JP2002262592A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】磁極位置センサなしで、応答性の良い制御特性
を有するモータ制御装置の提供を課題とする。 【解決手段】制御装置４のＰＷＭ信号発生用搬送波に同
期して複数の検出用電圧ベクトルＶａｂ，Ｖｃｄを印加
するとともに、搬送波に同期した電流検出パルスＰｄに
よりモータ電流ｉｕ，ｉｖを検出する。検出用電圧ベク
トルＶａｂ，Ｖｃｄとそれぞれに対するモータ電流の電
流差分差ベクトルの関係から同期モータ１の突極性を利
用して磁極位置θを演算により求める。これにより、小
さい検出用電圧で短時間に精度よく磁極位置θを検出す
ることができるので、騒音が少なく、かつ制御性の良い
磁極位置センサレスモータ制御装置を安価に提供でき
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流モータを高性能
に制御する制御装置、特に、リラクタンスモータ，磁石
モータなどの突極性を有する同期モータを位置センサな
しで制御する制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】同期モータの速度やトルクを制御するた
めには、磁極位置を検出、あるいは、推定する必要があ
る。その検出した磁極位置に基づいて電流制御あるいは
電圧制御を行うことで、同期モータのトルクや速度を制
御できる。近年、この磁極位置を位置検出器で検出する
ことなく、同期モータを制御する磁極位置センサレス制
御方式が提案されている。例えば、特開平７−２４５９
８１号，平成８年電気学会産業応用部門全国大会Ｎo.１
７０に記載されているような第１の方法がある。これは
交番電圧を印加してそれに対するモータ電流の平行成
分，直交成分（回転座標系における電流成分）に基づき
磁極位置を推定する方法であり、停止時や低速時に磁極
位置センサを用いないで、磁極位置を検出できる特徴が
ある。また、第２の方法として、特開平１１−１５０９
８３号，特開平１１−６９８８４号などに記載されてい
る追加電圧を重畳する方法がある。この方法は高トルク
領域でも磁気飽和が起こらないように印加電圧を加える
ことにより、停止時、あるいは、低速時における低負荷
から高負荷までの範囲で磁極位置センサレス化を実現で
きる。また、第３の方法として、特開平８−２０５５７
８号には、パルス幅制御（ＰＷＭ制御）により同期モー
タに印加する電圧のベクトルとそれに対するモータ電流
のリプル成分（電流差分ベクトル）の相関関係から同期
モータの突極性を検出する方法が記載されている。ま
た、この第３の方法は同期モータの電圧を制御する一般
的なＰＷＭ信号を利用しているため、検出のための追加
信号を付加する必要がない利点がある。なお、電圧ベク
トルとは、３相の電圧、あるいは、ｄ軸，ｑ軸電圧から
決定される大きさと方向を有する電圧のことを意味す
る。電流ベクトルについても同様であり、以下、要素と
しての各相の電圧、あるいは、ｄ軸，ｑ軸電圧と、総和
としての電圧ベクトルとを使い分けながら説明する。ま
た、同期モータの場合には、回転子の磁極位置を検出す
ることになるので、以下、磁極位置として説明する。リ
ラクタンスモータの場合には、突極性がある回転子の特
定な位置を検出することになる。従って、これらをすべ
てまとめて記述する場合には、磁極位置，リラクタンス
モータの特定な位置のことを回転子位置とよぶことにす
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、第１の方法は
モータを駆動しながら磁極位置検出を行おうとした場合
には、ノッチフィルタなどを用いたバンドパスフィルタ
やフーリエ積分により、検出用交番電圧と同じ周波数成
分の電流を抽出する必要である。特に、モータの回転数
が高くなると、モータの入力周波搬と検出用交番電圧の
周波数が分離しにくくなるため、高速回転での安定した
駆動が難しいという課題があった。また、インバータの
スイッチング特性による影響を受けないように、配慮す
る必要がある。つまり、ＰＷＭ信号の搬送周波搬が数ｋ
Ｈｚから２０ｋＨｚであるのに対して、検出用交番電圧
の周波数は数１００Ｈｚと低くなっているため、モータ
駆動しているとき、数１００Ｈｚの騒音がすることがあ
る。

【０００４】第２の方法に関しても、モータを停止状態
あるいは低速回転状態で駆動する場合の特性改善を目的
としたものであって、モータを高速で駆動した場合に重
要となる電流検出のタイミング，ＰＷＭ信号の関係が記
述されておらず、高精度に位置検出を行うための配慮が
なされていない。

【０００５】さらに、第３の方法を実現するためには、
ＰＷＭ信号が変化する毎にモータ電流の状態と印加電圧
の相関関係を検出する必要がある。つまり、搬送波の１
周期に対して、少なくとも６回、モータ電流の状態を検
出すること、印加電圧の状態を把握することが条件とな
るため、高性能のコントローラを用いなければならない
という問題点がある。

【０００６】本発明の第１の目的は、安価なコントロー
ラ，電流検出器を用いながら、停止状態から高速回転状
態までの広範囲において、同期モータ（リラクタンスモ
ータを含む）を高応答で、かつ、モータの損失増加を抑
制しながら制御することである。また、電流により検出
した磁極位置が真の磁極位置から大きくずれた場合には
モータ制御システムの異常を検知することを第２の目的
としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、同期モータ
と、該同期モータに電圧を印加する電力変換器と、前記
印加電圧を制御する制御装置を備え、少なくとも２方向
に検出用電圧を印加し、それぞれに対する電流変化から
前記同期モータの磁極位置位置を推定する位置推定装置
を備えることにより達成される。

【０００８】具体的な一例としては、制御装置は、搬送
波に同期したＰＷＭ信号により前記電力変換器の印加電
圧を制御する手段を備える。２つの電圧印加方向に検出
用電圧を印加することと、前記交流モータの電流を検出
することをこの搬送波に同期して実施することにより、
前記交流モータの回転子の磁極位置を推定する。例え
ば、突極性を有する同期モータにおいて、搬送波の半周
期毎に第１の電圧印加方向に検出用電圧を変化してモー
タの電流を検出し、半周期毎の電流差分ベクトル（静止
座標系のベクトル）を求める。次に、２回の電流差分ベ
クトルの差（以下、電流差分差ベクトルとよぶことにす
る）とそれに対応する２回の印加電圧ベクトルの差（以
下、電圧差ベクトル）を演算する。この電圧差ベクトル
が第１の検出用電圧、その方向が第１の電圧印加方向で
あり、この電流差分差ベクトルが第１の検出用電圧に対
する電流変化ベクトルである。同様に、第２の電圧印加
方向に対して、検出用電圧を変化してもモータの電流を
検出する。これにより、同様の演算を行って、第２の検
出用電圧ベクトルに対する第２の電流変化ベクトルを求
める。

【０００９】同期モータにおける磁極位置方向（ｄ軸方
向）のインダクタンスＬｄと、直交する方向（ｑ軸方
向）のインダクタンスＬｑが異なるので、第１と第２の
検出用電圧ベクトルの方向を変えることにより、Ｌｄ，
Ｌｑの違いによる２つの電流差分差ベクトルの大きさと
位相の違いが生じることになる。これを容易に検出する
ことができるので、磁極位置を感度良く検出することが
できる。従って、突極性を有する交流モータを高応答性
にセンサなしで制御でき、高性能な特性を要求されるモ
ータ制御分野のセンサレス化に有効である。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１に
より説明する。この実施例は、ｄ軸インダクタンスＬｄ
がｑ軸インダクタンスＬｑよりも小さい、いわゆる、逆
突極性を有する同期モータ１を位置センサなしで制御す
る場合の実施例である。

【００１１】図１は同期モータ１をバッテリー２の直流
エネルギーで駆動するモータ制御システムの構成図であ
る。バッテリー２の直流電圧はインバータ３により３相
の交流電圧に変換され、同期モータ１に印加される。こ
の印加電圧はコントローラ４において次のような演算を
行って決定される。まず、電流指令値発生部６では、モ
ータが発生すべきトルク指令値τｒに対して、ｄ軸電流
指令値ｉｄｒ，ｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定する。ここ
で、ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ
軸に直交する方向を示しており、ｄ−ｑ軸座標系を構成
する。同期モータ１において同じモータ速度ωで、か
つ、同じモータトルクτを発生する条件の下で、ｉｄ
ｒ，ｉｑｒの割合を変えることができるが、モータ損失
は異なる。そこで、電流指令値発生部６にモータ速度ω
を入力することで、トルク指令値τｒに対してモータ損
失が最も少ない最適なｉｄｒ，ｉｑｒを出力するように
している。なお、モータ速度ωは速度検出部１３におい
て後述する磁極位置θの変化量から検出している。

【００１２】磁石を有する回転子が回転すると、ｄ−ｑ
軸座標系も回転するので、静止座標系（α−β軸座標
系）からの位相をθとする。つまり、本実施例は磁極の
位相θ（以下、磁極位置θとよぶことにする。）を電流
から検出することが目的である。ｄ軸電流とｑ軸電流を
指令値どおりに制御できれば、同期モータ１はトルク指
令値τｒと一致したトルクを発生することができる。な
お、トルク指令値τｒは直接その値を指示される場合
も、図示していない速度制御演算回路から指令される場
合もある。

【００１３】また、電流センサ５ｕ，５ｖから検出され
たｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖは電流検出部１０におい
て後述する電流検出パルスＰｄのタイミングにより検出
され、座標変換部１１でｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉ
ｄ，ｑ軸電流ｉｑに変換される。この実施例では、電流
検出部１０で検出する電流はＵ相とＶ相の２つの相電流
ｉｕ，ｉｖであるが、Ｗ相電流ｉｗはｉｕ，ｉｖから求
めることができるので、Ｗ相電流ｉｖの検出を省略して
いる。本発明は３相電流をすべて検出する場合にも適用
できることは当然である。電流制御部７では、ｄ軸電流
指令値ｉｄｒとｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流偏差、ｑ軸電流
指令値ｉｑｒとｑ軸電流ｉｑのｑ軸電流偏差を演算し、
それぞれの電流偏差に対して比例・積分制御演算によっ
てｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓを得
る。なお、逆起電力を補償するための制御方法として、
モータ速度ωを用いた非干渉制御を行う方法も提案され
ている。ｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓ
は電流制御部７から出力されると、それぞれｄ軸，ｑ軸
の検出用電圧Ｖｄｐ，Ｖｑｐが加算され、座標変換部８
に入力される。ｄ軸，ｑ軸の検出用電圧Ｖｄｐ，Ｖｑｐ
の発生方法が本発明では重要であり、これについては、
後で詳細を述べる。座標変換部８では、後述する方法に
より検出された磁極位置θにより静止座標系の３相電圧
指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを演算する。これらの３
相電圧指令値は、ＰＷＭ信号発生部９に入力されて、３
相のＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐ，Ｐｕｎ，Ｐ
ｖｎ，Ｐｗｕをインバータ３に出力する。これにより、
同期モータ１に印加する電圧が決定される。このように
して、同期モータ１を制御することができる。

【００１４】次に、本願の特徴である位置検出方法につ
いて説明する。図１において、位置検出を行う位置検出
部１２は、検出用電圧発生部１４，電流差分差演算部１
５，磁極位置推定部１６，位置推定異常判定部１７から
構成されている。

【００１５】まず、検出用電圧発生部１４と電流差分差
演算部１５の動作原理を説明するために、図２のタイム
チャート、図３のフェーザ図、図４のフローチャートを
用いる。図２は３相の印加電圧のタイミングとＰＷＭ信
号の発生状態を示したもので、実際にはＰＷＭ信号発生
部９の動作状態である。三角波状の搬送波に対して、各
相の電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの波形を比較す
ることにより、３相のＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐ
ｗｐを得ることができる。なお、ＰＷＭパルスＰｕｎ，
Ｐｖｎ，Ｐｗｕは短絡防止期間を無視すれば、それぞれ
ＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐを反転したものと
なるので、ここでは、短絡防止期間を省略して説明す
る。また、本発明は搬送波２周期の間の電流変化を基に
磁極位置を推定する方法であるが、容易に理解できるよ
うにするために、その期間内に変化する磁極位置は無視
できるものとして説明する。従って、省略した短絡防止
期間，回転子が検出時間内に変化することに対する位置
の補償は本方式に追加することができる。ＰＷＭパルス
はデューティー５０％以上のとき、平均出力電圧が０あ
るいは正の値となり、デューティー５０％未満のとき、
平均出力電圧は負の値となる。図２において、搬送波が
最大値の時点（例えば、時刻ｔａ(ｎ)，ｔｃ(ｎ)）、及
び、最小値の時点（例えば、時刻ｔｂ(ｎ)，ｔｄ(ｎ)）
で、電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒは更新される。
この実施例においては、搬送波が最大値の時点では、電
流制御部７から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸
電圧指令値Ｖｑｓ、及び、ｄ軸，ｑ軸用検出電圧Ｖｄ
ｐ，Ｖｑｐがすべて更新されるが、搬送波が最小値の時
点では、ｄ軸，ｑ軸用検出電圧Ｖｄｐ，Ｖｑｐのみが更
新される。このように、電圧の更新のタイミングを設定
すると、ＰＷＭ信号は図２に示すような特徴のある波形
となる。仮に、ｄ軸，ｑ軸用検出電圧Ｖｄｐ，Ｖｑｐが
常に０であったとするならば、各相の電圧指令値Ｖｕ
ｒ,Ｖｖｒ,Ｖｗｒは破線のように、搬送波が最大値の時
点でしか更新されないため、各相のＰＷＭパルスＰｕ
ｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐは搬送波が最小値の時点を中心に前
後対称である（例えば、時刻ｔｂ(ｎ)を中心に、時刻ｔ
ａ(ｎ)から時刻ｔｃ(ｎ)までの破線で示したパルス波形
を見ると、対称になっている。）。つまり、時刻ｔａ
(ｎ)から時刻ｔｂ(ｎ)までの各相の印加電圧の平均値は
時刻ｔｂ(ｎ)から時刻ｔｃ(ｎ)までのそれと同じである
ことがわかる。また、その短時間での逆起電力はほぼ一
定とみなしてよいので、ｔａ(ｎ)からｔｂ(ｎ)までの電
流変化量（電流差分ベクトルΔｉａ(ｎ)）と、ｔｂ(ｎ)
からｔｃ(ｎ)までの電流変化量（電流差分ベクトルΔｉ
ｂ(ｎ)）はほぼ同じになる。このことは、検出用電圧ベ
クトルＶｐ(Ｖｄｐ,Ｖｑｐの要素からなる電圧ベクト
ル）が常に０であれば、ΔｉａとΔｉｂとの差、つま
り、電流差分差ベクトルΔΔｉ１は０となることを意味
している。逆にいえば、ｔａ(ｎ)からｔｂ(ｎ)までの期
間と、ｔｂ(ｎ)からｔｃ(ｎ)までの期間で、例えば、検
出用電圧ベクトルＶｐがｔａ(ｎ)からｔｂ(ｎ)の期間は
Ｖａ(ｎ)，ｔｂ(ｎ)からｔｃ(ｎ)までの期間はＶｂ(ｎ)
というように、Ｖａ(ｎ)とＶｂ(ｎ)が異なる場合には、
電流差分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)はＶａ(ｎ)−Ｖｂ(ｎ)
（この電圧差ベクトルをＶａｂ(ｎ)とする）だけの影響
を受けた値となる。これを得ることが目的である。

【００１６】そのため、時刻ｔａ(ｎ)では、電流制御部
７で決定されるＶｄｓ，Ｖｑｓの電圧ベクトルＶ１(ｎ)
と検出用電圧ベクトルＶａ(ｎ)のベクトル和がＰＷＭ信
号発生部９にセットされる。時刻ｔｂ(ｎ)には、電圧ベ
クトルＶ１(ｎ)と検出用電圧ベクトルＶｂ(ｎ)のベクト
ル和がセットされる。詳細は後述するが、Ｖａ(ｎ)とＶ
ｂ(ｎ)の電圧ベクトルが Ｖａ(ｎ)＝−Ｖｂ(ｎ) の関係を持つように設定すると、図２のように、実線で
示す各相のＰＷＭ信号Ｐｕｐ,Ｐｖｐ,ＰｗｐはＶａ(ｎ)
＝Ｖｂ(ｎ)＝０のときのＰＷＭ信号を表わす破線に比べ
て、パルス幅は変化させないで、前方、あるいは、後方
に移動させられることがわかる。これによって、電流差
分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)にＶａｂ(ｎ)だけの影響が出
ることになる。同様に、時刻ｔｃ(ｎ)のとき、電流制御
部７で新たに演算されたＶｄｓ，Ｖｑｓの電圧ベクトル
Ｖ２(ｎ)と検出用電圧ベクトルＶｃ(ｎ)のベクトル和が
ＰＷＭ信号発生部９にセットされ、時刻ｔｄ(ｎ)までの
期間、それによってＰＷＭ信号が決定される。時刻ｔｄ
(ｎ)になると、Ｖ２(ｎ)と検出用電圧ベクトルＶｄ(ｎ)
のベクトル和がセットされ、時刻ｔａ(ｎ＋１)までの期
間、これによりＰＷＭ信号が設定される。この場合も、
時刻ｔｃ(ｎ)からｔａ(ｎ)までの実線で示したＰＷＭ信
号は破線のＰＷＭ信号と比較して位相だけが移動してい
ることがわかる。なお、電流検出信号Ｐｄは搬送波が最
大値、及び、最小値になった時点で発生する。このタイ
ミング、つまり、ｔａ(ｎ)，ｔｂ(ｎ)，ｔｃ(ｎ)，ｔｄ
(ｎ)の時点において、電流検出部１０での各相の電流を
検出することになり、電流差分ベクトルΔｉａ(ｎ)など
を求めることができる。

【００１７】次に、図３のフェーザー図を用いて、図２
で発生するＰＷＭ信号の意味を補足する。図３におい
て、実際の電圧・電流ベクトルは図３（ａ)(ｂ)(ｃ)
(ｄ）であり、それぞれｔａ(ｎ)からｔｂ(ｎ)の間、ｔ
ｂ(ｎ)からｔｃ(ｎ)の間、ｔｃ(ｎ)からｔｄ(ｎ)の間、
ｔｄ(ｎ)からｔａ(ｎ＋１)の間の関係を示している。最
終明には、図３（ｆ）の電圧差ベクトルＶａｂ(ｎ)，Ｖ
ｃｄ(ｎ)、電流差分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)，ΔΔｉ２
(ｎ)の関係を得ることが目的である。

【００１８】図２において説明したように、時刻ｔａ
(ｎ)において、電圧ベクトルＶ１(ｎ)と検出用電圧ベク
トルＶａ(ｎ)の和であるＶ１ａ(ｎ)をセットすると、時
刻ｔｂ(ｎ)まで、図３（ａ）に示す電圧ベクトルは保持
される。ここで、電圧ベクトルＶ１(ｎ)は電流制御部７
で演算された結果であり、任意に設定することはできな
い。それに対して、検出用電圧ベクトルＶａ(ｎ)は次の
ように設定する。コントローラが設定している磁束の方
向（以下、ｄｃ軸とよぶ）と、それに直交する方法（以
下、ｑｃ軸とよぶ）に対して、それぞれＶ０の値を設定
する。つまり、図３（ｅ）に示すように、電圧ベクトル
Ｖａ(ｎ)はｄｃ軸とｑｃ軸を分割する方向、ｄｃ軸に対
して４５度の方向に設定する。なお、実際の回転子の磁
極位置であるｄ軸とコントローラが設定しているｄｃ軸
の関係は未定である。図３（ａ）において、電流ベクト
ルｉａ(ｎ)とその差分値である電流差分ベクトルΔｉａ
(ｎ)の関係を示す。Δｉａ(ｎ)は印加したＶ１ａ(ｎ)だ
けでなく、逆起電力の大きさと方向，電流の値などによ
り変化するので、一義的に決定することはできない。な
お、Δｉａ(ｎ)はｔａ(ｎ)からｔｂ(ｎ)までの電流変化
量で求められるので、ｉｂ(ｎ)−ｉａ(ｎ)を計算するこ
とで求めるが、実際には、時刻ｔｂ(ｎ)になってｉｂ
(ｎ)を検出して、この演算は実行することになる。ｉｂ
(ｎ)とｉａ(ｎ)の差は小さいが、わかりやすくするた
め、Δｉａ(ｎ)を大きく示している。

【００１９】時刻ｔｂ(ｎ)から時刻ｔｃ(ｎ)の間は、図
３(ｂ)に示すフェーザ図となる。検出用電圧ベクトルＶ
ｂ(ｎ)は図３(ｅ)に示すように、Ｖｄｐ＝−Ｖ０，Ｖｑ
ｐ＝−Ｖ０とする。つまり、Ｖｂ(ｎ)はＶａ(ｎ)に対し
て、方向が１８０度異なる電圧ベクトルである。このＶ
ｂ(ｎ)と電流制御部７で演算されたＶ１(ｎ)の和である
電圧ベクトルＶ１ｂ(ｎ)を印加すると、電流ベクトルｉ
ｂ(ｎ)に対して、電流差分差ベクトルΔｉｂ(ｎ)が得ら
れる。この場合も、実際にΔｉｂ(ｎ)は時刻ｔｃ(ｎ)で
電流ベクトルｉｃ(ｎ)を検出し、ｉｃ(ｎ)−ｉｂ(ｎ)の
結果として得られる。また、時刻ｔａ(ｎ)から時刻ｔｃ
(ｎ)までの印加電圧ベクトルの平均値は電流制御部７で
演算されたＶ１(ｎ)と一致するので、検出用電圧ベクト
ルＶａ(ｎ)，Ｖｂ(ｎ)を追加しても、電流制御系に対し
て、悪影響を及ぼすことはない。ここでは、さらにΔｉ
ａ(ｎ)とΔｉｂ(ｎ)との差から、第１の電流差分差ベク
トルΔΔｉ１(ｎ)を求めることができる。Δｉａ(ｎ)
は、印加する電圧ベクトルＶ１(ｎ)，Ｖａ(ｎ)の他に、
逆起電力，電流ベクトルにより決定されるので、Ｖａ
(ｎ)だけの影響を得ることはできない。しかし、電流差
分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)は２つの電流差分ベクトルの
差を用いることにより、Ｖ１(ｎ)，逆起電力，電流ベク
トルの演響をほぼキャンセルして、Ｖａ(ｎ)−Ｖｂ
(ｎ)、つまり、電圧差ベクトルＶａｂ(ｎ)だけを同期モ
ータ１に印加したときの特性を知ることができる。この
状態を図３（ｆ）に示す。

【００２０】時刻ｔｃ(ｎ)のとき、印加する電圧ベクト
ルＶ２ｃ(ｎ)は電流制御部７で新たに演算された電流制
御のための電圧ベクトルＶ２(ｎ)と、検出用電圧ベクト
ルＶｃ(ｎ)との和である。Ｖｃ(ｎ)は図３（ｅ）に示す
ように、Ｖｄｐ＝Ｖ０，Ｖｑｐ＝−Ｖ０としている。そ
のため、時刻ｔｃ(ｎ)から時刻ｔｄ(ｎ)の間は、図３
(ｃ)に示すフェーザ図となる。時刻ｔｄ(ｎ)における電
流ベクトルｉｄ(ｎ)とｉｃ(ｎ)の差から、図３（ｃ）の
電流差分ベクトルΔｉｃ(ｎ)が求められる。

【００２１】時刻ｔｄ(ｎ)から時刻ｔａ(ｎ＋１)まで印
加する電圧ベクトルＶ２ｄ(ｎ)は、Ｖ２(ｎ)と検出用電
圧ベクトルＶｄ(ｎ)の和である。Ｖｄ(ｎ)はＶｄｐ＝−
Ｖ０、Ｖｑｐ＝Ｖ０に設定しており、図３(ｅ)のように
Ｖｃ(ｎ)と逆方向の電圧ベクトルである。これにより、
電圧差分ベクトルΔｉｄ(ｎ)が決定される。なお、この
Δｉｄ(ｎ)は時刻ｔａ(ｎ＋１)のときの電流ベクトルｉ
ａ(ｎ＋１)とｉｄ(ｎ)の差から求められるので、時刻ｔ
ａ(ｎ＋１)以降に演算しなければならない。このとき、
Δｉｃ(ｎ)とΔｉｄ(ｎ)の差から、第２の電流差分差ベ
クトルΔΔｉ２(ｎ)を求める。ΔΔｉ１(ｎ)と同様に、
ΔΔｉ２(ｎ)は電圧差ベクトルＶｃｄ(ｎ)（つまり、Ｖ
ｃ(ｎ)−Ｖｄ(ｎ)）だけに対する同期モータの突極性を
反映した電流ベクトルとなっている。図３（ｆ）がこの
ベクトルの関係をまとめたものであり、コントローラ内
で想定しているｄｃ軸が同期モータ１のｄ軸と一致して
いる場合の例である。同期モータ１の回転子は逆突極性
を有しているため、ｄ軸インダクタンスＬｄがｑ軸イン
ダクタンスＬｑよりも小さく、ｄ軸方向に電流が流れや
すい。そのため、ｄ軸とｑ軸との中間である４５度方向
（Ｖａｂ(ｎ)、及び、Ｖｃｄ(ｎ)の方向）に電圧を変化
させると、それに対する電流の変化、電流差分差ΔΔｉ
１，ΔΔｉ２は４５度方向よりもｄ軸方向に向く、この
場合、ΔΔｉ１(ｎ)，ΔΔｉ２(ｎ)が同じ大きさである
ということが、ｄｃ軸とｄ軸とが一致していることを意
味している。また、ｄｃ軸がｄ軸より進んでいる場合に
は、Ｖｃｄ(ｎ)がＶａｂ(ｎ)よりもｄ軸に近づくので、
ΔΔｉ２(ｎ)がΔΔｉ１(ｎ)よりも大きくなるため、こ
れを検出することで、ｄ軸方向がｄｃ軸よりも遅れてい
ることを検知できる。

【００２２】前述したように、上記の検出方法を具体的
に行う演算部が検出用電圧発生部１４，電流差分差演算
部１５であり、このフローチャートを図４に示す。基本
的には、図２，図３で説明したことをフローチャート化
したものである。ステップ１１０において、時刻ｔを判
断し、時刻ｔ＝ｔａ(ｎ)のとき、ステップ１１１からス
テップ１１４までの処理を行う。ステップ１１１では、
時刻ｔｄ(ｎ−１)で設定された電圧Ｖｄ(ｎ−１)により
流れる電流ベクトルｉａ(ｎ)を検出する。図３(ａ)に示
す電圧ベクトルＶ１ａ(ｎ)は時刻ｔｄ(ｎ−１)で既に演
算された結果をＰＷＭ信号発生部９にセットする。この
動作はコントローラ４内で自動的に行うことも可能であ
る。この電圧をセットすることにより、図２の時刻ｔａ
(ｎ)からｔｂ(ｎ)までのＰＷＭ信号を発生することがで
きる。ステップ１１２，１１３は後述する。ステップ１
１４では、電圧ベクトルＶｂを検出用電圧発生部１４で
決定して、座標変換部８に出力する。これにより、時刻
ｔｂ(ｎ)にＶ１ｂ(ｎ)がＰＷＭ信号発生部９にセットさ
れる。この処理を行うのがステップ１２１であり、同時
に電流ベクトルｉｂ(ｎ)を検出する。ステップ１２２で
は、これが図３（ａ）に示す電流差分ベクトルΔｉａ
(ｎ)がｉａ(ｎ)とｉｂ(ｎ)の差から演算される。ステッ
プ１２４では電圧ベクトルＶｃ(ｎ)を座標変換部８に出
力するので、時刻ｔｃ(ｎ)のステップ１３１で図３
（ｃ）のような電圧ベクトルＶ２ｃ(ｎ)がセットされ
る。なお、電流制御部７では、搬送波周期毎に電流制御
演算が行われる場合を示しているため、時刻ｔｃ(ｎ)よ
りも以前に電圧ベクトルＶ２(ｎ)が演算されて、図３
（ｃ）の電圧ベクトルＶ２ｃ(ｎ)がＰＷＭ信号発生部９
にセットされる。ステップ１３１で電流ベクトルｉｃ
(ｎ)が入力されると、次のステップ１３２では電流差分
ベクトルΔｉｂ(ｎ)が求められる。次のステップ１３３
は、電流差分差ΔΔｉ１(ｎ)をΔｉａ(ｎ)とΔｉｂ(ｎ)
の差から演算するものである。この値は電圧ベクトルＶ
ａ(ｎ)とＶｂ(ｎ)の差であるＶａｂ(ｎ)だけにより流れ
る電流成分である。さらに、ステップ１３４で決定され
て座標変換部８に出力される電圧ベクトルＶｄ(ｎ)と先
に演算されたＶ２(ｎ)の和、つまり、電圧ベクトルＶ２
ｄ(ｎ)が時刻ｔｄ(ｎ)のステップ１４１でＰＷＭ信号発
生部９にセットされる。また、電流ベクトルｉｄ(ｎ)も
ステップ１４１で入力されると、次のステップ１４２に
おいて、電流差分ベクトルΔｉｃ(ｎ)がｉｄ(ｎ)とｉｃ
(ｎ)の差から計算される。ステップ１４４では、電圧ベ
クトルＶａ(ｎ＋１)が設定され、座標変換部８に出力さ
れる。このような一連の演算が行われることにより、電
流差分差ベクトルが求められる。時刻ｔｃ(ｎ)から時刻
ｔａ(ｎ＋１)までの電流差分差ベクトルΔΔｉ２(ｎ)は
時刻ｔａ(ｎ＋１)のステップ１１２，１１３において演
算される。つまり、ステップ１１２で、電流差分ベクト
ルΔｉｄ(ｎ)がｉａ(ｎ＋１)とｉｄ(ｎ)の差から求めら
れると、次のステップ１１３において、電流差分ベクト
ルΔｉｃ(ｎ)とΔｉｄ(ｎ)の差として電流差分差ベクト
ルΔΔｉ２(ｎ)が計算される。このステップ１３３と１
１３で計算された電流差分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)とΔ
Δｉ２(ｎ)が磁極位置推定１６、及び、位置推定異常判
定部１７に入力され、磁極位置の演算と位置推定の異常
の有無を判断するために用いられる。

【００２３】では、図５を用いて、磁極位置推定部１６
の処理内容を説明する。ステップ１５１では、電流差分
差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)とΔΔｉ２(ｎ)を入力し、それ
ぞれの大きさｄｄｉ１，ｄｄｉ２を演算する。次に、ス
テップ１５２では、電流偏差εをｄｄｉ１とｄｄｉ２の
差から求める。図３の説明でも述べたように、この電流
偏差εが負であれば、ｄｃ軸はｄ軸より進んでいること
を意味しており、電流偏差εが正であれば、ｄｃ軸はｄ
軸より遅れていることを意味する。従って、ステップ１
５３では、電流偏差εが正の場合には、ｄｃ軸をｄ軸に
近づけるために、推定した磁極位置θを進め、負であれ
ば、磁極位置θを遅らせるように、現在の推定した磁極
位置θを基に、電流偏差εに対して関数ｆｉ(ε)の演算
を行う。上記の動作を行う方法として、関数ｆｉ(ε)は
電流偏差εに対して比例・積分演算を行うことが最も有
効である。また、関数ｆｉ(ε)としては、符号だけによ
り一定値を加算あるいは減算しながら磁極位置θを実際
のｄ軸に収束する方法もある。

【００２４】ところで、この実施例の方法では、磁極位
置θを離散時間で検出しているため、検出する時間内に
もモータは回転している。特に、モータ速度が高い場合
には、その移動量がモータ速度に比例して大きくなる。
そこで、ステップ１５４では、速度検出部１３で検出さ
れる速度ωを用いて、磁極位置のモータ速度補償演算が
行われる。関数ｆω(ω)は速度に比例した関数でよい。
また、モータ速度ωが非常に大きい場合には、ｔａ(ｎ)
からｔａ(ｎ＋１)までの間に変化する磁極位置θによ
り、電流差分差ベクトルもその影響を受けるので、これ
を補償することを関数ｆω(ω)に考慮してもよい。

【００２５】以上のような演算を行うことにより、磁極
位置推定部１６で磁極位置θを推定することができる。
この方式の特徴は同期モータの突極性、あるいは、逆突
極性を利用することにより、モータの電流制御に用いる
電流センサだけを利用して、高精度に、短時間に磁極位
置を検出できることである。特に、２方向に検出用電圧
を印加してそれに対する電流差分差の大きさの違いを検
出するので、検出した磁極位置θが実際の磁極位置から
わずかにずれたときにも、その２つの電流差分差の大き
さが感度よく異なり、高精度化を小さい電圧印加で達成
できる。また、図５の処理方法からわかるように、同期
モータ１の定数や電圧などのパラメータを用いないで位
置検出するので、パラメータの影響を受けず、経年変化
による特性の劣化も生じない利点もある。

【００２６】図６は位置推定異常判定部１７において演
算される内容を示したもので、磁極位置が正しく検出さ
れていないことを判定するための磁極位置異常判定のフ
ローチャートである。ステップ１６１において、電流差
分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)とΔΔｉ２(ｎ)の位相θ１，
θ２をそれぞれ算出する。ステップ１６２では、この２
つの電流差分差ベクトルの位相差θｄをθ１とθ２との
差により求める。図３（ｆ）に示すように、印加する検
出用電圧Ｖａｂ(ｎ)とＶｃｄ(ｎ)の位相差が９０度で、
かつ、ｄｃ軸がｄ軸に対して、±４５度以内の方向にあ
るとき、回転子の逆突極性のため、位相差θｄは９０度
以内になる。そこで、ステップ１６３において、位相差
θｄが９０度を越えているか否かを判断する。位相差θ
ｄが９０度以内であれば、正常に検出ができていると判
断できるので、磁極位置異常に対する処理は行わない。
これに対して、位相差θｄが９０度を越えている場合に
は、推定した磁極位置θが実際の磁極位置から±４５度
以上ずれたと判断して、ステップ１６４でインバータ停
止信号ＰｅをＰＷＭ信号発生部９に出力する。これによ
り、インバータ３を停止することができるので、磁極位
置θが実際の磁極位置から外れて、同期モータ１を脱調
状態にすることを防止できる。ステップ１６４は１回の
異常判定だけでなく、複数回の異常判断を行った後、処
理する方法を採用してもよい。一般的には、図５の位置
検出処理を行うことにより、磁極位置を常に検出するこ
とを補償しているが、何らかの原因により、磁極位置が
検出できなくった場合にも、速やかに安定して停止する
ことができる特徴を持っている。

【００２７】この実施例はｄｃ軸方向に対して軸対称の
４５度方向に２つの検出用電圧ベクトルを印加した場合
について説明したが、ｑｃ軸方向に対して、軸対称の４
５度方向に２つの検出電圧ベクトルを印加する場合に
も、同様に電流センサだけで位置検出を行うことができ
る。また、４５度方向に電圧を印加する方法は最も安定
性が確保される方向であるが、軸対称の方向であれば、
４５度方向に限定されるものではない。さらに言えば、
２つの方向に検出用電圧ベクトルを印加することによ
り、磁極位置を検出することは可能であり、軸対称の方
向以外にも２つの電圧を印加しながら位置検出を行うこ
とも本発明を適用できる。

【００２８】図７から図１０までは、本発明の他の実施
例で、検出用電圧ベクトルをｄ軸方向とｑ軸方向に印加
して磁極位置を検出するものである。

【００２９】図７は検出用電圧発生部１４の処理が図４
と異なるフローチャートである。図７の処理が図４と異
なる点は、検出用電圧を発生するステップ１７１，１７
３，１７５，１７７と、ステップ１７４，１７６のセッ
トする電圧である。その他のステップは図４と同じ内容
なので、説明を省略する。

【００３０】ステップ１７４，１７６が図４と異なる点
は直接的には発明に影響しない事項であるが、時刻ｔａ
(ｎ)以前に電流制御部７で演算された電圧ベクトルＶ１
(ｎ)がそのまま用いられる点である。つまり、電流制御
部７が搬送波の２周期毎に電流制御演算を行う場合の処
理であり、電圧ベクトルＶ１(ｎ)と検出用電圧ベクトル
Ｖｃ(ｎ)の和である電圧ベクトルＶ１ｃ(ｎ)をＰＷＭ信
号発生部９にセットする。ステップ１７６についても同
様に、電圧ベクトルＶ１(ｎ)と検出用電圧ベクトルＶｄ
(ｎ)の和である電圧ベクトルＶ１ｄ(ｎ)をセットする点
が図４と異なる。この実施例では、本発明の磁極位置検
出方法が電流制御の演算結果や演算方法には影響されな
いことを示したものである。

【００３１】ステップ１７１，１７３，１７５，１７７
はそれぞれ時刻ｔａ(ｎ)，ｔｂ(ｎ),ｔｃ(ｎ),ｔｄ(ｎ)
の時点で、検出用電圧発生部１４から出力する電圧Ｖｂ
(ｎ)，Ｖｃ(ｎ)，Ｖｄ(ｎ)，Ｖａ(ｎ＋１)を決定するも
のである。それぞれの電圧は図７に示したとおりである
が、ｄｃ軸の正方向・負方向、あるいは、ｑｃ軸の正方
向・負方向のいずれかであり、実際に印加する電圧ベク
トルは図８に示すとおりである。つまり、図７が図４と
実質的に異なるのは印加する検出電圧ベクトルの方向だ
けである。

【００３２】それでは、図８のフェーザ図について説明
する。図３のフェーザ図と比べて、図８（ａ)，(ｂ)，
(ｃ)，(ｄ）はＶａ(ｎ)，Ｖｂ(ｎ),Ｖｃ(ｎ),Ｖｄ(ｎ)
の方向がｄｃ軸、あるいはｑｃ軸方向である。そのた
め、電流差分ベクトルΔｉａ(ｎ)，Δｉｂ(ｎ)，Δｉｃ
(ｎ)，Δｉｄ(ｎ)が図３の場合と少しずつ異なる。これ
らの電流差分ベクトルから計算される電流差分差ベクト
ルΔΔｉ１(ｎ)，ΔΔｉ２(ｎ)は電圧差ベクトルＶａｂ
(ｎ)，Ｖｃｂ(ｎ)と回転子の逆突極性だけに影響される
が、ｄｃ軸が実際の磁極位置であるｄ軸と一致している
場合には、図８(ｆ)に示すようなフェーザ図となる。こ
の場合には、ΔΔｉ１(ｎ)，ΔΔｉ２(ｎ)の位相θ１，
θ２の差、位相差θｄは９０度である。ｄｃ軸がｄ軸よ
りも進んでいるときには、回転子の逆突極性の影響で位
相差θｄは９０度よりも大きくなり、遅れる場合には９
０度よりも小さくなる。このことを利用して位置検出を
行う方法を図９に示す。

【００３３】図９のフローチャートはこの実施例に対し
て図１の磁極位置推定部１６の演算方法を示したもので
ある。ステップ１８１でΔΔｉ１(ｎ)，ΔΔｉ２(ｎ)の
位相θ１，θ２の演算した後、ステップ１８２におい
て、それらの差である位相差θｄを求める。次にステッ
プ１８３が磁極位置θの演算部である。９０度と位相差
θｄの差を基に、関数ｆｐ(９０゜−θｄ) を演算す
る。関数ｆｐ(９０゜−θｄ) としては、比例・積分演
算を行うことにより、磁極位置θを補正している。つま
り、９０゜−θｄの値が正であれば、θｄが９０度より
も小さいことを意味しているので、ｄｃ軸はｄ軸より遅
れていることになる。従って、９０゜−θｄの値に応じ
て、比例・積分演算により磁極位置θを大きくすること
で、ｄｃ軸をｄ軸に近づることができる。また、９０゜
−θｄの値が負であれば、θｄが９０度よりも大きく、
ｄｃ軸がｄ軸よりも進んでいることになるので、比例・
積分演算により、磁極位置θを小さくしている。このよ
うな演算を行うことにより、ｄｃ軸をｄ軸に一致させる
ことができる。この方法は２つの電流差分差ベクトルの
位相差を９０度にするように演算するだけで磁極位置を
推定することができるので、同期モータなどの定数変化
の影響を受けない利点がある。通常、位置センサレス制
御を行う場合には、逆起電力や電流脈動の影響を除くた
めに、各種のノイズ除去用フィルタを用いるが、本発明
の方法によれば、そのようなフィルタ処理を必要としな
い特徴がある。

【００３４】図１０は図６とは異なる磁極位置異常判定
のフローチャートである。この実施例の場合には、検出
用電圧ベクトルをｄ軸、あるいは、ｑ軸に印加する。逆
突極性の影響を受けて、ｄ軸方向の電流は流れやすく、
ｑ軸方向の電流は流れにくいので、ｄ軸側の電流差分差
ベクトルΔΔｉ１(ｎ)の大きさｄｄｉ１はｑ軸側の電流
差分差ベクトルΔΔｉ２(ｎ)の大きさｄｄｉ２に比ベて
大きくなっていなければならない。このことを利用して
磁極位置の異常状態を検出するアルゴリズムが図１０で
ある。ステップ１９１において演算した電流差分差ベク
トルΔΔｉ１(ｎ)，ΔΔｉ(ｎ)２の大きさｄｄｉ１，ｄ
ｄｉ２を用いて、ステップ１９２でそれらの差である電
流偏差ε(＝ｄｄｉ２−ｄｄｉ１)を計算する。このεが
小さい場合には、電流差分差ベクトルΔΔｉ１(ｎ)が電
流差分差ベクトルΔΔｉ２(ｎ)よりも実際のｄ軸方向に
近いことを意味しているので、ステップ１９３ではεが
０、または、負のとき、正常であると判断し、磁極位置
異常処理は行わない。これに対して、εが正であれば、
ΔΔｉ２(ｎ)が実際のｄ軸方向に近いことを意味してい
るので、磁極位置異常と判断して、ステップ１６４の処
理を行う。これにより、インバータ停止信号ＰｅをＰＷ
Ｍ信号発生部９に出力し、インバータ３を停止する。こ
のように、磁極位置の推定を行う電流差分差ベクテルの
情報を用いながら、磁極位置検出状態が異常でないかを
診断できるので、高信頼の位置センサレス制御システム
を簡単な演算方法により構築できる特徴がある。

【００３５】上述した方法は同期モータの逆突極性を利
用した磁極位置検出方法であるが、逆起電力の方向から
磁極位置を推定する方法などと組合せることも有効であ
る。

【００３６】以上が、本発明の一実施例であり、電流セ
ンサだけを用いて同期モータの磁極位置を検出する方法
を述べた。同期モータとしては、逆突極性を含む突極性
を持つロータのいずれにも適用できることを述べた。ま
た、同期モータの他に、リラクタンスモータでも突極性
を利用して本発明を適用することができる。また、本実
施例では、モータの回転子がサンプリング時間中に回転
することによる影響を考慮して磁極位置を演算するよう
にしても、本実施例を適用できることはいうまでもな
い。さらに、磁極位置検出を搬送波２周期毎に行う方法
について述べてきたが、搬送波の多周期毎に電流変化を
用いて検出する方法や、搬送波の複数周期単位の電流変
化を基に磁極位置検出を行う方法などが同じ手法で実現
できる。応用としては、電気自動車やハイブリッド自動
車に適用できるほか、現在１２０度通電方式のインバー
タ制御を用いてセンサレス制御している磁石モータに対
しても、本実施例を用いれば、１８０度通電方式のイン
バータ制御によりトルク脈動と低騒音のセンサレスシス
テムを提供できる。

【００３７】

【発明の効果】本発明によれば、電流センサを用いるだ
けで、通常のＰＷＭ制御を行いながらオンラインで磁極
位置を高精度に検出できるので、機械的な回転位置を計
測する磁極位置センサを用いないで、低騒音で、かつ、
トルク制御性の優れた同期モータの駆動システムを低コ
ストで提供できる効果がある。

【００３８】また、磁極位置検出状態を監視することが
容易なので、交流モータの信頼性の高い位置センサレス
制御システムを提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＰＷＭ信号を発生する搬送波に同期して電流の
変化を検出することにより、同期モータの磁極位置を検
出する本発明を適用したときの一実施例を示す構成図で
ある。

【図２】２つの方向に検出用電圧を印加したときの各相
の電圧とＰＷＭ信号の関係を示すタイムチャートであ
る。

【図３】ｄ軸，ｑ軸に対して、４５度方向に検出用電圧
を印加したときの電圧のベクトルと電流差分差ベクトル
の状態を示したフェーザ図である。

【図４】図１の検出用電圧発生部１４と電流差分差演算
部１５において、４５度方向に検出用電圧を印加したと
きの演算内容を示したフローチャートである。

【図５】図１の磁極位置推定部１６における磁極位置の
演算方法を示したフローチャートである。

【図６】図１の位置推定異常判定部１７における磁極位
置異常を判断するフローチャートである。

【図７】図１の検出用電圧発生部１４と電流差分差演算
部１５において、ｄ軸方向とｑ軸方向に検出用電圧を印
加したときの演算内容を示したフローチャートである。

【図８】図７の処理を行ったときの電圧ベクトルと電流
ベクトルの関係を示したフェーザ図である。

【図９】図７に示す検出用電圧を印加したときに、図１
の磁極位置推定部１６で行う磁極位置の演算方法を示し
たフローチャートである。

【図１０】図７に示す検出用電圧を印加したときに、図
１の位置推定異常判定部１７で行う磁極位置異常を判断
するフローチャートである。

【符号の説明】

１…同期モータ、２…バッテリー、３…インバータ、４
…コントローラ、５ｕ，５ｖ…電流センサ、６…電流指
令値発生部、７…電流制御部、８，１１…座標変換部、
９…ＰＷＭ信号発生部、１０…電流検出部、１２…位置
検出部、１３…速度検出部、１４…検出用電圧発生部、
１５…電流差分差演算部、１６…磁極位置推定部、１７
…位置推定異常判定部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 金子 悟 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA14 DA18 EB01 SS02 XA12 XA13 5H576 AA15 BB09 CC02 DD07 DD09 EE01 EE15 HB01 JJ04 JJ08 JJ24 LL22 LL39 LL41

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】同期モータと、該同期モータに電圧を印加
   する電力変換器と、前記印加電圧を制御する制御装置を
   備え、少なくとも２方向に検出用電圧を印加し、それぞ
   れに対する電流変化状態から前記同期モータの回転子位
   置を推定する位置推定装置を備えたことを特徴とするモ
   ータ制御装置。
2. 【請求項２】突極性を有する交流モータと、該交流モー
   タに電圧を印加する電力変換器と、前記印加電圧を制御
   する制御装置と、少なくとも２方向に検出用電圧を印加
   し、それぞれに対する電流変化状態から前記交流モータ
   の回転子位置を推定する位置推定装置とを備え、前記制
   御装置は、推定した前記回転子位置により前記印加電圧
   を算出することを特徴とするモータ制御装置。
3. 【請求項３】請求項１又は２記載において、前記２つの
   検出用電圧のベクトルを前記推定回転子位置方向に対し
   て軸対称になる方向、あるいは、推定回転子位置方向に
   直交する方向に対して軸対称になる方向に印加して、電
   流変化の大きさから位置を検出することを特徴とするモ
   ータ制御装置。
4. 【請求項４】請求項３記載において、前記２つの検出用
   電圧に対する電流変化の大きさを一致するように制御す
   ることで、前記回転子位置を検出することを特徴とする
   モータ制御装置。
5. 【請求項５】請求項１乃至４記載の何れかにおいて、前
   記電流変化の位相差から制御系の異常を検出することを
   特徴とするモータ制御装置。
6. 【請求項６】請求項１又は２記載において、前記２つの
   検出用電圧のベクトルを推定回転子位置方向とそれに直
   交する方向に印加して、それぞれの電流変化の位相差か
   ら回転子位置を検出することを特徴とするモータ制御装
   置。
7. 【請求項７】請求項１，２、または、請求項６記載にお
   いて、前記電流変化の大きさから制御系の異常を検出す
   ることを特徴とするモータ制御装置。
8. 【請求項８】請求項１乃至請求項７記載の何れかにおい
   て、前記電力変換器は搬送波に同期したＰＷＭ信号によ
   り前記電圧を前記モータに印加するとともに、前記搬送
   波に同期して電流を検出することを特徴とするモータ制
   御装置。