WO2021199185A1 - 絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置 - Google Patents

絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置 Download PDF

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WO2021199185A1
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insulated
impedance
resonator
wiring
terminal
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PCT/JP2020/014620
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榎本　真悟
永井　秀一
昇 根来
田畑　修
成伯 崔
雄太 永冨
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power

Definitions

  • the present disclosure relates to an insulated resonator, a multilayer printed circuit board, and a wireless power transmission device used for wireless power transmission and the like.
  • Patent Document 1 shows the configuration of a general insulated resonator used in the microwave band.
  • Patent Document 2 discloses a configuration of an insulated gate drive circuit using such an insulated resonator, a transmitting unit, and a receiving unit, which utilizes wireless power transmission technology in the microwave band. ..
  • Patent Documents 1 and 2 have problems of miniaturization and high efficiency.
  • the present disclosure has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide an insulated resonator, a multilayer printed circuit board, and a wireless power transmission device capable of miniaturization and high efficiency.
  • the insulated resonator includes an input terminal having a first impedance value between the first ground terminal and the first ground terminal, a second ground terminal, and the second ground terminal.
  • An output terminal having a second impedance value different from the first impedance value is provided between the two, and the input terminal and the output terminal are insulated from direct current, a high-frequency signal is transmitted, and the first impedance value is transmitted. Impedance is converted from one impedance value to the second impedance value, and insulation is performed between the first ground terminal and the second ground terminal with respect to direct current.
  • the multilayer printed circuit board includes the insulated resonator and another insulated resonator having a different impedance to be converted from the insulated resonator.
  • the wireless power transmission device includes the above-mentioned insulated resonator, a transmission circuit connected to the input terminal, and a reception circuit connected to the output terminal, and the transmission circuit.
  • the output impedance of is a value that is a complex conjugate of the first impedance value
  • the input impedance of the receiving circuit is a value that is a complex conjugate of the second impedance value.
  • the insulated resonator, the multilayer printed circuit board, and the wireless power transmission device according to the present disclosure it is possible to realize a compact and highly efficient wireless power transmission device.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a wireless power transmission device including an insulated resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a block diagram showing a configuration example of the insulated resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram showing a first configuration example of the insulating coupling element according to the first embodiment.
  • FIG. 2C is a diagram showing a second configuration example of the insulating coupling element according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a diagram showing a circuit example of the first impedance element according to the first embodiment.
  • FIG. 3B is a diagram showing another circuit example of the first impedance element according to the first embodiment.
  • FIG. 3C is a diagram showing a circuit example of the second impedance element according to the first embodiment.
  • FIG. 3D is a diagram showing another circuit example of the second impedance element according to the first embodiment.
  • FIG. 4A is a diagram showing a first circuit example of the return path portion according to the first embodiment.
  • FIG. 4B is a diagram showing a second circuit example of the return path portion according to the first embodiment.
  • FIG. 4C is a diagram showing a third circuit example of the return path portion according to the first embodiment.
  • FIG. 4D is a diagram showing a fourth circuit example of the return path portion according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the insulated resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of a printed circuit board showing a configuration example of the insulated resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram showing an example of the reflection characteristics of the insulated resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 7B is a diagram showing an example of the passing characteristics of the insulated resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a modified example of the insulated resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the insulated resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a printed circuit board showing a configuration example of the insulated resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a printed circuit board showing a configuration example of the insulated resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 11A is a diagram showing a first modification of the transmission line for wideband according to the third embodiment.
  • FIG. 11B is a diagram showing an example in which the first modification of the transmission line according to the third embodiment is applied to the wiring layer of the insulated resonator.
  • FIG. 11C is a diagram showing a second modification of the transmission line for widening the band according to the third embodiment.
  • FIG. 11D is a diagram showing an example in which the second modification of the transmission line according to the third embodiment is applied to the wiring layer of the insulated resonator.
  • FIG. 12 is a diagram showing a modified example of the insulated resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 13A is a diagram showing a configuration example of a multilayer printed circuit board including a plurality of insulated resonators according to the third embodiment.
  • FIG. 13B is a diagram showing a configuration example of an insulated gate driver using the insulated resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 14A is a diagram showing the power transmission characteristics of the insulated gate driver using the insulated resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 14B is a diagram showing an example of efficiency distribution in an insulated gate driver using an insulated resonator according to a third embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of the insulated resonator according to the fourth embodiment.
  • Conventional insulated resonators as described in Patent Documents 1 and 2 input a high frequency signal from the transmission circuit section and transmit the high frequency signal to the reception circuit section.
  • the input side and the output side of this insulated resonance circuit have a symmetrical structure.
  • the input-side characteristic impedance and the output-side characteristic impedance of the insulated resonant circuit are designed as a characteristic impedance, that is, usually 50 ohms.
  • Such an insulated resonator is used, for example, in a gate drive circuit that drives a power transistor on and off.
  • the isolated resonator receives a high-frequency signal from the transmission circuit section in the previous stage, and transmits the received high-frequency signal to the reception circuit section in the subsequent stage in a state of being DC-insulated.
  • a matching circuit is provided between the insulated resonator having a characteristic impedance of 50 ohms and the transmitting circuit section, and a matching circuit is provided between the insulating resonator and the receiving circuit section. .. As a result, the reflection of the transmission line is suppressed.
  • the output impedance of the transmission circuit section is designed to be about 25 ohms.
  • the output impedance is about 25 ohms, which corresponds to the load impedance of the final stage transistor constituting the single-ended amplifier when the power supply voltage is 5 V.
  • the on-resistance of the final stage transistor is set to zero.
  • the input impedance of the receiving circuit section is designed to be 500 ohms or the like.
  • the input impedance must be equal to the load resistance in order to operate the rectifying circuit with maximum efficiency. Therefore, for example, when using with a load resistance of 500 ohms, the receiving circuit The input impedance of the part needs to be 500 ohms.
  • a matching circuit that performs impedance conversion is often formed on each semiconductor chip, and resistance loss due to thin film wiring on the semiconductor chip and loss due to conductivity of the semiconductor substrate occur, so that transmission is performed. It becomes a factor that reduces efficiency.
  • Patent Document 1 there is a description that impedance matching is adjusted by the mounting position of the input / output terminal of the insulated resonator, but it is a means for finely adjusting the characteristic impedance of the resonator and is used between the input / output ports.
  • impedance matching is adjusted by the mounting position of the input / output terminal of the insulated resonator, but it is a means for finely adjusting the characteristic impedance of the resonator and is used between the input / output ports.
  • the insulated resonator includes an input terminal having a first impedance value between the first ground terminal and the first ground terminal, and a second ground terminal. And an output terminal having a second impedance value different from the first impedance value is provided between the second ground terminal and the second ground terminal, and the input terminal and the output terminal are insulated from direct current to provide a high frequency signal. Is transmitted, and impedance conversion is performed from the first impedance value to the second impedance value to insulate between the first ground terminal and the second ground terminal with respect to direct current.
  • the power loss transmitted from the transmitting unit to the receiving unit can be reduced without increasing the size of the device, and highly efficient wireless power transmission becomes possible.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a wireless power transmission device 1000 including an insulated resonator 100 according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the wireless power transmission device 1000 includes an isolated resonator 100, a transmission circuit 201, and a reception circuit 202.
  • the insulated resonator 100 has an input terminal 1, an output terminal 2, a reference ground terminal 3, and a reference ground terminal 4.
  • the input terminal 1 has a first impedance value Z1 with the reference ground terminal 3, and inputs a high frequency signal from the transmission circuit 201.
  • the output terminal 2 has a second impedance value Z2 different from the first impedance value Z1 with the reference ground terminal 4, and outputs a high frequency signal to the receiving circuit 202.
  • the input terminal 1 and the output terminal 2 are insulated from direct current.
  • the reference ground terminal 3 is connected to the ground wire which is the reference ground of the transmission circuit 201 marked "GND1" in the figure, and may be referred to as the first ground terminal below.
  • the reference ground terminal 4 is connected to the receiving circuit 202 marked "GND2" in the figure and the ground wire which is the reference ground, and may be referred to as a second ground terminal below.
  • the reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 4 are insulated from direct current.
  • the isolated resonator 100 secures DC insulation between the input terminal 1 and the output terminal 2 and transmits a high frequency signal. In addition to this, the isolated resonator 100 performs impedance conversion between the first impedance value Z1 and the second impedance value Z2 in order to suppress or minimize the passing loss of the high frequency signal.
  • the transmission circuit 201 has an output impedance that matches the first impedance value Z1.
  • the transmission circuit 201 has an output impedance that is a complex conjugate of the first impedance value Z1.
  • “Z1 * ” in the figure indicates the complex conjugate of the first impedance value Z1.
  • the receiving circuit 202 has an input impedance that matches the second impedance value Z2.
  • the receiving circuit 202 has an input impedance that is a complex conjugate of the second impedance value Z2.
  • “Z2 * ” in the figure indicates the complex conjugate of the second impedance value Z2.
  • the magnitudes of the first impedance value Z1 and the second impedance value Z2 have a relationship of, for example, Z1 ⁇ Z2.
  • the transmission circuit 201 and the reception circuit 202 are formed as a semiconductor integrated chip using a high frequency process of Si or a compound semiconductor (SiGe, GaAs, GaN, etc.).
  • the transmission circuit 201 includes an oscillator that converts the input DC power into a high frequency, and an amplifier for amplifying the output of the oscillator.
  • an amplifier for amplifying the output of the oscillator.
  • As the operation class of the amplifier in addition to general bias conditions such as class A, class AB, class B, and class C, switching operation such as class D and class E and harmonic impedance control such as class F and class F. By doing so, the amplifier can be operated with higher efficiency.
  • the receiving circuit 202 has a rectifier circuit such as a single shunt type, a voltage doubler type, a double current type, and a bridge type using a capacitance, a diode, and a resistor.
  • a rectifier circuit such as a single shunt type, a voltage doubler type, a double current type, and a bridge type using a capacitance, a diode, and a resistor.
  • FIG. 2A is a block diagram showing a configuration example of the insulated resonator 100 according to the first embodiment.
  • the insulated resonator 100 includes an input terminal 1, an output terminal 2, a reference ground terminal 3, a reference ground terminal 4, an insulating coupling element 10, a first impedance element 11, and a second impedance element 12.
  • a return path unit 20 is provided.
  • the input terminal 1, the output terminal 2, the reference ground terminal 3, and the reference ground terminal 4 are as described in FIG.
  • the insulation coupling element 10 is a circuit element that insulates direct current and transmits a high frequency signal.
  • 2B and 2C are diagrams showing first and second configuration examples of the insulating coupling element 10 according to the first embodiment.
  • the insulating coupling element 10 in the first configuration example of FIG. 2B is composed of a capacitive element that capacitively couples between two terminals.
  • the insulating coupling element 10 in the two configuration examples of FIG. 2C is composed of an electromagnetic resonance element that electromagnetically couples between the two terminals.
  • the insulating coupling element 10 is not limited to these, and may be a transformer that magnetically couples inductively, a photocoupler including a light emitting element and a light receiving element, or the like.
  • the insulating coupling element 10 is a portion that secures the insulation between the transmitting circuit 201 and the receiving circuit 202 of FIG. 1 as the insulated resonator 100, sufficient dielectric strength is required.
  • the layer thickness for forming the capacitance should be about several tens to several hundreds ⁇ m. ..
  • the capacitance value of the insulation coupling element 10 in FIG. 2B is, for example, a value of about 0.1 to 10 pF in transmission in the 2.4 GHz band. You can set it.
  • the first impedance element 11 and the second impedance element 12 are circuits that perform impedance conversion (Z1 ⁇ Z2) with respect to the output impedance Z1 * of the transmission circuit 201 and the input impedance Z2 * of the reception circuit 202.
  • the circuit topology is different between the first impedance element 11 and the second impedance element 12.
  • the reference ground terminal 3 of the first impedance element 11 and the reference ground terminal 4 of the second impedance element 12 are directly insulated from each other in terms of direct current.
  • FIG. 3A is a diagram showing a circuit example of the first impedance element 11 according to the first embodiment.
  • the first impedance element 11 in FIG. 3A includes an input terminal 1, a reference ground terminal 3, a terminal 5, an inductor L1, and an inductor L2.
  • the input terminal 1 and the reference ground terminal 3 are as described in FIG.
  • the terminal 5 is connected to one end of the insulating coupling element 10.
  • One end of the inductor L1 is connected to the input terminal 1 and is connected to one end of the inductor L2.
  • the other end of the inductor L1 is connected to the reference ground terminal 3.
  • One end of the inductor L2 is connected to the input terminal 1 and is connected to the above-mentioned one end of the inductor L1.
  • the other end of the inductor L2 is connected to the terminal 5.
  • FIG. 3B is a diagram showing another circuit example of the first impedance element 11 according to the first embodiment.
  • FIG. 3B is different from FIG. 3A in that the capacitive element C1 is added. The differences will be mainly described below.
  • One end of the capacitive element C1 is connected to the input terminal 1.
  • the other end of the capacitive element C1 is connected to the reference ground terminal 3. That is, the capacitive element C1 is connected in parallel with the inductor L1.
  • FIG. 3C is a diagram showing a circuit example of the second impedance element 12 according to the first embodiment.
  • the second impedance element 12 of FIG. 3C includes an output terminal 2, a reference ground terminal 4, a terminal 6, and an inductor L3.
  • the output terminal 2 and the reference ground terminal 4 are as described in FIG.
  • One end of the inductor L3 is connected to the terminal 6 and is connected to the output terminal 2. The other end of the inductor L3 is connected to the reference ground terminal 4.
  • FIG. 3D is a diagram showing another circuit example of the second impedance element 12 according to the first embodiment.
  • FIG. 3D is different from FIG. 3C in that the capacitive element C3 is added. The differences will be mainly described below.
  • One end of the capacitive element C3 is connected to the output terminal 2.
  • the other end of the capacitive element C3 is connected to the reference ground terminal 4. That is, the capacitive element C3 is connected in parallel with the inductor L3.
  • 3A to 3D show the basic circuit configurations of the first impedance element 11 and the second impedance element 12.
  • a multi-stage circuit configuration in which an inductor or a capacitive element is added may be used in order to perform wideband matching or to add selective band passage and attenuation characteristics.
  • Each of the inductors L1 to L3 shown in FIGS. 3A to 3D may be formed in a printed circuit board by a distributed constant line such as a straight line, a meander, or a spiral-shaped microstrip line.
  • the terminal 5 on the insulation coupling element 10 side of the first impedance element 11 is grounded to the reference ground terminal 3 via the inductor L1 and the inductor L2. This has the effect of improving the noise characteristics due to the characteristics of the low-frequency cutoff filter.
  • the terminal 6 on the insulation coupling element 10 side of the second impedance element 12 is grounded to the reference ground terminal 4 via the inductor L3. This has the effect of improving the noise characteristics due to the characteristics of the low-frequency cutoff filter.
  • FIG. 4A is a diagram showing a first circuit example of the return path unit 20 according to the first embodiment.
  • the return path portion 20 in the figure includes a capacitive element C4.
  • One end of the capacitive element C4 is connected to the reference ground terminal 3.
  • the other end of the capacitive element C4 is connected to the reference ground terminal 4.
  • FIG. 4B is a diagram showing a second circuit example of the return path unit 20 according to the first embodiment.
  • the return path portion 20 in the figure is different from FIG. 4A in that an inductor L4 is added between the reference ground terminal 3 and the capacitive element C4. That is, the inductor L4 and the capacitive element C4 are connected in series between the reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 4.
  • FIG. 4C is a diagram showing a third circuit example of the return path unit 20 according to the first embodiment.
  • the return path portion 20 in the figure is different from FIG. 4A in that a distributed constant line TL4 is added between the reference ground terminal 3 and the capacitance element C4. That is, the distributed constant line TL4 and the capacitive element C4 are connected in series between the reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 4.
  • the distributed constant line TL4 may be, for example, any of a straight line, a meander-shaped, and a spiral-shaped microstrip line formed on the printed circuit board.
  • FIG. 4D is a diagram showing a fourth circuit example of the return path unit 20 according to the first embodiment.
  • the return path portion 20 in the figure includes distributed constant lines TL5 and TL6.
  • One end of the distributed constant line TL5 is connected to the reference ground terminal 3.
  • One end of the distributed constant line TL6 is connected to the reference ground terminal 4.
  • the distributed constant lines TL5 and TL6 are arranged so as to face each other.
  • the return path section 20 as shown in FIGS. 4A to 4D has a DC-insulated characteristic and constitutes a return path for a high-frequency signal transmitted between the input terminal 1 and the output terminal 2.
  • the return path portion 20 is also required to have the same dielectric strength as the insulating coupling element 10, it is preferable to use the same dielectric layer as the insulating coupling element 10 when forming the capacitance portion with the multilayer printed circuit board.
  • the inductor L4 may be a distributed constant line such as a straight line, a meander, or a spiral-shaped microstrip line formed on the printed circuit board.
  • the insulated resonator 100 in a high frequency region such as a microwave band, in a structure in which the insulated resonator 100 is mounted, for example, even if the return path portion 20 does not have an explicit structure as a part of the insulated resonator 100, for example. It can also be formed using a package, a printed circuit board, or the like.
  • the input terminal 1 side is the low impedance side and the output terminal 2 side is the high impedance side, that is, Z1 ⁇ Z2.
  • the input terminal 1 is treated as an output terminal and the output terminal 2 is input. By treating it as a terminal, it is possible to support conversion to a small impedance value.
  • the values of Z1 and Z2 may have a reactance component in addition to the actual resistance component due to the stray inductance component and the parasitic capacitance component. Based on this, it can be easily designed.
  • the insulated resonator 100 has an input terminal 1 having a first impedance value Z1 between the reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 3, and a reference ground terminal 4.
  • an output terminal 2 having a second impedance value Z2 different from the first impedance value Z1 is provided, and the input terminal 1 and the output terminal 2 are insulated from direct current and have a high frequency.
  • the signal is transmitted, the impedance is converted from the first impedance value to the second impedance value, and the reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 4 are insulated from direct current.
  • the first ground terminal is the reference ground terminal 3.
  • the second ground terminal is the reference ground terminal 4.
  • the insulated resonator 100 may transmit a high-frequency signal by capacitive coupling or electromagnetic coupling, and may be electrically and physically asymmetric between the input terminal 1 and the output terminal 2.
  • the impedance conversion design can be easily and appropriately realized.
  • At least one of the first impedance element 11 and the second impedance element 12 may be composed of a distributed constant line.
  • the insulated resonator 100 can be easily formed on a multilayer printed circuit board by using a distributed constant circuit using microstrip wires.
  • the impedance of one of the first impedance element 11 and the second impedance element 12 may be substantially zero.
  • the insulated resonator 100 may be configured not to include one of the first impedance element 11 and the second impedance element 12.
  • the insulated resonator 100 can be further miniaturized.
  • a return path unit 20 that is insulated from direct current and transmits a high frequency signal may be provided between the first ground terminal and the second ground terminal.
  • the return path unit 20 may include the capacitance element C4.
  • the return path portion 20 may include a series resonant circuit including the microstrip line TL4 or the inductor L4 and the capacitive element C4.
  • the pass band of the return path portion 20 can be easily designed.
  • the return path portion 20 may include a resonance circuit having a pair of distributed constant lines TL5 and TL6.
  • the pass band of the return path portion 20 can be easily designed.
  • a filter that blocks a frequency band lower than the high frequency signal may be provided between the input terminal 1 and the first ground terminal, or between the output terminal 2 and the second ground terminal.
  • the multilayer printed circuit board 130 includes the above-mentioned insulated resonator 100 and another insulated resonator having a different impedance to be converted from the insulated resonator 100.
  • the wireless power transmission device 1000 includes the above-mentioned insulated resonator 100, a transmission circuit 201 connected to the input terminal 1, and a reception circuit 202 connected to the output terminal 2.
  • the output impedance of the transmission circuit 201 is a value that is a complex conjugate of the first impedance value
  • the input impedance of the reception circuit 202 is a value that is a complex conjugate of the second impedance value.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the insulated resonator 100 according to the second embodiment.
  • the left side of the figure shows a perspective perspective view of the insulated resonator 100, and the right side of the figure shows the wiring pattern of each wiring layer.
  • the insulated resonator 100 of FIG. 5 shows a configuration example formed on a multilayer printed circuit board.
  • the insulated resonator 100 includes four wiring layers, a wiring layer 301, a wiring layer 302, a wiring layer 303, and a wiring layer 304. Further, the insulated resonator 100 includes a plurality of vias v1 and v2 that electrically connect arbitrary wiring layers.
  • the small black circles and small white circles on the right side of the figure represent vias v1 or v2.
  • the via v1 provided at the input terminal 1 connects the wiring layer 301 and the wiring layer 303.
  • the via v1 provided in the second ground terminal 4 connects the wiring layer 301 and the wiring layer 302.
  • the wiring layer 301 is the uppermost wiring layer and has an input terminal 1, an output terminal 2, a reference ground terminal 3, a reference ground terminal 4, and a metal surface.
  • the input terminal 1 is connected to the first resonance wiring 150 formed in the wiring layer 303 via the via v1.
  • the output terminal 2 is connected to the second resonance wiring 151 in the wiring layer 304 via the via v1.
  • the reference ground terminal 3 is included in a planar metal surface.
  • the reference ground terminal 4 is connected to the planar metal surface in the wiring layer 302 via the via v1.
  • the metal surface in the wiring layer 301 is a planar wiring pattern corresponding to the reference ground GND1, includes the reference ground terminal 3, and is located at the end of the first resonance wiring 150 in the wiring layer 303 via the via v1. Be connected.
  • the planar metal surface is insulated without being connected to each of the input terminal 1, the output terminal 2, and the reference ground terminal 4.
  • the wiring layer 302 is the lowest wiring layer and has a planar metal surface corresponding to the reference ground GND2. This metal surface is connected to the reference ground terminal 4 in the wiring layer 301 via the via v1 and is connected to the end of the second resonance wiring 151 in the wiring layer 304 via the via v2. Further, the metal surface of the wiring layer 302 and the metal surface of the wiring layer 301 form a return path portion 20.
  • the wiring layer 303 includes a ring-shaped first resonance wiring 150 having a notch.
  • the first resonance wiring 150 has a lead wire on one end side close to the input terminal 1, and is connected to the input terminal 1 via the lead wire and the via v1. Further, the other end of the first resonance wiring 150 is connected to the metal surface in the wiring layer 301 via the via v1.
  • the first resonance wiring 150 corresponds to the first impedance element 11 of FIG. 2A and constitutes a part of the insulation coupling element 10 of FIG. 2C.
  • the first resonance wiring 150 is insulated without being connected to the via v1 connected to the output terminal 2 and the via v1 connected to the reference ground terminal 4. That is, the via v1 connected to the output terminal 2 and the via v1 connected to the reference ground terminal 4 penetrate the non-wiring portion in the wiring layer 303.
  • the wiring layer 304 includes a ring-shaped second resonance wiring 151 having a notch.
  • the second resonance wiring 151 is arranged so as to face the first resonance wiring 150.
  • the second resonance wiring 151 has a lead wire on one end side close to the output terminal 2, and is connected to the output terminal 2 via the lead wire and the via v1. Further, the other end of the second resonance wiring 151 is connected to the metal surface in the wiring layer 302 via the via v2.
  • the second resonance wiring 151 corresponds to the second impedance element 12 of FIG. 2A and constitutes a part of the insulation coupling element 10 of FIG. 2C.
  • the second resonance wiring 151 is insulated without being connected to the via v1 connected to the reference ground terminal 4. That is, the via v1 connected to the reference ground terminal 4 penetrates the portion of the second wiring layer 304 without wiring.
  • the input terminal 1 is connected to the first resonance wiring 150.
  • the ground reference of the input terminal 1 is the reference ground terminal 3 connected to the metal surface in the wiring layer 301.
  • the output terminal 2 is connected to the second resonance wiring 151.
  • the ground reference of the output terminal 2 is the reference ground terminal 4 connected to the metal surface in the wiring layer 302.
  • the reference ground 4 is separated from the metal surface of the wiring layer 301 and is connected to the metal surface of the wiring layer 302 by a via.
  • the first resonance wiring 150 has an open end and a short-circuit end connected to a metal surface in the wiring layer 301 by a via
  • the second resonance wiring 151 is a first resonance wiring formed in an upper layer. It has an open end opposite to 150 and a short-circuit end connected to the metal surface in the wiring layer 302 with vias.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of a printed circuit board showing a configuration example of the insulated resonator 100 according to the second embodiment. The figure shows a cross section of a part of the insulated resonator 100 in the VI-VI line in FIG.
  • the insulated resonator 100 shown in FIG. 6 has a first dielectric layer 311 sandwiched between the wiring layer 301 and the wiring layer 303, and a second dielectric layer sandwiched between the wiring layer 303 and the wiring layer 304. It has 312 and a third dielectric layer 313 sandwiched between the wiring layer 304 and the wiring layer 302.
  • the first dielectric layer 311 has, for example, a relative permittivity of 3.4 and a thickness of 400 ⁇ m.
  • the second dielectric layer 312 has, for example, a relative permittivity of 11.2 and a thickness of 280 ⁇ m.
  • the third dielectric layer 313 has, for example, a relative permittivity of 11.2 and a thickness of 140 ⁇ m.
  • Each of the first dielectric layer 311 to the third dielectric layer 313 has a different dielectric constant and thickness.
  • the first resonance wiring 150 formed in the wiring layer 303 and the second resonance wiring 151 formed in the wiring layer 304 are electromagnetically coupled via the second dielectric layer 312, and are of the first embodiment.
  • the first resonance wiring 150 has a line width of 160 ⁇ m and a line length of 12 mm.
  • the second resonance wiring 151 has a line width of 600 ⁇ m and a line length of 12 mm.
  • the width of the resonance wiring of the first resonance wiring 150 and the second resonance wiring 151 is different. Due to the difference in line width, the difference in the dielectric constant and the thickness of the dielectric layer, etc., the first resonance wiring 150 and the second resonance wiring 151 can be used as the first impedance element 11 and the second impedance element 12. Achieve impedance conversion.
  • the printed circuit board on which the insulating resonator 100 is formed may be a PPE (PolyPhenyleneEther) resin substrate having excellent high-frequency characteristics, but a glass epoxy substrate typified by FR4 (Flame Retardant Type 4) or PPO (PPO). It may be a resin substrate such as a Poly Phenylene Oxide) substrate, or a multilayer ceramic substrate such as high temperature co-fired ceramics (HTCC) or low temperature co-fired ceramics (LTCC).
  • PPE PolyPhenyleneEther
  • HTCC high temperature co-fired ceramics
  • LTCC low temperature co-fired ceramics
  • FIG. 7A is a diagram showing an example of the S11 characteristic represented by the S parameter as the reflection characteristic of the insulated resonator 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 7B is a diagram showing an example of the S21 characteristic represented by the S parameter as the passing characteristic of the insulated resonator 100 according to the second embodiment.
  • the characteristic curve with the square mark on the left side in FIG. 7A shows the reflection characteristic of the input terminal 1.
  • the characteristic curve with a triangular mark on the right side in FIG. 7A shows the reflection characteristic of the output terminal 2.
  • 7A and 7B show simulation results of the reflection characteristics and passage characteristics of the insulated resonator 100 of the present embodiment when the terminal impedance of the input terminal 1 is 15 ohms and the terminal impedance of the output terminal 2 is 400 ohms. There is.
  • the effect of wire bonding (about 0.8 nH) required at the time of mounting is also taken into consideration in the simulation results.
  • the frequency of 2.45 GHz which is the design value of the high frequency signal to be transmitted, the transmission loss is suppressed to about 0.5 dB with almost no reflection, and good characteristics are obtained.
  • FIG. 8 is a diagram showing a modified example of the insulated resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is different from the insulated resonator 100 of FIG. 5 in that a metal wiring pattern is added in the wiring layer 303 and the wiring layer 304, and a plurality of vias are added. The differences will be mainly described below.
  • the metal wiring pattern in the wiring layer 303 is arranged so as to surround both sides of the first resonance wiring 150 in the plan view of the wiring layer 303.
  • this metal wiring pattern is arranged so as to surround the ring-shaped first resonance wiring 150 from the inside and the outside. Further, this metal wiring pattern is connected to the metal surface of the wiring layer 301 via a plurality of vias v1, and has the same potential as the reference ground GND1 of the reference ground terminal 3.
  • the metal wiring pattern in the wiring layer 304 is arranged so as to surround both sides of the second resonance wiring 151 in the plan view of the wiring layer 304. In other words, it is arranged so as to surround the ring-shaped second resonance wiring 151 from the inside and the outside. Further, this metal wiring pattern is connected to the metal surface of the wiring layer 302 via a plurality of vias v2, and has the same potential as the reference ground GND2 of the reference ground terminal 4.
  • the conversion impedance can be finely adjusted by adjusting the distance between the first resonance wiring 150 and the metal wiring pattern surrounding the first resonance wiring 150, but also the reference ground terminal 3 is strengthened to insulate. The radiated power from the type resonator 100 to the outside can be suppressed.
  • the reference ground 4 is strengthened to perform isolated resonance. The radiated power from the vessel 100 to the outside can be suppressed.
  • first resonance wiring 150 and the second resonance wiring 151 it is also possible to use a resonance wiring consisting of both open ends instead of the resonance wiring consisting of an open end and a short-circuit end as in the present embodiment.
  • the wiring layer 301 and the wiring layer 302 have a metal surface on almost the entire surface, a structure in which a part of the metal surface is omitted is also possible.
  • the insulated resonator 100 is connected to the first resonance wiring 150 connected to the input terminal 1 and the output terminal 2 and faces the first resonance wiring 150.
  • a second resonance wiring 151 is provided.
  • the line width of the first resonance wiring 150 may be different from the line width of the second resonance wiring 151.
  • impedance conversion can be easily designed by the difference in line width.
  • the insulated resonator 100 includes a first ground metal surface connected to the first ground terminal and a second ground metal surface connected to the second ground terminal, and the first resonance wiring 150 May form a microstrip line based on the first ground metal surface, and the second resonant wiring 151 may form a microstrip line based on the second ground metal surface.
  • impedance conversion can be easily designed by the microstrip line.
  • impedance conversion can be easily designed depending on the thickness of each dielectric layer.
  • impedance conversion can be easily designed by the dielectric constant of each dielectric layer.
  • the insulated resonator 100 including the capacitive insulating coupling element 10 as shown in FIG. 2B will be described as the insulating coupling element 10.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the insulated resonator 100 according to the third embodiment.
  • the left side of the figure shows a perspective perspective view of the insulated resonator 100, and the right side of the figure shows the wiring pattern of each wiring layer.
  • the insulated resonator 100 of FIG. 9 shows a configuration example formed on a multilayer printed circuit board.
  • the insulated resonator 100 includes four wiring layers, a wiring layer 301, a wiring layer 302, a wiring layer 303, and a wiring layer 304, and a chip inductor 401 and a chip inductor 402. Further, the insulated resonator 100 includes a plurality of vias v1 and v2 that electrically connect the wiring layers.
  • the black circle on the right side of the figure represents the via.
  • the wiring layer 301 is the uppermost wiring layer, and has an input terminal 1, an output terminal 2, a reference ground terminal 3, a reference ground terminal 4, a transmission line 155, a top electrode 156, and a top electrode 158.
  • the input terminal 1 is connected to the transmission line 155 via the land.
  • the land connected to the input terminal 1 refers to a pad or a seat for soldering one of the two terminals of the chip inductor 401.
  • the output terminal 2 is connected to the top electrode 156 via a land.
  • the land connected to the output terminal 2 refers to a pad or a seat for soldering the other terminal of the two terminals of the chip inductor 402.
  • Each of the two reference ground terminals 3 is connected to the metal surface of the wiring layer 302 via the via v1.
  • One of the two reference ground terminals 3 is connected to the land.
  • the land connected to the reference ground terminal 3 refers to a pad or a seat for soldering the other terminal of the two terminals of the chip inductor 401.
  • the two reference ground terminals 4 are short-circuited by the wiring in the wiring layer 303 via the via v1.
  • One of the reference ground terminals 4 is connected to the top electrode 158 via a land.
  • the land connected to the reference ground terminal 4 refers to a pad or a seat for soldering the other terminal of the two terminals of the chip inductor 402.
  • the transmission line 155 corresponds to a part of the first impedance element 11 in FIG. 2A.
  • the top electrode 156 corresponds to a part of the insulating coupling element 10 in FIG. 2B.
  • the top electrode 158 corresponds to a part of the return path portion 20 of FIG. 2A.
  • the chip inductor 401 corresponds to the inductor L1 in FIG. 3A or FIG. 3B.
  • the chip inductor 401 and the transmission line 155 correspond to the first impedance element 11 of FIG. 3A or FIG. 3B.
  • the chip inductor 402 corresponds to the inductor L3 in FIG. 3C or FIG. 3D.
  • the wiring around the chip inductor 402 and the reference ground terminal 4 corresponds to the second impedance element 12 in FIG. 3C or FIG. 3D.
  • the wiring layer 302 is the lowest wiring layer and has a planar metal surface corresponding to the reference ground GND1. This metal surface is connected to the reference ground terminal 3 in the wiring layer 301 via the via v1.
  • the wiring layer 303 includes a short-circuit wire, a bottom electrode 157, and a bottom electrode 159.
  • the short-circuit line short-circuits the two vias v1 connected to the two reference ground terminals 4 of the wiring layer 301.
  • the bottom electrode 157 is connected to the end of the transmission line 155 in the wiring layer 301 via the via v1, and corresponds to a part of the insulating coupling element 10 in FIG. 2B.
  • the bottom electrode 157 and the top electrode 156 form a capacitive element which is the insulation coupling element 10 of FIG. 2B.
  • the bottom electrode 159 corresponds to a part of the return path portion 20 of FIG. 2A.
  • the bottom electrode 159 and the bottom electrode 157 form the return path portion 20 according to any one of FIGS. 4A to 4D.
  • the wiring layer 304 does not include metal wiring.
  • the input terminal 1 is connected to a transmission line 155 having a ⁇ / 4 electrical length, for example, at a transmission frequency of 2.45 GHz. Further, the transmission line 155 is connected to one end of the insulating coupling element 10 formed by the upper surface electrode 156 and the lower surface electrode 157. The other end of the insulating coupling element 10 is connected to the output terminal 2.
  • reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 4 are connected by a return path portion 20 formed by the upper surface electrode 158 and the lower surface electrode 159, and are directly insulated from each other by direct current.
  • the reference ground terminal 3 is connected to the wiring layer 302 by a via, and the wiring layer 302 forms a microstrip line as the ground of the transmission line 155.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a printed circuit board showing a configuration example of the insulated resonator 100 according to the third embodiment. The figure shows a cross section of a part of the insulated resonator 100 in the XX line in FIG.
  • the insulated resonator 100 shown in FIG. 10 has a first dielectric layer 311 sandwiched between the wiring layer 301 and the wiring layer 303, and a second dielectric layer sandwiched between the wiring layer 303 and the wiring layer 304. It has 312 and a third dielectric layer 313 sandwiched between the wiring layer 304 and the wiring layer 302.
  • the first dielectric layer 311 has, for example, a relative permittivity of 11.2 and a thickness of 140 ⁇ m.
  • the second dielectric layer 312 has, for example, a relative permittivity of 11.2 and a thickness of 280 ⁇ m.
  • the third dielectric layer 313 has, for example, a relative permittivity of 3.4 and a thickness of 400 ⁇ m.
  • the wiring layer 304 between the second dielectric layer 312 and the third dielectric layer 313 is not provided with wiring, but is provided depending on the impedance value converted by using the transmission line 155. May be good.
  • the wiring layer 301 and the wiring layer 303 are provided with an insulation capacitance element corresponding to the insulation coupling element 10 described with reference to FIG. 2 of the first embodiment and a capacitance element of the return path portion 20 via the first dielectric layer 311. It is formed and the withstand voltage of the insulated resonator 100 is determined.
  • the transmission line 155 of the present embodiment has, for example, a line width of 300 ⁇ m and a line length of 11 mm, and performs impedance conversion between 15 ohms and 400 ohms.
  • the characteristic impedance ZT of the line required for impedance conversion by the ⁇ / 4 line between the impedances Z1 and Z2 is determined by the following equation.
  • the line width may be set according to the impedance to be converted using (Equation 1), and the line length may be set according to the frequency.
  • the impedance increase in the capacitance section may cause a deviation from the impedance value designed for the ⁇ / 4 line.
  • the line width and the line length may be adjusted in consideration of the impedance of the capacitance portion.
  • the chip inductor 401 is connected between the input terminal 1 and the reference ground terminal 3.
  • the chip inductor 402 is connected between the output terminal 2 and the reference ground terminal 4.
  • Each of the chip inductor 401 and the chip inductor 402 is for fine adjustment of impedance and acts as a noise filter having a low frequency cutoff characteristic.
  • each of the chip inductor 401 and the chip inductor 402 uses, for example, a 19 nH 1005 size chip inductor.
  • the size of 1005 is 1.0 ⁇ 0.5 mm.
  • impedance conversion from 15 ohms to 400 ohms is performed on a transmission line 155 having a transmission frequency of 2.45 GHz and a substantially ⁇ / 4 electric length.
  • FIG. 11A is a diagram showing a first modification of the transmission line 155 for wideband according to the third embodiment. Further, FIG. 11B is a diagram showing an example in which the first modification of the transmission line 155 according to the third embodiment is applied to the wiring layer 301 of the insulated resonator 100.
  • FIG. 11C is a diagram showing a second modification of the transmission line for widening the band according to the third embodiment.
  • FIG. 11D is a diagram showing an example in which the second modification of the transmission line 155 according to the third embodiment is applied to the wiring layer 301 of the insulated resonator 100.
  • the transmission line 155 may be composed of a two-stage ⁇ / 4 conversion line or a multi-stage ⁇ / 4 conversion line having three or more stages.
  • the two-stage ⁇ / 4 conversion line and the connecting lines before and after the two-stage ⁇ / 4 conversion line are exaggerated and schematically illustrated.
  • the length of the connecting line is negligibly shorter than that of the ⁇ / 4 conversion line.
  • the transmission line 155 may be composed of, for example, a Klopfenstein type tapered line in which the line width of the transmission line 155 is gradually changed from the input side to the output side as shown in FIGS. 11C and 11D.
  • the tapered line and the connecting lines before and after the tapered line are exaggerated and schematically shown.
  • the length of the connecting line is negligibly short compared to the tapered line.
  • impedance conversion can be performed in a wider frequency band, and the bandwidth of the power transmission device can be widened.
  • FIG. 12 is a diagram showing a modified example of the insulated resonator 100 according to the third embodiment.
  • a distributed constant line composed of the upper surface transmission line 160 and the lower surface transmission line 161 is coupled.
  • the point is different. The differences will be mainly described below.
  • the upper surface transmission line 160 and the lower surface transmission line 161 have both the impedance characteristics of the transmission line 155, which is the ⁇ / 4 line in FIG. 9, and the capacitance as an insulating capacitance element. This makes it possible to reduce the area constituting the insulated resonator 100.
  • the upper surface transmission line 160 and the lower surface transmission line 161 have, for example, a line width of 300 ⁇ m and a line width of 100 ⁇ m, and their respective line lengths are 11 mm.
  • FIG. 13A is a diagram showing a configuration example of a multilayer printed circuit board 130 including a plurality of insulated resonators 100 according to the third embodiment.
  • the multilayer printed circuit board 130 of FIG. 13A includes insulated resonators 100 to 120 and an isolation metal wiring layer 140.
  • FIG. 13A in order to apply the insulated resonator 100 of FIG. 9 to the insulated gate driver, a plurality of insulating paths are integrated on one multilayer printed circuit board 130.
  • the insulated resonator 100 is a path for transmitting electric power, the insulated resonator 100 according to this embodiment or another embodiment is used.
  • the insulated resonators 110 and 120 are paths for transmitting a low-power control signal that contributes little to the overall efficiency as an insulated gate driver
  • the insulated resonators according to this embodiment or other embodiments can be used.
  • it may be an insulated resonator with a characteristic impedance of 50 ohms.
  • the multilayer printed circuit board 130 has a structure formed by integrating a plurality of insulated resonators 100 to 120 that convert different impedances.
  • the insulated resonator 100 may be provided instead of the insulated resonator 110 and the insulated resonator 120.
  • FIG. 13B is a diagram showing a configuration example of an insulated gate driver 1001 using the insulated resonator 100 according to the third embodiment.
  • the insulated gate driver 1001 of FIG. 13B includes a multilayer printed circuit board 130, a transmission circuit 201a, and a reception circuit 202a. Further, in FIG. 13B, the power transistor 1100, the power supply 1101, and the load element 1200 are also shown.
  • the transmission circuit 201a includes a high-frequency oscillator 1010, an amplifier 1070, and a mixer unit 1030.
  • the multilayer printed circuit board 130 includes insulated resonators 100 to 120 as shown in FIG. 13A.
  • the receiving circuit 202a includes rectifier circuits 1040a to 1040c, a transistor 1060, a transistor 1061, a resistor 1062, and a resistor 1063.
  • the isolated gate driver 1001 generates an output pulse voltage by alternately switching the transistor 1060 and the transistor 1061 according to the control signal, and drives the gate of the power transistor 1100. As a result, the isolated gate driver 1001 switches the voltage supplied by the power supply 1101.
  • the transmission circuit 201a has a function of generating a power signal that is the basis for driving the power transistor 1100 and two PWM (Pulse Width Modulation) control signals.
  • the transmission circuit 201a includes a high-frequency oscillator 1010 and a mixer unit 1030 that receives the output of the high-frequency oscillator 1010.
  • the mixer unit 1030 modulates the output of the high-frequency oscillator 1010 according to the PWM voltage from the PWM signal source 1003, and outputs the non-inverting PWM control signal and the inverted PWM control signal to the multilayer printed board 130.
  • the transmission circuit 201a includes an amplifier 1070 provided in a path for supplying driving power of the isolated gate driver 1001.
  • the amplifier 1070 receives the output of the high-frequency oscillator 1010 of the transmission circuit 201a, and outputs the amplified power signal as a high-frequency signal.
  • the rectifier circuit 1040a has an input terminal, an output terminal, and a ground terminal.
  • the input capacitor Ca and the inductor L1 are connected in series between the input terminal and the output terminal. Then, the intermediate node between the input capacitor Ca and the inductor L1 is connected to the ground terminal via the diode d1 in the forward direction. Further, a capacitance element C1 for output is provided between the output terminal and the ground terminal.
  • the rectifier circuit 1040a rectifies the non-inverting PWM control signal received from the transmission circuit 201a via the isolated resonator 110 and outputs it as a voltage pulse signal to the gate of the transistor 1060.
  • the ground terminal of the rectifier circuit 1040a is connected to the source of the transistor 1060, and a resistor 1062 is provided between the gate and the source of the transistor 1060.
  • the rectifier circuit 1040b rectifies the inverted PWM control signal received from the transmission circuit 201a via the isolated resonator 120 and outputs it as a voltage pulse signal to the gate of the transistor 1061.
  • the ground terminal of the rectifier circuit 1040b is connected to the source of the transistor 1061, and 1063 is provided between the gate and the source of the transistor 1061.
  • the rectifier circuit 1040c supplies power to the gate drive circuit by converting the output of the insulated resonator 100 for power transmission into a positive voltage and charging the capacitive element 1050.
  • the magnitude of the capacitance of the capacitive element 1050 is not particularly limited, but is, for example, about several ⁇ F.
  • the rectifier circuit 1040c for the power supply and the rectifier circuits 1040a and 1040b can be applied with circuits having the same configuration, although the direction of the diode portion differs depending on the polarity of the generated voltage.
  • the rectifier circuits 1040a and 1040b generate a negative voltage.
  • the reference ground GND1 and the reference ground GND2 are directly insulated by the multilayer printed circuit board 130.
  • the isolated gate driver 1001 loads the power of the power supply 1101 by switching the power transistor 1100 by turning on and off the gate voltage of the power transistor 1100 according to the switching voltage of the PWM signal source 1003. It is used to supply 1200 in a pulsed manner.
  • the high frequency oscillator 1010 generates high frequency signals for the power transmission path and the control signal transmission path.
  • the high frequency signal of the power transmission path is amplified by the amplifier 1070, DC rectified by the insulated resonator 100 integrated on the multilayer printed circuit board 130 by the voltage doubler rectifier circuit 1040c, and charged to the capacitive element 1050.
  • the high-frequency signal of one of the control signal transmission paths is alternately input to the insulated resonator 110 and the insulated resonator 120 integrated on the multilayer printed circuit board 130 according to the PWM signal source 1003 in the mixer unit 1030.
  • the gate voltage of the power transistor 1100 is driven by the normally-on type transistors 1060 and 1061 being complementarily turned on and off by the single shunt type rectifier circuits 1040a and 1040b that generate a negative voltage.
  • the resistors 1062 and 1063 become the load resistance of the rectifying circuits 1040a and 1040b, and by generating a voltage across them, the transistors 1060 and 1061 are turned off, and when there is no high frequency signal input, the transistors 1060 and It becomes a discharge path of the gate capacitance of 1061 and turns on the transistors 1060 and 1061.
  • the insulated resonators 110 and 120 are used as paths for transmitting control signals, respectively.
  • the insulated resonator 110 can be used as a path for transmitting a control signal
  • the insulated resonator 120 can be used as a path for feeding back an abnormal state detected by the receiving circuit 202a to the transmitting circuit.
  • an isolation metal wiring layer 140 is provided in order to improve the isolation characteristics between the insulated resonator 100 and the insulated resonator 110, but if necessary. Therefore, it may be installed or omitted between the plurality of insulated resonators.
  • all the reference grounds of each insulation path of the transmission circuit 201a are connected, and the reference grounds of each insulation path of the reception circuit 202a are separated, but they are partially connected according to the purpose. There may be a form such as separation or separation.
  • FIG. 14A is a diagram showing the power transmission characteristics of the insulated gate driver 1001 using the insulated resonator 100 according to the third embodiment.
  • FIG. 14B is a diagram showing an example of efficiency distribution in the insulated gate driver 1001 using the insulated resonator 100 according to the third embodiment.
  • 14A and 14B show the results of actually measuring the transmission output and transmission efficiency of the power transmission path of the insulated gate driver 1001 of the present embodiment while changing the oscillator output power.
  • the semiconductor chips of the transmission circuit 201 and the reception circuit 202 were both created by using the GaAs (BiHEMT) process.
  • the "comparative example” in FIGS. 14A and 14B is premised on a configuration using a matching circuit on a semiconductor chip and a conventional insulated resonator.
  • the “embodiment” is premised on the configuration of FIG. 1 using the insulated resonator 100 shown in FIG. By comparing these, the improvement effect of this embodiment was confirmed.
  • the transmission circuit 201 operates at a power supply voltage of 5 V, the output frequency is 2.45 GHz, and the load resistance value of the receive circuit 202 of the power transmission path is 2 k ohms.
  • the output power is 239 mW and the conversion efficiency is 26.6% in the prior art
  • the output power is 331 mW and the conversion efficiency is 40.1%.
  • a significant improvement result has been obtained.
  • the result of analyzing the efficiency distribution of the transmission circuit 201, the insulated resonator 100, and the reception circuit 202 in that case is shown in FIG. 14B.
  • the efficiency improvement in the present embodiment is due to the fact that the matching loss can be reduced by 0.86 dB by eliminating the matching circuit portion composed of the spiral inductor and the capacitance of the transmitting circuit 201 and the receiving circuit 202.
  • the insulated resonator 100 includes a first impedance element 11 connected to the input terminal 1, a second impedance element 12 connected to the output terminal 2, and the like.
  • An insulating coupling element 10 that capacitively couples the first impedance element 11 and the second impedance element 12 is provided, the first impedance element 11 is connected to the first ground terminal, and the second impedance element 12 is the second. Connected to the ground terminal.
  • At least one of the first impedance element 11 and the second impedance element 12 may include a plurality of ⁇ / 4 lines having different impedances connected in series.
  • the band of the insulated resonator 100 including the ⁇ / 4 line can be widened.
  • At least one of the first impedance element 11 and the second impedance element 12 may include a line having a line width that changes in a stepped shape or a tapered shape.
  • the band of the insulated resonator 100 including the tapered line can be widened.
  • At least one of the first impedance element 11 and the second impedance element 12 may include a lumped constant element.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of the insulated resonator 100 according to the fourth embodiment. Compared with FIG. 12, the figure shows that the upper surface electrode 156 and the lower surface electrode 157 are provided instead of the upper surface transmission line 160 and the lower surface transmission line 161, the chip inductor 403 is added, and the size is reduced. Is different. Hereinafter, the differences will be mainly described.
  • the input terminal 1 is connected to the top electrode 156.
  • the insulation coupling element 10 formed by the upper surface electrode 156 and the lower surface electrode 157 and the phase adjusting chip inductor 403 are connected in series and are connected to the output terminal 2.
  • reference ground terminal 3 and the reference ground terminal 4 are connected by a return path portion 20 formed by the upper surface electrode 158 and the lower surface electrode 159, and are directly insulated from each other by direct current.
  • the reference ground 3 is connected to the wiring layer 302 by a via.
  • the chip inductor 401 is connected between the input terminal 1 and the reference ground terminal 3, and the chip inductor 402 is connected between the input / output terminal 2 and the reference ground terminal 4. Acts as a noise filter.
  • the value of the chip inductor 403 is obtained even when the exact impedance of the transmission circuit 201 or the reception circuit 202 is unknown, or when the parasitic inductance or capacitance component of the transmission circuit 201 or the reception circuit 202 is large. It is possible to realize the required characteristics at an early stage by adjusting.
  • the insulated resonator 100 of each embodiment can transmit a high frequency signal in the opposite direction.
  • the input terminal 1 may be read as an output terminal
  • the output terminal 2 may be read as an input terminal.
  • the insulated resonator 100 performs impedance conversion from the second impedance value Z2 to the first impedance value Z1.
  • the insulated resonator 100, the multilayer printed circuit board 130, or the wireless power transmission device 1000 of each embodiment may be used not only for the insulated gate driver 1001 but also for a semiconductor relay or a semiconductor circuit breaker.
  • the present disclosure is not limited to this embodiment. As long as the gist of the present disclosure is not deviated, various modifications that can be conceived by those skilled in the art are applied to the present embodiment, and a form constructed by combining components in different embodiments is also within the scope of one or more embodiments. May be included within.

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Abstract

絶縁型共振器（１００）は、参照グランド端子（３）と、参照グランド端子（３）との間で第１インピーダンス値Ｚ１をもつ入力端子（１）と、参照グランド端子（４）と、参照グランド端子（４）との間で、第１インピーダンス値Ｚ１と異なる第２インピーダンス値Ｚ２をもつ出力端子（２）とを備え、入力端子（１）と出力端子（２）との間で直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送させ、参照グランド端子（３）と第２グランド端子との間で直流に対し絶縁する。

Description

絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置
　本開示は、無線電力伝送などに用いられる絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置に関する。
　近年、家電や産業機器などの分野において、無線による非接触状態での電力給電に注目が高まっている。一般的な無線電力伝送では、送信部の発振器で発生させた交流信号を、絶縁型共振器を介して伝送し、受信部の整流器で直流化する。
　特許文献１では、マイクロ波帯で使用される一般的な絶縁型共振器の構成が示されている。
　また、特許文献２では、そのような絶縁型共振器と送信部と受信部とを用いて、マイクロ波帯での無線電力伝送技術を利用した絶縁型のゲート駆動回路の構成が示されている。
特許第４８３５３３４号公報 特許第５８６６５０６号公報
　しかしながら、特許文献１および２の絶縁型共振器は、小型化、高効率化の課題がある。
　本開示は係る点に鑑みてなされたもので、その目的は、小型化、高効率化が可能な絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置を提供することにある。
　本開示の一態様に係る絶縁型共振器は、第１グランド端子と、前記第１グランド端子との間で第１インピーダンス値をもつ入力端子と、第２グランド端子と、前記第２グランド端子との間で、前記第１インピーダンス値と異なる第２インピーダンス値をもつ出力端子とを備え、前記入力端子と前記出力端子との間で直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送し、かつ、前記第１インピーダンス値から前記第２インピーダンス値にインピーダンス変換し、前記第１グランド端子と前記第２グランド端子との間で直流に対し絶縁する。
　また、本開示の一態様に係る多層プリント基板は、前記絶縁型共振器と、前記絶縁型共振器とは変換するインピーダンスが異なる他の絶縁型共振器とを備える。
　また、本開示の一態様に係る無線電力伝送装置は、上記の絶縁型共振器と、前記入力端子に接続された送信回路と、前記出力端子に接続された受信回路とを備え、前記送信回路の出力インピーダンスは前記第１インピーダンス値の複素共役となる値であり、前記受信回路の入力インピーダンスは前記第２インピーダンス値の複素共役となる値である。
　本開示に係る絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置によれば、小型化かつ高効率化な無線電力伝送装置を実現することができる。
図１は、第１実施形態に係る絶縁型共振器を含む無線電力伝送装置の構成例を示すブロック図である。 図２Ａは、第１実施形態に係る絶縁型共振器の構成例を示すブロック図である。 図２Ｂは、第１実施形態に係る絶縁結合素子の第１構成例を示す図である。 図２Ｃは、第１実施形態に係る絶縁結合素子の第２構成例を示す図である。 図３Ａは、第１実施形態に係る第１のインピーダンス素子の回路例を示す図である。 図３Ｂは、第１実施形態に係る第１のインピーダンス素子の他の回路例を示す図である。 図３Ｃは、第１実施形態に係る第２のインピーダンス素子の回路例を示す図である。 図３Ｄは、第１実施形態に係る第２のインピーダンス素子の他の回路例を示す図である。 図４Ａは、第１実施形態に係るリターンパス部の第１の回路例を示す図である。 図４Ｂは、第１実施形態に係るリターンパス部の第２の回路例を示す図である。 図４Ｃは、第１実施形態に係るリターンパス部の第３の回路例を示す図である。 図４Ｄは、第１実施形態に係るリターンパス部の第４の回路例を示す図である。 図５は、第２実施形態に係る絶縁型共振器の構成例を示す図である。 図６は、第２実施形態に係る絶縁型共振器の構成例を示すプリント基板の断面図である。 図７Ａは、第２実施形態に係る絶縁型共振器の反射特性の例を示す図である。 図７Ｂは、第２実施形態に係る絶縁型共振器の通過特性の例を示す図である。 図８は、第２実施形態に係る絶縁型共振器の変形例を示す図である。 図９は、第３実施形態に係る絶縁型共振器の構成例を示す図である。 図１０は、第３実施形態に係る絶縁型共振器の構成例を示すプリント基板の断面図である。 図１１Ａは、第３実施形態に係る広帯域化のための伝送線路の第１変形例を示す図である。 図１１Ｂは、第３実施形態に係る伝送線路の第１変形例を絶縁型共振器の配線層に適用した例を示す図である。 図１１Ｃは、第３実施形態に係る広帯域化のための伝送線路の第２変形例を示す図である。 図１１Ｄは、第３実施形態に係る伝送線路の第２変形例を絶縁型共振器の配線層に適用した例を示す図である。 図１２は、第３実施形態に係る絶縁型共振器の変形例を示す図である。 図１３Ａは、第３実施形態に係る絶縁型共振器を複数個備える多層プリント基板の構成例を示す図である。 図１３Ｂは、第３実施形態に係る絶縁型共振器を用いた絶縁型ゲートドライバの構成例を示す図である。 図１４Ａは、第３実施形態に係る絶縁型共振器を用いた絶縁型ゲートドライバの電力伝送特性を示す図である。 図１４Ｂは、第３実施形態に係る絶縁型共振器を用いた絶縁型ゲートドライバにおける効率配分の一例を示す図である。 図１５は、第４実施形態に係る絶縁型共振器の構成例を示す図である。
　（本開示の一態様を得るに至った経緯）
　本発明者らは、「背景技術」の欄において記載した、絶縁型共振器に関し、以下の問題が生じることを見出した。
　特許文献１と２に記載されているような従来の絶縁型共振器は、送信回路部から高周波信号を入力し、受信回路部に高周波信号を伝送する。この絶縁型共振回路の入力側と出力側とが対称な構造となっている。絶縁型共振回路の入力側の特性インピーダンスおよび出力側の特性インピーダンスは、ある特性インピーダンス、すなわち通常は５０オームとして設計される。
　このような絶縁型共振器は、例えば、パワートランジスタをオンおよびオフを駆動するゲート駆動回路に用いられる。ゲート駆動回路において絶縁型共振器は、前段の送信回路部から高周波信号を受信し、受信した高周波信号を直流的に絶縁した状態で、後段の受信回路部に伝送する。このようなゲート駆動回路では、５０オームの特性インピーダンスを持つ絶縁型共振器と送信回路部との間に整合回路を備え、かつ、絶縁型共振器と受信回路部との間に整合回路を備える。これにより、伝送路の反射を抑える。
　ところで、送信回路部の出力インピーダンスは、２５オーム程度に設計される。例えば０．５Ｗ出力のＢ級動作の増幅器の場合、出力インピーダンスは、電源電圧５Ｖ時にシングルエンドの増幅器を構成する最終段トランジスタの負荷インピーダンスに相当する２５オーム程度になる。ただし、最終段トランジスタのオン抵抗をゼロとする。
　一方、受信回路部の入力インピーダンスは、５００オーム等に設計される。例えばシングルシャント型の整流回路方式を用いる場合、整流回路を最大効率で動作させるためには、入力インピーダンスを負荷抵抗と等しくする必要があるため、例えば負荷抵抗５００オームで使用する場合は、受信回路部の入力インピーダンスを５００オームにする必要がある。
　通常、このような場合に、インピーダンス変換を行う整合回路はそれぞれの半導体チップ上に形成される場合が多く、半導体チップ上の薄膜配線による抵抗損失や半導体基板の導電性による損失が生じるため、伝送効率を低下させる要因となる。
　また、このような半導体チップ上の素子を、半導体チップの外部に、例えばプリント基板などで作成する場合、システムのサイズが大型化してしまうという課題がある。
　また、特許文献１には、絶縁型共振器の入出力端子の取付け位置によりインピーダンス整合を調整する記述が見られるが、共振器の特性インピーダンスを微調整する手段であって、入出力ポート間を異なるインピーダンスに変換を行う場合には、大きな損失が発生するという問題がある。
　このように従来技術によれば、小型化および高効率化の点で課題がある。
　この問題を解決するために、本開示の一態様に係る絶縁型共振器は、第１グランド端子と、前記第１グランド端子との間で第１インピーダンス値をもつ入力端子と、第２グランド端子と、前記第２グランド端子との間で、前記第１インピーダンス値と異なる第２インピーダンス値をもつ出力端子とを備え、前記入力端子と前記出力端子との間で直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送し、かつ、前記第１インピーダンス値から前記第２インピーダンス値にインピーダンス変換し、前記第１グランド端子と前記第２グランド端子との間で直流に対し絶縁する。
　この構成によれば、装置サイズを大型化させることなく、送信部から受信部に伝送される電力損失を低減し、高効率な無線電力伝送が可能となる。
　以下、実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　＜第１実施形態＞
　［１．１　無線電力伝送装置の構成］
　図１は、第１実施形態に係る絶縁型共振器１００を含む無線電力伝送装置１０００の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、無線電力伝送装置１０００は、絶縁型共振器１００、送信回路２０１および受信回路２０２を備える。
　絶縁型共振器１００は、入力端子１、出力端子２、参照グランド端子３、および参照グランド端子４を有する。
　入力端子１は、参照グランド端子３との間で第１インピーダンス値Ｚ１を持ち、送信回路２０１から高周波信号を入力する。
　出力端子２は、参照グランド端子４との間で、第１インピーダンス値Ｚ１と異なる第２インピーダンス値Ｚ２を持ち、受信回路２０２に高周波信号を出力する。
　入力端子１と出力端子２とは直流に対して絶縁されている。
　参照グランド端子３は、図中の「ＧＮＤ１」と記された送信回路２０１の基準グランドである接地線に接続され、以下では、第１グランド端子と呼ぶことがある。
　参照グランド端子４は、図中の「ＧＮＤ２」と記された受信回路２０２と基準グランドである接地線に接続され、以下では、第２グランド端子と呼ぶことがある。
　参照グランド端子３と参照グランド端子４とは直流に対して絶縁されている。
　絶縁型共振器１００は、入力端子１と出力端子２との間で、直流的な絶縁を確保するとともに、高周波信号を伝送する。これに加えて、絶縁型共振器１００は、高周波信号の通過損失を抑制または最小にするために、第１のインピーダンス値Ｚ１と第２のインピーダンス値Ｚ２との間のインピーダンス変換を行う。
　送信回路２０１は、第１のインピーダンス値Ｚ１と整合する出力インピーダンスを有する。例えば、送信回路２０１は、第１のインピーダンス値Ｚ１の複素共役となる出力インピーダンスを有する。図中の「Ｚ１＊」は、第１のインピーダンス値Ｚ１の複素共役を示す。
　受信回路２０２は、第２のインピーダンス値Ｚ２と整合する入力インピーダンスを有する。例えば、受信回路２０２は、第２のインピーダンス値Ｚ２の複素共役となる入力インピーダンスを有する。図中の「Ｚ２＊」は、第２のインピーダンス値Ｚ２の複素共役を示す。
　第１のインピーダンス値Ｚ１および第２のインピーダンス値Ｚ２の大きさは、例えば、Ｚ１＜Ｚ２の関係を有している。具体的な数値例として、Ｚ１＝１５オーム、Ｚ２＝４００オームであってもよい。
　送信回路２０１と受信回路２０２はＳｉや化合物半導体(ＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、ＧａＮなど)の高周波プロセスを用いた半導体集積チップとして形成される。送信回路２０１は、投入されるＤＣ電力を高周波に変換する発振器と、発振器の出力を増幅するための増幅器とを有する。増幅器の動作クラスとしては、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級、Ｃ級などの一般的なバイアス条件に加え、Ｄ級、Ｅ級などのスイッチング動作やＦ級、逆Ｆ級などの高調波インピーダンス制御を行うことにより、増幅器をより高効率で動作させることができる。
　受信回路２０２は、容量、ダイオード、抵抗を用いたシングルシャント型、倍電圧型、倍電流型、ブリッジ型などの整流回路を有する。
　［１．２　絶縁型共振器の構成］
　次に、絶縁型共振器１００の構成について説明する。
　図２Ａは、第１実施形態に係る絶縁型共振器１００の構成例を示すブロック図である。同図のように、絶縁型共振器１００は、入力端子１、出力端子２、参照グランド端子３、参照グランド端子４、絶縁結合素子１０、第１のインピーダンス素子１１、第２のインピーダンス素子１２、およびリターンパス部２０を備える。
　入力端子１、出力端子２、参照グランド端子３および参照グランド端子４は、図１で説明した通りである。
　絶縁結合素子１０は、直流を絶縁し、高周波信号を伝送する回路素子である。図２Ｂ、図２Ｃは、第１実施形態に係る絶縁結合素子１０の第１、第２構成例を示す図である。図２Ｂの第１構成例における絶縁結合素子１０は、２端子間を容量結合する容量素子で構成される。図２Ｃの２構成例における絶縁結合素子１０は、２端子間を電磁結合する電磁共鳴素子で構成されている。なお、絶縁結合素子１０は、これらに限らず、誘導性の磁気結合するトランス、発光素子と受光素子とからなるフォトカプラーなどであってもよい。
　絶縁結合素子１０は、絶縁型共振器１００として、図１の送信回路２０１と受信回路２０２間の絶縁を確保する部分であるため、十分な絶縁耐性が必要となる。一般的な民生、産業機器等で必要な数ｋＶの耐圧を確保するためには、多層プリント基板で構成する場合は、容量を形成するための層厚を数十～数百μｍ程度にするとよい。
　また、送信回路２０１と受信回路２０２の間のノイズ伝送を抑えるため、図２Ｂの絶縁結合素子１０の容量値としては、例えば、２．４ＧＨｚ帯の伝送においては０．１～１０ｐＦ程度の値に設定すればよい。
　［１．３　第１、第２のインピーダンス素子の構成］
　第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２は、送信回路２０１の出力インピーダンスＺ１＊と受信回路２０２の入力インピーダンスＺ２＊に対し、インピーダンス変換(Ｚ１＜Ｚ２)を行う回路である。本実施形態においては、第１のインピーダンス素子１１と第２のインピーダンス素子１２とで回路トポロジーが異なる。また、第１のインピーダンス素子１１の参照グランド端子３と第２のインピーダンス素子１２の参照グランド端子４とは直流的に絶縁されている。
　次に、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の回路例について図３Ａ～図３Ｄを用いて説明する。
　図３Ａは、第１実施形態に係る第１のインピーダンス素子１１の回路例を示す図である。図３Ａの第１のインピーダンス素子１１は、入力端子１、参照グランド端子３、端子５、インダクタＬ１、およびインダクタＬ２を備える。
　入力端子１および参照グランド端子３は、図１で説明した通りである。
　端子５は、絶縁結合素子１０の一端に接続される。
　インダクタＬ１の一端は入力端子１に接続され、かつ、インダクタＬ２の一端に接続される。インダクタＬ１の他端は、参照グランド端子３に接続される。
　インダクタＬ２の一端は、入力端子１に接続され、かつ、インダクタＬ１の上記の一端に接続される。インダクタＬ２の他端は端子５に接続される。
　図３Ｂは、第１実施形態に係る第１のインピーダンス素子１１の他の回路例を示す図である。図３Ｂは、図３Ａと比べて、容量素子Ｃ１が追加された点が異なる。以下異なる点を中心に説明する。
　容量素子Ｃ１の一端は入力端子１に接続される。容量素子Ｃ１の他端は参照グランド端子３に接続される。つまり、容量素子Ｃ１は、インダクタＬ１と並列に接続される。
　図３Ｃは、第１実施形態に係る第２のインピーダンス素子１２の回路例を示す図である。図３Ｃの第２のインピーダンス素子１２は、出力端子２、参照グランド端子４、端子６、およびインダクタＬ３を備える。
　出力端子２および参照グランド端子４は、図１で説明した通りである。
　インダクタＬ３の一端は、端子６に接続され、かつ、出力端子２に接続される。インダクタＬ３の他端は、参照グランド端子４に接続される。
　図３Ｄは、第１実施形態に係る第２のインピーダンス素子１２の他の回路例を示す図である。図３Ｄは、図３Ｃと比べて、容量素子Ｃ３が追加された点が異なる。以下異なる点を中心に説明する。
　容量素子Ｃ３の一端は出力端子２に接続される。容量素子Ｃ３の他端は参照グランド端子４に接続される。つまり、容量素子Ｃ３は、インダクタＬ３と並列に接続される。
　図３Ａ～図３Ｄは、第１のインピーダンス素子１１と第２のインピーダンス素子１２の基本的な回路構成を示している。より広帯域な整合を行うため、あるいは選択的な帯域通過、減衰特性を付加するため、インダクタや容量素子を追加した多段回路構成を用いる場合もある。
　図３Ａ～図３Ｄに記載のインダクタＬ１～インダクタＬ３のそれぞれは、プリント基板内に直線、メアンダ、スパイラル形状のマイクロストリップ線路等の分布定数線路で形成してもよい。
　また、第１のインピーダンス素子１１の絶縁結合素子１０側の端子５は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２を介して参照グランド端子３に接地される。これにより、低域遮断フィルタとしての特性により、ノイズ特性を改善する効果がある。
　同様に第２のインピーダンス素子１２の絶縁結合素子１０側の端子６は、インダクタＬ３を介して参照グランド端子４に接地される。これにより、低域遮断フィルタとしての特性により、ノイズ特性が改善する効果がある。
　［１．４　リターンパス部の構成］
　次に、リターンパス部２０の回路例について図４Ａ～図４Ｄを用いて説明する。
　図４Ａは、第１実施形態に係るリターンパス部２０の第１の回路例を示す図である。同図のリターンパス部２０は、容量素子Ｃ４を備える。容量素子Ｃ４の一端は参照グランド端子３に接続される。容量素子Ｃ４の他端は参照グランド端子４に接続される。
　図４Ｂは、第１実施形態に係るリターンパス部２０の第２の回路例を示す図である。同図のリターンパス部２０は、図４Ａと比べて、参照グランド端子３と容量素子Ｃ４との間にインダクタＬ４が追加された点が異なる。つまり、インダクタＬ４および容量素子Ｃ４は、参照グランド端子３と参照グランド端子４との間に直列に接続される。
　図４Ｃは、第１実施形態に係るリターンパス部２０の第３の回路例を示す図である。同図のリターンパス部２０は、図４Ａと比べて、参照グランド端子３と容量素子Ｃ４との間に分布定数線路ＴＬ４が追加された点が異なる。つまり、分布定数線路ＴＬ４および容量素子Ｃ４は、参照グランド端子３と参照グランド端子４との間に直列に接続される。分布定数線路ＴＬ４は、例えば、プリント基板上に形成した直線、メアンダ形状、スパイラル形状のマイクロストリップ線路の何れかであってもよい。
　図４Ｄは、第１実施形態に係るリターンパス部２０の第４の回路例を示す図である。同図のリターンパス部２０は、分布定数線路ＴＬ５、ＴＬ６を備える。
　分布定数線路ＴＬ５の一端は参照グランド端子３に接続される。分布定数線路ＴＬ６の一端は参照グランド端子４に接続される。分布定数線路ＴＬ５、ＴＬ６は、互いに対向して配置される。
　図４Ａ～図４Ｄのようなリターンパス部２０は、直流的に絶縁された特性を有し、入力端子１および出力端子２間に伝送される高周波信号のリターンパスを構成する。
　リターンパス部２０においても、絶縁結合素子１０と同等の絶縁耐性が要求されるため、多層プリント基板で容量部分を構成する場合は、絶縁結合素子１０と同じ誘電体層を用いるとよい。
　なお、インダクタＬ４に関しては、プリント基板上に形成した直線、メアンダ、スパイラル形状のマイクロストリップ線路等の分布定数線路であってよい。
　また、絶縁型共振器１００が形成されるプリント基板の誘電体層を挟んで対向する分布定数線路により、容量素子Ｃ４とインダクタＬ４の直列共振回路を形成することも可能である。
　さらには、マイクロ波帯などの高周波数領域においては、絶縁型共振器１００の一部としてリターンパス部２０の明示的な構造を持たなくても、絶縁型共振器１００を実装する構造において、例えばパッケージやプリント基板等を利用して形成することも可能である。
　また、実際の構造においては、第１のインピーダンス素子１１とリターンパス部２０の参照グランド端子４の間、同様に第２のインピーダンス素子１２とリターンパス部２０の参照グランド端子３の間には、厳密には寄生容量成分が生じる可能性があるが、絶縁結合素子１０が持つ絶縁耐圧を下回らないよう、十分な距離を設ける必要がある。
　なお、本実施形態では、入力端子１側を低インピーダンス側、出力端子２側を高インピーダンス側、すなわちＺ１＜Ｚ２として説明を行ったが、入力端子１を出力端子として扱い、出力端子２を入力端子として扱うことにより、小さいインピーダンス値への変換にも対応することが可能である。
　また、マイクロ波帯などの高周波数領域においては、Ｚ１、Ｚ２の値は浮遊インダクタンスや寄生容量成分により、実抵抗成分に加え、リアクタンス成分を有する場合があるが、本実施形態で開示した内容をもとに、容易に設計が可能である。
　以上説明してきたように、第１実施形態に係る絶縁型共振器１００は、参照グランド端子３と、参照グランド端子３との間で第１インピーダンス値Ｚ１をもつ入力端子１と、参照グランド端子４と、参照グランド端子４との間で、第１インピーダンス値Ｚ１と異なる第２インピーダンス値Ｚ２をもつ出力端子２とを備え、入力端子１と出力端子２との間で直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送し、かつ、第１インピーダンス値から第２インピーダンス値にインピーダンス変換し、参照グランド端子３と参照グランド端子４との間で直流に対し絶縁する。第１グランド端子は参照グランド端子３である。第２グランド端子は参照グランド端子４である。
　これによれば、絶縁型共振器１００の小型化と、伝送損失を低減した高効率化とを可能にする。
　ここで、絶縁型共振器１００は、容量結合または電磁結合により高周波信号を伝送し、かつ、入力端子１と出力端子２との間で電気的および物理的に非対称であってもよい。
　これによれば、インピーダンス変換の設計を容易に適切に実現することができる。
　ここで、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の少なくとも一方は、分布定数線路で構成されてもよい。
　これによれば、例えば、マイクロストリップ線による分布定数回路を用いて多層プリント基板に絶縁型共振器１００を容易に形成することができる。
　ここで、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の一方のインピーダンスは、実質的にゼロであってもよい。
　あるいは、絶縁型共振器１００は、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の一方を備えない構成であってもよい。
　これによれば、絶縁型共振器１００をさらに小型化することができる。
　ここで、第１グランド端子と第２グランド端子との間で、直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送させるリターンパス部２０を有していてもよい。
　これによれば、インピーダンス変換の調整および高効率化を図ることができる。
　ここで、リターンパス部２０は、容量素子Ｃ４を含んでいてもよい。
　これによれば、容量結合によるリターンパスを容易に形成することができる。
　ここで、リターンパス部２０は、マイクロストリップ線路ＴＬ４またはインダクタＬ４と、容量素子Ｃ４とからなる直列共振回路を含んでいてもよい。
　これによれば、リターンパス部２０の通過帯域を容易に設計することができる。
　ここで、リターンパス部２０は、一対の分布定数線路ＴＬ５、ＴＬ６を有する共振回路を含んでいてもよい。
　これによれば、リターンパス部２０の通過帯域を容易に設計することができる。
　ここで、入力端子１と第１グランド端子との間に、または、出力端子２と第２グランド端子との間に、高周波信号より低い周波数帯域を遮断するフィルタを有していてもよい。
　これによれば、ノイズを低減することができる。
　また、第１実施形態に係る多層プリント基板１３０は、上記の絶縁型共振器１００と、絶縁型共振器１００とは変換するインピーダンスが異なる他の絶縁型共振器とを備える。
　これによれば、絶縁型共振器１００を含む多層プリント基板１３０の小型化と、伝送損失を低減した高効率化とを可能にする。
　また、第１実施形態に係る無線電力伝送装置１０００は、上記の絶縁型共振器１００と、入力端子１に接続された送信回路２０１と、出力端子２に接続された受信回路２０２とを備え、送信回路２０１の出力インピーダンスは第１インピーダンス値の複素共役となる値であり、受信回路２０２の入力インピーダンスは第２インピーダンス値の複素共役となる値である。
　これによれば、絶縁型共振器１００を含む無線電力伝送装置１０００の小型化と、伝送損失を低減した高効率化とを可能にする。
　＜第２実施形態＞
　［２．１　絶縁型共振器の構成］
　第２実施形態では、絶縁結合素子１０として、図２Ｃのような電磁共鳴結合素子を備える絶縁型共振器１００について説明する。
　図５は、第２実施形態に係る絶縁型共振器１００の構成例を示す図である。同図の左側は絶縁型共振器１００の斜視透視した様子を示し、同図の右側は各配線層の配線パターンを示す。
　図５の絶縁型共振器１００は、多層プリント基板に形成される構成例を示す。この絶縁型共振器１００は、配線層３０１、配線層３０２、配線層３０３および配線層３０４の４つの配線層を含む。また絶縁型共振器１００は、任意の配線層間を電気的に接続する複数のビアｖ１、ｖ２を含む。同図右側の小さい黒丸および小さい白丸はビアｖ１またはｖ２を表している。例えば、入力端子１に設けられたビアｖ１は、配線層３０１と配線層３０３とを接続する。また、第２グランド端子４に設けられたビアｖ１は、配線層３０１と配線層３０２とを接続する。
　配線層３０１は、最上層の配線層であり、入力端子１、出力端子２、参照グランド端子３、参照グランド端子４、および、金属面を有する。
　入力端子１は、ビアｖ１を介して配線層３０３に形成された第１の共鳴配線１５０に接続される。
　出力端子２は、ビアｖ１を介して配線層３０４内の第２の共鳴配線１５１に接続される。
　参照グランド端子３は、面状の金属面に含まれる。
　参照グランド端子４は、ビアｖ１を介して配線層３０２内の面状の金属面に接続される。配線層３０１内の金属面は、基準グランドＧＮＤ１に相当する面状の配線パターンであり、参照グランド端子３を含み、ビアｖ１を介して配線層３０３内の第１の共鳴配線１５０の端部に接続される。
　なお、配線層３０１内において、面状の金属面は、入力端子１、出力端子２、参照グランド端子４のそれぞれと接続されずに絶縁されている。
　配線層３０２は、最下層の配線層であり、基準グランドＧＮＤ２に相当する面状の金属面を有する。この金属面は、ビアｖ１を介して配線層３０１内の参照グランド端子４に接続され、ビアｖ２を介して配線層３０４内の第２の共鳴配線１５１の端部に接続される。また、配線層３０２の金属面と配線層３０１の金属面とは、リターンパス部２０を形成する。
　配線層３０３は、切欠きをもつリング状の第１の共鳴配線１５０を含む。第１の共鳴配線１５０は、入力端子１に近い一端側に引き出し線を有し、引き出し線およびビアｖ１を介して入力端子１に接続される。また、第１の共鳴配線１５０の他端はビアｖ１を介して配線層３０１内の金属面に接続される。この第１の共鳴配線１５０は、図２Ａの第１のインピーダンス素子１１に相当し、かつ、図２Ｃの絶縁結合素子１０の一部を構成する。なお、第１の共鳴配線１５０は、出力端子２に接続されたビアｖ１、および参照グランド端子４に接続されたビアｖ１と接続されずに絶縁されている。つまり、出力端子２に接続されたビアｖ１、および参照グランド端子４に接続されたビアｖ１は、配線層３０３内の配線のない部分を貫通する。
　配線層３０４は、切欠きをもつリング状の第２の共鳴配線１５１を含む。第２の共鳴配線１５１は、第１の共鳴配線１５０と対向するように配置される。第２の共鳴配線１５１は、出力端子２に近い一端側に引き出し線を有し、引き出し線およびビアｖ１を介して出力端子２に接続される。また、第２の共鳴配線１５１の他端はビアｖ２を介して配線層３０２内の金属面に接続される。この第２の共鳴配線１５１は、図２Ａの第２のインピーダンス素子１２に相当し、かつ、図２Ｃの絶縁結合素子１０の一部を構成する。なお、第２の共鳴配線１５１は、参照グランド端子４に接続されたビアｖ１と接続されずに絶縁されている。つまり、参照グランド端子４に接続されたビアｖ１は、第２配線層３０４内の配線のない部分を貫通する。
　このように、入力端子１は第１の共鳴配線１５０に接続される。入力端子１のグランド基準は配線層３０１内の金属面に接続された参照グランド端子３である。出力端子２は第２の共鳴配線１５１に接続される。出力端子２のグランド基準は配線層３０２内の金属面に接続された参照グランド端子４である。参照グランド４は配線層３０１の金属面と分離されており、ビアで配線層３０２の金属面に接続されている。
　また、第１の共鳴配線１５０は開放端とビアで配線層３０１内の金属面に接続された短絡端を有し、第２の共鳴配線１５１は、上層に形成されている第１の共鳴配線１５０と反対となるような開放端とビアで配線層３０２内の金属面に接続された短絡端を有する。
　次に、本実施形態の絶縁型共振器１００を形成する多層プリント基板の構造について説明する。
　図６は、第２実施形態に係る絶縁型共振器１００の構成例を示すプリント基板の断面図である。同図は、図５中のＶＩ－ＶＩ線における絶縁型共振器１００の一部分の断面を示す。
　図６に示す絶縁型共振器１００は、配線層３０１と配線層３０３とで挟まれた第１の誘電体層３１１と、配線層３０３と配線層３０４とで挟まれた第２の誘電体層３１２と、配線層３０４と配線層３０２とで挟まれた第３の誘電体層３１３とを有する。
　第１の誘電体層３１１は、例えば、比誘電率３．４、厚さ４００μｍである。
　第２の誘電体層３１２は、例えば、比誘電率１１．２、厚さ２８０μｍである。
　第３の誘電体層３１３は、例えば、比誘電率１１．２、厚さ１４０μｍである。
　第１の誘電体層３１１から第３の誘電体層３１３のそれぞれは、異なる誘電率、厚さを有する。配線層３０３に形成された第１の共鳴配線１５０と配線層３０４に形成された第２の共鳴配線１５１は第２の誘電体層３１２を介して電磁界結合しており、第１実施形態の図２Ｃで説明した電磁共鳴結合する絶縁結合素子１０に相当し、絶縁型共振器１００の耐圧を決定する。
　例えば、第１の共鳴配線１５０は線幅１６０μｍ、線路長１２ｍｍである。第２の共鳴配線１５１は線幅６００μｍ、線路長１２ｍｍである。第１の共鳴配線１５０および第２の共鳴配線１５１それぞれの共鳴配線の幅が異なる。線幅の差異、並びに誘電体層の誘電率および厚さの差異等によって、第１の共鳴配線１５０および第２の共鳴配線１５１は、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２としてのインピーダンス変換を実現する。
　なお、絶縁型共振器１００が形成されるプリント基板は、高周波特性に優れたＰＰＥ（Poly Phenylene Ether）樹脂基板でよいが、ＦＲ４（Flame Retardant Type 4）に代表されるガラスエポキシ基板、あるいはＰＰＯ（Poly Phenylene Oxide）基板などの樹脂基板や高温焼成セラミックス(ＨＴＣＣ：High Temperature Co-Fired Ceramic)、低温焼成セラミックス(ＬＴＣＣ：Low Temperature Co-fired Ceramics)などの多層セラミックス基板であってもよい。
　［２．２　シミュレーション結果］
　図７Ａは、第２実施形態に係る絶縁型共振器１００の反射特性としてＳパラメータ表記のＳ１１特性の例を示す図である。また、図７Ｂは、第２実施形態に係る絶縁型共振器１００の通過特性としてＳパラメータ表記のＳ２１特性の例を示す図である。
　図７Ａ中の左側の四角マーク付きの特性曲線は、入力端子１の反射特性を示す。図７Ａ中の右側の三角マーク付きの特性曲線は、出力端子２の反射特性を示す。図７Ａ、図７Ｂにおいて、入力端子１の終端インピーダンスは１５オーム、出力端子２の終端インピーダンスは４００オームの場合の本実施形態の絶縁型共振器１００の反射特性と通過特性のシミュレーション結果を示している。シミュレーション結果には、実装時に必要なワイヤーボンドの影響（約０．８ｎＨ）も考慮されている。伝送すべき高周波信号の設計値である周波数２．４５ＧＨｚに対し、ほぼ無反射で伝送損失を０．５ｄＢ程度に抑制し良好な特性が得られている。
　［２．３　変形例］
　図８は、第２実施形態に係る絶縁型共振器の変形例を示す図である。図８は、図５の絶縁型共振器１００と比べて、配線層３０３内および配線層３０４内に金属配線パターンが追加された点と、複数のビアが追加された点とが異なっている。以下異なる点を中心に説明する。
　配線層３０３内の金属配線パターンは、配線層３０３の平面視において、第１の共鳴配線１５０の両側を囲むように配置されている。言い換えれば、この金属配線パターンは、リング状の第１の共鳴配線１５０の内側と外側とから囲むように配置されている。さらに、この金属配線パターンは、配線層３０１の金属面と複数のビアｖ１を介して接続され、参照グランド端子３の基準グランドＧＮＤ１と同電位になる。
　配線層３０４内の金属配線パターンは、配線層３０４の平面視において、第２の共鳴配線１５１の両側を囲むように配置されている。言い換えれば、リング状の第２の共鳴配線１５１の内側と外側とから囲むように配置されている。さらに、この金属配線パターンは、配線層３０２の金属面と複数のビアｖ２を介して接続され、参照グランド端子４の基準グランドＧＮＤ２と同電位になる。
　この構造により、第１の共鳴配線１５０とそれを囲む金属配線パターンとの距離を調整することにより、変換インピーダンスの微調整が可能となるだけでなく、参照グランド端子３を強化することにより、絶縁型共振器１００から外部への放射電力を抑えることができる。同様に、第２の共鳴配線１５１とそれを囲む金属配線パターンとの距離を調整することにより、変換インピーダンスの微調整が可能となるだけでなく、参照グランド４を強化することにより、絶縁型共振器１００から外部への放射電力を抑えることができる。
　また、第１の共鳴配線１５０および第２の共鳴配線１５１の構成として、本実施形態のような開放端と短絡端からなる共鳴配線ではなく、両方開放端からなる共鳴配線を用いることもできる。
　また、配線層３０１と配線層３０２とはほぼ全面の金属面を備えるが、金属面の一部を省略した構造も可能である。
　以上説明してきたように、第２実施形態に係る絶縁型共振器１００は、入力端子１に接続された第１の共鳴配線１５０と、出力端子２に接続され、第１の共鳴配線１５０と対向して配置された第２の共鳴配線１５１とを備える。
　これによれば、電磁共鳴結合による絶縁型共振器１００の小型化および高効率化を可能にする。
　ここで、第１の共鳴配線１５０の線幅は第２の共鳴配線１５１の線幅と異なっていてもよい。
　これによれば、線幅の差異によってインピーダンス変換を容易に設計することができる。
　ここで、絶縁型共振器１００は、第１グランド端子に接続された第１のグランド金属面と、第２グランド端子に接続された第２のグランド金属面とを備え、第１の共鳴配線１５０は、第１のグランド金属面に基づく、マイクロストリップラインを形成し、第２の共鳴配線１５１は、第２のグランド金属面に基づく、マイクロストリップラインを形成してもよい。
　これによれば、マイクロストリップラインによってインピーダンス変換を容易に設計することができる。
　ここで、絶縁型共振器１００は、第１の共鳴配線１５０を含む配線層３０３と第１のグランド金属面である配線層３０１とに挟まれた第１の誘電体層３１１と、第１の共鳴配線１５０を含む配線層３０３と、第２の共鳴配線１５１を含む配線層３０４とに挟まれた第２の誘電体層３１２と、第２の共鳴配線１５１を含む配線層３０４と、第２のグランド金属面である配線層３０２とに挟まれた第３の誘電体層３１３とを備え、第１の誘電体層３１１の厚さｄ１と第３の誘電体層３１３の厚さｄ３とが異なっていてもよい。
　これによれば、各誘電体層の厚さによってインピーダンス変換を容易に設計することができる。
　ここで、絶縁型共振器１００は、第１の共鳴配線１５０を含む配線層３０３と第１のグランド金属面である配線層３０１とに挟まれた第１の誘電体層３１１と、第１の共鳴配線１５０を含む配線層３０３と、第２の共鳴配線１５１を含む配線層３０４とに挟まれた第２の誘電体層３１２と、第２の共鳴配線１５１を含む配線層３０４と、第２のグランド金属面である配線層３０２とに挟まれた第３の誘電体層３１３とを備え、第１の誘電体層３１１の比誘電率と第３の誘電体層３１３の比誘電率とが異なっていてもよい。
　これによれば、各誘電体層の誘電率によってインピーダンス変換を容易に設計することができる。
　＜第３実施形態＞
　［３．１　絶縁型共振器の構成］
　第３実施形態では、絶縁結合素子１０として、図２Ｂのような容量性の絶縁結合素子１０を備える絶縁型共振器１００について説明する。
　図９は、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００の構成例を示す図である。同図の左側は絶縁型共振器１００の斜視透視した様子を示し、同図の右側は各配線層の配線パターンを示す。
　図９の絶縁型共振器１００は、多層プリント基板に形成される構成例を示す。この絶縁型共振器１００は、配線層３０１、配線層３０２、配線層３０３および配線層３０４の４つの配線層と、チップインダクタ４０１およびチップインダクタ４０２を含む。また絶縁型共振器１００は、配線層間を電気的に接続する複数のビアｖ１、ｖ２を含む。同図右側の黒丸はビアを表している。
　配線層３０１は、最上層の配線層であり、入力端子１、出力端子２、参照グランド端子３、参照グランド端子４、伝送線路１５５、上面電極１５６、および、上面電極１５８を有する。
　入力端子１は、ランドを介して伝送線路１５５に接続される。入力端子１に接続されたランドは、チップインダクタ４０１の２端子のうちの一方の端子をはんだ付けするためのパッドまたは座をいう。
　出力端子２は、ランドを介して上面電極１５６に接続される。出力端子２に接続されたランドは、チップインダクタ４０２の２端子のうちの他方の端子をはんだ付けするためのパッドまたは座をいう。
　２つの参照グランド端子３のそれぞれは、ビアｖ１を介して配線層３０２の金属面に接続される。２つの参照グランド端子３のうちの一方は、ランドに接続される。参照グランド端子３に接続されたランドは、チップインダクタ４０１の２端子のうちの他方の端子をはんだ付けするためのパッドまたは座をいう。
　２つの参照グランド端子４は、ビアｖ１を介して配線層３０３内の配線で短絡される。参照グランド端子４の一方は、ランドを介して上面電極１５８に接続される。参照グランド端子４に接続されたランドは、チップインダクタ４０２の２端子のうちの他方の端子をはんだ付けするためのパッドまたは座をいう。
　伝送線路１５５は、図２Ａの第１のインピーダンス素子１１の一部に相当する。
　上面電極１５６は、図２Ｂの絶縁結合素子１０の一部に相当する。
　上面電極１５８は、図２Ａのリターンパス部２０の一部に相当する。
　チップインダクタ４０１は、図３Ａ中または図３Ｂ中のインダクタＬ１に相当する。チップインダクタ４０１および伝送線路１５５は、図３Ａまたは図３Ｂの第１のインピーダンス素子１１に相当する。
　チップインダクタ４０２は、図３Ｃ中または図３Ｄ中のインダクタＬ３に相当する。チップインダクタ４０２および参照グランド端子４周辺の配線は、図３Ｃまたは図３Ｄの第２のインピーダンス素子１２に相当する。
　配線層３０２は、最下層の配線層であり、基準グランドＧＮＤ１に相当する面状の金属面を有する。この金属面は、ビアｖ１を介して配線層３０１内の参照グランド端子３に接続される。
　配線層３０３は、短絡線と下面電極１５７と下面電極１５９とを含む。
　短絡線は、配線層３０１の２つの参照グランド端子４に接続された２つのビアｖ１同士を短絡する。
　下面電極１５７は、ビアｖ１を介して配線層３０１内の伝送線路１５５の端部に接続され、図２Ｂの絶縁結合素子１０の一部に相当する。下面電極１５７と上面電極１５６とは図２Ｂの絶縁結合素子１０である容量素子を形成する。
　下面電極１５９は、図２Ａのリターンパス部２０の一部に相当する。下面電極１５９および下面電極１５７は、図４Ａ～図４Ｄのいずれかのリターンパス部２０を形成する。
　配線層３０４は、金属配線を含まない。
　図９において、入力端子１は、例えば、送信周波数２．４５ＧＨｚにおいて、λ／４電気長となる伝送線路１５５に接続されている。さらには、伝送線路１５５は、上面電極１５６と下面電極１５７で形成される絶縁結合素子１０の一端に接続される。絶縁結合素子１０の他端は、出力端子２に接続される。
　また、参照グランド端子３と参照グランド端子４の間は、上面電極１５８と下面電極１５９で形成されるリターンパス部２０で接続されており、互いに直流的に絶縁されている。
　参照グランド端子３はビアにて配線層３０２に接続されており、配線層３０２は伝送線路１５５のグランドとしてマイクロストリップ線路を形成する。
　次に、本実施形態の絶縁型共振器１００を形成する多層プリント基板の構造について説明する。
　図１０は、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００の構成例を示すプリント基板の断面図である。同図は、図９中のＸ－Ｘ線における絶縁型共振器１００の一部分の断面を示す。
　図１０に示す絶縁型共振器１００は、配線層３０１と配線層３０３とで挟まれた第１の誘電体層３１１と、配線層３０３と配線層３０４とで挟まれた第２の誘電体層３１２と、配線層３０４と配線層３０２とで挟まれた第３の誘電体層３１３とを有する。
　第１の誘電体層３１１は、例えば、比誘電率１１．２、厚さ１４０μｍである。第２の誘電体層３１２は、例えば、比誘電率１１．２、厚さ２８０μｍである。第３の誘電体層３１３は、例えば、比誘電率３．４、厚さ４００μｍである。本実施形態では、第２の誘電体層３１２と第３の誘電体層３１３の間の配線層３０４は配線を備えていないが、伝送線路１５５を用いて変換するインピーダンスの値によっては、備えてもよい。
　配線層３０１と配線層３０３は、第１の誘電体層３１１を介して、第１実施形態の図２で説明した絶縁結合素子１０に相当する絶縁容量素子と、リターンパス部２０の容量素子を形成し、絶縁型共振器１００の耐圧を決定する。
　本実施形態の伝送線路１５５は、例えば、線幅３００μｍ、線路長１１ｍｍであり、１５オームと４００オームの間のインピーダンス変換を行う。
　なお、インピーダンスＺ１とＺ２の間のλ／４線路によるインピーダンス変換に必要な線路の特性インピーダンスＺＴは、次式により決定される。
　ＺＴ＝√（Ｚ１×Ｚ２）　・・・（式１）
　よって、本実施形態以外の用途においては、（式１）を用いて変換するインピーダンスに応じた線路幅を設定し、周波数に応じて線路長を設定すればよい。
　また、ノイズ特性を改善する目的で、絶縁結合素子１０の値を小さくする必要がある場合、容量部でのインピーダンス増加によって、λ／４線路で設計したインピーダンス値からのずれが発生する場合があるが、その際は、容量部のインピーダンスを考慮して線路幅と線路長を調整すればよい。
　チップインダクタ４０１は入力端子１と参照グランド端子３の間に接続される。チップインダクタ４０２は出力端子２と参照グランド端子４の間に接続される。チップインダクタ４０１およびチップインダクタ４０２のそれぞれは、インピーダンスの微調整用であり、低域遮断特性を有するノイズフィルターとして作用する。
　本実施形態においては、チップインダクタ４０１およびチップインダクタ４０２のそれぞれは、例えば、１９ｎＨの１００５サイズのチップインダクタを用いる。なお、１００５サイズは、１．０×０．５ｍｍである。
　［３．２　電力伝送周波数の広帯域化］
　次に、絶縁型共振器１００における電力伝送用の高周波信号の広帯域化について説明する。
　図９の本実施形態の絶縁型共振器１００においては、送信周波数２．４５ＧＨｚにおいて、ほぼλ／４電気長となる伝送線路１５５において１５オームから４００オームのインピーダンス変換を行っている。
　図１１Ａは、第３実施形態に係る広帯域化のための伝送線路１５５の第１変形例を示す図である。また、図１１Ｂは、第３実施形態に係る伝送線路１５５の第１変形例を絶縁型共振器１００の配線層３０１に適用した例を示す図である。
　図１１Ｃは、第３実施形態に係る広帯域化のための伝送線路の第２変形例を示す図である。また、図１１Ｄは、第３実施形態に係る伝送線路１５５の第２変形例を絶縁型共振器１００の配線層３０１に適用した例を示す図である。
　伝送線路１５５は、図１１Ａおよび図１１Ｂに示すように２段階のλ／４変換線路、あるいは３段以上の多段階のλ／４変換線路で構成してもよい。ただし、図１１Ｂでは、２段のλ／４変換線路とその前後の接続線とを誇張して模式的に図示してある。実際の配線パターンでは、接続線の長さは、λ／４変換線路と比べて無視できるほど短い。
　また、伝送線路１５５は、図１１Ｃおよび図１１Ｄに示すように伝送線路１５５の線路幅を入力側から出力側にかけて徐々に変化させる、例えばＫｌｏｐｆｅｎｓｔｅｉｎ型のテーパー線路で構成してもよい。ただし、図１１Ｄでは、テーパー線路とその前後の接続線とを誇張して模式的に図示してある。実際の配線パターンでは、接続線の長さはテーパー線路と比べて無視できるほど短い。
　これらの構成によれば、より広い周波数帯域においてインピーダンス変換することが可能となり、電力伝送装置の広帯域化が可能になる。
　［３．３　第３実施形態の変形例］
　次に、図９の上面電極１５６と下面電極１５７とからなる容量素子の代わりに、分布定数線路結合によって容量素子を形成する変形例について説明する。
　図１２は、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００の変形例を示す図である。同図は、図９の絶縁型共振器と比べて、伝送線路１５５と上面電極１５６と下面電極１５７との代わりに、上面伝送線路１６０と下面伝送線路１６１からなる分布定数線路を結合させている点が異なっている。以下異なる点を中心に説明する。上面伝送線路１６０と下面伝送線路１６１は、図９のλ／４線路である伝送線路１５５のインピーダンス特性と、絶縁容量素子としての容量とを兼用する。これにより、絶縁型共振器１００を構成する面積を小さくすることが可能である。上面伝送線路１６０と下面伝送線路１６１は、例えば、線幅３００μｍと線路幅１００μｍであり、それぞれの線路長は１１ｍｍである。
　［３．４　多層プリント基板の構成］
　次に、変換するインピーダンスの組み合わせが異なる２つ以上の絶縁型共振器１００を備える多層プリント基板および絶縁型ゲートドライバの構成例について説明する。
　図１３Ａは、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００を複数個備える多層プリント基板１３０の構成例を示す図である。
　図１３Ａの多層プリント基板１３０は、絶縁型共振器１００～１２０と、アイソレーション金属配線層１４０を備える。
　図１３Ａは、図９の絶縁型共振器１００を絶縁型ゲートドライバに適用するために、複数の絶縁経路を１つの多層プリント基板１３０上に集積化している。
　絶縁型共振器１００は、電力送信を行う経路であるため、本実施形態または他の実施形態に係る絶縁型共振器１００を用いている。
　絶縁型共振器１１０と１２０は、絶縁型ゲートドライバとしての全体効率への寄与が少ない低電力の制御信号を伝送する経路であるため、本実施形態または他の実施形態に係る絶縁型共振器の代わりに、特性インピーダンス５０オームの絶縁型共振器であってもよい。
　このように、多層プリント基板１３０は、異なるインピーダンスを変換する複数の絶縁型共振器１００～１２０を集積化されて形成されている構造を備えている。
　本実施形態では、制御信号伝送経路においても、本開示による最適なインピーダンス変換を有する絶縁共振器を適用することも可能である。つまり、絶縁型共振器１１０、絶縁型共振器１２０の代わりに絶縁型共振器１００を備えてもよい。
　［３．５　絶縁型ゲートドライバの構成］
　図１３Ｂは、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００を用いた絶縁型ゲートドライバ１００１の構成例を示す図である。図１３Ｂの絶縁型ゲートドライバ１００１は、多層プリント基板１３０と、送信回路２０１ａと、受信回路２０２ａとを含む。また、図１３Ｂには、パワートランジスタ１１００、電源１１０１、負荷素子１２００も併記してある。
　送信回路２０１ａは、高周波発振器１０１０、増幅器１０７０、およびミキサー部１０３０を備える。多層プリント基板１３０は、図１３Ａのように絶縁型共振器１００～１２０を備える。受信回路２０２ａは、整流回路１０４０ａ～１０４０ｃ、トランジスタ１０６０、トランジスタ１０６１、抵抗１０６２および抵抗１０６３を備える。
　絶縁型ゲートドライバ１００１は、制御信号に応じてトランジスタ１０６０とトランジスタ１０６１とを交互にスイッチングさせることで、出力パルス電圧を発生し、パワートランジスタ１１００のゲートを駆動する。これにより、絶縁型ゲートドライバ１００１は、電源１１０１によって供給される電圧のスイッチングを行う。
　送信回路２０１ａは、パワートランジスタ１１００の駆動の基礎となる電力信号と、２つのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を生成する機能を有する。具体的に、送信回路２０１ａは、高周波発振器１０１０と、高周波発振器１０１０の出力を受けるミキサー部１０３０を備える。ミキサー部１０３０は、ＰＷＭ信号源１００３からのＰＷＭ電圧に応じて高周波発振器１０１０の出力を変調し、非反転のＰＷＭ制御信号と、反転したＰＷＭ制御信号を多層プリント基板１３０に出力する。さらに、送信回路２０１ａは、絶縁型ゲートドライバ１００１の駆動電力を供給する経路に設けられた増幅器１０７０を備えている。増幅器１０７０は、送信回路２０１ａの高周波発振器１０１０の出力を受け、それを増幅した電力信号を、高周波信号として出力する。
　整流回路１０４０ａは、入力端子、出力端子、及び接地端子を有する。入力端子と出力端子との間に、入力コンデンサＣａとインダクタＬ１が直列に接続される。そして、入力コンデンサＣａとインダクタＬ１との間の中間ノードが、順方向のダイオードｄ１を介して接地端子に接続される。さらに、出力端子と接地端子との間に出力用の容量素子Ｃ１が設けられている。
　整流回路１０４０ａでは、絶縁型共振器１１０を介して送信回路２０１ａから受けた非反転のＰＷＭ制御信号を整流し、電圧パルス信号としてトランジスタ１０６０のゲートに出力する。整流回路１０４０ａの接地端子は、トランジスタ１０６０のソースに接続され、トランジスタ１０６０のゲート－ソース間に抵抗１０６２が設けられている。
　整流回路１０４０ｂでは、絶縁型共振器１２０を介して送信回路２０１ａから受けた反転したＰＷＭ制御信号を整流し、電圧パルス信号としてトランジスタ１０６１のゲートに出力する。整流回路１０４０ｂの接地端子は、トランジスタ１０６１のソースに接続され、トランジスタ１０６１のゲート－ソース間に１０６３が設けられている。
　整流回路１０４０ｃは、電力伝送用の絶縁型共振器１００の出力を正電圧に直流変換し、容量素子１０５０を充電することで、ゲート駆動回路の電源を供給する。容量素子１０５０の容量の大きさは、特に限定されないが、例えば、数μＦ程度である。
　なお、電源用の整流回路１０４０ｃと、整流回路１０４０ａ、１０４０ｂには、発生させる電圧の極性によりダイオード部の方向は異なるが、同じ構成の回路を適用することが可能である。
　なお、トランジスタ１０６０、１０６１はともにＮチャネルのディプレション型ＦＥＴを用いているため、整流回路１０４０ａ、１０４０ｂは負電圧を生成する。
　なお、言うまでもなく、基準グランドＧＮＤ１と基準グランドＧＮＤ２は多層プリント基板１３０により、直流的に絶縁されている。
　このように、絶縁型ゲートドライバ１００１は、ＰＷＭ信号源１００３のスイッチング電圧に応じてパワートランジスタ１１００のゲート電圧をオンオフすることで、パワートランジスタ１１００をスイッチング動作させることにより、電源１１０１の電力を負荷素子１２００にパルス的に供給するために用いられる。
　高周波発振器１０１０により、電力送信経路と制御信号伝送経路の高周波信号が生成される。
　電力送信経路の高周波信号は、増幅器１０７０により増幅され、多層プリント基板１３０上に集積された絶縁型共振器１００により、倍電圧型の整流回路１０４０ｃにより直流整流され、容量素子１０５０に充電される。
　一方の制御信号伝送経路の高周波信号はミキサー部１０３０をＰＷＭ信号源１００３に応じて、多層プリント基板１３０上に集積された絶縁型共振器１１０と絶縁型共振器１２０に交互に入力される。負電圧を生成するシングルシャント型の整流回路１０４０ａと１０４０ｂによりノーマリーオン型のトランジスタ１０６０と１０６１が相補的にオンオフすることにより、パワートランジスタ１１００のゲート電圧を駆動する。
　高周波信号入力時、抵抗１０６２と１０６３は、整流回路１０４０ａと１０４０ｂの負荷抵抗となり、その両端に電圧を発生させることで、トランジスタ１０６０と１０６１をオフ状態とし、高周波信号無入力時は、トランジスタ１０６０と１０６１のゲート容量の放電経路となり、トランジスタ１０６０と１０６１をオン状態とする。
　本実施形態においては、絶縁型共振器１１０と１２０はそれぞれ制御信号を伝送する経路としている。これに限らず例えば絶縁型共振器１１０を制御信号伝送用の経路とし、絶縁型共振器１２０を受信回路２０２ａで検出した異常状態などを送信回路にフィードバックする経路として用いることができる。
　図１３Ａの集積化した多層プリント基板１３０では、絶縁型共振器１００と絶縁型共振器１１０の間のアイソレーション特性を改善するために、アイソレーション金属配線層１４０を設けているが、必要に応じて、複数配列した各絶縁型共振器の間に設置したり省略したりするような形態も有り得る。
　また、本実施形態では、送信回路２０１ａの各絶縁経路の参照グランドは全て接続されており、受信回路２０２ａの各絶縁経路の参照グランドは分離されているが、目的に応じて部分的に接続したり、分離したりするような形態も有り得る。
　次に、本実施形態における絶縁型ゲートドライバ１００１の電力伝送特性について説明する。
　図１４Ａは、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００を用いた絶縁型ゲートドライバ１００１の電力伝送特性を示す図である。また、図１４Ｂは、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００を用いた絶縁型ゲートドライバ１００１における効率配分の一例を示す図である。図１４Ａおよび図１４Ｂは本実施形態の絶縁型ゲートドライバ１００１の電力伝送経路の伝送出力、伝送効率を、発振器出力電力を変化させながら、実際に測定した結果を示している。
　送信回路２０１、受信回路２０２の半導体チップは、ともにＧａＡｓ (ＢｉＨＥＭＴ) プロセスを用いて作成した。図１４Ａおよび図１４Ｂ中の「比較例」は、半導体チップ上の整合回路と従来型の絶縁型共振器を用いた構成を前提とする。「実施形態」は、図１２に示す絶縁型共振器１００を用いた図１の構成を前提とする。これらを比較することにより、本実施形態の改善効果を確認した。
　なお、送信回路２０１は電源電圧５Ｖで動作し、出力周波数は２．４５ＧＨｚであり、電力伝送経路の受信回路２０２の負荷抵抗値は２ｋオームである。
　例えば、送信側増幅器の入力電力が１３ｄＢｍの場合を比較すると、従来技術では出力電力が２３９ｍＷ、変換効率２６．６％に対し、本実施形態では、出力電力が３３１ｍＷ、変換効率が４０．１％と大幅な改善結果が得られている。その場合の送信回路２０１、絶縁型共振器１００、受信回路２０２の効率配分を分析した結果を図１４Ｂに示している。本実施形態における効率改善は、送信回路２０１と受信回路２０２のスパイラルインダクタや容量から構成される整合回路部分を無くすことで、整合損失をそれぞれ０．８６ｄＢ低減できたことによるものである。
　以上説明してきたように、第３実施形態に係る絶縁型共振器１００は、入力端子１に接続された第１のインピーダンス素子１１と、出力端子２に接続された第２のインピーダンス素子１２と、第１のインピーダンス素子１１と第２のインピーダンス素子１２とを容量結合する絶縁結合素子１０とを備え、第１のインピーダンス素子１１は第１グランド端子に接続され、第２のインピーダンス素子１２は第２グランド端子に接続される。
　これによれば、容量性結合による絶縁型共振器１００の小型化および高効率化を可能にする。
　ここで、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の少なくとも一方は、直列接続された互いに異なるインピーダンスの複数のλ／４線路を含んでいてもよい。
　これによれば、λ／４線路を含む絶縁型共振器１００を広帯域化することができる。
　ここで、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の少なくとも一方は、階段状またはテーパー状に変化する線幅をもつ線路を含んでいてもよい。
　これによれば、テーパー状の線路を含む絶縁型共振器１００を広帯域化することができる。
　ここで、第１のインピーダンス素子１１および第２のインピーダンス素子１２の少なくとも一方は、集中定数素子を含んでいてもよい。
　これによれば、インピーダンスの微調整を容易にし、かつ、ノイズを抑制するフィルタ機能を持たせることができる。
　＜第４実施形態＞ 
　図１５は、第４実施形態に係る絶縁型共振器１００の構成例を示す図である。同図は、図１２と比べて、上面伝送線路１６０および下面伝送線路１６１の代わりに上面電極１５６および下面電極１５７を備える点と、チップインダクタ４０３が追加された点と、小型化された点とが異なる。以下、異なる点を中心に説明する。
　入力端子１は、上面電極１５６に接続される。上面電極１５６と下面電極１５７とで形成される絶縁結合素子１０と位相調整用のチップインダクタ４０３とが直列に接続され、出力端子２に接続される構造を有する。
　また、参照グランド端子３と参照グランド端子４の間は、上面電極１５８と下面電極１５９で形成されるリターンパス部２０で接続されており、互いに直流的に絶縁されている。
　参照グランド３はビアにて配線層３０２に接続されている。
　チップインダクタ４０１は入力端子１と参照グランド端子３の間に接続され、チップインダクタ４０２は入出力端子２と参照グランド端子４の間に接続され、インピーダンスの微調整を行うとともに、低域遮断特性を有するノイズフィルターとして作用する。
　このような構成を用いることにより、送信回路２０１や受信回路２０２の正確なインピーダンスが不明の場合や、送信回路２０１、受信回路２０２の寄生インダクタンスや容量成分が大きい場合においても、チップインダクタ４０３の値を調整することにより、早期に必要な特性を実現することが可能である。
　なお、各実施形態の絶縁型共振器１００は高周波信号を逆方向に伝送可能である。この場合、入力端子１を出力端子、出力端子２を入力端子と読み替えればよい。このとき、絶縁型共振器１００は第２のインピーダンス値Ｚ２から第１のインピーダンス値Ｚ１へのインピーダンス変換を行うことになる。
　各実施形態の絶縁型共振器１００、多層プリント基板１３０または無線電力伝送装置１０００は、絶縁型ゲートドライバ１００１に利用されるだけでなく、半導体リレーまたは半導体遮断器に利用されてもよい。
　以上、一つまたは複数の態様に係る絶縁型共振器について、実施の形態に基づいて説明したが、本開示は、この実施の形態に限定されるものではない。本開示の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、一つまたは複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
１　入力端子
２　出力端子
３、４　参照グランド端子
５、６　端子
１０　絶縁結合素子
１１　第１のインピーダンス素子
１２　第２のインピーダンス素子
２０　リターンパス部
１００、１１０、１２０　絶縁型共振器
１３０　多層プリント基板
１４０　アイソレーション金属配線層
１５０　第１の共鳴配線
１５１　第２の共鳴配線
１５５　伝送線路
１５６、１５８　上面電極
１５７、１５９　下面電極
１６０　上面伝送線路
１６１　下面伝送線路
２０１、２０１ａ　送信回路
２０２、２０２ａ　受信回路
３０１　配線層
３０２　配線層
３０３　配線層
３０４　配線層
３１１　第１の誘電体層
３１２　第２の誘電体層
３１３　第３の誘電体層
４０１、４０２、４０３　チップインダクタ
１０００　無線電力伝送装置
１００１　絶縁型ゲートドライバ
１００３　ＰＷＭ信号源
１０１０　高周波発振器
１０３０　ミキサー部
１０４０ａ、１０４０ｂ、１０４０ｃ　整流回路
１０５０　容量素子
１０６０、１０６１　トランジスタ
１０６２、１０６３　抵抗
１０７０　増幅器
１１００　パワートランジスタ
１１０１　電源
１２００　負荷素子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４　容量
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４　インダクタ
ＴＬ４、ＴＬ５、ＴＬ６　分布定数線路

Claims (20)

  1. 　第１グランド端子と、
    　前記第１グランド端子との間で第１インピーダンス値をもつ入力端子と、
    　第２グランド端子と、
    　前記第２グランド端子との間で、前記第１インピーダンス値と異なる第２インピーダンス値をもつ出力端子とを備え、
    　前記入力端子と前記出力端子との間で直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送し、かつ、前記第１インピーダンス値から前記第２インピーダンス値にインピーダンス変換し、
    　前記第１グランド端子と前記第２グランド端子との間で直流に対し絶縁する
    絶縁型共振器。
  2. 　容量結合または電磁結合により前記高周波信号を伝送し、かつ、前記入力端子と前記出力端子との間で電気的および物理的に非対称である
    請求項１に記載の絶縁型共振器。
  3. 　前記入力端子に接続された第１の共鳴配線と、
    　前記出力端子に接続され、前記第１の共鳴配線と対向して配置された第２の共鳴配線とを備える
    請求項１または２に記載の絶縁型共振器。
  4. 　前記第１の共鳴配線の線幅は前記第２の共鳴配線の線幅と異なる
    請求項３に記載の絶縁型共振器。
  5. 　前記第１グランド端子に接続された第１のグランド金属面と、
    　前記第２グランド端子に接続された第２のグランド金属面とを備え、
    　前記第１の共鳴配線は、前記第１のグランド金属面に基づく、マイクロストリップラインを形成し、
    　前記第２の共鳴配線は、前記第２のグランド金属面に基づく、マイクロストリップラインを形成する
    請求項３または４に記載の絶縁型共振器。
  6. 　前記第１の共鳴配線を含む配線層と前記第１のグランド金属面とに挟まれた第１の誘電体層と、
    　前記第１の共鳴配線を含む配線層と、前記第２の共鳴配線を含む配線層とに挟まれた第２の誘電体層と、
    　前記第２の共鳴配線を含む配線層と、前記第２のグランド金属面とに挟まれた第３の誘電体層とを備え、
    　第１の誘電体層の厚さと第３の誘電体層の厚さとが異なる
    請求項５に記載の絶縁型共振器。
  7. 　前記第１の共鳴配線を含む配線層と前記第１のグランド金属面とに挟まれた第１の誘電体層と、
    　前記第１の共鳴配線を含む配線層と、前記第２の共鳴配線を含む配線層とに挟まれた第２の誘電体層と、
    　前記第２の共鳴配線を含む配線層と、前記第２のグランド金属面とに挟まれた第３の誘電体層とを備え、
    　第１の誘電体層の比誘電率と第３の誘電体層の比誘電率とが異なる
    請求項５に記載の絶縁型共振器。
  8. 　前記入力端子に接続された第１のインピーダンス素子と、
    　前記出力端子に接続された第２のインピーダンス素子と、
    　前記第１のインピーダンス素子と前記第２のインピーダンス素子とを容量結合する絶縁結合素子とを備え、
    　前記第１のインピーダンス素子は前記第１グランド端子に接続され、
    　前記第２のインピーダンス素子は前記第２グランド端子に接続される
    請求項１または２に記載の絶縁型共振器。
  9. 　前記第１のインピーダンス素子および前記第２のインピーダンス素子の少なくとも一方は、分布定数線路で構成される
    請求項８に記載の絶縁型共振器。
  10. 　前記第１のインピーダンス素子および前記第２のインピーダンス素子の少なくとも一方は、直列接続された互いに異なるインピーダンスの複数のλ／４線路を含み、
    　前記λ／４線路の長さは、前記高周波信号の波長の１／４に相当する
    請求項９に記載の絶縁型共振器。
  11. 　前記第１のインピーダンス素子および前記第２のインピーダンス素子の少なくとも一方は、階段状またはテーパー状に変化する線幅をもつ線路を含む
    請求項９または１０に記載の絶縁型共振器。
  12. 　前記第１のインピーダンス素子および前記第２のインピーダンス素子の少なくとも一方は、集中定数素子を含む
    請求項８～１１のいずれか１項に記載の絶縁型共振器。
  13. 　前記第１のインピーダンス素子および前記第２のインピーダンス素子の一方のインピーダンスは、実質的にゼロである
    請求項８～１２のいずれか１項に記載の絶縁型共振器。
  14. 　前記第１グランド端子と前記第２グランド端子との間で、直流に対し絶縁し、高周波信号を伝送させるリターンパス部を有する
    請求項１～１３のいずれか１項に記載の絶縁型共振器。
  15. 　前記リターンパス部は、容量素子を含む
    請求項１４に記載の絶縁型共振器。
  16. 　前記リターンパス部は、マイクロストリップ線路またはインダクタと、容量素子とからなる直列共振回路を含む
    請求項１４に記載の絶縁型共振器。
  17. 　前記リターンパス部は、一対の分布定数線路を有する共振回路を含む
    請求項１４に記載の絶縁型共振器。
  18. 　前記入力端子と前記第１グランド端子との間に、または、前記出力端子と前記第２グランド端子との間に、前記高周波信号より低い周波数帯域を遮断するフィルタを有する
    請求項１～１７のいずれか１項に記載の絶縁型共振器。
  19. 　請求項１～１８のいずれか１項に記載の前記絶縁型共振器と、
    　前記絶縁型共振器とは変換するインピーダンスが異なる他の絶縁型共振器とを備える
    多層プリント基板。
  20. 　請求項１～１８のいずれか１項に記載の絶縁型共振器と、
    　前記入力端子に接続された送信回路と、
    　前記出力端子に接続された受信回路とを備え、
    　前記送信回路の出力インピーダンスは前記第１インピーダンス値の複素共役となる値であり、
    　前記受信回路の入力インピーダンスは前記第２インピーダンス値の複素共役となる値である
    無線電力伝送装置。
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