JPH0719157B2 - 騒音制御装置 - Google Patents
騒音制御装置Info
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- JPH0719157B2 JPH0719157B2 JP3195449A JP19544991A JPH0719157B2 JP H0719157 B2 JPH0719157 B2 JP H0719157B2 JP 3195449 A JP3195449 A JP 3195449A JP 19544991 A JP19544991 A JP 19544991A JP H0719157 B2 JPH0719157 B2 JP H0719157B2
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- Japan
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- cycle
- signal
- change
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はマイクロフォンにより検
出された騒音と逆相等音圧の信号をスピーカから出力す
ることにより騒音を消去する騒音制御装置に関し、特に
本発明では騒音の周波数が急峻に変化しても追従可能に
することを目的とする。
出された騒音と逆相等音圧の信号をスピーカから出力す
ることにより騒音を消去する騒音制御装置に関し、特に
本発明では騒音の周波数が急峻に変化しても追従可能に
することを目的とする。
【０００２】
【従来の技術】従来内燃機関等から発生する騒音を低減
するためにはマフラ等の受動的な消音装置が使用されて
きたが、サイズ・消音特性等の観点から改善が生まれて
いた。これに対し従来から音源から発生された騒音と逆
位相・等音圧の補償音をスピーカから出力し、騒音を相
殺する能動型の騒音制御装置が提案されている。
するためにはマフラ等の受動的な消音装置が使用されて
きたが、サイズ・消音特性等の観点から改善が生まれて
いた。これに対し従来から音源から発生された騒音と逆
位相・等音圧の補償音をスピーカから出力し、騒音を相
殺する能動型の騒音制御装置が提案されている。
【０００３】しかしながら、この能動型の騒音制御装置
自体の周波数特性あるいは安定性等が充分でなく実用化
が遅れていた。近年ディジタル回路を使用した信号処理
技術が発展し取り扱うことのできる周波数範囲も拡大し
た結果、実用的な騒音制御装置が多数提案されている
（例えば特開昭63−311396号公報）。
自体の周波数特性あるいは安定性等が充分でなく実用化
が遅れていた。近年ディジタル回路を使用した信号処理
技術が発展し取り扱うことのできる周波数範囲も拡大し
た結果、実用的な騒音制御装置が多数提案されている
（例えば特開昭63−311396号公報）。
【０００４】これはダクトの上流に設置した騒音源用の
マイクロフォンで騒音を検出し信号処理回路により騒音
と逆相・等音圧の信号をダクト下流に設置したスピーカ
から出力し、消音された結果を消音点用のマイクロフォ
ンで検出してフィードバックするフィードフォワード系
とフィードバック系を組み合わせたいわゆる２マイクロ
フォン・１スピーカ型の能動型の騒音制御装置である。
マイクロフォンで騒音を検出し信号処理回路により騒音
と逆相・等音圧の信号をダクト下流に設置したスピーカ
から出力し、消音された結果を消音点用のマイクロフォ
ンで検出してフィードバックするフィードフォワード系
とフィードバック系を組み合わせたいわゆる２マイクロ
フォン・１スピーカ型の能動型の騒音制御装置である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の能
動型の騒音制御装置においては、騒音源の騒音周期が急
峻に変化する場合にはフィードバック系の欠点として少
なくともスピーカからマイクロフォンまでの音波伝達特
性分以上は遅れるので、消音効果が低減するという問題
があった。
動型の騒音制御装置においては、騒音源の騒音周期が急
峻に変化する場合にはフィードバック系の欠点として少
なくともスピーカからマイクロフォンまでの音波伝達特
性分以上は遅れるので、消音効果が低減するという問題
があった。
【０００６】したがって本発明は上記問題点に鑑みて、
騒音周期の急峻な変化に追従可能な騒音周期制御装置を
提供することを目的とする。
騒音周期の急峻な変化に追従可能な騒音周期制御装置を
提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】第１図は本発明の原理構
成を示す図である。本発明は前記問題点を解決するため
に騒音発生源１からの騒音を消去するための電気信号・
音波変換器２と、該電気信号・音波変換器２からの音波
で消去した騒音の残留音を電気信号に変換するための音
波・電気信号変換器３と、該音波・電気信号変換器３の
信号に基づき該電気信号・音波変換器２へ騒音を消去す
るための補償信号を形成する適応型フィルタリング手段
４とを有する騒音制御装置に、騒音周期の予測変化に応
じて適応型フィルタリング手段４のフィルタ特性を変更
する周期検出制御手段５を設ける。
成を示す図である。本発明は前記問題点を解決するため
に騒音発生源１からの騒音を消去するための電気信号・
音波変換器２と、該電気信号・音波変換器２からの音波
で消去した騒音の残留音を電気信号に変換するための音
波・電気信号変換器３と、該音波・電気信号変換器３の
信号に基づき該電気信号・音波変換器２へ騒音を消去す
るための補償信号を形成する適応型フィルタリング手段
４とを有する騒音制御装置に、騒音周期の予測変化に応
じて適応型フィルタリング手段４のフィルタ特性を変更
する周期検出制御手段５を設ける。
【０００８】周期検出制御手段５は前記騒音発生源１の
騒音周期を検出し、該騒音周期の変化を予測し、該騒音
周期の予測変化に応じて、前記適応型フィルタリング手
段４に包含される複数の乗算器に設定されている乗算係
数を更新設定せしめる。また、前記周期検出制御手段５
は前記騒音発生源１に騒音周期を検出し、該騒音周期の
変化を予測して、該騒音周期の予測変化に応じて前記適
応型フィルタリング手段４に包含される複数の遅延器の
タップを移動せしめるようにしてもよい。
騒音周期を検出し、該騒音周期の変化を予測し、該騒音
周期の予測変化に応じて、前記適応型フィルタリング手
段４に包含される複数の乗算器に設定されている乗算係
数を更新設定せしめる。また、前記周期検出制御手段５
は前記騒音発生源１に騒音周期を検出し、該騒音周期の
変化を予測して、該騒音周期の予測変化に応じて前記適
応型フィルタリング手段４に包含される複数の遅延器の
タップを移動せしめるようにしてもよい。
【０００９】さらに、前記周期検出制御手段５は前記適
応型フィルタリング４に包含される複数の乗算器の乗算
係数を複数次元のベクトルを形成して、該ベクトルの変
化を検出しかつ予測し、該ベクトルの予測変化に応じて
前記複数の乗算器の乗算係数を更新設定するようにして
もよい。
応型フィルタリング４に包含される複数の乗算器の乗算
係数を複数次元のベクトルを形成して、該ベクトルの変
化を検出しかつ予測し、該ベクトルの予測変化に応じて
前記複数の乗算器の乗算係数を更新設定するようにして
もよい。
【００１０】
【作用】第１図における騒音制御装置によれば、騒音発
生源１からの騒音とスピーカ２からの逆相等音圧の音波
との差信号により、この騒音信号を入力する適応型フィ
ルタリング手段４の補償信号が振幅、位相につき調整さ
れて騒音が消音される。さらに騒音周期が急に変化する
と、周期検出手段によって騒音周期変化が検出され、電
気信号・音波変換器２等を介した消音点までの伝達特性
を考慮した先の騒音周期の変化を予測して、適応型フィ
ルタリング手段４を構成する複数の乗算器の乗算係数が
シフト制御され、電気信号・音波変換器２からの補償音
波の周期は消音点で騒音の周期と一致することになる。
したがって騒音周期が急峻に変化しても追従可能にな
る。
生源１からの騒音とスピーカ２からの逆相等音圧の音波
との差信号により、この騒音信号を入力する適応型フィ
ルタリング手段４の補償信号が振幅、位相につき調整さ
れて騒音が消音される。さらに騒音周期が急に変化する
と、周期検出手段によって騒音周期変化が検出され、電
気信号・音波変換器２等を介した消音点までの伝達特性
を考慮した先の騒音周期の変化を予測して、適応型フィ
ルタリング手段４を構成する複数の乗算器の乗算係数が
シフト制御され、電気信号・音波変換器２からの補償音
波の周期は消音点で騒音の周期と一致することになる。
したがって騒音周期が急峻に変化しても追従可能にな
る。
【００１１】周期検出手段５によって、適応型フィルタ
リング手段４の遅延器のタップを移動しても同様の働き
が得られる。さらに周期検出手段５によって、適応型フ
ィルタリング４の乗算器の乗算係数がベクトル化され、
そのベクトル変化が騒音周期と密接に関係するので、ベ
クトル変化の予測により騒音周期が容易に予測でき、前
記伝達特性を考慮することにより、周期変化が急峻であ
っても補償音波の周期を消音点で一致させることが可能
になる。
リング手段４の遅延器のタップを移動しても同様の働き
が得られる。さらに周期検出手段５によって、適応型フ
ィルタリング４の乗算器の乗算係数がベクトル化され、
そのベクトル変化が騒音周期と密接に関係するので、ベ
クトル変化の予測により騒音周期が容易に予測でき、前
記伝達特性を考慮することにより、周期変化が急峻であ
っても補償音波の周期を消音点で一致させることが可能
になる。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図２は本発明の実施例に係る騒音制御装置を
示す図である。本図の構成を説明する。本図に示す騒音
制御装置は自動車のエンジン等の騒音発生源１からの騒
音を消音点Ｐ（図中）付近で消去するためのスピーカ２
と、該スピーカ２への出力を増幅する増幅器201 と、該
増幅器201 へアナログ信号を供給するためにディジタル
信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ（Digital To Ana
log Converter)変換器202 と、前記騒音発生源１からの
騒音を前記スピーカ２からの音波で消去した騒音の残留
音を電気信号に変換するためのマイクロフォン３と、該
マイクロフォン３の電気信号を増幅するための増幅器30
1 と、該増幅器301 のアナログ信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ（Analog To Digital Converter)変換器
302 と、前記Ａ／Ｄ変換器302 からの信号に基づき、フ
ィルタ係数を制御して前記スピーカ２へ騒音を消去する
ための補償信号を形成する適応型フィルタリング手段４
と、前記騒音発生源１からのタイミング信号を入力し、
後述するマイクロフォン６等からの騒音信号又は、差信
号演算手段８等からの騒音再現信号を入力し、騒音周期
を検出し、周期変化を予測し、周期予測変化に応じて前
記適応型フィルタリング手段４を制御して急峻な変化に
追従可能とする周期検出制御手段５と、前記騒音発生源
１の近傍に設置されたマイクロフォン６と、該マイクロ
フォン６の出力を増幅する増幅器601 と、該増幅器601
のアナログ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器602 と、前記適応型フィルタリング手段４の出力
に接続され、その出力点からのスピーカ２、マイクロフ
ォン３を介して後述する差信号演算手段８の入力に至る
伝達特性Ｈｄを模擬する伝達特性模擬手段７と、該伝達
特性模擬手段７の出力と前記Ａ／Ｄ変換器３０２の出力
との差信号を演算する差信号演算手段８と、前記適応型
フィルタリング手段４の入力信号を択一的に選択するス
イッチ手段９とを含む。ここに適応型フィルタリング手
段４、周期検出制御手段５等はＤＳＰ（Digital Signal
Processor）で構成される。
説明する。図２は本発明の実施例に係る騒音制御装置を
示す図である。本図の構成を説明する。本図に示す騒音
制御装置は自動車のエンジン等の騒音発生源１からの騒
音を消音点Ｐ（図中）付近で消去するためのスピーカ２
と、該スピーカ２への出力を増幅する増幅器201 と、該
増幅器201 へアナログ信号を供給するためにディジタル
信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ（Digital To Ana
log Converter)変換器202 と、前記騒音発生源１からの
騒音を前記スピーカ２からの音波で消去した騒音の残留
音を電気信号に変換するためのマイクロフォン３と、該
マイクロフォン３の電気信号を増幅するための増幅器30
1 と、該増幅器301 のアナログ信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ（Analog To Digital Converter)変換器
302 と、前記Ａ／Ｄ変換器302 からの信号に基づき、フ
ィルタ係数を制御して前記スピーカ２へ騒音を消去する
ための補償信号を形成する適応型フィルタリング手段４
と、前記騒音発生源１からのタイミング信号を入力し、
後述するマイクロフォン６等からの騒音信号又は、差信
号演算手段８等からの騒音再現信号を入力し、騒音周期
を検出し、周期変化を予測し、周期予測変化に応じて前
記適応型フィルタリング手段４を制御して急峻な変化に
追従可能とする周期検出制御手段５と、前記騒音発生源
１の近傍に設置されたマイクロフォン６と、該マイクロ
フォン６の出力を増幅する増幅器601 と、該増幅器601
のアナログ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器602 と、前記適応型フィルタリング手段４の出力
に接続され、その出力点からのスピーカ２、マイクロフ
ォン３を介して後述する差信号演算手段８の入力に至る
伝達特性Ｈｄを模擬する伝達特性模擬手段７と、該伝達
特性模擬手段７の出力と前記Ａ／Ｄ変換器３０２の出力
との差信号を演算する差信号演算手段８と、前記適応型
フィルタリング手段４の入力信号を択一的に選択するス
イッチ手段９とを含む。ここに適応型フィルタリング手
段４、周期検出制御手段５等はＤＳＰ（Digital Signal
Processor）で構成される。
【００１３】図３は図２の周期検出制御手段の構成を示
す図である。本図に示す周期検出制御手段５は周期検出
部501 と、周期予測部502 と、適応型フィルタリング手
段４の係数等の制御部503 とからなる。図４は図３の周
期検出部501 の周期検出方法の例を説明する図である。
本図（ａ）は騒音発生源１として自動車エンジン又はモ
ータ等の点火タイミング、或いは回転タイミング（回転
数）を検出する方法である。周期検出部501 の入力には
矩形波の信号が入力し、この周期Ｔがもとめられ、周期
予測部502へ出力される。自動車の騒音では急峻な騒音
変化は自動車エンジンの回転数等の変化によって生じる
ためである。
す図である。本図に示す周期検出制御手段５は周期検出
部501 と、周期予測部502 と、適応型フィルタリング手
段４の係数等の制御部503 とからなる。図４は図３の周
期検出部501 の周期検出方法の例を説明する図である。
本図（ａ）は騒音発生源１として自動車エンジン又はモ
ータ等の点火タイミング、或いは回転タイミング（回転
数）を検出する方法である。周期検出部501 の入力には
矩形波の信号が入力し、この周期Ｔがもとめられ、周期
予測部502へ出力される。自動車の騒音では急峻な騒音
変化は自動車エンジンの回転数等の変化によって生じる
ためである。
【００１４】本図（ｂ）は本図（ａ）のようなタイミン
グ信号が得られない場合には、自動車エンジン等の近傍
のマイクロフォンまたは振動計６から騒音波形を検出
し、その時間波形ピークから騒音信号の周期Ｔを得るこ
とを示す。この信号処理ではある騒音信号レベルが一定
レベルの騒音信号レベルを越えたときに矩形波を発生す
るようにすれば本図（ａ）と同様にして周期Ｔが得られ
る。
グ信号が得られない場合には、自動車エンジン等の近傍
のマイクロフォンまたは振動計６から騒音波形を検出
し、その時間波形ピークから騒音信号の周期Ｔを得るこ
とを示す。この信号処理ではある騒音信号レベルが一定
レベルの騒音信号レベルを越えたときに矩形波を発生す
るようにすれば本図（ａ）と同様にして周期Ｔが得られ
る。
【００１５】本図（ｃ）はマイクロフォンに入力した騒
音信号をディジタル化した後に騒音周期Ｔを求めるＢＰ
Ｆ（Band Pass Filter）ピーク検出方法を示す。この方
法は、複数のバンドパスフィルタ１，２，…，ｎと、各
バンドパスフィルタ１，２，…，ｎに接続される絶対値
化部（ABS)と、各絶対値化部に接続される平均化部（LP
F)と、各平均化部の最大値を検出する最大バンド検出部
からなり、騒音レベルの最大周波数帯を検出して、その
最大周波数帯の周期を騒音信号の周期とするものであ
る。
音信号をディジタル化した後に騒音周期Ｔを求めるＢＰ
Ｆ（Band Pass Filter）ピーク検出方法を示す。この方
法は、複数のバンドパスフィルタ１，２，…，ｎと、各
バンドパスフィルタ１，２，…，ｎに接続される絶対値
化部（ABS)と、各絶対値化部に接続される平均化部（LP
F)と、各平均化部の最大値を検出する最大バンド検出部
からなり、騒音レベルの最大周波数帯を検出して、その
最大周波数帯の周期を騒音信号の周期とするものであ
る。
【００１６】本図（ｄ）は適応型フィルタを用いた周期
検出方法であって、差信号演算手段８の差信号ＳR を入
力する遅延器（Delay)と、該遅延器の出力を入力する適
応型フィルタ（ADF)と、適応型フィルタの出力とスルー
の入力信号の差信号をとる加算部と、該加算部の差信号
を最小二乗法処理して、適応型フィルタの係数を決定す
る最小二乗法処理部（LMS)とからなり、適応型フィルタ
の係数から騒音信号の周期を求める。
検出方法であって、差信号演算手段８の差信号ＳR を入
力する遅延器（Delay)と、該遅延器の出力を入力する適
応型フィルタ（ADF)と、適応型フィルタの出力とスルー
の入力信号の差信号をとる加算部と、該加算部の差信号
を最小二乗法処理して、適応型フィルタの係数を決定す
る最小二乗法処理部（LMS)とからなり、適応型フィルタ
の係数から騒音信号の周期を求める。
【００１７】図５は検出周期に基づき周期変化量の予測
方法を説明する図である。周期予測部502 では本図に示
すように当初周期が一定である時刻（ｔ0)で周期が小さ
くなるように変化したとすると周期検出部501 では図中
のように周期変化量が検出される。一方従来の技術で
はマイクロフォン３の位置では図中のように伝達特性
Ｈｄだけ遅れることになる。ここで説明の簡単のため
に、適応型フィルタリング手段４等の信号処理部の伝達
特性等は無視している。周期予測部502 では上記伝達特
性Ｈｄを考慮して、図中の曲線に対して図中の曲線
のように早めに周期を変化させるためのデータを算出す
る。本図では周期の変化を時間に対して直線で示してい
るが、これは曲線でもよく、その場合には図中の曲線
は関数を設けて、これをフイッティングして求めてもよ
い。このようにして得られた本図の曲線において、現
時刻（ｔ1)の周期Ｔ1 に対して予測される周期Ｔ2 が求
められる。図３のＡＤＦの係数等の制御部503 について
は後述する。
方法を説明する図である。周期予測部502 では本図に示
すように当初周期が一定である時刻（ｔ0)で周期が小さ
くなるように変化したとすると周期検出部501 では図中
のように周期変化量が検出される。一方従来の技術で
はマイクロフォン３の位置では図中のように伝達特性
Ｈｄだけ遅れることになる。ここで説明の簡単のため
に、適応型フィルタリング手段４等の信号処理部の伝達
特性等は無視している。周期予測部502 では上記伝達特
性Ｈｄを考慮して、図中の曲線に対して図中の曲線
のように早めに周期を変化させるためのデータを算出す
る。本図では周期の変化を時間に対して直線で示してい
るが、これは曲線でもよく、その場合には図中の曲線
は関数を設けて、これをフイッティングして求めてもよ
い。このようにして得られた本図の曲線において、現
時刻（ｔ1)の周期Ｔ1 に対して予測される周期Ｔ2 が求
められる。図３のＡＤＦの係数等の制御部503 について
は後述する。
【００１８】次に適応型フィルタリング手段４について
簡単に説明する。スイッチ手段９が差信号演算手段８を
選択すると、騒音発生源１の騒音ＳN とし、マイクロフ
ォン３までのその伝達特性をＨNOISE とし、適応型フィ
ルタリング手段４の補償信号をＳC とし、適応型フィル
タリング手段４からスピーカ２を介してマイクロフォン
３に至る系の伝達特性をＨSPとし、マイクロフォン３か
ら差信号演算手段８へ至る系の伝達特性をＨmic とし、
伝達特性模擬手段７の伝達特性Ｈｄ１について、Ｈｄ１
＝ＨSP・Ｈmic ＝Ｈｄとすると、マイクロフォン３から
出力される残留音の信号ＳM は、ＳM ＝ＳN ・ＨNOISE
＋ＳC ・Ｈspとなる。従って、差演算部８における演算
結果である差信号ＳR は、ＳR ＝ＳM ・Ｈmic −ＳC ・
Ｈｄ１＝ＳN ・ＨNOISE ・Ｈmic ＋ＳC ・Ｈsp・Ｈmic
−ＳC ・ＨSP・Ｈmic＝ＳN ・Ｈ NOISE ・Ｈmic とな
り、騒音のみをマイクロフォン３で検出した時の信号を
演算することとなる。また、適応型フィルタリング手段
４の適応型フィルタの係数を変更するための制御信号と
しては、Ａ／Ｄ変換器３０２の出力ＳE が与えられる。
適応型フィルタリング手段４はこの制御信号が零になる
ように係数を変更するものであり、ＳE ＝ＳM ・Ｈmic
であるためＳE ＝０のときＳM ＝０となる。従って、差
信号演算手段８からの差信号ＳR を被制御信号として適
応型フィルタリング手段４に入力し、制御信号としてＡ
／Ｄ変換器３０２の出力ＳE を入力することによって、
適応型フィルタリング手段はＳE ＝０となるように補償
信号ＳC を演算する。スイッチ手段９がマイクロフォン
６を選択すると、マイクロフォン６を入力信号として適
応型フィルタリング手段４は補償信号ＳC を演算する。
簡単に説明する。スイッチ手段９が差信号演算手段８を
選択すると、騒音発生源１の騒音ＳN とし、マイクロフ
ォン３までのその伝達特性をＨNOISE とし、適応型フィ
ルタリング手段４の補償信号をＳC とし、適応型フィル
タリング手段４からスピーカ２を介してマイクロフォン
３に至る系の伝達特性をＨSPとし、マイクロフォン３か
ら差信号演算手段８へ至る系の伝達特性をＨmic とし、
伝達特性模擬手段７の伝達特性Ｈｄ１について、Ｈｄ１
＝ＨSP・Ｈmic ＝Ｈｄとすると、マイクロフォン３から
出力される残留音の信号ＳM は、ＳM ＝ＳN ・ＨNOISE
＋ＳC ・Ｈspとなる。従って、差演算部８における演算
結果である差信号ＳR は、ＳR ＝ＳM ・Ｈmic −ＳC ・
Ｈｄ１＝ＳN ・ＨNOISE ・Ｈmic ＋ＳC ・Ｈsp・Ｈmic
−ＳC ・ＨSP・Ｈmic＝ＳN ・Ｈ NOISE ・Ｈmic とな
り、騒音のみをマイクロフォン３で検出した時の信号を
演算することとなる。また、適応型フィルタリング手段
４の適応型フィルタの係数を変更するための制御信号と
しては、Ａ／Ｄ変換器３０２の出力ＳE が与えられる。
適応型フィルタリング手段４はこの制御信号が零になる
ように係数を変更するものであり、ＳE ＝ＳM ・Ｈmic
であるためＳE ＝０のときＳM ＝０となる。従って、差
信号演算手段８からの差信号ＳR を被制御信号として適
応型フィルタリング手段４に入力し、制御信号としてＡ
／Ｄ変換器３０２の出力ＳE を入力することによって、
適応型フィルタリング手段はＳE ＝０となるように補償
信号ＳC を演算する。スイッチ手段９がマイクロフォン
６を選択すると、マイクロフォン６を入力信号として適
応型フィルタリング手段４は補償信号ＳC を演算する。
【００１９】図６は適応型フィルタリング手段を示す図
である。本図の適応型フィルタリング手段は非巡回型フ
ィルタによって構成され、具体的には一サンプリング周
期の遅延を行う一連の遅延器401 と、各該遅延器401 に
接続される複数の乗算器402と、各該乗算器402 の出力
を加算する複数の加算器403 と、該マイクロフォン３の
出力が、最小二乗法により最小になるように各前記乗算
器402 の乗算係数を制御する係数更新手段404 とを含
む。
である。本図の適応型フィルタリング手段は非巡回型フ
ィルタによって構成され、具体的には一サンプリング周
期の遅延を行う一連の遅延器401 と、各該遅延器401 に
接続される複数の乗算器402と、各該乗算器402 の出力
を加算する複数の加算器403 と、該マイクロフォン３の
出力が、最小二乗法により最小になるように各前記乗算
器402 の乗算係数を制御する係数更新手段404 とを含
む。
【００２０】なお、一連の遅延器４０１はランダムアク
セスメモリ（ＲＡＭ）で構成されてもよく、この場合入
力されたサンプリングデータを１サンプリング毎に順次
次のアドレスにシフトする或いはサンプリングデータを
入力するアドレスの値を１サンプリング毎に順次シフト
するようにすればよい。本図に示す適応型フィルタリン
グ手段４の乗算器402 の乗算係数ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn
について周期検出制御手段５のＡＤＦの係数等の制御部
503 による再設定を説明する。
セスメモリ（ＲＡＭ）で構成されてもよく、この場合入
力されたサンプリングデータを１サンプリング毎に順次
次のアドレスにシフトする或いはサンプリングデータを
入力するアドレスの値を１サンプリング毎に順次シフト
するようにすればよい。本図に示す適応型フィルタリン
グ手段４の乗算器402 の乗算係数ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn
について周期検出制御手段５のＡＤＦの係数等の制御部
503 による再設定を説明する。
【００２１】図７は適応型フィルタリングを構成する複
数乗算器の乗算係数のシフトを説明する図である。本図
（ａ）は遅延器401 を通過する信号を模式的に示すもの
である。通常はマイクロフォン３の信号により各乗算器
402の乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，…ｇn ) が設定されてい
るが、周期予測部502 で短い周期から長い周期への変化
が予測されると、ＡＤＦの係数等の制御部503 により、
各乗算器402 の乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，…ｇn ）が
（ｇ′0 ，ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn-1)，…,(ｇ′-8，ｇ′
-7，…，ｇ′0 ，ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn-9)となるよう
に、すなわちｎ番目の乗算器（遅延器）に向ってシフト
させられる。これにより遅延量が長くなり、周期を長く
することができる。
数乗算器の乗算係数のシフトを説明する図である。本図
（ａ）は遅延器401 を通過する信号を模式的に示すもの
である。通常はマイクロフォン３の信号により各乗算器
402の乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，…ｇn ) が設定されてい
るが、周期予測部502 で短い周期から長い周期への変化
が予測されると、ＡＤＦの係数等の制御部503 により、
各乗算器402 の乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，…ｇn ）が
（ｇ′0 ，ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn-1)，…,(ｇ′-8，ｇ′
-7，…，ｇ′0 ，ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn-9)となるよう
に、すなわちｎ番目の乗算器（遅延器）に向ってシフト
させられる。これにより遅延量が長くなり、周期を長く
することができる。
【００２２】本図（ｂ）は上記の逆に、周期予測部502
で長い周期から短かい周期への変化が予測されるとＡＤ
Ｆの係数等の制御部503 により各乗算器402 の乗算係数
（ｇ 1 ，ｇ2 ，…，ｇn ) が（ｇ2 ，ｇ3 ，…，ｇn ，
ｇ′n+1)，…,(ｇ10，ｇ11，…，ｇn ，ｇ′n+1 ，ｇ′
n+2 ，…，ｇ′n+9)，…となるようにすなわち０番目の
乗算器（遅延器）に向ってシフトさせられる。これによ
り遅延量が短かくなり、周期を短かくすることができ
る。ただし、ｇ′は任意の最適値（例えば０）とする。
で長い周期から短かい周期への変化が予測されるとＡＤ
Ｆの係数等の制御部503 により各乗算器402 の乗算係数
（ｇ 1 ，ｇ2 ，…，ｇn ) が（ｇ2 ，ｇ3 ，…，ｇn ，
ｇ′n+1)，…,(ｇ10，ｇ11，…，ｇn ，ｇ′n+1 ，ｇ′
n+2 ，…，ｇ′n+9)，…となるようにすなわち０番目の
乗算器（遅延器）に向ってシフトさせられる。これによ
り遅延量が短かくなり、周期を短かくすることができ
る。ただし、ｇ′は任意の最適値（例えば０）とする。
【００２３】図８は適応型フィルタリング手段を構成す
る遅延器のタップ移動を説明する図であり、図７に示す
ものの変形である。本図（ａ）は通常、遅延器401 のタ
ップ（Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn ）が設定されているが、周
期予測部502 で短かい周期から長い周期への変化が予測
されると、ＡＤＦの係数等の制御部503 により、タップ
（Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn ）が（Ｔ′0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 ，
…，Ｔn-1)，…,(Ｔ′-1 0 ，…，Ｔ′-1，Ｔ′0 ，
Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn-9)，…となるようにすなわちｎ番
目の遅延器に向ってシフトさせられる。これにより遅延
量が長くなり、周期を長くすることができる。
る遅延器のタップ移動を説明する図であり、図７に示す
ものの変形である。本図（ａ）は通常、遅延器401 のタ
ップ（Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn ）が設定されているが、周
期予測部502 で短かい周期から長い周期への変化が予測
されると、ＡＤＦの係数等の制御部503 により、タップ
（Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn ）が（Ｔ′0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 ，
…，Ｔn-1)，…,(Ｔ′-1 0 ，…，Ｔ′-1，Ｔ′0 ，
Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn-9)，…となるようにすなわちｎ番
目の遅延器に向ってシフトさせられる。これにより遅延
量が長くなり、周期を長くすることができる。
【００２４】本図（ｂ）は上記の逆に、周期予測部502
で長い周期から短かい周期への変化が予測されるとＡＤ
Ｆの係数等の制御部503 により各遅延器401 のタップ
（Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn ）が（Ｔ2 ，Ｔ3 ，…，Ｔn ，
Ｔ′n+1)，…（Ｔ10，Ｔ11，…，Ｔn ，Ｔ′n+1 ，Ｔ′
n+2 ，…，Ｔ′n+9)，…となるようにすなわち０番目の
乗算器へ向ってシフトさせられる。これにより遅延量が
短かくなり、周期を短かくすることができる。ただし、
Ｔ′は、任意の最適値（例えば０）である。
で長い周期から短かい周期への変化が予測されるとＡＤ
Ｆの係数等の制御部503 により各遅延器401 のタップ
（Ｔ1 ，Ｔ2 ，…，Ｔn ）が（Ｔ2 ，Ｔ3 ，…，Ｔn ，
Ｔ′n+1)，…（Ｔ10，Ｔ11，…，Ｔn ，Ｔ′n+1 ，Ｔ′
n+2 ，…，Ｔ′n+9)，…となるようにすなわち０番目の
乗算器へ向ってシフトさせられる。これにより遅延量が
短かくなり、周期を短かくすることができる。ただし、
Ｔ′は、任意の最適値（例えば０）である。
【００２５】図９は図２の周期検出制御手段の別の変形
を示す図である。周期検出制御手段５の周期検出部501
は適応型フィルタリング手段４の乗算器402 の乗算係数
を入力し、次のｎ次元ベクトルを形成する。
を示す図である。周期検出制御手段５の周期検出部501
は適応型フィルタリング手段４の乗算器402 の乗算係数
を入力し、次のｎ次元ベクトルを形成する。
【００２６】
【数１】
【００２７】適応型フィルタリング手段４は逐次本図
（ａ),（ｂ),（ｃ）のように乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，
…，ｇn ）が更新されるので、周期予測部502 では、ｔ
＝０，１，２，…のようにベクトルを追跡して、ｔ時間
後のベクトルが予測され、この予測がなされると、この
ベクトルから乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn ）を求
め、ＡＤＦの係数等の制御部503 によりこれらの乗算係
数が乗算器402 へ設定される。このように適応型フィル
タリング手段４に包含される乗算器４０２の乗算係数を
変更することによって、或いは遅延器４０１の出力タッ
プを移動させることによって、適応型フィルタリング手
段４のフィルタ特性を変更することができる。
（ａ),（ｂ),（ｃ）のように乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，
…，ｇn ）が更新されるので、周期予測部502 では、ｔ
＝０，１，２，…のようにベクトルを追跡して、ｔ時間
後のベクトルが予測され、この予測がなされると、この
ベクトルから乗算係数（ｇ1 ，ｇ2 ，…，ｇn ）を求
め、ＡＤＦの係数等の制御部503 によりこれらの乗算係
数が乗算器402 へ設定される。このように適応型フィル
タリング手段４に包含される乗算器４０２の乗算係数を
変更することによって、或いは遅延器４０１の出力タッ
プを移動させることによって、適応型フィルタリング手
段４のフィルタ特性を変更することができる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、騒
音発生源の騒音周期を検出し、騒音周期の特徴から先を
予測して周期を制御するようにしたので急峻な周波数変
化にも追従可能になった。
音発生源の騒音周期を検出し、騒音周期の特徴から先を
予測して周期を制御するようにしたので急峻な周波数変
化にも追従可能になった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例に係る騒音制御装置を示す図で
ある。
ある。
【図３】図２の周期検出制御手段の構成を示す図であ
る。
る。
【図４】図３の周期検出部の周期検出方法を説明する図
である。
である。
【図５】周期変化量の予測方法を説明する図である。
【図６】図２の適応型フィルタリング手段を示す図であ
る。
る。
【図７】適応型フィルタリング手段を構成する複数の乗
算器の乗算係数のシフトを説明する図である。
算器の乗算係数のシフトを説明する図である。
【図８】適応型フィルタリング手段を構成する複数の遅
延器のタップ移動を説明する図である。
延器のタップ移動を説明する図である。
【図９】図２の周期検出制御手段の別の変形を示す図で
ある。
ある。
１…騒音発生源 ２…電気信号・音波変換器 ３…音波・電気信号変換器 ４…適応型フィルタリング手段 ５…周期検出制御手段
Claims (4)
- 【請求項１】 騒音発生源（１）からの騒音を消去する
ための電気信号・音波変換器（２）と、該電気信号・音
波変換器（２）からの音波で消去した騒音の残留音を電
気信号に変換するための音波・電気信号変換器（３）
と、該音波・電気信号変換器（３）の信号に基づきフィ
ルタ係数を制御して該電気信号・音波変換器（２）へ騒
音を消去するための補償信号を形成する適応型フィルタ
リング手段（４）とを有する騒音制御装置において、 前記騒音発生源（１）の騒音周期を検出し、該騒音周期
の変化を予測し、該騒音周期の予測変化に応じて、前記
適応型フィルタリング手段（４）のフィルタ特性を変更
する周期検出制御手段（５）を備えることを特徴とする
騒音制御装置。 - 【請求項２】 前記周期検出制御手段（５）は、前記騒
音発生源（１）の騒音周期を検出し、該騒音周期の変化
を予測し、該騒音周期の予測変化に応じて前記適応型フ
ィルタリング手段（４）に包含される乗算器の乗算係数
を更新設定せしめることを特徴とする請求項１記載の騒
音制御装置。 - 【請求項３】 前記周期検出制御手段（５）は、前記騒
音発生源（１）の騒音周期を検出し、該騒音周期の変化
を予測して、該騒音周期の予測変化に応じて前記適応型
フィルタリング手段４に包含される遅延器の出力タップ
を移動せしめることを特徴とする請求項１記載の騒音制
御装置。 - 【請求項４】 前記周期検出制御手段（５）は前記適応
型フィルタリング（４）に包含される複数の乗算器の乗
算係数を複数次元のベクトルを形成して、該ベクトルの
変化を検出しかつ予測し、該ベクトルの予測変化に応じ
て前記複数の乗算器の乗算係数を更新設定することを特
徴とする請求項１記載の騒音制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3195449A JPH0719157B2 (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | 騒音制御装置 |
| DE69227252T DE69227252T2 (de) | 1991-05-30 | 1992-05-26 | Lärmüberwachungsgerät |
| US07/934,652 US5319715A (en) | 1991-05-30 | 1992-05-26 | Noise sound controller |
| PCT/JP1992/000680 WO1992022054A1 (fr) | 1991-05-30 | 1992-05-26 | Dispositif d'attenuation des bruits |
| EP92910577A EP0598120B1 (en) | 1991-05-30 | 1992-05-26 | Noise control apparatus |
| CA002086926A CA2086926C (en) | 1991-05-30 | 1992-05-26 | Noise sound controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3195449A JPH0719157B2 (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | 騒音制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0540485A JPH0540485A (ja) | 1993-02-19 |
| JPH0719157B2 true JPH0719157B2 (ja) | 1995-03-06 |
Family
ID=16341253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3195449A Expired - Fee Related JPH0719157B2 (ja) | 1991-05-30 | 1991-08-05 | 騒音制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0719157B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL9302076A (nl) * | 1993-11-30 | 1995-06-16 | Tno | Systeem voor het genereren van een tijdvariant signaal ter onderdrukking van een primair signaal met minimalisatie van een predictiefout. |
| JP3800147B2 (ja) | 2002-08-07 | 2006-07-26 | ソニー株式会社 | カメラ一体型記録装置の適応ノイズ低減方法 |
| JP2008122686A (ja) * | 2006-11-13 | 2008-05-29 | Takenaka Komuten Co Ltd | 騒音低減装置及びその制御装置 |
| JP2011048098A (ja) * | 2009-08-26 | 2011-03-10 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | ファン騒音減音装置及びその方法 |
-
1991
- 1991-08-05 JP JP3195449A patent/JPH0719157B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0540485A (ja) | 1993-02-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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