JP3406651B2 - フィルタードリファレンス信号生成方式 - Google Patents
フィルタードリファレンス信号生成方式Info
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- JP3406651B2 JP3406651B2 JP21262493A JP21262493A JP3406651B2 JP 3406651 B2 JP3406651 B2 JP 3406651B2 JP 21262493 A JP21262493 A JP 21262493A JP 21262493 A JP21262493 A JP 21262493A JP 3406651 B2 JP3406651 B2 JP 3406651B2
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は騒音キャンセルシステム
におけるフィルタードリファレンス信号生成方式に係わ
り、特に、フィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズムに基づ
いた適応信号処理を行って騒音キャンセル点における騒
音をキャンセルするように適応フィルタの係数を決定す
る騒音キャンセルシステムにおけるフィルタードリファ
レンス信号生成方式に関する。
におけるフィルタードリファレンス信号生成方式に係わ
り、特に、フィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズムに基づ
いた適応信号処理を行って騒音キャンセル点における騒
音をキャンセルするように適応フィルタの係数を決定す
る騒音キャンセルシステムにおけるフィルタードリファ
レンス信号生成方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】騒音対策に用いられる手法の１つに、騒
音と逆位相の騒音キャンセル音をスピ−カから放射して
騒音を低減する能動騒音制御がある。これはＡＮＣ（Ac
tive Noise Control)とも呼ばれ、工場やオフィス、自
動車などの室内空間の一部に実用化されつつある。現在
主流となっている騒音制御システムは、図１３に示すよ
うに適応フィルタを用いたフィードフォワード制御シス
テムで、適応アルゴリズムとしてフィルタードＸ ＬＭ
Ｓ（Filtered-X Least Mean Square)が用いられてい
る。
音と逆位相の騒音キャンセル音をスピ−カから放射して
騒音を低減する能動騒音制御がある。これはＡＮＣ（Ac
tive Noise Control)とも呼ばれ、工場やオフィス、自
動車などの室内空間の一部に実用化されつつある。現在
主流となっている騒音制御システムは、図１３に示すよ
うに適応フィルタを用いたフィードフォワード制御シス
テムで、適応アルゴリズムとしてフィルタードＸ ＬＭ
Ｓ（Filtered-X Least Mean Square)が用いられてい
る。
【０００３】図１３は騒音源(一次音源)が１個、キャン
セル音を発生する二次音源（スピーカ）が１個、騒音キ
ャンセル点（観測点）が１箇所の場合の例である。１０
は騒音源である一次音源であり、騒音源がエンジンの場
合には、エンジン回転により発生する騒音は周期性を有
し、その周波数はエンジン回転数に依存する。例えば、
４気筒エンジンの場合、車室内に発生する周期性ノイズ
はエンジン回転数の２次高調波が支配的であり、回転数
が６００ｒｐｍ（＝１０ｒｐｓ）の時、車室内に発生す
るノイズの周波数は２０Ｈｚ、回転数が６０００ｒｐｍ
（＝１００ｒｐｓ）の時、車室内に発生するノイズの周
波数は２００Ｈｚである。１１は観測点における騒音
（一次音）ｘｎをキャンセルするように動作する騒音キ
ャンセルコントローラ、１２は騒音源から観測点まで騒
音が伝搬する系を示す一次音仮想伝搬系、１３はキャン
セル音（二次音）を放射するスピーカ、１４はスピーカ
の特性を含め、スピーカから観測点までのキャンセル音
が伝搬する系を示す二次音伝搬系（キャンセル音伝搬
系）、１５は観測点に配置され、騒音Ｓnとキャンセル
音Ｓcの合成音を検出し、合成音信号をエラ−信号ｅnと
して出力するエラ−マイクである。
セル音を発生する二次音源（スピーカ）が１個、騒音キ
ャンセル点（観測点）が１箇所の場合の例である。１０
は騒音源である一次音源であり、騒音源がエンジンの場
合には、エンジン回転により発生する騒音は周期性を有
し、その周波数はエンジン回転数に依存する。例えば、
４気筒エンジンの場合、車室内に発生する周期性ノイズ
はエンジン回転数の２次高調波が支配的であり、回転数
が６００ｒｐｍ（＝１０ｒｐｓ）の時、車室内に発生す
るノイズの周波数は２０Ｈｚ、回転数が６０００ｒｐｍ
（＝１００ｒｐｓ）の時、車室内に発生するノイズの周
波数は２００Ｈｚである。１１は観測点における騒音
（一次音）ｘｎをキャンセルするように動作する騒音キ
ャンセルコントローラ、１２は騒音源から観測点まで騒
音が伝搬する系を示す一次音仮想伝搬系、１３はキャン
セル音（二次音）を放射するスピーカ、１４はスピーカ
の特性を含め、スピーカから観測点までのキャンセル音
が伝搬する系を示す二次音伝搬系（キャンセル音伝搬
系）、１５は観測点に配置され、騒音Ｓnとキャンセル
音Ｓcの合成音を検出し、合成音信号をエラ−信号ｅnと
して出力するエラ−マイクである。
【０００４】騒音キャンセルコントローラ１１は騒音源
から発生する騒音ｘｎを参照信号として入力されると共
に観測点におけるエラ−信号ｅnを入力され、該エラ−
信号のパワーが最小となるようにフィルタードＸ ＬＭ
Ｓアルゴリズムに基づいた適応信号処理を行って騒音キ
ャンセル信号ｙnを出力する。この騒音キャンセルコン
トローラ１１は、フィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズム
に基づいた適応信号処理を行なう適応信号処理部１１ａ
と、デジタルフィルタ構成の適応フィルタ１１ｂと、騒
音源から発生する騒音（参照信号）ｘｎにスピーカから
騒音キャンセル点までのキャンセル音伝搬系の伝搬特性
（伝達関数Ｃ）を畳み込んでフィルタードリファレンス
信号ｒnを作成するフィルタードリファレンス信号作成
用フィルタ１１ｃを有している。
から発生する騒音ｘｎを参照信号として入力されると共
に観測点におけるエラ−信号ｅnを入力され、該エラ−
信号のパワーが最小となるようにフィルタードＸ ＬＭ
Ｓアルゴリズムに基づいた適応信号処理を行って騒音キ
ャンセル信号ｙnを出力する。この騒音キャンセルコン
トローラ１１は、フィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズム
に基づいた適応信号処理を行なう適応信号処理部１１ａ
と、デジタルフィルタ構成の適応フィルタ１１ｂと、騒
音源から発生する騒音（参照信号）ｘｎにスピーカから
騒音キャンセル点までのキャンセル音伝搬系の伝搬特性
（伝達関数Ｃ）を畳み込んでフィルタードリファレンス
信号ｒnを作成するフィルタードリファレンス信号作成
用フィルタ１１ｃを有している。
【０００５】適応信号処理部１１ａは騒音キャンセル点
におけるエラー信号ｅnとフィルタ１１ｃを介して入力
されるフィルタードリファレンス信号ｒnを入力され、
これら信号を用いて騒音キャンセル点における騒音をキ
ャンセルするようにフィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズ
ムに基づいた適応信号処理を行って適応フィルタ１１ｂ
の係数を決定する。適応フィルタ１１ｂは適応信号処理
部１１ａにより決定された係数に従って参照信号ｘnに
デジタルフィルタ処理を施して騒音キャンセル信号ｙn
を出力し、騒音をキャンセルする。尚、参照信号ｘnと
相関のない騒音は消去されない。
におけるエラー信号ｅnとフィルタ１１ｃを介して入力
されるフィルタードリファレンス信号ｒnを入力され、
これら信号を用いて騒音キャンセル点における騒音をキ
ャンセルするようにフィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズ
ムに基づいた適応信号処理を行って適応フィルタ１１ｂ
の係数を決定する。適応フィルタ１１ｂは適応信号処理
部１１ａにより決定された係数に従って参照信号ｘnに
デジタルフィルタ処理を施して騒音キャンセル信号ｙn
を出力し、騒音をキャンセルする。尚、参照信号ｘnと
相関のない騒音は消去されない。
【０００６】適応フィルタ１１ｂは図１４に示すよう
に、ＦＩＲ型デジタルフィルタで構成され、例えば、入
力信号ｘnを順次１サンプリング時間遅延する遅延要素
ＤＬ，ＤＬ・・・と、各遅延要素出力に係数ｗ1(n)，ｗ
2(n)，ｗ3(n)・・・ｗN(n)を乗算する乗算部ＭＬ，Ｍ
Ｌ，・・・と、各乗算部出力を順次加算する加算部Ａ
Ｄ，ＡＤ・・・で実現される。すなわち、現時刻ｎ・Ｔ
sにおける参照信号をｘn、その時の各乗算器の係数をｗ
1(n)，ｗ2(n)，ｗ3(n)・・・ｗN(n)、出力(騒音キャン
セル信号)をｙnとすれば、適応フィルタ１１ｂは次式
に、ＦＩＲ型デジタルフィルタで構成され、例えば、入
力信号ｘnを順次１サンプリング時間遅延する遅延要素
ＤＬ，ＤＬ・・・と、各遅延要素出力に係数ｗ1(n)，ｗ
2(n)，ｗ3(n)・・・ｗN(n)を乗算する乗算部ＭＬ，Ｍ
Ｌ，・・・と、各乗算部出力を順次加算する加算部Ａ
Ｄ，ＡＤ・・・で実現される。すなわち、現時刻ｎ・Ｔ
sにおける参照信号をｘn、その時の各乗算器の係数をｗ
1(n)，ｗ2(n)，ｗ3(n)・・・ｗN(n)、出力(騒音キャン
セル信号)をｙnとすれば、適応フィルタ１１ｂは次式
【０００７】
【数１】
の演算を実行し、騒音キャンセル信号ｙnを出力する。
【０００８】フィルタードリファレンス信号作成用フィ
ルタ１１ｃは図１５に示すように、ＦＩＲ型デジタルフ
ィルタで構成され、例えば、入力信号を順次１サンプリ
ング時間遅延する遅延要素ＤＬ，ＤＬ・・・と、各遅延
要素出力に係数c1，c2，c3・・・cMを乗算する乗算部Ｍ
Ｌ，ＭＬ，・・・と、各乗算部出力を順次加算する加算
部ＡＤ，ＡＤ・・・で実現される。係数c1，c2，c3・・
・cMは二次音伝搬系（スピーカから観測点までの系）１
４の伝搬特性を模擬するように決定されている。時刻ｎ
・Ｔsにおける参照信号をｘn、出力(フィルタードリフ
ァレンス信号)をｒ(n)とすれば、フィルタ１１cは次式
ルタ１１ｃは図１５に示すように、ＦＩＲ型デジタルフ
ィルタで構成され、例えば、入力信号を順次１サンプリ
ング時間遅延する遅延要素ＤＬ，ＤＬ・・・と、各遅延
要素出力に係数c1，c2，c3・・・cMを乗算する乗算部Ｍ
Ｌ，ＭＬ，・・・と、各乗算部出力を順次加算する加算
部ＡＤ，ＡＤ・・・で実現される。係数c1，c2，c3・・
・cMは二次音伝搬系（スピーカから観測点までの系）１
４の伝搬特性を模擬するように決定されている。時刻ｎ
・Ｔsにおける参照信号をｘn、出力(フィルタードリフ
ァレンス信号)をｒ(n)とすれば、フィルタ１１cは次式
【０００９】
【数２】
【００１０】の演算を実行してフィルタードリファレン
ス信号ｒ(n)を出力する。適応信号処理部１１ａは、１
サンプリング時間Ｔs後の次の時刻(ｎ+1)・Ｔsにおける
適応フィルタ１１ｂの係数ｗ1(n+1)，ｗ2(n+1)，ｗ3(n+
1)・・・ｗN(n+1)を、現時刻ｎ・Ｔsにおける係数ｗ
1(n)，ｗ2(n)，ｗ3(n)・・・ｗN(n)と、エラー信号ｅn
と、フィルタードリファレンス信号ｒnを用いて次式
（係数更新式）により決定する。
ス信号ｒ(n)を出力する。適応信号処理部１１ａは、１
サンプリング時間Ｔs後の次の時刻(ｎ+1)・Ｔsにおける
適応フィルタ１１ｂの係数ｗ1(n+1)，ｗ2(n+1)，ｗ3(n+
1)・・・ｗN(n+1)を、現時刻ｎ・Ｔsにおける係数ｗ
1(n)，ｗ2(n)，ｗ3(n)・・・ｗN(n)と、エラー信号ｅn
と、フィルタードリファレンス信号ｒnを用いて次式
（係数更新式）により決定する。
【００１１】
【数３】
【００１２】ただし、ｊ番目のフィルタ係数更新式は
ｗj(n+1)＝ｗj(n)＋μ・ｒ(n-j+1)・ｅn (4)
で与えられる。(3)、(4)式において、(n)は現サンプリ
ング時刻の値、(n+1)は１サンプリング時間後の値、(n-
1)は１サンプリング時間前の値、(n-2)は２サンプリン
グ時間前の値、・・・を意味している。又、μは適応フィ
ルタの係数を更新するステップを決める定数（ステップ
サイズパラメータ）であり、騒音キャンセルシステムに
応じて適当な値に設定される。
ング時刻の値、(n+1)は１サンプリング時間後の値、(n-
1)は１サンプリング時間前の値、(n-2)は２サンプリン
グ時間前の値、・・・を意味している。又、μは適応フィ
ルタの係数を更新するステップを決める定数（ステップ
サイズパラメータ）であり、騒音キャンセルシステムに
応じて適当な値に設定される。
【００１３】騒音源１０から発生した騒音ｘnは所定の
伝達関数Ｈを有する一次音伝搬系１２を伝搬して騒音キ
ャンセル点に至り、騒音Ｓｎとなる。又、騒音ｘnは参
照信号として騒音キャンセルコントローラ１１に入力さ
れる。エラーマイク１５は騒音キャンセル点における騒
音Ｓｎとスピーカ１３から出力される騒音キャンセル音
Ｓｃの合成音をエラー信号ｅnとして出力する。フィル
タードリファレンス信号生成用フィルタ１１ｃは(2)式
の演算を実行してフィルタードリファレンス信号ｒnを
出力する。適応信号処理部１１ａはフィルタードリファ
レンス信号ｒnとエラーマイク１５により検出されたエ
ラー信号ｅnを入力され、(3)式に基づいて適応信号処理
を行って適応フィルタ１１ｂの係数を決定する。適応フ
ィルタ１１ｂは(1)式により参照信号ｘnにフィルタリン
グを施して騒音キャンセル信号ｙnを発生してスピーカ
１３に入力する。スピーカ１３は騒音キャンセル信号ｙ
nに基づいて騒音キャンセル音を出力する。騒音キャン
セル音は二次音伝搬系１４を介して騒音キャンセル点に
至り、騒音Ｓｃをキャンセルする。以後、１サンプリン
グ時間Ｔs毎に上記制御が行われ、エラー信号ｅnが次第
に小さくなってゆき騒音がキャンセルされる。
伝達関数Ｈを有する一次音伝搬系１２を伝搬して騒音キ
ャンセル点に至り、騒音Ｓｎとなる。又、騒音ｘnは参
照信号として騒音キャンセルコントローラ１１に入力さ
れる。エラーマイク１５は騒音キャンセル点における騒
音Ｓｎとスピーカ１３から出力される騒音キャンセル音
Ｓｃの合成音をエラー信号ｅnとして出力する。フィル
タードリファレンス信号生成用フィルタ１１ｃは(2)式
の演算を実行してフィルタードリファレンス信号ｒnを
出力する。適応信号処理部１１ａはフィルタードリファ
レンス信号ｒnとエラーマイク１５により検出されたエ
ラー信号ｅnを入力され、(3)式に基づいて適応信号処理
を行って適応フィルタ１１ｂの係数を決定する。適応フ
ィルタ１１ｂは(1)式により参照信号ｘnにフィルタリン
グを施して騒音キャンセル信号ｙnを発生してスピーカ
１３に入力する。スピーカ１３は騒音キャンセル信号ｙ
nに基づいて騒音キャンセル音を出力する。騒音キャン
セル音は二次音伝搬系１４を介して騒音キャンセル点に
至り、騒音Ｓｃをキャンセルする。以後、１サンプリン
グ時間Ｔs毎に上記制御が行われ、エラー信号ｅnが次第
に小さくなってゆき騒音がキャンセルされる。
【００１４】以上は、一次音源（騒音源）、二次音源
（スピーカ）、観測点がそれぞれ１個の場合であるが、
騒音源がＫ個、スピーカがＭ個、観測点がＬ個存在する
騒音キャンセルシステムは図１６に示すようになる。
尚、図１３と同一部分には同一符号を付し、一次音源は
省略し、また、スピーカは二次音伝搬系１４に含ませて
いる。ｘain〜ｘaKnはＫ個の騒音源から発生する騒音、
ｙhin〜ｙhLnは各観測点におけるキャンセルしたい騒
音、ｒ111n〜ｒLMKnはフィルタードリファレンス信号、
ｙa1n〜ｙaMnは適応フィルタ１１ｂから出力されるＭ個
の騒音キャンセル信号、ｅ1n〜ｅLnは各観測点における
エラー信号である。又、１６は各観測点におけるマイク
の機能を表現する信号合成部であり、加算部１６1〜１
６1′は第１観測点におけるマイクに相当し、加算部１
６2〜１６2′は第２観測点におけるマイクに相当し、・
・・、加算部１６L〜１６L′は第Ｌ観測点におけるマイ
クに相当する。ｄdin〜ｄdLnは各観測点におけるキャン
セル対象でない外部雑音である。
（スピーカ）、観測点がそれぞれ１個の場合であるが、
騒音源がＫ個、スピーカがＭ個、観測点がＬ個存在する
騒音キャンセルシステムは図１６に示すようになる。
尚、図１３と同一部分には同一符号を付し、一次音源は
省略し、また、スピーカは二次音伝搬系１４に含ませて
いる。ｘain〜ｘaKnはＫ個の騒音源から発生する騒音、
ｙhin〜ｙhLnは各観測点におけるキャンセルしたい騒
音、ｒ111n〜ｒLMKnはフィルタードリファレンス信号、
ｙa1n〜ｙaMnは適応フィルタ１１ｂから出力されるＭ個
の騒音キャンセル信号、ｅ1n〜ｅLnは各観測点における
エラー信号である。又、１６は各観測点におけるマイク
の機能を表現する信号合成部であり、加算部１６1〜１
６1′は第１観測点におけるマイクに相当し、加算部１
６2〜１６2′は第２観測点におけるマイクに相当し、・
・・、加算部１６L〜１６L′は第Ｌ観測点におけるマイ
クに相当する。ｄdin〜ｄdLnは各観測点におけるキャン
セル対象でない外部雑音である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】従来の騒音キャンセル
システムでは、一次音源（騒音源）、二次音源（スピー
カ）、観測点がそれぞれ１個の場合であっても、(1),
(2),(3)式の演算を１サンプリング時間内に行なわなけ
ればならない。エンジン音のような周期性ノイズ（こも
り音）の場合、適応フィルタ１１ｂのタップ数（図１４
における乗算器ＭＬの数＝Ｎ）は１０〜２０タップと比
較的少ない。しかし、フィルタードリファレンス信号生
成用フィルタ１１ｃのタップ数（図１５における乗算器
ＭＬの数＝Ｍ）は、二次音伝搬系の伝搬特性が複雑なた
め多くのタップを必要とし、通常１００タップ程度必要
になる。このため、サンプリング周波数が３ＫＨＺの場
合、１サンプリング時間毎の演算量が非常に多くなる。
すなわち、（2)式によりフィルタードリファレンス信号
を生成した場合、フィルタ１１Ｃのタップ数をＭとする
と、Ｍ回の乗算とＭ−１回の加算が必要になる。一方、
(1)式の畳み込みでは、適応フィルタ１１ｂのタップ数
をＮとすると、Ｎ回の乗算とＮ−１回の加算が必要であ
り(3)式による係数更新では、Ｎ＋１回の乗算とＮ回の
加算が必要である。従って、１サンプリング時間毎に
２Ｎ＋Ｍ＋１回の乗算と２Ｎ＋Ｍ−２回の加算を行わな
ければならない。それ故Ｎに比べてＭが大きければ、全
体の演算量はフィルタ１１ｃのタップ数Ｍに大きく依存
する。又、以上は、騒音源、スピーカ、観測点がそれぞ
れ１の場合であるが、これらが２以上になればますます
演算量が増大する。
システムでは、一次音源（騒音源）、二次音源（スピー
カ）、観測点がそれぞれ１個の場合であっても、(1),
(2),(3)式の演算を１サンプリング時間内に行なわなけ
ればならない。エンジン音のような周期性ノイズ（こも
り音）の場合、適応フィルタ１１ｂのタップ数（図１４
における乗算器ＭＬの数＝Ｎ）は１０〜２０タップと比
較的少ない。しかし、フィルタードリファレンス信号生
成用フィルタ１１ｃのタップ数（図１５における乗算器
ＭＬの数＝Ｍ）は、二次音伝搬系の伝搬特性が複雑なた
め多くのタップを必要とし、通常１００タップ程度必要
になる。このため、サンプリング周波数が３ＫＨＺの場
合、１サンプリング時間毎の演算量が非常に多くなる。
すなわち、（2)式によりフィルタードリファレンス信号
を生成した場合、フィルタ１１Ｃのタップ数をＭとする
と、Ｍ回の乗算とＭ−１回の加算が必要になる。一方、
(1)式の畳み込みでは、適応フィルタ１１ｂのタップ数
をＮとすると、Ｎ回の乗算とＮ−１回の加算が必要であ
り(3)式による係数更新では、Ｎ＋１回の乗算とＮ回の
加算が必要である。従って、１サンプリング時間毎に
２Ｎ＋Ｍ＋１回の乗算と２Ｎ＋Ｍ−２回の加算を行わな
ければならない。それ故Ｎに比べてＭが大きければ、全
体の演算量はフィルタ１１ｃのタップ数Ｍに大きく依存
する。又、以上は、騒音源、スピーカ、観測点がそれぞ
れ１の場合であるが、これらが２以上になればますます
演算量が増大する。
【００１６】騒音キャンセルコントローラ１１はＤＳＰ
（デジタル・シグナル・プロセッサ）により構成される
が、ＤＳＰの演算能力の大半がフィルタードリファレン
ス信号の生成に使用されている。ＤＳＰの演算能力が十
分である場合にはまだ良いが、不十分の場合には高速、
高価なＤＳＰが必要になったり、あるいは、フィルタの
タップ数を削減したり、あるいは、サンプリング時間を
長くしなければならない。タップ数を削減すれば演算精
度が悪化し、サンプリング時間を長くすれば、適応フィ
ルタの収束速度が低下する。
（デジタル・シグナル・プロセッサ）により構成される
が、ＤＳＰの演算能力の大半がフィルタードリファレン
ス信号の生成に使用されている。ＤＳＰの演算能力が十
分である場合にはまだ良いが、不十分の場合には高速、
高価なＤＳＰが必要になったり、あるいは、フィルタの
タップ数を削減したり、あるいは、サンプリング時間を
長くしなければならない。タップ数を削減すれば演算精
度が悪化し、サンプリング時間を長くすれば、適応フィ
ルタの収束速度が低下する。
【００１７】そこで、同期式適応フィルタを用いて演算
量削減を図った騒音キャンセル方式が提案されている。
この同期式適応フィルタを用いる方式によれば、演算回
数を減少できるが、参照信号周波数（キャンセルすべき
騒音信号の周波数）が変動する場合には採用できないと
いう制限がある。特に、自動車内に発生する騒音はエン
ジン回転数の２次高調波が支配的であるため、エンジン
回転数に応じて参照信号周波数も変化し、このため、エ
ンジン音をキャンセルする場合に採用できない問題があ
る。又、同期式適応フィルタを用いる方式は狭帯域のラ
ンダムノイズもキャンセルできない問題がある。
量削減を図った騒音キャンセル方式が提案されている。
この同期式適応フィルタを用いる方式によれば、演算回
数を減少できるが、参照信号周波数（キャンセルすべき
騒音信号の周波数）が変動する場合には採用できないと
いう制限がある。特に、自動車内に発生する騒音はエン
ジン回転数の２次高調波が支配的であるため、エンジン
回転数に応じて参照信号周波数も変化し、このため、エ
ンジン音をキャンセルする場合に採用できない問題があ
る。又、同期式適応フィルタを用いる方式は狭帯域のラ
ンダムノイズもキャンセルできない問題がある。
【００１８】以上から本発明の目的は、消音性能の劣化
をほとんど伴わずに、適応信号処理において１サンプリ
ング時間に実行する演算量を削減できるフィルタードリ
ファレンス信号生成方式を提供することである。本発明
の別の目的は、消音性能の劣化をほとんど伴わずにフィ
ルタードリファレンス信号を生成するための１サンプリ
ング時間に実行する演算量を削減できるフィルタードリ
ファレンス信号生成方式を提供することである。本発明
の更に別の目的は、狭帯域の周期性ノイズやランダムノ
イズをキャンセルでき、しかも消音性能の劣化をほとん
ど伴わずに演算量を削減できるフィルタードリファレン
ス信号生成方式を提供することである。
をほとんど伴わずに、適応信号処理において１サンプリ
ング時間に実行する演算量を削減できるフィルタードリ
ファレンス信号生成方式を提供することである。本発明
の別の目的は、消音性能の劣化をほとんど伴わずにフィ
ルタードリファレンス信号を生成するための１サンプリ
ング時間に実行する演算量を削減できるフィルタードリ
ファレンス信号生成方式を提供することである。本発明
の更に別の目的は、狭帯域の周期性ノイズやランダムノ
イズをキャンセルでき、しかも消音性能の劣化をほとん
ど伴わずに演算量を削減できるフィルタードリファレン
ス信号生成方式を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明によ
れば、参照信号の周波数に応じて遅延時間が変化する遅
延特性を参照信号に付与する遅延特性付与部と、参照信
号の周波数に応じてゲインを可変するゲイン可変部によ
りフィルタードリファレンス信号生成用フィルタを構成
することにより達成される。
れば、参照信号の周波数に応じて遅延時間が変化する遅
延特性を参照信号に付与する遅延特性付与部と、参照信
号の周波数に応じてゲインを可変するゲイン可変部によ
りフィルタードリファレンス信号生成用フィルタを構成
することにより達成される。
【００２０】
【作用】遅延特性付与部は参照信号に該参照信号の周波
数に応じた遅延特性を付与し、ゲイン可変部は参照信号
周波数に応じてゲインを決定し、遅延特性付与部の出力
に該ゲインを作用させてフィルタードリファレンス信号
を出力する。又、信号合成部を設け、遅延特性付与部は
参照信号周波数に応じて参照信号に異なる遅延特性を付
与して複数の遅延信号を出力し、ゲイン可変部は各遅延
信号に参照信号の周波数に応じた所定のゲインを作用さ
せ、信号合成回路は各ゲイン可変部の出力を合成してフ
ィルタードリファレンス信号を出力する。
数に応じた遅延特性を付与し、ゲイン可変部は参照信号
周波数に応じてゲインを決定し、遅延特性付与部の出力
に該ゲインを作用させてフィルタードリファレンス信号
を出力する。又、信号合成部を設け、遅延特性付与部は
参照信号周波数に応じて参照信号に異なる遅延特性を付
与して複数の遅延信号を出力し、ゲイン可変部は各遅延
信号に参照信号の周波数に応じた所定のゲインを作用さ
せ、信号合成回路は各ゲイン可変部の出力を合成してフ
ィルタードリファレンス信号を出力する。
【００２１】
(a) 本発明のフィルタードリファレンス信号生成用フィ
ルタ 本発明は、「騒音信号（参照信号）が狭帯域の場合、二
次音伝搬系の応答は主に定常応答成分で近似できる」点
に着目してフィルタードリファレンス信号生成用フィル
タを構成する。このように、定常応答成分で近似すると
フィルタードリファレンス信号生成用フィルタのタップ
数を減らすことができ、フィルタードリファレンス信号
生成のための演算量を大幅に削減できる。
ルタ 本発明は、「騒音信号（参照信号）が狭帯域の場合、二
次音伝搬系の応答は主に定常応答成分で近似できる」点
に着目してフィルタードリファレンス信号生成用フィル
タを構成する。このように、定常応答成分で近似すると
フィルタードリファレンス信号生成用フィルタのタップ
数を減らすことができ、フィルタードリファレンス信号
生成のための演算量を大幅に削減できる。
【００２２】参照信号の周波数が一定の場合の実施例
図１は参照信号の周波数が一定の場合におけるフィルタ
ードリファレンス信号生成用フィルタの説明図である。
図１(a)において、１１ｃは従来のＦＩＲ型デジタルフ
ィルタ構成のフィルタードリファレンス信号生成用フィ
ルタであり図１５に示す構造を有している。すなわち、
ＤＬは参照信号ｘｎを１サンプリング時間順次遅延する
遅延要素、ＭＬは各遅延要素出力に係数ＣR0，ＣR1,Ｃ
R2,・・・ＣRTr-1を乗算する乗算器、ＡＤは各乗算器出
力を順次加算する加算部である。係数ＣR0，ＣR1,ＣR2,
・・・Ｃ RTr-1は二次音伝搬系（スピーカから観測点ま
での系）の伝搬特性を模擬するように決定されている。
ードリファレンス信号生成用フィルタの説明図である。
図１(a)において、１１ｃは従来のＦＩＲ型デジタルフ
ィルタ構成のフィルタードリファレンス信号生成用フィ
ルタであり図１５に示す構造を有している。すなわち、
ＤＬは参照信号ｘｎを１サンプリング時間順次遅延する
遅延要素、ＭＬは各遅延要素出力に係数ＣR0，ＣR1,Ｃ
R2,・・・ＣRTr-1を乗算する乗算器、ＡＤは各乗算器出
力を順次加算する加算部である。係数ＣR0，ＣR1,ＣR2,
・・・Ｃ RTr-1は二次音伝搬系（スピーカから観測点ま
での系）の伝搬特性を模擬するように決定されている。
【００２３】かかるフィルタードリファレンス信号生成
用フィルタ１１ｃに ｘn＝sin(２πｆｎＴ） ０≦ｎ ｘｎ＝０ ｎ＜０ で表現される単一周波数の信号（正弦波）ｘｎを入力し
た場合の応答は、過渡応答成分と定常応答成分との和と
して次式 応答（出力）＝（過渡応答成分）＋（定常応答成分） により表現することができる。ここで、過渡状態はＦＩ
Ｒフィルタの最大遅延時間（（タップ数−１）×１サン
プリング時間 ）だけ続き、その後の出力は定常応答成
分のみとなる。この定常応答成分ｒｎは、次式 ｒｎ＝Ｇ・sin(２πｆｎＴ＋θ） により表され、周波数が入力と同一で、振幅と位相が入
力と異なる信号となる。
用フィルタ１１ｃに ｘn＝sin(２πｆｎＴ） ０≦ｎ ｘｎ＝０ ｎ＜０ で表現される単一周波数の信号（正弦波）ｘｎを入力し
た場合の応答は、過渡応答成分と定常応答成分との和と
して次式 応答（出力）＝（過渡応答成分）＋（定常応答成分） により表現することができる。ここで、過渡状態はＦＩ
Ｒフィルタの最大遅延時間（（タップ数−１）×１サン
プリング時間 ）だけ続き、その後の出力は定常応答成
分のみとなる。この定常応答成分ｒｎは、次式 ｒｎ＝Ｇ・sin(２πｆｎＴ＋θ） により表され、周波数が入力と同一で、振幅と位相が入
力と異なる信号となる。
【００２４】そこで、過渡応答成分を無視し、定常応答
成分のみで系の応答を近似することにすれば、フィルタ
ードリファレンス信号生成用フィルタ１１ｃの入出力関
係は図１(b)に示すような簡単なシステムでモデル化で
きる。すなわち、入力信号に遅延時間ｄの遅延特性を付
与する遅延特性付与部２１と遅延信号にゲインＧを作用
させるゲイン付与部（アンプ）２２でモデル化できる。
図１(b)のフィルタードリファレンス信号生成用フィル
タによれば、遅延特性付与部をタップディレイライン
（メモリ）で実現することにより、遅延信号にゲインＧ
を乗算する１回の積演算のみでフィルタードリファレン
ス信号ｒｎを生成できる。すなわち、図１(b)の構成を
用いてフィルタードリファレンス信号の生成を行うこと
により、従来の方法に比べ演算量を格段に減らすことが
可能となる。尚、従来のＡＮＣシステムでは、図１６に
示したように観測点（制御ポイント）が複数となる場合
が多く、フィルタードリファレンス信号の生成に必要な
演算量は膨大なものとなるため、この効果は大きい。
成分のみで系の応答を近似することにすれば、フィルタ
ードリファレンス信号生成用フィルタ１１ｃの入出力関
係は図１(b)に示すような簡単なシステムでモデル化で
きる。すなわち、入力信号に遅延時間ｄの遅延特性を付
与する遅延特性付与部２１と遅延信号にゲインＧを作用
させるゲイン付与部（アンプ）２２でモデル化できる。
図１(b)のフィルタードリファレンス信号生成用フィル
タによれば、遅延特性付与部をタップディレイライン
（メモリ）で実現することにより、遅延信号にゲインＧ
を乗算する１回の積演算のみでフィルタードリファレン
ス信号ｒｎを生成できる。すなわち、図１(b)の構成を
用いてフィルタードリファレンス信号の生成を行うこと
により、従来の方法に比べ演算量を格段に減らすことが
可能となる。尚、従来のＡＮＣシステムでは、図１６に
示したように観測点（制御ポイント）が複数となる場合
が多く、フィルタードリファレンス信号の生成に必要な
演算量は膨大なものとなるため、この効果は大きい。
【００２５】参照信号の周波数が変化する場合の実施
例 参照信号ｘｎの周波数ｆが変化する場合には、定常応答
信号ｒnの振幅Ｇと位相θが周波数ｆに応じて変化す
る。このため、参照信号ｘｎの周波数ｆが変化する場合
には、図２に示すように周波数ｆの変化に応じて遅延時
間ｄとゲインＧを変化させ、各周波数における二次音伝
搬系の伝達関数Ｃ(f)を近似的に模擬すればよい。図２
において、(a)は周波数ｆが一定の場合のフィルタード
リファレンス信号生成用フィルタの構成図（図１(b)に
対応)、(b)は遅延時間ｄ及びゲインＧを可変にした構成
図、(c)は参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて遅延時間
ｄ及びゲインＧを可変にする原理的構成図、(d)は参照
信号ｘｎの周波数ｆに基づいて遅延時間ｄ及びゲインＧ
を可変にする具体的な構成図である。
例 参照信号ｘｎの周波数ｆが変化する場合には、定常応答
信号ｒnの振幅Ｇと位相θが周波数ｆに応じて変化す
る。このため、参照信号ｘｎの周波数ｆが変化する場合
には、図２に示すように周波数ｆの変化に応じて遅延時
間ｄとゲインＧを変化させ、各周波数における二次音伝
搬系の伝達関数Ｃ(f)を近似的に模擬すればよい。図２
において、(a)は周波数ｆが一定の場合のフィルタード
リファレンス信号生成用フィルタの構成図（図１(b)に
対応)、(b)は遅延時間ｄ及びゲインＧを可変にした構成
図、(c)は参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて遅延時間
ｄ及びゲインＧを可変にする原理的構成図、(d)は参照
信号ｘｎの周波数ｆに基づいて遅延時間ｄ及びゲインＧ
を可変にする具体的な構成図である。
【００２６】図２(b),(c)において、２３は遅延時間可
変の遅延時間特性付与部、２４はゲイン可変アンプ、２
５は周波数ｆに応じて遅延時間ｄを決定する遅延時間算
出部、２６は周波数ｆに応じてゲインＧを決定するゲイ
ン算出部である。遅延時間算出部２５は参照信号ｘｎの
周波数ｆに基づいて遅延時間ｄを算出して遅延特性付与
部２３に入力し、遅延時間付与部２３は参照信号ｘｎを
入力された時間ｄだけ遅延して出力する。一方、ゲイン
算出部２６は参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいてゲイン
Ｇを算出してゲイン可変アンプ２４に入力する。ゲイン
可変アンプ２４は遅延信号ｘn-dにゲインＧの増幅を行
なってフィルタードリファレンス信号ｒｎを出力する。
変の遅延時間特性付与部、２４はゲイン可変アンプ、２
５は周波数ｆに応じて遅延時間ｄを決定する遅延時間算
出部、２６は周波数ｆに応じてゲインＧを決定するゲイ
ン算出部である。遅延時間算出部２５は参照信号ｘｎの
周波数ｆに基づいて遅延時間ｄを算出して遅延特性付与
部２３に入力し、遅延時間付与部２３は参照信号ｘｎを
入力された時間ｄだけ遅延して出力する。一方、ゲイン
算出部２６は参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいてゲイン
Ｇを算出してゲイン可変アンプ２４に入力する。ゲイン
可変アンプ２４は遅延信号ｘn-dにゲインＧの増幅を行
なってフィルタードリファレンス信号ｒｎを出力する。
【００２７】図３は車室内における二次音伝搬系の伝達
関数説明図であり、(a)はゲイン特性、(b)は位相特性で
あり、それぞれ横軸は周波数である。本発明では、周波
数領域を例えば以下に示す ｆ≦ｆ1 ｆ1＜ｆ≦ｆ2 ｆ2＜ｆ≦ｆ3 ｆ3＜ｆ≦ｆ4 ｆ4＜ｆ ・・・(5) ５つの領域に分割し、それぞれの領域でゲイン特性、位
相特性を直線近似する。
関数説明図であり、(a)はゲイン特性、(b)は位相特性で
あり、それぞれ横軸は周波数である。本発明では、周波
数領域を例えば以下に示す ｆ≦ｆ1 ｆ1＜ｆ≦ｆ2 ｆ2＜ｆ≦ｆ3 ｆ3＜ｆ≦ｆ4 ｆ4＜ｆ ・・・(5) ５つの領域に分割し、それぞれの領域でゲイン特性、位
相特性を直線近似する。
【００２８】ゲイン算出部２６は次式
Ｇ(f)＝ａ1ｆ＋ｂ1 （ｆ≦ｆ1）
Ｇ(f)＝ａ2ｆ＋ｂ2 （ｆ1＜ｆ≦ｆ2）
Ｇ(f)＝ａ3ｆ＋ｂ3 （ｆ2＜ｆ≦ｆ3）
Ｇ(f)＝ａ4ｆ＋ｂ4 （ｆ3＜ｆ≦ｆ4）
Ｇ(f)＝ａ5ｆ＋ｂ5 （ｆ4＜ｆ） ・・・(6)
により周波数に応じたゲインＧを算出し、遅延時間算出
部２５は次式 ｄ(f)＝ｄ1 （ｆ≦ｆ1） ｄ(f)＝ｄ2 （ｆ1＜ｆ≦ｆ2） ｄ(f)＝ｄ3 （ｆ2＜ｆ≦ｆ3） ｄ(f)＝ｄ4 （ｆ3＜ｆ≦ｆ4） ｄ(f)＝ｄ5 （ｆ4＜ｆ） により周波数に応じた遅延時間ｄを算出する。
部２５は次式 ｄ(f)＝ｄ1 （ｆ≦ｆ1） ｄ(f)＝ｄ2 （ｆ1＜ｆ≦ｆ2） ｄ(f)＝ｄ3 （ｆ2＜ｆ≦ｆ3） ｄ(f)＝ｄ4 （ｆ3＜ｆ≦ｆ4） ｄ(f)＝ｄ5 （ｆ4＜ｆ） により周波数に応じた遅延時間ｄを算出する。
【００２９】図２(d)は参照信号ｘｎの周波数ｆに基づ
いて遅延時間ｄ及びゲインＧを可変にする具体的な構成
図である。２７は信号遅延部であり、タップディレイラ
インメモリにより実現されている。すなわち、信号遅延
部２７はタップ数分（＝Ｍ個分）のタップディレイライ
ン（メモリ）を備え、各記憶部に現時刻の参照信号ｘ
n、１サンプリング時間前の参照信号ｘn-1、２サンプリ
ング時間前の参照信号ｘn-2、・・・(M-1)サンプリング
時間前の参照信号ｘn-M+1を記憶するようになってい
る。２８はデータセレクト部であり、(6)式より参照信
号ｘｎの周波数ｆに応じた遅延時間ｄを演算する演算部
と、遅延時間ｄと該時間遅延した参照信号ｘn-dを記憶
するメモリアドレスとの対応表を備えている。データセ
レクト部２８は参照信号の周波数ｆに応じた遅延時間ｄ
を演算し、該遅延時間に応じた参照信号ｘn- dを信号遅
延部２７から読み出して出力する。２９は参照信号ｘｎ
の周波数ｆに応じたゲインＧを(5)式により算出して出
力するゲイン算出部、３０は遅延信号ｘn-dにゲインＧ
を乗算してフィルタードリファレンス信号ｒｎを出力す
る乗算部である。
いて遅延時間ｄ及びゲインＧを可変にする具体的な構成
図である。２７は信号遅延部であり、タップディレイラ
インメモリにより実現されている。すなわち、信号遅延
部２７はタップ数分（＝Ｍ個分）のタップディレイライ
ン（メモリ）を備え、各記憶部に現時刻の参照信号ｘ
n、１サンプリング時間前の参照信号ｘn-1、２サンプリ
ング時間前の参照信号ｘn-2、・・・(M-1)サンプリング
時間前の参照信号ｘn-M+1を記憶するようになってい
る。２８はデータセレクト部であり、(6)式より参照信
号ｘｎの周波数ｆに応じた遅延時間ｄを演算する演算部
と、遅延時間ｄと該時間遅延した参照信号ｘn-dを記憶
するメモリアドレスとの対応表を備えている。データセ
レクト部２８は参照信号の周波数ｆに応じた遅延時間ｄ
を演算し、該遅延時間に応じた参照信号ｘn- dを信号遅
延部２７から読み出して出力する。２９は参照信号ｘｎ
の周波数ｆに応じたゲインＧを(5)式により算出して出
力するゲイン算出部、３０は遅延信号ｘn-dにゲインＧ
を乗算してフィルタードリファレンス信号ｒｎを出力す
る乗算部である。
【００３０】周波数に応じて複数のデータを出力する
実施例 の実施例では、参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて１
つのデータ（遅延信号ｘn-d）を読み出してフィルター
ドリファレンス信号ｒｎを作成した場合であるが、以下
の問題点がある。すなわち、参照信号ｘｎの周波数が前
記周波数領域の境界ｆi（ｉ＝１，２，・・・５）を横
切って頻繁に変動するとゲインと遅延時間が頻繁に、か
つ不連続に変化する。これにより二次音伝搬系を模擬す
る伝達関数が不連続になり、フィルタードリファレンス
信号波形がスムーズにならず、不連続部分が生じ、騒音
キャンセル性能を低下する問題がある。特に、遅延時間
における不連続性の問題が大きい。
実施例 の実施例では、参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて１
つのデータ（遅延信号ｘn-d）を読み出してフィルター
ドリファレンス信号ｒｎを作成した場合であるが、以下
の問題点がある。すなわち、参照信号ｘｎの周波数が前
記周波数領域の境界ｆi（ｉ＝１，２，・・・５）を横
切って頻繁に変動するとゲインと遅延時間が頻繁に、か
つ不連続に変化する。これにより二次音伝搬系を模擬す
る伝達関数が不連続になり、フィルタードリファレンス
信号波形がスムーズにならず、不連続部分が生じ、騒音
キャンセル性能を低下する問題がある。特に、遅延時間
における不連続性の問題が大きい。
【００３１】以上から、参照信号ｘｎの周波数が周波数
領域の境界ｆi（ｉ＝１，２，・・・５）を横切って頻
繁に変動しても、遅延時間やゲインが不連続に変化しな
いようにする必要がある。換言すれば、いかなる周波数
ｆにおいても、周波数変化に伴う伝達関数の変化をスム
ーズになるようにしてフィルタードリファレンス信号を
発生する必要がある。かかる要求を満足するために、参
照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて複数の遅延信号を出力
すると共に、複数のゲインを算出して対応する遅延信号
に乗算し、乗算結果を合成してフィルタードリファレン
ス信号ｒｎを出力する。
領域の境界ｆi（ｉ＝１，２，・・・５）を横切って頻
繁に変動しても、遅延時間やゲインが不連続に変化しな
いようにする必要がある。換言すれば、いかなる周波数
ｆにおいても、周波数変化に伴う伝達関数の変化をスム
ーズになるようにしてフィルタードリファレンス信号を
発生する必要がある。かかる要求を満足するために、参
照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて複数の遅延信号を出力
すると共に、複数のゲインを算出して対応する遅延信号
に乗算し、乗算結果を合成してフィルタードリファレン
ス信号ｒｎを出力する。
【００３２】図４はかかる場合の実施例構成図であり、
参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて２つの遅延信号ｘ
n-d、ｘn-d-1（ｘn-d-1は参照信号ｘn-dより１サンプリ
ング時間前の参照信号）を発生するとともに、２つのゲ
インＧ0，Ｇ1を発生し、 Ｇ0・ｘn-d＋Ｇ1・ｘn-d-1 をフィルタードリファレンス信号ｒｎとして出力する。
尚、(a)は原理的構成図、(b)は参照信号ｘｎの周波数ｆ
に基づいて遅延時間ｄ及びゲインＧを可変にする具体的
な構成図である。
参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて２つの遅延信号ｘ
n-d、ｘn-d-1（ｘn-d-1は参照信号ｘn-dより１サンプリ
ング時間前の参照信号）を発生するとともに、２つのゲ
インＧ0，Ｇ1を発生し、 Ｇ0・ｘn-d＋Ｇ1・ｘn-d-1 をフィルタードリファレンス信号ｒｎとして出力する。
尚、(a)は原理的構成図、(b)は参照信号ｘｎの周波数ｆ
に基づいて遅延時間ｄ及びゲインＧを可変にする具体的
な構成図である。
【００３３】図４(a)において、３１は遅延時間可変の
遅延特性付与部、３２1,３２2はゲイン可変アンプ、３
３は周波数ｆに応じて遅延時間ｄを決定する遅延時間算
出部、３４は周波数ｆに応じてゲインＧ0，Ｇ1を決定す
るゲイン算出部、３５は１サンプリング時間信号を遅延
する遅延部，３６は加算部である。遅延時間算出部３３
はの実施例と同様に参照信号周波数ｆに基づいて遅延
時間ｄを算出して遅延特性付与部３１に入力し、遅延特
性付与部３１は参照信号ｘｎを時間ｄだけ遅延して遅延
信号ｘn-dを出力し、遅延部３５は遅延信号ｘn-dを更に
１サンプリング時間遅延して遅延信号ｘn-d-1を出力す
る。一方、ゲイン算出部３４は参照信号周波数ｆに基づ
いてゲインＧ0，Ｇ1を算出してゲイン可変アンプ３
２0，３２1に入力する。ゲイン可変アンプ３２0，３２1
は遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1にゲインＧ0，Ｇ1の増幅を行
ない、加算部３６は各ゲイン可変アンプの出力を加算し
てフィルタードリファレンス信号ｒｎ（＝Ｇ0・ｘn-d＋
Ｇ1・ｘn-d-1）を出力する。
遅延特性付与部、３２1,３２2はゲイン可変アンプ、３
３は周波数ｆに応じて遅延時間ｄを決定する遅延時間算
出部、３４は周波数ｆに応じてゲインＧ0，Ｇ1を決定す
るゲイン算出部、３５は１サンプリング時間信号を遅延
する遅延部，３６は加算部である。遅延時間算出部３３
はの実施例と同様に参照信号周波数ｆに基づいて遅延
時間ｄを算出して遅延特性付与部３１に入力し、遅延特
性付与部３１は参照信号ｘｎを時間ｄだけ遅延して遅延
信号ｘn-dを出力し、遅延部３５は遅延信号ｘn-dを更に
１サンプリング時間遅延して遅延信号ｘn-d-1を出力す
る。一方、ゲイン算出部３４は参照信号周波数ｆに基づ
いてゲインＧ0，Ｇ1を算出してゲイン可変アンプ３
２0，３２1に入力する。ゲイン可変アンプ３２0，３２1
は遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1にゲインＧ0，Ｇ1の増幅を行
ない、加算部３６は各ゲイン可変アンプの出力を加算し
てフィルタードリファレンス信号ｒｎ（＝Ｇ0・ｘn-d＋
Ｇ1・ｘn-d-1）を出力する。
【００３４】図４(b)において、３７は信号遅延部であ
り、タップディレイラインメモリにより実現されてい
る。すなわち、信号遅延部３７はタップ数分（＝Ｍ個
分）のタップディレイライン（メモリ）を備え、各記憶
部に現時刻の参照信号ｘn、１サンプリング時間前の参
照信号ｘn-1、２サンプリング時間前の参照信号ｘn-2、
・・・(M-1)サンプリング時間前の参照信号ｘd-M+1を記
憶するようになっている。３８はデータセレクト部であ
り、参照信号周波数ｆに応じた遅延時間ｄを演算する演
算部と、遅延時間ｄと遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1を記憶す
るメモリアドレスとの対応表を備えている。データセレ
クト部３８は参照信号周波数ｆに応じた遅延時間ｄを演
算し、該遅延時間に応じた遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1を信
号遅延部（メモリ）３７から読み出して出力する。
り、タップディレイラインメモリにより実現されてい
る。すなわち、信号遅延部３７はタップ数分（＝Ｍ個
分）のタップディレイライン（メモリ）を備え、各記憶
部に現時刻の参照信号ｘn、１サンプリング時間前の参
照信号ｘn-1、２サンプリング時間前の参照信号ｘn-2、
・・・(M-1)サンプリング時間前の参照信号ｘd-M+1を記
憶するようになっている。３８はデータセレクト部であ
り、参照信号周波数ｆに応じた遅延時間ｄを演算する演
算部と、遅延時間ｄと遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1を記憶す
るメモリアドレスとの対応表を備えている。データセレ
クト部３８は参照信号周波数ｆに応じた遅延時間ｄを演
算し、該遅延時間に応じた遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1を信
号遅延部（メモリ）３７から読み出して出力する。
【００３５】３９は参照信号ｘｎの周波数ｆに応じたゲ
インＧ0，Ｇ1を算出して出力するゲイン算出部、４０，
４１は遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1にゲインＧ0，Ｇ1を乗算
する乗算部、４２は乗算結果を加算してフィルタードリ
ファレンス信号ｒｎ（＝Ｇ0・ｘn-d＋Ｇ1・ｘn-d-1）を
出力する加算部である。乗算部４０、４１及び加算部４
２は２タップのフィルタを構成し、出力であるフィルタ
ードリファレンス信号ｒｎのゲイン及び位相が滑らかに
変化するように作用する。尚、ゲインＧ0，Ｇ1はフィル
タードリファレンス信号ｒｎのゲイン及び位相が周波数
ｆに応じて滑らかに変化し、かつ、図３に示す実際のゲ
イン特性、位相特性（実線参照）とできるだけ一致する
ように決定する。
インＧ0，Ｇ1を算出して出力するゲイン算出部、４０，
４１は遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1にゲインＧ0，Ｇ1を乗算
する乗算部、４２は乗算結果を加算してフィルタードリ
ファレンス信号ｒｎ（＝Ｇ0・ｘn-d＋Ｇ1・ｘn-d-1）を
出力する加算部である。乗算部４０、４１及び加算部４
２は２タップのフィルタを構成し、出力であるフィルタ
ードリファレンス信号ｒｎのゲイン及び位相が滑らかに
変化するように作用する。尚、ゲインＧ0，Ｇ1はフィル
タードリファレンス信号ｒｎのゲイン及び位相が周波数
ｆに応じて滑らかに変化し、かつ、図３に示す実際のゲ
イン特性、位相特性（実線参照）とできるだけ一致する
ように決定する。
【００３６】図５は車室内の二次音伝搬系のゲイン、位
相特性（実線）及びその近似特性（点線）の説明図であ
る。参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて３つの遅延信号
ｘn- d、ｘn-d-1，ｘn-d-2を発生するとともに、３つの
ゲインＧ0，Ｇ1，Ｇ2を発生し、 Ｇ0・ｘn-d＋Ｇ1・ｘn-d-1＋Ｇ1・ｘn-d-2 をフィルタードリファレンス信号ｒｎとして出力する場
合、ゲインＧ0，Ｇ1，Ｇ 2を適当に決定することにより
フィルタードリファレンス信号ｒｎのゲイン、位相特性
を実際のゲイン、位相特性に近似することができる（点
線参照）。例えば、周波数領域ｆ1＜ｆ≦ｆ2では Ｇ0(f)＝ａ0ｆ＋ｂ0 Ｇ1(f)＝ａ1ｆ＋ｂ1 Ｇ2(f)＝ａ2ｆ＋ｂ2 にもとづいて３つのゲインＧ0，Ｇ1，Ｇ2を決定し、フ
ィルタードリファレンス信号ｒｎのゲイン、位相特性が
点線で示されるようにする。尚、他の周波数領域におい
ても同様に２以上のゲインを決定する。
相特性（実線）及びその近似特性（点線）の説明図であ
る。参照信号ｘｎの周波数ｆに基づいて３つの遅延信号
ｘn- d、ｘn-d-1，ｘn-d-2を発生するとともに、３つの
ゲインＧ0，Ｇ1，Ｇ2を発生し、 Ｇ0・ｘn-d＋Ｇ1・ｘn-d-1＋Ｇ1・ｘn-d-2 をフィルタードリファレンス信号ｒｎとして出力する場
合、ゲインＧ0，Ｇ1，Ｇ 2を適当に決定することにより
フィルタードリファレンス信号ｒｎのゲイン、位相特性
を実際のゲイン、位相特性に近似することができる（点
線参照）。例えば、周波数領域ｆ1＜ｆ≦ｆ2では Ｇ0(f)＝ａ0ｆ＋ｂ0 Ｇ1(f)＝ａ1ｆ＋ｂ1 Ｇ2(f)＝ａ2ｆ＋ｂ2 にもとづいて３つのゲインＧ0，Ｇ1，Ｇ2を決定し、フ
ィルタードリファレンス信号ｒｎのゲイン、位相特性が
点線で示されるようにする。尚、他の周波数領域におい
ても同様に２以上のゲインを決定する。
【００３７】本発明のフィルタード信号生成用フィル
タの一般的構成 過渡現象を無視できない場合（過渡現象期間が長く、参
照信号の周波数変動及び適応フィルタの収束速度が速い
場合）、過渡応答成分もある程度考慮した模擬系（フィ
ルタードリファレンス信号生成用フィルタ）を構成する
必要がある。そこで、一般には、図６に示すような複数
（少数）のゲイン（係数）Ｇ0〜Ｇmを用いてフィルター
ドリファレンス信号ｒｎを生成するように構成する。こ
のようにすれば、フィルタードリファレンス信号生成に
おける演算量の削減を図り、かつ優れた消音性能を有す
る騒音キャンセルシステムを構成することができる。
タの一般的構成 過渡現象を無視できない場合（過渡現象期間が長く、参
照信号の周波数変動及び適応フィルタの収束速度が速い
場合）、過渡応答成分もある程度考慮した模擬系（フィ
ルタードリファレンス信号生成用フィルタ）を構成する
必要がある。そこで、一般には、図６に示すような複数
（少数）のゲイン（係数）Ｇ0〜Ｇmを用いてフィルター
ドリファレンス信号ｒｎを生成するように構成する。こ
のようにすれば、フィルタードリファレンス信号生成に
おける演算量の削減を図り、かつ優れた消音性能を有す
る騒音キャンセルシステムを構成することができる。
【００３８】図６(a)は原理的構成図、(b)は具体的な構
成図である。図６(a)において、５１1〜５１mは遅延時
間可変の遅延特性付与部、５２1〜５２mはゲイン可変ア
ンプ、５３は周波数ｆに応じて遅延時間ｄ1〜ｄmを決定
する遅延時間算出部、５４は周波数ｆに応じてゲインＧ
1〜Ｇmを決定するゲイン算出部、５５1〜５５mは加算部
である。図６(b)において、５６は信号遅延部であり、
タップディレイラインメモリにより実現されている。５
７はデータセレクト部であり、参照信号周波数ｆに応じ
た時間ｄ1〜ｄmだけ遅延された遅延信号ｘn-d1〜ｘn-dm
を信号遅延部５６から読み出して出力する。５８は参照
信号ｘｎの周波数ｆに応じたゲインＧ1〜Ｇmを算出して
出力するゲイン算出部、５９1〜５９mは遅延信号ｘn-d1
〜ｘn-dmにゲインＧ1〜Ｇmを乗算する乗算器、６０1〜
６０mは加算部である。
成図である。図６(a)において、５１1〜５１mは遅延時
間可変の遅延特性付与部、５２1〜５２mはゲイン可変ア
ンプ、５３は周波数ｆに応じて遅延時間ｄ1〜ｄmを決定
する遅延時間算出部、５４は周波数ｆに応じてゲインＧ
1〜Ｇmを決定するゲイン算出部、５５1〜５５mは加算部
である。図６(b)において、５６は信号遅延部であり、
タップディレイラインメモリにより実現されている。５
７はデータセレクト部であり、参照信号周波数ｆに応じ
た時間ｄ1〜ｄmだけ遅延された遅延信号ｘn-d1〜ｘn-dm
を信号遅延部５６から読み出して出力する。５８は参照
信号ｘｎの周波数ｆに応じたゲインＧ1〜Ｇmを算出して
出力するゲイン算出部、５９1〜５９mは遅延信号ｘn-d1
〜ｘn-dmにゲインＧ1〜Ｇmを乗算する乗算器、６０1〜
６０mは加算部である。
【００３９】(b) 騒音キャンセルシステム
図７は図２(d)に示すフィルタードリファレンス信号生
成用フィルタを採用した騒音キャンセルシステムの構成
図であり、エンジン音をキャンセルする場合の例であ
る。７１はエンジンの回転に応じて発生するイグニッシ
ョンパルスＩＧＰの波形を整形する波形整形部、７２は
イグニッションパルスＩＧＰに基づいてＰＬＬ方式によ
りエンジン回転数の２次高調波を参照信号ｘｎとして発
生する参照信号発生部（ＲＧ）である。
成用フィルタを採用した騒音キャンセルシステムの構成
図であり、エンジン音をキャンセルする場合の例であ
る。７１はエンジンの回転に応じて発生するイグニッシ
ョンパルスＩＧＰの波形を整形する波形整形部、７２は
イグニッションパルスＩＧＰに基づいてＰＬＬ方式によ
りエンジン回転数の２次高調波を参照信号ｘｎとして発
生する参照信号発生部（ＲＧ）である。
【００４０】図８は参照信号発生部の構成図、図９は参
照信号発生制御説明用波形図である。参照信号発生部７
２において、７２ａは位相比較器、７２ｂは位相電圧変
換部、７２ｃは入力電圧に比例した周波数の正弦波信号
ｙを出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、電圧制
御発振器７２ｃの出力信号ｙが参照信号ｘｎとなる。位
相比較器７２ａはイグニッションパルスの波形整形出力
ｕと電圧制御発振器出力ｙの位相差を示す信号（ｕの立
ち上がりからｙの零クロス点までの間ハイレベルとなる
信号）ｖを出力する。位相電圧変換部７２ｂは位相差に
比例した電圧を発生して電圧制御発振器７２ｃに入力
し、電圧制御発振器は入力電圧に比例した周波数の正弦
波信号ｙを出力する。かかるＰＬＬ制御により電圧制御
発振器出力ｙはエンジン回転の二次高調波と一致し、参
照信号ｘｎとなって出力される。
照信号発生制御説明用波形図である。参照信号発生部７
２において、７２ａは位相比較器、７２ｂは位相電圧変
換部、７２ｃは入力電圧に比例した周波数の正弦波信号
ｙを出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、電圧制
御発振器７２ｃの出力信号ｙが参照信号ｘｎとなる。位
相比較器７２ａはイグニッションパルスの波形整形出力
ｕと電圧制御発振器出力ｙの位相差を示す信号（ｕの立
ち上がりからｙの零クロス点までの間ハイレベルとなる
信号）ｖを出力する。位相電圧変換部７２ｂは位相差に
比例した電圧を発生して電圧制御発振器７２ｃに入力
し、電圧制御発振器は入力電圧に比例した周波数の正弦
波信号ｙを出力する。かかるＰＬＬ制御により電圧制御
発振器出力ｙはエンジン回転の二次高調波と一致し、参
照信号ｘｎとなって出力される。
【００４１】７３は参照信号の周波数を測定する周波数
カウンタであり、イグニッションパルスの波形整形出力
の立上りから次の立上りまでの間、高速クロックパルス
を計数して参照信号の周波数ｆを測定・出力する。７４
は観測点における騒音（一次音）Ｓｎをキャンセルする
ように動作する騒音キャンセルコントローラ、７５はス
ピーカの特性を含め、スピーカから観測点までのキャン
セル音が伝搬する系を示す二次音伝搬系（キャンセル音
伝搬系）、７６は観測点に配置され、騒音Ｓnとキャン
セル音Ｓcの合成音を検出し、合成音信号をエラ−信号
ｅnとして出力するエラ−マイクである。
カウンタであり、イグニッションパルスの波形整形出力
の立上りから次の立上りまでの間、高速クロックパルス
を計数して参照信号の周波数ｆを測定・出力する。７４
は観測点における騒音（一次音）Ｓｎをキャンセルする
ように動作する騒音キャンセルコントローラ、７５はス
ピーカの特性を含め、スピーカから観測点までのキャン
セル音が伝搬する系を示す二次音伝搬系（キャンセル音
伝搬系）、７６は観測点に配置され、騒音Ｓnとキャン
セル音Ｓcの合成音を検出し、合成音信号をエラ−信号
ｅnとして出力するエラ−マイクである。
【００４２】騒音キャンセルコントローラ７４はエンジ
ン音の二次高調波が参照信号ｘｎとして入力されると共
に観測点におけるエラ−信号ｅnが入力され、該エラ−
信号のパワーが最小となるようにフィルタードＸ ＬＭ
Ｓアルゴリズムに基づいた適応信号処理を行って騒音キ
ャンセル信号ｙnを出力する。騒音キャンセルコントロ
ーラ７４は、フィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズムに基
づいた適応信号処理を行なう適応信号処理部７４ａと、
デジタルフィルタ構成の適応フィルタ７４ｂと、参照信
号ｘｎにスピーカから騒音キャンセル点までのキャンセ
ル音伝搬系の伝搬特性（伝達関数Ｃ）を畳み込んでフィ
ルタードリファレンス信号ｒnを作成するフィルタード
リファレンス信号作成用フィルタ７４ｃを有している。
フィルタードリファレンス信号作成用フィルタ７４ｃは
図２(d)に示すフィルタードリファレンス信号生成用フ
ィルタと同一の構成を有し、同一部分には同一符号を付
している。
ン音の二次高調波が参照信号ｘｎとして入力されると共
に観測点におけるエラ−信号ｅnが入力され、該エラ−
信号のパワーが最小となるようにフィルタードＸ ＬＭ
Ｓアルゴリズムに基づいた適応信号処理を行って騒音キ
ャンセル信号ｙnを出力する。騒音キャンセルコントロ
ーラ７４は、フィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズムに基
づいた適応信号処理を行なう適応信号処理部７４ａと、
デジタルフィルタ構成の適応フィルタ７４ｂと、参照信
号ｘｎにスピーカから騒音キャンセル点までのキャンセ
ル音伝搬系の伝搬特性（伝達関数Ｃ）を畳み込んでフィ
ルタードリファレンス信号ｒnを作成するフィルタード
リファレンス信号作成用フィルタ７４ｃを有している。
フィルタードリファレンス信号作成用フィルタ７４ｃは
図２(d)に示すフィルタードリファレンス信号生成用フ
ィルタと同一の構成を有し、同一部分には同一符号を付
している。
【００４３】エンジンから発生した騒音は所定の一次音
伝搬系を伝搬して騒音キャンセル点に至り、騒音Ｓｎと
なる。又、エンジン回転数の二次高調波が参照信号発生
部７２から出力され、参照信号ｘｎの周波数ｆが周波数
カウンタで測定されて出力される。エラーマイク１５は
騒音キャンセル点における騒音Ｓｎとスピーカから出力
される騒音キャンセル音Ｓｃの合成音をエラー信号ｅn
として出力する。フィルタードリファレンス信号生成用
フィルタ７４ｃの信号遅延部２７はタップ数分のタップ
ディレイラインメモリを備え、各記憶部に現時刻の参照
信号ｘn、１サンプリング時間前の参照信号ｘn-1、２サ
ンプリング時間前の参照信号ｘn-2、・・・(M-1)サンプ
リング時間前の参照信号ｘd-M+1を記憶する。データセ
レクト部２８は参照信号ｘｎの周波数ｆに応じた遅延時
間ｄを演算し、該遅延時間に応じた参照信号ｘn-dを信
号遅延部２７から読み出して出力する。ゲイン算出部２
９は参照信号ｘｎの周波数ｆに応じたゲインＧを算出し
て出力し、乗算部３０は遅延信号ｘn-dにゲインＧを乗
算してフィルタードリファレンス信号ｒｎを出力する。
伝搬系を伝搬して騒音キャンセル点に至り、騒音Ｓｎと
なる。又、エンジン回転数の二次高調波が参照信号発生
部７２から出力され、参照信号ｘｎの周波数ｆが周波数
カウンタで測定されて出力される。エラーマイク１５は
騒音キャンセル点における騒音Ｓｎとスピーカから出力
される騒音キャンセル音Ｓｃの合成音をエラー信号ｅn
として出力する。フィルタードリファレンス信号生成用
フィルタ７４ｃの信号遅延部２７はタップ数分のタップ
ディレイラインメモリを備え、各記憶部に現時刻の参照
信号ｘn、１サンプリング時間前の参照信号ｘn-1、２サ
ンプリング時間前の参照信号ｘn-2、・・・(M-1)サンプ
リング時間前の参照信号ｘd-M+1を記憶する。データセ
レクト部２８は参照信号ｘｎの周波数ｆに応じた遅延時
間ｄを演算し、該遅延時間に応じた参照信号ｘn-dを信
号遅延部２７から読み出して出力する。ゲイン算出部２
９は参照信号ｘｎの周波数ｆに応じたゲインＧを算出し
て出力し、乗算部３０は遅延信号ｘn-dにゲインＧを乗
算してフィルタードリファレンス信号ｒｎを出力する。
【００４４】適応信号処理部７４ａはフィルタードリフ
ァレンス信号ｒnとエラーマイク７６により検出された
エラー信号ｅnを入力され、(3)式に基づいて適応信号処
理を行って適応フィルタ７４ｂの係数を決定する。適応
フィルタ７４ｂは(1)式により参照信号ｘnにフィルタリ
ング処理を施して騒音キャンセル信号ｙnを発生してス
ピーカ(図示せず)に入力する。スピーカは騒音キャンセ
ル信号ｙnに基づいて騒音キャンセル音を出力する。騒
音キャンセル音は二次音伝搬系７５を介して騒音キャン
セル点に至り、騒音Ｓｃをキャンセルする。以後、１サ
ンプリング時間Ｔs毎に上記制御が行われ、エラー信号
ｅnが次第に小さくなってゆき騒音がキャンセルされ
る。図１０は図６(ｂ)に示すフィルタードリファレンス
信号生成用フィルタを採用した騒音キャンセルシステム
の構成図であり、図６及び図７と同一部分に同一符号を
付している。図１０の動作はこれまでの説明から容易に
理解できるから、その説明は省略する。
ァレンス信号ｒnとエラーマイク７６により検出された
エラー信号ｅnを入力され、(3)式に基づいて適応信号処
理を行って適応フィルタ７４ｂの係数を決定する。適応
フィルタ７４ｂは(1)式により参照信号ｘnにフィルタリ
ング処理を施して騒音キャンセル信号ｙnを発生してス
ピーカ(図示せず)に入力する。スピーカは騒音キャンセ
ル信号ｙnに基づいて騒音キャンセル音を出力する。騒
音キャンセル音は二次音伝搬系７５を介して騒音キャン
セル点に至り、騒音Ｓｃをキャンセルする。以後、１サ
ンプリング時間Ｔs毎に上記制御が行われ、エラー信号
ｅnが次第に小さくなってゆき騒音がキャンセルされ
る。図１０は図６(ｂ)に示すフィルタードリファレンス
信号生成用フィルタを採用した騒音キャンセルシステム
の構成図であり、図６及び図７と同一部分に同一符号を
付している。図１０の動作はこれまでの説明から容易に
理解できるから、その説明は省略する。
【００４５】（c) 変形例
以上では騒音としてエンジン音などの狭帯域の周期性ノ
イズを想定して説明したが、本発明は狭帯域のランダム
ノイズをキャンセルする場合にも適用できる。図１１は
狭帯域ランダムノイズのフィルタードリファレンス信号
生成用フィルタの構成説明図であり、(a)は従来のＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタ構成のフィルタードリファレンス
信号生成用フィルタの構成図、(b)は本発明に係わるフ
ィルタードリファレンス信号生成用フィルタの構成図で
ある。
イズを想定して説明したが、本発明は狭帯域のランダム
ノイズをキャンセルする場合にも適用できる。図１１は
狭帯域ランダムノイズのフィルタードリファレンス信号
生成用フィルタの構成説明図であり、(a)は従来のＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタ構成のフィルタードリファレンス
信号生成用フィルタの構成図、(b)は本発明に係わるフ
ィルタードリファレンス信号生成用フィルタの構成図で
ある。
【００４６】(a)において、ＤＬは参照信号(ランダムノ
イズ)ｘｎを１サンプリング時間順次遅延する遅延要
素、ＭＬは各遅延要素出力に係数ＣR0，ＣR1,ＣR2,・・
・ＣRT r-1を乗算する乗算器、ＡＤは各乗算器出力を順
次加算する加算部である。係数ＣR0，ＣR1,ＣR2,・・・
ＣRTr-1は二次音伝搬系（スピーカから観測点までの
系）の伝搬特性を模擬するように決定されている。かか
るＦＩＲ型デジタルフィルタに狭帯域の定常ランダムノ
イズｘnを入力した場合の定常応答は、近似的にｘn-dと
表すことができる。このため、フィルタードリファレン
ス信号生成用フィルタの入出力関係は、周期性ノイズの
場合と同様に図１１(b)に示すような簡単なシステムで
モデル化できる。すなわち、入力信号に遅延時間ｄの遅
延特性を付与する遅延特性付与部８１と遅延信号にゲイ
ンＧを作用させるゲイン付与部８２でモデル化できる。
イズ)ｘｎを１サンプリング時間順次遅延する遅延要
素、ＭＬは各遅延要素出力に係数ＣR0，ＣR1,ＣR2,・・
・ＣRT r-1を乗算する乗算器、ＡＤは各乗算器出力を順
次加算する加算部である。係数ＣR0，ＣR1,ＣR2,・・・
ＣRTr-1は二次音伝搬系（スピーカから観測点までの
系）の伝搬特性を模擬するように決定されている。かか
るＦＩＲ型デジタルフィルタに狭帯域の定常ランダムノ
イズｘnを入力した場合の定常応答は、近似的にｘn-dと
表すことができる。このため、フィルタードリファレン
ス信号生成用フィルタの入出力関係は、周期性ノイズの
場合と同様に図１１(b)に示すような簡単なシステムで
モデル化できる。すなわち、入力信号に遅延時間ｄの遅
延特性を付与する遅延特性付与部８１と遅延信号にゲイ
ンＧを作用させるゲイン付与部８２でモデル化できる。
【００４７】図１２は狭帯域ランダムノイズをキャンセ
ルする騒音キャンセルシステムの構成図であり、図１０
と同一部分には同一符号を付している。図１０と異なる
点は、狭帯域のランダムノイズが参照信号ｘｎとして入
力されている点、該参照信号の周波数を測定する構成が
異なる点である。９１は狭帯域ランダムノイズｘｎを複
数の周波数成分に分割するバンドパスフィルタユニッ
ト、９２は各周波数成分のレベルを比較して最大レベル
を有する周波数成分の中心周波数をランダムノイズの周
波数ｆとして出力する周波数決定部である。データセレ
クト部５７は周波数ｆに応じて遅延時間ｄを算出し、信
号遅延部５６から遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1，・・・，ｘ
n-d-mを読出して出力し、ゲイン算出部５８は周波数ｆ
に応じてゲインＧ1〜Ｇmを決定し、乗算部５９1〜５９m
と加算部６０1〜６０mにおいて遅延信号ｘn-d，
ｘn-d-1，・・・，ｘn-d-mにゲインＧ1〜Ｇmを畳み込ん
でフィルタードリファレンス信号ｒnを出力する。以
上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の
範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能で
あり、本発明はこれらを排除するものではない。
ルする騒音キャンセルシステムの構成図であり、図１０
と同一部分には同一符号を付している。図１０と異なる
点は、狭帯域のランダムノイズが参照信号ｘｎとして入
力されている点、該参照信号の周波数を測定する構成が
異なる点である。９１は狭帯域ランダムノイズｘｎを複
数の周波数成分に分割するバンドパスフィルタユニッ
ト、９２は各周波数成分のレベルを比較して最大レベル
を有する周波数成分の中心周波数をランダムノイズの周
波数ｆとして出力する周波数決定部である。データセレ
クト部５７は周波数ｆに応じて遅延時間ｄを算出し、信
号遅延部５６から遅延信号ｘn-d，ｘn-d-1，・・・，ｘ
n-d-mを読出して出力し、ゲイン算出部５８は周波数ｆ
に応じてゲインＧ1〜Ｇmを決定し、乗算部５９1〜５９m
と加算部６０1〜６０mにおいて遅延信号ｘn-d，
ｘn-d-1，・・・，ｘn-d-mにゲインＧ1〜Ｇmを畳み込ん
でフィルタードリファレンス信号ｒnを出力する。以
上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の
範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能で
あり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４８】
【発明の効果】以上本発明によれば、フィルタードリフ
ァレンス信号作成用フィルタを遅延特性付与部とゲイン
可変部で構成し、遅延特性付与部は参照信号に該参照信
号の周波数に応じた遅延特性を付与し、ゲイン可変部は
参照信号周波数に応じてゲインを決定し、遅延特性付与
部の出力に該ゲインを作用させてフィルタードリファレ
ンス信号を出力するようにしたから、フィルタードリフ
ァレンス信号を生成するための１サンプリング時間に実
行する演算量を削減でき、従って、適応信号処理におい
て１サンプリング時間に実行する演算量を削減すること
ができる。又、本発明のフィルタードリファレンス信号
生成用フィルタを騒音キャンセルシステムに適用するこ
とにより、演算量を削減でき、しかも狭帯域の周期性ノ
イズやランダムノイズをキャンセルできる。
ァレンス信号作成用フィルタを遅延特性付与部とゲイン
可変部で構成し、遅延特性付与部は参照信号に該参照信
号の周波数に応じた遅延特性を付与し、ゲイン可変部は
参照信号周波数に応じてゲインを決定し、遅延特性付与
部の出力に該ゲインを作用させてフィルタードリファレ
ンス信号を出力するようにしたから、フィルタードリフ
ァレンス信号を生成するための１サンプリング時間に実
行する演算量を削減でき、従って、適応信号処理におい
て１サンプリング時間に実行する演算量を削減すること
ができる。又、本発明のフィルタードリファレンス信号
生成用フィルタを騒音キャンセルシステムに適用するこ
とにより、演算量を削減でき、しかも狭帯域の周期性ノ
イズやランダムノイズをキャンセルできる。
【００４９】又、本発明によれば、フィルタードリファ
レンス信号作成用フィルタを遅延特性付与部とゲイン可
変部と信号合成部で構成し、遅延特性付与部は参照信号
周波数に応じて参照信号に異なる遅延特性を付与して複
数の遅延信号を出力し、ゲイン可変部は各遅延信号に参
照信号の周波数に応じた所定のゲインを作用させ、信号
合成回路は各ゲイン可変部の出力を合成してフィルター
ドリファレンス信号を出力するように構成したから、周
波数変化に応じて遅延時間、ゲインをスムーズに変化さ
せることができ、結果的にフィルタードリファレンス信
号を連続的に変化させることができ、騒音キャンセル性
能を向上できる。
レンス信号作成用フィルタを遅延特性付与部とゲイン可
変部と信号合成部で構成し、遅延特性付与部は参照信号
周波数に応じて参照信号に異なる遅延特性を付与して複
数の遅延信号を出力し、ゲイン可変部は各遅延信号に参
照信号の周波数に応じた所定のゲインを作用させ、信号
合成回路は各ゲイン可変部の出力を合成してフィルター
ドリファレンス信号を出力するように構成したから、周
波数変化に応じて遅延時間、ゲインをスムーズに変化さ
せることができ、結果的にフィルタードリファレンス信
号を連続的に変化させることができ、騒音キャンセル性
能を向上できる。
【図１】参照信号周波数が一定の場合における本発明の
フィルタードリファレンス信号生成用フィルタの説明図
である。
フィルタードリファレンス信号生成用フィルタの説明図
である。
【図２】参照信号周波数が変化する場合における本発明
のフィルタードリファレンス信号生成用フィルタの構成
図である。
のフィルタードリファレンス信号生成用フィルタの構成
図である。
【図３】車室内の二次音伝搬系のゲイン、位相特性及び
近似特性説明図である。
近似特性説明図である。
【図４】複数の遅延信号を用いた場合における本発明の
フィルタードリファレンス信号生成用フィルタの構成図
である。
フィルタードリファレンス信号生成用フィルタの構成図
である。
【図５】車室内の二次音伝搬系のゲイン、位相特性及び
別の近似特性説明図である。
別の近似特性説明図である。
【図６】本発明のフィルタードリファレンス信号生成用
フィルタの一般的構成図である。
フィルタの一般的構成図である。
【図７】本発明の騒音キャンセルシステムの構成図であ
る。
る。
【図８】参照信号発生部の構成図である。
【図９】参照信号発生制御説明用の波形図である。
【図１０】本発明の騒音キャンセルシステムの別の構成
図である。
図である。
【図１１】狭帯域ランダムノイズの場合の説明図であ
る。
る。
【図１２】狭帯域ランダムノイズをキャンセルする騒音
キャンセルシステムの構成図である。
キャンセルシステムの構成図である。
【図１３】従来の騒音キャンセル装置の構成図である。
【図１４】適応フィルタの構成図である。
【図１５】フィルタードリファレンス信号生成用フィル
タの構成図である。
タの構成図である。
【図１６】騒音源、スピーカ、観測点が複数存在する場
合の従来の騒音キャンセル装置の構成図である。
合の従来の騒音キャンセル装置の構成図である。
７２・・参照信号発生部
７３・・周波数カウンタ
７４・・騒音キャンセルコントローラ
７４ａ・・適応信号処理部
７４ｂ・・適応フィルタ
７４ｃ・・フィルタードリファレンス信号生成用フィル
タ
タ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10K 11/178
H03H 17/02 601
H03H 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】 騒音キャンセル点における騒音をキャン
セルするキャンセル音を出力するスピーカ、 騒音キャンセル点における騒音とキャンセル音の合成音
であるエラー信号を検出するマイク、 騒音源から発生する騒音に応じた参照信号を発生する参
照信号発生部、 該参照信号に各スピーカからマイクまでのキャンセル音
伝搬系の伝搬特性を畳み込んでフィルタードリファレン
ス信号を生成するフィルタと、参照信号にフィルタリン
グ処理を施して騒音キャンセル信号を発生してスピーカ
に入力する適応フィルタと、騒音キャンセル点における
エラー信号とフィルタードリファレンス信号を用いてフ
ィルタードＸ ＬＭＳアルゴリズムに基づいた適応信号
処理を行い、前記騒音キャンセル点における騒音をキャ
ンセルするように適応フィルタの係数を決定する適応信
号処理部とを有する騒音キャンセルコントローラ、を備
えた騒音キャンセルシステムにおけるフィルタードリフ
ァレンス信号生成方式において、 前記フィルタードリファレンス信号生成用のフィルタ
は、参照信号周波数に応じて遅延時間が変化する遅延特
性を参照信号に付与する遅延特性付与部と、参照信号周
波数に応じてゲインを可変するゲイン可変部を備え、 遅延特性付与部は参照信号に該参照信号周波数に応じた
遅延特性を付与し、ゲイン可変部は遅延特性付与部の出
力に参照信号周波数に応じたゲインを作用させてフィル
タードリファレンス信号を出力することを特徴とするフ
ィルタードリファレンス信号生成方式。 - 【請求項２】 フィルタードリファレンス信号生成用の
フィルタは更に信号合成部を備え、 前記遅延特性付与部は参照信号周波数に応じて参照信号
に異なる遅延特性を付与して複数の遅延信号を出力し、
ゲイン可変部は各遅延信号に参照信号の周波数に応じた
所定のゲインを作用させ、前記信号合成回路は各ゲイン
可変部の出力を合成してフィルタードリファレンス信号
を出力する請求項１記載のフィルタードリファレンス信
号生成方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21262493A JP3406651B2 (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | フィルタードリファレンス信号生成方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21262493A JP3406651B2 (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | フィルタードリファレンス信号生成方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0764572A JPH0764572A (ja) | 1995-03-10 |
| JP3406651B2 true JP3406651B2 (ja) | 2003-05-12 |
Family
ID=16625765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21262493A Expired - Lifetime JP3406651B2 (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | フィルタードリファレンス信号生成方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3406651B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH1179765A (ja) * | 1997-09-03 | 1999-03-23 | Futaba Corp | ガラス容器の製造方法および製造装置 |
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| GB0725114D0 (en) * | 2007-12-21 | 2008-01-30 | Wolfson Microelectronics Plc | Gain calibration based on evice properties |
| JP5089447B2 (ja) * | 2008-03-12 | 2012-12-05 | アルパイン株式会社 | 騒音キャンセル装置およびその方法 |
-
1993
- 1993-08-27 JP JP21262493A patent/JP3406651B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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| JPH0764572A (ja) | 1995-03-10 |
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