WO2012153531A1 - 電磁共鳴結合器 - Google Patents

電磁共鳴結合器 Download PDF

Info

Publication number
WO2012153531A1
WO2012153531A1 PCT/JP2012/003057 JP2012003057W WO2012153531A1 WO 2012153531 A1 WO2012153531 A1 WO 2012153531A1 JP 2012003057 W JP2012003057 W JP 2012003057W WO 2012153531 A1 WO2012153531 A1 WO 2012153531A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
wiring
transmission
resonance
resonator
shape
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/003057
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
永井　秀一
上田　大助
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to JP2012553892A priority Critical patent/JP5214072B1/ja
Priority to CN201280003591.7A priority patent/CN103201898B/zh
Publication of WO2012153531A1 publication Critical patent/WO2012153531A1/ja
Priority to US13/794,932 priority patent/US9224534B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/14—Inductive couplings
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for, e.g. in combination with batteries
    • H01L23/64—Impedance arrangements
    • H01L23/645—Inductive arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20381—Special shape resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H01P5/022—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions
    • H01P5/028—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions between strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/082—Microstripline resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/084—Triplate line resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2223/00—Details relating to semiconductor or other solid state devices covered by the group H01L23/00
    • H01L2223/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for
    • H01L2223/64—Impedance arrangements
    • H01L2223/66—High-frequency adaptations
    • H01L2223/6605—High-frequency electrical connections
    • H01L2223/6611—Wire connections
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2223/00—Details relating to semiconductor or other solid state devices covered by the group H01L23/00
    • H01L2223/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for
    • H01L2223/64—Impedance arrangements
    • H01L2223/66—High-frequency adaptations
    • H01L2223/6605—High-frequency electrical connections
    • H01L2223/6627—Waveguides, e.g. microstrip line, strip line, coplanar line
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
    • H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/26—Layer connectors, e.g. plate connectors, solder or adhesive layers; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/31—Structure, shape, material or disposition of the layer connectors after the connecting process
    • H01L2224/32—Structure, shape, material or disposition of the layer connectors after the connecting process of an individual layer connector
    • H01L2224/321—Disposition
    • H01L2224/32135—Disposition the layer connector connecting between different semiconductor or solid-state bodies, i.e. chip-to-chip
    • H01L2224/32145—Disposition the layer connector connecting between different semiconductor or solid-state bodies, i.e. chip-to-chip the bodies being stacked
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
    • H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L2224/48—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of an individual wire connector
    • H01L2224/481—Disposition
    • H01L2224/48135—Connecting between different semiconductor or solid-state bodies, i.e. chip-to-chip
    • H01L2224/48137—Connecting between different semiconductor or solid-state bodies, i.e. chip-to-chip the bodies being arranged next to each other, e.g. on a common substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
    • H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L2224/49—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of a plurality of wire connectors
    • H01L2224/491—Disposition
    • H01L2224/4912—Layout
    • H01L2224/49175—Parallel arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/48—Arrangements for conducting electric current to or from the solid state body in operation, e.g. leads, terminal arrangements ; Selection of materials therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L24/00—Arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies; Methods or apparatus related thereto
    • H01L24/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L24/26—Layer connectors, e.g. plate connectors, solder or adhesive layers; Manufacturing methods related thereto
    • H01L24/31—Structure, shape, material or disposition of the layer connectors after the connecting process
    • H01L24/32—Structure, shape, material or disposition of the layer connectors after the connecting process of an individual layer connector
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L24/00—Arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies; Methods or apparatus related thereto
    • H01L24/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L24/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L24/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L24/48—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of an individual wire connector
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L24/00—Arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies; Methods or apparatus related thereto
    • H01L24/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L24/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L24/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L24/49—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of a plurality of wire connectors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/00014—Technical content checked by a classifier the subject-matter covered by the group, the symbol of which is combined with the symbol of this group, being disclosed without further technical details
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/10—Details of semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/11—Device type
    • H01L2924/13—Discrete devices, e.g. 3 terminal devices
    • H01L2924/1304—Transistor
    • H01L2924/1305—Bipolar Junction Transistor [BJT]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/10—Details of semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/11—Device type
    • H01L2924/13—Discrete devices, e.g. 3 terminal devices
    • H01L2924/1304—Transistor
    • H01L2924/1305—Bipolar Junction Transistor [BJT]
    • H01L2924/13055—Insulated gate bipolar transistor [IGBT]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/19—Details of hybrid assemblies other than the semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/1901—Structure
    • H01L2924/1904—Component type
    • H01L2924/19042—Component type being an inductor
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/19—Details of hybrid assemblies other than the semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/191—Disposition
    • H01L2924/19101—Disposition of discrete passive components
    • H01L2924/19102—Disposition of discrete passive components in a stacked assembly with the semiconductor or solid state device
    • H01L2924/19104—Disposition of discrete passive components in a stacked assembly with the semiconductor or solid state device on the semiconductor or solid-state device, i.e. passive-on-chip
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/30—Technical effects
    • H01L2924/301—Electrical effects
    • H01L2924/30107—Inductance

Definitions

  • the present invention relates to an electromagnetic resonance coupler used in a non-contact power transmission device, a non-contact signal transmission device, and a signal insulation device.
  • a semiconductor driving circuit for driving a high-breakdown-voltage switching element such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor) has a very high reference potential on the output side of the driving circuit. For this reason, it is necessary to electrically insulate the ground between the input side of the semiconductor drive circuit and the output side that drives the switching element. Contactless transmission technology is used for the purpose of such electrical insulation.
  • an electromagnetic resonance coupler (or also referred to as an electromagnetic resonance coupler) that utilizes the coupling of two electric wiring resonators as disclosed in Patent Document 4 has recently received much attention as a non-contact transmission technique. Have been bathed.
  • Such an electromagnetic resonance coupler is characterized by high efficiency and long-distance signal transmission.
  • an object of the present invention is to provide an electromagnetic resonance coupler that can be easily reduced in size and integrated.
  • an electromagnetic resonance coupler that transmits a high-frequency signal in a contactless manner between a first resonance wiring and a second resonance wiring.
  • a first resonant wiring having a shape in which a part of a circular shape is opened by a first open portion on the transmission substrate, the transmission substrate and a reflective substrate provided opposite to the transmission substrate.
  • a first input / output wiring connected to the first resonance wiring, and a part of the circular shape provided inside the first resonance wiring is opened by the second opening.
  • a second resonance wiring and a second input / output wiring connected to the second resonance wiring are provided, and a part of the circular shape is opened by the third opening on the reflective substrate.
  • the shape of the portion where the reflection wiring and the first resonance wiring overlap is a shape in which a circular shape is opened by the first opening and the third opening, and the reflection wiring and the second opening
  • the shape of the portion overlapping with the resonance wiring is an electromagnetic resonance coupler in which the circular shape is a shape opened by the second open portion and the third open portion.
  • non-contact signal transmission is possible in the same plane, so that the apparatus can be reduced in size and integrated.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a conventional non-contact signal transmission apparatus.
  • 2A is a schematic diagram of the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 1.
  • FIG. 2B is a circuit schematic diagram of the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating a modification of the electromagnetic resonance coupler.
  • 4A is a perspective view (perspective view) showing the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 2.
  • FIG. 4B is a cross-sectional view of the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 2.
  • FIG. 4C is a top view of the transmission board of the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 2.
  • FIG. 4D is a top view of the reflective substrate of the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 2.
  • FIG. 4E is a diagram illustrating a portion where the resonator and the resonance reflector overlap in the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 2.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating transmission characteristics of the electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 2.
  • FIG. 6 is a schematic diagram illustrating a modification of the backside ground wiring.
  • FIG. 7A is a perspective view (perspective view) of an electromagnetic resonance coupler having an open ring type resonance reflector.
  • FIG. 7B is a top view of the reflection substrate of the electromagnetic resonance coupler in which the resonance reflector is one open ring type.
  • FIG. 7C is a diagram illustrating a portion where the resonator and the resonance reflector overlap in an electromagnetic resonance coupler having an open ring type resonance reflector.
  • FIG. 8 is a perspective view (perspective view) of an electromagnetic resonance coupler in which a resonator and a resonance reflector are rectangular.
  • FIG. 9 is a perspective view when the electromagnetic resonance coupler and the switching
  • a non-contact signal transmission device is used in a semiconductor drive circuit for driving a high-breakdown-voltage switching element such as an IGBT.
  • a semiconductor drive circuit for driving a high-breakdown-voltage switching element such as an IGBT.
  • a non-contact transmission device that can be miniaturized and highly integrated like other semiconductor elements is required.
  • non-contact signal transmission device As a non-contact signal transmission device, it is possible to reduce the size to some extent by a configuration using opposing planar spiral inductors (for example, see Patent Document 3).
  • planar spiral inductor has problems such as poor transmission efficiency due to electromagnetic inductive coupling, and inability to secure a withstand voltage because an air gap between wirings cannot be obtained. That is, it is not suitable for large current / voltage applications.
  • FIG. 1 An example of a digital isolator configured using a spiral inductor as a non-contact signal transmission device is shown in FIG.
  • the digital isolator includes a transmission circuit chip 1041 in which a transmission circuit is formed, a transmission chip 1043 in which a transmission spiral inductor 1045 is formed, a reception chip 1044 in which a reception spiral inductor 1046 is formed, and reception (demodulation) in which a demodulation circuit is formed.
  • the circuit chip 1042 is used.
  • the transmission circuit chip 1041 and the transmission chip 1043, and the reception circuit chip 1042 and the reception chip 1044 are connected by a wire 1047.
  • the input signal is modulated into a non-contact signal transmission signal by the transmission circuit and sent to the transmission spiral inductor 1045 of the transmission chip 1043.
  • the transmission spiral inductor 1045 and the reception spiral inductor 1046 serve as coils. Since the transmission spiral inductor 1045 on the transmission chip 1043 and the reception spiral inductor 1046 on the reception chip 1044 are coupled by electromagnetic induction, the power (current) sent to the transmission spiral inductor 1045 is electrically separated. To the receiving spiral inductor 1046. The power (current) generated by the reception spiral inductor 1046 is restored by the reception circuit on the reception circuit chip 1042 and is extracted as an output signal.
  • the spiral inductor is formed on a substrate different from the semiconductor circuit chip.
  • the digital isolator is composed of four semiconductor chips that are not integrated as shown in FIG.
  • an electromagnetic resonance coupler using an open-ring type resonator in a non-contact signal transmission device has been proposed as a configuration capable of obtaining a high withstand voltage without using a rewiring process. Yes.
  • an electromagnetic resonance coupler that transmits a high-frequency signal in a contactless manner between a first resonance wiring and a second resonance wiring.
  • a first resonant wiring having a shape in which a part of a circular shape is opened by a first open portion on the transmission substrate, the transmission substrate and a reflective substrate provided opposite to the transmission substrate.
  • a first input / output wiring connected to the first resonance wiring, and a part of the circular shape provided inside the first resonance wiring is opened by the second opening.
  • a second resonance wiring and a second input / output wiring connected to the second resonance wiring are provided, and a part of the circular shape is opened by the third opening on the reflective substrate.
  • the shape of the portion where the reflection wiring and the first resonance wiring overlap is a shape in which a circular shape is opened by the first opening and the third opening, and the reflection wiring and the second opening
  • the shape of the portion overlapping with the resonance wiring is characterized in that the circular shape is a shape opened by the second open portion and the third open portion.
  • the reflective wiring has a fourth open portion and a fifth open portion as the third open portion, and the reflective wire is partially opened by the fourth open portion.
  • the shape of the overlapping portion is a shape in which the circular shape is opened by the first opening portion and the fourth opening portion, and the portion where the second reflection wiring and the second resonance wiring overlap. As for the shape, the circular shape was opened by the second opening part and the fifth opening part. It may be Jo.
  • the first resonance wiring and the first reflection wiring have a similar structure, and the second resonance wiring and the second reflection wiring have a similar structure, so that the electromagnetic resonance coupling can be strengthened. . That is, an electromagnetic resonance coupler capable of transmitting signals with high efficiency is realized.
  • the wiring width of the second resonance wiring may be shorter than the wiring width of the first resonance wiring.
  • the operating frequency band of the first resonance wiring and the reflection wiring can be brought close to the operating frequency band of the second resonance wiring and the reflection wiring. That is, an electromagnetic resonance coupler having a strong electromagnetic resonance coupling force and capable of transmitting a signal with high efficiency is realized.
  • the wiring width of the second reflecting wiring may be shorter than the wiring width of the first reflecting wiring.
  • the operating frequency band of the first resonance wiring and the first reflection wiring can be brought close to the operation frequency band of the second resonance wiring and the second reflection wiring. That is, an electromagnetic resonance coupler having a strong electromagnetic resonance coupling force and capable of transmitting a signal with high efficiency is realized.
  • the first reflective wiring has the same wiring width and the same shape as the first resonant wiring
  • the second reflective wiring has the same wiring width and the same as the second resonant wiring.
  • the contour of the first reflective wiring and the contour of the first resonant wiring coincide with each other
  • the second reflective wiring The outline and the outline of the second resonance wiring may coincide with each other.
  • the first resonance wiring and the first reflection wiring have the same structure, and the second resonance wiring and the second reflection wiring have the same structure, so that the electromagnetic resonance coupling can be strengthened. . That is, an electromagnetic resonance coupler capable of transmitting signals with high efficiency is realized.
  • the distance between the first resonance wiring and the second resonance wiring and the reflection wiring in a direction perpendicular to the main surface of the transmission board is less than or equal to half the wavelength of the high-frequency signal. Also good.
  • the outlines of the first resonance wiring, the second resonance wiring, the first reflection wiring, and the second reflection wiring may be circular or rectangular.
  • a cover substrate provided opposite to the reflective substrate is provided, and a cover ground wiring representing a reference potential of the high-frequency signal is provided on a surface of the cover substrate not facing the reflective substrate. Also good.
  • a coplanar ground line representing a reference potential of the high-frequency signal is provided around the second resonance line, the first input / output line, and the second input / output line on the transmission board. May be.
  • the coplanar ground wiring is provided along the second input / output wiring insulated from the first coplanar ground wiring and the first coplanar ground wiring provided along the first input / output wiring.
  • the second coplanar ground wiring may be included.
  • the coplanar ground wiring can be separated into a ground wiring representing the reference potential of the first input / output wiring and a ground wiring representing the reference potential of the second input / output wiring.
  • a back surface ground wiring representing the reference potential of the high frequency signal may be provided on the back surface of the transmission substrate on which the first resonance wiring is not formed.
  • the back ground wiring is a first area that is an area outside the outline of the second resonance wiring and the second input / output wiring when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission board.
  • the second backside ground wiring may be insulated by an insulating pattern provided along the outline of the second resonance wiring and the second input / output wiring.
  • the back surface ground wiring can be separated into a ground wiring representing the reference potential of the first input / output wiring and a ground wiring representing the reference potential of the second input / output wiring.
  • a transmission circuit for modulating a control signal with the high-frequency signal and a reception circuit for demodulating the control signal are formed on the transmission board, and the first resonance wiring and the second resonance are formed.
  • the modulated control signal may be transmitted between the wirings.
  • the transmission circuit includes an oscillator that outputs the high-frequency signal, and a signal mixer that modulates the control signal with the high-frequency signal by mixing the high-frequency signal output from the oscillator and the control signal.
  • the reception circuit may demodulate the control signal modulated by a diode and a capacitor.
  • a switching element that is turned on or off by the control signal demodulated by the receiving circuit may be formed on the transmission board.
  • the transmission substrate may be a nitride semiconductor substrate or a substrate on which a nitride semiconductor is formed.
  • FIG. 2A shows the electromagnetic resonance coupler 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram schematically showing the electromagnetic resonance coupler 10 using circuit symbols.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 illustrated in FIG. 2A includes a transmission board 101 and a reflection board 102 that is superimposed on the transmission board 101.
  • the transmission substrate 101 is a 0.2 mm thick sapphire substrate in this embodiment.
  • the transmission substrate 101 may be a silicon semiconductor substrate, for example.
  • the reflective substrate 102 is a 0.2 mm thick sapphire substrate in the present embodiment.
  • the reflective substrate 102 may be a silicon semiconductor substrate, for example.
  • the reflective substrate 102 is provided to face the transmission substrate 101.
  • a reception resonator 104 (first resonance wiring), an input wiring 110 (first input / output wiring) connected to the reception resonator 104, and a transmission resonator 103 (second resonance wiring). Wiring) and an output wiring 111 (second input / output wiring) connected to the transmission resonator.
  • a resonant reflector 107 (reflective wiring) is provided on the reflective substrate 102.
  • the reception resonator 104, the transmission resonator 103, and the resonance reflector 107 are also referred to as “non-contact signal transmission unit”.
  • the reception resonator 104, the transmission resonator 103, the resonance reflector 107, the input wiring 110, and the output wiring 111 are metal wirings.
  • the material of the metal wiring is gold in the present embodiment, but is not limited to this.
  • the shape of the transmitting resonator 103 and the receiving resonator 104 shown in FIG. 2A is a ring having a notch (hereinafter also referred to as a slit) in a part of the wiring.
  • the shape of the transmitting resonator 103 and the receiving resonator 104 is a shape like a Landolt ring used in a visual acuity test.
  • the shape of the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 is a shape in which a part of a circular shape (circular shape) is opened by a slit (first open portion or second open portion).
  • a ring having a notch in a part as described above is also referred to as an “open ring shape”.
  • the circular shape means, for example, a closed loop shape such as a closed curve shape, and the circular shape includes a closed shape constituted by a straight line.
  • the size of the notch (the length of the notch in the circumferential direction of the ring) is arbitrary, but is preferably 1 ⁇ 4 or less of the length of the ring.
  • the diameter of the transmission resonator 103 is smaller than the diameter of the reception resonator 104.
  • the reception resonator 104 is arranged so as to surround the transmission resonator 103.
  • the transmission resonator 103 is provided inside the reception resonator 104.
  • the circular reception resonator 104 and the circular transmission resonator 103 are arranged concentrically.
  • the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 are not electrically connected by wiring or the like.
  • the position where the notch portion in the transmission resonator 103 is provided is not the same as the position where the notch portion in the reception resonator 104 is provided. That is, the straight line connecting the center of the transmission resonator 103 and the central part of the cutout of the transmission resonator 103 and the straight line connecting the center of the reception resonator 104 and the central part of the cutout of the reception resonator 104 are transmitted. When viewed from a direction perpendicular to the main surface of the substrate, they do not match.
  • the input wiring 110 that connects the signal mixer 109 and the transmission resonator 103 is disposed in the cutout portion of the reception resonator 104.
  • the input wiring 110 is connected from one end of the transmission resonator 103 to a position corresponding to a quarter of the wiring length of the transmission resonator 103.
  • the input wiring 110 extends through the notch of the reception resonator 104 to the outside of the reception resonator 104 and is connected to the signal mixer 109.
  • the output wiring 111 is connected from one end of the reception resonator 104 to a position corresponding to one-fourth of the wiring length of the reception resonator 104.
  • the reception resonator 104 and the transmission resonator 103 can be provided compactly on the same plane. That is, by arranging the transmission resonator 103 inside the reception resonator 104, the area occupied by the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 on the transmission substrate 101 can be reduced. Further, the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 are formed on the same plane as a peripheral circuit described later. That is, in the electromagnetic resonance coupler 10, integration of the non-contact signal transmission unit and the peripheral circuit is realized.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 since signals can be transmitted on the same substrate in the non-contact signal transmission unit, all elements including peripheral circuits can be formed on the same wafer except for the resonant reflector 107. . That is, there is an advantage that the circuit element excluding the resonant reflector 107 can be manufactured by a single process. Thereby, since it is not necessary to electrically bond each element by wire bonding etc., the characteristic deterioration of a high frequency signal can be avoided. Moreover, the cost for production is also low.
  • the distance between the wiring of the transmitting resonator 103 and the wiring of the receiving resonator 104 is 0.1 mm. This interval is not limited to this.
  • the resonant reflector 107 is formed on the upper surface of the reflective substrate 102.
  • the resonant reflector 107 is disposed so as to face the transmitting resonator 103 and the receiving resonator 104 with the reflective substrate 102 interposed therebetween.
  • the resonant reflector 107 includes a first annular ring 105 (second reflective wiring), a second annular ring 106 (first reflective wiring), and a connection wiring 130.
  • the first annular ring 105 and the second annular ring 106 are annular wirings having a notch in part.
  • the first ring 105 and the second ring 106 are electrically connected by a connection wiring 130.
  • one end of the connection wiring 130 is connected to a position corresponding to one-fourth of the wiring length of the first annular ring 105 from one end of the first annular ring 105.
  • the other end of the connection wiring 130 is connected from one end of the second annular ring 106 to a position corresponding to one half of the wiring length of the second annular ring 106.
  • the first circular ring 105 included in the resonant reflector 107 has a shape corresponding to the circular ring of the transmission resonator 103, and the resonance frequency is the same.
  • the second ring 106 included in the resonance reflector 107 has a shape corresponding to the ring of the reception resonator 104, and the resonance frequency is the same. That is, the resonant reflector 107 has a ring having the same resonance frequency as that of both the transmission resonator 103 and the reception resonator 104.
  • the first annular ring 105 has the same shape as the transmission resonator 103
  • the second annular ring 106 has the same shape as the reception resonator 104.
  • a part of a circular electric wiring formed of a metal such as gold on a dielectric material (sapphire) is cut by a slit. And a structure in which signal input or signal output wiring is connected to the circular electric wiring.
  • the transmitting resonator 103 and the first annular ring 105 included in the resonant reflector 107 are provided to face each other at a position separated by a distance where the electromagnetic field is coupled in the near field region.
  • the distance between the transmission resonator 103 and the first ring 105 is the high-frequency signal transmitted by the non-contact signal transmission unit (electromagnetic resonance coupler 10). It is 1/2 or less of the wavelength (operating wavelength).
  • the receiving resonator 104 and the second annular ring 106 included in the resonant reflector 107 are arranged apart from each other by a distance of 1 ⁇ 2 or less of the operating wavelength.
  • the wavelength of the high-frequency signal is a wavelength that takes into account the wavelength reduction rate due to the wiring material through which the signal is transmitted and the wavelength reduction rate due to the dielectric interposed between the transmission resonator 103 and the reception resonator 104. is there.
  • the wavelength shortening rate is determined by gold as a wiring material and sapphire as a substrate material.
  • the transmission resonator 103 and the first annular ring 105 are in a state where an electric field and a magnetic field can be strongly coupled.
  • the receiving resonator 104 and the second annular ring 106 are in a state where an electric field and a magnetic field can be strongly coupled.
  • a high-frequency signal having an operating frequency is generated in the first annular ring 105 included in the resonant reflector 107. Since the first circular ring 105 included in the resonant reflector 107 and the second circular ring 106 included in the resonant reflector 107 are electrically connected by wiring, the second circular ring included in the resonant reflector 107 is electrically connected. A high frequency signal having an operating frequency is also generated in the ring 106. When a high frequency signal having an operating frequency is generated in the second ring 106 included in the resonant reflector 107, a high frequency signal having an operating frequency is generated in the receiving resonator 104.
  • each of the open-ring electromagnetic resonance couplers (transmission resonator 103 and first annular ring 105, reception resonator 104 and second annular ring 106) provided so as to face each other has an electric field and a magnetic field. Are in a state where they can be strongly coupled, so that resonance occurs when a high-frequency signal having an operating frequency is input.
  • the first annular ring 105 and the second annular ring 106 which are the resonant reflectors 107 are electrically connected by connection wiring. Therefore, transmission of a high-frequency signal is realized between the transmitting resonator 103 and the receiving resonator 104 that are electrically and spatially separated.
  • the operating frequency fr is determined by the self-inductance L and the self-capacitance C of the transmission resonator 103 and the first ring 105 (the reception resonator 104 and the second ring 106). Further, the operating frequency fr can be approximated as the following expression (1) as an expression relating to the sizes of the transmission resonator 103 and the first circular ring 105 (the reception resonator 104 and the second circular ring 106).
  • c represents the speed of light
  • ⁇ r represents an equivalent relative dielectric constant.
  • the relative dielectric constant ⁇ r refers to the dielectric constant of the dielectric of the transmission substrate 101.
  • a is an effective area of the open ring type electromagnetic resonance coupler, and in the structure of the first embodiment, the transmission resonator 103 and the first ring 105 (the reception resonator 104 and the second ring). 106).
  • an input terminal 127 On the upper surface of the transmission board 101, an input terminal 127, an output terminal 128, and an output ground terminal 129 are provided. Further, a back surface ground wiring 114 is provided on the back side of the transmission board 101 (the surface on the side where the input terminal 127 or the like is not provided). The back surface ground wiring 114 is a metal conductor (metal wiring). The back surface ground wiring 114 is a ground wiring representing the reference potential of the input terminal 127.
  • the output ground terminal 129 is a ground that represents the reference potential of the output terminal 128.
  • the back surface ground wiring 114 and the output ground terminal 129 are electrically separated. That is, the ground is insulated between the input and output.
  • the transmission board 101 is provided with a transmission circuit 1000 including a signal mixer 109 and an oscillator 108.
  • the transmission board 101 is provided with a receiving circuit 2000 including a diode 112a, a diode 112b, and a capacitor 113.
  • One input of the signal mixer 109 and the output of the oscillator 108 are electrically connected by wiring.
  • the other input of the signal mixer 109 and the input terminal 127 are electrically connected by wiring.
  • the output of the signal mixer 109 is electrically connected to the transmission resonator 103 by the input wiring 110.
  • the anode of the diode 112 a and the cathode of the diode 112 b are electrically connected to the output wiring 111 connected to the receiving resonator 104.
  • the cathode of the diode 112a is connected to one end of the capacitor 113 by wiring, and the anode of the diode 112b is electrically connected to the other end of the capacitor 113 by wiring.
  • the wiring that electrically connects the cathode of the diode 112a and one end of the capacitor 113 is extended and electrically connected to the output ground terminal 129.
  • a wiring that electrically connects the anode of the diode 112 b and the other end of the capacitor 113 is extended and electrically connected to the output terminal 128.
  • the wiring material described above is all gold.
  • the material of the transmission board 101 may be a conductor.
  • an insulating layer such as silicon nitride may be formed on the upper surface of the transmission substrate 101, and the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 may be formed thereon.
  • the ground representing the reference potential of the input terminal 127 may be the transmission substrate 101 itself, which is the lower layer of the insulating layer.
  • the input signal input to the input terminal 127 is input to the signal mixer 109.
  • the signal mixer 109 modulates the input signal with a high-frequency signal that is a carrier wave and is input from the oscillator 108 to the signal mixer 109.
  • the non-contact signal transmission unit (transmission resonator 103 and reception resonator 104) of the electromagnetic resonance coupler 10 can transmit only a high-frequency signal in a specific frequency band.
  • the specific frequency band corresponds to the operating frequency (resonance frequency) of the electromagnetic resonance coupler. That is, the high frequency signal input from the oscillator 108 to the signal mixer 109 is a signal having a frequency that can be transmitted by the non-contact signal transmission unit.
  • the operating frequency of the non-contact signal transmission unit depends on the wiring length (diameter) of the transmission resonator 103 and the reception resonator 104.
  • the transmission resonator 103 has a diameter of 1.2 mm.
  • the receiving resonator has a diameter of 0.8 mm, and when the wiring interval between the transmitting resonator 103 and the resonant reflector 107 is 0.2 mm, the operating frequency is about 15 GHz. If the diameters of the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 are reduced, the operating frequency is increased.
  • the input signal is, for example, a PWM (Pulse-width modulation) signal for controlling the motor.
  • the input signal is a 10 KHz pulse signal.
  • a non-contact signal transmission unit that directly transmits an input signal of 10 kHz has a very large size compared to a semiconductor circuit such as a transistor, an oscillator 108, and a signal mixer 109 used in the semiconductor circuit.
  • the signal mixer 109 modulates and transmits the input signal with the high frequency signal output from the oscillator 108.
  • the input signal modulated by the transmission circuit 1000 is input to the transmission resonator 103.
  • the input signal modulated by the transmission resonator 103 is in the order of the first ring included in the resonance reflector 107, the second ring included in the resonance reflector 107, and the reception resonator 104. It is transmitted and output to the output wiring 111. Subsequently, the modulated input signal is input to the receiving circuit 2000.
  • the receiving circuit 2000 demodulates the input signal modulated by the diode 112a, the diode 112b, and the capacitor 113. As a result, the demodulated input signal is output to the output terminal 128.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 has high transmission efficiency because it uses electromagnetic resonance coupling in the non-contact signal transmission unit. Specifically, the electromagnetic resonance coupler 10 has a transmission efficiency of 80% or more with respect to the transmission efficiency of the conventional non-contact signal transmission apparatus which is about 50%.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 has a high breakdown voltage. Specifically, in the conventional non-contact signal transmission apparatus, the interval between the resonators needs to be about several um, but in the electromagnetic resonance coupler 10, the interval between the resonators is about several mm. .
  • the electromagnetic resonance coupler 10 emits less unnecessary radio waves. For this reason, incoherence with other signal frequencies outside the apparatus is high, and noise characteristics are very good. Specifically, in the conventional non-contact signal transmission apparatus, the interference degree is about 20 dB, but in the electromagnetic resonance coupler 10, the interference degree is 30 dB or more.
  • the diameters of the transmission resonator 103 and the reception resonator 104 can be reduced by designing the operating frequency in a high frequency band. That is, it is possible to reduce the size of the non-contact signal transmission unit.
  • the conventional non-contact signal transmission device has a size of about several centimeters
  • the electromagnetic resonance coupler 10 has a size of several millimeters or less.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 does not require an expensive rewiring process. Therefore, the electromagnetic resonance coupler 10 is realized at a low cost.
  • the non-contact signal transmission unit and the peripheral circuit (the transmission circuit 1000 and the reception circuit 2000) can be formed on the same plane, it is not necessary to use wire bonding or the like for connection between the non-contact signal transmission unit and the peripheral circuit. . As a result, the influence of uncertain parasitic capacitance or the like can be reduced, and deterioration of the characteristics of the high-frequency signal can be avoided.
  • the non-contact signal transmission unit, the transmission circuit 1000, and the reception circuit 2000 can be easily formed in the same semiconductor chip. That is, the non-contact signal transmission unit, the transmission circuit 1000, and the reception circuit 2000 can be easily integrated into a single chip.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 is useful as a non-contact signal transmission element capable of high-speed signal transmission of several tens of GHz at low cost.
  • the electromagnetic resonance coupler 10 of Embodiment 1 has frequency characteristics with respect to the high frequency signal transmitted. For this reason, it can utilize also as a filter which interrupts
  • the electromagnetic resonance coupler 10 includes the reception circuit and the transmission circuit, but the reception circuit and the transmission circuit are not necessarily essential components.
  • the shape, size, etc. of the transmission resonator, the reception resonator, and the resonance reflector in the electromagnetic resonance coupler of the present invention are not limited to those described in the first embodiment.
  • the electromagnetic resonance coupler according to the present invention is characterized in that the transmission resonator and the reception resonator are provided on the same plane.
  • the transmission resonator 303 and the reception resonator 304 having the same shape and the same size are manufactured side by side so that the transmission resonator 303 and the reception resonator 304 are formed on the same substrate. It is possible to accumulate.
  • the electromagnetic resonance coupler shown in FIG. 3 has a drawback that it is not suitable for miniaturization.
  • the first and second embodiments are characterized by a double ring structure in which the transmission resonator 103 is provided inside the reception resonator 104 on the same plane.
  • FIG. 4A is a perspective view (perspective view) showing the electromagnetic resonance coupler 20 of the second embodiment.
  • FIG. 4B is a cross-sectional view of the electromagnetic resonance coupler 20 of FIG. 4A.
  • FIG. 4C is a top view of only the transmission board 401 viewed from a direction perpendicular to the main surface of the board
  • FIG. 4D illustrates the reflection board 402 superimposed on the transmission board 401 viewed from a direction perpendicular to the main surface of the board.
  • the electromagnetic resonance coupler 20 includes a transmission board 401, a reflection board 402, and a cover board 416.
  • the transmission substrate 401 is a silicon semiconductor substrate
  • the reflection substrate 402 and the cover substrate 416 are sapphire substrates.
  • the transmission substrate 401 may be a sapphire substrate.
  • the transmission substrate 401 as a silicon semiconductor substrate, it is possible to easily integrate peripheral circuits such as transistors and diodes on the transmission substrate 401 at a low cost.
  • the transmission board 401 will be described with reference to FIGS. 4A, 4B, and 4C.
  • an input wiring 410 that is a metal wiring and a transmission resonator 403 that is a metal wiring having a circular shape cut by a slit 423 are formed on the upper surface of the transmission substrate 401.
  • the input wiring 410 and the transmission resonator 403 are directly connected.
  • the input wiring 410 is connected from one end of the transmission resonator 403 to a position corresponding to about 3/16 of the wiring length of the transmission resonator 403.
  • the end of the input wiring 410 that is not connected to the transmission resonator 403 is an input terminal 427.
  • a reception resonator 404 is provided on the upper surface of the transmission substrate 401 so as to surround the outer side of the transmission resonator 403.
  • the receiving resonator 404 is a metal wiring having a circular shape cut by a slit 426.
  • the outer diameter of the reception resonator 404 is shorter than the outer diameter of the transmission resonator 403.
  • the outer diameter is a diameter when the radius from the center of the transmission resonator 403 (reception resonator 404) to the outside of the wiring of the transmission resonator 403 (reception resonator 404) is used.
  • the output wiring 411 which is a metal wiring is directly connected to the reception resonator 404. Specifically, the output wiring 411 is connected from one end of the reception resonator 404 to a position corresponding to a quarter of the wiring length of the reception resonator 404. An end of the output wiring 411 that is not connected to the reception resonator 404 is an output terminal 428.
  • the transmission resonator 403 and the reception resonator 404 are installed so as not to contact each other. Further, the input wiring 410 extends from a position corresponding to the slit 426 of the reception resonator 404 on the transmission board 401 to the outside of the reception resonator 404.
  • the reception resonator 404 and the transmission resonator 403 on the transmission substrate 401 are so-called open ring type electromagnetic resonance couplers.
  • a coplanar ground wiring 420 (a transmission side coplanar ground wiring 420a and a reception side coplanar ground wiring 420b) is provided.
  • the coplanar ground wiring 420 is a wiring representing a reference potential of a high frequency signal transmitted between the transmission resonator 403 and the reception resonator 404.
  • the coplanar ground wiring 420 is formed on the diagonal line of the transmission board 401, and the transmission side coplanar ground wiring 420 a and the reception side coplanar ground wiring are formed by an insulating pattern that is an area where no metal conductor is provided. It is separated into two regions 420b. That is, the transmission side coplanar ground wiring 420a and the reception side coplanar ground wiring 420b are insulated.
  • the transmission-side coplanar ground wiring 420 a is a ground wiring that is provided on the same plane as the input wiring 410 along the input wiring 410 and represents the reference potential of the high-frequency signal in the transmission resonator 403.
  • the reception side coplanar ground wiring 420b is a ground wiring that is provided on the same plane as the output wiring 411 along the output wiring 411 and represents the reference potential of the high-frequency signal in the reception resonator 404.
  • the input wiring 410 and the output wiring 411 have a so-called coplanar line structure.
  • a coplanar line structure it is possible to confine an electromagnetic field in a lateral direction (a direction horizontal to the transmission substrate 401), and the transmission efficiency of the electromagnetic resonance coupler 20 is improved. Unnecessary radiation can be reduced.
  • a back surface ground wiring 414 which is a metal conductor is provided on the lower surface (back surface) of the transmission substrate 401.
  • the back surface ground wiring 414 is a wiring representing a reference potential of a signal in the transmission board 401.
  • the back surface ground wiring 414 confines the electromagnetic field radiated from the electromagnetic resonance coupler 20 toward the back surface. For this reason, the transmission efficiency of the electromagnetic resonance coupler 20 is improved, and unnecessary radiation from the electromagnetic resonance coupler 20 can be reduced.
  • the input wiring 410 and the output wiring 411 may have a so-called microstrip line structure using such a backside ground wiring 414.
  • back surface ground wiring 414 is not necessarily an essential component.
  • the back surface ground wiring 414 may not be provided on the back surface of the transmission board 401.
  • a reflective substrate 402 is provided above the transmission substrate 401. Specifically, the reflective substrate 402 is superimposed on the upper surface of the transmission substrate 401. Note that a space and other materials may exist between the transmission substrate 401 and the reflective substrate 402.
  • a resonance reflector 407 is formed on the upper surface of the reflective substrate 402.
  • the resonant reflector 407 is a metal wiring including a transmission-side resonant reflector 405, a reception-side resonant reflector 406, a transmission-side resonant reflector 405, and a connection wiring 430 that connects the reception-side resonant reflector 406.
  • the transmission-side resonant reflector 405 has the same size and the same shape as the transmission resonator 403. That is, the transmission-side resonant reflector 405 has an open ring shape having a radius equivalent to that of the transmission resonator 403.
  • the reception-side resonance reflector 406 is provided outside the transmission-side resonance reflector 405 and has the same size and the same shape as the reception resonator 404. That is, the reception-side resonant reflector 406 has an open ring shape having the same radius as the reception resonator 404.
  • the connection wiring 430 is a wiring that connects the transmission-side resonant reflector 405 and the reception-side resonant reflector 406. Specifically, one end of the connection wiring 430 is connected to a position corresponding to about one third of the wiring length of the transmission resonance reflector 405 from one end of the transmission resonance reflector 405. Further, the other end of the connection wiring 430 is connected to a position corresponding to a length of about one third of the wiring length of the reception-side resonant reflector 406 from one end of the reception-side resonance reflector 406. Further, the connection wiring 430 is positioned on an extension line of the input wiring 410 when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission board 401.
  • both the transmission resonator 403 and the transmission-side resonant reflector 405 have an open ring (circle) shape.
  • the transmission resonator 403 and the transmission-side resonance reflector 405 are provided so as to face each other in a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401.
  • the center of the transmission resonator 403 and the center of the transmission-side resonant reflector 405 are substantially at the same position when viewed from the direction perpendicular to the main surface of the transmission board 401.
  • the outline of the transmission resonator 403 and the outline of the transmission-side resonant reflector 405 coincide.
  • the outline of the transmission resonator 403 (transmission-side resonant reflector 405) is defined as follows. When it is assumed that no slit 423 is provided in the transmission resonator 403 and the transmission resonator 403 is a closed wiring having a circular shape, the closed wiring having the circular shape is surrounded by the closed wiring having the circular shape.
  • the outline of the transmission resonator 403 means the outline on the outer peripheral side of these two outlines.
  • the inner peripheral side contour and the outer peripheral side contour define the wiring width of the transmission resonator 403, and the outer peripheral side contour defines the occupied area of the transmission resonator 403.
  • the outline of the reception resonator 404 (reception-side resonance reflector 406) is defined in the same manner.
  • both the reception resonator 404 and the reception-side resonance reflector 406 have an open ring (circle) shape.
  • the reception resonator 404 and the reception-side resonance reflector 406 are provided so as to face each other in a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401.
  • the center of the reception resonator 404 and the center of the reception-side resonance reflector 406 are substantially at the same position when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401.
  • the outline of the reception resonator 404 and the outline of the reception-side resonant reflector 406 coincide with each other.
  • the outline is substantially the same position.
  • the contour of the reception resonator 404 (reception-side resonance reflector 406) means the contour on the outer peripheral side of the reception resonator 404 when the reception resonator 404 does not have the slit 426.
  • the slit 726 when viewed from the direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401, the slit 726 includes a line segment from the center of the transmission resonator 403 (reception resonator 404) to the input terminal 427 and the transmission resonator 403 (reception resonance). And is located in a rectangular area defined by a line segment from the center of the container 404) to the output terminal 428. Further, when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission board 401, the slits 423 and the slits 424 are in a positional relationship that is line-symmetric with respect to the extension line of the input wiring 410.
  • the transmission resonator 403 and the transmission-side resonance reflector 405 are viewed when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401. , It is necessary to have overlapping parts. Similarly, the reception resonator 404 and the reception-side resonance reflector 406 need to have overlapping portions when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401.
  • FIG. 4E is a diagram illustrating a portion where the resonator and the resonance reflector overlap when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401.
  • the portions surrounded by thick lines represent the transmission-side resonance reflector 405 and the reception-side resonance reflector 406, and the portions surrounded by dotted lines represent the transmission resonator 403 and the reception resonator 404.
  • the wiring width of the transmission-side resonant reflector 405 and the wiring width of the transmission resonator 403 are actually the same, but in FIG. 4E, the wiring width of the transmission resonator 403 is It is schematically shown shorter than the wiring width of the transmission-side resonant reflector 405.
  • the wiring width of the reception resonator 404 is schematically shown shorter than the wiring width of the reception-side resonant reflector 406.
  • a circular shape (circular shape) is opened by a slit 423 (second open portion) and a slit 424 (fifth open portion). Shape.
  • the shape of the portion where the transmission-side resonant reflector 405 and the transmission resonator 403 overlap is a circular shape (circular shape).
  • the shape of the portion 451 where the reception-side resonant reflector 406 and the reception resonator 404 overlap is a shape in which a circular shape is opened by a slit 426 (first open portion) and a slit 425 (fourth open portion).
  • a slit 426 first open portion
  • a slit 425 fourth open portion
  • the transmission-side resonance reflector 405 and the transmission resonator 403 have the same shape and the same size, and the reception-side resonance reflector 406 and the reception resonator 404 have the same shape and size. is there.
  • the transmission-side resonant reflector 405 and the transmission resonator 403 are not the same shape and the same size, the shape of the portion where the transmission-side resonant reflector 405 and the transmission resonator 403 overlap is illustrated in FIG. As shown in 4E, if it is a circular shape excluding the portion corresponding to the slit, the transmission-side resonant reflector 405 and the transmission resonator 403 can ensure a constant coupling force. The same applies to the reception-side resonant reflector 406 and the reception resonator 404.
  • the shape of the overlapping portion of the resonator and the reflector is a circular shape excluding the portion corresponding to the slit, it will be described later.
  • a cover substrate 416 is provided above the reflective substrate 402. Specifically, the cover substrate 416 is overlaid on the upper surface of the reflective substrate 402. Note that a space and other materials may exist between the reflective substrate 402 and the cover substrate 416.
  • a cover ground wiring 415 made of a metal conductor is formed on the surface of the cover substrate 416 that is not opposed to the reflective substrate 402, that is, the upper surface.
  • the cover ground wiring 415 confines an electromagnetic field radiated from the electromagnetic resonance coupler 20 toward the upper surface. For this reason, the transmission efficiency of the electromagnetic resonance coupler 20 is improved, and unnecessary radiation from the electromagnetic resonance coupler 20 can be reduced.
  • cover substrate 416 and the cover ground wiring 415 are not necessarily essential components.
  • the cover substrate 416 may not be provided. Further, the cover ground wiring 415 may not be provided on the upper surface of the cover substrate 416.
  • the high-frequency signal in the operating frequency band input to the input wiring 410 resonates at the transmission resonator 403 and is transmitted to the transmission-side resonant reflector 405.
  • the high-frequency signal transmitted to the transmission-side resonance reflector 405 is transmitted to the reception-side resonance reflector 406, transmitted (reflected) to the reception resonator 404 that resonates with the reception-side resonance reflector 406, and taken out from the output wiring 411. It is.
  • the high frequency signal can be extracted from the input wiring 410.
  • the electromagnetic resonance coupler 20 has a high withstand voltage because the transmission resonator 403 and the reception resonator 404 are electrically and spatially insulated.
  • the input wiring 410 and the output wiring 411 can be formed on the same plane of the same substrate. That is, the electromagnetic resonance coupler 20 is suitable for integration.
  • the electromagnetic resonance coupler 20 since the electromagnetic resonance coupler 20 has a structure in which the transmission resonator 403 is installed inside the reception resonator 404, the area occupied by the transmission resonator 403 and the reception resonator 404 in the transmission board 401 is very small. It is very small.
  • the transmission resonator 403 and the transmission-side resonant reflector 405 have a circular shape with an outer diameter of 1.2 mm formed by wiring with a wiring width of 0.1 mm, and a part of the circular shape is cut by a slit 423 and a slit 424, respectively. Shape.
  • reception resonator 404 and the reception-side resonance reflector 406 have a circular shape with an outer diameter of 0.8 mm formed by wiring with a wiring width of 0.03 mm, and part of the circular shape is slit 425 and slit 426, respectively. It is the shape cut by. Note that the wiring width of the input wiring 410, the output wiring 411, and the connection wiring 430 is 0.1 mm.
  • the width of the slit 423 of the transmission resonator 403 and the width of the slit 424 of the transmission-side resonant reflector 405 are 0.02 mm.
  • the width of the slit 425 of the reception-side resonance reflector 406 and the width of the slit 426 of the reception resonator 404 are 0.3 mm.
  • the width of the slit means the length of the slit portion in the resonator wiring direction (circumferential direction).
  • the transmission substrate 401, the reflective substrate 402, and the cover substrate 416 are sapphire substrates having a substrate thickness of 0.2 mm.
  • the substrate thickness means a thickness in a direction perpendicular to the main surface of the substrate.
  • the relative permittivity of the sapphire substrate is 10.2, and the dielectric loss (tan ⁇ ) is 0.001.
  • the thicknesses of the wirings provided on the transmission board 401 and the reflection board 402 are all 0.0005 mm. Further, the wiring material provided on the transmission board 401 and the reflection board 402 is all gold.
  • the cover ground wiring 415 provided on the cover substrate 416 is gold having a thickness of 0.1 mm. Cover ground wiring 415 is formed on the entire surface of one surface of cover substrate 416.
  • the coplanar ground wiring 420 is gold having a thickness of 0.0005 mm.
  • the coplanar ground wiring 420 is provided on the transmission board 401 at a distance of 0.14 mm from the input wiring 410 and the output wiring 411. That is, the pattern width of the insulating pattern that insulates the input wiring 410 from the transmission side coplanar ground wiring 420a is 0.14 mm. Similarly, the pattern width of the insulating pattern that insulates the output wiring 411 and the receiving side coplanar ground wiring 420b is 0.14 mm.
  • FIG. 5 shows the transmission efficiency when the back surface ground wiring 414 is not provided.
  • FIG. 5 is a diagram showing the transmission characteristics of the electromagnetic resonance coupler 20 having the configuration as described above.
  • the insertion loss is 1 dB or less in the frequency band of 13 GHz to 15 GHz which is the operating frequency of the electromagnetic resonance coupler 20.
  • the reflection loss is about ⁇ 10 dB in the operating frequency band. That is, it can be seen from FIG. 5 that the electromagnetic resonance coupler 20 can efficiently transmit a high-frequency signal.
  • the wiring widths of the transmission resonator 403 and the transmission-side resonance reflector 405 are different from the wiring widths of the reception resonator 404 and the reception-side resonance reflector 406, but this is intentional. It is.
  • the frequency band (operating frequency) of the high-frequency signal that can be transmitted by the reception resonator 404 and the reception-side resonance reflector 406 is the first frequency band
  • the high-frequency signal that can be transmitted by the transmission resonator 403 and the transmission-side resonance reflector 405 is Let the frequency band (operating frequency) be the second frequency band.
  • the frequency band of the high frequency signal that can be transmitted by the electromagnetic resonance coupler 20 is a band where the first frequency band and the second frequency band overlap. That is, the larger the band that overlaps the first frequency band and the second frequency band, the more stable the electromagnetic resonance coupler 20 operates.
  • the electromagnetic resonance coupler 20 has a double ring structure in which the transmission resonator 403 is formed inside the reception resonator 404, the radius of the transmission resonator 403 and the radius of the reception resonator 404 are different. For this reason, when the wiring widths of the transmission resonator 403 and the reception resonator 404 are the same, the operating frequencies of the transmission resonator 403 and the transmission-side resonance reflector 405 and the reception resonator 404 and The operating frequency of the reception-side resonant reflector 406 is greatly different. That is, a sufficient overlapping band between the first frequency band and the second frequency band cannot be secured.
  • the wiring width of the transmission resonator 403 having a small radius is narrowed, and the operating frequencies of the transmission resonator 403 and the transmission-side resonant reflector 405 are increased.
  • the input wiring 410 and the output wiring 411 have a coplanar wiring structure, but the input wiring 410 and the output wiring 411 have a microstrip line structure using the back surface ground wiring 414. It may be.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the back surface ground wiring 414 when the input wiring 410 and the output wiring 411 have a microstrip line structure in the electromagnetic resonance coupler 20.
  • FIG. 6 is a plan view of the electromagnetic resonance coupler viewed from the back surface when the back surface ground wiring 414 of the transmission board 401 is processed and the input wiring 410 and the output wiring 411 are formed in a microstrip structure.
  • the back surface ground wiring 414 and the first back surface ground wiring 419 which is a region outside the outline of the transmission resonator 403 and the input wiring 410
  • the resonator 403 and the second back surface ground wiring 439 which is a region surrounded by the outline of the input wiring 410 are included.
  • the first back surface ground wiring 419 and the second back surface ground wiring 439 are insulated by an insulating pattern 418 provided along the outline of the transmission resonator 403 and the input wiring 410.
  • the insulation pattern 418 has the same shape as the insulation pattern provided between the transmission resonator 403 and the reception resonator 404 on the transmission substrate 401 when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 401.
  • the first back surface ground wiring 419 is a ground wiring that represents a reference potential of a high-frequency signal in the reception resonator 404. This is a ground wiring that represents the reference potential of the high-frequency signal in the second back surface ground wiring 439 transmission resonator 403.
  • the first back surface ground wiring 419 and the second back surface ground wiring 439 are insulated. That is, in the electromagnetic resonance coupler 20, it is possible to easily use different reference potentials on the transmission side and the reception side.
  • the coplanar ground wiring 420 described with reference to FIG. 4A may be omitted.
  • the resonance reflector 407 has a double ring structure of the transmission-side resonance reflector 405 and the reception-side resonance reflector 406, but the resonance reflector 707 is a single open ring type wiring. There may be.
  • FIG. 7A is a perspective view showing an electromagnetic resonance coupler when the resonant reflector 707 is one open ring type wiring.
  • the transmission substrate 701 is different only in the insulation pattern for separating the coplanar ground wiring 720.
  • an insulating pattern is provided in a straight line parallel to one side of the transmission board 701.
  • the input wiring 710 can have a microstrip line (grounded coplanar line) structure, and the output wiring 711 can have a coplanar line structure.
  • the input wiring 710 may have a coplanar line structure, and the output wiring may have a microstrip line (grounded coplanar line) structure.
  • the back surface ground wiring 714 is not necessarily provided.
  • the transmission board 701 and cover board 716 (cover ground wiring 715) in FIG. 7A have the same configuration and function as the transmission board 401 and cover board 416 in FIG.
  • FIG. 7B is a top view of the reflective substrate 702 of the electromagnetic resonance coupler 30 of FIG. 7A.
  • the wiring width of the resonant reflector 707 is, for example, 0.15 mm.
  • the width of the slit 726 is, for example, 0.3 mm.
  • the transmission resonator 703, the reception resonator 704, and the resonance reflector 707 are from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 701. When viewed, it is necessary to have overlapping portions. However, as shown in FIG. 7B, all of the transmitting resonator 703 and the receiving resonator 704 except for the slits need not overlap with the resonant reflector 707.
  • FIG. 7C is a diagram illustrating a portion where the transmission resonator 703, the reception resonator 704, and the resonance reflector 707 overlap when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission substrate 701.
  • a portion surrounded by a thick line represents a resonance reflector 707
  • a portion surrounded by a dotted line represents a transmission resonator 703 and a reception resonator 704.
  • the shape of the portion 752 where the resonance reflector 707 and the transmission resonator 703 overlap is a shape in which a circular shape is opened by a slit 723 (second opening) and a slit 724 (third opening).
  • the shape of the portion where the resonance reflector 707 and the transmission resonator 703 overlap is a circular shape (circular shape).
  • the portion 751 where the resonance reflector 707 and the reception resonator 704 overlap is a shape in which a circular shape is opened by a slit 726 (first open portion) and a slit 724 (third open portion).
  • the shape of the portion where the resonance reflector 707 and the reception resonator 704 overlap is a circular shape.
  • the resonance reflector 707 and the transmission resonator 703 overlap is a circular shape when the portion corresponding to the slit is removed as shown in FIG. 7C, the resonance reflector 707 and the transmission resonator 703. A certain bonding force can be secured. The same applies to the resonance reflector 707 and the reception resonator 704.
  • the frequency band (operating frequency) of the high-frequency signal that can be transmitted by the reception resonator 704 and the resonant reflector 707 is set as the first frequency band, and the frequency of the high-frequency signal that can be transmitted by the transmission resonator 703 and the resonant reflector 707.
  • the band (operating frequency) be the second frequency band.
  • the first frequency band and the second frequency band described above vary depending on the overlapping portions of the resonant reflector 707, the transmission resonator 703, and the reception resonator 704.
  • the frequency band of the high-frequency signal that can be transmitted by the electromagnetic resonance coupler 30 is a band where the first frequency band and the second frequency band overlap. That is, the larger the band that overlaps the first frequency band and the second frequency band, the more stably the electromagnetic resonance coupler 30 operates.
  • the operation of the electromagnetic resonance coupler 30 is further improved by changing the wiring width of the resonance reflector 707, the transmission resonator 703, and the reception resonator 704 and adjusting the first frequency band and the second frequency band. Can also be stabilized.
  • the open ring type electromagnetic resonance coupler has been described.
  • the shape of the resonance reflector, the transmission resonator, and the reception resonator is not limited to a circular shape.
  • FIG. 8 is a perspective view showing an electromagnetic resonance coupler when the shape of the resonance reflector, the transmission resonator, and the reception resonator is rectangular.
  • the resonance reflector 807, the transmission resonator 803, and the reception resonator 804 may be rectangular.
  • the functions or structures other than the shapes of the resonance reflector 807, the transmission resonator 803, and the reception resonator 804 are assumed to be the same as the electromagnetic resonance coupler shown in FIG. 4A or 7A. Omitted.
  • the resonant reflector 807 includes a transmitting-side resonant reflector and a receiving-side resonant reflector. And connection wiring.
  • the insulating pattern is not provided on the transmission board 801, but an insulating pattern may be provided on the transmission board 801 to separate the coplanar ground wiring 820 into the transmitting side and the receiving side.
  • the electromagnetic resonance coupler (non-contact signal transmission unit) of the present invention can be integrated on the same plane as a high breakdown voltage switching element such as an IGBT.
  • FIG. 9 is a diagram showing an electromagnetic resonance coupler integrated on the same plane as the switching element.
  • the parts denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2A have the same functions and structures as those in FIG.
  • the output ground terminal 129 in FIG. 2A corresponds to the source terminal 131 of the switching element 133
  • the output terminal 128 in FIG. 2A corresponds to the gate terminal 134 of the switching element 133.
  • control signal input to the input terminal 127 is modulated by the high frequency signal output from the oscillator 108 and transmitted to the input wiring 110 of the transmission resonator 103.
  • the modulated control signal is transmitted from the transmission resonator 103 to the resonance reflector 107 and further transmitted from the resonance reflector 107 to the reception resonator 104.
  • the modulated control signal transmitted to the receiving resonator 104 is transmitted to the receiving circuit 2000 through the output wiring 111, and the receiving circuit 2000 demodulates the modulated control signal.
  • the control signal demodulated by the receiving circuit 2000 is input to the gate terminal 134, the conduction or non-conduction (on or off) of the source terminal 131 and the drain terminal 132 of the switching element 133 is controlled.
  • the switching element 133 having the gate terminal 134, the source terminal 131, and the drain terminal 132 and the electromagnetic resonance coupler according to the present invention are integrated brains in the same plane.
  • a nitride semiconductor switching element is a lateral device, it is suitable for integration with the electromagnetic resonance coupler of the present invention.
  • the electromagnetic resonance coupler of the present invention is particularly suitable for a drive circuit for a switching element made of a nitride semiconductor that is sensitive to noise.
  • the transmission substrate has been described as a silicon semiconductor, but the transmission substrate may be another semiconductor substrate such as a nitride semiconductor substrate, a dielectric substrate, or a magnetic substrate. .
  • the reflective substrate has been described as a sapphire substrate, the reflective substrate may be a semiconductor substrate such as silicon, a magnetic substrate, or a substrate formed of other dielectric materials.
  • the transmission resonator, the reception resonator, the transmission-side resonance reflector, and the reception-side resonance reflector have been described as circular (open ring type), but the transmission resonator, the reception resonator, The transmitting resonance reflector and the receiving resonance reflector do not have to be circular.
  • the transmission resonator, the reception resonator, the transmission-side resonance reflector, and the reception-side resonance reflector may have an axisymmetric curved shape such as a quadrangle.
  • the coplanar ground wiring may not be provided on the transmission board.
  • a coplanar ground wiring may be provided around the reflective resonator on the reflective substrate.
  • Embodiments 1 and 2 when viewed from the direction perpendicular to the main surface of the transmission board, the outline of the transmission resonator and the outline of the transmission-side resonant reflector (first annular ring) are described as being coincident. However, a match here does not necessarily mean an exact match. Even if the outline of the transmission resonator and the outline of the transmission-side resonant reflector (first annular ring) are slightly deviated due to assembly variations that occur in the manufacturing process, the electromagnetic resonance coupler transmits a high-frequency signal. be able to. In addition, when the outline of the transmission resonator and the outline of the transmission-side resonant reflector (first annular ring) are deviated, there is a concern about the deterioration of the transmission efficiency described in FIG.
  • the transmission-side resonance reflector and the reception-side resonance reflector are wirings that are not interrupted.
  • the transmission-side resonance reflector and the reception-side resonance reflector may be configured by elements having a function of passing a resonance frequency such as capacitive coupling and electromagnetic coupling. That is, the transmission-side resonant reflector and the reception-side resonant reflector may have a structure in which wiring is cut.
  • the reflective substrate is disposed above the transmission substrate, but may be disposed below the transmission substrate 101 (401).
  • the wiring is described as being provided on the upper surface (front surface) of the transmission substrate and the reflective substrate except for the back surface ground wiring. However, the wiring is provided on the lower surface (rear surface) of the transmission substrate and the reflective substrate. ).
  • a configuration in which a resonator is provided on one surface of one substrate and a resonant reflector is provided on the other surface may be employed.
  • a resonance reflector may be provided inside the transmission substrate, and a transmission resonator and a reception resonator may be provided on the surface of the transmission substrate.
  • the resonant reflector may be integrated on the transmission substrate 101.
  • the resonant reflector 107 can be produced on the transmission substrate by a rewiring process.
  • the transmission circuit 1000 is configured by the oscillator 108 and the signal mixer 109
  • the reception circuit 2000 is configured by the diode 112a, the diode 112b, and the capacitor 113.
  • this configuration is an example. It is.
  • the circuit configurations of the transmission circuit 1000 and the reception circuit 2000 may be other circuit configurations.
  • the signal output to the output terminal has been described as a signal obtained by demodulating the control signal, but the output signal may not be a signal obtained by demodulating the input signal. That is, not the signal but the power may be transmitted by the electromagnetic resonance coupler according to the first embodiment.
  • each of the transmission resonator and the reception resonator is one open ring type wiring.
  • the transmission resonator 403 and the reception resonator 404 may each be a wiring in which two or more open ring wirings are connected in parallel.
  • the resonance reflector (transmission-side resonance reflector and reception-side resonance reflector) is provided with a slit.
  • the design is optimized. May operate as a resonant reflector. That is, the slit of the resonant reflector is not an essential component.
  • the transmission resonator and the transmission-side resonance reflector have the same shape and the same size, but the shape and size of the transmission resonator and the transmission-side resonance reflection are the same.
  • the vessel (first ring) may be different in shape and size. The same applies to the reception resonator and the reception-side resonance reflector.
  • a dielectric substrate may be provided between the transmission substrate and the reflective substrate. Further, the transmission substrate and the reflective substrate may be overlapped with each other via a non-solid material such as wax.
  • the cover ground wiring is installed on the upper surface of the cover substrate, but the cover ground wiring is not an essential component.
  • the position where the slit is provided is an example. That is, the angle formed by the input wiring and the output wiring is arbitrary when viewed from a direction perpendicular to the main surface of the transmission board.
  • the position of the connection wiring that connects the transmission-side resonance reflector and the reception-side resonance reflector and the position of the slit provided on the resonance reflector are examples.
  • this invention is not limited to these embodiment or its modification. Unless it deviates from the gist of the present invention, various modifications conceived by those skilled in the art are applied to the present embodiment or the modification thereof, or a form constructed by combining different embodiments or components in the modification. It is included within the scope of the present invention.
  • the electromagnetic resonance coupler according to the present invention can be easily miniaturized and integrated, and is useful as a small electric signal insulating element, an insulating semiconductor driving element, and the like.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)
  • Waveguide Connection Structure (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguides (AREA)

Abstract

　容易に集積化が可能な電磁共鳴結合器を提供する。　伝送基板（７０１）と、反射基板（７０２）とを備え、伝送基板（７０１）上には、周回形状の一部が第一の開放部（７２６）によって開放された形状の第一の共鳴配線（７０４）と、第一の共鳴配線（７０４）に接続された第一の入出力配線（７１１）と、第一の共鳴配線（７０４）の内側に設けられた、周回形状の一部が第二の開放部（７２３）によって開放された形状の第二の共鳴配線（７０３）と、第二の共鳴配線（７０３）に接続された第二の入出力配線（７１０）とが設けられ、反射基板（７０２）上には、周回形状の一部が第三の開放部（７２４）によって開放された形状の反射配線（７０７）が設けられ、伝送基板（７０１）の主面に垂直な方向から見た場合に、反射配線（７０７）と第一の共鳴配線（７０４）及び第二の共鳴配線（７０３）とは重なる。

Description

電磁共鳴結合器
　本発明は非接触電力伝送装置、非接触信号伝送装置、及び信号絶縁装置に用いられる電磁共鳴結合器に関する。
　電気機器を配線により直接接続することなく、電気機器間で電力や信号の伝送を行う非接触伝送技術が知られている。例えば、ロジック信号のグランドと、ＲＦ信号のグランドとを分離するために、デジタルアイソレータと呼ばれる入出力間で電気的絶縁機能を有する電子回路素子（信号絶縁装置）が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　ＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　ｇａｔｅ　ｂｉｐｏｌａｒ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの高耐圧のスイッチング素子を駆動するための半導体駆動回路は、駆動回路の出力側の基準電位が非常に高くなる。このため、半導体駆動回路の入力側と、スイッチング素子を駆動する出力側との間でグランドの電気的絶縁が必要である。このような電気的絶縁を目的として非接触伝送技術が用いられる。
　例えば、特許文献４に開示されているような、２つの電気配線共振器の結合を利用した電磁共鳴結合器（または電磁界共振結合器とも呼ぶ。）が、非接触伝送技術として近年非常に注目を浴びている。このような電磁共鳴結合器は、高効率で、かつ、長距離の信号伝送が可能であることが特徴である。
米国特許第７６９２４４４号明細書 特開２００１－２６７９０５号公報 特開２００７－３１１７５３号公報 特開２００８－０６７０１２号公報
　上記のような電磁共鳴結合器では、小型化及び集積化が課題である。
　そこで本発明は、容易に小型化及び集積化が可能な電磁共鳴結合器を提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電磁共鳴結合器は、第一の共鳴配線及び第二の共鳴配線間において高周波信号を非接触で伝送する電磁共鳴結合器であって、伝送基板と、前記伝送基板に対向して設けられた反射基板とを備え、前記伝送基板上には、周回形状の一部が第一の開放部によって開放された形状の第一の共鳴配線と、前記第一の共鳴配線に接続された第一の入出力配線と、前記第一の共鳴配線の内側に設けられた、周回形状の一部が第二の開放部によって開放された形状の第二の共鳴配線と、前記第二の共鳴配線に接続された第二の入出力配線とが設けられ、前記反射基板上には、周回形状の一部が第三の開放部によって開放された形状の反射配線が設けられ、前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、前記反射配線と前記第一の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第一の開放部及び前記第三の開放部によって開放された形状であり、前記反射配線と前記第二の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第二の開放部及び前記第三の開放部によって開放された形状である電磁共鳴結合器ことを特徴とする。
　本発明の一態様に係る電磁共鳴結合器によれば、同一平面において非接触信号伝送が可能であるため、装置を小型化、及び集積化することができる。
図１は、従来の非接触信号伝送装置の模式図である。 図２Ａは、実施の形態１に係る電磁共鳴結合器の模式図である。 図２Ｂは、実施の形態１に係る電磁共鳴結合器の回路模式図である。 図３は、電磁共鳴結合器の変形例を表す模式図である。 図４Ａは、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器を示す斜視図（透視図）である。 図４Ｂは、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器の断面図である。 図４Ｃは、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器の伝送基板の上面図である。 図４Ｄは、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器の反射基板の上面図である。 図４Ｅは、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器において、共鳴器と共鳴反射器とが重なる部分を表す図である。 図５は、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器の伝送特性を表す図である。 図６は、裏面グランド配線の変形例を表す模式図である。 図７Ａは、共鳴反射器が１つのオープンリング型である電磁共鳴結合器の斜視図（透視図）である。 図７Ｂは、共鳴反射器が１つのオープンリング型である電磁共鳴結合器の反射基板の上面図である。 図７Ｃは、共鳴反射器が１つのオープンリング型である電磁共鳴結合器において、共鳴器と共鳴反射器とが重なる部分を表す図である。 図８は、共鳴器及び共鳴反射器が矩形である電磁共鳴結合器の斜視図（透視図）である。 図９は、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器とスイッチング素子とを集積した場合の斜視図である。
　（本発明の基礎となった知見）
　背景技術で説明したように、ＩＧＢＴなどの高耐圧のスイッチング素子を駆動するための半導体駆動回路においては、非接触信号伝送装置が用いられる。このような半導体駆動回路では、他の半導体素子と同様に小型化、高集積化が可能な非接触伝送装置が求められる。
　例えば、パルストランスなどの非接触信号伝送装置を介してグランドを分離する構成（例えば、特許文献２参照）があるが、パルストランスは、サイズが大きいため半導体駆動回路素子には用いることができない。
　非接触信号伝送装置として、対向する平面スパイラルインダクタを用いた構成（例えば、特許文献３参照）により、ある程度小型化することが可能である。しかし、このような平面スパイラルインダクタによる非接触信号伝送は、電磁誘導結合のため伝送効率が悪く、また、配線間のエアギャップが取れないため耐圧を確保できないなどの問題がある。つまり、大電流・電圧用途としては適していない。
　さらに、１つのスパイラルインダクタ構造では、配線同士が交差するため、厚い絶縁体を挟む３次元構造が要求される。このような厚い絶縁体を挟む３次元構造を実現するためには、一般的な半導体プロセスでは対応できない特殊なプロセスが必要となる。
　非接触信号伝送装置として、スパイラルインダクタ用いた構成のデジタルアイソレータの例を図１に示す。
　デジタルアイソレータは、送信回路が形成された送信回路チップ１０４１、送信スパイラルインダクタ１０４５が形成された送信チップ１０４３、受信スパイラルインダクタ１０４６が形成された受信チップ１０４４、及び復調回路が形成された受信（復調）回路チップ１０４２で構成される。
　送信回路チップ１０４１と送信チップ１０４３、及び受信回路チップ１０４２と受信チップ１０４４は、ワイヤ１０４７により接続されている。入力信号は、送信回路によって非接触信号伝送用信号に変調され、送信チップ１０４３の送信スパイラルインダクタ１０４５に送られる。送信スパイラルインダクタ１０４５及び受信スパイラルインダクタ１０４６は、コイルの役割を果たしている。送信チップ１０４３上の送信スパイラルインダクタ１０４５と受信チップ１０４４上の受信スパイラルインダクタ１０４６とは、電磁誘導で結合しているため、送信スパイラルインダクタ１０４５に送られた電力（電流）が、電気的に分離された受信スパイラルインダクタ１０４６に伝送する。受信スパイラルインダクタ１０４６で発生した電力（電流）は受信回路チップ１０４２上の受信回路によって復元され、出力信号として取り出される。
　このとき、スパイラルインダクタを形成するにあたり、厚いメタル層や厚い絶縁層の堆積、及び作製が必要となる。このような厚いメタル層や厚い絶縁層の堆積、及び作製は、一般的な半導体プロセスには含まれない。そのため、スパイラルインダクタは、半導体回路チップとは別の基板上に形成される。
　一方で、厚膜の誘電体を半導体チップ上に堆積させるなどする再配線プロセスを用いれば、半導体回路チップに送信部であるスパイラルインダクタを集積することも可能ではある。しかしながら、再配線プロセスを用いることは、非常にコストがかかる。このため、デジタルアイソレータは、図１のように集積化されてない４つの半導体チップで構成されている。
　また、図１のようなデジタルアイソレータでは、送信回路チップ１０４１及び送信チップ１０４３、並びに受信回路チップ１０４２及び受信チップ１０４４のチップ間をそれぞれワイヤで接続する必要があるため、高周波信号の伝送には適していないことも課題である。
　他に、再配線プロセスを用いることなく、高い絶縁耐圧を得られる構成として、非接触信号伝送装置にオープンリング型共鳴器を用いた電磁共鳴結合器（例えば、特許文献４参照）が提案されている。
　しかしながら、このような電磁共鳴結合器においては、信号が入力される配線と、信号が出力される配線とが異なる平面上に設けられるため、集積化が難しいことが課題である。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電磁共鳴結合器は、第一の共鳴配線及び第二の共鳴配線間において高周波信号を非接触で伝送する電磁共鳴結合器であって、伝送基板と、前記伝送基板に対向して設けられた反射基板とを備え、前記伝送基板上には、周回形状の一部が第一の開放部によって開放された形状の第一の共鳴配線と、前記第一の共鳴配線に接続された第一の入出力配線と、前記第一の共鳴配線の内側に設けられた、周回形状の一部が第二の開放部によって開放された形状の第二の共鳴配線と、前記第二の共鳴配線に接続された第二の入出力配線とが設けられ、前記反射基板上には、周回形状の一部が第三の開放部によって開放された形状の反射配線が設けられ、前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、前記反射配線と前記第一の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第一の開放部及び前記第三の開放部によって開放された形状であり、前記反射配線と前記第二の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第二の開放部及び前記第三の開放部によって開放された形状であることを特徴とする。
　これにより、２つの共鳴配線を同一平面上に形成できるため、集積化が容易である。また、再配線プロセス等を用いる必要がないため、低コストで集積化が可能である。
　また、前記反射配線は、前記第三の開放部として、第四の開放部及び第五の開放部を有し、前記反射配線は、周回形状の一部が前記第四の開放部によって開放された形状の第一の反射配線と、前記第一の共鳴配線の内側に設けられた、周回形状の一部が前記第五の開放部によって開放された形状の第二の反射配線と、前記第一の反射配線と前記第二の反射配線とを接続する接続配線とからなり、前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、前記第一の反射配線と前記第一の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第一の開放部及び前記第四の開放部によって開放された形状であり、前記第二の反射配線と前記第二の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第二の開放部及び前記第五の開放部によって開放された形状であってもよい。
　これにより、第一の共鳴配線と第一の反射配線とが類似の構造であり、第二の共鳴配線と第二の反射配線とが類似の構造であるため、電磁共鳴結合を強めることができる。つまり、高効率で信号の伝送が可能な電磁共鳴結合器が実現される。
　また、前記第二の共鳴配線の配線幅は、前記第一の共鳴配線の配線幅よりも短くてもよい。
　これにより、第一の共鳴配線及び反射配線の動作周波数帯域と、第二の共鳴配線及び反射配線の動作周波数帯域とを近接させることができる。つまり、電磁共鳴結合力が強く、高効率で信号を伝送することが可能な電磁共鳴結合器が実現される。
　また、（反射配線の配線幅）前記第二の反射配線の配線幅は、前記第一の反射配線の配線幅よりも短くてもよい。
　これにより、第一の共鳴配線及び第一の反射配線の動作周波数帯域と、第二の共鳴配線及び第二の反射配線の動作周波数帯域とを近接させることができる。つまり、電磁共鳴結合力が強く、高効率で信号を伝送することが可能な電磁共鳴結合器が実現される。
　また、前記第一の反射配線は、前記第一の共鳴配線と同一の配線幅、及び同一の形状であり前記第二の反射配線は、前記第二の共鳴配線と同一の配線幅、及び同一の形状であり、前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、前記第一の反射配線の輪郭と前記第一の共鳴配線の輪郭とは一致し、前記第二の反射配線の輪郭と前記第二の共鳴配線の輪郭とは一致していてもよい。
　これにより、第一の共鳴配線と第一の反射配線とが同一の構造であり、第二の共鳴配線と第二の反射配線とが同一の構造であるため、電磁共鳴結合を強めることができる。つまり、高効率で信号の伝送が可能な電磁共鳴結合器が実現される。
　また、前記伝送基板の主面に垂直な方向における、前記第一共鳴配線及び前記第二の共鳴配線と、前記反射配線との距離は、前記高周波信号の波長の２分の１以下であってもよい。
　また、前記第一の共鳴配線、前記第二の共鳴配線、前記第一の反射配線、及び前記第二の反射配線の輪郭は、円形、または矩形であってもよい。
　また、さらに、前記反射基板に対向して設けられたカバー基板を備え、前記カバー基板の前記反射基板と対向しない側の面には、前記高周波信号の基準電位を表すカバーグランド配線が設けられてもよい。
　これにより、カバーグランド配線によって、伝送効率が向上されると共に、電磁共鳴結合器からの不要放射を低減することができる。
　また、前記伝送基板上の、前記第二の共鳴配線、前記第一の入出力配線、及び前記第二の入出力配線の周辺には、前記高周波信号の基準電位を表すコプレーナグランド配線が設けられてもよい。
　これにより、コプレーナグランド配線によって、基板に水平な方向の電磁界を閉じ込め、伝送効率が向上されると共に、電磁共鳴結合器からの不要放射を低減することができる。また、伝送基板において、コプレーナまたは、グランデッドコプレーナ配線構造の入出力配線が実現される。
　また、前記コプレーナグランド配線は、前記第一の入出力配線に沿って設けられた第一コプレーナグランド配線と、前記第一コプレーナグランド配線と絶縁された、前記第二の入出力配線に沿って設けられた第二コプレーナグランド配線とからなってもよい。
　これにより、コプレーナグランド配線を第一の入出力配線の基準電位を表すグランド配線と第二の入出力配線の基準電位を表すグランド配線とに分離することができる。
　また、前記伝送基板の前記第一の共鳴配線が形成されていない側の面である裏面には、前記高周波信号の基準電位を表す裏面グランド配線が設けられてもよい。
　これにより、伝送基板の裏面の電磁界を閉じ込め、伝送効率が向上されると共に、電磁共鳴結合器からの不要放射を低減することができる。また、また、伝送基板において、マイクロストリップ線路構造の入出力配線が実現される。
　また、前記裏面グランド配線は、前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、前記第二の共鳴配線、及び前記第二の入出力配線の輪郭よりも外側の領域である第一の裏面グランド配線と、前記第二の共鳴配線、及び前記第二の入出力配線の輪郭によって囲まれた領域である第二の裏面グランド配線とからなり、前記第一の裏面グランド配線と、前記第二の裏面グランド配線とは、前記第二の共鳴配線、及び前記第二の入出力配線の輪郭に沿って設けられた絶縁パターンによって絶縁されてもよい。
　これにより、裏面グランド配線を第一の入出力配線の基準電位を表すグランド配線と第二の入出力配線の基準電位を表すグランド配線とに分離することができる。
　また、前記伝送基板上には、さらに、制御信号を前記高周波信号によって変調する送信回路と、前記制御信号を復調する受信回路とが形成され、前記第一の共鳴配線、及び前記第二の共鳴配線間においては、変調された前記制御信号が伝送されてもよい。
　これにより、送信回路及び受信回路と非接触信号伝送部（共鳴配線及び反射配線）とをワイヤ等で接続する必要がなくなるため、不確定な寄生容量等の影響を受けにくい、高速な非接触信号伝送が実現される。
　また、前記送信回路は、前記高周波信号を出力する発振器と、前記発振器が出力した前記高周波信号、及び前記制御信号を混合することによって前記制御信号を前記高周波信号によって変調する信号混合器とを備え、前記受信回路は、ダイオード及びキャパシタによって、変調された前記制御信号を復調してもよい。
　これにより、制御信号の周波数とは異なる周波数で非接触信号伝送が可能であり、低雑音、及び低干渉の優れた非接触信号伝送が実現される。
　また、前記伝送基板上には、さらに、前記受信回路によって復調された前記制御信号によってオンまたはオフされるスイッチング素子が形成されてもよい。
　また、前記伝送基板は、窒化物半導体基板、または、窒化物半導体が形成された基板であってもよい。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　（実施の形態１）
　図２Ａに、実施の形態１に係る電磁共鳴結合器１０を示す。
　また、図２Ｂは、電磁共鳴結合器１０を回路記号を用いて模式的に表した図である。
　（構成）
　図２Ａに示す電磁共鳴結合器１０は、伝送基板１０１と、伝送基板１０１の上方に重ね合わされた反射基板１０２とを具備する。
　伝送基板１０１は、本実施の形態では、０．２ｍｍ厚のサファイア基板である。伝送基板１０１は、例えば、シリコン半導体基板であってもよい。
　反射基板１０２は、本実施の形態では、０．２ｍｍ厚のサファイア基板である。反射基板１０２は、例えば、シリコン半導体基板であってもよい。反射基板１０２は、伝送基板１０１に対向して設けられる。
　まず、電磁共鳴結合器１０において、共鳴器の構成要素（非接触信号伝送に用いられる構成要素）についてまず説明する。
　伝送基板１０１上には、受信共鳴器１０４（第一の共鳴配線）と、受信共鳴器１０４に接続された入力配線１１０（第一の入出力配線）と、送信共鳴器１０３（第二の共鳴配線）と、送信共鳴器に接続された出力配線１１１（第二の入出力配線）とが設けられる。
　反射基板１０２上には、共鳴反射器１０７（反射配線）が設けられる。以下、受信共鳴器１０４、送信共鳴器１０３、及び共鳴反射器１０７を「非接触信号伝送部」とも呼ぶ。
　受信共鳴器１０４、送信共鳴器１０３、共鳴反射器１０７、入力配線１１０、及び出力配線１１１は、金属配線である。金属配線の材料は、本実施の形態では金であるが、これに限定されない。
　図２Ａに示す送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の形状は、配線の一部に切り欠き（以下、スリットともいう。）を有する円環である。送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の形状は、視力検査で用いられるランドルト環のような形状である。言い換えれば、送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の形状は、周回形状（円形状）の一部がスリット（第一の開放部、または第二の開放部）によって開放された形状である。以下、上記のような一部に切り欠きを有する円環を「オープンリング形状」とも表記する。なお、周回形状とは、例えば、閉曲線形状のような閉じたループ型の形状を意味し、周回形状には、直線で構成される閉じた形状も含まれる。
　切り欠きのサイズ（切り欠き部分の、円環の円周方向における長さ）は、任意であるが、円環の長さの１／４以下であることが望ましい。
　送信共鳴器１０３の直径は、受信共鳴器１０４の直径よりも小さい。また、受信共鳴器１０４は、送信共鳴器１０３を囲むように配置されている。言い換えれば、送信共鳴器１０３は、受信共鳴器１０４の内側に設けられている。実施の形態１では、円形状の受信共鳴器１０４と、円形状の送信共鳴器１０３とは、同心円状に配置されている。
　なお、送信共鳴器１０３と、受信共鳴器１０４とは、配線等により電気的に接続されない。伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、送信共鳴器１０３における切り欠き部分が設けられる位置は、受信共鳴器１０４における切り欠き部分が設けられる位置と同一ではない。つまり、送信共鳴器１０３の中心と送信共鳴器１０３の切り欠きの中央部分とを結ぶ直線と、受信共鳴器１０４の中心と受信共鳴器１０４の切り欠きの中央部分とを結ぶ直線とは、伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、一致しない。
　受信共鳴器１０４の切り欠き部分には、信号混合器１０９と送信共鳴器１０３とを接続する入力配線１１０が配置されている。入力配線１１０は、送信共鳴器１０３の一端から送信共鳴器１０３の配線長の４分の１の長さに相当する位置に接続されている。また入力配線１１０は、受信共鳴器１０４の切り欠き部分を通り、受信共鳴器１０４の外側まで延設され信号混合器１０９と接続されている。また、出力配線１１１は、受信共鳴器１０４の一端から受信共鳴器１０４の配線長の４分の１の長さに相当する位置に接続されている。
　このような構成により、受信共鳴器１０４と送信共鳴器１０３とを同一平面上においてコンパクトに設けることができる。つまり、受信共鳴器１０４の内側に送信共鳴器１０３を配置することで、伝送基板１０１上で送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４が占有する面積を小さくすることできる。さらに、送信共鳴器１０３と受信共鳴器１０４とは、後述する周辺回路と同一平面上に形成されている。つまり、電磁共鳴結合器１０では、非接触信号伝送部と、周辺回路との集積化が実現されている。
　このように、電磁共鳴結合器１０では、非接触信号伝送部において同一基板上で信号を伝送できるため、共鳴反射器１０７を除いて、同一ウエハ上に周辺回路を含めた全ての素子を形成できる。つまり、共鳴反射器１０７を除いた回路素子を単一のプロセスで作製することができる利点がある。これにより、各素子をワイヤボンディング等で電気的に接合することが不要であるため、高周波信号の特性悪化を避けることができる。また、作製にかかるコストも安価である。
　なお、図２Ａにおいて、送信共鳴器１０３の配線と受信共鳴器１０４の配線との間隔（円の半径方向の距離）は０．１ｍｍである。この間隔は、これに限定されない。
　共鳴反射器１０７は、反射基板１０２の上面に形成される。共鳴反射器１０７は、反射基板１０２を介して送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４と対向するように配置されている。
　共鳴反射器１０７は、第１の円環１０５（第二の反射配線）と、第２の円環１０６（第一の反射配線）と、接続配線１３０とで構成される。
　第１の円環１０５及び第２の円環１０６は、一部に切り欠きを有する円環状の配線である。第１の円環１０５と第２の円環１０６とは接続配線１３０により電気的に接続されている。具体的には、接続配線１３０の一端は、第１の円環１０５の一端から第１の円環１０５の配線長の４分の１の長さに相当する位置に接続されている。また、接続配線１３０の他端は、第２の円環１０６の一端から第２の円環１０６の配線長の２分の１の長さに相当する位置に接続されている。
　共鳴反射器１０７に含まれる第１の円環１０５は、送信共鳴器１０３の円環に対応する形状であり、その共鳴周波数は同一である。共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環１０６は、受信共鳴器１０４の円環に対応する形状であり、その共鳴周波数は同一である。つまり、共鳴反射器１０７は、送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の両方の共鳴周波数と同一の共鳴周波数を有する円環を有する。実施の形態１では、第１の円環１０５は、送信共鳴器１０３と同一の形状であり、第２の円環１０６は、受信共鳴器１０４と同一の形状である。
　以下、電磁共鳴結合器１０の非接触信号伝送部の動作について説明する。
　送信共鳴器１０３および受信共鳴器１０４のオープンリング型電磁界共鳴結合器は、誘電体材料（サファイア）の上に金等の金属で形成された円形の電気配線の一部がスリットで切断された構造と、その円形の電気配線に信号入力または信号出力の配線を接続している構造を有する。
　送信共鳴器１０３と、共鳴反射器１０７に含まれる第１の円環１０５とは、近傍界領域において電磁界が結合する距離だけ離れた位置に対向して設けられる。具体的には、伝送基板１０１に垂直な方向において、送信共鳴器１０３と、第１の円環１０５との距離は、非接触信号伝送部（電磁共鳴結合器１０）で伝送される高周波信号の波長（動作波長）の１／２以下である。同様に、受信共鳴器１０４と、共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環１０６とは、動作波長の１／２以下の距離だけ離間して配置されている。
　ここで、高周波信号の波長とは、信号が伝送される配線材料による波長の短縮率、及び送信共鳴器１０３と受信共鳴器１０４との間に介在する誘電体による波長短縮率を考慮した波長である。実施の形態１では、配線材料である金、及び基板材料であるサファイアによって上記波長短縮率が定められる。
　したがって、送信共鳴器１０３と、第１の円環１０５とは、電界と磁界とが強く結合可能な状態である。同様に、受信共鳴器１０４と、第２の円環１０６とは、電界と磁界とが強く結合可能な状態である。
　よって、例えば、送信共鳴器１０３に特定の周波数（動作周波数）を有する電流が発生することにより、共鳴反射器１０７に含まれる第１の円環１０５に同じ周波数の電流が発生する。また、共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環１０６に動作周波数の電流が発生することにより、受信共鳴器１０４に同じ周波数の電流が発生する。一般的に、この現象は、電磁共鳴結合と呼ばれる。
　つまり、送信共鳴器１０３に動作周波数の高周波信号が入力された場合、共鳴反射器１０７に含まれる第１の円環１０５に動作周波数の高周波信号が発生する。共鳴反射器１０７に含まれる第１の円環１０５と共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環１０６とは配線で電気的に接続されているので、共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環１０６にも、動作周波数の高周波信号が発生する。共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環１０６に動作周波数の高周波信号が発生することにより、受信共鳴器１０４に動作周波数の高周波信号が発生する。
　言い換えれば、対向するように設けられたオープンリング型電磁共鳴結合器のそれぞれ（送信共鳴器１０３及び第１の円環１０５と、受信共鳴器１０４及び第２の円環１０６）は、電界と磁界が強く結合可能な状態であるので、動作周波数の高周波信号が入力されることで共鳴する。ここで、共鳴反射器１０７である第１の円環１０５と第２の円環１０６とは接続配線によって電気的に接続されている。よって、電気的及び空間的に離れた送信共鳴器１０３と受信共鳴器１０４との間で高周波信号の伝送が実現される。
　動作周波数ｆｒは、送信共鳴器１０３及び第１の円環１０５（受信共鳴器１０４及び第２の円環１０６）の自己インダクタンスＬと、自己キャパシタンスＣとによって決定される。また、動作周波数ｆｒは、送信共鳴器１０３及び第１の円環１０５（受信共鳴器１０４及び第２の円環１０６）のサイズに関する式として、下記の式（１）のように近似できる。ここで、ｃは光速、εｒは等価的な比誘電率を指す。比誘電率εｒは、ここでは、伝送基板１０１の誘電体の誘電率を指す。また、ａは、オープンリング型電磁共鳴結合器の実効的な面積であり、実施の形態１の構造では、送信共鳴器１０３及び第１の円環１０５（受信共鳴器１０４及び第２の円環１０６）の直径程度である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次に、電磁共鳴結合器１０の周辺回路等（上述した非接触信号伝送部以外の構成要素）について説明する。
　伝送基板１０１上面には、入力端子１２７、出力端子１２８、及び出力グランド端子１２９が設けられている。また、伝送基板１０１の裏側（入力端子１２７等が設けられない側の面）には、裏面グランド配線１１４が設けられている。裏面グランド配線１１４は、金属導体（金属配線）である。裏面グランド配線１１４は、入力端子１２７の基準電位を表すグランド配線となっている。
　出力グランド端子１２９は、出力端子１２８の基準電位を表すグランドである。裏面グランド配線１１４と、出力グランド端子１２９とは、電気的に分離されている。つまり、入出力間でグランドが絶縁されている。
　また、伝送基板１０１には、信号混合器１０９、及び発振器１０８で構成された送信回路１０００が設けられる。同様に、伝送基板１０１には、ダイオード１１２ａ、ダイオード１１２ｂ、及びキャパシタ１１３で構成された受信回路２０００が設けられる。
　信号混合器１０９の一方の入力と発振器１０８の出力とは、配線により電気的に接続されている。また、信号混合器１０９の他方の入力と入力端子１２７とは、配線により電気的に接続されている。信号混合器１０９の出力は、入力配線１１０によって送信共鳴器１０３に電気的に接続されている。
　ダイオード１１２ａのアノード、及びダイオード１１２ｂのカソードは、受信共鳴器１０４に接続された出力配線１１１に電気的に接続されている。また、ダイオード１１２ａのカソードは、配線によってキャパシタ１１３の一端と接続され、ダイオード１１２ｂのアノードは、配線によってキャパシタ１１３の他端に電気的に接続されている。
　ダイオード１１２ａのカソードと、キャパシタ１１３の一端とを電気的に接続している配線は、延設されて出力グランド端子１２９と電気的に接続されている。ダイオード１１２ｂのアノードと、キャパシタ１１３の他端とを電気的に接続している配線は、延設されて出力端子１２８と電気的に接続されている。以上、説明した配線の材料は、実施の形態１では、全て金である。
　以上、電磁共鳴結合器１０の構成について説明した。
　なお、伝送基板１０１の材料は、導体であってもよい。このような場合、伝送基板１０１の上面に窒化シリコン等の絶縁層を形成し、その上部に送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４等を形成しても良い。また、このような場合、入力端子１２７の基準電位を表すグランドは、絶縁層の下層である伝送基板１０１そのものとしてもよい。
　（動作）
　次に、電磁共鳴結合器１０の動作について説明する。
　入力端子１２７に入力された入力信号は、信号混合器１０９に入力される。
　信号混合器１０９は、発振器１０８から信号混合器１０９に入力される、搬送波である高周波信号によって、入力信号を変調する。電磁共鳴結合器１０の非接触信号伝送部（送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４）は、特定の周波数帯域の高周波信号のみ伝送可能である。ここで、特定の周波数帯域は、電磁界共鳴結合器の動作周波数（共鳴周波数）に対応する。つまり、発振器１０８から信号混合器１０９に入力される高周波信号は、非接触信号伝送部で伝送可能な周波数の信号である。
　非接触信号伝送部の動作周波数は、送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の配線長（直径）に依存する。
　例えば、実施の形態１のように、送信共鳴器１０３は、直径１．２ｍｍであり。受信共鳴器は、直径０．８ｍｍであり、送信共鳴器１０３と共鳴反射器１０７との配線間隔が０．２ｍｍである場合、動作周波数は、約１５ＧＨｚである。なお、送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の直径を小さくすると、動作周波数は、高くなる。
　入力信号は、例えば、モータを制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ－ｗｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。この場合、入力信号は、１０ＫＨｚのパルス信号である。このため、例えば、１０ｋＨｚの入力信号を直接伝送する非接触信号伝送部は、半導体回路で用いられるトランジスタ、発振器１０８、及び信号混合器１０９等の半導体回路に比べ非常に大きなサイズとなる。
　よって、信号混合器１０９は、入力信号を発振器１０８が出力する高周波信号によって入力信号を変調して伝送する。
　送信回路１０００によって変調された入力信号は、送信共鳴器１０３に入力される。上述したように、送信共鳴器１０３に変調された入力信号は、共鳴反射器１０７に含まれる第１の円環、共鳴反射器１０７に含まれる第２の円環、及び受信共鳴器１０４の順に伝送され、出力配線１１１に出力される。続いて、変調された入力信号は、受信回路２０００に入力される。
　受信回路２０００は、ダイオード１１２ａ、ダイオード１１２ｂ、及びキャパシタ１１３によって、変調された入力信号を復調する。これにより、復調された入力信号は、出力端子１２８に出力される。
　電磁共鳴結合器１０では、非接触信号伝送部に電磁共鳴結合を用いているため、高い伝送効率を有する。具体的には、５０％程度であった従来の非接触信号伝送装置の伝送効率に対して、電磁共鳴結合器１０は、８０％以上の伝送効率を有する。
　また、伝送基板１０１の主面に垂直な方向における、送信共鳴器１０３と共鳴反射器１０７との距離（共鳴器間の間隔）は、が大きく取れるため電磁共鳴結合器１０は、高耐圧である。具体的には、従来の非接触信号伝送装置においては、共鳴器間の間隔は、数ｕｍ程度必要であったが、電磁共鳴結合器１０では、共鳴器間の間隔は、数ｍｍ程度である。
　また、電磁共鳴結合器１０では、不要な電波の放射が少ない。このため、装置外の他の信号周波数との非干渉性が高く、ノイズ特性が非常に良い。具体的には、従来の非接触信号伝送装置においては、干渉度は、２０ｄＢ程度であったが、電磁共鳴結合器１０では、干渉度は、３０ｄＢ以上である。
　また、上述のように、動作周波数を高い周波数帯域に設計することで、送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４の直径を小さくすることができる。つまり、非接触信号伝送部の小型化が実現できる。具体的には、従来の非接触信号伝送装置が数ｃｍ程度のサイズであるのに対して、電磁共鳴結合器１０では、数ｍｍ以下である。また、送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４は、同一平面に形成されるため、電磁共鳴結合器１０では、高価な再配線プロセスを必要としない。そのため、電磁共鳴結合器１０は、低コストで実現される。また、非接触信号伝送部と周辺回路（送信回路１０００及び受信回路２０００）とは同一平面に形成可能であるため、非接触信号伝送部と周辺回路との接続にワイヤボンディング等を用いる必要がない。これにより、不確定な寄生容量等の影響を低減し、高周波信号の特性悪化を避けることができる。
　また、非接触信号伝送部、送信回路１０００、及び受信回路２０００を同一の半導体チップ内に容易に形成することができる。つまり、非接触信号伝送部、送信回路１０００及び受信回路２０００を集積化して、ワンチップにすることが容易に可能である。
　以上述べたように、電磁共鳴結合器１０は、低コストで、数十ＧＨｚの高速信号伝送が可能な非接触信号伝送素子として有用である。
　なお、実施の形態１の電磁共鳴結合器１０は、伝送される高周波信号に対して周波数特性を有している。このため、特定の周波数を遮断するフィルタとしても利用することができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、電磁共鳴結合器１０は、受信回路及び送信回路を備えていたが、受信回路及び送信回路は必ずしも必須の構成要素ではない。
　また、本発明の電磁共鳴結合器における、送信共鳴器、受信共鳴器、及び共鳴反射器の形状、大きさ等は、実施の形態１で説明したものに限定されるわけではない。
　実施の形態１でも説明したように、本発明に係る電磁共鳴結合器は、送信共鳴器と受信共鳴器とが同一平面上に設けられることが特徴の一つである。
　例えば、図３に示すように、同じ形状、及び同じサイズである、送信共鳴器３０３及び受信共鳴器３０４を横に並べて作製することにより、送信共鳴器３０３及び受信共鳴器３０４を同一基板上に集積することは可能である。
　しかしながら、このような場合、反射基板３０２のうち共鳴反射器３０７が占める面積、並びに伝送基板３０１のうち送信共鳴器１０３及び受信共鳴器１０４が占める面積が大きいことが課題である。つまり、図３に示す電磁共鳴結合器は、小型化に適していないという欠点がある。
　そこで、実施の形態１及び２では、同一平面上において、受信共鳴器１０４の内側に送信共鳴器１０３を設けた２重リング構造であることが特徴である。
　以下、本発明の実施の形態２に係る電磁共鳴結合器について説明する。
　（構造）
　図４Ａは、実施の形態２の電磁共鳴結合器２０を示す斜視図（透視図）である。
　図４Ｂは、図４Ａの電磁共鳴結合器２０の断面図である。
　図４Ｃは、伝送基板４０１のみを基板の主面に垂直な方向から見た上面図であり、図４Ｄは、伝送基板４０１に重ね合わされた反射基板４０２を基板の主面に垂直な方向から見た上面図である。
　電磁共鳴結合器２０は、伝送基板４０１、反射基板４０２、及びカバー基板４１６を具備する。実施の形態２では、伝送基板４０１は、シリコン半導体基板であり、反射基板４０２、及びカバー基板４１６は、サファイア基板である。
　なお、伝送基板４０１は、サファイア基板であってもよい。しかしながら、伝送基板４０１をシリコン半導体基板とすることで、伝送基板４０１上にトランジスタやダイオードなどの周辺回路を集積することが安価で容易にできる。
　まず、図４Ａ、図４Ｂ、及び図４Ｃを用いて伝送基板４０１について説明する。
　伝送基板４０１の上面には、金属配線である入力配線４１０と、円形状の一部がスリット４２３で切断された形状の金属配線である送信共鳴器４０３とが形成される。入力配線４１０と送信共鳴器４０３とは、直接接続される。具体的には、入力配線４１０は、送信共鳴器４０３の一端から送信共鳴器４０３の配線長の約１６分の３に相当する位置に接続される。入力配線４１０の送信共鳴器４０３と接続されない端は、入力端子４２７である。
　さらに、伝送基板４０１の上面には、送信共鳴器４０３の外側を囲むように受信共鳴器４０４が設けられる。受信共鳴器４０４は、円形状の一部がスリット４２６で切断された形状の金属配線である。受信共鳴器４０４の外直径は、送信共鳴器４０３の外直径よりも短い。ここで外直径とは、送信共鳴器４０３（受信共鳴器４０４）の中心から送信共鳴器４０３（受信共鳴器４０４）の配線の外側までを半径とした場合の直径である。
　受信共鳴器４０４には金属配線である出力配線４１１が直接接続される。具体的には、出力配線４１１は、受信共鳴器４０４の一端から受信共鳴器４０４の配線長の４分の１に相当する位置に接続される。出力配線４１１の受信共鳴器４０４と接続されない端は、出力端子４２８である。
　送信共鳴器４０３と受信共鳴器４０４とは接触しないように設置される。また、入力配線４１０は、伝送基板４０１上の受信共鳴器４０４のスリット４２６に相当する位置から受信共鳴器４０４の外側まで延設されている。伝送基板４０１上の受信共鳴器４０４及び送信共鳴器４０３は、いわゆるオープンリング型の電磁共鳴結合器である。
　伝送基板４０１上の入力配線４１０、出力配線４１１、及び受信共鳴器４０４の周辺には、コプレーナグランド配線４２０（送信側コプレーナグランド配線４２０ａ、及び受信側コプレーナグランド配線４２０ｂ）が設けられる。
　コプレーナグランド配線４２０は、送信共鳴器４０３及び受信共鳴器４０４間において伝送される高周波信号の基準電位を表す配線である。
　図４Ｃに示されるように、コプレーナグランド配線４２０は、伝送基板４０１の対角線上に設けられた、金属導体が設けられない領域である絶縁パターンによって送信側コプレーナグランド配線４２０ａ、及び受信側コプレーナグランド配線４２０ｂの２つの領域に分離されている。つまり、送信側コプレーナグランド配線４２０ａと、受信側コプレーナグランド配線４２０ｂとは絶縁されている。
　送信側コプレーナグランド配線４２０ａは、入力配線４１０に沿って、入力配線４１０と同一平面上に設けられた、送信共鳴器４０３における高周波信号の基準電位を表すグランド配線である。
　受信側コプレーナグランド配線４２０ｂは、出力配線４１１に沿って、出力配線４１１と同一平面上に設けられた、受信共鳴器４０４における高周波信号の基準電位を表すグランド配線である。
　このように、実施の形態２では、入力配線４１０及び出力配線４１１は、いわゆるコプレーナ線路構造である。このようなコプレーナ線路構造により、横方向（伝送基板４０１に水平な方向）の電磁界を閉じ込めることが可能であり、電磁共鳴結合器２０の伝送効率が向上されると共に、電磁共鳴結合器２０からの不要輻射を低減することができる。
　伝送基板４０１の下面（裏面）には、金属導体である裏面グランド配線４１４が設けられている。裏面グランド配線４１４は、伝送基板４０１における信号の基準電位を表す配線である。裏面グランド配線４１４は、電磁共鳴結合器２０から、裏面に向けて放射される電磁界を閉じ込める。このため、電磁共鳴結合器２０の伝送効率が向上されると共に、電磁共鳴結合器２０からの不要輻射を低減することができる。
　また、入力配線４１０及び出力配線４１１は、このような裏面グランド配線４１４を用いた、いわゆるマイクロストリップ線路構造であってもよい。
　なお、裏面グランド配線４１４は、必ずしも必須の構成要素でない。伝送基板４０１の裏面には、裏面グランド配線４１４は、設けられなくてもよい。
　伝送基板４０１の上方には、反射基板４０２が設けられる。具体的には、伝送基板４０１の上面には、反射基板４０２が重ね合わされる。なお、伝送基板４０１と、反射基板４０２との間に、空間及びその他の材料があってもかまわない。
　反射基板４０２の上面には、共鳴反射器４０７が形成される。共鳴反射器４０７は、送信側共鳴反射器４０５と、受信側共鳴反射器４０６と、送信側共鳴反射器４０５、及び受信側共鳴反射器４０６を接続する接続配線４３０とからなる金属配線である。
　送信側共鳴反射器４０５は、送信共鳴器４０３と同一の大きさ及び同一の形状である。つまり、送信側共鳴反射器４０５は、送信共鳴器４０３と同等の半径を有するオープンリング形状である。
　受信側共鳴反射器４０６は、送信側共鳴反射器４０５の外側に設けられ、受信共鳴器４０４と同一の大きさ及び同一の形状の配線である。つまり、受信側共鳴反射器４０６は、受信共鳴器４０４と同等の半径を有するオープンリング形状である。
　接続配線４３０は、送信側共鳴反射器４０５と受信側共鳴反射器４０６とを接続する配線である。具体的には、接続配線４３０の一端は、送信側共鳴反射器４０５の一端から送信側共鳴反射器４０５の配線長の約１６分の３の長さに相当する位置に接続される。また、接続配線４３０の他端は、受信側共鳴反射器４０６の一端から受信側共鳴反射器４０６の配線長の約１６分の３の長さに相当する位置に接続される。また、接続配線４３０は、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、入力配線４１０の延長線上に位置する。
　実施の形態２では、送信共鳴器４０３と送信側共鳴反射器４０５とはどちらもオープンリング（円）形状である。送信共鳴器４０３と、送信側共鳴反射器４０５とは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向において対向するように設けられる。このとき、送信共鳴器４０３の中心と、送信側共鳴反射器４０５の中心とは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合にほぼ同一の位置となる。
　言い換えれば、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、送信共鳴器４０３の輪郭と、送信側共鳴反射器４０５の輪郭とは、一致する。ここで、送信共鳴器４０３（送信側共鳴反射器４０５）の輪郭とは、次のように定義される。送信共鳴器４０３においてスリット４２３が設けられず、送信共鳴器４０３が周回形状の閉じた配線であると仮定した場合に、この周回形状の閉じた配線は、当該周回形状の閉じた配線によって囲まれる領域を規定する内周側（内側）の輪郭と、上記内周側の輪郭と共に上記周回形状の閉じた配線の形状を規定する外周側（外側）の輪郭とを有する。送信共鳴器４０３の輪郭とは、これら２つの輪郭のうち外周側の輪郭を意味する。なお、言い換えれば、上記内周側の輪郭と、上記外周側の輪郭とは、送信共鳴器４０３の配線幅を規定し、外周側の輪郭は、送信共鳴器４０３の占有面積を規定する。なお、受信共鳴器４０４（受信側共鳴反射器４０６）の輪郭についても同様に定義される。
　同様に、受信共鳴器４０４と、受信側共鳴反射器４０６とはどちらもオープンリング（円）形状である。受信共鳴器４０４と、受信側共鳴反射器４０６とは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向において対向するように設けられる。このとき、受信共鳴器４０４の中心と受信側共鳴反射器４０６の中心とは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合にほぼ同じ位置となる。
　言い換えれば、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、受信共鳴器４０４の輪郭と、受信側共鳴反射器４０６の輪郭とは、一致する。ここで輪郭とは、ほぼ同一の位置となる。ここで、受信共鳴器４０４（受信側共鳴反射器４０６）の輪郭とは、受信共鳴器４０４においてスリット４２６が無いものとした場合の受信共鳴器４０４の外周側の輪郭を意味する。
　また、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、スリット７２６は、送信共鳴器４０３（受信共鳴器４０４）の中心から入力端子４２７までの線分と送信共鳴器４０３（受信共鳴器４０４）の中心から出力端子４２８までの線分で区画される四角形の領域に位置する。また、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、スリット４２３とスリット４２４とは、入力配線４１０の延長線に対して線対称な位置関係である。
　なお、電磁共鳴結合器２０において、安定して信号を伝送するためには、送信共鳴器４０３と、送信側共鳴反射器４０５とは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、重なる部分を有することが必要である。同様に、受信共鳴器４０４と、受信側共鳴反射器４０６とは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、重なる部分を有することが必要である。
　図４Ｅは、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、共鳴器と共鳴反射器とが重なる部分を表す図である。図中において太い線で囲まれた部分は、送信側共鳴反射器４０５、及び受信側共鳴反射器４０６を表し、点線で囲まれた部分は、送信共鳴器４０３、及び受信共鳴器４０４を表す。なお、上述のように送信側共鳴反射器４０５の配線幅と送信共鳴器４０３の配線幅とは実際には同じであるが、図４Ｅでは、説明のため、送信共鳴器４０３の配線幅は、送信側共鳴反射器４０５の配線幅よりも短く模式的に示されている。同様に、図４Ｅでは、受信共鳴器４０４の配線幅は、受信側共鳴反射器４０６の配線幅よりも短く模式的に示されている。
　送信側共鳴反射器４０５と送信共鳴器４０３とが重なる部分４５２の形状は、円形状（周回形状）がスリット４２３（第二の開放部）及びスリット４２４（第五の開放部）によって開放された形状である。言い換えれば、スリット４２３及びスリット４２４が無いものと仮定した場合に、送信側共鳴反射器４０５と送信共鳴器４０３とが重なる部分の形状は、円形状（周回形状）である。
　受信側共鳴反射器４０６と受信共鳴器４０４とが重なる部分４５１の形状は、円形状がスリット４２６（第一の開放部）及びスリット４２５（第四の開放部）によって開放された形状である。言い換えれば、スリット４２６及びスリット４２５が無いものと仮定した場合に、受信側共鳴反射器４０６と受信共鳴器４０４とが重なる部分の形状は、円形状（周回形状）である。
　実施の形態２では、送信側共鳴反射器４０５と送信共鳴器４０３とは同一の形状及び同一の大きさであり、受信側共鳴反射器４０６と受信共鳴器４０４とは同一の形状及び大きさである。しかしながら、送信側共鳴反射器４０５と送信共鳴器４０３とは同一の形状及び同一の大きさでない場合であっても、送信側共鳴反射器４０５と送信共鳴器４０３とが重なる部分の形状が、図４Ｅに示すようにスリットに対応する部分を除いて周回形状であれば、送信側共鳴反射器４０５と送信共鳴器４０３とは一定の結合力を確保することができる。受信側共鳴反射器４０６と受信共鳴器４０４についても同様である。
　また、このように共鳴器と反射器の重なる部分の形状がスリットに対応する部分を除いて周回形状であれば、後述する。
　反射基板４０２の上方には、カバー基板４１６が設けられる。具体的には、反射基板４０２の上面には、カバー基板４１６が重ね合わされる。なお、反射基板４０２とカバー基板４１６との間には、空間及びその他の材料があってもかまわない。
　カバー基板４１６の反射基板４０２と対向しない側の面、すなわち、上面には、金属導体で形成されたカバーグランド配線４１５が形成されている。カバーグランド配線４１５は、電磁共鳴結合器２０から、上面に向けて放射される電磁界を閉じ込める。このため、電磁共鳴結合器２０の伝送効率が向上されると共に、電磁共鳴結合器２０からの不要輻射を低減することができる。
　なお、カバー基板４１６及びカバーグランド配線４１５は、必ずしも必須の構成要素でない。カバー基板４１６は、設けられなくてもよい。また、カバー基板４１６の上面には、カバーグランド配線４１５は、設けられなくてもよい。
　電磁共鳴結合器２０では、入力配線４１０に入力された動作周波数帯域の高周波信号は、送信共鳴器４０３で共鳴し、送信側共鳴反射器４０５に伝送される。送信側共鳴反射器４０５に伝送された高周波信号は、受信側共鳴反射器４０６に伝送され、受信側共鳴反射器４０６と共鳴する受信共鳴器４０４に伝送（反射）されて、出力配線４１１から取り出される。なお、逆に、出力配線４１１に高周波信号が入力された場合は、入力配線４１０から高周波信号を取り出すことができる。
　以上説明したように、電磁共鳴結合器２０は、送信共鳴器４０３と受信共鳴器４０４とが電気的、空間的に絶縁された構造であるため高い絶縁耐圧を有する。また、実施の形態２に係る電磁共鳴結合器２０によれば、入力配線４１０と出力配線４１１とが同一の基板の同一平面上に形成できてる。すなわち、電磁共鳴結合器２０は、集積化に適している。さらに、電磁共鳴結合器２０は、受信共鳴器４０４の内側に送信共鳴器４０３を設置している構造であるため、伝送基板４０１において送信共鳴器４０３及び受信共鳴器４０４が占める面積が小さいため非常に小型である。
　（伝送特性）
　実施の形態２に係る電磁共鳴結合器２０の伝送特性について説明する。
　まず、電磁共鳴結合器２０のより具体的な構造について説明する。
　送信共鳴器４０３及び送信側共鳴反射器４０５は、配線幅０．１ｍｍの配線で形成された外直径１．２ｍｍの円形状であり、円形状の一部がそれぞれスリット４２３及びスリット４２４で切断された形状である。
　また、受信共鳴器４０４及び受信側共鳴反射器４０６は、配線幅０．０３ｍｍの配線で形成された外直径は０．８ｍｍの円形状であり、円形状の一部がそれぞれスリット４２５及びスリット４２６で切断された形状である。なお、入力配線４１０、出力配線４１１、及び接続配線４３０の配線幅は、０．１ｍｍである。
　送信共鳴器４０３のスリット４２３の幅、及び送信側共鳴反射器４０５のスリット４２４の幅は０．０２ｍｍである。受信側共鳴反射器４０６のスリット４２５の幅、及び受信共鳴器４０４及のスリット４２６の幅は０．３ｍｍである。ここで、スリットの幅は、共鳴器の配線方向（円周方向）におけるスリット部分の長さを意味する。
　伝送基板４０１、反射基板４０２、及びカバー基板４１６は、基板厚０．２ｍｍのサファイア基板である。ここで基板厚とは、基板の主面に垂直な方向の厚みを意味する。なお、サファイア基板の比誘電率は、１０．２、誘電損失（ｔａｎδ）は、０．００１である。
　伝送基板４０１及び反射基板４０２上に設けられた配線の厚み（基板の主面に垂直な方向における厚みを意味する）は、全て０．０００５ｍｍである。また、伝送基板４０１及び反射基板４０２上に設けられた配線の材料は、全て金である。
　カバー基板４１６上に設けられたカバーグランド配線４１５は、厚さ０．１ｍｍの金である。カバーグランド配線４１５は、カバー基板４１６の一方の面の全面に形成されている。
　コプレーナグランド配線４２０は、０．０００５ｍｍ厚の金である。コプレーナグランド配線４２０は、伝送基板４０１上において入力配線４１０及び出力配線４１１から０．１４ｍｍ離間して設けられる。つまり、入力配線４１０と送信側コプレーナグランド配線４２０ａとを絶縁する絶縁パターンのパターン幅は、０．１４ｍｍである。同様に、出力配線４１１と受信側コプレーナグランド配線４２０ｂとを絶縁する絶縁パターンのパターン幅は、０．１４ｍｍである。
　なお、図４Ａ及び図４Ｂで伝送基板４０１の裏面には裏面グランド配線４１４が設けられていると説明したが、図５は、裏面グランド配線４１４が設けられていない場合の伝送効率を表す。
　図５は、以上説明したような構成の電磁共鳴結合器２０の伝送特性を示す図である。
　図５において実線のグラフによって示されるように、電磁共鳴結合器２０の動作周波数である１３ＧＨｚから１５ＧＨｚの周波数帯域において、挿入損失は、１ｄＢ以下である。また、図５において点線のグラフによって示されるように、反射損失は、動作周波数の帯域において－１０ｄＢ程度である。つまり、図５より、電磁共鳴結合器２０は、高周波信号を効率よく伝送できることが分かる。
　なお、実施の形態２において、送信共鳴器４０３及び送信側共鳴反射器４０５の配線幅と、受信共鳴器４０４と受信側共鳴反射器４０６の配線幅とは異なるが、これは、意図的なものである。
　受信共鳴器４０４及び受信側共鳴反射器４０６によって伝送可能な高周波信号の周波数帯域（動作周波数）を第一の周波数帯域とし、送信共鳴器４０３及び送信側共鳴反射器４０５によって伝送可能な高周波信号の周波数帯域（動作周波数）を第二の周波数帯域とする。この場合、電磁共鳴結合器２０で伝送可能な高周波信号の周波数帯域は、第一の周波数帯域と第二の周波数帯域との重複する帯域である。つまり、第一の周波数帯域と第二の周波数帯域とに重複する帯域が大きいほど、電磁共鳴結合器２０は安定して動作する。
　電磁共鳴結合器２０では、受信共鳴器４０４の内側に送信共鳴器４０３が形成されている２重リング構造であるため、送信共鳴器４０３の半径と受信共鳴器４０４の半径は異なる。このため、送信共鳴器４０３と受信共鳴器４０４の配線幅を同じにすると、式（１）で表されるように送信共鳴器４０３及び送信側共鳴反射器４０５の動作周波数と受信共鳴器４０４及び受信側共鳴反射器４０６の動作周波数とが大きく異なってしまう。つまり、第一の周波数帯域と第二の周波数帯域との重複する帯域が十分に確保できない。
　したがって、送信共鳴器４０３及び送信側共鳴反射器４０５の動作周波数と受信共鳴器４０４及び受信側共鳴反射器４０６の動作周波数とを近づける必要がある。具体的には、実施の形態２では、半径が小さい送信共鳴器４０３の配線幅を細くし、送信共鳴器４０３及び送信側共鳴反射器４０５の動作周波数を高くしている。これにより、第二の周波数帯域が第一の周波数帯域に近づくため、第一の周波数帯域と第二の周波数帯域との重複する帯域が十分に確保され、２重リング構造である電磁共鳴結合器２０においても安定した動作が実現される。
　なお、図４Ａ及び図４Ｃでは、上述のように、入力配線４１０及び出力配線４１１は、コプレーナ配線構造であるが、入力配線４１０及び出力配線４１１は、裏面グランド配線４１４を用いたマイクロストリップ線路構造であってもよい。
　図６は、電磁共鳴結合器２０において入力配線４１０及び出力配線４１１がマイクロストリップ線路構造である場合の裏面グランド配線４１４を表す図である。図６は、伝送基板４０１の裏面グランド配線４１４を加工し、入力配線４１０及び出力配線４１１をマイクロストリップ構造にした場合の電磁共鳴結合器を裏面からの見た場合の平面図である。
　裏面グランド配線４１４は、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、送信共鳴器４０３、及び入力配線４１０の輪郭よりも外側の領域である第一の裏面グランド配線４１９と、送信共鳴器４０３、及び入力配線４１０の輪郭によって囲まれた領域である第二の裏面グランド配線４３９とからなる。
　第一の裏面グランド配線４１９と、第二の裏面グランド配線４３９とは、送信共鳴器４０３、及び入力配線４１０の輪郭に沿って設けられた絶縁パターン４１８によって絶縁されている。絶縁パターン４１８は、伝送基板４０１の主面に垂直な方向から見た場合に、伝送基板４０１上の送信共鳴器４０３と受信共鳴器４０４の間に設けられた絶縁パターンと同一の形状である。第一の裏面グランド配線４１９は、受信共鳴器４０４における高周波信号の基準電位を表すグランド配線である。第二の裏面グランド配線４３９送信共鳴器４０３における高周波信号の基準電位を表すグランド配線である。
　これにより、第一の裏面グランド配線４１９と、第二の裏面グランド配線４３９とは絶縁される。つまり、電磁共鳴結合器２０において、送信側と受信側とで異なる基準電位を用いることが容易にできる。なお、図６に示すようなマイクロストリップ線路構造においては、図４Ａで説明したコプレーナグランド配線４２０は、なくても良い。
　（変形例）
　なお、実施の形態２では、共鳴反射器４０７は、送信側共鳴反射器４０５及び受信側共鳴反射器４０６の２重リング構造であるが、共鳴反射器７０７は、１つのオープンリング型の配線であってもよい。
　図７Ａは、共鳴反射器７０７が１つのオープンリング型の配線である場合の電磁共鳴結合器を示す斜視図である。
　図７Ａにおいて、伝送基板７０１については、コプレーナグランド配線７２０を分離する絶縁パターンのみが異なる。伝送基板７０１では、伝送基板７０１の一辺平行な直線状に絶縁パターンが設けられている。
　図７Ａのように絶縁パターンを設けることで、入力配線７１０は、マイクロストリップ線路（グランデットコプレーナ線路）構造とし、出力配線７１１は、コプレーナ線路構造とすることも可能である。同様に、入力配線７１０は、コプレーナ線路構造とし、出力配線はマイクロストリップ線路（グランデットコプレーナ線路）構造とすることも可能である。この場合、裏面グランド配線７１４は、必ずしも設けられる必要はない。
　図７Ａの伝送基板７０１、及びカバー基板７１６（カバーグランド配線７１５）については、図４Ａの伝送基板４０１及びカバー基板４１６と同一の構成、機能であるとして説明を省略する。
　図７Ｂは、図７Ａの電磁共鳴結合器３０の反射基板７０２の上面図である。
　共鳴反射器７０７の配線幅は、例えば、０．１５ｍｍである。スリット７２６の幅は、例えば、０．３ｍｍである。
　なお、電磁共鳴結合器３０において、安定して信号を伝送するためには、送信共鳴器７０３、及び受信共鳴器７０４と、共鳴反射器７０７とは、伝送基板７０１の主面に垂直な方向から見た場合に、重なる部分を有することが必要である。しかしながら、図７Ｂで示されるように送信共鳴器７０３、及び受信共鳴器７０４のスリットを除いた全部が共鳴反射器７０７と重ならなくてはならないわけではない。
　図７Ｃは、伝送基板７０１の主面に垂直な方向から見た場合に、送信共鳴器７０３、及び受信共鳴器７０４と、共鳴反射器７０７とが重なる部分を表す図である。図中において太い線で囲まれた部分は、共鳴反射器７０７を表し、点線で囲まれた部分は、送信共鳴器７０３、及び受信共鳴器７０４を表す。
　共鳴反射器７０７と送信共鳴器７０３とが重なる部分７５２の形状は、円形状がスリット７２３（第二の開放部）及びスリット７２４（第三の開放部）によって開放された形状である。言い換えれば、スリット７２３及びスリット７２４が無いものと仮定した場合に、共鳴反射器７０７と送信共鳴器７０３とが重なる部分の形状は、円形状（周回形状）である。共鳴反射器７０７と受信共鳴器７０４とが重なる部分７５１の形状は、円形状がスリット７２６（第一の開放部）及びスリット７２４（第三の開放部）によって開放された形状である。言い換えれば、スリット７２６及びスリット７２４が無いものと仮定した場合に、共鳴反射器７０７と受信共鳴器７０４とが重なる部分の形状は、円形状である。
　つまり、共鳴反射器７０７と送信共鳴器７０３とが重なる部分の形状が、図７Ｃに示すようにスリットに対応する部分を除いた場合に周回形状であれば、共鳴反射器７０７と送信共鳴器７０３とは一定の結合力を確保することができる。共鳴反射器７０７と受信共鳴器７０４についても同様である。
　ここで、受信共鳴器７０４及び共鳴反射器７０７によって伝送可能な高周波信号の周波数帯域（動作周波数）を第一の周波数帯域とし、送信共鳴器７０３及び共鳴反射器７０７によって伝送可能な高周波信号の周波数帯域（動作周波数）を第二の周波数帯域とする。
　上記、第一の周波数帯域、及び第二の周波数帯域は、共鳴反射器７０７と、送信共鳴器７０３及び受信共鳴器７０４との重複部分に依存して変動する。電磁共鳴結合器３０で伝送可能な高周波信号の周波数帯域は、第一の周波数帯域と第二の周波数帯域との重複する帯域である。つまり、第一の周波数帯域と第二の周波数帯域とに重複する帯域が大きいほど、電磁共鳴結合器３０は安定して動作する。
　よって、共鳴反射器７０７、送信共鳴器７０３、及び受信共鳴器７０４の配線幅などを変更し、第一の周波数帯域及び第二の周波数帯域を調整することで、さらに電磁共鳴結合器３０の動作を安定させることも可能である。
　なお、実施の形態１及び実施の形態２では、オープンリング型の電磁共鳴結合器について説明した。しかしながら、共鳴反射器、送信共鳴器、及び受信共鳴器の形状は、円形状に限定されない。
　図８は、共鳴反射器、送信共鳴器、及び受信共鳴器の形状が矩形である場合の電磁共鳴結合器を表す斜視図である。
　図８のように、共鳴反射器８０７、送信共鳴器８０３、及び受信共鳴器８０４は、矩形であっても良い。なお、図８では、共鳴反射器８０７、送信共鳴器８０３、及び受信共鳴器８０４の形状以外の機能または構造は、図４Ａまたは図７Ａで示される電磁共鳴結合器と同一であるものとして説明を省略する。
　また、図８では、反射基板８０２上には、共鳴反射器８０７のみが設けられているが、図４Ａで示したように共鳴反射器８０７は、送信側共鳴反射器と、受信側共鳴反射器と、接続配線とで構成されてもよい。また、図８では、伝送基板８０１上に絶縁パターンが設けられていないが、伝送基板８０１上に絶縁パターンを設けてコプレーナグランド配線８２０を送信側と、受信側とに分離してもよい。
　また、本発明の電磁共鳴結合器（非接触信号伝送部）は、ＩＧＢＴなどの高耐圧のスイッチング素子と同一平面に集積することができる。
　図９は、スイッチング素子と同一平面に集積された電磁共鳴結合器を表す図である。なお、図９で図２Ａと同一の符号が付されている箇所は、図２Ａと同一の機能、構造であるものとして説明を省略する。
　図９では、図２Ａの出力グランド端子１２９がスイッチング素子１３３のソース端子１３１に対応し、図２Ａの出力端子１２８がスイッチング素子１３３のゲート端子１３４に対応する。
　図９において、入力端子１２７に入力された制御信号は、発振器１０８が出力する高周波信号によって変調され、送信共鳴器１０３の入力配線１１０に伝送される。
　変調後の制御信号は、送信共鳴器１０３から共鳴反射器１０７へ伝送され、さらに共鳴反射器１０７から受信共鳴器１０４へ伝送される。受信共鳴器１０４に伝送された変調後の制御信号は、出力配線１１１によって受信回路２０００へ伝送され、受信回路２０００は、変調後の制御信号を復調する。
　受信回路２０００によって復調された制御信号がゲート端子１３４に入力されることにより、スイッチング素子１３３のソース端子１３１及びドレイン端子１３２の導通または非導通（オンまたはオフ）は制御される。
　図９のように、ゲート端子１３４、ソース端子１３１及びドレイン端子１３２を有するスイッチング素子１３３と、本発明に係る電磁共鳴結合器とは、同一平面において集積可脳である。特に、窒化物半導体のスイッチング素子は、横型デバイスであるため、本発明の電磁共鳴結合器と集積化されるのに適している。また、本発明の電磁共鳴結合器は、特に、ノイズに弱い窒化物半導体のスイッチング素子の駆動回路に適している。
　（補足）
　本発明の実施の形態１及び２において、伝送基板は、シリコン半導体として説明したが、伝送基板は、窒化物半導体基板等のその他の半導体基板、誘電体基板、または磁性体基板であっても良い。
　反射基板は、サファイア基板として説明したが、反射基板は、シリコンなどの半導体基板、磁性体基板、またはその他の誘電体材料で形成された基板であっても良い。
　実施の形態１及び２において、送信共鳴器、受信共鳴器、送信側共鳴反射器、及び受信側共鳴反射器は、円形状（オープンリング型）として説明したが、送信共鳴器、受信共鳴器、送信側共鳴反射器、及び受信側共鳴反射器は、円形でなくてもよい。例えば、送信共鳴器、受信共鳴器、送信側共鳴反射器、及び受信側共鳴反射器は、四角形などの線対称曲線形状であっても良い。
　実施の形態１及び２において、伝送基板上にはコプレーナグランド配線が設けられなくてもよい。また、反射基板上の反射共鳴器の周辺にコプレーナグランド配線が設けられてもよい。
　実施の形態１及び２において、伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、送信共鳴器の輪郭と、送信側共鳴反射器（第１の円環）の輪郭とは、一致すると説明したが、ここでの一致は、必ずしも完全に一致することを意味するわけではない。製造工程で生じる組み立てばらつきなどにより、送信共鳴器の輪郭と、送信側共鳴反射器（第１の円環）の輪郭とが多少ずれていたとしても、電磁共鳴結合器は、高周波信号を伝送することができる。なお、送信共鳴器の輪郭と、送信側共鳴反射器（第１の円環）の輪郭とがずれている場合、図５で説明した伝送効率の悪化などが懸念される。
　実施の形態１及び２において、送信側共鳴反射器と受信側共鳴反射器とは、それぞれ途切れることのない配線である。しかしながら、送信側共鳴反射器と受信側共鳴反射器とは、一部が容量結合や電磁結合など共鳴周波数を通過させるような機能を有する素子で構成されてもよい。つまり、送信側共鳴反射器と受信側共鳴反射器とは、配線が切断された構造であっても良い。
　また、実施の形態１及び２において、反射基板は、伝送基板の上方に設置されたが、伝送基板１０１（４０１）の下方に設けられてもよい。
　また、実施の形態１及び２において、配線は、裏面グランド配線を除いて伝送基板及び反射基板の上面（表面）に設けられるものとして説明したが、配線は、伝送基板及び反射基板の下面（裏面）に設けられてもよい。
　また、例えば、一つの基板の一方の面に共鳴器が設けられ、他方の面に共鳴反射器が設けられるような構成であってもよい。
　また、例えば、伝送基板の内部に共鳴反射器が設けられ、伝送基板の表面に送信共鳴器及び受信共鳴器が設けられてもよい。
　実施の形態１及び２において、共鳴反射器は、伝送基板１０１に集積されても良い。例えば、伝送基板上に共鳴反射器１０７を再配線プロセスによって作製することもできる。
　実施の形態１において、送信回路１０００は、発振器１０８と信号混合器１０９で構成され、受信回路２０００は、ダイオード１１２ａ、ダイオード１１２ｂ、及びキャパシタ１１３で構成されるとして説明したが、本構成は、一例である。送信回路１０００及び受信回路２０００の回路構成は、その他の回路構成であっても良い。
　実施の形態１では、出力端子に出力される信号は、制御信号が復調された信号として説明したが、出力信号は、入力信号が復調された信号でなくても良い。つまり、実施の形態１に係る電磁共鳴結合器によって信号ではなく電力を伝送してもよい。
　実施の形態１及び２において、送信共鳴器及び受信共鳴器は、それぞれ１つのオープンリング型の配線である。しかしながら、送信共鳴器４０３及び受信共鳴器４０４は、それぞれ２つ以上のオープンリング型の配線が並列に接続された配線であってもよい。
　実施の形態１及び２において、共鳴反射器（送信側共鳴反射器、及び受信側共鳴反射器）には、スリットが設けられるが、スリットがない構造であっても、設計を最適化することによって共鳴反射器として動作する場合がある。つまり、共鳴反射器のスリットは、必須の構成要素ではない。
　実施の形態１及び２において、送信共鳴器と送信側共鳴反射器（第１の円環）とは、同じ形状、同じ大きさであるが、送信共鳴器の形状及び大きさと、送信側共鳴反射器（第１の円環）と形状及び大きさとは、異なっても良い。受信共鳴器、及び受信側共鳴反射器についても同様である。
　実施の形態１及び２において、伝送基板と反射基板との間に、誘電体基板が設けられてもよい。また、伝送基板と反射基板とは、ワックスなどの固体でない材料を介して重ね合わされてもよい。
　実施の形態１及び２において、カバー基板の上面にカバーグランド配線を設置したが、カバーグランド配線は、必須の構成要素ではない。
　実施の形態１及び２において、入力配線が接続される送信共鳴器上の位置、出力配線が接続される受信共鳴器上の位置、送信共鳴器上のスリットが設けられる位置、受信共鳴器上のスリットが設けられる位置は、一例である。すなわち、伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、入力配線と出力配線とが成す角度は任意である。同様に、送信側共鳴反射器と受信側共鳴反射器とを接続する接続配線の位置、及び共鳴反射器上に設けられるスリットの位置は、一例である。
　なお、本発明は、これらの実施の形態またはその変形例に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態またはその変形例に施したもの、あるいは異なる実施の形態またはその変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
　本発明にかかる電磁共鳴結合器は、小型化及び集積化が容易であり、小型の電気信号絶縁素子や絶縁型半導体駆動素子等として有用である。
　１０、２０、３０　電磁共鳴結合器
　１０１、３０１、４０１、７０１、８０１　伝送基板
　１０２、３０２、４０２、７０２、８０２　反射基板
　１０３、３０３、４０３、７０３、８０３　送信共鳴器
　１０４、３０４、４０４、７０４、８０４　受信共鳴器
　１０５　第１の円環
　１０６　第２の円環
　１０７、３０７、４０７、７０７、８０７　共鳴反射器
　１０８　発振器
　１０９　信号混合器
　１１０、３１０、４１０、７１０、８１０　入力配線
　１１１、３１１、４１１、７１１、８１１　出力配線
　１１２ａ、１１２ｂ　ダイオード
　１１３　キャパシタ
　１１４、３１４、４１４、７１４、８１４　裏面グランド配線
　１２７、４２７、１０２７　入力端子
　１２８、４２８、１０１１　出力端子
　１２９　出力グランド端子
　１３０、３３０、４３０　接続配線
　１３１　ソース端子
　１３２　ドレイン端子
　１３３　スイッチング素子
　１３４　ゲート端子
　３１５、４１５、７１５　カバーグランド配線
　３１６、４１６、７１６、８１６　カバー基板
　３２３、４２３、７２３、８２３　スリット
　３２４、４２４、７２４、８２４　スリット
　３２５、４２５　スリット
　３２６、４２６、７２６、８２６　スリット
　４０５　送信側共鳴反射器
　４０６　受信側共鳴反射器
　４１８　絶縁パターン
　４１９　第一の裏面グランド配線
　４２０、７２０、８２０　コプレーナグランド配線
　４２０ａ　送信側コプレーナグランド配線
　４２０ｂ　受信側コプレーナグランド配線
　４３９　第二の裏面グランド配線
　４５１、４５２、７５１、７５２　部分
　１０００　送信回路
　１０４１　送信回路チップ
　１０４２　受信回路チップ
　１０４３　送信チップ
　１０４４　受信チップ
　１０４５　送信スパイラルインダクタ
　１０４６　受信スパイラルインダクタ
　１０４７　ワイヤ
　２０００　受信回路

Claims (16)

  1. 　第一の共鳴配線及び第二の共鳴配線間において高周波信号を非接触で伝送する電磁共鳴結合器であって、
    　伝送基板と、
    　前記伝送基板に対向して設けられた反射基板とを備え、
    　前記伝送基板上には、
    　周回形状の一部が第一の開放部によって開放された形状の前記第一の共鳴配線と、
    　前記第一の共鳴配線に接続された第一の入出力配線と、
    　前記第一の共鳴配線の内側に設けられた、周回形状の一部が第二の開放部によって開放された形状の前記第二の共鳴配線と、
    　前記第二の共鳴配線に接続された第二の入出力配線とが設けられ、
    　前記反射基板上には、周回形状の一部が第三の開放部によって開放された形状の反射配線が設けられ、
    　前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、
    　前記反射配線と前記第一の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第一の開放部及び前記第三の開放部によって開放された形状であり、
    　前記反射配線と前記第二の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第二の開放部及び前記第三の開放部によって開放された形状である
    　電磁共鳴結合器。
  2. 　前記反射配線は、前記第三の開放部として、第四の開放部及び第五の開放部を有し、
    　前記反射配線は、
    　周回形状の一部が前記第四の開放部によって開放された形状の第一の反射配線と、
    　前記第一の共鳴配線の内側に設けられた、周回形状の一部が前記第五の開放部によって開放された形状の第二の反射配線と、
    　前記第一の反射配線と前記第二の反射配線とを接続する接続配線とからなり、
    　前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、
    　前記第一の反射配線と前記第一の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第一の開放部及び前記第四の開放部によって開放された形状であり、
    　前記第二の反射配線と前記第二の共鳴配線とが重なる部分の形状は、周回形状が前記第二の開放部及び前記第五の開放部によって開放された形状である
    　請求項１に記載の電磁共鳴結合器。
  3. 　前記第二の共鳴配線の配線幅は、前記第一の共鳴配線の配線幅よりも短い
    　請求項１または２に記載の電磁共鳴結合器。
  4. 　前記第二の反射配線の配線幅は、前記第一の反射配線の配線幅よりも短い
    　請求項２または３に記載の電磁共鳴結合器。
  5. 　前記第一の反射配線は、前記第一の共鳴配線と同一の配線幅、及び同一の形状であり、
    　前記第二の反射配線は、前記第二の共鳴配線と同一の配線幅、及び同一の形状であり、
    　前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、
    　前記第一の反射配線の輪郭と前記第一の共鳴配線の輪郭とは一致し、
    　前記第二の反射配線の輪郭と前記第二の共鳴配線の輪郭とは一致している
    　請求項２から４のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  6. 　前記伝送基板の主面に垂直な方向における、前記第一の共鳴配線及び前記第二の共鳴配線と、前記反射配線との距離は、前記高周波信号の波長の２分の１以下である
    　請求項１から５のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  7. 　前記第一の共鳴配線、前記第二の共鳴配線、前記第一の反射配線、及び前記第二の反射配線の輪郭は、円形、または矩形である
    　請求項２から６のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  8. 　さらに、前記反射基板に対向して設けられたカバー基板を備え、
    　前記カバー基板の前記反射基板と対向しない側の面には、前記高周波信号の基準電位を表すカバーグランド配線が設けられている
    　請求項１から７のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  9. 　前記伝送基板上の、前記第二の共鳴配線、前記第一の入出力配線、及び前記第二の入出力配線の周辺には、前記高周波信号の基準電位を表すコプレーナグランド配線が設けられている
    　請求項１から８のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  10. 　前記コプレーナグランド配線は、
    　前記第一の入出力配線に沿って設けられた第一コプレーナグランド配線と、
    　前記第一コプレーナグランド配線と絶縁された、前記第二の入出力配線に沿って設けられた第二コプレーナグランド配線とからなる
    　請求項９に記載の電磁共鳴結合器。
  11. 　前記伝送基板の前記第一の共鳴配線が形成されていない側の面である裏面には、前記高周波信号の基準電位を表す裏面グランド配線が設けられている
    　請求項１から１０のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  12. 　前記裏面グランド配線は、
    　前記伝送基板の主面に垂直な方向から見た場合に、
    　前記第二の共鳴配線、及び前記第二の入出力配線の輪郭よりも外側の領域である第一の裏面グランド配線と、
    　前記第二の共鳴配線、及び前記第二の入出力配線の輪郭によって囲まれた領域である第二の裏面グランド配線とからなり、
    　前記第一の裏面グランド配線と、前記第二の裏面グランド配線とは、前記第二の共鳴配線、及び前記第二の入出力配線の輪郭に沿って設けられた絶縁パターンによって絶縁されている
    　請求項１１に記載の電磁共鳴結合器。
  13. 　前記伝送基板上には、さらに、
    　制御信号を前記高周波信号によって変調する送信回路と、
    　前記制御信号を復調する受信回路とが形成され、
    　前記第一の共鳴配線、及び前記第二の共鳴配線間においては、変調された前記制御信号が伝送される
    　請求項１から１２のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
  14. 　前記送信回路は、
    　前記高周波信号を出力する発振器と、
    　前記発振器が出力した前記高周波信号、及び前記制御信号を混合することによって前記制御信号を前記高周波信号によって変調する信号混合器とを備え、
    　前記受信回路は、ダイオード及びキャパシタによって、変調された前記制御信号を復調する
    　請求項１３に記載の電磁共鳴結合器。
  15. 　前記伝送基板上には、さらに、前記受信回路によって復調された前記制御信号によってオンまたはオフされるスイッチング素子が形成されている
    　請求項１３または１４に記載の電磁共鳴結合器。
  16. 　前記伝送基板は、窒化物半導体基板、または、窒化物半導体が形成された基板である
    　請求項１から１５のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器。
PCT/JP2012/003057 2011-05-11 2012-05-10 電磁共鳴結合器 WO2012153531A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012553892A JP5214072B1 (ja) 2011-05-11 2012-05-10 電磁共鳴結合器
CN201280003591.7A CN103201898B (zh) 2011-05-11 2012-05-10 电磁共振耦合器
US13/794,932 US9224534B2 (en) 2011-05-11 2013-03-12 Electromagnetic resonance coupler

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011105955 2011-05-11
JP2011-105955 2011-05-11

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/794,932 Continuation US9224534B2 (en) 2011-05-11 2013-03-12 Electromagnetic resonance coupler

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012153531A1 true WO2012153531A1 (ja) 2012-11-15

Family

ID=47139018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/003057 WO2012153531A1 (ja) 2011-05-11 2012-05-10 電磁共鳴結合器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9224534B2 (ja)
JP (1) JP5214072B1 (ja)
CN (1) CN103201898B (ja)
WO (1) WO2012153531A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014171091A1 (ja) * 2013-04-18 2014-10-23 パナソニック株式会社 共鳴結合器
WO2014171125A1 (ja) * 2013-04-15 2014-10-23 パナソニック株式会社 電磁共鳴結合器及び高周波伝送装置
JP2015213304A (ja) * 2014-04-15 2015-11-26 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電磁共鳴結合器、および、伝送装置

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2924799B1 (en) 2014-03-28 2018-08-22 Thomson Licensing Filtering circuit with slot line resonators
CN103904406B (zh) * 2014-04-08 2016-05-18 国家电网公司 一种具有梯形分隔杆的3dB电桥
CN103915672B (zh) * 2014-04-08 2016-05-04 山东国恒机电配套有限公司 一种双环3dB电桥
CN103915670B (zh) * 2014-04-08 2016-05-18 国家电网公司 一种具有双环3dB电桥的同频合路器
JP6709804B2 (ja) * 2016-02-17 2020-06-17 株式会社Ｆｕｊｉ 非接触給電装置
CN107369667A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 松下电器产业株式会社 信号传送装置
WO2019151448A1 (ja) * 2018-02-05 2019-08-08 株式会社村田製作所 方向性結合器
JP6729919B1 (ja) * 2019-08-08 2020-07-29 株式会社レーザーシステム 共振装置、電力伝送装置、及び電力伝送方法
US11152975B2 (en) 2019-10-16 2021-10-19 Analog Devices International Unlimited Company High frequency galvanic isolators
CN111669171A (zh) * 2020-05-21 2020-09-15 深圳市知用电子有限公司 一种信号隔离传输装置
US11711894B1 (en) 2022-02-03 2023-07-25 Analog Devices International Unlimited Company Capacitively coupled resonators for high frequency galvanic isolators

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61107210U (ja) * 1984-12-17 1986-07-08
JP2009246810A (ja) * 2008-03-31 2009-10-22 Univ Of Tokushima 高周波信号伝送装置
WO2011034205A1 (ja) * 2009-09-16 2011-03-24 株式会社 ヨコオ 高周波結合器

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61107210A (ja) 1984-10-30 1986-05-26 Olympus Optical Co Ltd 内視鏡
JP2790180B2 (ja) * 1987-12-29 1998-08-27 株式会社村田製作所 電歪共振装置
US5045744A (en) * 1988-12-23 1991-09-03 Murata Mfg. Co. Energy-trapping-by-frequency-lowering-type piezoelectric-resonance device
JP2000134060A (ja) * 1998-10-26 2000-05-12 Murata Mfg Co Ltd エネルギー閉じ込め型圧電共振子及びエネルギー閉じ込め型圧電共振部品
JP3855116B2 (ja) 2000-03-22 2006-12-06 日本光電工業株式会社 半導体スイッチ駆動回路
EP2302850A1 (en) 2003-04-30 2011-03-30 Analog Devices, Inc. Signal isolators using micro-transformers
JP2005332962A (ja) * 2004-05-19 2005-12-02 Murata Mfg Co Ltd キャパシタ、フィルタ、デュプレクサ、および通信装置
KR100777394B1 (ko) 2006-05-17 2007-11-19 삼성전자주식회사 진폭 불균형을 개선하기 위한 온­칩 트랜스포머 밸룬
JP4835334B2 (ja) 2006-09-06 2011-12-14 国立大学法人徳島大学 高周波信号伝送装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61107210U (ja) * 1984-12-17 1986-07-08
JP2009246810A (ja) * 2008-03-31 2009-10-22 Univ Of Tokushima 高周波信号伝送装置
WO2011034205A1 (ja) * 2009-09-16 2011-03-24 株式会社 ヨコオ 高周波結合器

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014171125A1 (ja) * 2013-04-15 2014-10-23 パナソニック株式会社 電磁共鳴結合器及び高周波伝送装置
CN105190992A (zh) * 2013-04-15 2015-12-23 松下知识产权经营株式会社 电磁共振耦合器以及高频传输装置
JPWO2014171125A1 (ja) * 2013-04-15 2017-02-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電磁共鳴結合器及び高周波伝送装置
US9735456B2 (en) 2013-04-15 2017-08-15 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Electromagnetic resonant coupler and high-frequency transmission device
CN105190992B (zh) * 2013-04-15 2018-02-09 松下知识产权经营株式会社 高频传输装置
WO2014171091A1 (ja) * 2013-04-18 2014-10-23 パナソニック株式会社 共鳴結合器
CN105144319A (zh) * 2013-04-18 2015-12-09 松下知识产权经营株式会社 共振耦合器
US9698461B2 (en) 2013-04-18 2017-07-04 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Resonant coupler
JP2015213304A (ja) * 2014-04-15 2015-11-26 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電磁共鳴結合器、および、伝送装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN103201898A (zh) 2013-07-10
JP5214072B1 (ja) 2013-06-19
CN103201898B (zh) 2015-07-01
JPWO2012153531A1 (ja) 2014-07-31
US20130187477A1 (en) 2013-07-25
US9224534B2 (en) 2015-12-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5214072B1 (ja) 電磁共鳴結合器
US9093973B2 (en) Electromagnetic resonance coupler
JP6074747B2 (ja) 共鳴結合器
JP4835334B2 (ja) 高周波信号伝送装置
JP5942230B2 (ja) 電磁共鳴結合器
JP6312033B2 (ja) 共鳴結合器
US20080278256A1 (en) Rf - coupled digital isolator
JP4915747B2 (ja) 高周波信号伝送装置
JP2009130006A (ja) 半導体装置
US7973358B2 (en) Coupler structure
JP2017220927A (ja) 電磁共鳴結合器、及び、伝送装置
JP6471962B2 (ja) 共鳴結合器、伝送装置、スイッチングシステム、および、方向性結合器
WO2018179985A1 (ja) 電磁共鳴結合器、並びに、これを用いたゲート駆動回路、及び、信号伝送装置
JP2011097526A (ja) ミリ波無線装置
CN108987379A (zh) 具有集成谐波终止特征的半导体封装件
JP2015046790A (ja) 基板型アンテナ
JP2013062305A (ja) 半導体チップ及びそれを搭載した半導体装置

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2012553892

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12782339

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12782339

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1