WO2011135646A1 - スピーカ装置及びそのフィルタ係数生成装置 - Google Patents

スピーカ装置及びそのフィルタ係数生成装置 Download PDF

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WO2011135646A1
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WO
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filter
speaker
speakers
filter coefficient
speaker device
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PCT/JP2010/057337
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English (en)
French (fr)
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哲 宮田
利充 末次
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ティーオーエー株式会社
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/12—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for distributing signals to two or more loudspeakers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R1/00—Details of transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R1/20—Arrangements for obtaining desired frequency or directional characteristics
    • H04R1/32—Arrangements for obtaining desired frequency or directional characteristics for obtaining desired directional characteristic only
    • H04R1/40—Arrangements for obtaining desired frequency or directional characteristics for obtaining desired directional characteristic only by combining a number of identical transducers
    • H04R1/403—Arrangements for obtaining desired frequency or directional characteristics for obtaining desired directional characteristic only by combining a number of identical transducers loud-speakers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R27/00—Public address systems

Definitions

  • the present invention relates to a speaker device and a filter coefficient generation device thereof, and more specifically, a speaker device including a line array speaker, and a filter coefficient generation device that generates a filter coefficient for a digital filter built in the speaker device. Regarding improvements.
  • Long-distance speaker devices installed in large spaces such as airport lobbies, music halls, and gymnasiums are equipped with a line array speaker on a vertically long front panel, and the front panel is gently curved so that the lower end is retracted There is something.
  • a substantially uniform sound field can be formed over a wide range from a long distance to a short distance.
  • a curved state of the front panel can be virtually reproduced by delay control of each speaker, for example, a short-distance speaker device in which a line array speaker is provided on a flat front panel is used for a long distance. It can be used as a speaker device. It is also considered that the shape of the sound field can be formed by changing the curved shape of the virtual front panel according to the installation location and the surrounding environment.
  • a gentle curve of the front panel is to be realized by delay control of each speaker, a minute delay time must be accurately controlled.
  • the sampling rate is 48 kHz
  • the sampling period is 20 ⁇ s, but in order to realize a gently curved state of the front panel, it is necessary to control the delay time of each speaker with an accuracy of 1 ⁇ s or less, It is necessary to control the delay time much smaller than the sampling period.
  • digital signal processing is used to give a digital audio signal a minute delay that is less than the sampling period, there is a problem in that the signal processing load becomes excessive.
  • Patent Document 1 a speaker device for controlling the output delay of each speaker constituting the line array speaker has been proposed conventionally (for example, Patent Document 1).
  • the speaker device disclosed in Patent Document 1 is intended for directivity control, and a digital filter is provided in association with each speaker, so that a certain delay time difference is generated between adjacent speakers. It is thought that the output delay is controlled.
  • directivity control that only distributes the directivity direction to the left and right
  • the delay time difference between the speakers is sufficiently larger than the sampling period of the audio signal, and the delay time of each speaker should be selected from an integer multiple of the sampling period. Can be easily realized.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and performs minute delay control that is less than the sampling period of the audio signal for each speaker constituting the line array speaker without significantly increasing the calculation load.
  • An object of the present invention is to provide a speaker device that can be used.
  • a speaker device includes a line array speaker including a plurality of speakers arranged at predetermined intervals in the same plane, and a plurality of FIR filters associated with the speakers and delaying a common digital audio signal, respectively. And a plurality of D / A converters that respectively convert the delayed digital audio signal into an analog audio signal, wherein the FIR filter has a ratio of a delay time difference to an arrangement interval between adjacent speakers in the line array. The digital audio signal is delayed so as to increase as it approaches one end of the speaker.
  • the directivity direction of the line array speaker is varied depending on the position in the line array speaker, and the directivity direction can be changed so as to increase the angle formed with the front direction of the speaker device as it approaches one end. . Therefore, even in a speaker device in which a line array speaker is formed on a flat front panel, a desired sound field can be formed in the same manner as a speaker device having a curved front panel.
  • the FIR filter has the digital audio signal so that the minimum delay time difference between the adjacent speakers is less than the sampling period of the digital audio signal. Delay.
  • a desired sound field can be formed even at a position far from the speaker device in the same manner as the speaker device having a gently curved front panel. For this reason, for example, a desired sound field can be formed over a wide range from a long distance to a short distance.
  • the speaker device delays the digital audio signal so that the FIR filter virtually arranges the speakers on a clothoid curve. With such a configuration, it is possible to form a substantially uniform sound field over a wide range from a long distance to a short distance.
  • a speaker device includes, in addition to the above configuration, an IIR filter for controlling amplitude characteristics of the digital audio signal, and the FIR filter receives the digital audio signal via the IIR filter. Entered.
  • an equalizer function with high frequency resolution can be realized as compared with the case where the amplitude characteristic is controlled using an FIR filter.
  • the speaker device is configured such that the FIR filter compensates for the phase characteristics of the IIR filter.
  • the FIR filter compensates for the phase characteristics of the IIR filter.
  • the speaker device includes filter coefficient storage means for holding the filter coefficient of the FIR filter in a rewritable manner.
  • filter coefficient storage means for holding the filter coefficient of the FIR filter in a rewritable manner.
  • a filter coefficient generation device for a speaker device is a line array speaker composed of a plurality of speakers arranged at predetermined intervals in the same plane, and a common digital audio signal associated with the speaker.
  • a filter coefficient generation device that supplies a filter coefficient of the FIR filter to the speaker device provided, a frequency characteristic determination unit that determines a frequency characteristic of the FIR filter based on a user operation;
  • the filter coefficient of the FIR filter A filter coefficient calculating means for generating a filter coefficient of the FIR filter for which the minimum value of the delay time difference between the adjacent speakers is less than the sampling period of the digital audio signal, and a common delay shift for the filter coefficient.
  • a delay shift means for respectively adding.
  • the filter coefficient calculation unit generates a filter coefficient of the FIR filter in which the minimum value of the delay time difference between the adjacent speakers is less than the sampling period of the digital audio signal, and the delay shift unit includes the filter coefficient
  • the delay shift unit includes the filter coefficient
  • a speaker device capable of performing minute delay control less than the sampling period of a digital audio signal for each speaker constituting a line array speaker without significantly increasing the arithmetic processing. Can do.
  • a speaker device capable of forming a desired sound field by performing minute delay control on each speaker constituting the line array speaker.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of FIR filters 21 to 2n in FIG. It is explanatory drawing for demonstrating the effect of the speaker apparatus of FIG.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining an operational effect when the interval between the speakers 51 to 5n is not constant. It is the figure which showed typically the sound field formed with the speaker apparatus 100 of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of frequency characteristics of FIR filters 21 to 21n in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of filter coefficients k1 to km determined from the frequency characteristics of FIG. FIG.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a filter coefficient generation device 120 in FIG. 1. It is the figure which showed one structural example about the principal part of the speaker apparatus 100 by Embodiment 2 of this invention. It is the block diagram which showed one structural example of the speaker system containing the speaker apparatus 101 by Embodiment 3 of this invention.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the IIR filter 8 of FIG. 11. 6 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics of an IIR filter 8.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating frequency characteristics of the entire digital filter including the IIR filter 8 and the FIR filters 21 to 2n. It is the figure which showed one structural example about the principal part of the speaker apparatus 101 by Embodiment 4.
  • FIG. It is the block diagram which showed the other structural example of the filter coefficient production
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a speaker system including a speaker device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • This speaker system includes a speaker device 100, a sound source device 110 that supplies an analog audio signal to the speaker device 100, and a filter coefficient generation device 120 that supplies a filter coefficient to the speaker device 100.
  • the speaker device 100 is provided with a front panel 60 on the front surface of a vertically long box-shaped casing, and the line array speaker 5 is disposed on the front panel 60.
  • the front panel 60 is a substantially flat plate made of an elongated rectangle.
  • the line array speaker 5 includes a plurality of speakers 51 to 5n having the same characteristics, and these speakers are linearly arranged on the front panel 60 at equal intervals. That is, the speakers 51 to 5n are arranged in a line in the same direction and in the same direction.
  • the speaker device 100 includes a plurality of FIR filters 21 to 2n associated with the speakers 51 to 5n, and arbitrarily controls output delays of the speakers 51 to 5n by adjusting these filter coefficients. can do.
  • the sound source device 110 is a known audio device that outputs an analog audio signal.
  • the speaker device 100 drives the speakers 51 to 5n based on the analog audio signal supplied from the sound source device 110, and forms a sound field in a space in front of the speakers 51 to 5n.
  • the filter coefficient generation device 120 is a device that generates filter coefficients used by the FIR filters 21 to 2n, and is assumed here to be realized as an application program executed on a personal computer. For example, if the user inputs the delay time of each speaker 51 to 5n, the filter coefficients of the FIR filters 21 to 2n corresponding to the speaker are obtained by calculation.
  • the filter coefficient generated by the filter coefficient generation device 120 is input to the speaker device 100 and held in the speaker device 100.
  • filter coefficient generation device 120 is detachable from speaker device 100, and filter coefficient generation device 120 is connected to speaker device 100 only when the filter coefficient is changed.
  • the filter coefficient generation device 120 may be built in the speaker device 100 or may be always connected.
  • a sound field is formed as a space in which sound pressure is distributed around the speaker. For example, if only one speaker is driven, a sound field corresponding to the directivity characteristic of the speaker is formed in front of the speaker.
  • the same audio signal is input to each speaker constituting the line array speaker, if a certain delay time difference is given between adjacent speakers, the interference of the output sound from these speakers is used, and the directivity direction It is known that can be controlled.
  • a sound field having a desired shape is formed by varying the delay time difference given between adjacent speakers depending on the position in the line array speaker 5. That is, the longitudinal direction of the front panel 60 is virtually curved to control how the sound field spreads, and is different from conventional directivity control in which the front panel 60 is virtually tilted while being flat and the directing direction is changed. .
  • FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the speaker system of FIG. 1, and an example of the internal configuration of the speaker device 100 is shown.
  • the speaker device 100 includes an A / D converter 1, FIR filters 21 to 2n, D / A converters 31 to 3n, output amplifiers 41 to 4n, speakers 51 to 5n, a filter coefficient storage unit 6, and a filter coefficient update unit 7. .
  • the A / D converter 1 is a conversion circuit that converts an analog audio signal input from the sound source device 110 into a digital audio signal.
  • the A / D converter 1 samples an analog audio signal at a predetermined sampling rate.
  • the human audible frequency band is 20 to 20 kHz
  • the sampling rate of the A / D converter 1 is 40 kHz or more.
  • 48 kHz is adopted as the sampling rate.
  • the sampling period at this time is 20.8 ⁇ sec.
  • the FIR filters 21 to 2n are finite impulse response filters in which the impulse response converges in a finite time, and are digital filters realized by a DSP (Digital Signal Processor).
  • a common digital audio signal output from the A / D converter 1 is input to each of the FIR filters 21 to 2n, and a digital delay signal delayed by a predetermined time is output.
  • the FIR filters 21 to 2n are associated with the speakers 51 to 5n, respectively, and the delay in the FIR filter becomes the delay of the audio output from the corresponding speakers 51 to 5n.
  • the FIR filters 21 to 2n are in one-to-one correspondence with the speakers 51 to 5n, but the present invention is not limited to such a case.
  • one FIR filter can be associated with two or more speakers.
  • the D / A converters 31 to 3n are conversion circuits that correspond to the FIR filters 21 to 2n and convert the digital delay signals from the FIR filters 21 to 2n into analog delay signals, respectively.
  • the output amplifiers 41 to 4n are associated with the speakers 51 to 5n, amplify the analog delay signals from the D / A converters 31 to 3n, and output the amplified signals to the corresponding speakers 51 to 5n.
  • the filter coefficient storage unit 6 is a storage unit that holds the filter coefficients of the FIR filters 21 to 2n in a rewritable manner. For example, a flash memory is used.
  • the filter coefficient update unit 7 receives the filter coefficient from the filter coefficient generation device 120 and stores it in the filter coefficient storage unit 6.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the FIR filters 21 to 2n shown in FIG.
  • the FIR filters 21 to 2n are filters with a tap number m configured by delay units 211 to 21m, multiplication units 220 to 22m, and addition units 231 to 23m.
  • the m delay units 211 to 21m are delay means for delaying the input signal by the unit delay time Da, and the unit delay time Da is the sampling period of the A / D converter 1. By connecting the delay units 211 to 21m in series, signals obtained by delaying the input signal by an integral multiple (1 to m times) of the unit delay time Da are generated.
  • the (m + 1) multipliers 220 to 22m are calculation means for obtaining products of the filter coefficients k0 to km for the input signal and the output signals of the delay units 211 to 21m, respectively.
  • the m adders 231 to 23m are calculation means for obtaining the sum of the m products obtained by the multipliers 220 to 22m.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation and effect of the speaker device 100 of FIG. 1, and a cross section of the speaker device 100 is schematically shown.
  • (A) in the figure shows an actual arrangement of the speakers 51 to 5n
  • the line array speaker 5 is attached to the front panel 60. That is, the speakers 51 to 5n having the same characteristics are arranged linearly at equal intervals on the same plane. However, by controlling the delay time of each of the speakers 51 to 5n using the FIR filters 21 to 2n, the front panel 60 can be not only tilted with a flat plate but also virtually deformed.
  • FIG. (B) in the figure shows a state in which the front panel 60 is virtually curved by the delay control.
  • the virtual front panel 61 that is gently curved draws a curve that protrudes forward by retreating the lower end. That is, the tangent line of the virtual front panel 61 is substantially vertical on the upper end side, but the angle formed with the vertical direction increases as it approaches the lower end side.
  • the cross section of the virtual front panel 61 depicts an asymptotic curve in which the curvature increases toward the lower end side.
  • Such an asymptotic curve includes, for example, a clothoid curve known as a curve shape of an automobile road.
  • D1 ⁇ D2 ⁇ D3 is established between the delay times D1 to D3 of the three speakers 54 to 56 arranged on the lower end side, and the delay time becomes larger as it approaches the lower end.
  • the relationship of (D2-D1) ⁇ (D3-D2) is also established between the delay time differences (D2-D1) and (D3-D2) between the adjacent speakers 54 to 56, and the delay time difference is closer to the lower end. Is getting bigger.
  • the virtual front panel 61 is inclined as a flat plate, and the directivity direction of the line array speaker 5 changes.
  • the virtual front panel 61 is curved by increasing the delay time difference between adjacent speakers toward the lower end.
  • the directivity direction can be directed toward the front of the front panel 60, and the directivity direction can be directed downward as the lower end is approached.
  • the sound field deformation similar to the case where the front panel 60 is bent can be realized by signal control.
  • the speakers 51 to 5n constituting the line array speaker 5 are arranged at equal intervals, and the closer to one end of the line array speaker 5, the longer the delay time between adjacent speakers.
  • the virtual front panel 61 is bent by performing the delay control.
  • the delay control is performed so that the ratio of the delay time difference with respect to the arrangement interval between the adjacent speakers increases as the distance from the one end of the line array speaker 5 gets closer.
  • the virtual front panel 61 can be curved to form a desired sound field.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the operation and effect when the interval between the speakers 51 to 5n is not constant, and the cross section of the speaker device 100 is schematically shown in the same manner as FIG. If the delay times of the three speakers 54 to 56 arranged on the lower end side are D1 to D3, the interval between the speakers 54 and 55 is L1, and the interval between the speakers 55 and 56 is L2, (D2 ⁇ D1) / L1 ⁇ ( If the relationship D3-D2) / L2 is established, the sound field can be deformed by bending the front panel 60 by signal control.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing a sound field formed by the speaker device 100 of FIG. 4, and shows a sound field 12 formed in front of the speaker device 100 when the speaker device 100 is attached to a vertical wall surface.
  • (A) in the figure shows an example when the delay control by the FIR filters 21 to 2n is not performed, and (b) shows an example when the delay control shown in (b) of FIG. 4 is performed.
  • a sound field 12 shown in the figure is a region where a sound pressure of a predetermined value or more is obtained.
  • the arrows indicate the main propagation directions of sound waves in the sound field 12.
  • the virtual front panel 61 is curved to transform the sound field into a desired shape, so that both the far listener and the nearby listener can output the sound. It is easy to hear. That is, the sound field 12 is formed over a wide range from a long distance to a short distance, and a sound pressure in a space obliquely below the speaker device 100 is also secured while a sound pressure in a space far from the speaker device 100 is secured.
  • the speaker on the upper end side of the line array speaker 5 mainly forms a far sound field
  • the speaker on the lower end side mainly forms a near sound field.
  • the virtual front panel 61 needs to be smoothly changed so that the curvature decreases as it approaches the upper end and increases as it approaches the lower end. There is.
  • the virtual front panel 61 is curved so as to have a clothoid curve.
  • a minute time must be realized as a delay time difference between the adjacent speakers 51 to 5n.
  • the delay time difference between the adjacent speakers corresponds to the direction of the output sound from the speakers, that is, the angle formed with the front direction of the front panel 60. Therefore, in order to control the sound field in a space far from the speaker device 100, a smaller delay time difference is required than in the case of controlling the sound field in a close space. According to the experiments by the inventors, it has been found that it is necessary to realize a delay time of 1 ⁇ sec or less.
  • the sound field 12 is actually formed over a sufficiently wide range.
  • the sound pressure in the sound field 12 can be made uniform.
  • the conventional speaker device only changes the directivity direction as the speaker device, and if one of the listener far from the speaker device becomes easy to hear, the other becomes difficult to hear.
  • a substantially uniform sound field can be formed over a wide range from a long distance to a short distance by changing the shape of the sound field. In other words, it is possible to balance or balance both the ease of hearing of a far listener and the ease of hearing of a near listener.
  • the optimum sound field shape is different.
  • the FIR filters 21 to 2n are provided. Since it is realized by the signal control used, the shape of the sound field can be changed by changing the filter coefficient.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the frequency characteristics of the FIR filters 21 to 21n of FIG. 2.
  • Characteristics are shown.
  • (b) shows phase characteristics with respect to frequency, with the horizontal axis representing frequency and the vertical axis representing phase shift. Note that the amount of phase shift in this specification refers to the amount of phase change.
  • the amplitude characteristic is parallel to the frequency axis and the phase characteristic is a straight line passing through the origin, that is, a so-called linear phase characteristic.
  • the angle ⁇ formed by the phase characteristic and the frequency axis corresponds to a delay time on the time axis. That is, when the user determines the delay time, the phase characteristic angle ⁇ is determined, and the frequency characteristics of the FIR filters 21 to 2n are determined.
  • the amplitude characteristic may be a constant value with respect to the frequency, and may be designated by the user or may be fixed.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the filter coefficients k1 to km obtained from the frequency characteristics of FIG. (A) in the figure shows filter coefficients obtained by inverse Fourier transform of the frequency characteristics of FIG. If the delay time of the FIR filters 21 to 2n is less than the sampling period of the A / D converter 1, filter coefficients also appear in the negative region on the time axis as shown in FIG.
  • Such filter coefficients are contrary to causality and cannot be realized in the actual FIR filters 21 to 2n. Therefore, by adding a common shift delay time Dc to the delay times of the FIR filters 21 to 2n, the filter coefficient is shifted so as to be within a positive region on the time axis, thereby solving the causality problem. be able to. That is, a short delay time shorter than the sampling period can be realized by shifting the filter coefficient.
  • (B) in the figure shows the filter coefficients after the shift.
  • the absolute delay time of each of the FIR filters 21 to 2n is increased, but the relative delay time between the FIR filters 21 to 2n is maintained. That is, if the shortest delay time of the FIR filters 21 to 2n is changed from zero to the shift delay time Dc, the delay time less than the sampling frequency can be accurately realized using the FIR filters 21 to 2n.
  • the shift delay time Dc is an integral multiple of the unit delay time Da of the delay units 211 to 21m in the FIR filter. This shift delay time Dc can be set to about 1 ⁇ 2 of the tap length, for example. Further, the shift delay time Dc may be determined so that the filter coefficient obtained by the inverse Fourier transform is shifted to the positive region of the time axis. Such a shift is called a circular shift. For example, the shift delay time Dc can be determined so that a filter coefficient whose absolute value is zero or exceeds a predetermined value is shifted to a positive region of the time axis.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the filter coefficient generation device 120 in FIG.
  • the filter coefficient generation device 120 includes an operation input unit 121, a frequency characteristic determination unit 122, an inverse Fourier transform unit 123, and a shift processing unit 124.
  • the filter coefficient generation device 120 identifies the frequency characteristic of FIG. 7 based on the delay time specified by the user for each of the speakers 51 to 5n, and obtains the filter coefficient of FIG. 8A by inverse Fourier transform.
  • the filter coefficient is circularly shifted to generate a desired filter coefficient.
  • the operation input unit 121 is an input means for inputting parameters, for example, a keyboard or a mouse.
  • the user can use the operation input unit 121 to specify parameters for determining the filter coefficients of the FIR filters 21 to 2n, for example, delay times for the FIR filters 21 to 2n.
  • a parameter set including parameters of the FIR filters 21 to 2n is given in advance, and the user can be configured to select an arbitrary parameter set from a plurality of parameter sets.
  • the frequency characteristic determination unit 122 determines the frequency characteristics shown in FIG. 7 based on the above parameters.
  • the inverse Fourier transform unit 123 performs inverse discrete Fourier transform (IDFT) based on the frequency characteristics to obtain the filter coefficient shown in FIG.
  • the shift processing unit 124 shifts the filter coefficient by adding a shift delay time Dc to obtain the filter coefficient shown in FIG. In this way, the filter coefficients k1 to km are generated for each of the filters 21 to 2n and output to the speaker device 100.
  • the shift delay time Dc may be determined in advance or may be determined based on the filter coefficients k1 to km of all the filters 21 to 2n obtained by the inverse Fourier transform unit 123.
  • a line array speaker 5 including speakers 51 to 5n is provided on a flat front panel 60.
  • the FIR filters 21 to 2n control the delay times of the speakers 51 to 5n so that the delay time difference between the adjacent speakers 51 to 5n increases as the distance from the lower end of the line array speaker 5 increases. For this reason, the front panel 60 can be virtually curved, and the sound field 12 can be formed over a wide range from a long distance to a short distance.
  • the speaker device 100 has a common shift delay with respect to the delay time of each of the FIR filters 21 to 2n so that the filter coefficient obtained by performing inverse Fourier transform on the frequency characteristic does not violate the causality. Time Dc is added. For this reason, the FIR filters 21 to 2n can delay the digital audio signal so that the minimum value of the delay time difference between the adjacent speakers 51 to 5n is less than the sampling period of the digital audio signal. As a result, a uniform sound pressure can be ensured in the wide sound field 12.
  • a substantially uniform sound field can be formed over a wide range from a long distance to a short distance.
  • the same speaker device 100 can be applied to various spaces of different sizes and shapes, and the same space varies depending on the purpose and situation.
  • a sound field can be formed.
  • the virtual front panel 61 is curved over the entire surface.
  • the present invention is not limited to such a case.
  • a part of the upper end side of the virtual front panel 61 may be kept straight and curved so that only the lower end side becomes a clothoid curve.
  • the present invention is not limited to such a case.
  • the delay amount near the center may be increased as compared to both ends, and the virtual front panel 61 may be curved so as to protrude rearward.
  • the sound pressure can be concentrated in front of the front panel.
  • Embodiment 2 the speaker device 100 that can form a substantially uniform sound field over a wide range by delay control using the FIR filters 21 to 2n has been described.
  • an equalizer function is added to the speaker device 100 using the FIR filters 21 to 2n.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the main part of the speaker device 100 according to the second embodiment of the present invention, and shows an example of the frequency characteristics of the FIR filters 21 to 2n of FIG. Compared with the frequency characteristic (Embodiment 1) of FIG. 7, only the amplitude characteristic is different. That is, in FIG. 7, the amplification factor is constant regardless of the frequency, but in this embodiment, the user specifies the amplitude characteristic.
  • the FIR filters 21 to 2n have a linear phase characteristic, and the amplitude characteristic does not affect the delay time. For this reason, when the user determines the amplitude characteristics, an equalizer function can be added to the speaker device 100 without adding hardware separately. In this case, it is necessary to give the same amplitude characteristic to all the FIR filters 21 to 2n.
  • the frequency characteristic determination unit 122 can generate each filter coefficient by the FIR filter.
  • a common amplitude characteristic designated by the user may be adopted as the amplitude characteristic of 21 to 2n.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the example of the speaker device 100 using the FIR filters 21 to 2n as an equalizer has been described.
  • a speaker device 101 that is newly provided with an IIR filter and used as an equalizer will be described.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a speaker system including the speaker device 101 according to the third embodiment of the present invention.
  • the speaker device 101 in the figure is different from the speaker device 100 (Embodiment 1) in FIG. 2 in that an IIR filter 8 is provided.
  • symbol is attached
  • the IIR filter 8 is an infinite impulse response filter in which the impulse response does not converge in a finite time, and is a digital filter realized by a DSP (Digital Signal Processor).
  • the IIR filter 8 receives the digital audio signal output from the A / D converter 1 and is used as an equalizer for controlling the frequency-amplitude characteristics.
  • the digital audio signal output from the IIR filter 8 is input to the FIR filters 21 to 2n.
  • the filter coefficients h1 to hm of the IIR filter 8 are generated based on a user operation in the filter coefficient generation apparatus 120 and input to the speaker apparatus 101 as in the case of the FIR filters 21 to 2n.
  • the input filter coefficients h1 to hm are stored in the filter coefficient storage unit 6 by the filter coefficient update unit 7.
  • IIR filter 8 is added between the A / D converter 1 and the FIR filters 21 to 2n, but two or more IIR filters that are directly connected can also be added.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of the IIR filter 8 of FIG.
  • the IIR filter 8 is a filter with m taps constituted by delay units 811 to 81m, 831 to 83m, multiplication units 820 to 82m, 841 to 84m, and an addition unit 800.
  • the delay units 811 to 81m and 831 to 83m are delay means for delaying by the unit delay time Db, and the unit delay time Db is assumed to be the sampling period of the A / D converter 1.
  • the unit delay time Db is assumed to be the sampling period of the A / D converter 1.
  • (M + 1) multiplication units 820 to 82m are arithmetic means for multiplying the input signal and the output signals of the delay units 811 to 81m by filter coefficients j0 to jm, respectively.
  • the m multipliers 841 to 84m are arithmetic means for multiplying the output signals of the delay units 831 to 83m by filter coefficients h1 to hm, respectively.
  • the adding unit 800 is an arithmetic unit that calculates the sum of the (2m + 1) products obtained by the multiplying units 820 to 82m and 841 to 84m and generates an output signal.
  • the IIR filter 8 is configured by combining an m-order all-pole filter and an all-zero filter.
  • an m-order all-pole filter For example, it is possible to use a biquadratic filter that combines a secondary all-pole filter and an all-zero filter.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the frequency characteristic of the IIR filter 8, in which (a) shows the amplitude characteristic and (b) shows the phase characteristic.
  • FIG. 14 is a diagram showing the frequency characteristics of the entire digital filter including the IIR filter 8 and the FIR filters 21 to 2n.
  • the frequency characteristics of the FIR filters 21 to 2n are shown as in the case of FIG. 7 (Embodiment 1).
  • the IIR filter 8 in front of the FIR filters 21 to 2n, it is possible to perform amplitude control with higher frequency resolution compared to the case where amplitude control is performed using the FIR filters 21 to 2n. .
  • Embodiment 4 FIG.
  • the speaker device 101 that uses the IIR filter 8 as an equalizer has been described.
  • a speaker device will be described in which the FIR filters 21 to 2n compensate for the phase characteristics of the unintended IIR filter 8 caused by using the IIR filter 8 as an equalizer.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of the main part of the speaker device 101 according to the fourth embodiment, and shows an example of the frequency characteristics of the FIR filters 21 to 2n in FIG. In the figure, (a) shows the amplitude characteristic, and (b) shows the phase characteristic.
  • the frequency characteristics of the IIR filter 8 in FIG. 11 are the same as those in the case of FIG. 13 (Embodiment 3).
  • the amplitude characteristics of the FIR filters 21 to 2n are constant regardless of the frequency, and are the same as in the case of FIG. 7 (Embodiment 1).
  • the phase characteristic is a characteristic obtained by inverting the phase characteristic of the IIR filter upside down and rotating it clockwise by an angle ⁇ . That is, the digital audio signal is delayed by a desired delay time, and the phase characteristic of the FIR filter 8 is compensated.
  • phase characteristics of the entire digital filter composed of the IIR filter 8 and the FIR filters 21 to 2n are the same linear characteristics as in FIG. 7B, and the digital audio signal can be accurately delayed.
  • FIG. 16 is a block diagram showing another configuration example of the filter coefficient generation device 120 of FIG. Compared with the filter coefficient generation device 120 (Embodiment 1) of FIG. 9, the difference is that an IIR filter coefficient generation unit 126 is provided.
  • symbol is attached
  • the IIR filter coefficient generation unit 126 generates the filter coefficients h1 to hm of the IIR filter 8 based on the amplitude characteristics designated by the user.
  • the amplitude characteristic is given in advance, and the user can also be configured to select an arbitrary parameter set from a plurality of parameter sets.
  • the frequency characteristic determination unit 122 determines the frequency characteristics of the FIR filters 21 to 2n as in the case of FIG.
  • the method for determining the amplitude characteristic is the same as in the first embodiment, but the method for determining the phase characteristic is different. That is, the phase characteristics of the FIR filters 21 to 2n are determined based on the delay time specified by the user and the phase characteristics of the IIR filter 8 output from the FIR filter coefficient generation unit 126.
  • the speaker device 101 realizes amplitude control by the IIR filter 8 and can compensate for unintended phase characteristics generated by the IIR filter 8 using the FIR filters 21 to 2n for delay control. Therefore, it is possible to realize a speaker device that has an equalizer function with high frequency resolution and can form a wide and uniform sound field 12 by accurate delay control.
  • the present invention is not limited to such a case. That is, it is sufficient if the phase characteristic of the IIR filter 8 is compensated by using the FIR filters 21 to 2n, and the entire filter may not have a linear phase.
  • the filter coefficient generation device is configured to change the coefficients of the FIR filters 21 to 2n accordingly, the phase characteristics of the IIR filter 8 are compensated by the FIR filters 21 to 2n. can do.

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Abstract

　演算負荷を顕著に増大させることなく、遠距離から近距離にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。　複数のＦＩＲフィルタ２１～２ｎが、ラインアレイスピーカ５内の隣接するスピーカ５１～５ｎ間の遅延時間差が、ラインアレイスピーカ５の一端に近づくほど増大するように各スピーカの遅延制御を行うことにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって音場１２を形成する。また、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎのフィルタ係数に共通のシフト遅延時間Ｄｃを加えることにより、隣接するスピーカ５１～５ｎ間の遅延時間差を音声信号のサンプリング周波数未満とし、広くて均一な音場１２を形成する。

Description

スピーカ装置及びそのフィルタ係数生成装置
　本発明は、スピーカ装置及びそのフィルタ係数生成装置に係り、更に詳しくは、ラインアレイスピーカを備えたスピーカ装置、並びに、当該スピーカ装置に内蔵されたデジタルフィルタ用のフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成装置の改良に関する。
　空港ロビー、音楽ホール、体育館などの広い空間に設置される遠距離用のスピーカ装置には、縦長のフロントパネルにラインアレイスピーカが設けられ、下端を後退させるようにフロントパネルを緩やかに湾曲させたものがある。このような遠距離用のスピーカ装置を用いることにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一な音場を形成することができる。
　このようなフロントパネルの湾曲状態を各スピーカの遅延制御によって仮想的に再現することができれば、例えば、平板状のフロントパネル上にラインアレイスピーカが設けられた近距離用のスピーカ装置を遠距離用のスピーカ装置として用いることが可能になると考えられる。また、設置場所や周辺環境に応じて、仮想フロントパネルの湾曲形状を変更し、音場の形状を形成することが可能になると考えられる。
　しかしながら、フロントパネルの緩やかな湾曲を各スピーカの遅延制御によって実現しようとすれば、微少な遅延時間を正確に制御しなければならない。例えば、サンプリングレートが４８ｋＨｚであれば、サンプリング周期は２０μ秒となるが、フロントパネルの緩やかな湾曲状態を実現するには、各スピーカの遅延時間を１μ秒以下の精度で制御する必要があり、サンプリング周期に比べて遙かに微少な遅延時間の制御が必要になる。ところが、デジタル信号処理により、サンプリング周期未満の微少な遅延をデジタル音声信号に与えようとすれば、信号処理の負荷が過大になってしまうという問題がある。
　デジタル信号処理によって、サンプリング周期未満の遅延を音声信号に与えるためには、何らかの補間処理を行う必要があるが、例えば、演算負荷の比較的小さい直線補間のみを行った場合には、高域の再現性が著しく低下するという問題が生じる。その一方で、オーバーサンプリングと、直線補間や多項式補間とを組み合わせた場合には、エイリアシング除去のためカットオフの鋭いローパスフィルタが更に必要となり、演算負荷が過大になるという問題があった。
　ここで、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカの出力遅延を制御するスピーカ装置が従来から提案されている（例えば、特許文献１）。特許文献１に開示されたスピーカ装置は、指向制御を目的とするものであり、各スピーカに対応づけてデジタルフィルタが設けられ、隣接するスピーカ間において一定の遅延時間差が生じるように、各スピーカの出力遅延を制御していると考えられる。このような指向方向を左右へ振り分けるだけの指向制御の場合、スピーカ間の遅延時間差は、音声信号のサンプリング周期に比べて十分に大きく、各スピーカの遅延時間をサンプリング周期の整数倍から選択することによって容易に実現することができる。
特開平６－２０５４９６号
　本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、演算負荷を顕著に増大させることなく、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、音声信号のサンプリング周期未満の微少な遅延制御を行うことができるスピーカ装置を提供することを目的とする。
　また、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、サンプリング周期未満の微少な遅延制御を行うことにより、所望の音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。
　また、略平板状のフロントパネルにラインアレイスピーカが形成され、遠距離から近距離にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。
　第１の本発明によるスピーカ装置は、同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器とを備え、上記ＦＩＲフィルタが、隣接する上記スピーカ間における配置間隔に対する遅延時間差の比が上記ラインアレイスピーカの一端に近づくほど増大するように、上記デジタル音声信号を遅延させる。
　この様な構成により、ラインアレイスピーカの指向方向をラインアレイスピーカ内の位置によって異ならせ、その一端に近づくほど、スピーカ装置の正面方向となす角度を増大させるように指向方向を変化させることができる。このため、平板状のフロントパネルにラインアレイスピーカが形成されたスピーカ装置であっても、フロントパネルを湾曲させたスピーカ装置と同様にして、所望の音場を形成することができる。
　第２の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタが、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となるように、上記デジタル音声信号を遅延させる。
　この様な構成により、フロントパネルを緩やかに湾曲させたスピーカ装置と同様にして、スピーカ装置から遠い位置であっても所望の音場を形成することができる。このため、例えば、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって所望の音場を形成することも可能になる。
　第３の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタが、上記スピーカをクロソイド曲線上に仮想的に配列させるように、上記デジタル音声信号を遅延させる。この様な構成により、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一の音場を形成することが可能になる。
　第４の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記デジタル音声信号の振幅特性を制御するためのＩＩＲフィルタを備え、上記ＦＩＲフィルタには、上記ＩＩＲフィルタを介して上記デジタル音声信号が入力される。この様な構成により、ＦＩＲフィルタを用いて振幅特性を制御する場合に比べて、周波数分解能の高いイコライザ機能を実現することができる。
　第５の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタが、上記ＩＩＲフィルタの位相特性を補償するように構成される。この様な構成により、ＩＩＲフィルタの位相特性が、ＦＩＲフィルタによる遅延制御に悪影響を与えるのを防止し、高精度のイコライザ機能と、スピーカ出力の遅延制御とを両立させることできる。
　第６の本発明によるスピーカ装置は、上記構成に加えて、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段を備えている。この様な構成により、フィルタ係数を変更することにより、スピーカ装置によって形成される音場を容易に変更することができる。例えば、設置場所の広さや形状に応じて、あるいは、設置後の環境変化に応じて、任意の音場を選択することができる。
　第７の本発明によるスピーカ装置用のフィルタ係数生成装置は、同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器と、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段とを備えたスピーカ装置に対し、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を供給するフィルタ係数生成装置において、ユーザ操作に基づいて、上記ＦＩＲフィルタの周波数特性をそれぞれ決定する周波数特性決定手段と、上記周波数特性を逆フーリエ変換することにより、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数をそれぞれ求め、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となる上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数算出手段と、上記フィルタ係数に対し、共通の遅延シフトをそれぞれ加える遅延シフト手段とを備えて構成される。
　この様な構成により、フィルタ係数算出手段が、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値がデジタル音声信号のサンプリング周期未満となるＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成し、遅延シフト手段が、上記フィルタ係数に対し、共通の遅延シフトを加えることにより、因果律に反しないフィルタ係数を生成し、高精度の遅延制御を実現可能にすることができる。
　本発明によれば、演算処理を顕著に増大させることなく、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、デジタル音声信号のサンプリング周期未満の微少な遅延制御を行うことができるスピーカ装置を提供することができる。
　また、本発明によれば、ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、微少な遅延制御を行うことにより、所望の音場を形成することができるスピーカ装置を提供することができる。
　また、略平板状のフロントパネルにラインアレイスピーカが形成され、遠距離から近距離にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置を提供することを目的とする。
本発明の実施の形態１によるスピーカ装置を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。 図１のスピーカシステムの詳細構成を示したブロック図である。 図２のＦＩＲフィルタ２１～２ｎの一構成例を示したブロック図である。 図１のスピーカ装置１００の作用効果について説明するための説明図である。 スピーカ５１～５ｎの間隔が一定でない場合における作用効果を説明するための説明図である。 図４のスピーカ装置１００によって形成される音場を模式的に示した図である。 図２のＦＩＲフィルタ２１～２１ｎの周波数特性の一例を示した図である。 図７の周波数特性から求められたフィルタ係数ｋ１～ｋｍの一例を示した図である。 図１のフィルタ係数生成装置１２０の一構成例を示したブロック図である。 本発明の実施の形態２によるスピーカ装置１００の要部について一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態３によるスピーカ装置１０１を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。 図１１のＩＩＲフィルタ８の一構成例を示したブロック図である。 ＩＩＲフィルタ８の周波数特性の一例を示した図である。 ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１～２ｎからなるデジタルフィルタ全体の周波数特性を示した図である。 実施の形態４によるスピーカ装置１０１の要部について一構成例を示した図である。 図１のフィルタ係数生成装置１２０の他の構成例を示したブロック図である。
　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１によるスピーカ装置を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。このスピーカシステムは、スピーカ装置１００と、スピーカ装置１００へアナログ音声信号を供給する音源装置１１０と、スピーカ装置１００へフィルタ係数を供給するフィルタ係数生成装置１２０とによって構成される。
　スピーカ装置１００は、縦長の箱形筐体の前面にフロントパネル６０が設けられ、当該フロントパネル６０上にラインアレイスピーカ５が配置されている。フロントパネル６０は、細長い長方形からなる略平板である。ラインアレイスピーカ５は、同一の特性を有する複数のスピーカ５１～５ｎからなり、これらのスピーカがフロントパネル６０上に等間隔で直線的に配列されている。つまり、スピーカ５１～５ｎは、同一平面内で同一方向に向けて一列に整列配置されている。また、スピーカ装置１００は、各スピーカ５１～５ｎに対応づけられた複数のＦＩＲフィルタ２１～２ｎを内蔵し、これらのフィルタ係数を調整することにより、各スピーカ５１～５ｎの出力遅延を任意に制御することができる。
　音源装置１１０は、アナログ音声信号を出力する周知のオーディオ装置である。スピーカ装置１００は、音源装置１１０から供給されたアナログ音声信号に基づいて、スピーカ５１～５ｎを駆動し、その前方の空間に音場を形成する。
　フィルタ係数生成装置１２０は、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎが使用するフィルタ係数を生成する装置であり、ここでは、パーソナルコンピュータ上で実行されるアプリケーションプログラムとして実現されるものとする。例えば、ユーザが各スピーカ５１～５ｎの遅延時間を入力すれば、当該スピーカに対応するＦＩＲフィルタ２１～２ｎのフィルタ係数が演算によって求められる。
　フィルタ係数生成装置１２０で生成されたフィルタ係数は、スピーカ装置１００へ入力され、スピーカ装置１００内に保持される。ここでは、フィルタ係数生成装置１２０はスピーカ装置１００に対して着脱可能であり、フィルタ係数を変更する場合にのみに、フィルタ係数生成装置１２０がスピーカ装置１００に接続されるものとする。ただし、フィルタ係数生成装置１２０が、スピーカ装置１００に内蔵され、あるいは、常時接続されていてもよいことは言うまでもない。
　一般に、スピーカを駆動した場合、その周辺に音圧が分布する空間として音場が形成される。例えば、１つのスピーカのみを駆動した場合であれば、その前方に当該スピーカの指向特性に応じた音場が形成される。ラインアレイスピーカを構成する各スピーカに対し、同一の音声信号を入力する場合に、隣接するスピーカ間に一定の遅延時間差をそれぞれ与えれば、これらのスピーカからの出力音の干渉を利用し、指向方向を制御できることが知られている。
　これに対し、本実施の形態では、隣接するスピーカ間に与える遅延時間差をラインアレイスピーカ５内の位置によって異ならせることによって、所望の形状からなる音場を形成している。つまり、フロントパネル６０の長手方向を仮想的に湾曲させ、音場の広がり方を制御しており、フロントパネル６０を平板のまま仮想的に傾けて指向方向を変化させる従来の指向制御とは異なる。
　ここでは、縦長のラインアレイスピーカ５を構成する各スピーカ５１～５ｎの出力遅延をそれぞれ制御することにより、音場の上下方向への広がりと、正面方向への到達距離とのバランスを調整し、ラインアレイスピーカ５を含む平面内における音場が所望の形状となるように制御している。
　図２は、図１のスピーカシステムの詳細構成を示したブロック図であり、スピーカ装置１００の内部構成の一例が示されている。このスピーカ装置１００は、Ａ／Ｄコンバータ１、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎ、Ｄ／Ａコンバータ３１～３ｎ、出力アンプ４１～４ｎ、スピーカ５１～５ｎ、フィルタ係数記憶部６及びフィルタ係数更新部７からなる。
　Ａ／Ｄコンバータ１は、音源装置１１０から入力されたアナログ音声信号をデジタル音声信号に変換する変換回路である。Ａ／Ｄコンバータ１では、予め定められたサンプリングレートでアナログ音声信号のサンプリングが行われている。一般に、人間の可聴周波数帯域は２０～２０ｋＨｚであるとされており、Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリングレートは４０ｋＨｚ以上とされる。ここでは、サンプリングレートとして４８ｋＨｚが採用されているものとする。このときのサンプリング周期は２０．８μ秒となる。
　ＦＩＲフィルタ２１～２ｎは、インパルス応答が有限時間で収束する有限インパルス応答（Finite Impulse Response）フィルタであり、ＤＳＰ（Digital Signal  Processer）により実現されるデジタルフィルタである。各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎには、Ａ／Ｄコンバータ１から出力された共通のデジタル音声信号が入力され、所定時間だけ遅延させたデジタル遅延信号をそれぞれ出力する。
　ＦＩＲフィルタ２１～２ｎは、スピーカ５１～５ｎにそれぞれ対応づけられており、ＦＩＲフィルタにおける遅延が、対応する各スピーカ５１～５ｎからの音声出力の遅延となる。ここでは、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎが、スピーカ５１～５ｎと一対一に対応する例を用いて説明するが、本発明は、このような場合のみに限定されない。スピーカ５１～５ｎの一部、例えば上端側の２以上のスピーカについては遅延時間が同一でよいという場合には、１つのＦＩＲフィルタを２以上のスピーカに対応づけることもできる。
　Ｄ／Ａコンバータ３１～３ｎは、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎに対応づけられ、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎからのデジタル遅延信号をアナログ遅延信号にそれぞれ変換する変換回路である。出力アンプ４１～４ｎは、スピーカ５１～５ｎに対応づけられ、Ｄ／Ａコンバータ３１～３ｎからのアナログ遅延信号を増幅して、対応するスピーカ５１～５ｎへ出力する。
　フィルタ係数記憶部６は、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎのフィルタ係数を書き換え可能に保持する記憶手段であり、例えば、フラッシュメモリが用いられる。フィルタ係数更新部７は、フィルタ係数生成装置１２０からのフィルタ係数を受信し、フィルタ係数記憶部６へ格納する。
　図３は、図２のＦＩＲフィルタ２１～２ｎの一構成例を示したブロック図である。ＦＩＲフィルタ２１～２ｎは、遅延部２１１～２１ｍと、乗算部２２０～２２ｍと、加算部２３１～２３ｍとによって構成されるタップ数ｍのフィルタである。
　ｍ個の遅延部２１１～２１ｍは、いずれも入力信号を単位遅延時間Ｄａだけ遅延させる遅延手段であり、単位遅延時間Ｄａは、Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期であるものとする。このような遅延部２１１～２１ｍを直列に接続することにより、入力信号を単位遅延時間Ｄａの整数倍（１～ｍ倍）だけ遅延させた信号をそれぞれ生成している。（ｍ＋１）個の乗算部２２０～２２ｍは、入力信号及び各遅延部２１１～２１ｍの出力信号に対し、フィルタ係数ｋ０～ｋｍとの積をそれぞれ求める演算手段である。ｍ個の加算部２３１～２３ｍは、乗算部２２０～２２ｍにおいて求められたｍ個の積の総和を求める演算手段である。
　図４は、図１のスピーカ装置１００の作用効果について説明するための説明図であり、スピーカ装置１００の断面が模式的に示されている。図中の（ａ）には、スピーカ５１～５ｎの実際の配置が示され、（ｂ）には、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの遅延制御により実現されるスピーカ５１～５ｎの仮想的な配置が示されている。
　スピーカ装置１００は、ラインアレイスピーカ５がフロントパネル６０に取り付けられている。つまり、同一特性のスピーカ５１～５ｎが、同一平面上に等間隔かつ直線的に配置されている。しかしながら、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いて、各スピーカ５１～５ｎの遅延時間を制御することにより、フロントパネル６０を平板のまま仮想的に傾けるだけでなく、仮想的に変形させることもできる。
　図中の（ｂ）には、遅延制御によってフロントパネル６０を仮想的に湾曲させた状態が示されている。緩やかに湾曲させた仮想フロントパネル６１は、下端を後退させることによって、前方に向かって凸となる曲線を描いている。つまり、仮想フロントパネル６１の接線は、上端側ではほぼ鉛直方向であるが、下端側に近づくほど鉛直方向となす角度が大きくなっていく。ここでは、仮想フロントパネル６１の断面が、下端側ほど曲率が大きくなっていく漸近曲線を描いている。このような漸近曲線には、例えば、自動車道路のカーブ形状として知られているクロソイド曲線がある。
　下端側に配置された３つのスピーカ５４～５６の遅延時間Ｄ１～Ｄ３の間には、Ｄ１＜Ｄ２＜Ｄ３の関係が成立しており、下端に近づくほど遅延時間が大きくなっている。しかも、隣接するスピーカ５４～５６の遅延時間差（Ｄ２－Ｄ１），（Ｄ３－Ｄ２）の間にも、（Ｄ２－Ｄ１）＜（Ｄ３－Ｄ２）の関係が成立し、下端に近づくほど遅延時間差が大きくなっている。
　全てのスピーカ５１～５ｎについて、隣接するスピーカ間の時間差を同一にすれば、仮想フロントパネル６１は、平板のまま傾き、ラインアレイスピーカ５の指向方向が変化する。これに対し、図４の（ｂ）では、隣接するスピーカ間の遅延時間差を下端に近づくほど大きくすることにより、仮想フロントパネル６１を湾曲させている。その結果、ラインアレイスピーカ５の上端側に近い部分では、その指向方向をフロントパネル６０の正面に向け、下端に近づくほど、その指向方向を下方向へ向けることができる。つまり、信号制御によって、フロントパネル６０を湾曲させた場合と同様の音場の変形を実現することができる。
　ここで、図４のスピーカ装置１００では、ラインアレイスピーカ５を構成する各スピーカ５１～５ｎが等間隔で配置され、ラインアレイスピーカ５の一端に近づくほど、隣接するスピーカ間の遅延時間が大きくなるように遅延制御を行って、仮想フロントパネル６１を湾曲させている。これに対し、スピーカ５１～５ｎの間隔が一定でない場合には、ラインアレイスピーカ５の一端に近づくほど、隣接するスピーカ間における配置間隔に対する遅延時間差の比を増大させるように遅延制御を行うことによって、仮想フロントパネル６１を湾曲させ、所望の音場を形成することができる。
　図５は、スピーカ５１～５ｎの間隔が一定でない場合における作用効果を説明するための説明図であり、図４と同様にして、スピーカ装置１００の断面が模式的に示されている。下端側に配置された３つのスピーカ５４～５６の遅延時間をＤ１～Ｄ３、スピーカ５４，５５の間隔をＬ１、スピーカ５５，５６の間隔をＬ２とすれば、（Ｄ２－Ｄ１）／Ｌ１＜（Ｄ３－Ｄ２）／Ｌ２の関係が成立していれば、信号制御によってフロントパネル６０を湾曲させて音場を変形させることができる。
　図７は、図４のスピーカ装置１００によって形成される音場を模式的に示した図であり、垂直な壁面にスピーカ装置１００を取り付けた場合に、その前方に形成される音場１２が示されている。図中の（ａ）には、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎによる遅延制御を行わない場合、（ｂ）には図４の（ｂ）に示した遅延制御が行われた場合の例がそれぞれ示されている。図中に示した音場１２は、所定値以上の音圧が得られた領域である。また、矢印は、音場１２内における音波の主な伝搬方向を示したものである。
　図中の（ａ）では、遅延制御を行っていないため、全てのスピーカ５１～５ｎから正面方向へ向けて出力音声が放射されている。この場合、音場１２は水平方向に細長く延び、スピーカの正面であれば、遠くにいる聴者でも出力音声を聞き取り易くなる。ところが、スピーカ装置１００に近くてもスピーカ装置１００よりも低い場所にいる聴者には、出力音声が聞き取り難い。
　これに対し、図中の（ｂ）では、仮想フロントパネル６１を湾曲させることにより、音場を所望の形状に変形させて、遠くにいる聴者と、近くにいる聴者のいずれもが出力音声を聞き取り易くしている。すなわち、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって音場１２を形成し、スピーカ装置１００から遠い空間における音圧を確保しつつ、スピーカ装置１００の斜め下の空間における音圧も確保している。
　具体的には、ラインアレイスピーカ５の上端側のスピーカが、主として遠くの音場を形成し、下端側のスピーカが、主として近くの音場を形成している。このため、できるだけ長い距離にわたって、できるだけ均一な音圧を確保しようとすれば、仮想フロントパネル６１は、上端に近づくほど曲率が小さくなり、下端に近づくほど曲率が大きくなるように滑らかに変化させる必要がある。このため、本実施の形態によるスピーカ装置１００では、仮想フロントパネル６１がクロソイド曲線となるように湾曲させている。
　この様にして広い範囲にわたって音場１２を形成しようとする場合、隣接するスピーカ５１～５ｎ間の遅延時間差として、微少な時間を実現しなければならない。隣接するスピーカ間の遅延時間差は、当該スピーカからの出力音声の指向方向、つまり、フロントパネル６０の正面方向となす角度に相当する。従って、スピーカ装置１００から遠い空間における音場を制御するためには、近い空間の音場を制御する場合に比べて、より小さな遅延時間差が必要になる。発明者らの実験によれば、１μ秒以下の遅延時間を実現する必要があることがわかった。Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期が２０．８μ秒であり、隣接するスピーカ５１～５ｎ間の遅延時間差をその１／２０以下にすれば、実際上、十分に広い範囲にわたって音場１２を形成し、かつ、当該音場１２内の音圧を均一にすることができる。
　従来のスピーカ装置は、スピーカ装置としての指向方向を変化させるだけであり、スピーカ装置から遠い聴者と近い聴者の一方が聞き取りやすくなれば、他方が聞き取りに難くなる。これに対し、本実施の形態によるスピーカ装置１００では、音場の形状を変化させることにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一な音場を形成することができる。換言すれば、遠い聴者の聞き取りやすさと、近い聴者の聞き取り易さとをバランスさせ、あるいは、両立させることができる。
　なお、スピーカ装置１００がカバーすべき対象領域の長さや、当該領域内において確保すべき音圧レベルが異なれば、最適な音場の形状も異なるが、スピーカ装置１００では、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いた信号制御によって実現しているため、フィルタ係数を変更することによって、音場の形状を変化させることができる。
　図７は、図２のＦＩＲフィルタ２１～２１ｎの周波数特性の一例を示した図であり、図中の（ａ）には、横軸に周波数、縦軸に増幅率をとって、周波数に対する振幅特性が示されている。一方、（ｂ）には、横軸に周波数、縦軸に移相量をとって、周波数に対する位相特性が示されている。なお、本明細書における移相量とは位相の変化量を指すものとする。
　音声信号の波形形状を維持しつつ時間遅延させるためには、周波数領域において、増幅率を一定とし、移相量を周波数に比例させる必要がある。つまり、図７に示した通り、振幅特性が周波数軸に平行となり、かつ、位相特性が原点を通る直線、いわゆる直線位相特性であることが必要となる。この場合、位相特性及び周波数軸のなす角度θは、時間軸上では遅延時間に相当する。つまり、ユーザが遅延時間を決定すれば、位相特性の角度θが決まり、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの周波数特性が決まる。振幅特性は、周波数に対し一定値であればよく、ユーザが指定してもよいし固定であってもよい。
　図８は、図７の周波数特性から求められたフィルタ係数ｋ１～ｋｍの一例を示した図である。図中の（ａ）には、図７の周波数特性を逆フーリエ変換することによって得られるフィルタ係数が示されている。ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの遅延時間が、Ａ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期未満であれば、図中の（ａ）に示す通り、時間軸上の負の領域にもフィルタ係数が現れる。
　このようなフィルタ係数は因果律に反し、実際のＦＩＲフィルタ２１～２ｎにおいて実現することはできない。そこで、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの遅延時間に対し、共通のシフト遅延時間Ｄｃを加えることにより、時間軸上の正の領域に収まるようにフィルタ係数をシフトさせれば、因果律の問題を解決することができる。つまり、フィルタ係数をシフトさせることによって、サンプリング周期未満の短い遅延時間を実現することができる。
　図中の（ｂ）には、シフト後のフィルタ係数が示されている。シフト遅延時間Ｄｃを加えることによって、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの絶対的な遅延時間は長くなるが、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎ間の相対的な遅延時間は維持される。つまり、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの最短の遅延時間をゼロからシフト遅延時間Ｄｃに変更すれば、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いて、サンプリング周波数未満の遅延時間を正確に実現することができる。
　なお、シフト遅延時間Ｄｃは、ＦＩＲフィルタ内の遅延部２１１～２１ｍの単位遅延時間Ｄａの整数倍となる。このシフト遅延時間Ｄｃは、例えば、タップ長の１／２程度にすることができる。また、逆フーリエ変換によって求められたフィルタ係数を時間軸の正の領域へシフトさせるようにシフト遅延時間Ｄｃを決定してもよい。このようなシフトは円状シフトと呼ばれる。例えば、絶対値がゼロ又は所定値を超えるフィルタ係数が時間軸の正の領域へシフトされるようにシフト遅延時間Ｄｃを決定することができる。
　図９は、図１のフィルタ係数生成装置１２０の一構成例を示したブロック図である。このフィルタ係数生成装置１２０は、操作入力部１２１、周波数特性決定部１２２、逆フーリエ変換部１２３及びシフト処理部１２４からなる。
　フィルタ係数生成装置１２０は、各スピーカ５１～５ｎに対し、ユーザが指定した遅延時間に基づいて、図７の周波数特性を特定し、逆フーリエ変換により、図８の（ａ）のフィルタ係数を求め、このフィルタ係数を円状シフトさせて、所望のフィルタ係数を生成している。
　操作入力部１２１は、パラメータを入力するための入力手段、例えばキーボードやマウスである。ユーザは、操作入力部１２１を用いて、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎのフィルタ係数を決定するためのパラメータ、例えば、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎごとの遅延時間を指定することができる。なお、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎのパラメータからなるパラメータセットが予め与えられ、ユーザは、複数のパラメータセットから任意のパラメータセットを選択するように構成することもできる。
　周波数特性決定部１２２は、上記パラメータに基づいて、図７に示した周波数特性をそれぞれ決定する。逆フーリエ変換部１２３は、上記周波数特性に基づいて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行い、図８の（ａ）に示したフィルタ係数を求める。シフト処理部１２４は、上記フィルタ係数にシフト遅延時間Ｄｃを加えてシフトさせ、図８の（ｂ）に示したフィルタ係数を求める。このようにして、各フィルタ２１～２ｎについて、フィルタ係数ｋ１～ｋｍが生成され、スピーカ装置１００へ出力される。なお、シフト遅延時間Ｄｃは、予め定められていてもよいし、逆フーリエ変換部１２３で求められた全てのフィルタ２１～２ｎのフィルタ係数ｋ１～ｋｍに基づいて決定してもよい。
　本実施の形態によるスピーカ装置１００は、平板状のフロントパネル６０上に、スピーカ５１～５ｎからなるラインアレイスピーカ５が設けられている。そして、隣接するスピーカ５１～５ｎの遅延時間差がラインアレイスピーカ５の下端に近づくほど増大するように、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎが各スピーカ５１～５ｎの遅延時間を制御している。このため、フロントパネル６０を仮想的に湾曲させ、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって音場１２を形成することができる。
　従って、空港ロビー、音楽ホール、体育館などのように比較的広い空間に設置され、スピーカ装置の近くから遠くまでの広い範囲にわたって所定の音圧を確保する必要があるスピーカ装置として好適である。
　また、本実施の形態によるスピーカ装置１００は、周波数特性を逆フーリエ変換することによって求められたフィルタ係数が因果律に反しないように、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの遅延時間に対し、共通のシフト遅延時間Ｄｃを加えている。このため、隣接するスピーカ５１～５ｎ間の遅延時間差の最小値をデジタル音声信号のサンプリング周期未満となるように、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎがデジタル音声信号を遅延させることができる。その結果、広い音場１２内において均一な音圧を確保することができる。
　特に、フロントパネル６０をクロソイド曲線となるように仮想的に湾曲させることにより、遠距離から近距離までの広い範囲にわたって略均一の音場を形成することができる。
　さらに、フィルタ係数ｋ１～ｋｍを変更することにより、同じスピーカ装置１００を用いて、広さや形状の異なる様々な空間に適用させることができ、また、同じ空間であって目的や状況に応じて異なる音場を形成することができる。
　なお、本実施の形態では、仮想フロントパネル６１が全面にわたって湾曲している場合の例について説明したが、本発明は、この様な場合のみに限定されない。例えば、仮想フロントパネル６１の上端側の一部を直線のままとし、下端側のみがクロソイド曲線となるように湾曲させてもよい。
　また、本実施の形態では、仮想フロントパネル６１を前方に凸となるように湾曲させる場合の例について説明したが、本発明は、この様な場合のみに限定されない。例えば、両端に比べて中央付近の遅延量を増大させ、仮想フロントパネル６１が後方に凸となるように湾曲させてもよい。この場合、フロントパネルの前方に音圧を集中させることができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いた遅延制御により、広い範囲にわたって略均一な音場を形成することができるスピーカ装置１００について説明した。これに対し、本実際の形態では、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎを利用して、スピーカ装置１００にイコライザ機能を追加する例について説明する。
　図１０は、本発明の実施の形態２によるスピーカ装置１００の要部について一構成例を示した図であり、図２のＦＩＲフィルタ２１～２ｎの周波数特性の一例が示されている。図７の周波数特性（実施の形態１）と比較すれば、振幅特性のみが異なる。つまり、図７では、増幅率が周波数にかかわらず一定であったが、本実施の形態では、振幅特性をユーザが指定している。
　デジタル音声信号を遅延させるには、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎが、直線位相特性を有していればよく、振幅特性は、遅延時間に影響を与えない。このため、振幅特性をユーザが決定することにより、別途、ハードウエアを追加することなく、スピーカ装置１００にイコライザ機能を追加することができる。この場合、全てのＦＩＲフィルタ２１～２ｎに対し、同一の振幅特性を与える必要がある。
　フィルタ係数の生成は、例えば、図９のフィルタ係数生成装置１２０（実施の形態１）において、操作入力部１２１を用いてユーザが振幅特性を指定すれば、周波数特性決定部１２２が、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの振幅特性として、ユーザが指定した共通の振幅特性を採用すればよい。
実施の形態３．
　実施の形態２では、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎをイコライザとして使用するスピーカ装置１００の例について説明した。これに対し、本実施の形態では、新たにＩＩＲフィルタを設けて、イコライザとして使用するスピーカ装置１０１について説明する。
　図１１は、本発明の実施の形態３によるスピーカ装置１０１を含むスピーカシステムの一構成例を示したブロック図である。図中のスピーカ装置１０１は、図２のスピーカ装置１００（実施の形態１）と比較すれば、ＩＩＲフィルタ８を備えている点で異なる。なお、図２に示されたブロックに相当するものには同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
　ＩＩＲフィルタ８は、インパルス応答が有限時間で収束しない無限インパルス応答（Infinite Impulse Response）フィルタであり、ＤＳＰ（Digital Signal  Processer）により実現されるデジタルフィルタである。このＩＩＲフィルタ８には、Ａ／Ｄコンバータ１から出力されたデジタル音声信号が入力され、その周波数－振幅特性を制御するイコライザとして用いられる。ＩＩＲフィルタ８から出力されるデジタル音声信号は、各ＦＩＲフィルタ２１～２ｎへ入力される。
　また、ＩＩＲフィルタ８のフィルタ係数ｈ１～ｈｍは、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの場合と同様、フィルタ係数生成装置１２０においてユーザ操作に基づいて生成され、スピーカ装置１０１へ入力される。入力されたフィルタ係数ｈ１～ｈｍは、フィルタ係数更新部７によって、フィルタ係数記憶部６に格納される。
　なお、ここでは、Ａ／Ｄコンバータ１及びＦＩＲフィルタ２１～２ｎ間に、１個のＩＩＲフィルタ８を追加しているが、直接接続された２以上のＩＩＲフィルタを追加することもできる。
　図１２は、図１１のＩＩＲフィルタ８の一構成例を示したブロック図である。ＩＩＲフィルタ８は、遅延部８１１～８１ｍ，８３１～８３ｍと、乗算部８２０～８２ｍ，８４１～８４ｍと、加算部８００とによって構成されるタップ数ｍのフィルタである。
　遅延部８１１～８１ｍ，８３１～８３ｍは、単位遅延時間Ｄｂだけ遅延させる遅延手段であり、単位遅延時間ＤｂはＡ／Ｄコンバータ１のサンプリング周期であるものとする。ｍ個の遅延部８１１～８１ｍを直列に接続することにより、入力信号を単位遅延時間Ｄｂの整数倍（１～ｍ倍）だけ遅延させた信号をそれぞれ生成している。同様にして、ｍ個の遅延部８３１～８３ｍを直列に接続することにより、出力信号を単位遅延時間Ｄｂの整数倍（１～ｍ倍）だけ遅延させた信号をそれぞれ生成している。
　（ｍ＋１）個の乗算部８２０～８２ｍは、入力信号及び各遅延部８１１～８１ｍの出力信号に対し、フィルタ係数ｊ０～ｊｍをそれぞれ掛ける演算手段である。また、ｍ個の乗算部８４１～８４ｍは、各遅延部８３１～８３ｍの出力信号に対し、フィルタ係数ｈ１～ｈｍをそれぞれ掛ける演算手段である。加算部８００は、乗算部８２０～８２ｍ，８４１～８４ｍで求められた（２ｍ＋１）個の積の総和を求めて、出力信号を生成する演算手段である。
　つまり、このＩＩＲフィルタ８は、ともにｍ次の全極型フィルタ及び全零型フィルタを組み合わせて構成される。例えば、ともに２次の全極型フィルタ及び全零型フィルタを組み合わせた双２次フィルタを用いることができる。
　図１３は、ＩＩＲフィルタ８の周波数特性の一例を示した図であり、図中の（ａ）に振幅特性が示され、（ｂ）に位相特性が示されている。ＩＩＲフィルタ８を用いて振幅特性を制御する場合、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いて、振幅特性を制御する場合に比べて、周波数分解能の高い振幅制御を行うことができる。ただし、図中の（ｂ）に示したように、ＩＩＲフィルタ８を用いて振幅特性を制御することによって、位相特性に意図しない特性が現れてしまう。
　図１４は、ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１～２ｎからなるデジタルフィルタ全体の周波数特性を示した図である。ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの周波数特性が、図７の場合（実施の形態１）と同様に示されている。位相特性にＩＩＲフィルタの意図しない特性が現れている欠点があるが、振幅特性の制御については、高い周波数分解能を実現することができる。
　本実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの前段にＩＩＲフィルタ８を備えることにより、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎ用いて振幅制御を行う場合に比べ、周波数分解能の高い振幅制御を行うことができる。
実施の形態４．
　実施の形態３では、ＩＩＲフィルタ８をイコライザとして使用するスピーカ装置１０１について説明した。本実施の形態では、ＩＩＲフィルタ８をイコライザとして使用することによって生じる意図しないＩＩＲフィルタ８の位相特性をＦＩＲフィルタ２１～２ｎによって補償するスピーカ装置について説明する。
　図１５は、実施の形態４によるスピーカ装置１０１の要部について一構成例を示した図であり、図１１のＦＩＲフィルタ２１～２ｎの周波数特性の一例が示されている。図中の（ａ）には振幅特性が示され、（ｂ）には位相特性が示されている。なお、図１１のＩＩＲフィルタ８の周波数特性は、図１３の場合（実施の形態３）と同様であるものとする。
　このＦＩＲフィルタ２１～２ｎの振幅特性は、周波数にかかわらず一定であり、図７の場合（実施の形態１）と同様である。一方、位相特性は、ＩＩＲフィルタの位相特性の上下を反転させ、時計方向に角度θだけ回転させた特性からなる。つまり、デジタル音声信号を所望の遅延時間だけ遅延させるとともに、ＦＩＲフィルタ８の位相特性を補償する特性となっている。
　従って、ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１～２ｎからなるデジタルフィルタ全体の位相特性は、図７の（ｂ）と同様の直線特性となり、デジタル音声信号を正確に遅延させることができる。
　図１６は、図１のフィルタ係数生成装置１２０の他の構成例を示したブロック図である。図９のフィルタ係数生成装置１２０（実施の形態１）と比較すれば、ＩＩＲフィルタ係数生成部１２６を備えている点で異なる。なお、図９に示されたブロックに相当するものには同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
　ＩＩＲフィルタ係数生成部１２６は、ユーザが指定した振幅特性に基づいて、ＩＩＲフィルタ８のフィルタ係数ｈ１～ｈｍを生成している。なお、振幅特性が予め与えられ、ユーザは、複数のパラメータセットから任意のパラメータセットを選択するように構成することもできる。
　周波数特性決定部１２２は、図９の場合と同様、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの周波数特性を決定している。振幅特性の決定方法は、実施の形態１の場合と同様であるが、位相特性の決定方法が異なる。すなわち、ユーザが指定した遅延時間と、ＦＩＲフィルタ係数生成部１２６が出力するＩＩＲフィルタ８の位相特性とに基づいて、ＦＩＲフィルタ２１～２ｎの位相特性を決定している。
　本実施の形態によるスピーカ装置１０１は、ＩＩＲフィルタ８により振幅制御を実現するとともに、ＩＩＲフィルタ８によって生じる意図しない位相特性を遅延制御のためのＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いて補償することができる。このため、周波数分解能が高いイコライザ機能を有し、かつ、正確な遅延制御により広くて均一な音場１２を形成することができるスピーカ装置を実現することができる。
　なお、本実施の形態では、ＩＩＲフィルタ８及びＦＩＲフィルタ２１～２ｎからなるフィルタ全体が直線位相特性を有する場合について説明したが、本発明は、このような場合のみには限定されない。すなわち、ＩＩＲフィルタ８の位相特性がＦＩＲフィルタ２１～２ｎを用いて補償される構成であればよく、フィルタ全体が直線位相を有していなくてもよい。例えば、ＩＩＲフィルタ８の係数を変更した場合、それに応じてＦＩＲフィルタ２１～２ｎの係数も変更するようにフィルタ係数生成装置を構成すれば、ＩＩＲフィルタ８の位相特性をＦＩＲフィルタ２１～２ｎによって補償することができる。

Claims (7)

  1. 　同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、
    　上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、
    　遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器とを備え、
    　上記ＦＩＲフィルタは、隣接する上記スピーカ間における配置間隔に対する遅延時間差の比が上記ラインアレイスピーカの一端に近づくほど増大するように、上記デジタル音声信号を遅延させることを特徴とするスピーカ装置。
  2. 　上記ＦＩＲフィルタは、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となるように、上記デジタル音声信号を遅延させることを特徴とする請求項１に記載のスピーカ装置。
  3. 　上記ＦＩＲフィルタは、上記スピーカをクロソイド曲線上に仮想的に配列させるように、上記デジタル音声信号を遅延させることを特徴とする請求項２に記載のスピーカ装置。
  4. 　上記デジタル音声信号の振幅特性を制御するためのＩＩＲフィルタを備え、
    　上記ＦＩＲフィルタは、上記ＩＩＲフィルタを介して上記デジタル音声信号が入力されることを特徴とする請求項３に記載のスピーカ装置。
  5. 　上記ＦＩＲフィルタは、上記ＩＩＲフィルタの位相特性を補償することを特徴とする請求項４に記載のスピーカ装置。
  6. 　上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段を備えたことを特徴とする請求項１～５のいずれかに記載のスピーカ装置。
  7. 　同一平面内に所定間隔で配置された複数のスピーカからなるラインアレイスピーカと、
    　上記スピーカに対応づけられ、共通のデジタル音声信号をそれぞれ遅延させる複数のＦＩＲフィルタと、
    　遅延後の上記デジタル音声信号をアナログ音声信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器と、
    　上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を書き換え可能に保持するフィルタ係数記憶手段とを備えたスピーカ装置に対し、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を供給するフィルタ係数生成装置において、
    　ユーザ操作に基づいて、上記ＦＩＲフィルタの周波数特性をそれぞれ決定する周波数特性決定手段と、
    　上記周波数特性を逆フーリエ変換することにより、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数をそれぞれ求め、隣接する上記スピーカ間の遅延時間差の最小値が上記デジタル音声信号のサンプリング周期未満となる上記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数算出手段と、
    　上記フィルタ係数に対し、共通のシフト遅延時間をそれぞれ加える遅延シフト手段とを備えたことを特徴とするスピーカ装置用のフィルタ係数生成装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014007627A (ja) * 2012-06-26 2014-01-16 Onkyo Corp チャンネルデバイダおよびこれを含む音声再生システム
JP2015188179A (ja) * 2014-03-27 2015-10-29 フォスター電機株式会社 音響再生装置
JP2016538037A (ja) * 2013-11-08 2016-12-08 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． バンド幅可変ｅｃｇハイパスフィルタ
JP2019068398A (ja) * 2017-09-28 2019-04-25 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ スピーカシステム、及び、信号処理方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9076424B2 (en) * 2011-04-06 2015-07-07 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Active noise control device
US10043535B2 (en) 2013-01-15 2018-08-07 Staton Techiya, Llc Method and device for spectral expansion for an audio signal
US9326067B2 (en) * 2013-04-23 2016-04-26 Personics Holdings, Llc Multiplexing audio system and method
US10045135B2 (en) 2013-10-24 2018-08-07 Staton Techiya, Llc Method and device for recognition and arbitration of an input connection
US10043534B2 (en) 2013-12-23 2018-08-07 Staton Techiya, Llc Method and device for spectral expansion for an audio signal
EP3468224A4 (en) * 2016-05-30 2019-06-12 Sony Corporation DEVICE FOR FORMING A LOCAL SOUND FIELD, METHOD FOR FORMING A LOCAL SOUND FIELD AND PROGRAM
US10349199B2 (en) 2017-04-28 2019-07-09 Bose Corporation Acoustic array systems
US10469973B2 (en) * 2017-04-28 2019-11-05 Bose Corporation Speaker array systems
EP3509320A1 (en) * 2018-01-04 2019-07-10 Harman Becker Automotive Systems GmbH Low frequency sound field in a listening environment

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01125113A (ja) * 1987-11-10 1989-05-17 Victor Co Of Japan Ltd グラフィック・イコライザ
JPH06205496A (ja) 1993-01-07 1994-07-22 Pioneer Electron Corp スピーカ装置
JP2004172703A (ja) * 2002-11-18 2004-06-17 Sony Corp 信号処理方法および信号処理装置
JP2004363696A (ja) * 2003-06-02 2004-12-24 Yamaha Corp アレースピーカーシステム
JP2005101901A (ja) * 2003-09-25 2005-04-14 Yamaha Corp 特性補正システム
JP2007184822A (ja) * 2006-01-10 2007-07-19 Funai Electric Co Ltd オーディオ信号供給装置
JP2009206818A (ja) * 2008-02-27 2009-09-10 Sharp Corp 音声再生装置、音声再生方法、音声再生システム、制御プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体
JP2010068312A (ja) * 2008-09-11 2010-03-25 Toa Corp スピーカ取付具

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2610991B2 (ja) 1989-03-13 1997-05-14 ティーオーエー株式会社 指向性制御型スピ−カシステム
US6091824A (en) * 1997-09-26 2000-07-18 Crystal Semiconductor Corporation Reduced-memory early reflection and reverberation simulator and method
AU7538000A (en) 1999-09-29 2001-04-30 1... Limited Method and apparatus to direct sound
EP1562403B1 (en) * 2002-11-15 2012-06-13 Sony Corporation Audio signal processing method and processing device
US7653204B2 (en) * 2004-06-14 2010-01-26 Broadcom Corporation Method and system for codec with polyringer
JP2006067310A (ja) * 2004-08-27 2006-03-09 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 立体音響再生装置及び再生プログラム
EP2033480B1 (en) * 2006-05-22 2012-07-11 Audio Pixels Ltd. Volume and tone control in direct digital speakers
ATE514290T1 (de) * 2006-10-16 2011-07-15 Thx Ltd Konfigurationen von line-array- lautsprechersystemen und entsprechende schallverarbeitung
JP2008278145A (ja) * 2007-04-27 2008-11-13 Victor Co Of Japan Ltd スピーカシステム用音波行路長補正構造
US20110103593A1 (en) * 2009-11-05 2011-05-05 Thirunathan Sutharsan Method and System For a Pipelined Dual Audio Path Processing Audio Codec

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01125113A (ja) * 1987-11-10 1989-05-17 Victor Co Of Japan Ltd グラフィック・イコライザ
JPH06205496A (ja) 1993-01-07 1994-07-22 Pioneer Electron Corp スピーカ装置
JP2004172703A (ja) * 2002-11-18 2004-06-17 Sony Corp 信号処理方法および信号処理装置
JP2004363696A (ja) * 2003-06-02 2004-12-24 Yamaha Corp アレースピーカーシステム
JP2005101901A (ja) * 2003-09-25 2005-04-14 Yamaha Corp 特性補正システム
JP2007184822A (ja) * 2006-01-10 2007-07-19 Funai Electric Co Ltd オーディオ信号供給装置
JP2009206818A (ja) * 2008-02-27 2009-09-10 Sharp Corp 音声再生装置、音声再生方法、音声再生システム、制御プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体
JP2010068312A (ja) * 2008-09-11 2010-03-25 Toa Corp スピーカ取付具

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2566190A4 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014007627A (ja) * 2012-06-26 2014-01-16 Onkyo Corp チャンネルデバイダおよびこれを含む音声再生システム
JP2016538037A (ja) * 2013-11-08 2016-12-08 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． バンド幅可変ｅｃｇハイパスフィルタ
US10194815B2 (en) 2013-11-08 2019-02-05 Koninklijke Philips N.V. Variable bandwidth ECG high pass filter
JP2015188179A (ja) * 2014-03-27 2015-10-29 フォスター電機株式会社 音響再生装置
JP2019068398A (ja) * 2017-09-28 2019-04-25 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ スピーカシステム、及び、信号処理方法
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