WO2013124991A1 - 電動機の磁極位置推定装置およびそれを用いた制御装置 - Google Patents

電動機の磁極位置推定装置およびそれを用いた制御装置 Download PDF

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pole position
magnetic pole
axis
superimposed
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貴之 潮田
森本　進也
井浦　英昭
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株式会社安川電機
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors

Definitions

  • the disclosed embodiment relates to a magnetic pole position estimation device for an electric motor and a control device using the same.
  • a magnetic pole position estimation device that estimates the magnetic pole position of a motor having saliency is known, and as such a magnetic pole position estimation device, a magnetic pole position of an electric motor is estimated by superimposing a harmonic component on a PWM signal. It has been known.
  • each phase of a three-phase winding is defined as one period of three consecutive carrier cycles, and a period of 1/3 (the first The original command value is tripled in one carrier wave cycle, and the high frequency component is superimposed in the remaining 2/3 period (two remaining carrier cycles) to estimate the magnetic pole position of the motor.
  • the original command value for driving the electric motor can be updated only every three periods of the carrier wave.
  • One aspect of the embodiments has been made in view of the above, and a magnetic pole position estimation device and an electric motor that can estimate the magnetic pole position without affecting the update period of the voltage command for driving the electric motor
  • An object of the present invention is to provide a control device.
  • the motor control device includes a superimposed component generation unit, an inverter unit, a current detection unit, and a magnetic pole position estimation unit.
  • the superimposition component generation unit generates a superimposition voltage command whose vector direction in the coordinate system set on the stator of the motor is 90 degrees different from the superimposition voltage command generated last time at a predetermined cycle.
  • the inverter unit outputs a drive voltage based on a drive voltage command on which the superimposed voltage command is superimposed to the electric motor.
  • the current detection unit detects a current flowing through each phase of the electric motor at the predetermined period, and outputs a current detection value.
  • the magnetic pole position estimation unit detects the magnetic pole position of the electric motor based on the amount of change in the detected current value.
  • a magnetic pole position estimation device for a motor that can estimate a magnetic pole position without affecting the update period of a voltage command for driving the motor and a control device using the same are provided. can do.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram for explaining the space vector modulation method.
  • FIG. 2B is a diagram for explaining the space vector modulation method.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the relationship between the voltage vector and ⁇ in the ⁇ axis coordinate system.
  • FIG. 4 is a diagram showing changes in the time period of the pilot voltage.
  • FIG. 5 is a flowchart showing pilot voltage generation processing of the superimposed component generation unit.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a change in the ⁇ -axis component of the pilot voltage output from the superimposed component generation unit.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the magnetic pole position estimation unit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram for explaining the space vector modulation method.
  • FIG. 2B is a diagram for
  • FIG. 8 is a flowchart showing the magnetic pole position estimation processing of the magnetic pole position estimation unit.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the relationship between the pilot voltage and the carrier wave.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a control device according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the relationship between the voltage vector and ⁇ according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a change in the time period of the pilot voltage according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a change in the ⁇ -axis component of the pilot voltage according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a flowchart illustrating pilot voltage generation processing of the superimposed component generation unit according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of a magnetic pole position estimation unit according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a flowchart showing the magnetic pole position estimation processing of the magnetic pole position estimation unit according to the second embodiment.
  • the motor control device includes a magnetic pole position estimation device.
  • the motor control device is simply referred to as “control device”.
  • this invention is not limited by embodiment shown below.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a control device according to the first embodiment.
  • the control device 1 includes an inverter unit 10, a current detection unit 20, and a control unit 30.
  • the control device 1 is connected between the DC power source 2 and the motor 3, converts the DC voltage Vdc supplied from the DC power source 2 into an AC voltage by the inverter unit 10, and outputs the AC voltage to the motor 3. Make it work.
  • the electric motor 3 is an electric motor having saliency, and includes a stator 3a having an armature winding and a rotor 3b in which a plurality of permanent magnets are embedded in a rotor core and arranged in the circumferential direction.
  • Examples of the electric motor 3 include an embedded permanent magnet synchronous motor (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor).
  • the inverter unit 10 includes switching elements Q1 to Q6, diodes D1 to D6, and a smoothing capacitor C1. Switching elements Q1 to Q6 are connected in a three-phase bridge, and diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to switching elements Q1 to Q6, respectively.
  • the switching elements Q1 to Q6 are controlled based on the drive signals S1 to S6 output from the control unit 30, and a voltage corresponding to the drive signals S1 to S6 (hereinafter referred to as drive voltage) is supplied to the electric motor. Output to 3.
  • semiconductor elements such as IGBTs and MOSFETs are used as the switching elements Q1 to Q6.
  • the current detection unit 20 detects currents flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase between the inverter unit 10 and the electric motor 3, and the current detection values I U , I V , I W are detected as the detection results. Output.
  • the detected current value I U is an instantaneous value of the U-phase current
  • the detected current value IV is an instantaneous value of the V-phase current
  • the detected current value I W is an instantaneous value of the W-phase current.
  • a current sensor using a Hall element that is a magnetoelectric conversion element can be used as the current detection unit 20.
  • the control unit 30 includes a three-phase / two-phase coordinate conversion unit 31, a rotation coordinate conversion unit 32, a current command output unit 33, a current control unit 34, a counter unit 35, a superimposed component generation unit 36, and an addition unit. 37, 38, a drive signal generator 39, and a magnetic pole position estimator 40.
  • the control unit 30 has a function as a magnetic pole position estimation device, and can estimate the magnetic pole position ⁇ of the rotor 3b in the electric motor 3 (hereinafter sometimes referred to as the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3).
  • the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 31 converts the current detection values I u , I V , and I W into two orthogonal ⁇ -axis components on fixed coordinates, and detects the current detection value I ⁇ in the ⁇ -axis direction. obtain a current vector of the ⁇ -axis coordinate system with beta axial current detection value I beta and vector components.
  • the ⁇ axis coordinate system is an orthogonal coordinate system set on the stator 3a of the electric motor 3, and is also called a stator coordinate system.
  • the current detection unit 20 may be provided with a three-phase / two-phase coordinate conversion unit 31.
  • the rotational coordinate conversion unit 32 performs coordinate conversion on the components of the ⁇ axis coordinate system output from the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 31 based on the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3. As a result, the rotation coordinate conversion unit 32 calculates the q-axis current detection value I q and the d-axis current detection value I d that are the q-axis component and the d-axis component of the dq-axis rotation coordinate system that rotates corresponding to the rotor 3b. Obtained and output to the current control unit 34.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 is a magnetic pole position viewed from the ⁇ axis coordinate system.
  • the current command output unit 33 generates a q-axis current command I q * and a d-axis current command I d * based on a torque command T * input from the outside and outputs the q-axis current command I d * to the current control unit 34.
  • the q-axis current command I q * is a q-axis component current command
  • the d-axis current command I d * is a d-axis component current command.
  • the current control unit 34 Based on the q-axis current command I q * , the d-axis current command I d * , the q-axis current detection value I q , the d-axis current detection value I d, and the magnetic pole position ⁇ of the motor 3, the current control unit 34 The ⁇ axis command component V ⁇ * and ⁇ axis command component V ⁇ * of the system are generated and output as drive voltages.
  • the current control unit 34 adjusts the q-axis voltage command V q * so that the deviation between the q-axis current command I q * and the q-axis current detection value I q becomes zero, and the d-axis current command
  • the d-axis voltage command V d * is adjusted so that the deviation between I d * and the detected d-axis current value I d is zero.
  • the current control unit 34 converts the q-axis voltage command V q * and the d-axis voltage command V d * into the components of the ⁇ -axis coordinate system based on the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3, and the drive voltage command ⁇
  • An axis command component V ⁇ * and a ⁇ axis command component V ⁇ * are generated.
  • the superimposition component generation unit 36 uses a voltage vector V h (hereinafter sometimes referred to as a pilot voltage V h ) as a superimposition voltage command for superimposing the ⁇ -axis command component V ⁇ * and the ⁇ -axis command component V ⁇ * . Generate. Specifically, superimposed component generating unit 36, for each predetermined cycle, orientation vector in the ⁇ -axis coordinate system to generate a 90-degree different pilot voltage V h for the pilot voltage V h generated last.
  • pilot voltage V h is the ⁇ -axis command component V .alpha.h is ⁇ -axis component, constituted by the ⁇ -axis command component V Betah a ⁇ -axis component.
  • the adding unit 37 adds the ⁇ -axis command component V ⁇ * input from the current control unit 34 and the ⁇ -axis command component V ⁇ h input from the superimposed component generating unit 36, and generates an ⁇ -axis command component V ⁇ 1 *. Is output to the drive signal generator 39. Further, the adding unit 38 adds the ⁇ -axis command component V ⁇ * input from the current control unit 34 and the ⁇ -axis command component V ⁇ h input from the superimposed component generating unit 36 to generate the ⁇ -axis command component V ⁇ 1 * is output to the drive signal generator 39.
  • the drive signal generation unit 39 drives the inverter unit 10 using the space vector modulation method based on the ⁇ -axis command component V ⁇ 1 * and ⁇ -axis command component V ⁇ 1 * output from the addition units 37 and 38. ⁇ S6 are generated.
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining the space vector modulation method.
  • an arbitrarily set time period T S is represented by 2T V.
  • FIG. 2A shows voltage vectors V 0 to V 7 in the space vector modulation.
  • the command vector Vs * is formed using two adjacent voltage vectors V 1 and V 2 .
  • Voltage vector V 1 (100) turns U-phase upper switching element Q1 ON, U-phase lower switching element Q4 OFF, and V-phase and W-phase upper switching elements Q2 and Q3 OFF in inverter unit 10.
  • the lower switching elements Q5 and Q6 of the V phase and the W phase are turned on.
  • voltage vector V 2 (110) turns U-phase and V-phase upper switching elements Q1, Q2 ON, U-phase and V-phase lower switching elements Q4, Q5, and W-phase upper switching elements.
  • Q3 is turned OFF, and the W-phase lower switching element Q6 is turned ON.
  • the switching state of each phase in the time period T is as shown in FIG. 2B.
  • the ON times t 1 and t 2 shown in FIG. 2B are calculated by the following formulas (1) and (2).
  • ⁇ V is the phase angle from the voltage vector V 1 to the voltage command vector Vs *
  • is the amplitude of the voltage command vector Vs *
  • V max is the inverter unit. 10 maximum output voltage.
  • the voltage command vector Vs * is updated every half cycle T V of the arbitrarily set time cycle T S , and the OFF times t 0 and t 7 are turned on from the half cycle T V. The remaining time obtained by subtracting t 1 and t 2 is divided and set. Similarly, the voltage command vector Vs * is set in the other quadrants.
  • the magnetic pole position estimation unit 40 estimates the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 based on the amount of change in the current detection values I ⁇ and I ⁇ input from the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 31, and uses the estimation result as the rotation coordinates.
  • the data is output to the conversion unit 32 and the current control unit 34.
  • the control device 1 uses the pilot voltage V h generated by the superimposed component generation unit 36 in a predetermined cycle and having a phase different by 90 degrees, and the drive voltage command for driving the motor 3 using the current flowing in each phase of the motor 3.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be easily estimated without affecting the update cycle.
  • the estimation of the magnetic pole position ⁇ will be described more specifically.
  • the current / voltage equation in the ⁇ -axis coordinate system can be expressed as the following equation (3).
  • V ⁇ and V ⁇ indicate the components of the voltage of the electric motor 3 in the ⁇ axis coordinate system.
  • I ⁇ and I ⁇ indicate the components of the current flowing through the motor 3 in the ⁇ axis coordinate system.
  • R represents the armature resistance of the motor 3
  • L and l represent the inductance of the armature reaction of the motor 3.
  • K e represents the induced voltage constant of the electric motor 3
  • ⁇ r represents the magnetic pole rotation speed.
  • the pilot voltage Vh is included in the drive voltage based on the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd * , which are drive voltage commands, as the output voltage of the inverter unit 10.
  • Vq * the q-axis voltage command
  • Vd * the d-axis voltage command
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the relationship between voltage vectors V h0 and V h1 and ⁇ in the ⁇ axis coordinate system.
  • the voltage vector V h0 is a vector having a phase difference ⁇ [deg] in the positive direction of the ⁇ -axis and an amplitude V inj1 (> 0), and is represented by the following equation (4).
  • the voltage vector V h1 is a vector having a phase difference ⁇ + 90 [deg] in the positive direction of the ⁇ -axis and an amplitude V inj1 (> 0), and is represented by the following equation (5).
  • T V is the update cycle of the drive signal generating unit 39 that performs spatial vector modulation.
  • Figure 4 is a graph showing changes in the time period T of the pilot voltage V h. Therefore, the average voltage in the time period T can be set to 0, thereby reducing the torque ripple.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating changes in V ⁇ h and V ⁇ h that are ⁇ -axis components of the pilot voltage V h output from the superimposed component generation unit 36
  • FIG. 6 illustrates a pilot voltage generation process of the superimposed component generation unit 36. It is a flowchart which shows.
  • the superimposition component generation unit 36 relies on the count value CNT of the counter unit 35 that repeatedly outputs the count value CNT in the order of 0, 1, 2, 3, and the ⁇ -axis component and ⁇ of the pilot voltage V h
  • An ⁇ -axis command component V ⁇ h and a ⁇ -axis command component V ⁇ h that are axis components are generated.
  • superimposed component generator 36 in ⁇ -axis coordinate system, and to generate a pilot voltage V h which is a direction of 90 degrees with respect to the pilot voltage V h previously generated every time period T v .
  • superimposed component generator 36 in ⁇ -axis coordinate system can also generate a pilot voltage V h which is a direction of -90 degrees relative to the pilot voltage V h previously generated every time period T v.
  • the magnetic pole position estimation unit 40 as it is possible to detect the current corresponding to the pilot voltage V h generated by the superimposed component generating unit 36, has elapsed since the count value CNT of the counter unit 35 is changed a predetermined time Later, the count value CNT is determined.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the magnetic pole position estimation unit 40.
  • the magnetic pole position estimation unit 40 includes difference calculation units 50 and 51, one sample delay units 52 and 53, and a ⁇ calculation unit 54, and operates using T / 4 as a sample period.
  • the one-sample delay unit 52 delays the difference value ⁇ I ⁇ output from the difference calculation unit 50 by one sample time, and outputs it to the ⁇ calculation unit 54. Further, the one-sample delay unit 53 delays the difference value ⁇ I ⁇ output from the difference calculation unit 51 by one sample time, and outputs it to the ⁇ calculation unit 54.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the magnetic pole position estimation processing of the magnetic pole position estimation unit 40.
  • ⁇ I ⁇ h2 I ⁇ h2 -I ⁇ h1
  • ⁇ I ⁇ h2 I ⁇ h2 -I ⁇ h1
  • ⁇ I ⁇ h1 I ⁇ h1 -I ⁇ h0
  • ⁇ I ⁇ h1 I ⁇ h1 -I ⁇ h0 .
  • the magnetic pole position estimation unit 40 determines the count value CNT of the counter unit 35 (step S20).
  • the magnetic pole position estimation unit 40 calculates the magnetic pole position ⁇ based on the following equation (18) (step S21).
  • the following equation (18) is obtained by approximating the current first-order derivative with the current difference in the above equation (13).
  • the magnetic pole position estimation unit 40 calculates the magnetic pole position ⁇ based on the following formula (19) (step S22).
  • the following equation (19) is obtained by approximating the current first-order derivative with the current difference in the above equation (14).
  • the magnetic pole position estimation unit 40 calculates the magnetic pole position ⁇ based on the following equation (20) (step S23).
  • the following equation (20) is obtained by approximating the current first-order derivative with the current difference in the above equation (15).
  • the magnetic pole position estimation unit 40 calculates the magnetic pole position ⁇ based on the following equation (21) (step S24).
  • the following equation (21) is obtained by approximating the current first-order derivative with the current difference in the above equation (16).
  • the control device 1 includes the superimposed component generation unit 36 and the magnetic pole position estimation unit 40.
  • Superimposed component generating unit 36 generates a pilot voltage V h as a direction parallel vector for ⁇ axis or ⁇ axes of the ⁇ -axis coordinate system, and the pilot voltage V h to the direction of the vector previously generated A pilot voltage V h different by 90 degrees is generated at a predetermined period.
  • the pilot voltage V h generated by the superimposed component generation unit 36 is superimposed on the drive voltage command as a superimposed voltage command and input to the inverter unit 10. Thereby, the inverter part 10 outputs a drive voltage with respect to the electric motor 3 based on the drive voltage command on which the superimposed voltage command was superimposed.
  • the magnetic pole position estimation unit 40 detects the current flowing through each phase of the electric motor 3 at a predetermined period, and estimates the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 based on the current change amount of each phase.
  • control device 1 can generate the desired pilot voltage V h at every predetermined period, and can estimate the magnetic pole position ⁇ based on the current change amount of each phase of the electric motor 3.
  • the magnetic pole position ⁇ can be easily estimated, and the update period of the drive voltage command for driving the electric motor 3 is not affected. . Moreover, it is possible to estimate the magnetic pole position ⁇ of the time electric motor 3 for 3/4 of the time period T from the start of superimposition of the pilot voltage V h , and repeatedly at the time of 1/4 of the time period T, Therefore, the responsiveness of the magnetic pole position estimation can be improved.
  • the drive signal generation unit 39 generates the drive signals S1 to S6 for driving the inverter unit 10 using the space vector modulation method.
  • the drive signal generation unit 39 uses the carrier wave comparison modulation method (PWM modulation).
  • PWM modulation carrier wave comparison modulation method
  • the drive signals S1 to S6 may be generated using a method.
  • the counter unit 35 sets the time period T to be twice as long as the time period Tc of the carrier wave, and changes the count value CNT by setting the time period T to four periods.
  • the timing at which the counter unit 35 changes the count value CNT is a peak and a valley of the carrier wave as shown in FIG.
  • FIG. 9 shows the relationship between the pilot voltage V h ( ⁇ -axis command component V ⁇ h and ⁇ -axis command component V ⁇ h ) and the carrier when the drive signals S 1 to S 6 are generated by the carrier signal comparison modulation method in the drive signal generator 39. It is a figure which shows a relationship.
  • the drive signal generation unit 39 obtains output voltage commands V U * , V V * , and V W * based on the ⁇ -axis command component V ⁇ 1 * and the ⁇ -axis command component V ⁇ 1 * input from the addition units 37 and 38. .
  • the drive signal generation unit 39 compares the output voltage commands V U * , V V * , V W * and the carrier wave of the time period T c to generate drive signals S1 to S6 that are PWM signals, and an inverter unit 10 is output.
  • the position ⁇ is estimated.
  • the drive signals S1 to S6 are generated using the carrier wave comparison modulation method in the drive signal generation unit 39, the drive signals S1 to S6 are generated using the space vector modulation method.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be easily estimated.
  • the time period T 4T V
  • the length is not limited to such an example.
  • the time period T 4 mT V (m is an integer of 2 or more)
  • the time period T 2 mT c (m is 2). Or an integer greater than or equal to).
  • the superimposition component generation unit 36 generates the pilot voltage V h at a predetermined period so that the phase difference differs by 90 degrees in the positive direction.
  • the superimposition component generation unit 36 generates the pilot voltage V h.
  • the generation method is not limited to this.
  • the superimposition component generation unit 36 may generate the pilot voltage V h at a predetermined period so that the direction of the vector in the ⁇ axis coordinate system has a phase difference of 90 degrees in the negative direction.
  • torque ripple can be reduced, and the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be estimated by a simpler arithmetic expression.
  • the superimposed component generation unit 36 may reverse the direction of the pilot voltage V h having a phase difference of 90 degrees between the positive direction and the negative direction every period mT (m is a natural number). Torque ripple can be reduced.
  • superimposed component generating unit 36 may generate a different pilot voltage V h alternating phase difference positive and negative directions.
  • V h pilot voltage
  • the magnetic pole position estimation unit 40 can similarly estimate the magnetic pole position ⁇ by providing a filter that removes the induced voltage component of the electric motor 3. .
  • the counter unit 35 outputs the count value CNT to the superimposed component generation unit 36 and the magnetic pole position estimation unit 40.
  • the count value CNT is output to the superimposed component generation unit 36 and the magnetic pole position estimation unit 40, respectively.
  • a counter to be generated may be provided.
  • the configuration of the two-level inverter (FIG. 1) has been described as an example of the inverter unit 10.
  • a multi-level inverter such as a three-level inverter or a matrix converter can be used as the inverter unit 10.
  • Various changes are possible.
  • control device is different from the control device 1 according to the first embodiment in that a method for generating the pilot voltage V h by the superimposed component generation unit, and a method for estimating the magnetic pole position ⁇ by the magnetic pole position estimation unit, Is different.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a control device according to the second embodiment.
  • the configuration of the control unit 30 ⁇ / b> A that is different from the control device 1 according to the first embodiment is shown to avoid redundant description, and other configurations are omitted.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted as appropriate.
  • the control device 1A includes a three-phase / two-phase coordinate conversion unit 31, a rotation coordinate conversion unit 32, a current command output unit 33, a current control unit 34,
  • the counter unit 35 includes a superimposed component generation unit 36A, addition units 37 and 38, a drive signal generation unit 39, and a magnetic pole position estimation unit 40A.
  • the control device 1A has the same configuration as that of the control device 1 according to the first embodiment except for the superimposed component generation unit 36A and the magnetic pole position estimation unit 40A.
  • the current / voltage equation in the ⁇ axis coordinate system set on the stator 3a of the electric motor 3 can be expressed as the above equation (3).
  • the current / voltage equation of the above equation (3) excluding the component of the driving voltage frequency is expressed by the following equation (22): It can be approximated as follows. This formula (22) is the same as the above formula (6).
  • the pilot voltage Vh is included in the drive voltage based on the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd * , which are drive voltage commands, as the output voltage of the inverter unit 10.
  • Vq * the q-axis voltage command
  • Vd * the d-axis voltage command
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of the relationship between voltage vectors V h0 , V h1 , V h2 and ⁇ in the ⁇ axis coordinate system.
  • the voltage vector V h0 is a vector of the phase difference ⁇ [deg] from the positive direction of the ⁇ axis
  • the voltage vector V h1 is a vector of the phase difference ⁇ + 90 [deg] from the positive direction of the ⁇ axis
  • the voltage vector V h2 is ⁇ It is a vector of phase difference ⁇ + 180 [deg] from the positive direction of the axis.
  • the voltage vectors V h0 , V h1 , and V h2 are vectors having an amplitude V inj2 (> 0).
  • the superposition time of the voltage vector V h0 is time t h0
  • the voltage differential vector is approximated by a difference vector.
  • the current / voltage equations at time t h1 and time t h2 can be expressed as shown in the following equations (28) and (29), respectively. .
  • the above equation (30) can be rewritten as shown in the following equation (31) with respect to the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3. Therefore, the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be estimated by detecting the current change of each phase at time t h1 and time t h2 .
  • the superimposed voltage vector V h1 is superimposed.
  • a voltage vector V h2 having a phase difference of 90 [deg] is superimposed on the voltage vector V h1 .
  • the time t the phase difference from the positive direction of the ⁇ axis in h1 phi + 90 superimposes the voltage vector V h1 of [deg]
  • the present invention is not limited to this.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be estimated with a simple arithmetic expression even if the voltage vector V h1 is superimposed.
  • the voltage vector V h0 set a phi at time t h0 to any one of 0, 90, 180, 270 [deg], at time t h1 ⁇ + 90 [deg] ( or phi-90 [ deg]) and the voltage vector V h1 is superimposed.
  • the voltage vector V h2 is superimposed as ⁇ + 180 [deg] (or ⁇ 180 [deg]) at time t h2 .
  • a second-order difference value is detected from the current change of each phase at time t h0 and time t h1 and the current change of each phase at time t h1 and time t h2 , and the above equations (32) to (35) are detected.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be estimated by a calculation based on a simple calculation expression such as.
  • T V is the update cycle of the drive signal generating unit 39 that performs spatial vector modulation.
  • FIG. 12 is a graph showing changes in the time period T of the pilot voltage V h. Therefore, the average voltage in the time period T can be set to 0, thereby reducing the torque ripple.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating changes in V ⁇ h and V ⁇ h that are ⁇ -axis components of the pilot voltage V h output from the superimposed component generation unit 36A.
  • FIG. 14 illustrates a pilot voltage generation process of the superimposed component generation unit 36A. It is a flowchart which shows.
  • the superimposition component generation unit 36A generates the ⁇ -axis component and ⁇ of the pilot voltage V h based on the count value CNT of the counter unit 35 that repeatedly outputs the count value CNT in the order of 0, 1, 2, and 3.
  • An ⁇ -axis command component V ⁇ h and a ⁇ -axis command component V ⁇ h that are axis components are generated.
  • the superimposed component generation unit 36 repeatedly generates the pilot voltage V h in the direction of 90 degrees with respect to the pilot voltage V h generated last time in the ⁇ axis coordinate system for each time period T v. Yes.
  • the superimposed component generation unit 36A can repeatedly generate the pilot voltage V h in the direction of ⁇ 90 degrees with respect to the pilot voltage V h generated last time in the ⁇ axis coordinate system for each time period T v .
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of the magnetic pole position estimation unit 40A.
  • the magnetic pole position estimation unit 40A includes difference calculation units 60 to 63, 1-sample delay units 64 and 65, and a ⁇ calculation unit 66, and operates using T / 4 as a sample period.
  • Difference calculation unit 62 obtains the difference value [Delta] I alpha from the difference calculation unit 60, and calculates the second-order difference delta 2 I alpha with such difference value [Delta] I alpha and one sample time difference value obtained before [Delta] I alpha Output. Further, the difference calculation unit 63 obtains the difference value [Delta] I beta from the difference calculation unit 61, such difference value [Delta] I beta and one sample time calculating a second difference value delta 2 I beta between the difference values [Delta] I beta previously acquired And output.
  • the 1-sample delay unit 64 delays the second-order difference value ⁇ 2 I ⁇ output from the difference calculation unit 62 by one sample time, and outputs the delayed result to the ⁇ calculation unit 66. Further, the 1-sample delay unit 65 delays the second-order difference value ⁇ 2 I ⁇ output from the difference calculation unit 63 by one sample time and outputs it to the ⁇ calculation unit 66.
  • the ⁇ calculation unit 66 outputs the second-order difference values ⁇ 2 I ⁇ and ⁇ 2 I ⁇ output from the difference calculation units 62 and 63 and the second-order difference one sample time before output from the one-sample delay units 64 and 65.
  • the magnetic pole position ⁇ is estimated based on the values ⁇ 2 I ⁇ and ⁇ 2 I ⁇ .
  • FIG. 16 is a flowchart showing the magnetic pole position estimation processing of the magnetic pole position estimation unit 40A.
  • ⁇ 2 I ⁇ h2 ⁇ I ⁇ h2 ⁇ I ⁇ h1
  • ⁇ 2 I ⁇ h2 ⁇ I ⁇ h2 ⁇ I ⁇ h1
  • ⁇ 2 I ⁇ h1 ⁇ I ⁇ h1 ⁇ I ⁇ h0
  • ⁇ 2 I ⁇ h1 ⁇ I ⁇ h1 ⁇ I ⁇ h0 .
  • ⁇ I ⁇ h2 I ⁇ h2 ⁇ I ⁇ h1
  • ⁇ I ⁇ h2 I ⁇ h2 ⁇ I ⁇ h1
  • ⁇ I ⁇ h1 I ⁇ h1 ⁇ I ⁇ h0
  • ⁇ I ⁇ h1 I ⁇ h1 ⁇ I ⁇ h0
  • ⁇ I ⁇ h0 I ⁇ h0 ⁇ I ⁇ h ⁇ 1
  • ⁇ I ⁇ h0 I ⁇ h0 ⁇ I ⁇ h ⁇ 1 .
  • the magnetic pole position estimation unit 40A determines the count value CNT of the counter unit 35 (step S40).
  • the magnetic pole position estimation unit 40A estimates the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 based on the following equation (37) (step S41).
  • the following equation (37) is obtained by approximating the current second-order derivative with the current difference in the above equation (32).
  • the magnetic pole position estimation unit 40A estimates the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 based on the following formula (38) (step S42).
  • the following formula (38) is obtained by approximating the current second-order derivative by the current difference in the above formula (33).
  • the magnetic pole position estimation unit 40A estimates the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 based on the following formula (39) (step S43).
  • the following formula (39) is obtained by approximating the current second-order derivative by the current difference in the above formula (34).
  • the magnetic pole position estimation unit 40A estimates the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 based on the following formula (40) (step S44).
  • the following formula (40) is obtained by approximating the current second-order derivative with the current difference in the above formula (35).
  • the magnetic pole position estimation unit 40A sets the difference values ⁇ 2 I ⁇ and ⁇ 2 I ⁇ output from the difference calculation units 62 and 63 as ⁇ 2 i ⁇ h1 and ⁇ 2 i ⁇ h1 , and a one-sample delay unit
  • the difference values ⁇ 2 I ⁇ and ⁇ 2 I ⁇ one sample time before output from 64 and 65 are set as ⁇ 2 i ⁇ h2 and ⁇ 2 i ⁇ h2 , and the above formulas (37) to (40) are calculated.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 is estimated.
  • the control device 1A includes the superimposed component generation unit 36A and the magnetic pole position estimation unit 40A.
  • the superimposed component generator 36A generates the pilot voltage V h as a vector having a phase difference of 45 degrees with respect to the ⁇ axis or ⁇ axis of the ⁇ ⁇ axis coordinate system, and the direction of the vector is the pilot voltage V h generated last time.
  • the pilot voltage V h that differs by 90 degrees with respect to is generated at a predetermined period.
  • the estimation of the magnetic pole position ⁇ in the magnetic pole position estimation unit 40A can be performed based on a simple arithmetic expression, and the update period of the drive voltage command for driving the electric motor 3 is not affected.
  • the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 can be estimated at the time period T after the superimposition of the pilot voltage V h is started, and further, the magnetic pole position ⁇ of the electric motor 3 is estimated by repeating the time period 1 ⁇ 4 of the time period T. Therefore, the responsiveness of the magnetic pole position estimation can be improved.
  • the drive signal generation unit 39 generates the drive signals S1 to S6 for driving the inverter unit 10 using the space vector modulation method.
  • the example is the same as the example described in the column of the first embodiment.
  • a carrier wave comparison modulation method can also be used.
  • the counter unit 35 sets the time period T to be twice as long as the time period Tc of the carrier wave, and changes the count value CNT by setting the time period T to four periods.
  • the timing at which the counter unit 35 changes the count value CNT is the peak and valley of the carrier wave.

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Abstract

　実施形態に係る電動機の制御装置は、重畳成分生成部と、インバータ部と、電流検出部と、磁極位置推定部とを備える。重畳成分生成部は、電動機の固定子上に設定された座標系でのベクトルの向きが前回生成した重畳電圧指令に対して９０度異なる重畳電圧指令を所定周期で生成する。インバータ部は、重畳電圧指令を重畳した駆動電圧指令に基づいた駆動電圧を電動機へ出力する。電流検出部は、電動機の各相に流れる電流を所定周期で検出して、電流検出値を出力する。磁極位置推定部は、電流検出値の変化量に基づき、電動機の磁極位置を検出する。

Description

電動機の磁極位置推定装置およびそれを用いた制御装置
　開示の実施形態は、電動機の磁極位置推定装置およびそれを用いた制御装置に関する。
　従来、突極性を有する電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定装置が知られており、かかる磁極位置推定装置として、高調波成分をＰＷＭ信号に重畳させることによって、電動機の磁極位置を推定するものが知られている。
　例えば、特許文献１に記載の磁極位置推定装置では、ＰＷＭ信号を得る際に、三相巻線の各相に、搬送波の連続する３周期分を１期間とし、１／３の期間（最初の搬送波１周期）で本来の指令値を３倍し、残りの２／３の期間（残り搬送波２周期）で高周波成分を重畳させて電動機の磁極位置を推定する。
特許第４６７００４４号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の磁極位置推定装置では、電動機を駆動するための本来の指令値が搬送波の３周期毎でしか更新できない。
　実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、電動機を駆動するための電圧指令の更新周期に影響を与えることなく磁極位置の推定を行うこができる磁極位置推定装置および電動機の制御装置を提供することを目的とする。
　実施形態の一態様に係る電動機の制御装置は、重畳成分生成部と、インバータ部と、電流検出部と、磁極位置推定部とを備える。前記重畳成分生成部は、電動機の固定子上に設定された座標系でのベクトルの向きが前回生成した重畳電圧指令に対して９０度異なる重畳電圧指令を所定周期で生成する。前記インバータ部は、前記重畳電圧指令を重畳した駆動電圧指令に基づいた駆動電圧を前記電動機へ出力する。前記電流検出部は、前記電動機の各相に流れる電流を前記所定周期で検出して、電流検出値を出力する。前記磁極位置推定部は、前記電流検出値の変化量に基づき、前記電動機の磁極位置を検出する。
　実施形態の一態様によれば、電動機を駆動するための電圧指令の更新周期に影響を与えることなく磁極位置の推定を行うことができる電動機の磁極位置推定装置およびそれを用いた制御装置を提供することができる。
図１は、第１の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示す図である。 図２Ａは、空間ベクトル変調法を説明するための図である。 図２Ｂは、空間ベクトル変調法を説明するための図である。 図３は、αβ軸座標系における電圧ベクトルとφとの関係の一例を示す図である。 図４は、パイロット電圧の時間周期における変化を示す図である。 図５は、重畳成分生成部のパイロット電圧生成処理を示すフローチャートである。 図６は、重畳成分生成部から出力されるパイロット電圧のαβ軸成分の変化を示す図である。 図７は、磁極位置推定部の構成を示す図である。 図８は、磁極位置推定部の磁極位置推定処理を示すフローチャートである。 図９は、パイロット電圧と搬送波との関係を示す図である。 図１０は、第２の実施形態に係る制御装置の構成を示す図である。 図１１は、第２の実施形態に係る電圧ベクトルとφとの関係の一例を示す図である。 図１２は、第２の実施形態に係るパイロット電圧の時間周期における変化を示す図である。 図１３は、第２の実施形態に係るパイロット電圧のαβ軸成分の変化を示す図である。 図１４は、第２の実施形態に係る重畳成分生成部のパイロット電圧生成処理を示すフローチャートである。 図１５は、第２の実施形態に係る磁極位置推定部の構成を示す図である。 図１６は、第２の実施形態に係る磁極位置推定部の磁極位置推定処理を示すフローチャートである。
　以下、図面を参照して、本願の開示する電動機の磁極位置推定装置およびそれを用いた制御装置の実施形態を詳細に説明する。なお、電動機の制御装置は、磁極位置推定装置を含み、以下、電動機の制御装置を単に「制御装置」と記載する。また、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
（第１の実施形態）
　まず、第１の実施形態に係る制御装置について説明する。図１は、第１の実施形態に係る制御装置の構成を示す図である。
　図１に示すように、第１の実施形態に係る制御装置１は、インバータ部１０と、電流検出部２０と、制御部３０とを備える。かかる制御装置１は、直流電源２と電動機３との間に接続され、直流電源２から供給される直流電圧Ｖｄｃをインバータ部１０によって交流電圧へ変換して電動機３へ出力することによって電動機３を動作させる。
　電動機３は、突極性を有する電動機であり、電機子巻線を有する固定子３ａと、複数の永久磁石を回転子コアに埋め込んで周方向に配置した回転子３ｂとを含む。かかる電動機３としては、例えば、埋め込み型永久磁石同期電動機（Interior　Permanent　Magnet　Synchronous　Motor）などがある。
　インバータ部１０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と、ダイオードＤ１～Ｄ６と、平滑コンデンサＣ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は三相ブリッジ接続され、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６毎にそれぞれダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列に接続される。
　かかるインバータ部１０は、制御部３０から出力される駆動信号Ｓ１～Ｓ６に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６が制御され、駆動信号Ｓ１～Ｓ６に応じた電圧（以下、駆動電圧と記載する）を電動機３へ出力する。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子が用いられる。
　電流検出部２０は、インバータ部１０と電動機３との間のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各相に流れる電流を検出し、その検出結果として電流検出値ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを出力する。電流検出値ＩＵは、Ｕ相電流の瞬時値であり、電流検出値ＩＶは、Ｖ相電流の瞬時値であり、電流検出値ＩＷは、Ｗ相電流の瞬時値である。なお、電流検出部２０として、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用した電流センサを用いることができる。
　制御部３０は、３相／２相座標変換部３１と、回転座標変換部３２と、電流指令出力部３３と、電流制御部３４と、カウンタ部３５と、重畳成分生成部３６と、加算部３７、３８と、駆動信号生成部３９と、磁極位置推定部４０とを備える。制御部３０は、磁極位置推定装置としての機能を備え、電動機３における回転子３ｂの磁極位置θ（以下、電動機３の磁極位置θと記載する場合がある）を推定することができる。
　３相／２相座標変換部３１は、電流検出値Ｉｕ、ＩＶ、ＩＷを固定座標上の直交した２軸のαβ軸成分へ変換して、α軸方向の電流検出値Ｉαとβ軸方向の電流検出値Ｉβとをベクトル成分とするαβ軸座標系の電流ベクトルを求める。αβ軸座標系は、電動機３の固定子３ａ上に設定される直交座標系であり、固定子座標系とも呼ばれる。なお、電流検出部２０に、３相／２相座標変換部３１を設けるようにしてもよい。
　回転座標変換部３２は、電動機３の磁極位置θに基づき、３相／２相座標変換部３１から出力されるαβ軸座標系の成分を座標変換する。これにより、回転座標変換部３２は、回転子３ｂに対応して回転するｄｑ軸回転座標系のｑ軸成分およびｄ軸成分であるｑ軸電流検出値Ｉｑおよびｄ軸電流検出値Ｉｄを求め、電流制御部３４へ出力する。なお、電動機３の磁極位置θは、αβ軸座標系からみた磁極位置である。
　電流指令出力部３３は、外部から入力されるトルク指令Ｔ*に基づき、ｑ軸電流指令Ｉｑ *と、ｄ軸電流指令Ｉｄ *とを生成し、電流制御部３４へ出力する。ｑ軸電流指令Ｉｑ *はｑ軸成分の電流指令であり、ｄ軸電流指令Ｉｄ *は、ｄ軸成分の電流指令である。
　電流制御部３４は、ｑ軸電流指令Ｉｑ *、ｄ軸電流指令Ｉｄ *、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよび電動機３の磁極位置θに基づき、αβ軸座標系のα軸指令成分Ｖα *およびβ軸指令成分Ｖβ *を駆動電圧として生成して出力する。
　具体的には、電流制御部３４は、ｑ軸電流指令Ｉｑ *とｑ軸電流検出値Ｉｑとの偏差を零とするようにｑ軸電圧指令Ｖｑ *を調整し、ｄ軸電流指令Ｉｄ *とｄ軸電流検出値Ｉｄとの偏差を零とするようにｄ軸電圧指令Ｖｄ *を調整する。さらに、電流制御部３４は、電動機３の磁極位置θに基づき、ｑ軸電圧指令Ｖｑ *およびｄ軸電圧指令Ｖｄ *をαβ軸座標系の成分へ変換して、駆動電圧指令であるα軸指令成分Ｖα *およびβ軸指令成分Ｖβ *を生成する。
　カウンタ部３５は、後述する時間周期Ｔを４周期分として、内部のカウント値ＣＮＴをカウントアップまたはリセットし、０～３のカウント値ＣＮＴを生成する。具体的には、カウンタ部３５は、時刻ｔ＝ｎＴ（ｎ＝０、１、２、３、・・・）の場合にＣＮＴ＝０とし、時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴの場合にＣＮＴ＝１とし、時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴの場合にＣＮＴ＝２とし、時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴの場合にＣＮＴ＝３とする。カウンタ部３５は、生成したカウント値ＣＮＴを重畳成分生成部３６および磁極位置推定部４０へ出力する。
　重畳成分生成部３６は、α軸指令成分Ｖα *およびβ軸指令成分Ｖβ *へ重畳するための重畳電圧指令として電圧ベクトルＶｈ（以下、パイロット電圧Ｖｈと記載することもある）を生成する。具体的には、重畳成分生成部３６は、所定周期毎に、αβ軸座標系でのベクトルの向きが前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して９０度異なるパイロット電圧Ｖｈを生成する。かかるパイロット電圧Ｖｈは、α軸成分であるα軸指令成分Ｖαｈと、β軸成分であるβ軸指令成分Ｖβｈとによって構成される。
　加算部３７は、電流制御部３４から入力されるα軸指令成分Ｖα *と重畳成分生成部３６から入力されるα軸指令成分Ｖαｈとを加算して生成したα軸指令成分Ｖα１ *を駆動信号生成部３９へ出力する。また、加算部３８は、電流制御部３４から入力されるβ軸指令成分Ｖβ *と重畳成分生成部３６から入力されるβ軸指令成分Ｖβｈとを加算して生成したβ軸指令成分Ｖβ１ *を駆動信号生成部３９へ出力する。
　駆動信号生成部３９は、加算部３７、３８から出力されるα軸指令成分Ｖα１ *およびβ軸指令成分Ｖβ１ *に基づき、空間ベクトル変調法を用いてインバータ部１０を駆動する駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。
　図２Ａおよび図２Ｂは、空間ベクトル変調法を説明するための図であって、これらの図では、任意に設定した時間周期ＴＳが２ＴＶで表されている。図２Ａには、空間ベクトル変調における電圧ベクトルＶ０～Ｖ７が示されており、この図に示される例では、α軸指令成分Ｖα１ *およびβ軸指令成分Ｖβ１ *によって規定される電圧指令ベクトルＶｓ*が２つの隣接する電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を用いて形成される。
　電圧ベクトルＶ１（１００）は、インバータ部１０においてＵ相の上側スイッチング素子Ｑ１をＯＮにし、Ｕ相の下側スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦにし、Ｖ相およびＷ相の上側スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をＯＦＦにし、Ｖ相およびＷ相の下側スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をＯＮにする。一方、電圧ベクトルＶ２（１１０）は、Ｕ相およびＶ相の上側スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をＯＮにし、Ｕ相およびＶ相の下側スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５をＯＦＦとし、Ｗ相の上側スイッチング素子Ｑ３をＯＦＦにし、Ｗ相の下側スイッチング素子Ｑ６をＯＮにする。
　時間周期Ｔにおける各相のスイッチング状態は図２Ｂに示すようになる。図２Ｂに示すＯＮ時間ｔ１、ｔ２は下記式（１）、（２）により算出される。なお、下記式（１）、（２）において、θＶは電圧ベクトルＶ１から電圧指令ベクトルＶｓ*までの位相角、｜Ｖｓ *｜は電圧指令ベクトルＶｓ*の振幅、Ｖmaxはインバータ部１０の出力最大電圧である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　駆動信号生成部３９において、電圧指令ベクトルＶｓ*の更新は、任意に設定した時間周期ＴＳの半周期ＴＶ毎に行われ、ＯＦＦ時間ｔ０、ｔ７は、半周期ＴＶからＯＮ時間ｔ１、ｔ２を引いた残りの時間を分割して設定される。その他の象限も同様に、電圧指令ベクトルＶｓ*が設定される。
　磁極位置推定部４０は、３相／２相座標変換部３１から入力される電流検出値Ｉα、Ｉβの変化量に基づき、電動機３の磁極位置θを推定し、かかる推定結果を回転座標変換部３２および電流制御部３４へ出力する。
　制御装置１は、重畳成分生成部３６が所定周期で生成する９０度ずつ位相の異なるパイロット電圧Ｖｈと、電動機３の各相に流れる電流を用いて、電動機３を駆動するための駆動電圧指令の更新周期に影響を与えることなく、電動機３の磁極位置θを容易に推定できるようにしている。以下、磁極位置θの推定についてさらに具体的に説明する。
　まず、突極性を有する電動機３に関し、αβ軸座標系における電流・電圧方程式は、下記式（３）のように表すことができる。なお、Ｖα、Ｖβは電動機３の電圧のαβ軸座標系における各成分を示す。Ｉα、Ｉβは電動機３に流れる電流のαβ軸座標系における各成分を示す。Ｒは電動機３の電機子抵抗を、Ｌおよびｌは電動機３の電機子反作用のインダクタンスを示す。また、Ｋeは電動機３の誘起電圧定数を、ωrは磁極回転速度を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、インバータ部１０の出力電圧として、駆動電圧指令であるｑ軸電圧指令Ｖｑ*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ*に基づく駆動電圧に、パイロット電圧Ｖｈが含まれるようにすることを考える。例えば、図３に示すように、αβ軸座標系において、電圧ベクトルＶｈ０を重畳し、一定時間後に電圧ベクトルＶｈ１を重畳する。図３は、αβ軸座標系における電圧ベクトルＶｈ０、Ｖｈ１とφとの関係の一例を示す図である。
　電圧ベクトルＶｈ０は、α軸の正の向きに位相差φ［ｄｅｇ］で、かつ、振幅Ｖinj1（＞０）のベクトルであり、下記式（４）に示すように表される。また、電圧ベクトルＶｈ１は、α軸の正の向きに位相差φ＋９０［ｄｅｇ］で、かつ、振幅Ｖinj1（＞０）のベクトルであり、下記式（５）に示すように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　重畳する２つの電圧ベクトル間の時間間隔が、駆動電圧周期に比べて十分に短い場合、上記式（３）において駆動電圧周波数の成分を取り除いた電流・電圧方程式は、下記式（６）のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　さらに、電動機３の回転数が低速または中速の場合、電動機３の誘起電圧を無視することができ、上記式（６）は下記式（７）のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記式（７）は、電流に関して下記式（８）に示すように書き直すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、上記式（４）で示される電圧ベクトルＶｈ０の重畳時刻を時刻ｔｈ０とし、上記式（５）で示される電圧ベクトルＶｈ１の重畳時刻を時刻ｔｈ１とすると、時刻ｔｈ０と時刻ｔｈ１での電流・電圧方程式はそれぞれ下記式（９）、（１０）に示すように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　さらに、上記式（９）、（１０）から、下記式（１１）の関係式を導くことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記式（１１）は、電動機３の磁極位置θに関して下記式（１２）に示すように書き直すことができ、したがって、時刻ｔｈ０と時刻ｔｈ１での各相の電流変化を検出すれば電動機３の磁極位置θを推定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、φを０、９０、１８０、２７０［ｄｅｇ］のいずれかに設定すると、電動機３の磁極位置θをより簡単な演算式で推定することができる。すなわち、上記式（１２）は、φ＝０［ｄｅｇ］の場合、下記式（１３）のように、φ＝９０［ｄｅｇ］の場合、下記式（１４）のように、φ＝１８０［ｄｅｇ］の場合、下記式（１５）のように、φ＝２７０［ｄｅｇ］の場合、下記式（１６）のようにそれぞれ表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　したがって、電圧ベクトルＶｈ０を、φ＝０、９０、１８０、２７０［ｄｅｇ］のいずれかの状態になるように重畳し、その後、電圧ベクトルＶｈ１を重畳することによって、電動機３の磁極位置θをより簡単な演算式で推定できる。
　また、時刻ｔｈ１でα軸の正の向きに位相差φ＋９０［ｄｅｇ］の電圧ベクトルＶｈ１を重畳する場合を説明したが、時刻ｔｈ１でα軸の正の向きに位相差φ－９０［ｄｅｇ］の電圧ベクトルＶｈ１を重畳しても同様に、電動機３の磁極位置θをより簡単な演算式で推定できる。
　このように、時刻ｔｈ０においてφを０、９０、１８０、２７０［ｄｅｇ］のいずれかの位相に電圧ベクトルＶｈ０を重畳した後、時刻ｔｈ１でφ＋９０［ｄｅｇ］またはφ－９０［ｄｅｇ］の位相に電圧ベクトルＶｈ１を重畳する。そして、時刻ｔｈ０と時刻ｔｈ１での各相の電流変化を検出し、例えば、上記式（１３）～（１６）に基づいた演算を用いることで、電動機３の磁極位置θをより簡単に推定できる。
　そこで、重畳成分生成部３６は、下記式（１７）に示すように、時間周期Ｔ＝４ＴＶのパイロット電圧Ｖｈを生成し、α軸指令成分Ｖα *およびβ軸指令成分Ｖβ *で規定される駆動電圧指令に重畳するようにしている。ＴＶは、空間ベクトル変調を行う駆動信号生成部３９の更新周期である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記式（１７）に示すように重畳成分生成部３６から出力するパイロット電圧Ｖｈのα軸指令成分Ｖαｈおよびβ軸指令成分Ｖβｈを設定することで、図４に示すように、α軸およびβ軸で打ち消し合う方向にパイロット電圧Ｖｈを出力できる。図４は、パイロット電圧Ｖｈの時間周期Ｔにおける変化を示す図である。そのため、時間周期Ｔにおける平均電圧を０とすることができ、これにより、トルクリップルを低減することができる。
　ここで、重畳成分生成部３６の構成および動作について図５および図６を参照してさらに具体的に説明する。図５は、重畳成分生成部３６から出力されるパイロット電圧Ｖｈのαβ軸成分であるＶαｈ、Ｖβｈの変化を示す図であり、図６は、重畳成分生成部３６のパイロット電圧生成処理を示すフローチャートである。
　図５に示すように、重畳成分生成部３６は、カウント値ＣＮＴとして０、１、２、３の順に繰り返し出力するカウンタ部３５のカウント値ＣＮＴに基づき、パイロット電圧Ｖｈのα軸成分およびβ軸成分であるα軸指令成分Ｖαｈおよびβ軸指令成分Ｖβｈを生成する。
　具体的には、図６に示すように、重畳成分生成部３６は、カウンタ部３５のカウント値ＣＮＴを判定し（ステップＳ１０）、カウント値ＣＮＴ＝０の場合、Ｖαｈ＝＋Ｖｉｎｊ１およびＶβｈ＝０としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ１１）。カウント値ＣＮＴ＝１の場合、重畳成分生成部３６は、Ｖαｈ＝０およびＶβｈ＝＋Ｖｉｎｊ１としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ１２）。
　また、カウント値ＣＮＴ＝２の場合、重畳成分生成部３６は、Ｖαｈ＝－Ｖｉｎｊ１およびＶβｈ＝０としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ１３）。カウント値ＣＮＴ＝３の場合、重畳成分生成部３６は、Ｖαｈ＝０およびＶβｈ＝－Ｖｉｎｊ１としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ１４）。
　このように、重畳成分生成部３６は、αβ軸座標系で、時間周期Ｔｖ毎に前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して９０度の方向となるパイロット電圧Ｖｈを生成するようにしている。なお、重畳成分生成部３６は、αβ軸座標系で、時間周期Ｔｖ毎に前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して－９０度の方向となるパイロット電圧Ｖｈを生成することもできる。
　磁極位置推定部４０は、時刻ｔ＝ｎＴ（ｎ＝１、２、３、・・・）での磁極位置θ、時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴでの磁極位置θ、時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴでの磁極位置θ、時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴでの磁極位置θを推定する。なお、磁極位置推定部４０は、重畳成分生成部３６によって生成されたパイロット電圧Ｖｈに応じた電流を検出することができるように、カウンタ部３５のカウント値ＣＮＴが変化してから所定時間経過後に、カウント値ＣＮＴの判定処理を行う。
　図７は、磁極位置推定部４０の構成を示す図である。図７に示すように、磁極位置推定部４０は、差分演算部５０、５１と、１サンプル遅延部５２、５３と、θ演算部５４とを備え、Ｔ／４をサンプル周期として動作する。
　差分演算部５０は、３相／２相座標変換部３１からα軸成分電流検出値Ｉαを取得し、かかる電流検出値Ｉαと１サンプル時間（＝Ｔ／４）前に取得した電流検出値Ｉαとの差分値ΔＩαを演算して出力する。また、差分演算部５１は、３相／２相座標変換部３１からβ軸成分電流検出値Ｉβを取得し、かかる電流検出値Ｉβと１サンプル時間前に取得した電流検出値Ｉβとの差分値ΔＩβを演算して出力する。
　１サンプル遅延部５２は、差分演算部５０から出力される差分値ΔＩαを１サンプル時間分遅延させて、θ演算部５４へ出力する。また、１サンプル遅延部５３は、差分演算部５１から出力される差分値ΔＩβを１サンプル時間分遅延させて、θ演算部５４へ出力する。
　θ演算部５４は、差分演算部５０、５１から出力される差分値ΔＩα、ΔＩβと、１サンプル遅延部５２、５３から出力される１サンプル時間前の差分値ΔＩα、ΔＩβとに基づいて、磁極位置θを推定する。
　図８は、磁極位置推定部４０の磁極位置推定処理を示すフローチャートである。以下において、ΔＩαｈ２＝Ｉαｈ２－Ｉαｈ１、ΔＩβｈ２＝Ｉβｈ２－Ｉβｈ１、ΔＩαｈ１＝Ｉαｈ１－Ｉαｈ０、ΔＩβｈ１＝Ｉβｈ１－Ｉβｈ０である。
　図８に示すように、磁極位置推定部４０は、カウンタ部３５のカウント値ＣＮＴを判定する（ステップＳ２０）。
　カウント値ＣＮＴ＝０の場合、磁極位置推定部４０は、下記式（１８）に基づいて、磁極位置θを演算する（ステップＳ２１）。下記式（１８）は、上記式（１３）において電流１階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　上記式（１８）において、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴ、－Ｔ／２＋ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴ、－Ｔ／２＋ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　また、カウント値ＣＮＴ＝１の場合、磁極位置推定部４０は、下記式（１９）に基づいて、磁極位置θを演算する（ステップＳ２２）。下記式（１９）は、上記式（１４）において電流１階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　なお、カウント値ＣＮＴ＝０の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　また、カウント値ＣＮＴ＝２の場合、磁極位置推定部４０は、下記式（２０）に基づいて、磁極位置θを演算する（ステップＳ２３）。下記式（２０）は、上記式（１５）において電流１階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　なお、カウント値ＣＮＴ＝２の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　また、カウント値ＣＮＴ＝３の場合、磁極位置推定部４０は、下記式（２１）に基づいて、磁極位置θを演算する（ステップＳ２４）。下記式（２１）は、上記式（１６）において電流１階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　なお、カウント値ＣＮＴ＝３の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴ、Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０は、それぞれ時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴ、Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　以上のように、第１の実施形態に係る制御装置１では、重畳成分生成部３６と、磁極位置推定部４０とを備える。重畳成分生成部３６は、αβ軸座標系のα軸またはβ軸に対して平行な方向のベクトルとしてパイロット電圧Ｖｈを生成し、かつ、ベクトルの向きが前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して９０度異なるパイロット電圧Ｖｈを所定周期で生成する。
　重畳成分生成部３６で生成したパイロット電圧Ｖｈは重畳電圧指令として駆動電圧指令に重畳されてインバータ部１０へ入力される。これにより、インバータ部１０は、重畳電圧指令が重畳された駆動電圧指令に基づいて電動機３に対して駆動電圧を出力する。磁極位置推定部４０は、電動機３の各相に流れる電流を所定周期で検出し、各相の電流変化量に基づき、電動機３の磁極位置θを推定する。
　このように、制御装置１では、所望のパイロット電圧Ｖｈを所定周期毎に生成し、電動機３の各相の電流変化量に基づき、磁極位置θの推定を行うことができる。
　したがって、第１の実施形態に係る制御装置１では、磁極位置θの推定を容易に行うことが可能となり、また、電動機３を駆動するための駆動電圧指令の更新周期に影響を与えることもない。しかも、パイロット電圧Ｖｈの重畳を開始してから時間周期Ｔの３／４の時間電動機３の磁極位置θを推定することができ、また、時間周期Ｔの１／４の時間で繰り返し、電動機３の磁極位置θを推定することができるため、磁極位置推定の応答性を向上させることができる。
　上述においては、駆動信号生成部３９において空間ベクトル変調法を用いてインバータ部１０を駆動する駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成する例を説明したが、駆動信号生成部３９において搬送波比較変調法（ＰＷＭ変調法）を用いて駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成してもよい。
　この場合、カウンタ部３５は、時間周期Ｔを搬送波の時間周期Ｔｃの２倍の長さとし、時間周期Ｔを４周期分として、カウント値ＣＮＴを変更する。カウンタ部３５がカウント値ＣＮＴを変更するタイミングは、図９に示すように、搬送波の山および谷である。図９は、駆動信号生成部３９において搬送波比較変調法を用いて駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成した場合のパイロット電圧Ｖｈ（α軸指令成分Ｖαｈおよびβ軸指令成分Ｖβｈ）と搬送波との関係を示す図である。
　重畳成分生成部３６は、カウンタ部３５からのカウント値ＣＮＴに基づき、α軸指令成分Ｖα *およびβ軸指令成分Ｖβ *へ重畳する時間周期Ｔ＝２Ｔｃを４周期分とするパイロット電圧Ｖｈを生成する。カウント値ＣＮＴは、搬送波の山および谷で変更されることから、パイロット電圧Ｖｈのα軸指令成分Ｖαｈおよびβ軸指令成分Ｖβｈは、図５に示すフローチャートに従って搬送波の山および谷で変更される。
　駆動信号生成部３９は、加算部３７、３８から入力されるα軸指令成分Ｖα１ *およびβ軸指令成分Ｖβ１ *に基づき、出力電圧指令ＶＵ *、ＶＶ *、ＶＷ *を求める。そして、駆動信号生成部３９は、出力電圧指令ＶＵ *、ＶＶ *、ＶＷ *と時間周期Ｔｃの搬送波とを比較してＰＷＭ信号である駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成し、インバータ部１０へ出力する。
　磁極位置推定部４０は、カウンタ部３５から入力されるカウント値ＣＮＴに基づき、図８に示すフローチャートに従って時刻ｔ＝ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、Ｔ／２＋ｎＴ、３Ｔ／４＋ｎＴでのそれぞれの電動機３の磁極位置θを推定する。
　このように、駆動信号生成部３９において搬送波比較変調法を用いて駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成した場合であっても、空間ベクトル変調法を用いて駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成した場合と同様に、電動機３の磁極位置θを容易に推定することができる。
　なお、上述においては、空間ベクトル変調法を用いた場合には、時間周期Ｔ＝４ＴＶとし、搬送波比較変調法を用いた場合には、時間周期Ｔ＝２Ｔｃとしたが、時間周期Ｔの長さは、かかる例に限定されるものではない。例えば、空間ベクトル変調法を用いた場合に、時間周期Ｔ＝４ｍＴＶ（ｍは２以上の整数）としたり、搬送波比較変調法を用いた場合には、時間周期Ｔ＝２ｍＴｃ（ｍは２以上の整数）とすることができる。
　また、上述においては、重畳成分生成部３６は、正方向に位相差が９０度ずつ異なるようにパイロット電圧Ｖｈを所定周期で生成するようにしたが、重畳成分生成部３６によるパイロット電圧Ｖｈの生成方法はこれに限られない。例えば、重畳成分生成部３６は、αβ軸座標系でのベクトルの向きが負方向に９０度ずつの位相差をもつようにパイロット電圧Ｖｈを所定周期で生成するようにしてもよく、これによっても、トルクリップルを低減でき、また、電動機３の磁極位置θをより簡単な演算式で推定できる。
　また、重畳成分生成部３６は、位相差９０度とするパイロット電圧Ｖｈの向きを、周期ｍＴ（ｍは自然数）毎に正方向と負方向とで逆転させるようにしてもよく、これによっても、トルクリップルを低減することができる。
　また、重畳成分生成部３６は、位相差を正方向と負方向で交互に異なるようにパイロット電圧Ｖｈを生成することもできる。なお、この場合、トルクリップルの低減効果は少ないが、磁極位置推定部４０における磁極位置θの推定を、上記演算式に基づいて行うことができるため、磁極位置θの推定を容易に行うことができる。
　また、第１の実施形態に係る制御装置１では、電動機３の回転数が低速または中速の場合、電動機３の誘起電圧を無視することができることから、上記式（６）に近似する上記式（７）を用いている。しかし、電動機３の回転数が高速な場合であっても、磁極位置推定部４０において、電動機３の誘起電圧成分を除去するフィルタを設けることによって、同様に磁極位置θの推定を行うことができる。
　また、上述においては、カウンタ部３５からカウント値ＣＮＴを重畳成分生成部３６および磁極位置推定部４０へ出力するようにしたが、重畳成分生成部３６および磁極位置推定部４０にそれぞれカウント値ＣＮＴを生成するカウンタを設けてもよい。
　また、上述においては、インバータ部１０の一例として２レベルインバータの構成（図１）を説明したが、インバータ部１０として３レベルインバータなどのマルチレベルインバータやマトリクスコンバータを用いることもでき、また、その他種々の変更が可能である。
（第２の実施形態）
　次に、第２の実施形態に係る制御装置について説明する。第２の実施形態に係る制御装置は、第１の実施形態に係る制御装置１に対し、重畳成分生成部によるパイロット電圧Ｖｈの生成方法と、磁極位置推定部による磁極位置θの推定方法とが異なる。
　図１０は、第２の実施形態に係る制御装置の構成を示す図である。なお、図１０においては、重複説明を避けるため、第１の実施形態に係る制御装置１と異なる制御部３０Ａの構成のみを示しており、その他の構成は省略している。また、第１の実施形態と同様の構成については同一符号を付し、適宜重複説明を省略するものとする。
　図１０に示すように、第２の実施形態に係る制御装置１Ａは、３相／２相座標変換部３１と、回転座標変換部３２と、電流指令出力部３３と、電流制御部３４と、カウンタ部３５と、重畳成分生成部３６Ａと、加算部３７、３８と、駆動信号生成部３９と、磁極位置推定部４０Ａとを備える。制御装置１Ａは、重畳成分生成部３６Ａおよび磁極位置推定部４０Ａを除き、第１の実施形態に係る制御装置１と同様の構成である。
　上述したように、突極性を有する電動機３において、電動機３の固定子３ａ上に設定されるαβ軸座標系における電流・電圧方程式は、上記式（３）のように表すことができる。さらに、重畳する２つの電圧ベクトル間の時間間隔が、駆動電圧周期に比べて十分に短い場合、駆動電圧周波数の成分を取り除いた上記式（３）の電流・電圧方程式は、下記式（２２）のように近似できる。この式（２２）は、上記式（６）と同一である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記式（２２）を時間微分すると、下記式（２３）を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　電動機３における回転加速度が、上記式（２３）の右辺第１項に比べて十分小さいと仮定すると、上記式（２３）は、下記式（２４）のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　上記式（２４）は、電流に関して下記式（２５）に示すように書き直すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ここで、インバータ部１０の出力電圧として、駆動電圧指令であるｑ軸電圧指令Ｖｑ*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ*に基づく駆動電圧に、パイロット電圧Ｖｈが含まれるようにすることを考える。例えば、図１１に示すように、αβ軸座標系において、電圧ベクトルＶｈ０、Ｖｈ１、Ｖｈ２をこの順に一定周期で重畳する。図１１は、αβ軸座標系における電圧ベクトルＶｈ０、Ｖｈ１、Ｖｈ２とφとの関係の一例を示す図である。
　電圧ベクトルＶｈ０は、α軸の正の向きから位相差φ［ｄｅｇ］のベクトル、電圧ベクトルＶｈ１はα軸の正の向きから位相差φ＋９０［ｄｅｇ］のベクトル、電圧ベクトルＶｈ２は、α軸の正の向きから位相差φ＋１８０［ｄｅｇ］のベクトルである。また、電圧ベクトルＶｈ０、Ｖｈ１、Ｖｈ２は、振幅Ｖｉｎｊ２（＞０）のベクトルである。
　電圧ベクトルＶｈ０と電圧ベクトルＶｈ１の差分ベクトルΔＶｈ０（＝Ｖｈ０―Ｖｈ１）は、下記式（２６）に示すように表され、電圧ベクトルＶｈ１と電圧ベクトルＶｈ２の差分ベクトルΔＶｈ１（＝Ｖｈ１―Ｖｈ２）は、下記式（２７）に示すように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　電圧ベクトルＶｈ０の重畳時刻を時刻ｔｈ０とし、電圧ベクトルＶｈ１の重畳時刻を時刻ｔｈ１＝ｔｈ０＋Δｔとし、電圧ベクトルＶｈ０の重畳時刻を時刻ｔｈ２＝ｔｈ０＋２Δｔとする。また、電圧微分ベクトルを、差分ベクトルで近似する。この場合、上記式（２６）、（２７）に示す差分ベクトルから、時刻ｔｈ１と時刻ｔｈ２での電流・電圧方程式はそれぞれ下記式（２８）、（２９）に示すように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　さらに、上記式（２８）、（２９）から、下記式（３０）の関係式を導くことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　上記式（３０）は、電動機３の磁極位置θに関して下記式（３１）に示すように書き直すことができる。したがって、時刻ｔｈ１と時刻ｔｈ２での各相の電流変化を検出すれば電動機３の磁極位置θを推定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　ここで、φを４５、１３５、２２５、３１５［ｄｅｇ］のいずれかに設定すると、後述するように、電動機３の磁極位置θをより簡単な演算式で推定することができる。すなわち、上記式（３１）は、φ＝４５［ｄｅｇ］の場合、下記式（３２）のように、φ＝１３５［ｄｅｇ］の場合、は下記式（３３）のように、φ＝２２５［ｄｅｇ］の場合、下記式（３４）のように、φ＝３１５［ｄｅｇ］の場合、下記式（３５）のように、それぞれ表すことができる。
　したがって、電圧ベクトルＶｈ０を、φ＝４５、１３５、２２５、３１５［ｄｅｇ］のいずれかの状態になるように重畳し、一定期間後、電圧ベクトルＶｈ０に対し９０［ｄｅｇ］の位相差とした電圧ベクトルＶｈ１を重畳する。さらに一定期間後、電圧ベクトルＶｈ１に対し９０［ｄｅｇ］の位相差とした電圧ベクトルＶｈ２を重畳する。これにより、電動機３の磁極位置θをより簡単な演算式で推定できる。
　また、時刻ｔｈ１でα軸の正の向きから位相差φ＋９０［ｄｅｇ］の電圧ベクトルＶｈ１を重畳し、時刻ｔｈ２でα軸の正の向きから位相差φ＋１８０［ｄｅｇ］の電圧ベクトルＶｈ１を重畳した場合を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、時刻ｔｈ１でα軸の正の向きから位相差φ－９０［ｄｅｇ］の電圧ベクトルＶｈ１を重畳し、時刻ｔｈ２でα軸の正の向きから位相差φ－１８０［ｄｅｇ］の電圧ベクトルＶｈ１を重畳しても同様に、電動機３の磁極位置θを簡単な演算式で推定できる。
　このように、時刻ｔｈ０においてφを０、９０、１８０、２７０［ｄｅｇ］のいずれかに設定して電圧ベクトルＶｈ０を重畳した後、時刻ｔｈ１でφ＋９０［ｄｅｇ］（またはφ－９０［ｄｅｇ］）として電圧ベクトルＶｈ１を重畳する。さらに、時刻ｔｈ２でφ＋１８０［ｄｅｇ］（またはφ－１８０［ｄｅｇ］）として電圧ベクトルＶｈ２を重畳する。そして、時刻ｔｈ０と時刻ｔｈ１での各相の電流変化と、時刻ｔｈ１と時刻ｔｈ２での各相の電流変化とから２階差分値を検出し、上記式（３２）～（３５）などの簡単な演算式に基づいた演算によって、電動機３の磁極位置θを推定できる。
　そこで、重畳成分生成部３６Ａは、下記式（３６）に示すように、時間周期Ｔ＝４ＴＶのパイロット電圧Ｖｈを生成し、α軸指令成分Ｖα *およびβ軸指令成分Ｖβ *で規定される駆動電圧指令に重畳するようにしている。ＴＶは、空間ベクトル変調を行う駆動信号生成部３９の更新周期である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　上記式（３６）に示すように重畳成分生成部３６Ａから出力するパイロット電圧Ｖｈを設定することで、図１２に示すように、α軸およびβ軸で打ち消し合う方向にパイロット電圧Ｖｈを出力できる。図１２は、パイロット電圧Ｖｈの時間周期Ｔにおける変化を示す図である。そのため、時間周期Ｔにおける平均電圧を０とすることができ、これにより、トルクリップルを低減することができる。
　重畳成分生成部３６Ａの構成および動作について図１３および図１４を参照してさらに具体的に説明する。図１３は、重畳成分生成部３６Ａから出力されるパイロット電圧Ｖｈのαβ軸成分であるＶαｈ、Ｖβｈの変化を示す図であり、図１４は、重畳成分生成部３６Ａのパイロット電圧生成処理を示すフローチャートである。
　図１３に示すように、重畳成分生成部３６Ａは、カウント値ＣＮＴとして０、１、２、３の順に繰り返し出力するカウンタ部３５のカウント値ＣＮＴに基づき、パイロット電圧Ｖｈのα軸成分およびβ軸成分であるα軸指令成分Ｖαｈおよびβ軸指令成分Ｖβｈを生成する。
　具体的には、図１４に示すように、重畳成分生成部３６Ａは、カウンタ部３５のカウント値ＣＮＴを判定し（ステップＳ３０）、カウント値ＣＮＴ＝０の場合、Ｖαｈ＝＋Ｖｉｎｊ２およびＶβｈ＝＋Ｖｉｎｊ２としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ３１）。カウント値ＣＮＴ＝１の場合、重畳成分生成部３６Ａは、Ｖαｈ＝－Ｖｉｎｊ２およびＶβｈ＝＋Ｖｉｎｊ２としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ３２）。
　また、カウント値ＣＮＴ＝２の場合、重畳成分生成部３６Ａは、Ｖαｈ＝－Ｖｉｎｊ２およびＶβｈ＝－Ｖｉｎｊ２としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ３３）。カウント値ＣＮＴ＝３の場合、重畳成分生成部３６Ａは、Ｖαｈ＝＋Ｖｉｎｊ２およびＶβｈ＝－Ｖｉｎｊ２としたパイロット電圧Ｖｈを生成して、加算部３７、３８へ出力する（ステップＳ３４）。
　このように、重畳成分生成部３６は、αβ軸座標系で、時間周期Ｔｖ毎に前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して９０度の方向となるパイロット電圧Ｖｈを繰り返し生成するようにしている。なお、重畳成分生成部３６Ａは、αβ軸座標系で、時間周期Ｔｖ毎に前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して－９０度の方向となるパイロット電圧Ｖｈを繰り返し生成することもできる。
　磁極位置推定部４０Ａは、時刻ｔ＝ｎＴ（ｎ＝１、２、３、・・・）での磁極位置θ、時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴでの磁極位置θ、時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴでの磁極位置θ、時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴでの磁極位置θを推定する。
　図１５は、磁極位置推定部４０Ａの構成を示す図である。図１５に示すように、磁極位置推定部４０Ａは、差分演算部６０～６３と、１サンプル遅延部６４、６５と、θ演算部６６とを備え、Ｔ／４をサンプル周期として動作する。
　差分演算部６０は、３相／２相座標変換部３１からα軸成分の電流検出値Ｉαを取得し、かかる電流検出値Ｉαと１サンプル時間（＝Ｔ／４）前に取得した電流検出値Ｉαとの差分値ΔＩαを演算して出力する。また、差分演算部６１は、３相／２相座標変換部３１からβ軸成分の電流検出値Ｉβを取得し、かかる電流検出値Ｉβと時間Ｔ／４前に取得した電流検出値Ｉβとの差分値ΔＩβを演算して出力する。
　差分演算部６２は、差分演算部６０から差分値ΔＩαを取得し、かかる差分値ΔＩαと１サンプル時間前に取得した差分値ΔＩαとの２階差分値Δ２Ｉαを演算して出力する。また、差分演算部６３は、差分演算部６１から差分値ΔＩβを取得し、かかる差分値ΔＩβと１サンプル時間前に取得した差分値ΔＩβとの２階差分値Δ２Ｉβを演算して出力する。
　１サンプル遅延部６４は、差分演算部６２から出力される２階差分値Δ２Ｉαを１サンプル時間分遅延させて、θ演算部６６へ出力する。また、１サンプル遅延部６５は差分演算部６３から出力される２階差分値Δ２Ｉβを１サンプル時間分遅延させて、θ演算部６６へ出力する。
　θ演算部６６は、差分演算部６２、６３から出力される２階差分値Δ２Ｉα、Δ２Ｉβと、１サンプル遅延部６４、６５から出力される１サンプル時間前の２階差分値Δ２Ｉα、Δ２Ｉβとに基づいて、磁極位置θを推定する。
　図１６は、磁極位置推定部４０Ａの磁極位置推定処理を示すフローチャートである。なお、以下において、Δ２Ｉαｈ２＝ΔＩαｈ２－ΔＩαｈ１、Δ２Ｉβｈ２＝ΔＩβｈ２－ΔＩβｈ１、Δ２Ｉαｈ１＝ΔＩαｈ１－ΔＩαｈ０、Δ２Ｉβｈ１＝ΔＩβｈ１－ΔＩβｈ０である。また、ΔＩαｈ２＝Ｉαｈ２－Ｉαｈ１、ΔＩβｈ２＝Ｉβｈ２－Ｉβｈ１、ΔＩαｈ１＝Ｉαｈ１－Ｉαｈ０、ΔＩβｈ１＝Ｉβｈ１－Ｉβｈ０、ΔＩαｈ０＝Ｉαｈ０－Ｉαｈ－１、ΔＩβｈ０＝Ｉβｈ０－Ｉβｈ－１である。
　図１６に示すように、磁極位置推定部４０Ａは、カウンタ部３５のカウント値ＣＮＴを判定する（ステップＳ４０）。
　カウント値ＣＮＴ＝０の場合、磁極位置推定部４０Ａは、下記式（３７）に基づいて、電動機３の磁極位置θを推定する（ステップＳ４１）。下記式（３７）は、上記式（３２）において電流２階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　なお、カウント値ＣＮＴ＝０の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０、Ｉαｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴ、－Ｔ／２＋ｎＴ、－３Ｔ／４＋ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０、Ｉβｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴ、－Ｔ／２＋ｎＴ、－３Ｔ／４＋ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　また、カウント値ＣＮＴ＝１の場合、磁極位置推定部４０Ａは、下記式（３８）に基づいて、電動機３の磁極位置θを推定する（ステップＳ４２）。なお、下記式（３８）は、上記式（３３）において電流２階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　なお、カウント値ＣＮＴ＝１の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０、Ｉαｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴ、－Ｔ／２＋ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０、Ｉβｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴ、－Ｔ／２＋ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　また、カウント値ＣＮＴ＝２の場合、磁極位置推定部４０Ａは、下記式（３９）に基づいて、電動機３の磁極位置θを推定する（ステップＳ４３）。なお、下記式（３９）は、上記式（３４）において電流２階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　なお、カウント値ＣＮＴ＝２の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０、Ｉαｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０、Ｉβｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴ、－Ｔ／４＋ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　また、カウント値ＣＮＴ＝３の場合、磁極位置推定部４０Ａは、下記式（４０）に基づいて、電動機３の磁極位置θを推定する（ステップＳ４４）。なお、下記式（４０）は、上記式（３５）において電流２階微分を電流差分で近似したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　なお、カウント値ＣＮＴ＝３の場合、電流検出値Ｉαｈ２、Ｉαｈ１、Ｉαｈ０、Ｉαｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴ、Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴにおけるα軸成分の電流検出値である。また、電流検出値Ｉβｈ２、Ｉβｈ１、Ｉβｈ０、Ｉβｈ－１は、それぞれ時刻ｔ＝３Ｔ／４＋ｎＴ、Ｔ／２＋ｎＴ、Ｔ／４＋ｎＴ、ｎＴにおけるβ軸成分の電流検出値である。
　ステップＳ４１～Ｓ４４において、磁極位置推定部４０Ａは、差分演算部６２、６３から出力される差分値Δ２Ｉα、Δ２ＩβをΔ２ｉαｈ１、Δ２ｉβｈ１とし、１サンプル遅延部６４、６５から出力される１サンプル時間前の差分値Δ２Ｉα、Δ２ＩβをΔ２ｉαｈ２、Δ２ｉβｈ２として、上記式（３７）～（４０）の演算を行うことで、電動機３の磁極位置θを推定する。
　以上のように、第２の実施形態に係る制御装置１Ａでは、重畳成分生成部３６Ａと、磁極位置推定部４０Ａとを備える。重畳成分生成部３６Ａは、αβ軸座標系のα軸またはβ軸に対して４５度の位相差をもつベクトルとしてパイロット電圧Ｖｈを生成し、かつ、ベクトルの向きが前回生成したパイロット電圧Ｖｈに対して９０度異なるパイロット電圧Ｖｈを所定周期で生成する。
　したがって、磁極位置推定部４０Ａにおける磁極位置θの推定を、簡易な演算式に基づいて行うことができ、電動機３を駆動するための駆動電圧指令の更新周期に影響を与えることもない。しかも、パイロット電圧Ｖｈの重畳を開始してから時間周期Ｔで電動機３の磁極位置θを推定でき、さらに、時間周期Ｔの１／４の時間で繰り返し、電動機３の磁極位置θを推定することができるため、磁極位置推定の応答性を向上させることができる。
　上述においては、駆動信号生成部３９において空間ベクトル変調法を用いてインバータ部１０を駆動する駆動信号Ｓ１～Ｓ６を生成する例を説明したが、第１の実施形態の欄において説明した例と同様の方法で、搬送波比較変調法を用いることもできる。この場合、カウンタ部３５は、時間周期Ｔを搬送波の時間周期Ｔｃの２倍の長さとし、時間周期Ｔを４周期分として、カウント値ＣＮＴを変更する。カウンタ部３５がカウント値ＣＮＴを変更するタイミングは、搬送波の山および谷である。
　また、第１の実施形態の欄において説明したその他の種々の変形についても、同様に、上述した第２の実施形態に係る制御装置１Ａに適用することができる。
　さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
　１、１Ａ　電動機の制御装置
　２　直流電源
　３　電動機
　３ａ　電動機の固定子
　１０　インバータ部
　２０　電流検出部
　３０、３０Ａ　制御部
　３１　３相／２相座標変換部３１（電流検出部）
　３６、３６Ａ　重畳成分生成部
　３９　駆動信号生成部
　４０、４０Ａ　磁極位置推定部
　５０、５１、６０～６３　差分演算部（電流差分演算部）
　５４、６６　θ演算部（磁極位置演算部）

Claims (10)

  1. 　電動機の固定子上に設定された座標系でのベクトルの向きが前回生成した重畳電圧指令に対して９０度異なる重畳電圧指令を所定周期で生成する重畳成分生成部と、
    　前記重畳電圧指令を重畳した駆動電圧指令に基づいた駆動電圧を前記電動機へ出力するインバータ部と、
    　前記電動機の各相に流れる電流を前記所定周期で検出して、電流検出値を出力する電流検出部と、
    　前記電流検出値の変化量に基づき、前記電動機の磁極位置を検出する磁極位置推定部と
    　を備える電動機の制御装置。
  2. 　前記重畳成分生成部は、
    　前記前回生成した重畳電圧指令に対して前記座標系でのベクトルの向きが正方向または逆方向に９０度ずつ異なるように前記重畳電圧指令を繰り返し生成する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
  3. 　前記座標系の２軸をα軸およびβ軸とした直交座標軸とし、
    　前記重畳電圧指令のベクトルの向きは、前記α軸または前記β軸に対して平行である
    　ことを特徴とする請求項２に記載の電動機の制御装置。
  4. 　前記座標系の軸をα軸およびβ軸とした直交座標軸とし、
    　前記重畳電圧指令のベクトルクの向きは、前記α軸または前記β軸に対して４５度の位相差をもつ
    　ことを特徴とする請求項２に記載の電動機の制御装置。
  5. 　前記電流検出部は、
    　前記電動機の各相に流れる電流の値を前記直交座標系の電流検出値に変換して出力し、
    　前記磁極位置推定部は、
    　前記電流検出部から出力される電流検出値の１階差分値を演算する電流差分演算部と、
    　前記１階差分値に基づき、前記電動機の磁極位置を求める磁極位置演算部と
    　を備えることを特徴とする請求項３に記載の電動機の制御装置。
  6. 　前記電流検出部は、
    　前記電動機の各相に流れる電流の値を前記直交座標系の電流検出値に変換して出力し、
    　前記磁極位置推定部は、
    　前記電流検出部から出力される電流検出値の２階差分値を演算する電流差分演算部と、
    　前記２階差分値に基づき、前記電動機の磁極位置を求める磁極位置演算部と
    　を備えることを特徴とする請求項４に記載の電動機の制御装置。
  7. 　前記重畳電圧指令を重畳した駆動電圧指令に基づき、前記駆動電圧指令毎に、空間ベクトル変調法によって時間周期内で異なる複数の駆動信号を生成して前記インバータ部へ出力する駆動信号生成部を備え、
    　前記電流検出部は、
    　前記時間周期のｎＴ／２（ｎは自然数）で前記電流検出値を前記磁極位置推定部へ出力する
    　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  8. 　前記重畳電圧指令を重畳した駆動電圧指令と搬送波との比較に基づく搬送波比較変調法によって、駆動信号を生成して前記インバータ部へ出力する駆動信号生成部を備え、
    　前記電流検出部は、
    　前記電流検出値を前記三角波状の搬送波の山および／または谷のタイミングで前記磁極位置推定部へ出力する
    　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  9. 　前記電動機は、
    　埋め込み型永久磁石同期電動機である
    　ことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  10. 　電動機の固定子上に設定された座標系でのベクトルの向きが前回生成した重畳電圧指令に対して９０度異なる重畳電圧指令を所定周期で生成する重畳成分生成部と、
    　前記重畳電圧指令を重畳した駆動電圧指令に基づいて駆動される電動機の各相に流れる電流を前記所定周期で検出して、電流検出値を出力する電流検出部と、
    　前記電流検出値の変化量に基づき、前記電動機の磁極位置を検出する磁極位置推定部と
    　を備える電動機の磁極位置推定装置。
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