行するとともに、前記補正処理を実行することを案内する補正信号を出力する補正処理部と、
    前記位置検出センサと前記補正処理部との間に接続され、前記補正処理部に入力する前記位置検出信号を間引いて前記補正処理を所定回数スキップさせるスイッチと、
    前記補正信号に基づいて前記巻線を駆動するための波形信号を生成して供給する駆動波形生成部と、
    前記波形信号によりパルス幅変調した駆動パルス信号を生成して供給するPWM回路と、
    前記駆動パルス信号に基づいて前記巻線を通電するインバータと、
    を含むことを特徴とするモータ駆動装置。
  8. 前記ブラシレスモータが備える前記ロータの目標回転数を指示する上位システムをさらに含み、
    前記補正処理部は、
    前記位置検出信号から前記ロータが現実に回転している実回転数を検出する位置信号生成部と、
    前記上位システムから指示された前記目標回転数と、前記位置信号生成部で検出した前記実回転数との偏差により前記ロータの回転数を制御する回転制御部と、
    前記位置検出信号を基準タイミングとして、必要とされる進角量に応じた位相の通電タイミングを生成するとともに、この通電タイミングを示す通電位相信号を前記駆動波形生成部に供給する通電タイミング生成部と、
    を備えることを特徴とする請求項7に記載のモータ駆動装置。
  9. 前記必要とされる進角量を予め記憶する進角値テーブルを備えたことを特徴とする請求項8に記載のモータ駆動装置。
  10. 前記ロータの磁極数をNp、前記位置検出センサの数をsとした場合、前記所定回数は、1回以上、(Np×s-1)回以下の範囲内で変更することを特徴とする請求項7に記載のモータ駆動装置。
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