WO2018179985A1 - 電磁共鳴結合器、並びに、これを用いたゲート駆動回路、及び、信号伝送装置 - Google Patents

電磁共鳴結合器、並びに、これを用いたゲート駆動回路、及び、信号伝送装置 Download PDF

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electromagnetic
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康史 河井
成伯 崔
榎本　真悟
昇 根来
永井　秀一
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パナソニック株式会社
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    • H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
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    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • the technology disclosed herein relates to an electromagnetic resonance coupler having a plurality of input / output terminals, a gate drive circuit using the same, and a signal transmission device.
  • a plurality of input terminals are provided on the transmission side resonance wiring
  • a plurality of output terminals are provided on the reception side resonance wiring
  • an intermediate portion of each resonance wiring is connected to the ground, whereby a plurality of electromagnetic resonance couplers are used.
  • JP 2008-067012 A International Publication No. 2015/029363 International Publication No. 2013/065238 Japanese Patent Laid-Open No. 2015-213304
  • the technology disclosed herein has been made in view of the above points, and its purpose is to provide a small electromagnetic resonance coupler in which separation between input and output terminals is ensured, and a gate driving device or a signal transmission device using the same. There is to do.
  • An electromagnetic resonance coupler is an electromagnetic resonance coupler that independently transmits a plurality of signals between a plurality of transmission lines, the first transmission line, the second transmission line, A first dielectric layer having a first transmission line provided on the front surface and a second dielectric layer provided on the back surface and the second transmission line provided spaced apart above the first dielectric layer.
  • the first transmission line includes a first resonance wiring having a circular shape having a first open portion and a second resonance wiring having a circular shape having a second open portion.
  • a first input / output wiring extending from the first resonance wiring, and a second input / output wiring extending from the second resonance wiring, and the first resonance wiring and the The second resonance wiring is provided on the surface of the first dielectric layer so as to be separated from each other, and the second transmission line
  • the first resonance wiring and the third resonance wiring are arranged so as to overlap each other in plan view, and the second resonance wiring and the fourth resonance wiring are planar.
  • a third grounding portion arranged so as to overlap with each other and provided in either the first dielectric layer or the second dielectric layer is connected to the third resonance via a third connection portion.
  • leakage of signals in the electromagnetic resonance coupler can be suppressed, signals of different electric power can be transmitted independently by one electromagnetic resonance coupler, and the quality of the transmitted signal can be maintained.
  • FIG. 1 is an exploded perspective view of an electromagnetic resonance coupler according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 2 is a plan view of the first and second transmission lines. 3 is a cross-sectional view taken along line III-III in FIG.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram of an electromagnetic resonance coupler according to a comparative example.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of the electromagnetic resonance coupler according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a simulation result of frequency dependence of transmission characteristics and separation characteristics of the electromagnetic resonance coupler according to the comparative example and the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of the gate driving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing potential changes in the half bridge circuit and the power semiconductor device in the gate drive circuit shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating output characteristics of the gate drive circuit according to the comparative example.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating output characteristics of the gate drive circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is an exploded perspective view of the electromagnetic resonance coupler according to the first modification.
  • FIG. 12 is an exploded perspective view of the electromagnetic resonance coupler according to the second modification.
  • FIG. 13 is a plan view of an electromagnetic resonance coupler according to Modification 3.
  • FIG. FIG. 14 is a plan view of the wiring structure of each layer of the electromagnetic resonance coupler shown in FIG.
  • FIG. 15 is an example of a circuit block diagram of an electromagnetic resonance coupler according to Modification 4.
  • FIG. 16 is another example of a circuit block diagram of an electromagnetic resonance coupler according to Modification 4.
  • FIG. 17 is a functional block diagram of the signal transmission apparatus according to the second embodiment.
  • An electromagnetic resonance coupler is an electromagnetic resonance coupler that independently transmits a plurality of signals between a plurality of transmission lines, the first transmission line, the second transmission line, A first dielectric layer having a first transmission line provided on the front surface and a second dielectric layer provided on the back surface and the second transmission line provided spaced apart above the first dielectric layer.
  • the first transmission line includes a first resonance wiring having a circular shape having a first open portion and a second resonance wiring having a circular shape having a second open portion.
  • a first input / output wiring extending from the first resonance wiring, and a second input / output wiring extending from the second resonance wiring, and the first resonance wiring and the The second resonance wiring is provided on the surface of the first dielectric layer so as to be separated from each other, and the second transmission line
  • the first resonance wiring and the third resonance wiring are arranged so as to overlap each other in plan view, and the second resonance wiring and the fourth resonance wiring are planar.
  • a third grounding portion arranged so as to overlap with each other and provided in either the first dielectric layer or the second dielectric layer is connected to the third resonance via a third connection portion.
  • the third grounding portion to which the third resonance wiring is grounded and the fourth grounding portion to which the fourth resonance wiring is grounded are provided separately from each other.
  • the signal can be prevented from leaking between the input / output wiring and the fourth input / output wiring.
  • a first ground portion provided in either the first dielectric layer or the second dielectric layer is connected to the first resonance wiring via a first connection portion, and the first A second ground portion provided in either the dielectric layer or the second dielectric layer may be connected to the second resonance wiring via a second connection portion.
  • the first grounding portion to which the first resonance wiring is grounded and the second grounding portion to which the second resonance wiring is grounded are also provided separately from each other. It is possible to suppress leakage of signals between the first input / output wiring and the second input / output wiring.
  • the first resonance wiring and the second resonance wiring connected to each other are connected to the fifth grounding portion provided in either the first dielectric layer or the second dielectric layer. It may be.
  • the first to fourth connection portions are preferably connected to one ends of the first to fourth resonance wirings, respectively.
  • the outlines of the first resonance wiring and the third resonance wiring substantially coincide with each other in plan view, and the outlines of the second resonance wiring and the fourth resonance wiring substantially coincide with each other in plan view. Is preferred.
  • the electromagnetic resonance coupling efficiency between the first resonance wiring and the third resonance wiring and the electromagnetic resonance coupling efficiency between the second resonance wiring and the fourth resonance wiring are increased, and the signal transmission efficiency is increased. improves.
  • a first ground line is provided on the surface of the first dielectric layer so as to surround the outlines of the first and second resonance lines, and surrounds the outlines of the third and fourth resonance lines.
  • a second ground wiring is provided on the back surface of the second dielectric layer.
  • the potentials of the first and second ground lines are stabilized, and the shielding effect on the first to fourth resonance lines is improved in the first and second transmission lines.
  • the first grounding wiring is connected to at least one of the first grounding part and the second grounding part via the fifth connection part, and the second grounding wiring is third via the sixth connection part. It is preferable to be connected to at least one of the grounding portion and the fourth grounding portion.
  • the shielding effect on the first to fourth resonance wirings is further improved.
  • a gate drive circuit is an insulated gate drive circuit that drives a semiconductor switching element, and includes a first modulated signal obtained by modulating a high-frequency signal according to an input signal, the input signal, A modulation circuit for generating a second modulated signal obtained by modulating the high-frequency signal in accordance with another different input signal, and a first electromagnetic resonance coupling for insulatingly transmitting the high-frequency signal and the first modulated signal A second electromagnetic resonance coupler that insulates and transmits the second modulated signal; and rectifies the first modulated signal that is insulated and transmitted by the first electromagnetic resonance coupler; A first rectifier circuit that generates one signal, and a second rectifier circuit that generates a second signal by rectifying the second modulated signal isolated and transmitted by the second electromagnetic resonance coupler; , The first electromagnetic resonance A third rectifier circuit that generates a charging voltage by rectifying the high-frequency signal insulated and transmitted by the combiner, a capacitor that is charged according to the charging voltage, the first signal, and the second signal An output
  • the output circuit is a half-bridge circuit in which a first switching element is disposed on a high side and a second switching element connected in series with the first switching element is disposed on a low side.
  • a rectifier circuit is connected to a control terminal of the second switching element, and the second rectifier circuit is connected to a control terminal of the first switching element.
  • the potential of the first switching element is stabilized by connecting the electromagnetic resonance coupler and the rectifier circuit independently to the first switching element in which the potential on the ground side becomes indefinite.
  • the operating characteristics of the bridge circuit can be maintained.
  • a signal transmission device receives a signal transmission unit that transmits a plurality of signals, a signal transmission unit that transmits the plurality of signals independently, and the plurality of signals transmitted independently And a signal receiving unit, wherein the signal transmission unit includes the electromagnetic resonance coupler described above.
  • FIG. 1 shows an exploded perspective view of the electromagnetic resonance coupler according to the present embodiment
  • FIG. 2 shows a plan view of the first transmission line and the second transmission line of the electromagnetic resonance coupler according to the embodiment
  • FIG. 3 is a sectional view taken along line III-III in FIG.
  • the dielectric layers 111 to 113 are not shown in FIGS.
  • the electromagnetic resonance coupler 100 includes a dielectric substrate or a substrate 110 on which three dielectric layers 111 to 113 are laminated, and a first transmission line provided on the surface of the dielectric layer 112 (first dielectric layer). 300 and a second transmission line 400 provided on the back surface of the dielectric layer 113 (second dielectric layer).
  • a dielectric layer 111 is provided between the dielectric layer 112 (first dielectric layer) and the dielectric layer 113 (second dielectric layer).
  • the back surface ground 201 (first grounding portion) and 202 (second grounding portion) are provided on the back surface of the substrate 110, in this embodiment, on the back surface of the dielectric layer 112 (first dielectric layer).
  • the back grounds 201 and 202 are provided to be separated from each other in the X direction, and are separated from each other.
  • Cover grounds 501 (third grounding portion) and 502 (fourth grounding portion) are provided on the surface of the substrate 110, in this case, the surface of the dielectric layer 113 (second dielectric layer). Reference numerals 501 (third grounding portion) and 502 (fourth grounding portion) are provided apart from each other in the X direction, and are separated from each other.
  • the direction in which the cover grounds 501 and 502 are arranged is orthogonal to the X direction and the X direction, and the direction parallel to the upper surface of the substrate 110 is orthogonal to the Y direction, the X direction, and the Y direction, and a dielectric.
  • the direction in which the layers 111 to 113 are stacked may be referred to as the Z direction.
  • the side where the cover grounds 501 and 502 are arranged is “upper”, and the side where the back grounds 201 and 202 are arranged is “lower”.
  • cover grounds 501 and 502 are “uppermost layer”
  • third and fourth resonance wirings 401 and 402, which will be described later, are “second layer”
  • first and second resonance wirings 301 and 302 are “first layer”.
  • the back grounds 201 and 202 may be referred to as the “lowermost layer”.
  • the dielectric layers (dielectric substrates) 111 to 113 are, for example, sapphire substrates. In addition to this, a layer containing a polyphenylene ether resin (PPE resin) filled with a high dielectric constant inorganic filler may be used.
  • the constituent material of the dielectric layers 111 to 113 may be a material generally used for a printed circuit board, and is not limited to the above materials.
  • the first transmission line 300 is provided on the surface of the dielectric layer 112 and has a substantially rectangular first resonance wiring 301 having a first end 301a, a second end 301b, and a first open portion 301c. And a second resonance wiring 302 having a substantially rectangular shape having a first end 302a, a second end 302b, and a second opening 302c.
  • the first transmission line 300 includes a first input / output wiring (input / output terminal) 303 extending from the middle of the first resonance wiring 301 in the Y direction and toward the outside of the first resonance wiring 301; A second input / output wiring (input / output) that extends from the middle of the second resonance wiring 302 in the Y direction and toward the outside of the second resonance wiring 302 and is provided apart from the first input / output wiring 303. Terminal) 304.
  • the first end 301a and the second end 301b of the first resonance wiring 301 are spaced apart from each other in the Y direction and arranged to face each other.
  • the first end portion 302a and the second end portion 302b of the second resonance wiring 302 are arranged to be separated from each other in the Y direction and to face each other.
  • the first end portion 301a of the first resonance wiring 301 and the first end portion 302a of the second resonance wiring 302 are arranged to be separated from each other in the X direction and to face each other.
  • the second end portion 301b of the first resonance wiring 301 and the second end portion 302b of the second resonance wiring 302 are arranged to be separated from each other in the X direction and to face each other.
  • the interval between the first end 301a and the second end 301b in the Y direction corresponds to the first opening 301c
  • the first end 302a and the second end A distance in the Y direction from the end portion 302b corresponds to the second opening portion 302c.
  • the resonance wiring part 300A is an open portion between the first end part 301a and the first end part 302a. 305, and a circular wiring that is partially opened by providing an open portion 306 between the second end portion 301b and the second end portion 302b.
  • the second end portion 301 b of the first resonance wiring 301 and the back surface ground 201 are electrically connected via a first connection portion 203 that penetrates the dielectric layer 112.
  • the first connection portion 203 is a conductive via, and is made of a metal such as copper, for example.
  • the second end portion 302 b of the second resonance wiring 302 and the back surface ground 202 are electrically connected via a second connection portion 204 that penetrates the dielectric layer 112.
  • the second connection portion 204 is a conductive via, and is made of a metal such as copper, for example.
  • the first coplanar is spaced from the first and second resonance wirings 301 and 302 around the first and second resonance wirings 301 and 302.
  • a ground 307 (first ground wiring) is provided, and extends in the X direction between the first input / output wiring 303 and the second input / output wiring 304 while being separated from the wirings 303 and 304.
  • a second coplanar ground 308 is provided. The first and second coplanar grounds 307 and 308 are also located in the first layer.
  • the second transmission line 400 is provided on the back surface of the dielectric layer 113 (second dielectric layer), and has a substantially rectangular shape having a first end portion 401a, a second end portion 401b, and a third open portion 401c. And a fourth resonance wiring 402 having a substantially rectangular shape having a first end portion 402a, a second end portion 402b, and a fourth open portion 402c.
  • the second transmission line 400 includes a third input / output wiring (input / output terminal) 403 extending from the middle of the third resonance wiring 401 in the Y direction and toward the outside of the third resonance wiring 401.
  • a fourth input / output wiring (input / output) that extends from the middle of the fourth resonance wiring 402 in the Y direction and toward the outside of the fourth resonance wiring 402 and is spaced apart from the third input / output wiring 403. Terminal) 404.
  • the first end portion 401a and the second end portion 401b of the third resonance wiring 401 are arranged to be separated from each other in the Y direction and to face each other.
  • the first end portion 402a and the second end portion 402b of the fourth resonance wiring 402 are arranged to be separated from each other in the Y direction and to face each other.
  • the first end portion 401a of the third resonance wiring 401 and the first end portion 402a of the fourth resonance wiring 402 are arranged to be separated from each other in the X direction and to face each other.
  • the second end portion 401b of the third resonance wiring 401 and the second end portion 402b of the fourth resonance wiring 402 are arranged to be separated from each other in the X direction and to face each other.
  • the distance between the first end portion 401a and the second end portion 401b in the Y direction corresponds to the third open portion 401c.
  • the first end portion 402a and the second end portion 401b A distance in the Y direction with respect to the end portion 402b corresponds to the fourth open portion 402c.
  • the resonance wiring portion 400A has an open portion 405 between the first end portion 401a and the first end portion 402a. , And by providing an open portion 406 between the second end portion 401b and the second end portion 402b.
  • the second end portion 401 b of the third resonance wiring 401 and the cover ground 501 are electrically connected via a third connection portion 503 that penetrates the dielectric layer 113.
  • the third connection portion 503 is a conductive via, and is made of a metal such as copper, for example.
  • the second end portion 402 b of the fourth resonance wiring 402 and the cover ground 502 are electrically connected via a fourth connection portion 504 that penetrates the dielectric layer 113.
  • the fourth connection portion 504 is a conductive via, and is made of a metal such as copper, for example.
  • the third coplanar is separated from the third and fourth resonance wirings 401 and 402 around the third and fourth resonance wirings 401 and 402.
  • a ground 407 (second grounding wiring) is provided, and extends in the X direction between the third input / output wiring 403 and the fourth input / output wiring 404 while being separated from the wirings 403 and 404.
  • a fourth coplanar ground 408 is provided. Third and fourth coplanar grounds 407 and 408 are also located in the second layer.
  • the wiring length of the first resonance wiring 301 that is, the length from the first end portion 301 a to the second end portion 301 b is input to the first input / output wiring 303 or output from the first input / output wiring 303. It is set to be 1 ⁇ 4 of the wavelength (hereinafter also referred to as the operating wavelength) of the high-frequency signal (hereinafter also referred to as the transmission signal).
  • the relationship between the wiring length and the operating wavelength of the transmission signal is the same for the second to fourth resonance wirings 302, 401, and 402.
  • the contour of the first resonance wiring 301 is defined by the outermost shape that defines the area occupied by the first resonance wiring 301.
  • the electromagnetic resonance coupler 100 is operable.
  • the electromagnetic resonance coupler 100 is configured so that the contours of the first resonance wiring 301 and the third resonance wiring 401 and the contours of the second resonance wiring 302 and the fourth resonance wiring 402 coincide with each other. Work more effectively.
  • the first resonance wiring 301 and the second resonance wiring 302 are in a point-symmetric (or line-symmetric) positional relationship when viewed in plan.
  • the third resonance wiring 401 and the fourth resonance wiring 402 have a point-symmetric (or line-symmetric) positional relationship.
  • the resonance wiring part 300A and the resonance wiring part 400A have the same axis (the center points of the resonance wiring parts coincide). Further, it is preferable that the contours of the resonance wiring portion 300A and the resonance wiring portion 400A substantially coincide with each other in plan view. Further, the resonance wiring section 300A and the resonance wiring section 400A are in a point-symmetric (or line-symmetric) positional relationship. By arranging in this way, the electromagnetic resonance coupling between the first and second transmission lines 300 and 400 is strengthened, and efficient power transmission becomes possible.
  • the distance in the stacking direction between the first transmission line 300 and the second transmission line 400 is 1 ⁇ 2 or less of the operating wavelength of the transmission signal.
  • the wavelength at this time is a wavelength considering the wavelength shortening rate by the dielectric layer 111 in contact with the first and second transmission lines 300 and 400. Under such conditions, it can be said that the first transmission line 300 and the second transmission line 400 are electromagnetically coupled in the near-field region.
  • the distance in the Z direction between the first transmission line 300 and the second transmission line 400 is not limited to 1 ⁇ 2 or less of the operating wavelength.
  • the electromagnetic resonance coupler 100 can also operate when the distance in the Z direction between the first transmission line 300 and the second transmission line 400 is greater than 1 ⁇ 2 of the operating wavelength. However, the electromagnetic resonance coupler 100 operates more effectively when the distance in the Z direction between the first transmission line 300 and the second transmission line 400 is 1 ⁇ 2 or less of the operating wavelength.
  • the first to fourth resonance wirings 301, 302, 401, and 402 have a substantially rectangular shape in plan view, but are not particularly limited thereto, and may be an annular shape or another polygonal shape. Any wiring that has a circular shape and has an open portion in part may be used.
  • the transmission signal is a modulated high-frequency signal, for example, a signal having a frequency of 1 MHz or more.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram of the electromagnetic resonance coupler according to the comparative example
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of the electromagnetic resonance coupler according to the present embodiment.
  • the transmission signal input to the first input / output wiring 303 is transmitted from the first resonance wiring 301 to the first resonance wiring 301 by electromagnetic resonance coupling between the first resonance wiring 301 and the third resonance wiring 401.
  • the third resonance wiring 401 is transmitted in a non-contact manner and is output from the third input / output wiring 403.
  • the transmission signal input to the second input / output wiring 304 is coupled from the second resonance wiring 302 to the fourth resonance wiring 402 by electromagnetic resonance coupling between the second resonance wiring 302 and the fourth resonance wiring 402. Is transmitted in a non-contact manner and output from the fourth input / output wiring 404.
  • the electromagnetic resonance coupler 100 has two contactless transmission systems.
  • FIG. 4 shows a circuit block diagram of an electromagnetic resonance coupler according to the conventional configuration disclosed in Patent Document 3, for example, and the input / output system of the transmission signal is the same as the configuration shown in FIG.
  • the first and second resonance wires 311 and 312 in the first transmission line 310 are integrated wires, and an open portion (not shown) is partially provided. Have. The middle point of the first and second resonance wirings 311 and 312 is connected to the back surface ground 211 via the first connection portion 213. Further, the third and fourth resonance wirings 411 and 412 in the second transmission line 410 are also integrated, and have an open portion (not shown) in part. The middle point of the third and fourth resonance wirings 411 and 412 is connected to the cover ground 511 through the third connection portion 513.
  • first and second resonance wirings 311 and 312 are connected to a common back surface ground by a common connection portion, and the first and second resonance wirings 311 and 312 are connected to a common cover ground by a common connection portion.
  • the total wiring length of the first and second resonance wirings 311 and 312 is 1 ⁇ 2 of the wavelength of the transmission signal, and each wiring length is set to be 1 ⁇ 4 of the wavelength of the transmission signal.
  • the total wiring length of the third and fourth resonance wirings 411 and 412 is 1 ⁇ 2 of the wavelength of the transmission signal, and each wiring length is set to be 1 ⁇ 4 of the wavelength of the transmission signal.
  • the transmission signal is received via the electromagnetic resonance coupling with the first resonance wiring 311.
  • Current flowing from the third resonance wiring 411 to the cover ground 511 via the third connection portion 513 increases. Since the cover ground 511 is also connected to the fourth resonance wiring 412, a signal due to this current leaks to the fourth input / output wiring 414 via the third connection portion 513 and the fourth resonance wiring 412. Phenomenon occurs.
  • the first resonance wiring 301 and the second resonance wiring 302 are separated from each other, and the first resonance wiring 301 is connected via the first connection portion 203.
  • the back surface ground 201 connected to the back surface ground 202 and the back surface ground 202 connected to the second resonance wiring 302 via the second connection portion 204 are separated. Therefore, even when a high-power transmission signal is input to the first input / output wiring 303 and current flows from the third resonance wiring 401 that receives this signal to the cover ground 501 through the third connection portion 503, Current does not flow into the cover ground 502 at the shortest distance, and leakage of signals to the fourth input / output wiring 404 can be suppressed.
  • FIG. 6 shows the simulation results of the frequency dependence of the transmission characteristics and the separation characteristics of the electromagnetic resonance coupler according to the comparative example and this embodiment.
  • the electromagnetic resonance coupler according to the comparative example and the present embodiment is designed so that the insertion loss indicating the transmission characteristics is maximized when the frequency is 2.4 GHz.
  • the insertion loss at 2.4 GHz is the same value as 1.0 dB. Yes.
  • the isolation showing the separation characteristics is greatly different between the two.
  • the isolation at 2.4 GHz is ⁇ 18 dB
  • the isolation is greatly improved to ⁇ 40 dB or more.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the gate driving apparatus according to the present embodiment, and FIG. 8 shows potential changes in the half bridge circuit and the power semiconductor device in the gate driving circuit shown in FIG.
  • the gate drive circuit 1000 includes a DC power supply 150 and a signal generator 3.
  • the gate drive circuit 1000 includes the high-frequency oscillation circuit 10, the modulation circuit 30, the first electromagnetic resonance coupler 100, and the second electromagnetic resonance coupler 20.
  • the gate drive circuit 1000 includes rectifier circuits 40a to 40c, a capacitor 50, a half bridge circuit 60 (output circuit), an output terminal 71, and an output reference terminal 72.
  • the gate drive circuit 1000 is an insulated gate drive circuit that drives the power semiconductor device 1 (semiconductor switching element).
  • the power semiconductor device 1 is a semiconductor switching element having a gate terminal (control terminal) connected to the output terminal 71 of the gate drive circuit 1000 and a source terminal connected to the output reference terminal 72.
  • the power semiconductor device 1 is specifically a power semiconductor device such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistors), a SiC FET (Field Effect Transistor), or a gallium nitride (GaN) transistor.
  • a load 2 is connected in series with the power semiconductor device 1. Specifically, one end of the load 2 is connected to the source terminal of the power semiconductor device 1. Further, the positive terminal of the DC power supply 160 is connected to the drain terminal of the power semiconductor device 1, and the negative terminal of the DC power supply 160 is connected to the other end of the load 2.
  • the DC power supply 150 is a power supply that supplies power for operating each of the high-frequency oscillation circuit 10 and the modulation circuit 30.
  • the DC power supply 150 is provided inside the gate drive circuit 1000, but may be provided outside the gate drive circuit 1000.
  • the signal generator 3 generates an input signal (control signal) for driving the power semiconductor device 1 and outputs it to the modulation circuit 30.
  • the signal generator 3 is composed of a logic IC, for example.
  • the input signal is a binary signal composed of a high level signal and a low level signal.
  • the signal generator 3 is provided inside the gate drive circuit 1000, but may be provided outside the gate drive circuit 1000.
  • the gate driving circuit 1000 has an input terminal (not shown) to which an input signal from the signal generator 3 is input.
  • the high frequency oscillation circuit 10 generates a high frequency signal.
  • the high-frequency oscillation circuit 10 includes at least two systems of outputs, and outputs generated high-frequency signals to the modulation circuit 30 and the first electromagnetic resonance coupler 100, respectively.
  • As the frequency of the high-frequency signal for example, 2.4 GHz and 5.8 GHz, which are ISM bands that can be used without a license for low output, are used, but other frequencies may be used.
  • the high-frequency oscillation circuit 10 is a Colpitts oscillator, a Hartley oscillator, or other oscillators that generate microwaves.
  • the high-frequency oscillation circuit 10 preferably has a frequency adjustment mechanism (not shown) in consideration of the case where the frequency of the high-frequency signal fluctuates.
  • the high-frequency signal generated by the high-frequency oscillation circuit 10 is a signal having a predetermined amplitude and a predetermined frequency in principle.
  • the high-frequency oscillation circuit 10 is provided inside the gate drive circuit 1000, but may be provided outside the gate drive circuit 1000. In this case, the gate driving circuit 1000 has an input terminal (not shown) to which a high frequency signal is input.
  • the modulation circuit 30 generates a first modulated signal obtained by modulating the high-frequency signal according to the input signal output from the signal generator 3 and outputs the first modulated signal to the first electromagnetic resonance coupler 100. Specifically, the modulation circuit 30 generates the first modulated signal by mixing the input signal and the high-frequency signal. Also, the modulation circuit 30 generates a second modulated signal obtained by modulating the high-frequency signal according to a signal different from the input signal output from the signal generator 3 and generating the first modulated signal. 2 to the electromagnetic resonance coupler 20. Specifically, the modulation circuit 30 generates a second modulated signal by mixing a signal obtained by inverting the input signal from the signal generator 3 and a high-frequency signal from the high-frequency oscillation circuit 10. The first modulated signal and the second modulated signal are output while maintaining a complementary relationship, but these signal waveforms can be adjusted according to driving conditions.
  • the modulation circuit 30 is a so-called differential mixer (mixing circuit).
  • the differential mixer is suitable for the gate drive circuit 1000 because it can modulate a high-frequency signal with low loss and can include a plurality of input / output terminals.
  • the modulation circuit 30 may be a switch circuit. When a switch circuit is used as the modulation circuit, the high-frequency signal is switched by switching whether to output the high-frequency signal to the first electromagnetic resonance coupler 100 or the second electromagnetic resonance coupler 20 in accordance with the input signal. A first modulated signal obtained by modulating the signal and a second modulated signal obtained by modulating the high-frequency signal are generated.
  • the input signal is, for example, a complementary signal.
  • Such a signal is realized by the signal generator 3 constituted by a logic IC manufactured using Si-CMOS or a compound semiconductor.
  • the input signal may be a PWM signal whose duty is not constant, for example.
  • a switch circuit is used as the modulation circuit 30
  • the isolation between the output terminals of the modulation circuit 30 is improved.
  • a matching circuit such as an inductor is unnecessary, the size of the gate drive circuit 1000 can be reduced.
  • the first electromagnetic resonance coupler 100 has the same configuration as that shown in FIGS. 1 to 3 and FIG. 5, and a high frequency signal input to the first input / output wiring 303 from the high frequency oscillation circuit 10 is generated by electromagnetic resonance coupling.
  • the first resonance wiring 301 is insulation-transmitted from the first resonance wiring 301 to the third resonance wiring 401 and is output from the third input / output wiring 403.
  • the first modulated signal input from the modulation circuit 30 to the second input / output wiring 304 is insulated and transmitted from the second resonance wiring 302 to the fourth resonance wiring 402 in a non-contact manner by electromagnetic resonance coupling. Output from the fourth input / output wiring 404.
  • the second electromagnetic resonance coupler 20 has substantially rectangular resonance wirings 21 and 22 each having one end connected to a back surface ground (not shown) and partly open.
  • the second modulated signal input to the input wiring (not shown) of the second electromagnetic resonance coupler 20 is insulated and transmitted from the resonance wiring 21 to the resonance wiring 22 in a non-contact manner by electromagnetic resonance coupling, and output wiring (FIG. (Not shown).
  • the length of each of the resonance wires 21 and 22 is set to 1 ⁇ 4 of the wavelength of the transmission signal.
  • the rectifier circuit 40c (third rectifier circuit) includes a diode 41, an inductor 42, and a capacitor 43.
  • the third input / output wiring 403 of the first electromagnetic resonance coupler 100 is connected to a connection point between one end of the inductor 42 and the cathode of the diode 41, and a high frequency signal is input.
  • This high frequency signal is a high frequency signal transmitted from the high frequency oscillation circuit 10 via the first electromagnetic resonance coupler 100.
  • the input high frequency signal is rectified by the rectifier circuit 40 c and output as a third signal from the connection point between the inductor 42 and the capacitor 43.
  • the output third signal charges the capacitor 50.
  • the capacitor 50 functions as a power source that supplies driving power for the half-bridge circuit 60 described later. Further, as the power of the high frequency signal for charging the capacitor 50, for example, a relatively large power of 20 dBm or more is required.
  • the internal circuit configuration is the same as that of the rectifier circuit 40c (third rectifier circuit).
  • the fourth input / output wiring 404 of the first electromagnetic resonance coupler 100 is connected to the rectifier circuit 40a (first rectifier circuit), and the first modulated signal is input to the rectifier circuit 40a (first rectifier circuit).
  • the first signal is rectified in the circuit) and input to the gate terminal (control terminal) of the transistor 62 (second switching element) of the half-bridge circuit 60 (output circuit).
  • the second modulated signal is input from the second electromagnetic resonance coupler 20 to the rectifier circuit 40b (second rectifier circuit) and rectified in the rectifier circuit 40b (second rectifier circuit) as a second signal.
  • the signal is input to the gate terminal (control terminal) of the transistor 61 (first switching element) of the half bridge circuit 60 (output circuit).
  • the output terminals of the rectifier circuits 40a to 40c are adjusted by the inductor 42 and the capacitor 43 so as to be short-circuited at a high frequency. Accordingly, signals input from the input terminals of the rectifier circuits 40a to 40c are reflected near the output terminals of the rectifier circuits 40a to 40c, respectively. Therefore, the signal amplitude (voltage value) at the input terminals of the rectifier circuits 40a to 40c is approximately twice the signal amplitude (voltage value) input from the first and second electromagnetic resonance couplers 100 and 20. With such a configuration, it is possible to rectify a high frequency with a single diode 41 in the rectifier circuits 40a to 40c with high efficiency.
  • the rectifier circuits 40a to 40c can perform high-efficiency rectification as long as the output terminals of the rectifier circuits 40a to 40c function as a low-pass filter having a predetermined frequency, even if the output terminals are not accurately short-circuited at high frequencies.
  • the half bridge circuit 60 (output circuit) includes a transistor 61 (first switching element) and a transistor 62 (second switching element).
  • the transistor 61 supplies the charge charged in the capacitor 50 to the gate terminal (control terminal) of the power semiconductor device 1 in accordance with the second signal output from the rectifier circuit 40b.
  • the transistor 62 extracts the charge of the gate terminal of the power semiconductor device 1 in accordance with the first signal output from the rectifier circuit 40a. That is, the half bridge circuit 60 selects whether or not to supply the electric charge charged in the capacitor 50, that is, the driving power, to the gate terminal (control terminal) of the power semiconductor device 1 in accordance with the input signal.
  • the second electromagnetic resonance coupler 20 connected to the transistor 61 and the first electromagnetic resonance coupler 100 connected to the transistor 62 are separately provided.
  • the output characteristics of the gate drive circuit 1000 are not greatly affected, for example, the transistor from the first electromagnetic resonance coupler 100 through the rectifier circuit 40a.
  • the first signal may be input to 61, and the second signal may be input to the transistor 62 from the second electromagnetic resonance coupler 20 via the rectifier circuit 40b.
  • the second signal is input from the rectifier circuit 40b to the gate terminal (control terminal) of the transistor 61 (first switching element), and the gate terminal (control) of the transistor 62 (second switching element).
  • the capacitor 50 is charged.
  • the transistor 61 is in the off state, no current is supplied to the power semiconductor device 1 and the power semiconductor device 1 is not conducted.
  • an insulated gate driving circuit using a microwave driving technique is composed of a transmission circuit, a reception circuit, and an electromagnetic resonance coupler.
  • an electromagnetic resonance coupler used for transmitting a gate drive signal and an input signal to a charging capacitor may be shared. At this time, if each signal is to be transmitted independently, for example, an electromagnetic resonance coupler having a plurality of input / output terminals as disclosed in Patent Document 3 may be used.
  • the electromagnetic resonance coupler if the signal separation between the input / output terminals (wiring) is insufficient, the signal may leak to an unintended terminal when the power of the high-frequency signal on the transmission side increases. It was. Further, not only the above gate drive circuit but also a signal of a plurality of systems using an electromagnetic resonance coupler having a plurality of input / output terminals may be leaked to an unintended terminal similarly. .
  • FIG. 9 shows the output characteristics of the gate drive circuit according to the comparative example
  • FIG. 10 shows the output characteristics of the gate drive circuit according to the present embodiment.
  • the gate drive circuit according to the comparative example is the same as the configuration shown in FIG. 7 except that the electromagnetic resonance coupler 101 shown in FIG. 4 is used as the first electromagnetic resonance coupler. Is omitted.
  • the peak source current IOH that flows through the transistor 61 located on the high side of the half bridge circuit 60 and is output to the output terminal 71 of the gate drive circuit 1000 is
  • the peak sink current IOL that flows from the output terminal 71 to the transistor 62 positioned on the low side is constant, while the voltage applied to the gate terminal of the transistor 62 is constant. It was found that the voltage, in this case, was saturated at about 1.5 V or more, and a problem occurred that the charge of the gate terminal of the power semiconductor device 1 could not be sufficiently extracted.
  • the inventors of the present application analyzed the cause, and because the leakage of the signal that occurs in the first electromagnetic resonance coupler 100 causes a voltage of about ⁇ 1 V to be superimposed on the gate terminal when the transistor 62 is turned on. It turned out.
  • both the peak source current IOH and the peak sink current IOL increase linearly with respect to the voltage applied to the gate terminals of the transistors 61 and 62.
  • the above problems have been resolved. This is because in the first electromagnetic resonance coupler 100, unintentional signal leakage into the input / output wiring is sufficiently suppressed.
  • the first resonance wiring 301 and the second resonance wiring 302 that are provided apart from each other are respectively connected via the first connection portion 203 and the second connection portion 204.
  • the back surface ground 201 and the back surface ground 202 are separated from each other.
  • the third resonance wiring 401 and the fourth resonance wiring 402 that are provided apart from each other are separated from each other through the third connection portion 503 and the fourth connection portion 504, respectively.
  • Connected to cover ground 502. As a result, a high-power transmission signal is input to the first input / output wiring 303 of the first resonance wiring 301, and the third resonance wiring 401 that receives this signal covers the third connection section 503 through the third connection portion 503. Even if a current flows into the ground 501, this current can be prevented from flowing into the cover ground 502 at the shortest distance, and leakage of signals to the fourth input / output wiring 404 of the fourth resonance wiring 402 can be suppressed. .
  • the output current characteristics of the insulated gate driving circuit 1000 are improved.
  • the use of the electromagnetic resonance coupler 100 that outputs a plurality of signals allows the insulated gate drive circuit 1000 to be reduced in size.
  • FIG. 11 is an exploded perspective view of an electromagnetic resonance coupler according to this modification.
  • the dielectric layers 111 to 113 are not shown in FIG.
  • the second end 301 b of the first resonance wiring 301 and the second end of the second resonance wiring 302 are used. This is different in that the first resonance wiring 301 and the second resonance wiring 302 are integrated with each other by being connected to the portion 302b. That is, when the first resonance wiring 301 and the second resonance wiring 302 are viewed as one resonance wiring section 300A, the resonance wiring section 300A is partially provided by providing an open portion 305 between both end portions 301a and 302a. Is an open circuit wiring.
  • the back surface ground 201 and the back surface ground 202 are connected to each other to form a back surface ground 205 (fifth grounding portion) provided on the entire back surface of the dielectric layer 112 (first dielectric layer).
  • the resonance wiring portion 300A and the back surface ground 205 are connected via a first connection portion 203 that penetrates the dielectric layer 112 (first dielectric layer).
  • the first connection portion 203 is connected to a substantially middle point of the resonance wiring portion 300A in plan view, and the wiring length from the first end portion 301a of the resonance wiring portion 300A to the first connection portion 203 and
  • the wiring length from the second end 302a of the resonance wiring section 300A to the first connection section 203 is set to be 1 ⁇ 4 of the operating wavelength of the transmission signal.
  • the inventors of the present application mainly cause signal leakage between input / output wirings corresponding to output portions of transmission signals. I found out.
  • the third and fourth input / output wirings 403 and 404 are used as transmission signal output wirings, it is understood that signal leakage is small between the first and second input / output wirings 303 and 304 corresponding to the input wiring. It was. Therefore, as shown in FIG. 12, the grounds connected to the first and second resonance wirings 301 and 302 provided with the first and second input / output wirings 303 and 304 are integrated into a back surface ground 205, respectively.
  • the first resonance wiring 301 and the second resonance wiring 302 can be integrated into a resonance wiring section 300A.
  • the resonance wiring part 300 ⁇ / b> A and the back surface ground 205 may be connected by the second connection part 204, or may be connected by both the first connection part 203 and the second connection part 204.
  • the cover grounds 501 and 502 connected to the third and fourth resonance wirings 401 and 402, respectively, are integrated,
  • the third resonance wiring 401 and the fourth resonance wiring 402 are defined as a resonance wiring section 400A integrated with each other.
  • the integrated cover ground and the resonance wiring part 400 ⁇ / b> A are connected by the third connection part 503.
  • the cover ground integrated with the resonance wiring portion 400A may be connected by the fourth connection portion 504, or may be connected by both the third connection portion 503 and the fourth connection portion 504. Also good.
  • FIG. 12 is an exploded perspective view of the electromagnetic resonance coupler according to this modification.
  • the dielectric layers 111 to 113 are not shown in FIG.
  • the first coplanar provided surrounding the first and second resonance wirings 301 and 302.
  • the difference lies in that the ground 307 (first ground wiring) and the back grounds 201 and 202 are connected via the fifth connecting portions 206, 206.
  • a third coplanar ground 407 (second ground wiring) and cover grounds 501 and 502 provided surrounding the third and fourth resonance wirings 401 and 402 are respectively connected to sixth connection portions 506, 506. .. Different in that they are connected via.
  • the first coplanar ground 307 is separated from the first and second resonance wirings 301 and 302.
  • the third coplanar ground 407 is separated from the third and fourth resonance wirings 401 and 402.
  • the potential of the first coplanar ground 307 is the reference potential (ground potential) in the first transmission line 300 for both the potentials of the back grounds 201 and 202.
  • the potential of the third coplanar ground 407 is the reference potential (ground potential) in the second transmission line 400 together with the potentials of the cover grounds 501 and 502.
  • the first coplanar ground 307 is connected to the back grounds 201, 202 via the fifth connection portions 206, 206,. Potential stabilizes. This improves the shielding effect against disturbance electromagnetic waves and the like for the first and second resonance wirings 301 and 302.
  • the potential of the third coplanar ground 407 is stabilized by connecting the third coplanar ground 407 and the cover grounds 501 and 502 via the sixth connecting portions 506, 506. This improves the shielding effect against disturbance electromagnetic waves and the like for the third and fourth resonance wirings 401 and 402.
  • the degree of electromagnetic field concentration is greatest in the vicinity of the connecting portions 203, 204, 503, and 504.
  • the back grounds 201 and 202 that are connected to these and are reference potential surfaces, and covers Since the grounds 501 and 502 are separated from each other at least on the same plane, signal leakage does not occur.
  • FIG. 13 is a plan view of an electromagnetic resonance coupler according to this modification
  • FIG. 14 is a plan view of a wiring structure of each layer of the electromagnetic resonance coupler shown in FIG.
  • the dielectric layers 111 to 113 are not shown in FIGS.
  • illustration of the back grounds 201, 202, and 207 and the cover grounds 501, 502, and 505 is omitted.
  • the electromagnetic resonance coupler 104 shown in FIG. 13 has a configuration in which the electromagnetic resonance coupler 20 and the electromagnetic resonance coupler 100 in the gate drive circuit 1000 shown in FIG. 7 are provided on the same substrate (dielectric layer).
  • the electromagnetic resonance coupler 20 is provided on the back surface of the dielectric layer 112 (first dielectric layer), the back surface ground 207 positioned on the lowermost layer, and the resonance wiring positioned on the front surface and positioned on the first layer. 21 and a coplanar ground 23, and a connecting portion 208 that penetrates the dielectric layer 112 (first dielectric layer) and connects the back surface ground 207 and the resonance wiring 21.
  • the electromagnetic resonance coupler 20 is located on the top surface of the dielectric layer 113 (second dielectric layer), the cover ground 505 located on the uppermost layer, and located on the second layer provided on the back surface.
  • the wiring structure of the electromagnetic resonance coupler 100 is the same as that shown in FIG. 12, but both the electromagnetic resonance couplers 20 and 100 have an input terminal (input wiring) on the left side in the X direction and an output terminal (output wiring) on X. They are arranged together on the right side of the direction.
  • the back surface ground 207 of the electromagnetic resonance coupler 20 and the back surface ground 202 of the electromagnetic resonance coupler 100 are connected to each other and integrated. For example, when the power of the signal input to the second input / output wiring 304 is small, it can be almost ignored that the signal leaks to the electromagnetic resonance coupler 20 on the input side. Can be Note that the back surface ground 207 and the back surface ground 202 may be separated from each other.
  • the electromagnetic resonance coupler 100 and the electromagnetic resonance coupler 20 on the same substrate, it is possible to reduce the size of the electromagnetic resonance coupler while suppressing leakage of signals between the terminals. In addition, good input / output characteristics can be obtained for the transmission signal.
  • FIG. 15 shows an example of a circuit block diagram of an electromagnetic resonance coupler according to this modification
  • FIG. 16 shows another example.
  • the cover ground 501 (third grounding portion) and 502 (fourth grounding portion) may be provided on the back surface of the dielectric layer 112 (first dielectric layer).
  • the third and fourth connection portions 503 and 504 pass through the dielectric layers 111 and 112 and are connected to the cover grounds 501 and 502, respectively.
  • the back surface grounds 201 and 202 and the cover grounds 501 and 502 are separated from each other.
  • the back grounds 201 and 202 may be connected to each other to form the back ground 205 shown in FIG.
  • the grounds connected to the input / output wirings on the output side are separated from each other.
  • Four of the back grounds 201 and 202 and the cover grounds 501 and 502 may be provided on the surface of the dielectric layer 113 (second dielectric layer).
  • the first and second connection portions 203 and 204 pass through the dielectric layers 111 and 113 and are connected to the back grounds 201 and 202, respectively.
  • the back grounds 201 and 202 may be connected to each other to form the back ground 205 shown in FIG.
  • the 0th layer may be provided as a wiring layer in the dielectric layer 112 (first dielectric layer), and the back surface ground 202 may be arranged in the 0th layer. Similarly, the back surface ground 201 may be arranged on the 0th layer.
  • a third layer may be provided as a wiring layer in the dielectric layer 113 (second dielectric layer), and at least one of the cover grounds 501 and 502 may be disposed on the third layer. .
  • the back grounds 201 and 202 and the cover grounds 501 and 502 include the dielectric layer 112 (first dielectric layer) or the dielectric layer 113 (second dielectric layer).
  • the grounding portions connected to the two resonance wirings provided on at least one of the first and second transmission lines 300 and 400 may be separated from each other.
  • FIG. 17 is a functional block diagram of the signal transmission device according to the present embodiment.
  • the signal transmission unit 2100 transmits a plurality of independent signals to the signal transmission unit 2200.
  • the signal transmission unit 2200 includes, for example, the electromagnetic resonance coupler 100 shown in the first embodiment, and insulates and transmits the signal transmitted from the signal transmission unit 2100 toward the signal reception unit 2200.
  • the signal receiving unit 2200 receives the signal that is isolated and transmitted from the signal transmission unit 2200.
  • the electromagnetic resonance coupler included in the signal transmission unit 2200 is not limited to the electromagnetic resonance coupler 100 shown in the first embodiment.
  • the plurality of signals transmitted from the signal transmission unit 2100 may be transmitted at the same time or transmitted at different times.
  • the circuit configurations described in the first and second embodiments, including modifications, are examples.
  • Another circuit configuration capable of realizing the functions described in the first and second embodiments may be used.
  • the present disclosure also includes an element such as a switching element (transistor), a resistor element, or a capacitor element connected in series or in parallel to a certain element within a range in which the same function as the above circuit configuration can be realized.
  • the term “connected” in the above embodiment is not limited to the case where two terminals (nodes) are directly connected, and the two terminals (nodes) can be realized within a range where a similar function can be realized. ) Is connected via an element.
  • the electromagnetic resonance coupler and the transmission device have been described based on the embodiment, but the present disclosure is not limited to this embodiment. Unless it deviates from the gist of the present disclosure, various modifications conceived by those skilled in the art and forms constructed by combining components in different embodiments are also within the scope of one or more aspects. May be included.
  • the electromagnetic resonance coupler of the present disclosure has good signal separation characteristics between terminals, and can be applied to, for example, an insulated gate drive circuit used in a motor drive circuit or the like.

Landscapes

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Abstract

電磁共鳴結合器（１００）は、誘電体層（１１２）の表面に第１の伝送線路（３００）と、誘電体層（１１３）の裏面に第２の伝送線路（４００）と、を備えている。第１の伝送線路（３００）は、共鳴配線（３０１，３０２）と、入出力配線（３０３，３０４）とを有している。第２の伝送線路（４００）は、共鳴配線（４０１，４０２）と、入出力配線（４０３，４０４）とを有している。互いに分離されたカバーグラウンド（５０１，５０２）が誘電体層（１１３）の表面または誘電体層（１１２）の裏面に設けられている。接続部（５０３）を介して共鳴配線（３０１）とカバーグラウンド（５０１）とが接続され、接続部（５０４）を介して共鳴配線（４０２）とカバーグラウンド（５０２）とが接続されている。

Description

電磁共鳴結合器、並びに、これを用いたゲート駆動回路、及び、信号伝送装置
　ここに開示する技術は、複数の入出力端子を有する電磁共鳴結合器、並びに、これを用いたゲート駆動回路、及び、信号伝送装置に関する。
　様々な電気機器において、回路間で電気的な絶縁を確保しながら、信号を伝送する要望がある。電気信号と電力とを同時に絶縁伝送することができる伝送方式として、電磁共鳴結合器を用いたマイクロ波駆動技術（Ｄｒｉｖｅ－ｂｙ－Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この技術は、例えば、入力側と出力側とが絶縁された絶縁ゲート駆動回路等に応用される（例えば、特許文献２参照）。
　また、送信側共鳴配線に複数の入力端子を、受信側共鳴配線に複数の出力端子をそれぞれ設け、各々の共鳴配線の中間部をグラウンドに接続することにより、１つの電磁共鳴結合器で複数の信号を分離して送受信できる技術が提案されている（例えば、特許文献３，４参照）。
特開２００８－０６７０１２号公報 国際公開第２０１５／０２９３６３号 国際公開第２０１３／０６５２３８号 特開２０１５－２１３３０４号公報
　しかし、特許文献３や特許文献４に開示された従来の電磁共鳴結合器において、入出力端子間での分離が不十分な場合には、送信側の高周波信号の電力が大きくなると、意図しない端子に信号が漏れ込むおそれがあった。
　ここに開示する技術はかかる点に鑑みてなされたもので、その目的は入出力端子間での分離が確保された小型の電磁共鳴結合器及びこれを用いたゲート駆動装置または信号伝送装置を提供することにある。
　本開示の一態様に係る電磁共鳴結合器は、複数の伝送線路間で複数の信号を独立に伝送する電磁共鳴結合器であって、第１の伝送線路と、第２の伝送線路と、前記第１の伝送線路が表面に設けられた第１の誘電体層と、前記第２の伝送線路が裏面に設けられ、かつ該第１の誘電体層の上方に離間して設けられた第２の誘電体層と、を少なくとも備え、前記第１の伝送線路は、第１の開放部を有する周回形状の第１の共鳴配線と、第２の開放部を有する周回形状の第２の共鳴配線と、前記第１の共鳴配線から延在する第１の入出力配線と、前記第２の共鳴配線から延在する第２の入出力配線と、を有し、前記第１の共鳴配線と前記第２の共鳴配線とは前記第１の誘電体層の表面において、互いに離間して設けられており、前記第２の伝送線路は、第３の開放部を有する周回形状の第３の共鳴配線と、第４の開放部を有する周回形状の第４の共鳴配線と、前記第３の共鳴配線から延在する第３の入出力配線と、前記第４の共鳴配線から延在する第４の入出力配線と、を有し、前記第３の共鳴配線と前記第４の共鳴配線とは前記第２の誘電体層の裏面において、互いに離間して設けられており、前記第１の共鳴配線と前記第３の共鳴配線とが平面視で重なり合うように配置され、前記第２の共鳴配線と前記第４の共鳴配線とが平面視で重なり合うように配置され、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第３の接地部が、第３の接続部を介して前記第３の共鳴配線と接続され、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第４の接地部が、第４の接続部を介して前記第４の共鳴配線と接続され、該第３の接地部と該第４の接地部とは互いに分離されている。
　本開示によれば、電磁共鳴結合器内での信号の漏れ込みを抑制でき、一つの電磁共鳴結合器で異なる電力の信号をそれぞれ独立して伝送できるとともに、伝送される信号の品質を維持できる。
図１は、実施形態１に係る電磁共鳴結合器の分解斜視図である。 図２は、第１及び第２の伝送線路の平面図である。 図３は、図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線での断面図である。 図４は、比較例に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図である。 図５は、実施形態１に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図である。 図６は、比較例及び実施形態１に係る電磁共鳴結合器の伝送特性及び分離特性の周波数依存性のシミュレーション結果を示す図である。 図７は、実施形態１に係るゲート駆動装置の構成を示す回路図である。 図８は、図７に示すゲート駆動回路におけるハーフブリッジ回路及びパワー半導体デバイスでの電位変化を示す図である。 図９は、比較例に係るゲート駆動回路の出力特性を示す図である。 図１０は、実施形態１に係るゲート駆動回路の出力特性を示す図である。 図１１は、変形例１に係る電磁共鳴結合器の分解斜視図である。 図１２は、変形例２に係る電磁共鳴結合器の分解斜視図である。 図１３は、変形例３に係る電磁共鳴結合器の平面図である。 図１４は、図１３に示す電磁共鳴結合器の各層の配線構造の平面図である。 図１５は、変形例４に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図の一例である。 図１６は、変形例４に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図の別の一例である。 図１７は、実施形態２に係る信号伝送装置の機能ブロック図である。
　本開示の一態様に係る電磁共鳴結合器は、複数の伝送線路間で複数の信号を独立に伝送する電磁共鳴結合器であって、第１の伝送線路と、第２の伝送線路と、前記第１の伝送線路が表面に設けられた第１の誘電体層と、前記第２の伝送線路が裏面に設けられ、かつ該第１の誘電体層の上方に離間して設けられた第２の誘電体層と、を少なくとも備え、前記第１の伝送線路は、第１の開放部を有する周回形状の第１の共鳴配線と、第２の開放部を有する周回形状の第２の共鳴配線と、前記第１の共鳴配線から延在する第１の入出力配線と、前記第２の共鳴配線から延在する第２の入出力配線と、を有し、前記第１の共鳴配線と前記第２の共鳴配線とは前記第１の誘電体層の表面において、互いに離間して設けられており、前記第２の伝送線路は、第３の開放部を有する周回形状の第３の共鳴配線と、第４の開放部を有する周回形状の第４の共鳴配線と、前記第３の共鳴配線から延在する第３の入出力配線と、前記第４の共鳴配線から延在する第４の入出力配線と、を有し、前記第３の共鳴配線と前記第４の共鳴配線とは前記第２の誘電体層の裏面において、互いに離間して設けられており、前記第１の共鳴配線と前記第３の共鳴配線とが平面視で重なり合うように配置され、前記第２の共鳴配線と前記第４の共鳴配線とが平面視で重なり合うように配置され、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第３の接地部が、第３の接続部を介して前記第３の共鳴配線と接続され、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第４の接地部が、第４の接続部を介して前記第４の共鳴配線と接続され、該第３の接地部と該第４の接地部とは互いに分離されている。
　この構成によれば、第３の共鳴配線が接地される第３の接地部と、第４の共鳴配線が接地される第４の接地部とが互いに分離して設けられているため、第３の入出力配線と第４の入出力配線との間で信号が漏れ込むのを抑制できる。
　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第１の接地部が、第１の接続部を介して前記第１の共鳴配線と接続され、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第２の接地部が、第２の接続部を介して前記第２の共鳴配線と接続されていてもよい。
　この構成によれば、第１の共鳴配線が接地される第１の接地部と、第２の共鳴配線が接地される第２の接地部とについても互いに分離して設けられているため、第１の入出力配線と第２の入出力配線との間で信号が漏れ込むのを抑制できる。
　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第１の接続部及び第２の接続部の少なくとも一方を介して、前記第１の誘電体層の表面で互いに接続された前記第１の共鳴配線及び前記第２の共鳴配線と、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第５の接地部とが接続されていてもよい。
　この構成によれば、入出力配線間での信号の漏れ込みを抑制するとともに、低損失で信号を伝送することができる。
　前記第１～第４の接続部は、前記第１～第４の共鳴配線の一端にそれぞれ接続されているのが好ましい。
　前記第１の共鳴配線と前記第３の共鳴配線との輪郭が平面視で略一致し、前記第２の共鳴配線と前記第４の共鳴配線との輪郭が平面視で略一致しているのが好ましい。
　この構成によれば、第１の共鳴配線と第３の共鳴配線との電磁共鳴結合効率及び第２の共鳴配線と第４の共鳴配線との電磁共鳴結合効率がそれぞれ高まり、信号の伝送効率が向上する。
　前記第１及び第２の共鳴配線の輪郭を囲むように第１の接地配線が前記第１の誘電体層の表面に設けられており、前記第３及び第４の共鳴配線の輪郭を囲むように第２の接地配線が前記第２の誘電体層の裏面に設けられているのが好ましい。
　この構成によれば、第１及び第２の接地配線の電位が安定し、第１及び第２の伝送線路において、第１～第４の共鳴配線に対する遮蔽効果が向上する。
　第５の接続部を介して前記第１の接地配線が第１の接地部及び第２の接地部の少なくとも一方に接続され、第６の接続部を介して前記第２の接地配線が第３の接地部及び第４の接地部の少なくとも一方に接続されているのが好ましい。
　この構成によれば、第１及び第２の伝送線路において、第１～第４の共鳴配線に対する遮蔽効果がさらに向上する。
　本開示の一態様に係るゲート駆動回路は、半導体スイッチング素子を駆動する絶縁型のゲート駆動回路であって、入力信号に応じて高周波信号を変調した第１の被変調信号と、前記入力信号とは異なる別の入力信号に応じて前記高周波信号を変調した第２の被変調信号とを生成する変調回路と、前記高周波信号及び前記第１の被変調信号を絶縁伝送する第１の電磁共鳴結合器と、前記第２の被変調信号を絶縁伝送する第２の電磁共鳴結合器と、前記第１の電磁共鳴結合器により絶縁伝送された前記第１の被変調信号を整流することによって、第１信号を生成する第１の整流回路と、前記第２の電磁共鳴結合器により絶縁伝送された前記第２の被変調信号を整流することによって、第２信号を生成する第２の整流回路と、前記第１の電磁共鳴結合器により絶縁伝送された前記高周波信号を整流することによって、充電用電圧を生成する第３の整流回路と、前記充電用電圧に応じて充電されるキャパシタと、前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方に応じて、前記キャパシタに充電された電荷を前記半導体スイッチング素子のゲート端子に供給するか否かを選択する出力回路と、を備え、前記第１の電磁共鳴結合器は、上記の電磁共鳴結合器であることを特徴とする。
　この構成によれば、第１の電磁共鳴結合器内で信号の漏れ込みが抑制され、半導体スイッチング素子において良好な出力特性が得られる。
　前記出力回路は、ハイサイドに第１のスイッチング素子が配置され、ローサイドに該第１のスイッチング素子と直列に接続された第２のスイッチング素子が配置されたハーフブリッジ回路であり、前記第１の整流回路が前記第２のスイッチング素子の制御端子に接続され、前記第２の整流回路が前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続されているのが好ましい。
　この構成によれば、グラウンド側の電位が不定となる第１のスイッチング素子に対し、独立に電磁共鳴結合器及び整流回路を接続することで、第１のスイッチング素子の電位を安定化させ、ハーフブリッジ回路の動作特性を維持できる。
　本開示の一態様に係る信号伝送装置は、複数の信号を送信する信号送信部と、該複数の信号をそれぞれ独立に伝送する信号伝送部と、独立に伝送された前記複数の信号を受信する信号受信部と、を備えた信号伝送装置であって、前記信号伝送部は、上記の電磁共鳴結合器を含むことを特徴とする。
　この構成によれば、電磁共鳴結合器内で端子間での信号の漏れ込みが抑制され、信号伝送装置において良好に信号を伝送できる。
　以下、本実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本開示、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものでは全くない。以下の実施形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　なお、各図は模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化される場合がある。
　（実施形態１）
　［電磁共鳴結合器の全体構造］
　図１は、本実施形態に係る電磁共鳴結合器の分解斜視図を示し、図２は本実施形態に係る電磁共鳴結合器の第１の伝送線路及び第２の伝送線路の平面図を示し、図３は図２におけるＩＩＩ－ＩＩＩ線での断面図を示す。なお、説明の便宜のために、図１、図２において誘電体層１１１～１１３の図示を省略している。
　電磁共鳴結合器１００は、誘電体基板または誘電体層１１１～１１３が３層積層された基板１１０と、誘電体層１１２（第１の誘電体層）の表面に設けられた第１の伝送線路３００と、誘電体層１１３（第２の誘電体層）の裏面に設けられた第２の伝送線路４００と、を備えている。誘電体層１１２（第１の誘電体層）と誘電体層１１３（第２の誘電体層）の間には誘電体層１１１が設けられている。
　基板１１０の裏面、本実施形態においては誘電体層１１２（第１の誘電体層）の裏面に裏面グラウンド２０１（第１の接地部），２０２（第２の接地部）が設けられており、裏面グラウンド２０１，２０２はＸ方向において互いに離間して設けられており、両者は分離されている。
　基板１１０の表面、この場合は誘電体層１１３（第２の誘電体層）の表面にカバーグラウンド５０１（第３の接地部），５０２（第４の接地部）が設けられており、カバーグラウンド５０１（第３の接地部），５０２（第４の接地部）はＸ方向において互いに離間して設けられており、両者は分離されている。
　なお、本明細書において、カバーグラウンド５０１，５０２の配置方向をＸ方向、Ｘ方向と直交し、かつ基板１１０の上面と平行な方向をＹ方向、Ｘ方向及びＹ方向と直交し、かつ誘電体層１１１～１１３が積層された方向をＺ方向と呼ぶことがあり、Ｚ方向においてカバーグラウンド５０１，５０２が配置された側を「上」、裏面グラウンド２０１，２０２が配置された側を「下」と呼ぶことがある。また、カバーグラウンド５０１，５０２を「最上層」、後述する第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２を「第２層」、第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２を「第１層」、裏面グラウンド２０１，２０２を「最下層」と呼ぶことがある。
　誘電体層（誘電体基板）１１１～１１３は、例えば、サファイア基板である。これ以外に、高誘電率無機フィラーを充填させたポリフェニレンエーテル樹脂（ＰＰＥ樹脂）を含む層であってもよい。また、誘電体層１１１～１１３の構成材料として、一般的にプリント基板に使用される材料であってもよく、上記の材料に限定されない。
　第１の伝送線路３００は、誘電体層１１２の表面に設けられ、第１端部３０１ａと第２端部３０１ｂと第１の開放部３０１ｃとを有する略矩形状の第１の共鳴配線３０１と、第１端部３０２ａと第２端部３０２ｂと第２の開放部３０２ｃとを有する略矩形状の第２の共鳴配線３０２と、を有している。また、第１の伝送線路３００は、第１の共鳴配線３０１の途中からＹ方向かつ第１の共鳴配線３０１の外側に向かって延在する第１の入出力配線（入出力端子）３０３と、第２の共鳴配線３０２の途中からＹ方向かつ第２の共鳴配線３０２の外側に向かって延在し、第１の入出力配線３０３と離間して設けられた第２の入出力配線（入出力端子）３０４と、を有している。
　第１の共鳴配線３０１の第１端部３０１ａと第２端部３０１ｂとはＹ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第２の共鳴配線３０２の第１端部３０２ａと第２端部３０２ｂとはＹ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第１の共鳴配線３０１の第１端部３０１ａと第２の共鳴配線３０２の第１端部３０２ａとはＸ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第１の共鳴配線３０１の第２端部３０１ｂと第２の共鳴配線３０２の第２端部３０２ｂとはＸ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第１の共鳴配線３０１において、第１端部３０１ａと第２端部３０１ｂとのＹ方向における間隔が第１の開放部３０１ｃにあたり、第２の共鳴配線３０２において、第１端部３０２ａと第２端部３０２ｂとのＹ方向における間隔が第２の開放部３０２ｃにあたる。
　また、第１の共鳴配線３０１と第２の共鳴配線３０２とを一つの共鳴配線部３００Ａとしてみた場合、共鳴配線部３００Ａは、第１端部３０１ａと第１端部３０２ａとの間に開放部３０５を、かつ第２端部３０１ｂと第２端部３０２ｂの間に開放部３０６をそれぞれ設けることで一部が開放された周回形状の配線である。
　第１の共鳴配線３０１の第２端部３０１ｂと裏面グラウンド２０１（第１の接地部）とは誘電体層１１２を貫通する第１の接続部２０３を介して電気的に接続されている。第１の接続部２０３は導電性を有するビアであり、例えば、銅等の金属からなる。第２の共鳴配線３０２の第２端部３０２ｂと裏面グラウンド２０２（第２の接地部）とは誘電体層１１２を貫通する第２の接続部２０４を介して電気的に接続されている。第２の接続部２０４は導電性を有するビアであり、例えば、銅等の金属からなる。
　誘電体層１１２（第１の誘電体層）の表面において、第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２の周囲に、第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２と離間して第１コプレナーグラウンド３０７（第１の接地配線）が設けられており、第１の入出力配線３０３と第２の入出力配線３０４との間に、これらの配線３０３，３０４と離間してＸ方向に延在する第２コプレナーグラウンド３０８が設けられている。第１及び第２コプレナーグラウンド３０７，３０８も第１層に位置する。
　第２の伝送線路４００は、誘電体層１１３（第２の誘電体層）の裏面に設けられ、第１端部４０１ａと第２端部４０１ｂと第３の開放部４０１ｃとを有する略矩形状の第３の共鳴配線４０１と、第１端部４０２ａと第２端部４０２ｂと第４の開放部４０２ｃとを有する略矩形状の第４の共鳴配線４０２と、を有している。また、第２の伝送線路４００は、第３の共鳴配線４０１の途中からＹ方向かつ第３の共鳴配線４０１の外側に向かって延在する第３の入出力配線（入出力端子）４０３と、第４の共鳴配線４０２の途中からＹ方向かつ第４の共鳴配線４０２の外側に向かって延在し、第３の入出力配線４０３と離間して設けられた第４の入出力配線（入出力端子）４０４と、を有している。
　第３の共鳴配線４０１の第１端部４０１ａと第２端部４０１ｂとはＹ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第４の共鳴配線４０２の第１端部４０２ａと第２端部４０２ｂとはＹ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第３の共鳴配線４０１の第１端部４０１ａと第４の共鳴配線４０２の第１端部４０２ａとはＸ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第３の共鳴配線４０１の第２端部４０１ｂと第４の共鳴配線４０２の第２端部４０２ｂとはＸ方向に離間して、かつ互いに対向して配置されている。第３の共鳴配線４０１において、第１端部４０１ａと第２端部４０１ｂとのＹ方向における間隔が第３の開放部４０１ｃにあたり、第４の共鳴配線４０２において、第１端部４０２ａと第２端部４０２ｂとのＹ方向における間隔が第４の開放部４０２ｃにあたる。
　また、第３の共鳴配線４０１と第４の共鳴配線４０２を一つの共鳴配線部４００Ａとしてみた場合、共鳴配線部４００Ａは、第１端部４０１ａと第１端部４０２ａとの間に開放部４０５を、かつ第２端部４０１ｂと第２端部４０２ｂとの間に開放部４０６をそれぞれ設けることで一部が開放された周回形状の配線である。
　第３の共鳴配線４０１の第２端部４０１ｂとカバーグラウンド５０１（第３の接地部）とは誘電体層１１３を貫通する第３の接続部５０３を介して電気的に接続されている。第３の接続部５０３は導電性を有するビアであり、例えば、銅等の金属からなる。第４の共鳴配線４０２の第２端部４０２ｂとカバーグラウンド５０２（第４の接地部）とは誘電体層１１３を貫通する第４の接続部５０４を介して電気的に接続されている。第４の接続部５０４は導電性を有するビアであり、例えば、銅等の金属からなる。
　誘電体層１１３（第２の誘電体層）の裏面において、第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２の周囲に、第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２と離間して第３コプレナーグラウンド４０７（第２の接地配線）が設けられており、第３の入出力配線４０３と第４の入出力配線４０４との間に、これらの配線４０３，４０４と離間してＸ方向に延在する第４コプレナーグラウンド４０８が設けられている。第３及び第４コプレナーグラウンド４０７，４０８も第２層に位置する。
　第１の共鳴配線３０１の配線長、すなわち第１端部３０１ａから第２端部３０１ｂまでの長さは、第１の入出力配線３０３に入力、あるいは第１の入出力配線３０３から出力される高周波信号（以下、伝送信号ともいう）の波長（以下、動作波長ともいう）の１／４になるように設定されている。配線長と伝送信号の動作波長との関係は、第２～第４の共鳴配線３０２，４０１，４０２についても同様である。
　また、基板１１０をＺ方向から見た場合、すなわち、平面視した場合に、第１の共鳴配線３０１の輪郭と第３の共鳴配線４０１の輪郭及び第２の共鳴配線３０２の輪郭と第４の共鳴配線４０２の輪郭とはそれぞれ略一致する。ここで、第１の共鳴配線３０１の輪郭とは、第１の共鳴配線３０１の占有面積を規定する最外形で定義される。
　なお、輪郭が略一致するとは、誘電体層１１１～誘電体層１１３と製造公差あるいは組立公差や、第１～第４の共鳴配線３０１，３０２，４０１，４０２の大きさのばらつきを含めて実質的に一致することを意味する。つまり、輪郭が略一致するとは、必ずしも完全に一致することを意味するわけではない。
　なお、第１の共鳴配線３０１と第３の共鳴配線４０１との輪郭が一致しない場合、あるいは第２の共鳴配線３０２の輪郭と第４の共鳴配線４０２との輪郭が一致しない場合であっても、電磁共鳴結合器１００は動作可能である。電磁共鳴結合器１００は、第１の共鳴配線３０１の輪郭と第３の共鳴配線４０１との輪郭及び第２の共鳴配線３０２の輪郭と第４の共鳴配線４０２との輪郭がそれぞれ一致する場合に、より効果的に動作する。
　また、本実施形態においては、平面視した場合に、第１の共鳴配線３０１と第２の共鳴配線３０２とは、点対称（または線対称）の位置関係にある。同様に、第３の共鳴配線４０１と第４の共鳴配線４０２とは、点対称（または線対称）の位置関係にある。
　ここで、上記の共鳴配線部３００Ａと共鳴配線部４００Ａとが同一の軸を有すること（共鳴配線部の中心点が一致すること）が好ましい。また、平面視で、共鳴配線部３００Ａと共鳴配線部４００Ａとの輪郭が略一致することが好ましい。また、共鳴配線部３００Ａと共鳴配線部４００Ａとは、点対称（または線対称）の位置関係にある。このように配置することにより第１及び第２の伝送線路３００，４００間の電磁共鳴結合を強くし、効率の良い電力伝送が可能となる。
　また、第１の伝送線路３００と第２の伝送線路４００との積層方向の距離、すなわち誘電体層１１１の厚みに相当する距離は、伝送信号の動作波長の１／２以下である。このときの波長は、第１及び第２の伝送線路３００，４００に接する誘電体層１１１による波長短縮率を考慮した波長である。このような条件では、第１の伝送線路３００と、第２の伝送線路４００とは、近傍界領域において電磁共鳴結合しているといえる。
　なお、第１の伝送線路３００と第２の伝送線路４００とのＺ方向の距離は、動作波長の１／２以下に限定されない。第１の伝送線路３００と第２の伝送線路４００とのＺ方向の距離が、動作波長の１／２より大きい場合も、電磁共鳴結合器１００は動作可能である。しかしながら、電磁共鳴結合器１００は、第１の伝送線路３００と第２の伝送線路４００とのＺ方向の距離が動作波長の１／２以下の場合に、より効果的に動作する。
　なお、第１～第４の共鳴配線３０１，３０２，４０１，４０２の形状を平面視で略矩形状としたが、特にこれに限定されず、円環状でも、別の多角形であってもよく、一部に開放部を有する周回形状の配線であればよい。
　［電磁共鳴結合器の動作］
　以下、電磁共鳴結合器１００において、第１の伝送線路３００に入力された伝送信号を第２の伝送線路４００に非接触で伝送し、第２の伝送線路４００から出力する動作について説明する。なお、伝送信号は変調された高周波信号であり、例えば、１ＭＨｚ以上の周波数の信号である。
　図４は、比較例に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図を、図５は本実施形態に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図を示す。
　図５に示すように、第１の入出力配線３０３に入力された伝送信号は、第１の共鳴配線３０１と第３の共鳴配線４０１との電磁共鳴結合により、第１の共鳴配線３０１から第３の共鳴配線４０１に非接触で伝送され、第３の入出力配線４０３から出力される。
　また、第２の入出力配線３０４に入力された伝送信号は、第２の共鳴配線３０２と第４の共鳴配線４０２との電磁共鳴結合により、第２の共鳴配線３０２から第４の共鳴配線４０２に非接触で伝送され、第４の入出力配線４０４から出力される。このように電磁共鳴結合器１００は２系統の非接触伝送系を有している。
　一方、図４は、例えば、特許文献３に開示された従来の構成に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図を示し、伝送信号の入出力系統は図５に示す構成と同様である。
　図４に示す電磁共鳴結合器１０１において、第１の伝送線路３１０中の第１及び第２の共鳴配線３１１，３１２は一体化された配線であり、一部に開放部（図示せず）を有している。第１及び第２の共鳴配線３１１，３１２の中点において、第１の接続部２１３を介して裏面グラウンド２１１に接続されている。また、第２の伝送線路４１０中の第３及び第４の共鳴配線４１１，４１２も一体化された配線であり、一部に開放部（図示せず）を有している。第３及び第４の共鳴配線４１１，４１２の中点において、第３の接続部５１３を介してカバーグラウンド５１１に接続されている。つまり、第１及び第２の共鳴配線３１１，３１２は共通の接続部によって共通の裏面グラウンドに接続され、第１及び第２の共鳴配線３１１，３１２は共通の接続部によって共通のカバーグラウンドに接続されている。なお、第１及び第２の共鳴配線３１１，３１２の配線長の合計は伝送信号の波長の１／２であり、各々の配線長は伝送信号の波長の１／４になるように設定されている。第３及び第４の共鳴配線４１１，４１２の配線長の合計は伝送信号の波長の１／２であり、各々の配線長は伝送信号の波長の１／４になるように設定されている。
　図４に示す電磁共鳴結合器１０１において、例えば、第１の入出力配線３１３に大電力の伝送信号が入力されると、第１の共鳴配線３１１との電磁共鳴結合を介して伝送信号を受信する第３の共鳴配線４１１から第３の接続部５１３を介してカバーグラウンド５１１に流れ込む電流が大きくなる。カバーグラウンド５１１は第４の共鳴配線４１２にも接続されているため、第３の接続部５１３及び第４の共鳴配線４１２を介して第４の入出力配線４１４にこの電流に起因する信号が漏れ込む現象が起きる。
　一方、図５に示す電磁共鳴結合器１００では、第１の共鳴配線３０１と第２の共鳴配線３０２とは分離されており、また、第１の接続部２０３を介して第１の共鳴配線３０１に接続される裏面グラウンド２０１と第２の接続部２０４を介して第２の共鳴配線３０２に接続される裏面グラウンド２０２とは分離されている。従って、第１の入出力配線３０３に大電力の伝送信号が入力され、この信号を受信する第３の共鳴配線４０１から第３の接続部５０３を介してカバーグラウンド５０１に電流が流れ込んでも、この電流が最短距離でカバーグラウンド５０２に流れ込むことがなく、第４の入出力配線４０４への信号の漏れ込みを抑制することができる。
　図６は、比較例及び本実施形態に係る電磁共鳴結合器の伝送特性及び分離特性の周波数依存性のシミュレーション結果を示す。なお、比較例及び本実施形態に係る電磁共鳴結合器において、周波数が２．４ＧＨｚの場合に伝送特性を示す挿入損失が最大となるように設計されている。
　図６に示すように、比較例に係る電磁共鳴結合器１０１と本実施形態に係る電磁共鳴結合器１００とで、２．４ＧＨｚでの挿入損失は、ともに１．０ｄＢと同様の値を示している。一方、２．２ＧＨｚから２．７ＧＨｚの範囲（図６中の実線間）において、分離特性を示すアイソレーションは両者で大きく異なっている。電磁共鳴結合器１０１において、２．４ＧＨｚでのアイソレーションが－１８ｄＢであるのに対して、電磁共鳴結合器１００においてはアイソレーションが－４０ｄＢ以上と大幅に分離特性が向上している。
　［ゲート駆動回路の構成及び動作特性］
　図７は、本実施形態に係るゲート駆動装置の回路図を、図８は、図７に示すゲート駆動回路におけるハーフブリッジ回路及びパワー半導体デバイスでの電位変化を示す。ゲート駆動回路１０００は、直流電源１５０と、信号発生器３とを備える。また、ゲート駆動回路１０００は、高周波発振回路１０と、変調回路３０と、第１の電磁共鳴結合器１００と、第２の電磁共鳴結合器２０とを備える。また、ゲート駆動回路１０００は、整流回路４０ａ～４０ｃと、キャパシタ５０と、ハーフブリッジ回路６０（出力回路）と、出力端子７１と、出力基準端子７２とを備える。
　ゲート駆動回路１０００は、パワー半導体デバイス１（半導体スイッチング素子）を駆動する絶縁型のゲート駆動回路である。
　パワー半導体デバイス１は、ゲート端子（制御端子）がゲート駆動回路１０００の出力端子７１に接続され、ソース端子が出力基準端子７２に接続される半導体スイッチング素子である。パワー半導体デバイス１は、具体的には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）やＳｉＣ　ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタといったパワー半導体デバイスである。パワー半導体デバイス１と直列に負荷２が接続される。具体的には、負荷２の一端がパワー半導体デバイス１のソース端子に接続される。また、直流電源１６０の正の端子は、パワー半導体デバイス１のドレイン端子に接続され、直流電源１６０の負の端子は、負荷２の他端に接続されている。
　直流電源１５０は、高周波発振回路１０および変調回路３０のそれぞれが動作するための電力を供給する電源である。なお、図７に示す構成では、直流電源１５０は、ゲート駆動回路１０００の内部に設けられているが、ゲート駆動回路１０００の外部に設けられてもよい。
　信号発生器３は、パワー半導体デバイス１を駆動するための入力信号（制御信号）を生成し、変調回路３０に出力する。信号発生器３は、例えば、ロジックＩＣからなる。入力信号は、ハイレベルの信号とローレベルの信号とからなる２値の信号である。
　なお、信号発生器３は、ゲート駆動回路１０００の内部に設けられているが、ゲート駆動回路１０００の外部に設けられてもよい。この場合、ゲート駆動回路１０００は、信号発生器３からの入力信号が入力される入力端子（図示せず）を別途有する。
　高周波発振回路１０は、高周波信号を生成する。高周波発振回路１０は、少なくとも２系統の出力を備え、変調回路３０および第１の電磁共鳴結合器１００のそれぞれに生成した高周波信号を出力する。高周波信号の周波数として、例えば、低出力であれば免許不要で使用できるＩＳＭバンドである２．４ＧＨｚ及び５．８ＧＨｚを使用しているが、その他の周波数であってもよい。高周波発振回路１０は、具体的には、コルピッツ発振器やハートレー発振器、その他、マイクロ波を発生させる発振器である。高周波発振回路１０は、高周波信号の周波数が変動した場合を考慮し、周波数調整機構（図示せず）を有していることが望ましい。なお、高周波発振回路１０が生成する高周波信号は、原則的には、所定の振幅および所定の周波数の信号である。なお、高周波発振回路１０は、ゲート駆動回路１０００の内部に設けられているが、ゲート駆動回路１０００の外部に設けられてもよい。この場合、ゲート駆動回路１０００は、高周波信号が入力される入力端子（図示せず）を別途有する。
　変調回路３０は、信号発生器３が出力する入力信号に応じて高周波信号を変調した第１の被変調信号を生成し、第１の電磁共鳴結合器１００に出力する。変調回路３０は、具体的には、上記の入力信号と高周波信号とを混合することによって第１の被変調信号を生成する。また、変調回路３０は、信号発生器３が出力し、第１の被変調信号を生成した入力信号とは別の信号に応じて高周波信号を変調した第２の被変調信号を生成し、第２の電磁共鳴結合器２０に出力する。変調回路３０は、具体的には、信号発生器３からの入力信号を反転させた信号と、高周波発振回路１０からの高周波信号とを混合することによって第２の被変調信号を生成する。第１の被変調信号と第２の被変調信号とは相補的（コンプリメンタリ）な関係を保って出力されるが、駆動条件に応じて、これらの信号波形は調整されうる。
　変調回路３０は、いわゆる、差動ミキサ（混合回路）である。差動ミキサは、高周波信号を低損失で変調可能であり、なおかつ複数の入出力端子を備えることができるため、ゲート駆動回路１０００にとって好適である。なお、変調回路３０は、スイッチ回路であってもよい。変調回路としてスイッチ回路が用いられる場合、入力信号に応じて高周波信号を第１の電磁共鳴結合器１００に出力するか第２の電磁共鳴結合器２０に出力するかを切り替えることによって、当該高周波信号を変調した第１の被変調信号および当該高周波信号を変調した第２の被変調信号を生成する。なお、この場合、入力信号は、例えば、コンプリメンタリな信号である。このような信号は、Ｓｉ－ＣＭＯＳや化合物半導体を用いて作製されたロジックＩＣによって構成された信号発生器３によって実現される。なお、入力信号は、例えば、デューティが一定でないＰＷＭ信号のようなものでも構わない。変調回路３０としてスイッチ回路が用いられる場合、変調回路３０の各出力端子間のアイソレーションが向上する。また、インダクタ等の整合回路が不要であることから、ゲート駆動回路１０００のサイズを小型にすることが可能となる。
　第１の電磁共鳴結合器１００は、図１～３及び図５に示す構成と同じであり、高周波発振回路１０から第１の入出力配線３０３に入力された高周波信号は、電磁共鳴結合により第１の共鳴配線３０１から第３の共鳴配線４０１に非接触で絶縁伝送され、第３の入出力配線４０３から出力される。また、変調回路３０から第２の入出力配線３０４に入力された第１の被変調信号は、電磁共鳴結合により第２の共鳴配線３０２から第４の共鳴配線４０２に非接触で絶縁伝送され、第４の入出力配線４０４から出力される。
　第２の電磁共鳴結合器２０は、一端がそれぞれ裏面グラウンド（図示せず）に接続され、一部に開放部を有する略矩形状の共鳴配線２１，２２を有しており、変調回路３０から第２の電磁共鳴結合器２０の入力配線（図示せず）に入力された第２の被変調信号が電磁共鳴結合により共鳴配線２１から共鳴配線２２に非接触で絶縁伝送され、出力配線（図示せず）から出力される。なお、共鳴配線２１，２２の各々の配線長は伝送信号の波長の１／４に設定されている。
　整流回路４０ｃ（第３の整流回路）は、ダイオード４１、インダクタ４２およびキャパシタ４３から構成される。整流回路４０ｃにおいて、インダクタ４２の一端とダイオード４１のカソードとの接続点に第１の電磁共鳴結合器１００の第３の入出力配線４０３が接続され、高周波信号が入力される。この高周波信号は高周波発振回路１０から第１の電磁共鳴結合器１００を介して伝送された高周波信号である。入力された高周波信号は整流回路４０ｃで整流されて、インダクタ４２とキャパシタ４３との接続点から第３信号として出力される。出力された第３信号は、キャパシタ５０を充電する。キャパシタ５０は後述するハーフブリッジ回路６０の駆動電力を供給する電源として機能する。また、キャパシタ５０を充電する高周波信号の電力として、例えば、２０ｄＢｍ以上の比較的大きな電力が必要とされる。
　一方、整流回路４０ａ（第１の整流回路），４０ｂ（第２の整流回路）において、内部の回路構成は整流回路４０ｃ（第３の整流回路）と同様である。整流回路４０ａ（第１の整流回路）には第１の電磁共鳴結合器１００の第４の入出力配線４０４が接続されて第１の被変調信号が入力され、整流回路４０ａ（第１の整流回路）内で整流されて第１信号としてハーフブリッジ回路６０（出力回路）のトランジスタ６２（第２のスイッチング素子）のゲート端子（制御端子）に入力される。整流回路４０ｂ（第２の整流回路）には第２の電磁共鳴結合器２０から第２の被変調信号が入力され、整流回路４０ｂ（第２の整流回路）内で整流されて第２信号としてハーフブリッジ回路６０（出力回路）のトランジスタ６１（第１のスイッチング素子）のゲート端子（制御端子）に入力される。
　なお、整流回路４０ａ～４０ｃの出力端子は、インダクタ４２およびキャパシタ４３によって、高周波の周波数のショート点となるように調整されている。したがって、整流回路４０ａ～４０ｃの入力端子から入力された信号は、それぞれ整流回路４０ａ～４０ｃの出力端子付近において反射される。そのため、整流回路４０ａ～４０ｃの入力端子における信号振幅（電圧値）は、第１及び第２の電磁共鳴結合器１００，２０から入力される信号振幅（電圧値）の約２倍となる。このような構成とすることで、整流回路４０ａ～４０ｃにおいて、１つのダイオード４１で高周波を高効率に整流することが可能となる。
　なお、整流回路４０ａ～４０ｃは、その出力端子が正確に高周波の周波数のショート点となっていなくとも、所定の周波数のローパスフィルターとして作用すれば、高効率な整流を行うことができる。 
　ハーフブリッジ回路６０（出力回路）は、トランジスタ６１（第１のスイッチング素子）およびトランジスタ６２（第２のスイッチング素子）から構成される。トランジスタ６１は、整流回路４０ｂから出力された第２信号に応じて、キャパシタ５０に充電された電荷を、パワー半導体デバイス１のゲート端子（制御端子）に供給する。トランジスタ６２は、整流回路４０ａから出力された第１信号に応じて、パワー半導体デバイス１のゲート端子の電荷を引き抜く。すなわち、ハーフブリッジ回路６０は、入力信号に応じて、キャパシタ５０に充電された電荷、すなわち駆動電力をパワー半導体デバイス１のゲート端子（制御端子）に供給するか否かを選択する。
　なお、ハーフブリッジ回路６０のハイサイドに位置するトランジスタ６１に対して、第１の電磁共鳴結合器１００とは別に設けられた第２の電磁共鳴結合器２０から整流回路４０ｂを介して第２信号が入力され、ローサイドに位置するトランジスタ６２に対して、第１の電磁共鳴結合器１００から整流回路４０ａを介して第１信号が入力されている。トランジスタ６１のグラウンド側の電位が不定になるため、ローサイドに位置するトランジスタ６２とハイサイドに位置するトランジスタ６１とでグラウンドを分離することが必要になるからである。本実施形態においては、トランジスタ６１に接続される第２の電磁共鳴結合器２０とトランジスタ６２に接続される第１の電磁共鳴結合器１００とが別個に分けられている。ただし、トランジスタ６１のグラウンド側の電位が不定になっても、ゲート駆動回路１０００の出力特性に大きな影響がない場合であれば、例えば、第１の電磁共鳴結合器１００から整流回路４０ａを介しトランジスタ６１に第１信号を入力し、また、第２の電磁共鳴結合器２０から整流回路４０ｂを介しトランジスタ６２に第２信号を入力してもよい。
　図８に示す期間Ｉにおいて、トランジスタ６１（第１のスイッチング素子）のゲート端子（制御端子）に整流回路４０ｂから第２信号が入力され、トランジスタ６２（第２のスイッチング素子）のゲート端子（制御端子）に第１信号が入力されない状態では、キャパシタ５０に電荷が充電されるが、トランジスタ６１がオフ状態であるため、パワー半導体デバイス１に電流は供給されず、パワー半導体デバイス１は導通しない。
　期間ＩＩにおいて、トランジスタ６１のゲート端子に第２信号が入力されず、トランジスタ６２のゲート端子に整流回路４０ａから第１信号が入力されると、キャパシタ５０に充電された電荷がパワー半導体デバイス１のゲート端子に供給され、パワー半導体デバイス１は導通し、負荷２に電流が流れる。
　期間ＩＩＩにおいて、再び、トランジスタ６１のゲート端子に整流回路４０ｂから第２信号が入力され、トランジスタ６２のゲート端子に第１信号が入力されない状態になると、再度キャパシタ５０が充電され、パワー半導体デバイス１のゲート端子に蓄積した電荷は、トランジスタ６２によって出力基準端子７２に放電され、パワー半導体デバイス１は非導通状態となり、負荷２に電流が流れなくなる。
　特許文献２に開示されるように、マイクロ波駆動技術を用いた絶縁ゲート駆動回路は、送信回路、受信回路、及び、電磁共鳴結合器から構成される。また、特許文献２の図１３等に示されるように、ゲート駆動信号と充電用キャパシタへの入力信号の送信用に用いる電磁共鳴結合器を共用する場合がある。このとき、それぞれの信号を独立に伝送しようとすると、例えば、特許文献３に開示されるような複数の入出力端子を有する電磁共鳴結合器を使用する場合がある。
　しかし、当該電磁共鳴結合器において、入出力端子（配線）間での信号分離が不十分な場合には、送信側の高周波信号の電力が大きくなると、意図しない端子に信号が漏れ込むおそれがあった。また、上記のゲート駆動回路に限らず、複数の入出力端子を有する電磁共鳴結合器を用いて複数系統の信号を伝送しようとする場合、同様に意図しない端子に信号が漏れ込むおそれがあった。
　一方、図７に示す本実施形態に係るゲート駆動回路では、高周波発振回路１０からの高周波信号の電力が大きくなった場合にも、第１の電磁共鳴結合器１００内での信号の漏れ込みが抑制され、良好な出力特性が得られる。
　図９は、比較例に係るゲート駆動回路の出力特性を示し、図１０は、本実施形態に係るゲート駆動回路の出力特性を示す。なお、比較例に係るゲート駆動回路では、第１の電磁共鳴結合器として図４に示す電磁共鳴結合器１０１を用いた以外は、図７に示す構成と同じであるため、構造や動作の説明を省略する。
　図９に示すように、比較例に係るゲート駆動回路において、ハーフブリッジ回路６０のハイサイドに位置するトランジスタ６１を流れてゲート駆動回路１０００の出力端子７１に出力されるピークソース電流ＩＯＨは、トランジスタ６１のゲート端子に印加される電圧に比例し線形に増加するのに対し、出力端子７１からローサイドに位置するトランジスタ６２に流れるピークシンク電流ＩＯＬは、トランジスタ６２のゲート端子に印加される電圧が一定電圧、この場合は約１．５Ｖ以上で飽和してしまい、パワー半導体デバイス１のゲート端子の電荷を十分に引き抜けない不具合が発生することがわかった。
　本願発明者等が、この原因を解析したところ、第１の電磁共鳴結合器１００で起こる上記の信号の漏れ込みによって、トランジスタ６２の導通時に、約－１Ｖの電圧がゲート端子に重畳されるためと判明した。
　一方、図１０に示すように、本実施形態に係るゲート駆動回路１０００においては、ピークソース電流ＩＯＨ、ピークシンク電流ＩＯＬともにトランジスタ６１，６２のゲート端子に印加される電圧に対して線形に増加し、上記の不具合が解消されている。これは、第１の電磁共鳴結合器１００において、意図しない入出力配線への信号の漏れ込みが十分に抑制されているためである。
　［効果］
　本実施形態に示す電磁共鳴結合器１００において、互いに離間して設けられた第１の共鳴配線３０１及び第２の共鳴配線３０２は、それぞれ第１の接続部２０３及び第２の接続部２０４を介して、互いに分離された裏面グラウンド２０１及び裏面グラウンド２０２に接続されている。また、互いに離間して設けられた第３の共鳴配線４０１及び第４の共鳴配線４０２は、それぞれ第３の接続部５０３及び第４の接続部５０４を介して、互いに分離されたカバーグラウンド５０１及びカバーグラウンド５０２に接続されている。このことにより、第１の共鳴配線３０１の第１の入出力配線３０３に大電力の伝送信号が入力され、この信号を受信する第３の共鳴配線４０１から第３の接続部５０３を介してカバーグラウンド５０１に電流が流れ込んでも、この電流が最短距離でカバーグラウンド５０２に流れ込むことが抑制でき、第４の共鳴配線４０２の第４の入出力配線４０４への信号の漏れ込みを抑制することができる。
　また、本実施形態に係るゲート駆動回路１０００によれば、ハーフブリッジ回路６０（出力回路）のトランジスタ６１（第１のスイッチング素子）を駆動する第１信号及びハーフブリッジ回路６０の電源となるキャパシタ５０を充電する第３信号を、複数の入出力配線３０３，３０４，４０３，４０４を有する一つの電磁共鳴結合器１００から送信できるとともに、電磁共鳴結合器１００内での高周波信号の漏れ込みが抑制され、絶縁ゲート駆動回路１０００の出力電流特性が向上する。また、複数の信号を出力する電磁共鳴結合器１００を使用することにより絶縁ゲート駆動回路１０００の小型化を実現することができる。
　＜変形例１＞
　図１１は、本変形例に係る電磁共鳴結合器の分解斜視図を示す。なお、説明の便宜のために、図１１において誘電体層１１１～１１３の図示を省略している。
　本変形例に示す電磁共鳴結合器１０２と、図１～図３に示す電磁共鳴結合器１００とでは、第１の共鳴配線３０１の第２端部３０１ｂと第２の共鳴配線３０２の第２端部３０２ｂとが接続されて、第１の共鳴配線３０１と第２の共鳴配線３０２とが一体化した配線となっている点で異なる。つまり、第１の共鳴配線３０１と第２の共鳴配線３０２とを一つの共鳴配線部３００Ａとしてみた場合、共鳴配線部３００Ａは、両端部３０１ａ，３０２ａの間に開放部３０５を設けることで一部が開放された周回形状の配線である。また、裏面グラウンド２０１と裏面グラウンド２０２とが互いに接続されて、誘電体層１１２（第１の誘電体層）の裏面全体に設けられた裏面グラウンド２０５（第５の接地部）になっており、上記の共鳴配線部３００Ａと裏面グラウンド２０５とが誘電体層１１２（第１の誘電体層）を貫通する第１の接続部２０３を介して接続されている。なお、第１の接続部２０３は、平面視で、共鳴配線部３００Ａの略中点に接続されており、共鳴配線部３００Ａの第１端部３０１ａから第１の接続部２０３までの配線長及び共鳴配線部３００Ａの第２端部３０２ａから第１の接続部２０３までの配線長はいずれも伝送信号の動作波長の１／４になるように設定されている。
　本願発明者等は、図１～図３に示す構成の電磁共鳴結合器１００に関し、複数の検討を行った結果、伝送信号の出力部にあたる入出力配線間で、信号の漏れ込みが主に生じることを突き止めた。第３及び第４の入出力配線４０３，４０４を伝送信号の出力配線とするとき、入力配線にあたる第１及び第２の入出力配線３０３，３０４の間で、信号の漏れ込みは小さいことがわかった。よって、図１２に示すように、第１及び第２の入出力配線３０３，３０４が設けられた第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２にそれぞれ接続されるグラウンドを一体化して裏面グラウンド２０５とし、また、第１の共鳴配線３０１と第２の共鳴配線３０２とを互いに一体化された共鳴配線部３００Ａとすることができる。このような構造をとることで、より低損失で信号の絶縁伝送を行うことが可能となる。なお、共鳴配線部３００Ａと裏面グラウンド２０５とは第２の接続部２０４で接続されていてもよいし、第１の接続部２０３及び第２の接続部２０４の両方で接続されていてもよい。
　なお、伝送信号を第１及び第２の入出力配線３０３，３０４から出力する構成では、第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２にそれぞれ接続されるカバーグラウンド５０１，５０２を一体化し、また、第３の共鳴配線４０１と第４の共鳴配線４０２とを互いに一体化された共鳴配線部４００Ａとする。さらに、一体化されたカバーグラウンドと共鳴配線部４００Ａとが第３の接続部５０３によって接続される。なお、共鳴配線部４００Ａと一体化されたカバーグラウンドとは第４の接続部５０４で接続されていてもよいし、第３の接続部５０３及び第４の接続部５０４の両方で接続されていてもよい。
　＜変形例２＞
　図１２は、本変形例に係る電磁共鳴結合器の分解斜視図を示す。なお、説明の便宜のために、図１２において誘電体層１１１～１１３の図示を省略している。
　本変形例に示す電磁共鳴結合器１０３と、図１～図３に示すに示す電磁共鳴結合器１００とでは、第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２を囲んで設けられた第１コプレナーグラウンド３０７（第１の接地配線）と裏面グラウンド２０１，２０２とがそれぞれ第５の接続部２０６，２０６・・・を介して接続されている点で異なる。さらに、第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２を囲んで設けられた第３コプレナーグラウンド４０７（第２の接地配線）とカバーグラウンド５０１，５０２とがそれぞれ第６の接続部５０６，５０６・・・を介して接続されている点で異なる。
　第１コプレナーグラウンド３０７は、第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２と互いに分離されている。第３コプレナーグラウンド４０７は、第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２と互いに分離されている。また、第１コプレナーグラウンド３０７の電位は、裏面グラウンド２０１，２０２の電位ともに第１の伝送線路３００における基準電位（グラウンド電位）である。同様に、第３コプレナーグラウンド４０７の電位は、カバーグラウンド５０１，５０２の電位ともに第２の伝送線路４００における基準電位（グラウンド電位）である。
　本変形例に係る構成によれば、第１コプレナーグラウンド３０７と裏面グラウンド２０１，２０２とを第５の接続部２０６，２０６・・・を介して接続することにより、第１コプレナーグラウンド３０７の電位が安定する。このことにより、第１及び第２の共鳴配線３０１，３０２に対して外乱電磁波等からの遮蔽効果が向上する。同様に、第３コプレナーグラウンド４０７とカバーグラウンド５０１，５０２とを第６の接続部５０６，５０６・・・を介して接続することにより、第３コプレナーグラウンド４０７の電位が安定する。このことにより、第３及び第４の共鳴配線４０１，４０２に対して外乱電磁波等からの遮蔽効果が向上する。また、電磁共鳴結合器１００において、接続部２０３，２０４，５０３，５０４の近傍で最も電磁界集中の度合いが大きくなるが、これらに接続され、基準電位面である裏面グラウンド２０１及び２０２、またカバーグラウンド５０１及び５０２が互いに少なくとも同一平面上で分離されているため、信号の漏れ込みが生じない。
　＜変形例３＞
　図１３は、本変形例に係る電磁共鳴結合器の平面図を、図１４は、図１３に示す電磁共鳴結合器の各層の配線構造の平面図を示す。なお、説明の便宜のために、図１３，１４において誘電体層１１１～１１３の図示を省略している。また、図１３において、裏面グラウンド２０１，２０２、２０７及びカバーグラウンド５０１，５０２，５０５の図示を省略している。
　図１３に示す電磁共鳴結合器１０４は、図７に示すゲート駆動回路１０００内の電磁共鳴結合器２０と電磁共鳴結合器１００とが同じ基板（誘電体層）に設けられた構成である。電磁共鳴結合器２０は、誘電体層１１２（第１の誘電体層）の裏面に設けられた、最下層に位置する裏面グラウンド２０７と、表面に設けられた、第１層に位置する共鳴配線２１及びコプレナーグラウンド２３と、誘電体層１１２（第１の誘電体層）を貫通して裏面グラウンド２０７と共鳴配線２１とを接続する接続部２０８とを有している。また、電磁共鳴結合器２０は、誘電体層１１３（第２の誘電体層）の表面に設けられた、最上層に位置するカバーグラウンド５０５と、裏面に設けられた、第２層に位置する共鳴配線２２とコプレナーグラウンド２４と、誘電体層１１３（第２の誘電体層）を貫通してカバーグラウンド５０５と共鳴配線２２とを接続する接続部５０７とを有している。電磁共鳴結合器１００の配線構造は、図１２に示す構成と同様であるが、電磁共鳴結合器２０，１００ともに、入力端子（入力配線）はＸ方向左側に、出力端子（出力配線）はＸ方向右側にまとめて配置されている。このようにすることで、入力端子（入力配線）と出力端子（出力配線）との間で信号が確実に分離される。また、電磁共鳴結合器２０の裏面グラウンド２０７と電磁共鳴結合器１００の裏面グラウンド２０２とは互いに接続されて一体化されている。例えば、第２の入出力配線３０４に入力される信号の電力が小さい場合には、入力側で電磁共鳴結合器２０へ信号が漏れ込むのをほぼ無視できるため、上記のように裏面グラウンドを共通化できる。なお、裏面グラウンド２０７と裏面グラウンド２０２とは互いに分離されていてもよい。
　本変形例によれば、電磁共鳴結合器１００と電磁共鳴結合器２０とを同じ基板に設けることにより、各端子間での信号の漏れ込みが抑制しつつ、電磁共鳴結合器の小型化が図れるとともに、伝送信号に関し、良好な入出力特性が得られる。
　＜変形例４＞
　図１５は本変形例に係る電磁共鳴結合器の回路ブロック図の一例を示し、図１６は別の一例を示す。
　図１５に示すように、カバーグラウンド５０１（第３の接地部），５０２（第４の接地部）は、誘電体層１１２（第１の誘電体層）の裏面に設けられていてもよい。この場合は第３及び第４の接続部５０３，５０４が誘電体層１１１，１１２を貫通してそれぞれカバーグラウンド５０１，５０２に接続される。また、誘電体層１１２（第１の誘電体層）の裏面において、裏面グラウンド２０１，２０２及びカバーグラウンド５０１，５０２の４つは互いに分離されている。ただし、例えば、図１１に示すように、共鳴配線３０１，３０２が接続されている場合には、裏面グラウンド２０１，２０２を互いに接続して、図１１に示す裏面グラウンド２０５としてもよい。出力側にあたる入出力配線に接続されるグラウンドが互いに分離されていればよい。また、裏面グラウンド２０１，２０２及びカバーグラウンド５０１，５０２の４つは誘電体層１１３（第２の誘電体層）の表面に設けられていてもよい。この場合は、第１及び第２の接続部２０３，２０４が誘電体層１１１，１１３を貫通してそれぞれ裏面グラウンド２０１，２０２に接続される。この場合も、例えば、裏面グラウンド２０１，２０２を互いに接続して、図１１に示す裏面グラウンド２０５としてもよい。
　また、図１６に示すように、誘電体層１１２（第１の誘電体層）内に配線層として第０層を設け、裏面グラウンド２０２を当該第０層に配置してもよい。同様に、裏面グラウンド２０１を当該第０層に配置してもよい。また、図示しないが、誘電体層１１３（第２の誘電体層）内に配線層として第３層を設け、カバーグラウンド５０１，５０２の少なくともいずれか一方を当該第３層に配置してもよい。
　なお、上記はあくまでも一例であり、裏面グラウンド２０１，２０２及びカバーグラウンド５０１，５０２の４つは、誘電体層１１２（第１の誘電体層）または誘電体層１１３（第２の誘電体層）のいずれかに配置されていればよく、第１及び第２の伝送線路３００，４００のうち少なくとも一方に設けられた２つの共鳴配線にそれぞれ接続される接地部が互いに分離されていればよい。
　（実施形態２）
　上記の実施形態１に係る電磁共鳴結合器は絶縁型のゲート駆動装置のみならず、複数の信号を非接触で独立に伝送可能な信号伝送装置全般に用いることができる。図１７は、本実施形態に係る信号伝送装置の機能ブロック図を示す。
　信号送信部２１００は、複数の独立した信号を信号伝送部２２００に向けて送信する。信号伝送部２２００は、内部に例えば、実施形態１に示す電磁共鳴結合器１００を含んでおり、信号送信部２１００から送信された信号を信号受信部２２００に向けて絶縁伝送する。信号受信部２２００は、信号伝送部２２００から絶縁伝送された信号を受信する。
　本実施形態によれば、電磁共鳴結合器１００内での端子間の信号の漏れ込みを抑制できるため、伝送される信号の品質が低下せず、良好な信号伝送を行うことができる。なお、信号伝送部２２００に含まれる電磁共鳴結合器は、実施形態１に示す電磁共鳴結合器１００に限定されず、例えば、変形例１，２に示す電磁共鳴結合器１０２，１０３や実施形態２に示す電磁共鳴結合器１０４であってもよい。また、信号送信部２１００から送信される複数の信号は同時に送信されても、異なる時刻に送信されてもいずれでもよい。
　（その他の実施形態）
　以上のように、本出願において開示する技術の例示として、実施形態を説明した。しかしながら、本開示は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行った実施形態にも適用可能である。また、上記実施形態で説明した各構成要素を組み合わせて、新たな実施形態とすることも可能である。
　例えば、変形例も含めた上記実施形態１，２で説明された回路構成は、一例である。上記実施形態１，２で説明された機能を実現できる別の回路構成が用いられてもよい。例えば、上記回路構成と同様の機能を実現できる範囲で、ある素子に対して、直列または並列に、スイッチング素子（トランジスタ）、抵抗素子、または容量素子等の素子を接続したものも本開示に含まれる。言い換えれば、上記実施形態における「接続される」には、２つの端子（ノード）が直接接続される場合に限定されるものではなく、同様の機能が実現できる範囲において、当該２つの端子（ノード）が、素子を介して接続される場合が含まれる。
　以上、一つまたは複数の態様に係る電磁共鳴結合器及び伝送装置について、実施形態に基づいて説明したが、本開示は、この実施形態に限定されるものではない。本開示の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施形態に施したものや、異なる実施形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、一つまたは複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
　本開示の電磁共鳴結合器は、端子間の信号分離特性が良好であり、例えば、モーターの駆動回路等に用いられる絶縁ゲート駆動回路に適用できる。
　１　パワー半導体デバイス（半導体スイッチング素子）
　２　負荷
　３　信号発生器
　１０　高周波発振回路
　２０　電磁共鳴結合器
　３０　変調回路
　４０ａ～４０ｃ　整流回路
　５０　キャパシタ
　６０　ハーフブリッジ回路（出力回路）
　６１　トランジスタ（第１のスイッチング素子）
　６２　トランジスタ（第２のスイッチング素子）
　１００，１０２，１０３，１０４　電磁共鳴結合器
　１１１　誘電体層
　１１２　誘電体層（第１の誘電体層）
　１１３　誘電体層（第２の誘電体層）
　２０１　裏面グラウンド（第１の接地部）
　２０２　裏面グラウンド（第２の接地部）
　２０３　第１の接続部
　２０４　第２の接続部
　２０５　裏面グラウンド（第５の接地部）
　２０６　第５の接続部
　３００　第１の伝送線路
　３０１　第１の共鳴配線
　３０１ｃ　開放部（第１の開放部）
　３０２　第２の共鳴配線
　３０２ｃ　開放部（第２の開放部）
　３０３　第１の入出力配線（入出力端子）
　３０４　第２の入出力配線（入出力端子）
　３０７　第１コプレナーグラウンド（第１の接地配線）
　４００　第２の伝送線路
　４０１　第３の共鳴配線
　４０１ｃ　開放部（第３の開放部）
　４０２　第４の共鳴配線
　４０２ｃ　開放部（第４の開放部）
　４０３　第３の入出力配線（入出力端子）
　４０４　第４の入出力配線（入出力端子）
　４０７　第３コプレナーグラウンド（第２の接地配線）
　５０１　カバーグラウンド（第３の接地部）
　５０２　カバーグラウンド（第４の接地部）
　５０３　第３の接続部
　５０４　第４の接続部
　５０６　第６の接続部
　１０００　ゲート駆動回路
　２０００　信号伝送装置

Claims (10)

  1. 　複数の伝送線路間で複数の信号を独立に伝送する電磁共鳴結合器であって、
    　第１の伝送線路と、第２の伝送線路と、前記第１の伝送線路が表面に設けられた第１の誘電体層と、前記第２の伝送線路が裏面に設けられ、かつ該第１の誘電体層の上方に離間して設けられた第２の誘電体層と、を少なくとも備え、
    　　前記第１の伝送線路は、第１の開放部を有する周回形状の第１の共鳴配線と、第２の開放部を有する周回形状の第２の共鳴配線と、前記第１の共鳴配線から延在する第１の入出力配線と、前記第２の共鳴配線から延在する第２の入出力配線と、を有し、
    　　前記第１の共鳴配線と前記第２の共鳴配線とは前記第１の誘電体層の表面において、互いに離間して設けられており、
    　　前記第２の伝送線路は、第３の開放部を有する周回形状の第３の共鳴配線と、第４の開放部を有する周回形状の第４の共鳴配線と、前記第３の共鳴配線から延在する第３の入出力配線と、前記第４の共鳴配線から延在する第４の入出力配線と、を有し、
    　　前記第３の共鳴配線と前記第４の共鳴配線とは前記第２の誘電体層の裏面において、互いに離間して設けられており、
    　　前記第１の共鳴配線と前記第３の共鳴配線とが平面視で重なり合うように配置され、前記第２の共鳴配線と前記第４の共鳴配線とが平面視で重なり合うように配置され、
    　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第３の接地部が、第３の接続部を介して前記第３の共鳴配線と接続され、
    　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第４の接地部が、第４の接続部を介して前記第４の共鳴配線と接続され、
    　該第３の接地部と該第４の接地部とは互いに分離されている電磁共鳴結合器。
  2. 　請求項１に記載の電磁共鳴結合器において、
    　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第１の接地部が、第１の接続部を介して前記第１の共鳴配線と接続され、
    　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第２の接地部が、第２の接続部を介して前記第２の共鳴配線と接続され、
    　該第１の接地部と該第２の接地部とは互いに分離されている電磁共鳴結合器。
  3. 　請求項１に記載の電磁共鳴結合器において、
    　前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第１の接続部及び第２の接続部の少なくとも一方を介して、前記第１の誘電体層の表面で互いに接続された前記第１の共鳴配線及び前記第２の共鳴配線と、前記第１の誘電体層または前記第２の誘電体層のいずれかに設けられた第５の接地部とが接続されている電磁共鳴結合器。
  4. 　請求項２または３に記載の電磁共鳴結合器において、
    　前記第１～第４の接続部は、前記第１～第４の共鳴配線の一端にそれぞれ接続されている電磁共鳴結合器。
  5. 　請求項１～４のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器において、
    　前記第１の共鳴配線と前記第３の共鳴配線との輪郭が平面視で略一致し、
    　前記第２の共鳴配線と前記第４の共鳴配線との輪郭が平面視で略一致している電磁共鳴結合器。
  6. 　請求項１～５のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器において、
    　前記第１及び第２の共鳴配線の輪郭を囲むように第１の接地配線が前記第１の誘電体層の表面に設けられており、
    　前記第３及び第４の共鳴配線の輪郭を囲むように第２の接地配線が前記第２の誘電体層の裏面に設けられている電磁共鳴結合器。
  7. 　請求項６に記載の電磁共鳴結合器において、
    　第５の接続部を介して前記第１の接地配線が第１の接地部及び第２の接地部の少なくとも一方に接続され、
    　第６の接続部を介して前記第２の接地配線が第３の接地部及び第４の接地部の少なくとも一方に接続されている電磁共鳴結合器。
  8. 　半導体スイッチング素子を駆動する絶縁型のゲート駆動回路であって、
    　入力信号に応じて高周波信号を変調した第１の被変調信号と、前記入力信号とは異なる別の入力信号に応じて前記高周波信号を変調した第２の被変調信号とを生成する変調回路と、
    　前記高周波信号及び前記第１の被変調信号を絶縁伝送する第１の電磁共鳴結合器と、
    　前記第２の被変調信号を絶縁伝送する第２の電磁共鳴結合器と、
    　前記第１の電磁共鳴結合器により絶縁伝送された前記第１の被変調信号を整流することによって、第１信号を生成する第１の整流回路と、
    　前記第２の電磁共鳴結合器により絶縁伝送された前記第２の被変調信号を整流することによって、第２信号を生成する第２の整流回路と、
    　前記第１の電磁共鳴結合器により絶縁伝送された前記高周波信号を整流することによって、充電用電圧を生成する第３の整流回路と、
    　前記充電用電圧に応じて充電されるキャパシタと、
    　前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方に応じて、前記キャパシタに充電された電荷を前記半導体スイッチング素子のゲート端子に供給するか否かを選択する出力回路と、を備え、
    　前記第１の電磁共鳴結合器は、請求項１～７のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器であるゲート駆動回路。
  9. 　請求項８に記載のゲート駆動回路において、
    　前記出力回路は、ハイサイドに第１のスイッチング素子が配置され、ローサイドに該第１のスイッチング素子と直列に接続された第２のスイッチング素子が配置されたハーフブリッジ回路であり、
    　前記第１の整流回路が前記第２のスイッチング素子の制御端子に接続され、
    　前記第２の整流回路が前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続されているゲート駆動回路。
  10. 　複数の信号を送信する信号送信部と、
    　該複数の信号をそれぞれ独立に伝送する信号伝送部と、
    　独立に伝送された前記複数の信号を受信する信号受信部と、を備えた信号伝送装置であって、
    　前記信号伝送部は、請求項１～７のいずれか１項に記載の電磁共鳴結合器を含む信号伝送装置。
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