JPH06230787A

JPH06230787A - 能動型騒音制御装置

Info

Publication number: JPH06230787A
Application number: JP5014135A
Authority: JP
Inventors: Yoshiharu Nakaji; 義晴中路
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1993-01-29
Filing date: 1993-01-29
Publication date: 1994-08-19

Abstract

(57)【要約】【目的】演算量やメモリ容量の大幅な増大を招くことな
く、制御音源に対する駆動信号の出力間隔を短くできる
ようにする。【構成】周期的な騒音と同じ周期の正弦波でなる基準信
号ｘを正弦波生成部１１で生成し、この基準信号ｘを適
応ディジタルフィルタＷ_mでフィルタ処理して、駆動信
号ｙ_mを生成する。そして、時間軸上で隣合う前後の駆
動信号ｙ_m（ｎ）及びｙ_m（ｎ−１）に基づいて、それ
ら駆動信号ｙ_m（ｎ）及びｙ_m（ｎ−１）間を埋める補
間駆動信号Ｉ_m（ｎ）を演算し、これら駆動信号ｙ
_m（ｎ−１），補間駆動信号Ｉ_m（ｎ），駆動信号ｙ_m
（ｎ）を、順次駆動信号ｙ_mとして各ラウドスピーカに
出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、騒音源から伝達され
る騒音に制御音源から発せられる制御音を干渉させるこ
とにより騒音の低減を図る能動型騒音制御装置に関し、
特に、騒音の発生状態を表す基準信号をディジタルフィ
ルタ処理することにより制御音源の駆動信号を生成する
装置において、演算量やメモリ容量の大幅な増大を招く
ことなく、短い間隔で制御音源に駆動信号を供給できる
ようにしたものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の能動型騒音制御装置として、英国
特許第２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号に
記載のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室
やこれに類する閉空間に適用される騒音低減装置であっ
て、閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音源
は、基本周波数ｆ₀及びその高調波ｆ₁〜ｆ_nを含む騒
音を発生するという条件の下において作動するものであ
る。

【０００３】具体的には、閉空間内の複数の位置に設置
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ₀〜ｆ_n成分に基づき、それら周波数ｆ₀〜
ｆ_n成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。

【０００４】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANSELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。

【０００５】即ち、ＬＭＳアルゴリズムは、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なアル
ゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅｒ
ｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドスピ
ーカからマイクロフォンまでの伝達関数をモデル化した
伝達関数フィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフ
ォンとの組み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生
状態を表す基準信号をそのフィルタで処理した値と各マ
イクロフォンが検出した残留騒音とに基づいた所定の評
価関数の値が低減するように、各ラウドスピーカ毎に設
けられたフィルタ係数可変のディジタルフィルタのフィ
ルタ係数を更新している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ここで、上述したよう
な能動型騒音制御装置にあっては、離散時間でのディジ
タル信号処理によって駆動信号を生成しているが、その
生成された駆動信号をそのままラウドスピーカに供給す
ると、ディジタル信号処理の結果駆動信号は階段状の波
形になっていることから、不要な高周波成分によるノイ
ズが制御音とともに発生してしまう。従って、コントロ
ーラの出力段にはローパス・フィルタを設ける必要があ
る。

【０００７】しかし、ローパス・フィルタは遮断特性が
緩やかになるほど安価になるため、システムのコストを
抑えるためには遮断特性が緩やかなローパス・フィルタ
を用いることが望ましいのであるが、そのようなローパ
ス・フィルタを不具合なく適用するには、駆動信号生成
の周波数（サンプリング周波数）を高くする必要があ
る。なぜならば、駆動信号生成の周波数が低いと、階段
状の波形の幅が広くなり、騒音低減制御にとって必要な
周波数成分の直ぐ外側に不要な周波数成分が存在するこ
ととなるから、遮断特性の鋭いローパス・フィルタが必
須となるからである。

【０００８】従って、安価なローパス・フィルタを用い
るためには、駆動信号を短い周期で生成し出力しなけれ
ばならないのであるが、これでは、高速で演算を行わな
ければならないため、高速演算可能な高価な演算素子が
必要となり、やはりシステムのコストアップを招いてし
まうのである。また、サンプリング周波数を高くするに
は、例えばラウドスピーカ及びマイクロフォン間の伝達
関数は時間軸上で一定の長さを有することから、伝達関
数フィルタのタップ数（フィルタ係数の個数）はサンプ
リング周波数が高くなるに従って多くなるし、その他演
算された駆動信号や途中の演算結果等を記憶するために
必要な容量も大きくなるため、メモリ容量の増大をも招
いてしまう。

【０００９】本発明は、このような従来の技術が有する
未解決の課題に着目してなされたものであって、演算量
やメモリ容量の大幅な増大を招くことなく、駆動信号の
実質的な生成周期を短くすることができる能動型騒音制
御装置を提供することを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、周期的な騒音を発する騒音
源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可能な制御
音源と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基準信号と
して出力する騒音発生状態検出手段と、前記空間内の所
定位置における残留騒音を検出し残留騒音信号として出
力する残留騒音検出手段と、フィルタ係数可変の適応デ
ィジタルフィルタと、前記基準信号を前記適応ディジタ
ルフィルタでフィルタ処理して前記制御音源の駆動信号
を生成する駆動信号生成手段と、前記基準信号及び前記
残留騒音信号に基づいて前記空間内の騒音が低減するよ
うに前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新
する適応処理手段と、を備えた能動型騒音制御装置にお
いて、前記駆動信号を補間することにより補間駆動信号
を生成する補間駆動信号生成手段と、前記駆動信号及び
前記補間駆動信号を順次前記制御音源に供給する駆動信
号出力制御手段と、を設けた。

【００１１】また、請求項２記載の発明は、上記請求項
１記載の能動型騒音制御装置において、補間駆動信号生
成手段は、時間軸上で隣合う前後の駆動信号の和に補間
係数を乗じて補間駆動信号を生成するようにした。さら
に、請求項３記載の発明は、上記請求項２記載の能動型
騒音制御装置において、補間係数は、駆動信号生成手段
による駆動信号生成の周期と騒音の周期との比に基づい
て設定されることとした。

【００１２】

【作用】請求項１記載の発明にあっては、駆動信号生成
手段が、騒音源の騒音発生状態を表す基準信号を適応デ
ィジタルフィルタでフィルタ処理して制御音源の駆動信
号を生成するから、この駆動信号によって制御音源が駆
動されれば、制御音源からは、空間内に伝達される騒音
に相関のある制御音が発生するが、制御開始直後は、適
応ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束し
ているとは限らないので、必ずしも制御音と騒音とが干
渉し合わないから空間内の騒音が低減されるとはいえな
い。

【００１３】しかし、適応処理手段が、基準信号と残留
騒音信号とに基づいて空間内の騒音が低減するように適
応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新すると、制
御が進行するに従って適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数は最適値に向かって収束していくから、制御音と
騒音とが干渉し合って空間内の騒音が低減されるように
なる。

【００１４】そして、補間駆動信号生成手段が、駆動信
号生成手段が生成した駆動信号を補間することにより補
間駆動信号を生成する。ここで、騒音源で発生する騒音
は周期的な騒音であることから、最終的に制御音源に供
給される駆動信号の基本周波数は、その騒音の基本周波
数と同じはずである。従って、駆動信号生成手段が基準
信号に基づいて生成した駆動信号を補間して、その駆動
信号の間を埋めるような補間駆動信号を演算によって求
めることは可能である。

【００１５】よって、駆動信号出力制御手段が、駆動信
号生成手段が生成した駆動信号と補間駆動信号生成手段
が生成した補間駆動信号とを順次制御音源に供給する
と、見た目にはサンプリング周波数が高くなったことに
なる。そして、補間駆動信号は、駆動信号生成手段によ
って生成された駆動信号の間を埋めるような信号であ
り、特に時間軸上で隣合う前後の駆動信号の値から推定
できる。

【００１６】そこで、請求項２記載の発明のように、そ
れら前後の駆動信号の和に、所定の補間係数を乗じて補
間駆動信号を生成することとすれば、非常に簡易な演算
であることから、演算負荷の増大を招くことなく、高精
度の補間駆動信号が生成されるようになる。さらに、騒
音源から発せられる騒音が周期的な騒音であることか
ら、駆動信号生成の周期と騒音の周期との比に基づけ
ば、時間軸上で隣合う前後の駆動信号の間を埋めるよう
な補間駆動信号の値を推定できる。

【００１７】そこで、請求項３記載の発明のように、上
記請求項２記載の発明における補間係数を、駆動信号生
成の周期と騒音の周期との比に基づいて設定すれば、高
精度の補間駆動信号が生成されるようになる。

【００１８】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の第１実施例の全体構成を示す
図であり、この実施例は、騒音源としてのエンジン４か
ら空間としての車室６内に伝達されるこもり音の低減を
図る車両用能動型騒音制御装置１に本発明を適用したも
のである。

【００１９】先ず、構成を説明すると、車体３は、前輪
２ａ，２ｂ，後輪２ｃ，２ｄ及び各車輪２ａ〜２ｄと車
体３との間に介在するサスペンションによって支持され
ている。なお、図１に示す車両は、前輪２ａ及び２ｂが
車体３前部に配置されたエンジン４によって回転駆動さ
れるいわゆる前置きエンジン前輪駆動車である。エンジ
ン４からは、点火タイミングに同期した点火パルスＰ_I
がコントローラ１０に供給されている。

【００２０】また、車体３の車室６内には、制御音源と
してのラウドスピーカ７ａ，７ｂ，７ｃ及び７ｄが、前
部座席Ｓ₁，Ｓ₂及び後部座席Ｓ₃，Ｓ₄のそれぞれに
対向するドア部に配置されている。さらに、各座席Ｓ₁
〜Ｓ₄のヘッドレスト位置には、残留騒音検出手段とし
てのマイクロフォン８ａ〜８ｈが、それぞれ二つずつ配
設されていて、これらマイクロフォン８ａ〜８ｈが音圧
として測定した残留騒音信号ｅ₁〜ｅ₈が、コントロー
ラ１０に供給される。

【００２１】そして、コントローラ１０は、マイクロコ
ンピュータや必要なインタフェース回路等を含んで構成
されていて、エンジン４から供給される点火パルスＰ_I
と、マイクロフォン８ａ〜８ｈから供給される残留騒音
信号ｅ₁〜ｅ₈とに基づいて、後述する演算処理を実行
し、車室６内に伝達されるこもり音を打ち消すような制
御音がラウドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられるよう
に、それらラウドスピーカ７ａ〜７ｄに駆動信号ｙ₁〜
ｙ₄を出力する。

【００２２】図２は、コントローラ１０の機能構成を示
すブロック図であって、このコントローラ１０は、点火
パルスＰ_Iと同じ周期の正弦波でなる基準信号ｘを生成
し出力する騒音発生状態検出手段としての正弦波生成部
１１を有している。即ち、エンジン４から車室６内に伝
達されるこもり音は、エンジン４における点火タイミン
グに同期して発生する周期的な騒音であることから、点
火パルスＰ_Iと同じ周期の正弦波である基準信号ｘは、
こもり音と同じ周期であり従ってこもり音の発生状態を
表すことになる。

【００２３】また、コントローラ１０は、ラウドスピー
カ７ａ〜７ｄに対応した個数（Ｍ個：本実施例では、Ｍ
＝４）の適応ディジタルフィルタＷ_m（ｍ＝１〜Ｍ）
と、その適応ディジタルフィルタＷ_mの各フィルタ係数
Ｗ_mi（ｉ＝０〜Ｉ−１：Ｉは適応ディジタルフィルタＷ
_mのタップ数（フィルタ係数の個数））と基準信号ｘと
を畳み込んで駆動信号ｙ_mを生成する駆動信号生成手段
としての駆動信号生成部１３と、各ラウドスピーカ７ａ
〜７ｄ及びマイクロフォン８ａ〜８ｈ間の伝達関数を有
限インパルス応答関数の形でモデル化した伝達関数フィ
ルタＣ＾_lm（ｌ＝１〜Ｌ：Ｌはマイクロフォン８ａ〜８
ｈの個数であり、本実施例ではＬ＝８）と、その伝達関
数フィルタＣ＾_lmの各フィルタ係数Ｃ＾_lmj（ｊ＝０〜
Ｊ−１：Ｊは伝達関数フィルタＣ＾_lmのタップ数）と基
準信号ｘとを畳み込んで基準処理信号ｒ_lmを生成し出力
する基準処理信号生成部１４と、基準処理信号ｒ_lm及び
残留騒音信号ｅ₁〜ｅ₈に基づいて車室６内のこもり音
が低減するように駆動信号生成部１３内の適応ディジタ
ルフィルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_miを更新する適応処
理部１５と、を有している。

【００２４】ここで、本実施例にあっては、フィルタ係
数更新部１５は、適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数を更新するのに好適なアルゴリズムの一つであるＬＭ
Ｓアルゴリズムに基づいて、適応ディジタルフィルタＷ
_mの各フィルタ係数Ｗ_miを更新するが、特に基準信号ｘ
を伝達関数フィルタＣ＾_lmでフィルタ処理した値ｒ_lmを
用いていることから、Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳア
ルゴリズムが実行されることになり、適応ディジタルフ
ィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_miの更新式は下記の（１）
式のようになる。

【００２５】 λ_Wは発散抑制係数であって、１以下の値を採る。ま
た、α_Wは収束係数と呼ばれる係数であって、フィルタ
が最適に収束する速度やその安定性に関与する。なお、
（ｎ）が付されている項は、サンプリング時刻ｎにおけ
る値であることを示している。

【００２６】一方、駆動信号生成部１３は、最新の駆動
信号ｙ_m（ｎ）の他に、一つ前の駆動信号ｙ_m（ｎ−
１）も出力するように例えばバッファを備えていて、そ
れら時間軸上で隣合う前後二つの駆動信号ｙ_m（ｎ）及
びｙ_m（ｎ−１）は、補間駆動信号生成部１６に入力さ
れる。この補間駆動信号生成部１６は、下記の（２）式
に示すように、それら時間軸上で隣合う前後二つの駆動
信号ｙ_m（ｎ）及びｙ_m（ｎ−１）の和に補間係数ａ _I
を乗ずることにより、補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）を演算す
る。

【００２７】Ｉ_m（ｎ）＝ａ_I｛ｙ_m（ｎ）＋ｙ_m（ｎ−１）｝ ……（２）ここで、補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）は、駆動信号ｙ_m（ｎ
−１）と駆動信号ｙ_m（ｎ）との間を補間する信号であ
って、コントローラ１０からラウドスピーカ７ａ〜７ｄ
に駆動信号ｙ_mとして出力した場合に、こもり音を低減
する制御音を発生させる信号である。

【００２８】従って、補間係数ａ_Iをどのような値に設
定するかによって補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）の精度が決ま
ってくることになるが、こもり音は周期的な騒音であ
り、その周期Ｎ_nは点火パルスＰ_Iの間隔を計測するこ
とにより容易に判る。また、駆動信号生成部１３による
駆動信号ｙ_mの生成の周期Ｎ_yは予め設定されるもので
あるから既知である。そこで、Ｉ_m（ｎ）＝ｙ_m（ｎ＋0.５）＝ａ_I｛ｙ_m（ｎ）＋ｙ_m（ｎ＋１）｝と考える。そして、駆動信号生成部１３が生成する駆動
信号ｙ_m（ｎ）も正弦波で表現できることから、Ｒ_N＝
Ｎ_n／Ｎ_yとすれば、ｙ_m（ｎ）＝ｓｉｎθ ｙ_m（ｎ＋１）＝ｓｉｎ（θ＋２π／Ｒ_N）となり、以上から、ｓｉｎ（θ＋π／Ｒ_N）＝ａ_I｛ｓｉｎθ＋ｓｉｎ（θ＋２π／Ｒ_N）｝となる。これを解けば、ａ_I＝１／ｃｏｓ（π／Ｒ_N） ……（３）が得られる。

【００２９】さらに、コントローラ１０は、駆動信号生
成部１３が生成した最新の駆動信号ｙ_m（ｎ）の一つ前
の駆動信号ｙ_m（ｎ−１）と補間駆動信号生成部１６が
生成した補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）とが入力され、それら
駆動信号ｙ_m（ｎ−１）及び補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）
を、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに対する駆動信号ｙ_mと
して、駆動信号生成部１３による駆動信号ｙ_mの生成の
周期Ｎ_y（サンプリング周期）の半分の周期Ｎ_y／２で
順次出力する出力制御部１７を有している。

【００３０】図３はコントローラ１０内で実行される処
理の概要を示すフローチャートであって、一サンプリン
グ周期毎に実行される。以下、図３に従って本実施例の
動作を説明する。先ず、ステップ１０１において現在記
憶している駆動信号ｙ_m（ｎ）を一つ前の駆動信号ｙ_m
（ｎ−１）として記憶した後に、ステップ１０２に移行
し、下記の（４）式に示すように適応ディジタルフィル
タＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_miと基準信号ｘとを畳み込ん
で、駆動信号ｙ_m（ｎ）を演算する。

【００３１】そして、ステップ１０３に移行して各マイクロフォン８
ａ〜８ｈから供給される残留騒音信号ｅ₁〜ｅ₈を読み
込んだ後に、ステップ１０４に移行し、下記の（５）式
に従って、基準処理信号ｒ_lmを演算する。

【００３２】ただし、このステップ１０４では、全ての基準処理信号
ｒ_lm（ｎ）を演算するのではなく、全体の半分であるｌ
＝１〜４，ｍ＝１〜４の範囲についてのみ演算する。

【００３３】そして、前回の処理において後述するステ
ップ１１０の処理を実行してからサンプリング周期の半
分の周期が経過したら、ステップ１０５に移行し、一つ
前の駆動信号ｙ_m（ｎ−１）を、ラウドスピーカ７ａ〜
７ｄに対する駆動信号ｙ_mとして出力する。次いで、ス
テップ１０６に移行し、上記（５）式に従って、残りの
ｌ＝５〜８，ｍ＝１〜４の範囲についての基準処理信号
ｒ_lm（ｎ）を演算し、そして、ステップ１０７に移行
し、上記（１）式に従って適応ディジタルフィルタＷ_m
の各フィルタ係数Ｗ_miを更新する。

【００３４】このステップ１０７で適応ディジタルフィ
ルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_miの更新が完了したら、ス
テップ１０８に移行し、上記（３）式に従って補間係数
ａ_Iを演算したら、ステップ１０９に移行し、上記
（２）式に従って、補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）を演算す
る。そして、上述したステップ１０５の処理を実行して
からサンプリング周期の半分の周期が経過したら、ステ
ップ１１０に移行し、補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）を、ラウ
ドスピーカ７ａ〜７ｄに対する駆動信号ｙ_mとして出力
する。このステップ１１０の処理が完了したら、ステッ
プ１０１に戻り、上述した処理を繰り返し実行する。

【００３５】この図３に示すような処理が実行される結
果、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄからは、コントローラ１
０内における駆動信号ｙ_m（ｎ）生成の周期の半分の周
期で、車室６内に制御音が発生するが、制御開始直後は
適応ディジタルフィルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_miが最
適な値に収束しているとは限らないので、必ずしも車室
６内に伝達されたこもり音が低減されるとはいえない。

【００３６】しかし、図３に示す処理が繰り返し実行さ
れると、ステップ１０７においてフィルタ係数Ｗ_miが上
記（１）式に従って逐次更新されて最適値に向かって収
束していくから、車室６内に伝達されるこもり音がラウ
ドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられる制御音によって打
ち消されるようになり、車室６内の騒音の低減が図られ
る。

【００３７】そして、本実施例の構成であれば、一サン
プリング周期毎に実行される図３に示す処理において、
サンプリング周期の半分の周期毎にステップ１０５及び
ステップ１１０の処理が交互に実行されることになるた
め、コントローラ１０からラウドスピーカ７ａ〜７ｄに
出力される駆動信号ｙ_mの出力間隔は、一サンプリング
周期の半分になる。

【００３８】しかし、コントローラ１０内における演算
処理は、一サンプリング周期毎に一つの駆動信号ｙ_mを
生成してラウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力する場合に比
べて、補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）の演算に必要なステップ
１０８〜１０９の処理が増加しただけであり、ラウドス
ピーカ７ａ〜７ｄに対する駆動信号ｙ_mの出力間隔が半
分になったにも関わらず、演算量の増加は僅かである。

【００３９】例えば、Ｉ＝２，Ｊ＝４０とし簡単のため
に乗除加減のいずれの演算も１回を１演算単位とする
と、ステップ１０２で（２（加算）＋２（乗算））×２
（ｍ）＝１６演算単位（（４）式参照）、ステップ１０
４，１０６で（４０（加算）＋４０（乗算））×８
（ｌ）×４（ｍ）＝２５６０演算単位（（５）式参
照）、ステップ１０７で（９（加算）＋１０（乗算））
×４（ｍ）×２（ｉ）＝１５２演算単位（（１）式参
照）、計２７２８演算単位に、ステップ１０８の３演算
単位（乗算，（３）式参照）及びステップ１０９の（１
（加算）＋１（乗算））×２（ｍ）＝４演算単位を加え
た２７３５演算単位となる。即ち、約0.２６％の演算量
の増加でサンプリング周波数を２倍に引き上げたのと同
等の効果が得られるのである。

【００４０】また、伝達関数フィルタＣ＾_lmの各フィル
タ係数Ｃ＾_lmjと基準信号ｘとの畳み込み演算も、本実
施例ではステップ１０４及び１０６に分散しているが、
これはコントローラ１０の演算能力を有効に活用するた
めの工夫あって、伝達関数フィルタＣ＾_lmのタップ数や
一サンプリング周期内に演算される基準処理信号ｒ_lmの
数等が特に増大する訳ではない。従って、本実施例の構
成としても、必要なメモリ容量が大幅に増加してしまう
ようなこともない。

【００４１】そして、車室６内に伝達されるこもり音が
周期的な騒音であることから、上述したステップ１０８
及び１０９の処理によって補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）を算
出すれば、適応ディジタルフィルタＷ_mで基準信号ｘ
（ｎ−0.５）をフィルタ処理することにより得られる真
の値と、補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）との差は実用レベルで
は無視できる範囲に収まる。つまり、補間駆動信号の演
算が正弦波の補間を前提にしているものであるのに対
し、現実の車室内騒音は支配的な次数成分，４サイクル
４気筒エンジンであればエンジン回転２次成分，だけで
なく、その他の次数成分も含んだものであるため、真の
値もそれら支配的でない次数成分をも含んだ形となるは
ずだが、補間駆動信号でも支配的な成分は制御できるか
ら、実用上は十分である。従って、その補間駆動信号Ｉ
_m（ｎ）を、駆動信号ｙ_m（ｎ−１）とｙ_m（ｎ）との
間に出力しても、騒音低減効果を劣化させてしまうよう
なことはない。

【００４２】このように、本実施例の構成であれば、騒
音低減効果の劣化や、演算量，メモリ容量の大幅な増大
等を招くことなく、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに対する
駆動信号ｙ_mの出力間隔を、半分にすることができる。
つまり、見掛け上のサンプリング周期は、真のサンプリ
ング周期の半分になる。そして、駆動信号ｙ_mの出力間
隔が狭くなれば、コントローラ１０の出力段に特別遮断
特性が鋭いローパス・フィルタを設ける必要がない。

【００４３】つまり、本実施例の構成であれば、コント
ローラ１０自体に高価な演算素子や大メモリ容量が不要
であるとともに、コントローラ１０の出力段に設けられ
るローパス・フィルタも安価なもので済むから、システ
ム全体のコストダウンを図ることができるのである。な
お、本実施例によれば、最新の駆動信号ｙ_m（ｎ）と一
つ前の駆動信号ｙ_m（ｎ−１）とに基づいて、それらの
間に出力する補間駆動信号Ｉ_m（ｎ）を演算する構成で
あるため、駆動信号生成部１３の出力が、一サンプリン
グ周期ずつ遅れてラウドスピーカ７ａ〜７ｄに供給され
るようになるが、エンジン４で発生するこもり音は、車
室６内の乗員の耳位置に到達するまで所定時間を要する
ものであり、且つ、車両用のコントローラ１０に通常用
いられるマイクロコンピュータの処理能力であれば、駆
動信号ｙ_m（ｎ−１）を出力するタイミングよりも前に
駆動信号ｙ_m（ｎ）を算出することは困難でないから、
特に不具合はない。ただし、駆動信号生成部１３の出力
が一サンプリング周期ずつ遅れることは、基準処理信号
生成部１４及びフィルタ係数更新部１５における処理に
反映されなければならない。

【００４４】ここで、本実施例にあっては、基準処理信
号生成部１４，フィルタ係数更新部１５及びステップ１
０４，１０６，１０７の処理によって適応処理手段が構
成され、補間駆動信号生成部１６及びステップ１０８，
１０９の処理によって補間駆動信号生成手段が構成さ
れ、出力制御部１７及びステップ１０１，１０５，１１
０の処理によって駆動信号出力制御手段が構成される。

【００４５】図４乃至図６は本発明の第２実施例を示す
図であって、図４は上記第１実施例における図１と同様
にシステム全体の構成を示し、図５は上記第１実施例に
おける図２と同様にコントローラ１０の機能構成を示し
ている。即ち、本実施例にあっては、図４に示すよう
に、エンジン４にはクランク角センサ５が取り付けられ
ていて、このクランク角センサ５は、エンジン４のクラ
ンク角に同期した（例えばクランクが１°回転する度に
一つのパルス信号でなる）クランク角信号Ｘをコントロ
ーラ１０に供給する。

【００４６】そして、コントローラ１０における駆動信
号ｙ_mの演算処理に、本実施例は、同期式ＬＭＳアルゴ
リズムを適用したものである。同期式ＬＭＳアルゴリズ
ムとは、騒音の基本周波数に同期したインパルス列を基
準信号として用いたＬＭＳアルゴリズムのことである
（“日本音響学会講演論文集平成４年３月”５１５〜
５１６頁に詳しい。）。

【００４７】そこで、図５に示すように、コントローラ
１０は、クランク角信号Ｘに基づき、こもり音に同期し
たインパルス列でなる基準信号ｘを生成し出力するイン
パルス信号生成部２０を有している。さらに、コントロ
ーラ１０は、クランク角信号Ｘに基づき、基準信号ｘの
２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数の（例えば、レシプロ４気
筒の場合、Ｎ＝１０であれば、クランクが９°回転する
度に一つのパルスでなる）クロックパルスＣ_Pを生成し
出力するクロックパルス生成部２１を有しており、コン
トローラ１０内の各処理は、基本的にはそのクロックパ
ルスＣ_Pに同期して実行される。

【００４８】ここで、基準信号ｘがインパルス列である
同期式ＬＭＳアルゴリズム（正確には、同期式Ｆｉｌｔ
ｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズム）が実行されるた
め、駆動信号生成部１３は、基準信号ｘの最新のインパ
ルスが生成された時点を起点とし、その起点と、そこか
らクロックパルスＣ_Pが二回入力される度にフィルタ係
数Ｗ_miを順次出力することになる。また、適応ディジタ
ルフィルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_miの更新式は、下記
の（６）式又は（７）式のようになる。

【００４９】なお、添字ｋは、一サンプリング周期（Ｎ回）内の何番
目の処理に対応するかを表す変数であって、０からＮ−
１までの値を採る。

【００５０】また、本実施例では、一サンプリング周期
を２Ｎ分割してクロックパルスＣ_Pを生成しており、且
つ、駆動信号生成部１３は、二回クロックパルスＣ_Pが
入力される度に、駆動信号としてフィルタ係数Ｗ_miを順
次出力することから、駆動信号生成部１３におけるフィ
ルタ係数Ｗ_miの生成の周期と、こもり音の周期との比Ｒ
_Nは定数であるＮとなり、従って、補間係数ａ_Iは下記
の（８）式のように定数となる。

【００５１】ａ_I＝１／ｃｏｓ（π／Ｎ） ……（８）そして、駆動信号生成部１３が出力する駆動信号は、適
応ディジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_miに等しい
ことから、次の時刻（ｋ＋１）の出力は次のフィルタ係
数Ｗ_m(k+1)として既知である。よって、駆動信号生成部
１３の出力を出力制御部１７で遅らせる必要はなく、補
間駆動信号Ｉ_mkは、下記の（９）式によって演算され
る。

【００５２】Ｉ_mk＝ａ_I｛Ｗ_mk＋Ｗ_m(k+1)｝ ……（９）図６は、本実施例のコントローラ１０における処理の概
要を示すフローチャートである。ただし、後述するステ
ップ２０１〜２０４の一連の処理及びステップ２０５〜
２０７の一連の処理のそれぞれが、クロックパルスＣ_P
に同期して実行される。従って、この図６に示す処理の
周期は、クロックパルスＣ_Pの二倍の周期となる。

【００５３】先ず、ステップ２０１において残留騒音信
号ｅ_lを読み込んだら、ステップ２０２に移行し、上記
（６）又は（７）式に従って、適応ディジタルフィルタ
Ｗ_mの各フィルタ係数Ｗ_miを更新する。ただし、このス
テップ２０２では、ｍ＝１及びｍ＝２についてのみフィ
ルタ係数Ｗ_miを更新する。そして、ステップ２０３に移
行し、フィルタ係数Ｗ_mkを駆動信号ｙ_mとして設定し、
この駆動信号ｙ_mをステップ２０４で各ラウドスピーカ
７ａ〜７ｄに出力する。

【００５４】次いで、ステップ２０５に移行し、上記
（６）又は（７）式に従って、適応ディジタルフィルタ
Ｗ_mの各フィルタ係数Ｗ_miを更新するが、ここでは、ｍ
＝３及びｍ＝４についてフィルタ係数Ｗ_miを更新する。
そして、ステップ２０６に移行し、上記（９）式に従っ
て補間駆動信号Ｉ_mkを演算し、この補間駆動信号Ｉ_mkを
ステップ２０７で駆動信号ｙ_mとして各ラウドスピーカ
７ａ〜７ｄに出力する。ステップ２０７の処理を終えた
ら、ステップ２０１に戻って上述した処理を繰り返し実
行する。

【００５５】このような処理を実行する結果、コントロ
ーラ１０からラウドスピーカ７ａ〜７ｄに対して、駆動
信号生成部１３の出力間隔の半分の間隔で駆動信号ｙ_m
が出力されるため、上記第１実施例と同様の作用効果が
得られる。しかも、本実施例にあっては、基準信号ｘが
大きさ“１”のインパルス列であるため、駆動信号生成
部１３及び基準処理信号生成部１４におけるフィルタ処
理が、フィルタ係数を出力するという非常に簡易な処理
で済むとともに、補間係数ａ_Iが定数であることから補
間駆動信号Ｉ_mkの演算の簡略化されているので、上記第
１実施例よりもさらに演算量の低減が図られる。なお、
本実施例では、適応ディジタルフィルタＷ_mのフィルタ
係数Ｗ_miの更新演算を、ステップ２０２及びステップ２
０５に分散して、ステップ２０１〜２０４の一連の処理
とステップ２０５〜２０７の一連の処理との間で演算量
が均一になるように調整している。

【００５６】そして、演算量が低減されれば、コントロ
ーラ１０を構成する演算素子が安価で済み、上記第１実
施例よりもさらにコストの低減が図られる。ここで、本
実施例では、クランク角センサ５及びインパルス信号生
成部２０によって騒音発生状態検出手段が構成され、補
間駆動信号生成部１６及びステップ２０６の処理によっ
て補間駆動信号生成手段が構成され、出力制御部１７及
びステップ２０３，２０４，２０７の処理によって駆動
信号出力制御手段が構成される。

【００５７】図７は、本発明の第３実施例を示す図であ
って、コントローラ１０内で実行される処理の概要を示
すフローチャートである。なお、基本的な構成は上記第
２実施例と同様であるため、その図示及び説明は省略す
る。即ち、上記第２実施例のように、駆動信号生成部１
３の出力間隔が騒音の周期によって可変であるというこ
とは、エンジン回転数が低回転の場合と高回転の場合と
でサンプリング周期が異なるということであり、より具
体的には、低回転の場合には余裕があっても、高回転に
なるに従って余裕が少なくなることになる。従って、低
回転の場合には充分に演算が間に合っても、高回転の場
合には間に合わない恐れがあるから、コントローラ１０
の設計は、高回転の場合の演算負荷を考慮して行う必要
がある。

【００５８】しかし、高回転の場合には、高調波成分ま
で考慮して厳密に演算しても、コントローラ１０の出力
段に設けられるローパス・フィルタによって遮断されて
しまうため、厳密な演算をする必要性は小さいといえ
る。そこで、本実施例では、低回転の場合には、高調波
まで精度良く演算されるように全てのフィルタ係数Ｗ_mi
に対する更新演算及び駆動信号ｙ_mの生成演算を行う一
方、高回転の場合には、上記第２実施例のような補間演
算を行うことにより、全回転数域でラウドスピーカ７ａ
〜７ｄに対する駆動信号ｙ_mの出力周期を短くし、且
つ、コントローラ１０の演算能力を有効に活用するよう
にしている。

【００５９】具体的には、適応ディジタルフィルタＷ_m
を予め２Ｎタップ用意しておくとともに、そのステップ
３０１で、クランク角信号Ｘの間隔に基づいて、エンジ
ン回転数ｒｐｍを演算する。そして、ステップ３０２に
おいて、そのエンジン回転数ｒｐｍと、低回転数か否か
を判定し得るしきい値ＲＰＭ₀とを比較して、低回転数
域にあるか否かを判断する。

【００６０】このステップ３０２の判定が「ＹＥＳ」の
場合には、ステップ３０３に移行して、上記第２実施例
のような補間は行わず、全てのフィルタ係数Ｗ_miに対す
る更新演算及び駆動信号ｙ_mの生成演算を行うことによ
り、適応ディジタルフィルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_mi
と基準信号ｘとの畳み込み演算によって求められた駆動
信号ｙ_mを各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力する。

【００６１】一方、ステップ３０２の判定が「ＮＯ」の
場合には、ステップ３０４に移行し、エンジン回転数ｒ
ｐｍと、高回転数か否かを判定し得るしきい値ＲＰＭ₁
とを比較し、このステップ３０４の判定が「ＮＯ」の場
合には、ステップ３０５に移行し、高回転数域の処理を
実行する。具体的には、偶数番号のフィルタ係数Ｗ_miを
使用して上記第２実施例と同様の処理を実行する。従っ
て、Ｎ個のフィルタ係数Ｗ_miと、Ｎ個の補間駆動信号Ｉ
_mkとが交互に出力されるから、上記第２実施例と同様の
作用効果が得られる。なお、この場合には、補間駆動信
号Ｉ_mkは、下記の（10）式のようになる。

【００６２】Ｉ_mk＝ａ_I｛Ｗ_mk＋Ｗ_m(k+2)｝ ……（10）なお、ステップ３０４の判定が「ＹＥＳ」の場合には、
「ＮＯ」と判定された場合に比べて演算時間に余裕のあ
る中回転数域であるから、ステップ３０６に移行し、中
回転数域の処理を実行する。具体的には、上記ステップ
３０５と同様の処理を実行する一方、下記の（11）式の
演算を実行する。

【００６３】Ｗ_m(k+1)＝Ｉ_mk ……（11）ここで、ステップ３０５における高回転数域の処理で
は、適応ディジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_miの
内、偶数番号のフィルタ係数Ｗ_miのみを更新するため、
高回転数域から低回転数域に直接移行すると奇数番号の
フィルタ係数Ｗ_miの更新がスムーズに行えない恐れがあ
る。

【００６４】そこで、低回転数域程ではないが比較的演
算時間に余裕のある中回転数域において上記（11）式の
ような演算を実行すれば、演算量の僅かな増加で、低回
転数域に移行した場合のスムーズな適応が可能となる。
なぜならば、上記（11）式で奇数番号のフィルタ係数Ｗ
_m(k+1)に代入される補間駆動信号Ｉ_mkは、上記（10）式
からも明らかなように、偶数番号のフィルタ係数Ｗ_mk及
びＷ_m(k+2)間を補間するべく演算した結果だからであ
る。

【００６５】なお、上記各実施例では、補間駆動信号を
適宜生成し出力することによりサンプリング周期を２倍
にする場合について説明したが、これは２倍以上であっ
てもよい。特に、２の累乗（２，４，８，…，）であれ
ば、出力制御部１７の出力を新たな駆動信号として再帰
的に補間駆動信号を生成すれば、同じアルゴリズムを用
いて容易にサンプリング周期を短くすることができる。
ただし、補間係数ａ_Iは新たに計算する必要がある。

【００６６】また、上記各実施例では、補間係数ａ_Iを
演算によって求めているが、騒音の周期と補間係数ａ_I
との関係に基づく記憶テーブルを予め作成しておいて、
そこから読み出すようにしてもよい。さらに、上記各実
施例では、本発明に係る能動型騒音制御装置を、車室内
に伝達される周期的な騒音である車両のこもり音の低減
を図る装置に適用した場合について説明したが、本発明
の適用対象はこれに限定されるものではなく、他の周期
騒音であってもよいし、車室以外の空間であっても当然
に適用可能である。

【００６７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
騒音の発生状態を表す基準信号を適応ディジタルフィル
タでフィルタ処理することにより生成した駆動信号を補
間して補間駆動信号を生成し、それら駆動信号及び補間
駆動信号を順次制御音源に供給する構成としたため、演
算量やメモリ容量の大幅な増大を招くことなく、制御音
源に対する駆動信号の出力間隔を短くすることができる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の全体構成を示す図であ
る。

【図２】第１実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。

【図３】第１実施例のコントローラ内で実行される処理
の概要を示すフローチャートである。

【図４】本発明の第２実施例の全体構成を示す図であ
る。

【図５】第２実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。

【図６】第２実施例のコントローラ内で実行される処理
の概要を示すフローチャートである。

【図７】第３実施例のコントローラ内で実行される処理
の概要を示すフローチャートである。

【符号の説明】

１車両用能動型騒音制御装置４エンジン（騒音源）５クランク角センサ６車室（空間）７ａ〜７ｄラウドスピーカ（制御音源）８ａ〜８ｈマイクロフォン（残留騒音検出手段）１０コントローラ１１正弦波生成部１３駆動信号生成部（駆動信号生成手段）１４基準処理信号生成部１５フィルタ係数更新部１６補間駆動信号生成部１７出力制御部２０インパルス信号生成部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｈ 21/00 7037−5Ｊ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周期的な騒音を発する騒音源から騒音が
伝達される空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記
騒音源の騒音発生状態を検出し基準信号として出力する
騒音発生状態検出手段と、前記空間内の所定位置におけ
る残留騒音を検出し残留騒音信号として出力する残留騒
音検出手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィ
ルタと、前記基準信号を前記適応ディジタルフィルタで
フィルタ処理して前記制御音源の駆動信号を生成する駆
動信号生成手段と、前記基準信号及び前記残留騒音信号
に基づいて前記空間内の騒音が低減するように前記適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理
手段と、を備えた能動型騒音制御装置において、前記駆
動信号を補間することにより補間駆動信号を生成する補
間駆動信号生成手段と、前記駆動信号及び前記補間駆動
信号を順次前記制御音源に供給する駆動信号出力制御手
段と、を設けたことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２】補間駆動信号生成手段は、時間軸上で隣
合う前後の駆動信号の和に補間係数を乗じて補間駆動信
号を生成する請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【請求項３】補間係数は、駆動信号生成手段による駆
動信号生成の周期と騒音の周期との比に基づいて設定さ
れる請求項２記載の能動型騒音制御装置。