WO2011078061A1 - 線路変換構造およびそれを用いたアンテナ - Google Patents

線路変換構造およびそれを用いたアンテナ Download PDF

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WO2011078061A1
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slot
conductor
ground
line
dielectric layer
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PCT/JP2010/072720
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郡山　慎一
Original Assignee
京セラ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/1007—Microstrip transitions to Slotline or finline
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/107—Hollow-waveguide/strip-line transitions
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas

Definitions

  • the present invention relates to a line conversion structure for converting a high-frequency transmission line formed in a dielectric layer into a slot line, and particularly to house or mount a high-frequency semiconductor element in a microwave band to a millimeter wave band region. More particularly, the present invention relates to a line conversion structure suitable for interlayer connection of transmission lines, connection to an antenna, connection to a waveguide, and the like, and an antenna using the same.
  • radio waves used for information transmission have been studied from the microwave range of 1 GHz to 30 GHz to the millimeter wave range of 30 GHz to 300 GHz. For example, 60 GHz is used.
  • An application system such as a home high-speed wireless transmission system (wireless PAN: Personal Area Network) has been proposed.
  • a high-frequency element used in such an application system or the like
  • an interlayer connection of a transmission line, a connection to an antenna, and the like are performed via a slot line. Often done.
  • a wiring board disclosed in Patent Document 1 is known as a wiring board using transmission line connection via a slot line.
  • the microstrip line configured in the upper dielectric layer and the output microstrip line configured in the lower dielectric layer are electromagnetically coupled via a slot provided between the dielectric layers. Are connected in high frequency.
  • the characteristics of the electromagnetic coupling between the microstrip line and the slot in such a wiring board vary depending on the stub length from the open end of each microstrip line to the center of the slot and the slot length. is there.
  • the variation in slot length is determined only by the variation in printing dimensions, and is relatively small.
  • the variation in stub length tends to be large due to variations in printing position when forming each microstrip line, variations in printing position when forming slots, and stacking deviations when stacking upper and lower dielectric layers. Therefore, there has been a problem that the characteristics of electromagnetic coupling between the microstrip line and the slot vary.
  • a wiring board disclosed in Patent Document 2 is known as a line conversion structure for converting a line transmitting a high frequency into a slot line.
  • This example is a wiring board for connecting a coplanar line to a dielectric waveguide through a slot formed on the same plane.
  • the stub length is not affected by the printing position deviation and the laminating deviation as described above and depends only on the dimensional variation of the printing. The variation is relatively small, and the variation in the conversion characteristics from the coplanar line to the slot is small.
  • a wiring board disclosed in Patent Document 3 is known as a line conversion structure for converting a microstrip line into a coplanar line.
  • a ground conductor is formed on both sides of the signal conductor with a gap from the signal conductor, and the gap is narrowed so that the impedance is constant.
  • An object of the present invention is to provide a line conversion structure for converting a high-frequency transmission line into a slot line with small variations in conversion characteristics and low conversion loss.
  • the line conversion structure is a line conversion structure that converts a high-frequency transmission line into a slot line.
  • the high-frequency transmission line includes a dielectric layer, a signal conductor disposed on the upper surface of the dielectric layer, and a ground layer disposed on the lower surface of the dielectric layer.
  • the slot line includes a slot ground conductor, a slot signal conductor, and a slot.
  • the slot ground conductor is disposed on the upper surface of the dielectric layer, and is connected to the ground layer by a through conductor penetrating the dielectric layer.
  • the slot signal conductor is disposed on the upper surface of the dielectric layer.
  • the slot is disposed between the slot ground conductor and the slot signal conductor.
  • the signal conductor of the high-frequency transmission line is perpendicular to the slot ground conductor and the slot with a gap between the slot ground conductor and the tip is connected to the slot signal conductor.
  • the length of the portion of the slot ground conductor parallel to the signal conductor across the gap is not more than 0.25 times the wavelength of the signal transmitted through the high-frequency transmission line.
  • an antenna in one embodiment, includes the above-described line conversion structure in which both ends of the slot are closed, a lower dielectric layer, a lower ground layer, a first opening, 2 openings and a plurality of shield conductors.
  • the lower dielectric layer is formed on the lower surface of the dielectric layer.
  • the lower ground layer is formed on the lower surface of the lower dielectric layer.
  • the first opening is formed in a portion of the ground layer facing the slot.
  • the second opening is formed in a portion of the lower ground layer that faces the slot.
  • the plurality of shield conductors are arranged so as to surround the first opening and the second opening in plan view, and connect the ground layer and the lower ground layer.
  • the signal conductor of the high-frequency transmission line is perpendicular to the slot ground conductor and the slot by providing a gap between the slot ground conductor and the tip is the slot signal conductor.
  • the length of the portion connected and parallel to the signal conductor across the gap of the slot ground conductor is 0.25 times or less the wavelength of the signal transmitted through the high-frequency transmission line. Therefore, the signal conductor has a gap between the slot ground conductor and the part orthogonal to the slot ground conductor does not enter the transmission mode of the coplanar line, and the high frequency transmission line can be directly converted into the slot line and resonant. Therefore, a line conversion structure with a small conversion loss is obtained.
  • an antenna includes a line conversion structure according to an embodiment of the present invention in which both ends of a slot are closed, a lower dielectric layer, and a lower layer, as described above.
  • a side ground layer, a first opening, a second opening, and a plurality of shield conductors are included. Therefore, in such an antenna, the signal transmitted through the high-frequency transmission line is efficiently stored as signal energy in the slot line, and the portion surrounded by the shield conductor of the lower dielectric layer disposed below the slot Acts as a dielectric matcher that achieves high-frequency matching between the slot and the space located below the lower dielectric layer, and through the first opening and the second opening, the loss is reduced (high efficiency). A signal can be emitted into space.
  • FIG. 1B is a schematic cross-sectional view taken along the section line AA of FIG. 1A for describing an example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 1B is a schematic cross-sectional view seen from the section line BB in FIG. 1A for describing an example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic cross-sectional view taken along the section line AA of FIG. 2A for explaining another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention. It is a schematic perspective view for demonstrating the further another example of embodiment of the track
  • FIG. 6 is a schematic cross-sectional view taken along the section line AA of FIG. 3B for explaining still another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention. It is a schematic perspective view for demonstrating the further another example of embodiment of the track
  • FIG. 4B is a schematic cross-sectional view as viewed from the section line AA of FIG. 4A for explaining still another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention. It is a schematic plan view for demonstrating the further another example of embodiment of the track
  • FIG. 5B is a schematic cross-sectional view taken along the section line AA of FIG. 5A for describing yet another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 5B is a schematic cross-sectional view as viewed from the section line BB in FIG. 5A for explaining still another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 6B is a schematic cross-sectional view taken along section line AA of FIG. 6A for describing an example of the embodiment of the antenna of the present invention. It is a schematic bottom view for demonstrating an example of embodiment of the antenna of this invention. It is a schematic plan view for demonstrating the other example of embodiment of the antenna of this invention.
  • FIG. 7B is a schematic cross-sectional view taken along the section line AA of FIG. 7A for explaining another example of the embodiment of the antenna of the present invention.
  • FIG. 7B is a schematic cross-sectional view seen from the section line BB of FIG. 7A for explaining another example of the embodiment of the antenna of the present invention.
  • 6 is a graph showing a simulation result of antenna gain of Test Example 1;
  • 10 is a graph showing a simulation result of the gain of the antenna of Test Example 3.
  • 10 is a graph showing a simulation result of antenna gain of Test Example 5. It is a graph which shows the relationship between the gain of an antenna, and the separation distance from the slot edge part of a ground reinforcement
  • 14 is a graph showing a simulation result of antenna gain of Test Example 6.
  • 10 is a graph showing a simulation result of antenna gain of Test Example 7.
  • 10 is a graph showing a simulation result of antenna gain of Test Example 8.
  • 14 is a graph showing a simulation result of antenna gain of Test Example 11.
  • a microstrip line 1 a dielectric layer 2, and a lower dielectric that are high-frequency transmission lines Layer 2a, signal conductor 3, ground layer 4, first opening 4a, slot line 5, through conductor 6, ground reinforcing conductor 6a, upper ground reinforcing conductor 6b, slot ground conductor 7, slot signal conductor 8, slot 9, slot A pattern conductor 9a, upper dielectric layers 10 and 16, upper ground layers 11 and 17, an output signal conductor 12, an output microstrip line 13, and a strip line 18 which is a high-frequency transmission line are shown.
  • 1A to 5C, the dielectric layer 2, the lower dielectric layer 2a, and the upper dielectric layers 10 and 16 are shown in a transparent manner so that the structure can be easily understood.
  • 1B is a center line of the slot 9 in the width direction.
  • FIG. 1A to 1D are schematic views for explaining an example of an embodiment of the line conversion structure of the present invention, in which FIG. 1A is a perspective view, FIG. 1B is a plan view, and FIG. 1C is a cross-sectional line in FIG. FIG. 1D is a cross-sectional view taken along the section line BB of FIG. 1A.
  • the microstrip line 1 includes the dielectric layer 2 and the dielectric as in the example shown in FIGS. 1A to 1D.
  • the signal conductor 3 disposed on the upper surface of the layer 2 and the ground layer 4 disposed on the lower surface of the dielectric layer 2 are included.
  • the slot line 5 includes a slot ground conductor 7, a slot signal conductor 8, and a slot 9.
  • the slot ground conductor 7 is disposed on the upper surface of the dielectric layer 2 and is connected to the ground layer 4 by a through conductor 6 that penetrates the dielectric layer 2.
  • the slot signal conductor 8 is disposed on the upper surface of the dielectric layer 2.
  • the slot 9 is disposed between the slot ground conductor 7 and the slot signal conductor 8.
  • the signal conductor 3 of the microstrip line 1 is orthogonal to the slot ground conductor 7 and the slot 9 with a gap between the slot ground conductor 7 and the tip thereof is connected to the slot signal conductor 8.
  • the stub length (ML shown in FIG. 1B), which is a factor of the conversion characteristic to the slot line 5, In the case of the example, the length is half the width of the slot 9.) is not affected by the printing position deviation and the stacking deviation at the time of manufacture, and depends only on the dimensional variation of printing, so the variation becomes small and the microstrip line The variation in conversion characteristics from 1 to the slot line 5 is reduced.
  • the length of the portion parallel to the signal conductor 3 across the gap between the slot ground conductors 7 (L shown in FIG. 1B) is not more than 0.25 times the wavelength of the signal transmitted through the microstrip line 1.
  • the signal conductor 3 is provided with a gap between the slot ground conductor 7 and the portion orthogonal to the slot ground conductor 7 does not enter the transmission mode of the coplanar line, but directly converts the microstrip line 1 into the slot line 5.
  • resonance does not occur, a line conversion structure with a small conversion loss is obtained.
  • the distance (D shown in FIG. 1B) between the through conductor 6 and the signal conductor 3 that is closest to the portion parallel to the signal conductor 3 across the gap between the slot ground conductors 7 is the microstrip line. 1 is less than 0.13 times the wavelength of the signal transmitted through 1, the distance from the ground layer 4 immediately below the signal conductor 3 of the microstrip line 1 to the slot ground conductor 7 through the through conductor 6 is sufficiently short. Accordingly, since the ground potential of the microstrip line 1 can be transmitted to the slot ground conductor 7 without delay, the conversion loss from the microstrip line 1 to the slot line 5 can be further reduced.
  • FIGS. 2A to 2C are schematic views for explaining another example of the embodiment of the line conversion structure according to the present invention.
  • FIG. 2A is a perspective view
  • FIG. 2B is a plan view
  • FIG. 2C is a cross-sectional view of FIG.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view taken along the plane line AA.
  • the slot ground conductor 7 is wider than the example shown in FIGS. 1A to 1D, and the diameter of the through conductor 6 connecting the slot ground conductor 7 and the ground layer 4 is larger. ing.
  • plating is performed from a slight gap between the through conductor 6 and the dielectric layer 2.
  • Liquid such as liquid or cleaning liquid infiltrates, thereby corroding the through conductor 6 and increasing the conduction resistance.
  • cracks are generated in the wiring board due to the expansion and vaporization of the liquid. Disconnection or insulation failure may occur. Therefore, it is preferable to make the width of the slot ground conductor 7 larger than the diameter of the through conductor 6.
  • the length L of the portion parallel to the signal conductor 3 across the gap between the slot ground conductors 7 may be set to 0.25 times or less the wavelength of the signal transmitted through the microstrip line 1.
  • the width of the slot ground conductor 7 is wider at the part away from the gap than at the part parallel to the signal conductor 3 with the gap of the slot ground conductor 7 in between.
  • FIG. 3A to 3C are schematic views for explaining still another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 3A is a perspective view
  • FIG. 3B is a plan view
  • FIG. 3C is a plan view of FIG.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view taken along the section line AA.
  • the line conversion structure of the present embodiment includes a portion orthogonal to the slot line 5 of the signal line 3 and the gap on the dielectric layer 2 via the upper dielectric layer 10 as shown in the examples shown in FIGS. 3A to 3C, and
  • the upper ground layer 11 is preferably formed so as to cover a portion between the gap of the slot line 5 and the slot signal conductor 8, that is, the line conversion portion.
  • the line conversion unit of the line conversion structure of this embodiment is a part that directly converts the electromagnetic field mode of the signal transmitted through the microstrip line 1 into the electromagnetic field mode of the signal transmitted through the slot line 5, and transmits a simple transmission line. It is more complicated than the electromagnetic field mode of the signal to be transmitted, and it is easy to be affected by external radiation or external incidence. Therefore, by covering this line conversion portion with the upper ground layer 11, the influence of radiation to the outside or incidence from the outside can be effectively suppressed.
  • the upper ground layer 11 is formed only on the upper part of the line conversion unit. However, if the upper ground layer 11 larger than the line conversion unit is formed in a plan view, the above shielding effect is obtained. Further, it is preferable to manufacture a wiring board or the like having the line conversion structure according to this embodiment because the line conversion portion can be reliably covered even if there is a slight positional deviation of the upper ground layer 11. Furthermore, when the entire upper surface of the dielectric layer 2 is covered with the upper ground layer 11 via the upper dielectric layer 10, the line conversion portion is vertically moved by the upper ground layer 11 and the lower ground layer 4. It is completely shielded, and radiation to the outside in the vertical direction or incidence from the outside can be completely suppressed. In addition, when the wiring board having the line conversion structure of the present embodiment is manufactured by the green sheet lamination method, the upper dielectric layer 10 can be easily formed.
  • a plurality of through conductors 6 may be provided side by side in the length direction of the slot ground conductor 7 (the direction away from the gap). In this way, noise can be prevented from entering the slot 9 and the line conversion portion from the outside through the dielectric layer 2 of the through conductor 6.
  • the signal transmission direction can be changed to a desired direction. For example, as in the example shown in FIGS. 2A to 2C, if a slot pattern conductor 9a that closes only one end of the slot 9 is disposed, the signal is totally reflected at the closed end. Since the signal is transmitted to the other end side of the slot 9, the signal transmitted through the microstrip line 1 can be transmitted to a desired one end side of the slot 9.
  • FIGS. 4A to 4C are schematic views for explaining still another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 4A is a perspective view
  • FIG. 4B is a plan view
  • FIG. 4C is a plan view of FIG.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view taken along the section line AA. If the two slot pattern conductors 9a are arranged so as to close both ends of the slot 9 as in the example shown in FIGS. 4A to 4C, the signal transmitted through the microstrip line 1 is the slot.
  • the energy is temporarily stored in the line 5, and passes through the first opening 4 a of the ground layer 4 on the lower surface of the dielectric layer 2, for example, the ground layer 4, and the lower dielectric layer 2 a and the lower dielectric layer 2 a formed below the ground layer 4.
  • the signal is transmitted to another transmission line such as an output microstrip line 13 made of the output signal conductor 12 formed on the lower surface of the side dielectric layer 2a, an antenna or a waveguide disposed in the vertical direction of the slot, and the like. Therefore, a signal can be transmitted to an external element via the slot line 5 by electromagnetic coupling.
  • FIGS. 5A to 5C are schematic views for explaining still another example of the embodiment of the line conversion structure of the present invention.
  • FIG. 5A is a plan view
  • FIG. 5B is a cross-sectional line AA in FIG. 5A.
  • FIG. 5C is a cross-sectional view taken along section line BB of FIG. 5A.
  • the example of the line conversion structure shown in FIGS. 5A to 5C converts the strip line 18 that is a high-frequency transmission line into the slot line 5.
  • the strip line 18 includes an upper dielectric layer 16, an upper ground layer 17 disposed on the upper surface of the upper dielectric layer 16, the dielectric layer 2, and the dielectric layer 2.
  • the signal conductor 3 disposed on the upper surface and the ground layer 4 disposed on the lower surface of the dielectric layer 2 are included.
  • the slot line 5 includes a slot ground conductor 7, a slot signal conductor 8, and a slot 9.
  • the slot ground conductor 7 is disposed on the upper surface of the dielectric layer 2 and is connected to the ground layer 4 by a through conductor 6 that penetrates the dielectric layer 2.
  • the slot signal conductor 8 is disposed on the upper surface of the dielectric layer 2.
  • the slot 9 is disposed between the slot ground conductor 7 and the slot signal conductor 8.
  • the signal conductor 3 of the strip line 18 is provided with a gap between the slot ground conductor 7 and is orthogonal to the slot ground conductor 7 and the slot 9, and the tip is connected to the slot signal conductor 8.
  • the two slot pattern conductors 9a are arranged on the upper surface of the dielectric layer 2 so as to close both ends of the slot 9, and the slot pattern conductors 9a
  • the length of the portion perpendicular to the signal conductor 3 is not more than 0.25 times the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18. As described above, when the length of the portion perpendicular to the signal conductor 3 of the slot pattern conductor 9a (slot pattern width SW) is short, the strip line 18 is transmitted in a direction away from the end of the slot 9 to the signal conductor 3.
  • a ground reinforcing conductor 6 a that penetrates the dielectric layer 2 and connects the slot ground conductor 7 and the ground layer 4 is formed in a region within 0.25 times the wavelength of the signal. That is, the ground reinforcing conductor 6 a is provided so that the distance G from the end of the slot 9 is 0.25 times or less the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18. As a result, the potential on the slot ground conductor 7 side at the end of the slot 9 can be made close to the ground potential.
  • the potential of the slot signal conductor 8 and the ground potential of the slot ground conductor 7 are short-circuited at the end of the slot 9 so that the current distribution flowing through each conductor is symmetric, the electromagnetic field due to the current distribution is symmetric, and no signal is required. Radiation is suppressed, and a decrease in gain when an antenna is used can be suppressed.
  • the strip line 18 since the strip line 18 has the upper ground layer 17, the upper ground layer 17 suppresses signal emission from the outside to the outside, and the antenna is used. It is possible to suppress a decrease in the gain.
  • an upper ground reinforcing conductor 6 b that penetrates the upper dielectric layer 16 and connects the slot ground conductor 7 and the upper ground layer 17 is provided.
  • the upper ground reinforcing conductor 6b is provided in this way, the potential on the slot ground conductor 7 side of the end portion of the slot 9 can be made closer to the ground potential, and thus the gain can be further suppressed from decreasing. it can.
  • the signal transmitted through the strip line 18 is The energy is temporarily stored in the slot line 5 and, for example, passes through the first opening 4a of the ground layer 4 on the lower surface of the dielectric layer 2, and then the ground layer 4 and the lower dielectric layer 2a formed below the ground layer 4 and Transmission to another transmission line such as an output microstrip line 13 made of the output signal conductor 12 formed on the lower surface of the lower dielectric layer 2a, an antenna or a waveguide disposed in the vertical direction of the slot 9, etc. Therefore, a signal can be transmitted to an external element via the slot line 5 by electromagnetic coupling.
  • a low-loss antenna can be configured by using the line conversion structure of the present embodiment having such a configuration.
  • FIGS. 6A to 6C are schematic views for explaining an example of an embodiment of the antenna of the present invention.
  • FIG. 6A is a plan view
  • FIG. 6B is a cross-sectional view taken along section line AA in FIG. 6A.
  • FIG. 6C is a bottom view. 6A to 6C, the lower ground layer 14, the second opening 14a formed in the lower ground layer 14, and the shield conductor 15 are shown.
  • Other reference numerals are attached to FIGS. 1A to 5C. The same part as is shown.
  • FIGS. 6A to 6C as in FIGS. 1A to 5C, the dielectric layer 2 and the lower dielectric layer 2a are shown in perspective so that the structure can be easily understood.
  • the antenna shown in FIGS. 6A to 6C includes a line conversion structure having any of the configurations shown in FIGS. 1A to 4C in which both ends of the slot 9 are closed, a lower dielectric layer 2a, and a lower dielectric layer 2a.
  • the side ground layer 14, the first opening 4 a, the second opening 14 a, and a plurality of shield conductors 15 are included.
  • the lower dielectric layer 2 a is formed on the lower surface of the dielectric layer 2.
  • the lower ground layer 14 is formed on the lower surface of the lower dielectric layer 2a.
  • the first opening 4 a is formed in a portion of the ground layer 4 that faces the slot 9.
  • the second opening 14 a is formed in a portion facing the slot 9 of the lower ground layer 14.
  • the plurality of shield conductors 15 are arranged so as to surround the first opening 4 a and the second opening 14 a in plan view, and connect the ground layer 4 and the lower ground layer 14.
  • a signal transmitted through the microstrip line 1 is efficiently stored as signal energy in the slot line 5 and is shielded by the shield conductor 15 of the lower dielectric layer 2 a disposed below the slot 9.
  • the enclosed portion acts as a dielectric matching unit that achieves high-frequency matching between the slot 9 and the space located below the lower dielectric layer 2a, and the first opening 4a and the second opening 14a are A signal can be radiated through space with low loss (high efficiency).
  • the antenna also has a lower loss (higher efficiency).
  • the length of the portion parallel to the signal conductor 3 across the gap of the slot ground conductor 7 in the line conversion structure (L shown in FIG. 1B) is 0.25 times or less the wavelength of the signal transmitted through the microstrip line 1.
  • the distance (D shown in FIG. 1B) between the through conductor 6 and the signal conductor 3 that is closest to the portion parallel to the signal conductor 3 across the gap of the slot ground conductor 7 transmits the microstrip line 1.
  • the signal wavelength is 0.13 times or less, the conversion loss from the microstrip line 1 to the slot line 5 is further reduced.
  • the antenna having such a configuration is an antenna that can efficiently radiate a high-frequency signal.
  • the antenna shown in FIGS. 6A to 6C is orthogonal to the slot line 5 of the signal conductor 3 via the upper dielectric layer 10 on the dielectric layer 2 as in the examples shown in FIGS. 3A to 3C.
  • the upper ground layer 11 is formed so as to cover the portion and gap and the portion between the gap of the slot line 5 and the slot signal conductor 8, that is, the line conversion portion, the line conversion portion and the outside can be shielded. It is possible to suppress signal radiation from the line conversion unit to the outside and noise incidence from the outside to the line conversion unit. Therefore, the antenna having such a configuration is a lower loss (high efficiency) antenna or an antenna resistant to noise.
  • the first opening 4a is shorter in the direction parallel to the signal conductor 3 than the second opening 14a in the above configuration, as in the example shown in FIGS. 6A to 6C.
  • the electromagnetic field mode in which the line conversion unit is disturbed by the portion overlapping the second opening 14a of the ground layer 4 can be prevented from leaking to a region (dielectric matching unit) surrounded by the plurality of shield conductors 15. Therefore, the antenna having such a configuration can suppress the occurrence of unnecessary resonance in the dielectric matching device due to the disturbed electromagnetic field mode, and becomes a more efficient antenna.
  • a portion of the lower dielectric layer 2a surrounded by the shield conductor 15 is a dielectric matching that takes impedance matching between the slot 9 and the space where the signal located below the lower dielectric layer 2a is radiated
  • the thickness of the lower dielectric layer 2a is 1 ⁇ 4 of the wavelength of the signal in the lower dielectric layer 2a so as to function as a device.
  • the wavelength of the signal in the lower dielectric layer 2a varies depending on the frequency of the signal transmitted through the microstrip line 1 and the relative dielectric constant of the lower dielectric layer 2a. Set the thickness.
  • the plurality of shield conductors 15 are arranged in the lower dielectric layer 2a so as to surround the first opening 4a and the second opening 14a in plan view. Each shield conductor 15 connects the ground layer 4 and the lower ground layer 14.
  • the shield conductors 15 are preferably arranged on the outside in the vicinity of the second opening. Since the signal passing through the first opening 4a passes through a portion surrounded by the shield conductor 15, if the lower ground layer 14 located inside the shield conductor 15 is reduced, the signal emission at this portion is prevented from being hindered. It is done. More preferably, when the shield conductor 15 is arranged outside so as to be in contact with the second opening 14 a, the lower ground layer 14 hardly exists inside the shield conductor 15, and signal radiation is performed by the lower ground layer 14. Will not be hindered.
  • the interval between the plurality of shield conductors 15 is preferably set to 1 ⁇ 4 or less of the wavelength of the signal transmitted through the dielectric matching unit so that the high-frequency signal does not leak between the adjacent shield conductors 15.
  • the slot 9, the first opening 4a, and the second opening 14a are disposed so as to face each other, that is, overlap in a plan view.
  • the first opening 4a is slightly larger than the slot 9 so that the ground layer 4 does not block radiation from the slot 9 to the lower dielectric layer 2a, and the first opening 4a and the slot 9 are centered on each other. Arranged together.
  • the second opening 14a is more than the first opening 4a so that the lower ground layer 14 does not block the radiation to the lower space of the lower dielectric layer 2a of the signal passing through the first opening 4a.
  • the first opening 4a and the second opening 14a are arranged with their respective centers aligned. Due to the size and arrangement of the slot 9, the first opening 4a, and the second opening 14a, the signal is radiated from the slot 9 through the first opening and the second opening to the space below it. can do.
  • the first opening 4a is longer in the direction parallel to the signal conductor 3 than the second opening 14a. Is preferably short.
  • the magnetic field generated around the signal conductor 3, in particular, the signal is converted, and is excited by the disturbed magnetic field generated in the portion sandwiched between the slot ground conductors 7 of the signal conductor 3. It is possible to suppress generation of an unnecessary resonance magnetic field in the chamber.
  • the magnetic field of unnecessary resonance in the dielectric matching device is likely to be generated along the outer peripheral portion (region close to the shield conductor 15) of the dielectric matching device, and the magnetic field generated around the signal conductor 3, that is, the signal in a plan view.
  • the length in the direction parallel to the conductor 3 (OL1 shown in FIG. 6C) is preferably shorter than 1 ⁇ 2 of the length of the second opening 14a in the direction parallel to the signal conductor 3 (OL2 shown in FIG. 6C).
  • the first opening 4a and the second opening 14a are arranged with their centers aligned, and the length OL1 of the first opening 4a in the direction parallel to the signal conductor 3 is set to the second opening 14a.
  • FIGS. 7A to 7C are schematic views for explaining another example of the embodiment of the antenna of the present invention.
  • FIG. 7A is a plan view
  • FIG. 7B is viewed from the section line AA in FIG. 7A.
  • FIG. 7C is a cross-sectional view taken along the section line BB in FIG. 7A. 7A to 7C, as in FIGS. 1A to 6C, the dielectric layer 2, the lower dielectric layer 2a, and the upper dielectric layer 16 are shown in perspective so that the structure can be easily understood.
  • the antenna shown in FIGS. 7A to 7C is configured in the same manner as the antenna shown in FIGS. 6A to 6C, except that the line conversion structure shown in FIGS. 5A to 5C is used as the line conversion structure.
  • the antenna of the example shown in FIGS. 7A to 7C includes a line conversion structure shown in FIGS. 5A to 5C in which both ends of the slot 9 are closed, a lower dielectric layer 2a, and a lower dielectric layer 2a.
  • the side ground layer 14, the first opening 4 a, the second opening 14 a, and a plurality of shield conductors 15 are included.
  • the lower dielectric layer 2 a is formed on the lower surface of the dielectric layer 2.
  • the lower ground layer 14 is formed on the lower surface of the lower dielectric layer 2a.
  • the first opening 4 a is formed in a portion of the ground layer 4 that faces the slot 9.
  • the second opening 14 a is formed in a portion facing the slot 9 of the lower ground layer 14.
  • the plurality of shield conductors 15 are arranged so as to surround the first opening 4 a and the second opening 14 a in plan view, and connect the ground layer 4 and the lower ground layer 14.
  • the signal transmitted through the strip line 18 is efficiently stored as signal energy in the slot line 5 and is surrounded by the shield conductor 15 of the lower dielectric layer 2 a disposed below the slot 9.
  • This portion acts as a dielectric matching unit that achieves high-frequency matching between the slot 9 and the space located below the lower dielectric layer 2a, and passes through the first opening 4a and the second opening 14a.
  • the signal can be radiated to the space with low loss (high efficiency).
  • the line conversion structure provided in the antenna is a structure that can suppress the loss as described above, the antenna also has a reduced gain reduction.
  • Dielectric layer 2, upper dielectric layers 10 and 16, and lower dielectric layer 2a are made of ceramics, organic resin, or a composite thereof.
  • the ceramic include ceramic materials such as alumina (Al 2 O 3 ) sintered body, aluminum nitride (AlN) sintered body, silicon nitride (Si 3 N 4 ) sintered body, glass material, or Examples thereof include glass ceramic materials made of a composite of glass and an inorganic filler such as Al 2 O 3 , SiO 2 , or MgO.
  • organic resin examples include tetrafluoroethylene resin (polytetrafluoroethylene: PTFE), tetrafluoroethylene-ethylene copolymer resin (tetrafluoroethylene-ethylene copolymer resin: ETFE), and tetrafluoroethylene-perfluoro.
  • fluorine resins such as alkoxyethylene copolymer resins (tetrafluoroethylene-perfluoalkylalkyl ether copolymer resin: PFA), epoxy resins, glass epoxy resins, polyimides, and the like.
  • a glass ceramic material that can be co-fired with a conductor material made of a low resistance metal such as Au, Ag, or Cu that can transmit a higher frequency signal is preferable.
  • the thickness of the dielectric layer 2 made of these materials is set according to the frequency to be used and the application.
  • the signal conductor 3, the ground layer 4, the slot ground conductor 7, the slot signal conductor 8, the slot pattern conductor 9 a, the upper ground layers 11 and 17, and the lower ground layer 14 are W when the dielectric layer 2 is made of a ceramic material. , Mo, Mo—Mn, Au, Ag, Cu, etc.
  • the dielectric layer 2 is made of an organic resin, a metal layer formed by a thick film printing method, various thin film forming methods, a plating method or a foil transfer method, or a plating layer is formed on such a metal layer.
  • a Ni layer and an Au plating layer deposited on a Cu layer, a Cr—Cu alloy layer or a Cr—Cu alloy layer, and a Ni—Cr alloy layer and an Au plating layer deposited on a TaN layer And those obtained by depositing a Pt layer and an Au plating layer on a Ti layer, and those obtained by depositing a Pt layer and an Au plating layer on a Ni—Cr alloy layer.
  • the thickness and width are set according to the frequency and application of the transmitted high-frequency signal.
  • the signal conductor 3, the ground layer 4, the slot ground conductor 7, the slot signal conductor 8, the slot pattern conductor 9a, the upper ground layers 11 and 17, and the lower ground layer 14 may be formed by a known method.
  • the dielectric layer 2 is made of glass ceramics
  • the conductor patterns of the signal conductor 3, the ground layer 4, the slot ground conductor 7, the slot signal conductor 8, the slot pattern conductor 9a, the upper ground layers 11, 17 and the lower ground layer 14 are formed.
  • the signal conductor 3, the slot ground conductor 7, the slot signal conductor 8, and the slot pattern conductor 9a are simultaneously formed on the same green sheet.
  • a laminate is produced by stacking and pressing the green sheets on which these conductor patterns are formed, and the laminate is formed by firing at 850 to 1000 ° C. Thereafter, a plating film such as Ni plating or Au plating is formed on the conductor exposed on the outer surface.
  • the dielectric layer 2 is made of an organic resin material, for example, the signal conductor 3, the ground layer 4, the slot ground conductor 7, the slot signal conductor 8, the slot pattern conductor 9a, and the upper ground layers 11 and 17 on the organic resin sheet.
  • the Cu foil processed into each conductor pattern shape of the lower ground layer 14 is transferred, and an organic resin sheet to which the Cu foil is transferred is laminated and bonded with an adhesive.
  • the through conductor 6, the ground reinforcing conductor 6a, and the upper ground reinforcing conductor 6b are, for example, the signal conductor 3, the ground layer 4, and the slot ground conductor 7 in the above-described manufacturing method.
  • the green sheet is formed in advance by die processing or laser processing. It can be formed by filling the hole with the same conductive paste by a printing method or the like.
  • the dielectric layer 2 is made of an organic resin
  • an organic resin sheet may be used instead of the green sheet, and a through conductor may be formed in the through hole by printing or plating a conductor paste.
  • the shield conductor 15 may also be formed in the same manner as the through conductor 6, the ground reinforcing conductor 6a, and the upper ground reinforcing conductor 6b.
  • Example 1 A simulation for confirming the effect of the line conversion structure of the present invention was performed using the example shown in FIGS. 4A to 4C as a simulation model.
  • the conversion loss from the microstrip line 1 to the slot line 5 was estimated by simulating the loss until the signal input from the microstrip line 1 is output to the output microstrip line 13 on the lower surface of the dielectric layer 2.
  • the ground layer 4 inside the dielectric layer 2 is provided with a first opening 4 a for coupling the slot line 5 and the output microstrip line 13.
  • the relative dielectric constant was set to 8.6, the conductivity of the conductor was set to 6.6 ⁇ 10 6 (S / m), and the signal frequency was set to 60 GHz.
  • the thickness of the dielectric layer 2 and the lower dielectric layer 2a is 0.15 mm, and in order to make the impedance of the microstrip line 1 and the output microstrip line 13 50 ⁇ , the signal conductor 3 and the output signal conductor 12
  • the width was 0.14 mm.
  • the effective dielectric constant of the microstrip line 1 and the output microstrip line 13 was 6.3, and the signal wavelength at 60 GHz was 2.0 mm.
  • the diameter of the through conductor 6 was 0.1 mm.
  • the slot 9 has a width (interval between the slot ground conductor 7 and the slot signal conductor 8) of 0.1 mm and a length SL of 1.4 mm.
  • the stub length ML of the output microstrip line 13 was 0.4 mm.
  • the first opening 4a has a rectangular shape of 1.8 mm ⁇ 0.35 mm, and is arranged so that the slot 9 is positioned at the center in the first opening 4a when viewed from above.
  • the length L of the portion parallel to the signal conductor 3 across the gap of the slot ground conductor 7 (hereinafter referred to as the parallel portion length L) is 0.25 times the wavelength of the signal transmitted through the microstrip line 1 (0). 0.5 mm), and the distance D between the signal conductor 3 and the through conductor 6 was set to 0.13 times (0.26 mm) the signal wavelength.
  • FIG. 8 shows the simulation results of loss using the above simulation model.
  • FIG. 8 is a graph showing the frequency characteristics of the loss from the microstrip line 1 to the output microstrip line 13 in the simulation model, where the vertical axis shows the loss and the horizontal axis shows the frequency. From FIG. 8, the signal is transmitted in the range of about 50 GHz to 70 GHz, and the electromagnetic coupling from the microstrip line 1 to the output microstrip line 13 is excellent in the 60 GHz band. It can be seen that the conversion to the line 5 is excellent. The loss at 60 GHz was 1.1 dB.
  • the parallel part length L of the simulation model is 0.125 times (0.25 mm), 0.188 times (0.375 mm), 0.375 times (0.75 mm), 0.5 times (1 times the wavelength of the signal). 0.0 mm), 0.75 times (1.5 mm) and 1.0 times (2.0 mm).
  • FIG. 9 is a graph showing the relationship between the loss at 60 GHz and the length L of the parallel portion.
  • the parallel part length L is normalized by the wavelength of the 60 GHz signal transmitted through the microstrip line 1 (in the ratio of the parallel part length L to the wavelength). From FIG.
  • the loss when the parallel portion length L is 0.25 times or less of the wavelength, the loss is as small as about 1.1 dB, but when the parallel portion length L exceeds 0.25 times the wavelength, the loss increases rapidly. I understand. Further, the loss is particularly large when the parallel portion length L is 0.5 times the wavelength. This is due to the influence of resonance. When the parallel part length L is 0.75 times the wavelength, there is no influence of resonance, but the loss is about 2.1 dB, which is about 1 dB larger than the case where the parallel part length L is 0.25 times the wavelength or less. Yes.
  • the distance D between the through conductor 6 and the signal conductor 3 closest to the portion parallel to the signal conductor 3 in the simulation model (hereinafter simply referred to as the distance D) is 0.075 times the wavelength of the signal (0.15 mm). ), 0.1 times (0.2 mm), 0.188 times (0.375 mm), 0.25 times (0.5 mm) and 0.375 times (0.75 mm).
  • FIG. 10 is a graph showing the relationship between the loss at 60 GHz and the distance D between the signal conductor 3 and the through conductor 6.
  • the distance D between the signal conductor 3 and the through conductor 6 is shown normalized by the wavelength of the 60 GHz signal transmitted through the microstrip line 1 (in the ratio between the distance D and the wavelength).
  • the loss when the distance D is 0.13 times or less of the wavelength, the loss is as small as about 1.1 dB, but when the distance D exceeds 0.13 times the wavelength, the loss increases rapidly.
  • the loss is particularly large when the distance D is 0.25 times the wavelength because of the resonance as described above, and when the distance D is 0.25 n times (where n is a positive integer), the resonance is also affected.
  • the loss increases.
  • the loss When the distance D is 0.38 times the wavelength, there is no influence of resonance, but the loss is about 2.1 dB, which is about 1 dB larger than when the distance D is 0.13 times the wavelength or less. This is considered to be due to a loss due to an increase in the length of the transmission path when the potential of the ground layer 4 immediately below the signal conductor 3 of the microstrip line 1 is transmitted to the slot ground conductor 7 through the through conductor 6. .
  • Example 3 A simulation for confirming the effect of the antenna of the present invention was performed using the example shown in FIGS. 6A to 6C as a simulation model.
  • the band of the antenna was estimated from the reflection characteristics of the signal input from the microstrip line 1.
  • the ground layer 4 on the lower surface of the dielectric layer 2 is provided with a first opening 4a for coupling the slot line 5 and the dielectric matching device.
  • the dielectric layer 2 and the lower dielectric layer 2a are alumina
  • the relative dielectric constant is 8.6
  • the conductor conductivity is 6.6 ⁇ 10 6 (S / m)
  • the signal frequency is 60 GHz.
  • the thickness of the dielectric layer 2 is 0.15 mm
  • the thickness of the lower dielectric layer 2a is 0.4 mm
  • the width of the signal conductor 3 is 0.14 mm in order to set the impedance of the microstrip line 1 to 50 ⁇ . did.
  • the diameters of the through conductor 6 and the shield conductor 15 were 0.1 mm.
  • the slot 9 has a width (interval between the slot ground conductor 7 and the slot signal conductor 8) of 0.1 mm and a length SL of 1.4 mm.
  • the first opening 4a has a rectangular shape of 1.8 mm ⁇ 0.35 mm, and is arranged so that the slot 9 is positioned at the center in the first opening 4a when viewed from above.
  • the shield conductors 15 were arranged at a pitch of 0.3 mm so that the center position was located on a rectangular side of 3.6 mm ⁇ 1.5 mm.
  • the 2nd opening 14a was also made into the rectangle of 3.6 mm x 1.5 mm.
  • the rectangle connecting the shield conductor 15 and the center of the second opening 14a are also arranged in accordance with the center of the first opening 4a.
  • FIG. 11 shows the reflection simulation results using the above simulation model.
  • FIG. 11 is a graph showing the frequency characteristics of reflection of a high-frequency signal input from the microstrip line 1 of the simulation model, where the vertical axis shows reflection and the horizontal axis shows frequency. From FIG. 11, it can be seen that the reflection is as small as ⁇ 10 dB or less in the range of about 57 GHz to 75 GHz, and that a high frequency signal is radiated to the space as an antenna over a wide band.
  • the ground layer 4 on the lower surface of the dielectric layer 2 is provided with a first opening 4a for coupling the slot line 5 and the dielectric matching device.
  • the relative dielectric constant is 9.2
  • the conductivity of the conductor is 6.6 ⁇ 10 6 assuming tungsten metallization. S / m)
  • the signal frequency was set to 60 GHz.
  • the thickness of the upper dielectric layer 16 and the dielectric layer 2 was 0.125 mm
  • the thickness of the lower dielectric layer 2a was 0.4 mm
  • the width of the signal conductor 3 of the strip line 18 was 0.1 mm.
  • the gap between the slot ground conductor 7 and the signal conductor 3 was 0.1 mm.
  • the diameters of the through conductor 6 and the shield conductor 15 were 0.1 mm, and the distance D between the through conductor 6 and the signal conductor 3 was 0.23 mm.
  • the slot 9 has a width (interval between the slot ground conductor 7 and the slot signal conductor 8) of 0.1 mm and a length SL of 0.8 mm.
  • the width of the slot signal conductor 8 was 0.205 mm.
  • the two slot pattern conductors 9a are arranged on the upper surface of the dielectric layer 2 so as to close both ends of the slot 9, and the length of the portion perpendicular to the signal conductor 3 of the slot pattern conductor 9a (slot pattern width) SW) was set to 0.35 times (0.577 mm) the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18.
  • the simulation was performed assuming that the ground reinforcing conductor 6a and the upper ground reinforcing conductor 6b were not formed.
  • Test Example 2 Test Example 1 except that the length (slot pattern width SW) of the portion of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 is 0.3 times (0.495 mm) of the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18
  • the simulation of Test Example 2 was performed in the same manner as described above.
  • Test Example 3 Test Example 1 except that the length (slot pattern width SW) of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 is 0.25 times (0.412 mm) the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18
  • the simulation of Test Example 3 was performed in the same manner as described above.
  • Test Example 4 Test Example 1 except that the length (slot pattern width SW) of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 is 0.2 times (0.33 mm) the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18 The simulation of Test Example 4 was performed in the same manner as described above.
  • Test Example 5 Test Example 1 except that the length (slot pattern width SW) of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 is 0.15 times (0.247 mm) the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18 The simulation of Test Example 5 was performed in the same manner as described above.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the antenna gain and the slot pattern width when the ground reinforcing conductor is not formed.
  • the vertical axis represents gain (dBi)
  • the horizontal axis represents slot pattern width with respect to wavelength.
  • 13A to 13C are graphs showing simulation results of the gains of the antennas of Test Examples 1, 3, and 5.
  • FIG. 13A to 13C FIG. 13A shows the simulation result of Test Example 1
  • FIG. 13B shows the simulation result of Test Example 3
  • FIG. 13C shows the simulation result of Test Example 5
  • the vertical axis shows gain (dBi)
  • the horizontal axis shows Angle (deg).
  • a solid line A indicates the gain of the antenna in a plane parallel to the signal conductor 3 and perpendicular to the dielectric layer 2
  • a broken line B is perpendicular to the signal conductor 3 and is dielectric. The antenna gain in a plane perpendicular to layer 2 is shown.
  • Test Example 6 ⁇ Relationship between antenna gain and separation distance from slot end of ground reinforced conductor> (Test Example 6)
  • the length of the portion perpendicular to the signal conductor 3 of the slot pattern conductor 9a is set to 0.25 times (0.412 mm) of the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18, and each end portion of the slot 9 In the direction away from the signal conductor 3 to the signal conductor 3 at a position of 0.25 times the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18 (the separation distance from the end of the slot 9 is 0.25 times the wavelength).
  • a simulation of Test Example 6 was performed in the same manner as in Test Example 1 except that the ground reinforcing conductor 6a was disposed corresponding to each end. In Test Example 6, the simulation was performed assuming that the upper ground reinforcing conductor 6b was not formed.
  • Test Example 7 The simulation of Test Example 7 was performed in the same manner as in Test Example 6 except that the separation distance from the end of the slot 9 of the ground reinforcing conductor 6a was 0.125 times the wavelength.
  • Test Example 8 The same as in Test Example 6 except that the separation distance from the end of the slot 9 of the ground reinforcing conductor 6a is 0 times the wavelength, that is, the center position of the ground reinforcing conductor 6a coincides with the end position of the slot 9. Thus, the simulation of Test Example 8 was performed.
  • Test Example 9 The length of the portion of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 (slot pattern width SW) is set to 0.15 times (0.247 mm) of the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18, and the slot of the ground reinforcing conductor 6a.
  • a simulation of Test Example 9 was performed in the same manner as Test Example 6 except that the distance from the end of 9 was 0.15 times the wavelength.
  • the length of the portion of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 is set to 0.15 times (0.247 mm) of the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18, and the slot of the ground reinforcing conductor 6a.
  • 9 is similar to Test Example 6 except that the separation distance from the end of 9 is 0 times the wavelength, that is, the center position of the ground reinforcing conductor 6a is matched with the end position of the slot 9. A simulation was performed.
  • FIG. 14 is a graph showing the relationship between the antenna gain and the separation distance from the slot end of the ground reinforcing conductor.
  • the vertical axis indicates the gain (dBi), and the horizontal axis indicates the distance from the slot end portion of the ground reinforcing conductor to the wavelength.
  • “ ⁇ ” indicates the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18.
  • 15A to 15C are graphs showing simulation results of the gains of the antennas of Test Examples 6, 7, and 8.
  • FIG. 15A to FIG. 15C FIG. 15A shows the simulation result of Test Example 6,
  • FIG. 15B shows the simulation result of Test Example 7, FIG.
  • 15C shows the simulation result of Test Example 8
  • the vertical axis shows the gain (dBi)
  • the horizontal axis shows Angle (deg).
  • Indicates. 15A to 15C the solid line A indicates the gain of the antenna in a plane parallel to the signal conductor 3 and perpendicular to the dielectric layer 2, and the broken line B is perpendicular to the signal conductor 3 and is dielectric. The antenna gain in a plane perpendicular to layer 2 is shown.
  • the ground reinforcing conductor 6a is not formed by forming the ground reinforcing conductor 6a in the region within 0.25 times the wavelength of the signal from the end of the slot 9. It can be seen that a decrease in gain is suppressed as compared with Test Examples 3 and 5 above.
  • Test Example 11 The length of the portion of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 (slot pattern width SW) is 0.25 times (0.412 mm) the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18, and the ground reinforcing conductor 6a is a slot.
  • a simulation of Test Example 11 was performed in the same manner as in Test Example 1 except that the ground reinforcing conductor 6 a was provided on the extension line of the signal conductor 3 so as to connect the signal conductor 8 and the ground layer 4.
  • FIG. 16 shows a gain simulation result using the simulation model of Test Example 11 above.
  • FIG. 16 is a graph showing a simulation result of the gain of the antenna of Test Example 11.
  • the vertical axis represents gain (dBi)
  • the horizontal axis represents Angle (deg).
  • the solid line A represents the antenna gain in a plane parallel to the signal conductor 3 and perpendicular to the dielectric layer 2
  • the broken line B is perpendicular to the signal conductor 3 and to the dielectric layer 2. Shows antenna gain in a vertical plane. From FIG. 16, it can be seen that when the ground reinforcing conductor 6a is provided so as to connect the slot signal conductor 8 and the ground layer 4, the effect of suppressing gain reduction cannot be exhibited.
  • Test Example 12 The length of the portion perpendicular to the signal conductor 3 of the slot pattern conductor 9a (slot pattern width SW) is set to 0.15 times (0.247 mm) of the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18, and one end of the slot 9 In the direction away from the signal conductor 3 from the section, the position of the slot 9 is 0.15 times the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18 (the distance from the end of the slot 9 is 0.15 times the wavelength).
  • a simulation of Test Example 12 was performed in the same manner as in Test Example 1 except that the ground reinforcing conductor 6a was disposed corresponding to only one end.
  • Table 3 shows the gain simulation results using the simulation model of Test Example 12 above.
  • Test Example 13 The simulation of Test Example 13 was performed in the same manner as in Test Example 1 except that the two ground reinforcing conductors 6a were disposed at the position where the center position of the slot 9 coincided with the end position of the slot 9). That is, in Test Example 13, the arrangement positions of the two ground reinforcing conductors 6 a are asymmetric with respect to the signal conductor 3.
  • Table 4 shows the gain simulation results using the simulation model of Test Example 13 above.
  • the length of the portion of the slot pattern conductor 9a perpendicular to the signal conductor 3 is set to 0.15 times (0.247 mm) of the wavelength of the signal transmitted through the strip line 18, and each end portion of the slot 9 Corresponding to each end of the slot 9 at a position 0.15 times the wavelength of the signal (the distance from the end of the slot 9 is 0.15 times the wavelength) in the direction away from the signal conductor 3
  • the ground reinforcing conductor 6a is arranged, and further, 0.15 times the wavelength of the signal in the direction away from each end of the slot 9 to the signal conductor 3 (the separation distance from the end of the slot 9 is the wavelength).
  • the simulation of Test Example 14 was performed in the same manner as in Test Example 1 except that the upper ground reinforcing conductor 6b was disposed at the position of 0.15 times corresponding to each end of the slot 9.
  • Test Example 15 The upper ground reinforcing conductor 6b is separated from each end of the slot 9 to the signal conductor 3 by 0 times the wavelength of the signal (the center position of the upper ground reinforcing conductor 6b matches the end position of the slot 9).
  • the simulation of Test Example 15 was performed in the same manner as in Test Example 14 except that the upper ground reinforcing conductor 6b was disposed at the position corresponding to each end of the slot 9. That is, in Test Example 15, the upper ground reinforcing conductor 6b is arranged at a position shifted from the ground reinforcing conductor 6a.
  • Table 5 shows the gain simulation results using the simulation models of Test Examples 14 and 15 above.

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Abstract

　線路変換構造において、スロット線路（５）は、グランド層（４）に誘電体層（２）を貫通する貫通導体（６）で接続されたスロットグランド導体（７）と、スロット信号導体（８）と、スロットグランド導体（７）とスロット信号導体（８）との間に配置されたスロット（９）とを含む。マイクロストリップ線路（１）の信号導体（３）は、スロットグランド導体（７）との間に間隙を設けてスロットグランド導体（７）およびスロット（９）と直交し、先端がスロット信号導体（８）に接続されており、スロットグランド導体（７）の間隙を挟んで信号導体（３）に平行な部分の長さＬが、マイクロストリップ線路（１）を伝送する信号の波長の０．２５倍以下である。

Description

線路変換構造およびそれを用いたアンテナ
　本発明は、誘電体層に形成された高周波伝送線路をスロット線路に変換する線路変換構造に関するものであって、特に、マイクロ波帯からミリ波帯領域の高周波用半導体素子を収納あるいは搭載するのに好適な半導体素子収納用パッケ－ジあるいは配線基板において、伝送線路の層間接続、アンテナとの接続、導波管との接続等に適した線路変換構造およびそれを用いたアンテナに関するものである。
　近年、高度情報化時代を迎え、情報伝達に用いられる電波は１ＧＨｚ～３０ＧＨｚのマイクロ波領域から、更に３０ＧＨｚ～３００ＧＨｚのミリ波領域の周波数まで活用することが検討されており、例えば、６０ＧＨｚを用いた家庭内高速無線伝送システム（無線ＰＡＮ：Personal Area Network）のような応用システムも提案されるようになっている。
　このような応用システム等に用いられる高周波用半導体素子（以下、単に高周波素子という）を収納あるいは搭載する配線基板では、従来、伝送線路の層間接続や、アンテナへの接続等はスロット線路を介して行なわれることが多い。
　スロット線路を介した伝送線路の接続を用いた配線基板として、特許文献１に開示される配線基板が知られている。この配線基板において、上側の誘電体層に構成されるマイクロストリップ線路と、下側の誘電体層に構成される出力用マイクロストリップ線路とが、各誘電体層間に設けられるスロットを介して電磁結合によって高周波的に接続されている。
　このような配線基板におけるマイクロストリップ線路とスロットとの間の電磁結合の特性は、各マイクロストリップ線路の開放端からスロットの中心までの長さであるスタブ長さと、スロット長さとにより変化するものである。このような配線基板を印刷、積層技術を用いて製造する場合には、スロット長さのばらつきは印刷の寸法ばらつきだけで決まるため、比較的小さいものとなる。一方、スタブ長さのばらつきは、各マイクロストリップ線路を形成する際の印刷位置ばらつき、スロットを形成する際の印刷位置ばらつき、および上下の誘電体層を積層する際の積層ずれによって大きいものとなりやすいので、マイクロストリップ線路とスロットとの間の電磁結合の特性がばらついてしまうという問題があった。
　また、高周波を伝送する線路をスロット線路に変換する線路変換構造として、特許文献２に開示される配線基板が知られている。この例は、コプレーナ線路を同一面上に形成されたスロットを介して誘電体導波管に接続するための配線基板である。この場合、コプレーナ線路とスロットとが同一面上に形成されていることから、上記のような印刷位置ずれや積層ずれに影響を受けず、印刷の寸法ばらつきだけに依存するので、スタブ長さのばらつきは、比較的小さいものとなり、コプレーナ線路からスロットへの変換特性ばらつきは小さくなる。
　さらに、マイクロストリップ線路をコプレーナ線路に変換する線路変換構造として、特許文献３に開示される配線基板が知られている。この例は、マイクロストリップ線路を構成する信号導体の幅を狭くしながら、信号導体の両側に信号導体と間隔をあけてグランド導体を形成し、その間隔をインピーダンスが一定になるように狭くしてコプレーナ線路に変換する配線基板である。このような配線基板では、信号導体とその両側のグランド導体との間隔をインピーダンスが一定になるように狭くする設計は容易ではなかった。
特開平３－１２９９０３号公報 特開２００２－２６６１１号公報 特開平６－３０３０１０号公報
　本発明の目的は、変換特性のばらつきが小さく、かつ変換損失が小さい、高周波伝送線路をスロット線路に変換する線路変換構造を提供することにある。
　本発明の実施の一態様において、線路変換構造は、高周波伝送線路をスロット線路に変換する線路変換構造である。前記高周波伝送線路は、誘電体層と該誘電体層の上面に配置された信号導体と前記誘電体層の下面に配置されたグランド層とを含む。前記スロット線路は、スロットグランド導体と、スロット信号導体と、スロットとを含む。スロットグランド導体は、前記誘電体層の上面に配置され、前記グランド層に前記誘電体層を貫通する貫通導体で接続される。スロット信号導体は、前記誘電体層の上面に配置される。スロットは、前記スロットグランド導体と前記スロット信号導体との間に配置される。前記高周波伝送線路の前記信号導体は、前記スロットグランド導体との間に間隙を設けて前記スロットグランド導体および前記スロットと直交し、先端が前記スロット信号導体に接続されている。前記スロットグランド導体の前記間隙を挟んで前記信号導体に平行な部分の長さが、前記高周波伝送線路を伝送する信号の波長の０．２５倍以下である。
　本発明の実施の一態様において、アンテナは、前記スロットの両方の端部が閉じている上記の線路変換構造と、下側誘電体層と、下側グランド層と、第１の開口と、第２の開口と、複数のシールド導体とを含む。下側誘電体層は、前記誘電体層の下面に形成される。下側グランド層は、該下側誘電体層の下面に形成される。第１の開口は、前記グランド層の前記スロットに対向する部分に形成される。第２の開口は、前記下側グランド層の前記スロットに対向する部分に形成される。複数のシールド導体は、平面視で前記第１の開口および前記第２の開口を囲むように配列され、前記グランド層および前記下側グランド層を接続する。
　本発明の実施の一態様によれば、線路変換構造において、高周波伝送線路の信号導体は、スロットグランド導体との間に間隙を設けてスロットグランド導体およびスロットと直交し、先端がスロット信号導体に接続されており、スロットグランド導体の間隙を挟んで信号導体に平行な部分の長さが、高周波伝送線路を伝送する信号の波長の０．２５倍以下である。したがって、信号導体がスロットグランド導体との間に間隙を設けてスロットグランド導体と直交する部分ではコプレーナ線路の伝送モードとはならず、高周波伝送線路をスロット線路に直接変換することができるとともに、共振が発生しないので、変換損失の小さい線路変換構造となる。
　本発明の実施の一態様によれば、アンテナは、上述のように、スロットの両方の端部が閉じている本発明の実施の一態様の線路変換構造と、下側誘電体層と、下側グランド層と、第１の開口と、第２の開口と、複数のシールド導体とを含む。したがって、このようなアンテナでは、高周波伝送線路を伝送してきた信号はスロット線路に信号エネルギーとして効率よく蓄えられ、スロットの下側に配置された下側誘電体層のシールド導体で囲まれた部分がスロットと下側誘電体層の下側に位置する空間との高周波的な整合をとる誘電体整合器として作用して、第１の開口および第２の開口を通って低損失（高効率）に信号を空間に放射することができる。
　本発明の目的、特色、および利点は、下記の詳細な説明と図面とからより明確になるであろう。
本発明の線路変換構造の実施の形態の一例を説明するための概略斜視図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態の一例を説明するための概略平面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態の一例を説明するための、図１Ａの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態の一例を説明するための、図１Ａの切断面線Ｂ－Ｂから見た概略断面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態の他の例を説明するための概略斜視図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態の他の例を説明するための概略平面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態の他の例を説明するための、図２Ａの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略斜視図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略平面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための、図３Ｂの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略斜視図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略平面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための、図４Ａの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略平面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための、図５Ａの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための、図５Ａの切断面線Ｂ－Ｂから見た概略断面図である。 本発明のアンテナの実施の形態の一例を説明するための概略平面図である。 本発明のアンテナの実施の形態の一例を説明するための、図６Ａの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明のアンテナの実施の形態の一例を説明するための概略底面図である。 本発明のアンテナの実施の形態の他の例を説明するための概略平面図である。 本発明のアンテナの実施の形態の他の例を説明するための、図７Ａの切断面線Ａ－Ａから見た概略断面図である。 本発明のアンテナの実施の形態の他の例を説明するための、図７Ａの切断面線Ｂ－Ｂから見た概略断面図である。 本実施形態の線路変換構造の効果を確認するためのシミュレーション結果の、マイクロストリップ線路から出力用マイクロストリップ線路までの損失の周波数特性を示すグラフである。 本実施形態の線路変換構造の効果を確認するためのシミュレーション結果の、損失とスロットグランド導体の間隙を挟んで信号導体に平行な部分の長さの関係を示すグラフである。 本実施形態の線路変換構造の効果を確認するためのシミュレーション結果の、損失と、信号導体と貫通導体との間隔の関係を示すグラフである。 本実施形態のアンテナの反射のシミュレーション結果を示すグラフである。 グランド強化導体が形成されていない場合における、アンテナのゲインとスロットパターン幅との関係を示すグラフである。 試験例１のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。 試験例３のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。 試験例５のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。 アンテナのゲインとグランド強化導体のスロット端部からの離間距離との関係を示すグラフである。 試験例６のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。 試験例７のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。 試験例８のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。 試験例１１のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。
　本発明の線路変換構造の実施の形態について、添付図面を参照しつつ以下に詳細に説明する。図１Ａ～図１Ｄ、図２Ａ～図２Ｃ、図３Ａ～図３Ｃ、図４Ａ～図４Ｃおよび図５Ａ～図５Ｃにおいて、高周波伝送線路であるマイクロストリップ線路１、誘電体層２、下側誘電体層２ａ、信号導体３、グランド層４、第１の開口４ａ、スロット線路５、貫通導体６、グランド強化導体６ａ、上側グランド強化導体６ｂ、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロット９、スロットパターン導体９ａ、上側誘電体層１０，１６、上側グランド層１１，１７、出力用信号導体１２、出力用マイクロストリップ線路１３、および高周波伝送線路であるストリップ線路１８が示されている。なお、図１Ａ～図５Ｃにおいて、その構造がわかりやすいように誘電体層２、下側誘電体層２ａおよび上側誘電体層１０，１６は透視して示している。また、図１Ｂの一点鎖線は、スロット９の幅方向の中心線である。
　図１Ａ～図１Ｄは、本発明の線路変換構造の実施の形態の一例を説明するための概略図であり、図１Ａは斜視図、図１Ｂは平面図、図１Ｃは図１Ａの切断面線Ａ－Ａから見た断面図、図１Ｄは図１Ａの切断面線Ｂ－Ｂから見た断面図である。本実施形態の高周波伝送線路であるマイクロストリップ線路１をスロット線路５に変換する線路変換構造では、図１Ａ～図１Ｄに示す例のように、マイクロストリップ線路１は、誘電体層２と誘電体層２の上面に配置された信号導体３と誘電体層２の下面に配置されたグランド層４とを含む。スロット線路５は、スロットグランド導体７と、スロット信号導体８と、スロット９とを含む。スロットグランド導体７は、誘電体層２の上面に配置され、グランド層４に誘電体層２を貫通する貫通導体６で接続される。スロット信号導体８は、誘電体層２の上面に配置される。スロット９は、スロットグランド導体７とスロット信号導体８との間に配置される。マイクロストリップ線路１の信号導体３は、スロットグランド導体７との間に間隙を設けてスロットグランド導体７およびスロット９と直交し、先端がスロット信号導体８に接続されている。このような構成によれば、信号導体３とスロット９は同じ誘電体層２上に形成されるのでスロット線路５への変換特性の因子であるスタブ長さ（図１Ｂに示すＭＬであり、この例の場合はスロット９の幅の半分の長さとなる。）は、製造時の印刷位置ずれや積層ずれに影響を受けず、印刷の寸法ばらつきだけに依存するのでばらつきは小さくなり、マイクロストリップ線路１からスロット線路５への変換特性ばらつきは小さくなる。そして、スロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分の長さ（図１Ｂに示すＬ）が、マイクロストリップ線路１を伝送する信号の波長の０．２５倍以下である。したがって、信号導体３がスロットグランド導体７との間に間隙を設けてスロットグランド導体７と直交する部分ではコプレーナ線路の伝送モードとはならず、マイクロストリップ線路１をスロット線路５に直接変換することができるとともに、共振が発生しないので、変換損失の小さい線路変換構造となる。
　また、上記構成において、スロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分に最も近接している貫通導体６と信号導体３との間隔（図１Ｂに示すＤ）が、マイクロストリップ線路１を伝送する信号の波長の０．１３倍以下であるときには、マイクロストリップ線路１の信号導体３の直下のグランド層４から貫通導体６を通ってスロットグランド導体７までの距離が十分に短い。したがって、マイクロストリップ線路１のグランド電位をスロットグランド導体７に遅れなく伝達することができるので、マイクロストリップ線路１からスロット線路５への変換損失をさらに小さくすることができる。
　図２Ａ～図２Ｃは、本発明の線路変換構造の実施の形態の他の例を説明するための概略図であり、図２Ａは斜視図、図２Ｂは平面図、図２Ｃは図２Ａの切断面線Ａ－Ａから見た断面図である。図２Ａ～図２Ｃに示す例では、図１Ａ～図１Ｄに示す例に比べてスロットグランド導体７の幅が広く、スロットグランド導体７とグランド層４とを接続する貫通導体６の径が大きくなっている。これにより、マイクロストリップ線路１のグランド電位をスロットグランド導体７に伝達する際、貫通導体６のインダクタンスによるグランド電位の伝播遅延を小さくすることができ、スロットグランド導体７のグランド電位の遅れが小さくなる。したがって、マイクロストリップ線路１からスロット線路５への変換損失を、さらに小さくすることができる。貫通導体６の径を大きくするだけでもこのような効果は得られるが、それによって貫通導体６がスロットグランド導体７からはみ出して、貫通導体６の端面が誘電体層２の表面に露出することになる。そうなると、配線基板の製造工程あるいは配線基板へ素子を実装する工程において、例えばめっき工程や、素子の実装後の洗浄工程等において、貫通導体６と誘電体層２との間のわずかな隙間からめっき液や洗浄液等の液体が浸入してしまい、それによって貫通導体６が腐食して導通抵抗が増加したり、液体の乾燥工程において、液体の膨張、気化による応力によって配線基板にクラックが発生して断線や絶縁不良などが起こったりする場合がある。そのため、スロットグランド導体７の幅を貫通導体６の径より大きくするのが好ましい。このような場合は、スロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分の長さＬのみをマイクロストリップ線路１を伝送する信号の波長の０．２５倍以下とすればよく、図２Ａ～図２Ｃに示す例のように、スロットグランド導体７の幅は、間隙から離れた部分ではスロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分よりも広いものとなる。
　図３Ａ～図３Ｃは、本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略図であり、図３Ａは斜視図、図３Ｂは平面図、図３Ｃは図３Ｂの切断面線Ａ－Ａから見た断面図である。本実施形態の線路変換構造は、図３Ａ～図３Ｃに示す例のように、誘電体層２の上に上側誘電体層１０を介して信号線路３のスロット線路５と直交する部分および間隙ならびにスロット線路５の間隙とスロット信号導体８との間の部分すなわち線路変換部を覆うように上側グランド層１１が形成されているのが好ましい。このような構成とすると、線路変換部と外部とをシールドすることができ、変換部から外部への信号放射や、外部から線路変換部へのノイズ入射を抑制することができる。本実施形態の線路変換構造の線路変換部は、マイクロストリップ線路１を伝送する信号の電磁場モードを、スロット線路５を伝送する信号の電磁場モードに直接変換する部分であり、単純な伝送線路を伝送する信号の電磁場モードより複雑になっており、外部への放射あるいは外部からの入射の影響を受けやすい構造となっている。したがってこの線路変換部を上側グランド層１１で覆うことにより外部への放射、あるいは外部からの入射の影響を効果的に抑制することができる。
　図３Ａ～図３Ｃに示す例では、線路変換部の上部のみに上側グランド層１１を形成しているが、平面視で線路変換部より大きめの上側グランド層１１を形成すると、上記のシールド効果がより高まるとともに、本実施形態の線路変換構造を有する配線基板等を作製する際には、上側グランド層１１の多少の位置ずれがあっても確実に線路変換部を覆うことができるので好ましい。さらには、誘電体層２の上面の全面を上側誘電体層１０を介して上側グランド層１１で覆うようにすると、線路変換部は上方の上側グランド層１１および下方のグランド層４によって上下方向に完全にシールドされ、上下方向の外部への放射あるいは外部からの入射を完全に抑制することができる。また、グリーンシート積層法により本実施形態の線路変換構造を有する配線基板等を作製する場合は、上側誘電体層１０の形成も容易となる。
　また、図２Ａ～図２Ｃに示す例のように、貫通導体６はスロットグランド導体７の長さ方向（間隙から離れる方向）に複数並べて設けてもよい。このようにすると、貫通導体６が誘電体層２を通って外部からスロット９および線路変換部へのノイズ入射を抑制することができる。
　また、誘電体層２の上面に、スロット９の少なくとも一方の端部を閉じるようにスロットパターン導体９ａが配置されているときには、信号の伝送方向を所望の方向へ変えることができる。例えば、図２Ａ～図２Ｃに示す例のように、スロット９の一方の端部だけを閉じるスロットパターン導体９ａが配置されている場合であれば、信号はその閉じた端部で全反射してスロット９の他方の端部側へ伝送するので、マイクロストリップ線路１を伝送してきた信号をスロット９の所望の一方の端部側へ伝送することができる。
　図４Ａ～図４Ｃは、本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略図であり、図４Ａは斜視図、図４Ｂは平面図、図４Ｃは図４Ａの切断面線Ａ－Ａから見た断面図である。図４Ａ～図４Ｃに示す例のように、スロット９の両方の端部を閉じるように２つのスロットパターン導体９ａが配置されている場合であれば、マイクロストリップ線路１を伝送してきた信号はスロット線路５にエネルギーとして一旦蓄えられ、例えば、誘電体層２の下面のグランド層４の第１の開口４ａを通って、グランド層４、さらにその下に形成された下側誘電体層２ａおよび下側誘電体層２ａの下面に形成された出力用信号導体１２からなる出力用マイクロストリップ線路１３等の別の伝送線路や、スロットの上下方向に配置されたアンテナあるいは導波管等へ伝送されるので、信号をスロット線路５を介して外部の素子に電磁結合により伝送することができる。
　図５Ａ～図５Ｃは、本発明の線路変換構造の実施の形態のさらに他の例を説明するための概略図であり、図５Ａは平面図、図５Ｂは図５Ａの切断面線Ａ－Ａから見た断面図、図５Ｃは図５Ａの切断面線Ｂ－Ｂから見た断面図である。図５Ａ～図５Ｃに示す例の線路変換構造は、高周波伝送線路であるストリップ線路１８をスロット線路５に変換する。図５Ａ～図５Ｃに示す例では、ストリップ線路１８は、上側誘電体層１６と、上側誘電体層１６の上面に配置された上側グランド層１７と、誘電体層２と、誘電体層２の上面に配置された信号導体３と、誘電体層２の下面に配置されたグランド層４とを含む。スロット線路５は、スロットグランド導体７と、スロット信号導体８と、スロット９とを含む。スロットグランド導体７は、誘電体層２の上面に配置され、グランド層４に誘電体層２を貫通する貫通導体６で接続される。スロット信号導体８は、誘電体層２の上面に配置される。スロット９は、スロットグランド導体７とスロット信号導体８との間に配置される。ストリップ線路１８の信号導体３は、スロットグランド導体７との間に間隙を設けてスロットグランド導体７およびスロット９と直交し、先端がスロット信号導体８に接続されている。
　そして、図５Ａ～図５Ｃに示す例の線路変換構造では、スロット９の両方の端部を閉じるように、２つのスロットパターン導体９ａが誘電体層２の上面に配置され、スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）が、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍以下である。このようにスロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）が短い場合に、スロット９の端部から信号導体３に離反する方向に、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍以内の領域に、誘電体層２を貫通し、スロットグランド導体７とグランド層４とを接続するグランド強化導体６ａが形成されている。すなわち、グランド強化導体６ａは、スロット９の端部からの離間距離Ｇが、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍以下となるように設けられている。これによって、スロット９の端部のスロットグランド導体７側の電位をグランド電位に近くすることができる。したがって、スロット信号導体８の電位とスロットグランド導体７のグランド電位がスロット９の端部でショートされて各導体に流れる電流分布が対称となり、電流分布による電磁界が対称となって信号の不要な放射が抑制され、アンテナとした場合のゲインが低下するのを抑制することができる。
　また、図５Ａ～図５Ｃに示す例の線路変換構造では、ストリップ線路１８が上側グランド層１７を有するので、上側グランド層１７により上側からの外部への信号の放射が抑制され、アンテナとした場合のゲインが低下するのを抑制することができる。
　また、上記構成において、上側誘電体層１６を貫通し、スロットグランド導体７と上側グランド層１７とを接続する上側グランド強化導体６ｂが設けられることが好ましい。このように上側グランド強化導体６ｂが設けられる場合には、スロット９の端部のスロットグランド導体７側の電位をグランド電位により近くすることができるので、ゲインが低下するのをより抑制することができる。
　また、図５Ａ～図５Ｃに示す例のように、スロット９の両方の端部を閉じるように２つのスロットパターン導体９ａが配置されている場合であれば、ストリップ線路１８を伝送してきた信号はスロット線路５にエネルギーとして一旦蓄えられ、例えば、誘電体層２の下面のグランド層４の第１の開口４ａを通って、グランド層４、さらにその下に形成された下側誘電体層２ａおよび下側誘電体層２ａの下面に形成された出力用信号導体１２からなる出力用マイクロストリップ線路１３等の別の伝送線路や、スロット９の上下方向に配置されたアンテナあるいは導波管等へ伝送されるので、信号をスロット線路５を介して外部の素子に電磁結合により伝送することができる。
　このような構成の本実施形態の線路変換構造を用いることで、低損失なアンテナを構成することができる。
　図６Ａ～図６Ｃは、本発明のアンテナの実施の形態の一例を説明するための概略図であり、図６Ａは平面図、図６Ｂは図６Ａの切断面線Ａ－Ａから見た断面図、図６Ｃは底面図である。図６Ａ～図６Ｃにおいて、下側グランド層１４、下側グランド層１４に形成された第２の開口１４ａ、およびシールド導体１５が示されており、その他の符号は図１Ａ～図５Ｃに付したのと同じ部位を示す。また、図６Ａ～図６Ｃでは、図１Ａ～図５Ｃと同様に、その構造がわかりやすいように誘電体層２および下側誘電体層２ａは透視して示している。
　図６Ａ～図６Ｃに示す例のアンテナは、スロット９の両方の端部が閉じている図１Ａ～図４Ｃに示した構成のいずれかの線路変換構造と、下側誘電体層２ａと、下側グランド層１４と、第１の開口４ａと、第２の開口１４ａと、複数のシールド導体１５とを含む。下側誘電体層２ａは誘電体層２の下面に形成される。下側グランド層１４は、下側誘電体層２ａの下面に形成される。第１の開口４ａは、グランド層４のスロット９に対向する部分に形成される。第２の開口１４ａは、下側グランド層１４のスロット９に対向する部分に形成される。複数のシールド導体１５は、平面視で第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａを囲むように配列され、グランド層４および下側グランド層１４を接続する。このような構成のアンテナでは、マイクロストリップ線路１を伝送してきた信号はスロット線路５に信号エネルギーとして効率よく蓄えられ、スロット９の下側に配置された下側誘電体層２ａのシールド導体１５で囲まれた部分がスロット９と下側誘電体層２ａの下側に位置する空間との高周波的な整合をとる誘電体整合器として作用して、第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａを通って低損失（高効率）に信号を空間に放射することができる。
　アンテナが備える線路変換構造が上記したようなより低損失となる構造であれば、アンテナもより低損失（高効率）なものとなる。線路変換構造におけるスロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分の長さ（図１Ｂに示すＬ）が、マイクロストリップ線路１を伝送する信号の波長の０．２５倍以下であるとともに、スロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分に最も近接している貫通導体６と信号導体３との間隔（図１Ｂに示すＤ）が、マイクロストリップ線路１を伝送する信号の波長の０．１３倍以下であるときには、マイクロストリップ線路１からスロット線路５への変換損失がさらに小さくなる。したがって、このような構成のアンテナは、高周波信号を効率よく放射することのできるアンテナとなる。また、図６Ａ～図６Ｃに示す例のアンテナにおいて、図３Ａ～図３Ｃに示す例のように、誘電体層２の上に上側誘電体層１０を介して信号導体３のスロット線路５と直交する部分および間隙ならびにスロット線路５の間隙とスロット信号導体８との間の部分すなわち線路変換部を覆うように上側グランド層１１が形成されていると、線路変換部と外部とをシールドすることができ、線路変換部から外部への信号放射や、外部から線路変換部へのノイズ入射を抑制することができる。したがって、このような構成のアンテナは、より低損失（高効率）なアンテナ、あるいはノイズに強いアンテナとなる。
　また、本実施形態のアンテナは、上記構成において、図６Ａ～図６Ｃに示す例のように、第１の開口４ａが第２の開口１４ａよりも信号導体３に平行な方向の長さが短いときには、グランド層４の第２の開口１４ａと重なる部分によって線路変換部の乱れた電磁場モードが複数のシールド導体１５で囲まれた領域（誘電体整合器）に漏れるのを抑制することができる。したがって、このような構成のアンテナは、乱れた電磁場モードによる誘電体整合器内での不要な共振の発生を抑制でき、より高効率なアンテナとなる。
　下側誘電体層２ａのシールド導体１５で囲まれた部分が、下側誘電体層２ａの下側に位置する信号が放射される空間と、スロット９との間のインピーダンス整合をとる誘電体整合器として作用するように、下側誘電体層２ａの厚みは、下側誘電体層２ａ内における信号の波長の１／４の厚みとする。下側誘電体層２ａ内における信号の波長は、マイクロストリップ線路１を伝送する信号の周波数および下側誘電体層２ａの比誘電率により変動するので、これらに応じて下側誘電体層２ａの厚みを設定する。
　複数のシールド導体１５は、平面視で第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａを囲むように配列されて下側誘電体層２ａ内に形成される。それぞれのシールド導体１５がグランド層４と下側グランド層１４とを接続する。シールド導体１５を第２の開口に近接させて外側に配列するのが好ましい。第１の開口４ａを通った信号はシールド導体１５で囲まれた部分を通るので、シールド導体１５の内側に位置する下側グランド層１４が小さくなると、この部分で信号の放射を妨げることが抑えられる。より好ましくは、シールド導体１５を第２の開口１４ａに接するようにして外側に配列すると、シールド導体１５の内側には下側グランド層１４がほとんど存在せず、下側グランド層１４によって信号の放射が妨げられることがない。
　また、複数のシールド導体１５の間隔は、高周波信号が隣接するシールド導体１５間から漏れないように、誘電体整合器を伝送する信号の波長の１／４以下にするのが好ましい。
　スロット９、第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａは、互いに対向するように、即ち平面視で重なるように配置されている。スロット９から下側誘電体層２ａへの放射をグランド層４が妨げないように、第１の開口４ａはスロット９よりも一回り大きく、第１の開口４ａとスロット９とはそれぞれの中心を合わせて配置される。また、第１の開口４ａを通った信号の下側誘電体層２ａの下側の空間への放射を下側グランド層１４が妨げないように、第２の開口１４ａは第１の開口４ａよりも一回り大きく、第１の開口４ａと第２の開口１４ａとはそれぞれの中心を合わせて配置される。このような、スロット９、第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａの大きさおよび配置によって、スロット９から第１の開口および第２の開口を通ってその下の空間へ良好に信号を放射することができる。
　また、第１の開口４ａと第２の開口１４ａとの大きさの関係については、特に、上述したように第１の開口４ａが第２の開口１４ａよりも信号導体３に平行な方向の長さが短いのが好ましい。このようにすることにより、信号導体３の周りに発生する磁界、特に信号が変換される、信号導体３のスロットグランド導体７に挟まれた部分に発生する乱れた磁界によって励起されて誘電体整合器内の不要共振の磁界が発生するのを抑えることができる。誘電体整合器内の不要共振の磁界は、誘電体整合器の外周部（シールド導体１５に近接した領域）に沿って発生しやすく、信号導体３の周りに発生する磁界、即ち平面視で信号導体３に対して垂直な方向の磁界によって励起されて不要共振の磁界が発生するので、誘電体整合器の外周部のうちの信号導体３に対して垂直な方向に延びる部分に発生しやすい。第１の開口４ａが第２の開口１４ａよりも信号導体３に平行な方向の長さが短いと、この不要共振の磁界が発生しやすい部分と信号導体３との間にグランド層４が存在することとなり、グランド層４によって信号導体３の周りに発生する磁界をシールドすることができるので、不要共振の磁界が発生するのを抑えることができる。不要共振の磁界は、シールド導体１５から誘電体整合器の中心までの間における、シールド導体１５からこれらの間の距離の１／４までの領域に集中しやすので、第１の開口４ａの信号導体３に平行な方向の長さ（図６Ｃに示すＯＬ１）が第２の開口１４ａの信号導体３に平行な方向の長さ（図６Ｃに示すＯＬ２）の１／２より短いのがよい。上述したように第１の開口４ａと第２の開口１４ａとをその中心を合わせて配置して、第１の開口４ａの信号導体３に平行な方向の長さＯＬ１を第２の開口１４ａの信号導体３に平行な方向の長さＯＬ２の１／２より短くすると、誘電体整合器内の不要共振の磁界が集中しやすい領域の上にグランド層４の第１の開口４ａの周囲の部分が位置するようになる。この部分によって、信号導体３の周りに発生する磁界がより効果的にシールドされ、誘電体整合器内での不要な共振の発生を抑制する効果を高めることができる。
　図７Ａ～図７Ｃは、本発明のアンテナの実施の形態の他の例を説明するための概略図であり、図７Ａは平面図、図７Ｂは図７Ａの切断面線Ａ－Ａから見た断面図、図７Ｃは図７Ａの切断面線Ｂ－Ｂから見た断面図である。図７Ａ～図７Ｃでは、図１Ａ～図６Ｃと同様に、その構造がわかりやすいように誘電体層２、下側誘電体層２ａおよび上側誘電体層１６は透視して示している。図７Ａ～図７Ｃに示す例のアンテナは、線路変換構造として図５Ａ～図５Ｃに示した線路変換構造を用いたこと以外は、図６Ａ～図６Ｃに示したアンテナと同様に構成される。具体的には、図７Ａ～図７Ｃに示す例のアンテナは、スロット９の両方の端部が閉じている図５Ａ～図５Ｃに示した線路変換構造と、下側誘電体層２ａと、下側グランド層１４と、第１の開口４ａと、第２の開口１４ａと、複数のシールド導体１５とを含む。下側誘電体層２ａは、誘電体層２の下面に形成される。下側グランド層１４は、下側誘電体層２ａの下面に形成される。第１の開口４ａは、グランド層４のスロット９に対向する部分に形成される。第２の開口１４ａは、下側グランド層１４のスロット９に対向する部分に形成される。複数のシールド導体１５は、平面視で第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａを囲むように配列され、グランド層４および下側グランド層１４を接続する。このような構成のアンテナでは、ストリップ線路１８を伝送してきた信号はスロット線路５に信号エネルギーとして効率よく蓄えられ、スロット９の下側に配置された下側誘電体層２ａのシールド導体１５で囲まれた部分がスロット９と下側誘電体層２ａの下側に位置する空間との高周波的な整合をとる誘電体整合器として作用して、第１の開口４ａおよび第２の開口１４ａを通って低損失（高効率）に信号を空間に放射することができる。さらに、アンテナが備える線路変換構造が上記したような損失を抑制可能な構造であれば、アンテナもゲインの低下が抑制されたものとなる。
　誘電体層２、上側誘電体層１０，１６および下側誘電体層２ａは、セラミックスまたは有機樹脂、あるいはそれらの複合体からなる。セラミックスとしては、例えば、アルミナ（Ａｌ２Ｏ３）質焼結体，窒化アルミニウム（ＡｌＮ）質焼結体，窒化ケイ素（Ｓｉ３Ｎ４）質焼結体等のセラミック材料や、ガラス材料、あるいはガラスとＡｌ２Ｏ３、ＳｉＯ２、ＭｇＯなどの無機質フィラーとの複合体からなるガラスセラミック材料が挙げられる。有機樹脂としては、例えば、四フッ化エチレン樹脂（ポリテトラフルオロエチレン：ＰＴＦＥ），四フッ化エチレン－エチレン共重合樹脂（テトラフルオロエチレン－エチレン共重合樹脂：ＥＴＦＥ），四フッ化エチレン－パーフルオロアルコキシエチレン共重合樹脂（テトラフルオロエチレン－パーフルテロアルキルビニルエーテル共重合樹脂：ＰＦＡ）等のフッ素樹脂やエポキシ樹脂，ガラスエポキシ樹脂，ポリイミド等が挙げられる。セラミック材料の場合は、より高周波の信号を伝送することが可能な、Ａｕ，Ａｇ，Ｃｕ等の低抵抗金属からなる導体材料と同時焼成が可能なガラスセラミック材料が好ましい。これらの材料による誘電体層２厚みは、使用される周波数や用途等に応じて設定される。
　信号導体３、グランド層４、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロットパターン導体９ａ、上側グランド層１１，１７および下側グランド層１４は、誘電体層２がセラミック材料からなる場合は、Ｗ，Ｍｏ，Ｍｏ－Ｍｎ，Ａｕ，Ａｇ，Ｃｕ等の金属を主成分とするメタライズ層により形成される。また、誘電体層２が有機樹脂からなる場合は、厚膜印刷法、各種の薄膜形成方法、めっき法あるいは箔転写法等によって形成した金属層や、このような金属層上にめっき層を形成したもの、例えばＣｕ層、Ｃｒ－Ｃｕ合金層またはＣｒ－Ｃｕ合金層上にＮｉめっき層およびＡｕめっき層を被着させたもの、ＴａＮ層上にＮｉ－Ｃｒ合金層およびＡｕめっき層を被着させたもの、Ｔｉ層上にＰｔ層およびＡｕめっき層を被着させたもの、Ｎｉ－Ｃｒ合金層上にＰｔ層およびＡｕめっき層を被着させたもの等が挙げられる。その厚みや幅は、伝送される高周波信号の周波数や用途等に応じて設定される。
　信号導体３、グランド層４、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロットパターン導体９ａ、上側グランド層１１，１７および下側グランド層１４の形成は、周知の方法を用いればよい。例えば誘電体層２がガラスセラミックスから成る場合であれば、まずそれら誘電体層２となるガラスセラミックスのグリーンシートを準備し、グリーンシート上にスクリーン印刷法によってＡｇ等の導体ペーストを所定形状で印刷塗布して、信号導体３、グランド層４、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロットパターン導体９ａ、上側グランド層１１，１７および下側グランド層１４の各導体パターンを形成する。このとき、信号導体３、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロットパターン導体９ａは同じグリーンシート上に同時に形成される。次に、これらの導体パターンが形成されたグリーンシートを重ねて圧着するなどして積層体を作製し、この積層体を８５０～１０００℃で焼成することによって形成する。その後、外表面に露出している導体上には、ＮｉめっきおよびＡｕめっき等のめっき皮膜を形成する。誘電体層２が有機樹脂材料から成る場合であれば、例えば有機樹脂シート上に信号導体３、グランド層４、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロットパターン導体９ａ、上側グランド層１１，１７および下側グランド層１４の各導体パターン形状に加工したＣｕ箔を転写し、Ｃｕ箔が転写された有機樹脂シートを積層して接着剤で接着することによって形成する。
　貫通導体６、グランド強化導体６ａおよび上側グランド強化導体６ｂは、誘電体層２がガラスセラミックス等のセラミックスから成る場合には、例えば前述の製造方法において信号導体３、グランド層４、スロットグランド導体７、スロット信号導体８、スロットパターン導体９ａ、上側グランド層１１，１７および下側グランド層１４の各導体パターンを形成する前に、グリーンシートに金型加工やレーザー加工によってあらかじめ形成しておいた貫通孔内に同様の導体ペーストを印刷法等によって充填することで形成することができる。誘電体層２が有機樹脂から成る場合も同様に、グリーンシートに代えて有機樹脂シートを用い、導体ペーストの印刷やめっきによって貫通孔内に貫通導体を形成したりすればよい。また、シールド導体１５も、貫通導体６、グランド強化導体６ａおよび上側グランド強化導体６ｂと同様にして形成すればよい。
　（実施例１）
　本発明の線路変換構造の効果を確認するためのシミュレーションを図４Ａ～図４Ｃに示す例をシミュレーションモデルとして用いて行なった。マイクロストリップ線路１から入力した信号が、誘電体層２下面の出力用マイクロストリップ線路１３に出力されるまでの損失をシミュレーションすることにより、マイクロストリップ線路１からスロット線路５への変換損失を見積もった。誘電体層２内部のグランド層４には、スロット線路５と出力用マイクロストリップ線路１３との結合のために第１の開口４ａが設けられている。誘電体層２としてアルミナを想定して比誘電率を８．６に、導体の導電率を６．６×１０６（Ｓ／ｍ）に、信号周波数を６０ＧＨｚにそれぞれ設定した。誘電体層２および下側誘電体層２ａの厚さは０．１５ｍｍとし、マイクロストリップ線路１および出力用マイクロストリップ線路１３のインピーダンスを５０Ωにするために、信号導体３および出力用信号導体１２の幅は０．１４ｍｍとした。この場合、マイクロストリップ線路１と出力用マイクロストリップ線路１３の実効誘電率は６．３となり、６０ＧＨｚにおける信号の波長は２．０ｍｍとなった。貫通導体６の直径は０．１ｍｍとした。スロット９はその幅（スロットグランド導体７とスロット信号導体８との間隔）を０．１ｍｍとし、長さＳＬを１．４ｍｍとした。また、出力用マイクロストリップ線路１３のスタブ長さＭＬは０．４ｍｍとした。第１の開口４ａは、１．８ｍｍ×０．３５ｍｍの長方形とし、上面視でスロット９が第１の開口４ａ内の中心に位置するように配置した。
　そして、スロットグランド導体７の間隙を挟んで信号導体３に平行な部分の長さＬ（以下、平行部長さＬという。）はマイクロストリップ線路１を伝送する信号の波長の０．２５倍（０．５ｍｍ）に設定し、信号導体３と貫通導体６の間隔Ｄを信号の波長の０．１３倍（０．２６ｍｍ）に設定した。
　上記シミュレーションモデルを使った損失のシミュレーション結果を図８に示す。図８はシミュレーションモデルのマイクロストリップ線路１から出力用マイクロストリップ線路１３までの損失の周波数特性を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は周波数を示す。図８より、約５０ＧＨｚから７０ＧＨｚの範囲で信号が透過しており、６０ＧＨｚ帯でマイクロストリップ線路１から出力用マイクロストリップ線路１３への電磁結合が良好になされ、そのことからマイクロストリップ線路１からスロット線路５への変換が良好になされていることが分かる。６０ＧＨｚにおける損失は１．１ｄＢであった。
　上記シミュレーションモデルの平行部長さＬを、信号の波長の０．１２５倍（０．２５ｍｍ）、０．１８８倍（０．３７５ｍｍ）、０．３７５倍（０．７５ｍｍ）、０．５倍（１．０ｍｍ）、０．７５倍（１．５ｍｍ）および１．０倍（２．０ｍｍ）としてシミュレーションを行なった。その結果をまとめて図９に示す。図９は、６０ＧＨｚにおける損失と平行部長さＬとの関係を示すグラフである。平行部長さＬは、マイクロストリップ線路１を伝送する６０ＧＨｚ信号の波長で規格化して（平行部長さＬと波長の比率にして）示している。図９より、平行部長さＬが波長の０．２５倍以下の場合、損失は約１．１ｄＢと小さいが、平行部長さＬが波長の０．２５倍を越えると損失が急激に大きくなることが分かる。また、平行部長さＬが波長の０．５倍のとき特に損失が大きくなっているが、これは共振の影響によるものである。平行部長さＬが波長の０．７５倍のときは共振の影響はないが、損失は約２．１ｄＢと、平行部長さＬが波長の０．２５倍以下の場合よりも１ｄＢ程度大きくなっている。これはマイクロストリップ線路１からスロット線路５に変換するに当たり、マイクロストリップ線路からコプレーナ線路への線路変換構造と、コプレーナ線路からスロット線路への線路変換構造の２つの線路変換構造を経ることにより、それぞれの線路変換構造で損失を生じ、それらが累積されるためである。平行部長さＬが波長の１．０倍のときは共振の影響によって再び損失が大きくなっており、１．０倍以上においても平行部長さＬが波長の０．５ｎ倍（ｎは正の整数）のときは同様に共振の影響によって損失が大きくなる。
　（実施例２）
　上記シミュレーションモデルの信号導体３に平行な部分に最も近接している貫通導体６と信号導体３との間隔Ｄ（以下、単に間隔Ｄという）を、信号の波長の０．０７５倍（０．１５ｍｍ）、０．１倍（０．２ｍｍ）、０．１８８倍（０．３７５ｍｍ）、０．２５倍（０．５ｍｍ）および０．３７５倍（０．７５ｍｍ）としてシミュレーションを行なった。その結果をまとめて図１０に示す。図１０は、６０ＧＨｚにおける損失と、信号導体３と貫通導体６との間隔Ｄの関係を示すグラフである。信号導体３と貫通導体６との間隔Ｄは、マイクロストリップ線路１を伝送する６０ＧＨｚ信号の波長で規格化して（間隔Ｄと波長の比率にして）示している。図１０より、間隔Ｄが波長の０．１３倍以下の場合、損失は約１．１ｄＢと小さいが、間隔Ｄが波長の０．１３倍を越えると、損失が急激に大きくなることが分かる。間隔Ｄが波長の０．２５倍のとき特に損失が大きくなっているのは、上記と同様に共振の影響であり、同様に０．２５ｎ倍（ｎは正の整数）のときは共振の影響によって損失が大きくなる。間隔Ｄが波長の０．３８倍のときは共振の影響はないが、損失は約２．１ｄＢと、間隔Ｄが波長の０．１３倍以下の場合より１ｄＢ程度大きくなっている。これはマイクロストリップ線路１の信号導体３の直下のグランド層４の電位が貫通導体６を通ってスロットグランド導体７に伝送するにあたり、その伝送経路の長さが増すことによる損失のためと考えられる。
　（実施例３）
　本発明のアンテナの効果を確認するためのシミュレーションを、図６Ａ～図６Ｃに示す例をシミュレーションモデルとして用いて行なった。マイクロストリップ線路１から入力した信号の反射特性からアンテナの帯域を見積もった。誘電体層２下面のグランド層４には、スロット線路５と誘電体整合器との結合のために第１の開口４ａが設けられている。誘電体層２、下側誘電体層２ａとしてアルミナを想定して比誘電率を８．６に、導体の導電率を６．６×１０６（Ｓ／ｍ）に、信号周波数を６０ＧＨｚにそれぞれ設定した。誘電体層２の厚さは０．１５ｍｍ、下側誘電体層２ａの厚さは０．４ｍｍとし、マイクロストリップ線路１のインピーダンスを５０Ωにするために、信号導体３の幅は０．１４ｍｍとした。貫通導体６およびシールド導体１５の直径は０．１ｍｍとした。スロット９はその幅（スロットグランド導体７とスロット信号導体８との間隔）を０．１ｍｍとし、長さＳＬを１．４ｍｍとした。第１の開口４ａは、１．８ｍｍ×０．３５ｍｍの長方形とし、上面視でスロット９が第１の開口４ａ内の中心に位置するように配置した。シールド導体１５は３．６ｍｍ×１．５ｍｍの長方形の辺上に中心位置がくるように０．３ｍｍピッチで配列した。第２の開口１４ａも３．６ｍｍ×１．５ｍｍの長方形とした。シールド導体１５を結ぶ長方形および第２の開口１４ａの中心も第１の開口４ａの中心に合わせて配置した。
　上記シミュレーションモデルを使った反射のシミュレーション結果を図１１に示す。図１１はシミュレーションモデルのマイクロストリップ線路１から入力した高周波信号の反射の周波数特性を示すグラフであり、縦軸は反射を示し、横軸は周波数を示す。図１１より、約５７ＧＨｚから７５ＧＨｚの範囲で反射が－１０ｄＢ以下と小さく、広い帯域にわたってアンテナとして高周波信号を空間に放射していることが分かる。
　［アンテナのゲインの低下抑制効果を確認するための試験］
　アンテナのゲインの低下抑制効果を確認するためのシミュレーションを、図７Ａ～図７Ｃに示す例をシミュレーションモデルとして用いて行った。
　＜アンテナのゲインとスロットパターン幅との関係＞
　（試験例１）
　誘電体層２下面のグランド層４には、スロット線路５と誘電体整合器との結合のために第１の開口４ａが設けられている。上側誘電体層１６、誘電体層２および下側誘電体層２ａとしてアルミナを想定して比誘電率を９．２に、導体の導電率をタングステンメタライズを想定して６．６×１０６（Ｓ／ｍ）に、信号周波数を６０ＧＨｚにそれぞれ設定した。上側誘電体層１６および誘電体層２の厚さは０．１２５ｍｍ、下側誘電体層２ａの厚さは０．４ｍｍとし、ストリップ線路１８の信号導体３の幅は０．１ｍｍとした。スロットグランド導体７と信号導体３との間隙は０．１ｍｍとした。貫通導体６およびシールド導体１５の直径は０．１ｍｍ、貫通導体６と信号導体３との間隔Ｄは０．２３ｍｍとした。スロット９はその幅（スロットグランド導体７とスロット信号導体８との間隔）を０．１ｍｍとし、長さＳＬを０．８ｍｍとした。またスロット信号導体８の幅は０．２０５ｍｍとした。そして、スロット９の両方の端部を閉じるように、２つのスロットパターン導体９ａを誘電体層２の上面に配置し、スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）は、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．３５倍（０．５７７ｍｍ）とした。なお、試験例１では、グランド強化導体６ａおよび上側グランド強化導体６ｂが形成されていないものとしてシミュレーションを行った。
　（試験例２）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．３倍（０．４９５ｍｍ）としたこと以外は試験例１と同様にして、試験例２のシミュレーションを行った。
　（試験例３）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍（０．４１２ｍｍ）としたこと以外は試験例１と同様にして、試験例３のシミュレーションを行った。
　（試験例４）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２倍（０．３３ｍｍ）としたこと以外は試験例１と同様にして、試験例４のシミュレーションを行った。
　（試験例５）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（０．２４７ｍｍ）としたこと以外は試験例１と同様にして、試験例５のシミュレーションを行った。
　上記試験例１～５のシミュレーションモデルを使ったゲインのシミュレーション結果を表１、図１２および図１３Ａ～図１３Ｃに示す。図１２は、グランド強化導体が形成されていない場合における、アンテナのゲインとスロットパターン幅との関係を示すグラフである。図１２において、縦軸はゲイン（ｄＢｉ）を示し、横軸は波長に対するスロットパターン幅を示す。図１３Ａ～図１３Ｃは、試験例１，３，５のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。図１３Ａ～図１３Ｃにおいて、図１３Ａは試験例１、図１３Ｂは試験例３、図１３Ｃは試験例５のシミュレーション結果を示し、縦軸はゲイン（ｄＢｉ）を示し、横軸はＡｎｇｌｅ（ｄｅｇ）を示す。また、図１３Ａ～図１３Ｃにおいて、実線Ａは、信号導体３に平行で、かつ誘電体層２に垂直な面におけるアンテナのゲインを示し、破線Ｂは、信号導体３に垂直で、かつ誘電体層２に垂直な面におけるアンテナのゲインを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１、図１２および図１３Ａ～図１３Ｃより、スロットパターン導体９ａのスロットパターン幅が信号の波長の０．３倍以上である場合には、顕著なゲインの低下は見られないが、スロットパターン幅が信号の波長の０．２５倍以下である場合には、ゲインの大幅な低下が見られる。
　＜アンテナのゲインとグランド強化導体のスロット端部からの離間距離との関係＞
　（試験例６）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍（０．４１２ｍｍ）とし、スロット９の各端部から信号導体３にそれぞれ離反する方向に、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍（スロット９の端部からの離間距離が波長の０．２５倍）の位置に、スロット９の各端部にそれぞれ対応してグランド強化導体６ａを配置したこと以外は試験例１と同様にして、試験例６のシミュレーションを行った。なお、試験例６では、上側グランド強化導体６ｂが形成されていないものとしてシミュレーションを行った。
　（試験例７）
　グランド強化導体６ａのスロット９の端部からの離間距離が波長の０．１２５倍としたこと以外は試験例６と同様にして、試験例７のシミュレーションを行った。
　（試験例８）
　グランド強化導体６ａのスロット９の端部からの離間距離が波長の０倍、すなわち、グランド強化導体６ａの中心位置がスロット９の端部位置に一致するようにしたこと以外は試験例６と同様にして、試験例８のシミュレーションを行った。
　（試験例９）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（０．２４７ｍｍ）とし、グランド強化導体６ａのスロット９の端部からの離間距離が波長の０．１５倍としたこと以外は試験例６と同様にして、試験例９のシミュレーションを行った。
　（試験例１０）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（０．２４７ｍｍ）とし、グランド強化導体６ａのスロット９の端部からの離間距離が波長の０倍、すなわち、グランド強化導体６ａの中心位置がスロット９の端部位置に一致するようにしたこと以外は試験例６と同様にして、試験例１０のシミュレーションを行った。
　上記試験例６～１０のシミュレーションモデルを使ったゲインのシミュレーション結果を表２、図１４および図１５Ａ～図１５Ｃに示す。図１４は、アンテナのゲインとグランド強化導体のスロット端部からの離間距離との関係を示すグラフである。図１４において、縦軸はゲイン（ｄＢｉ）を示し、横軸は波長に対するグランド強化導体のスロット端部からの離間距離を示す。なお、図１４において、「λ」は、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長を示す。図１５Ａ～図１５Ｃは、試験例６，７，８のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。図１５Ａ～図１５Ｃにおいて、図１５Ａは試験例６、図１５Ｂは試験例７、図１５Ｃは試験例８のシミュレーション結果を示し、縦軸はゲイン（ｄＢｉ）を示し、横軸はＡｎｇｌｅ（ｄｅｇ）を示す。また、図１５Ａ～図１５Ｃにおいて、実線Ａは、信号導体３に平行で、かつ誘電体層２に垂直な面におけるアンテナのゲインを示し、破線Ｂは、信号導体３に垂直で、かつ誘電体層２に垂直な面におけるアンテナのゲインを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　表２、図１４および図１５Ａ～図１５Ｃより、スロット９の端部から信号の波長の０．２５倍以内の領域にグランド強化導体６ａを形成することによって、グランド強化導体６ａが形成されていない上記試験例３，５に比べて、ゲインの低下が抑制されていることが分かる。
　＜グランド強化導体の配置位置＞
　（試験例１１）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．２５倍（０．４１２ｍｍ）とし、グランド強化導体６ａがスロット信号導体８とグランド層４とを接続するように、グランド強化導体６ａを信号導体３の延長線上に設けたこと以外は試験例１と同様にして、試験例１１のシミュレーションを行った。
　上記試験例１１のシミュレーションモデルを使ったゲインのシミュレーション結果を図１６に示す。図１６は、試験例１１のアンテナのゲインのシミュレーション結果を示すグラフである。図１６において、縦軸はゲイン（ｄＢｉ）を示し、横軸はＡｎｇｌｅ（ｄｅｇ）を示す。また、図１６において、実線Ａは、信号導体３に平行で、かつ誘電体層２に垂直な面におけるアンテナのゲインを示し、破線Ｂは、信号導体３に垂直で、かつ誘電体層２に垂直な面におけるアンテナのゲインを示す。図１６より、グランド強化導体６ａがスロット信号導体８とグランド層４とを接続するように設けられた場合には、ゲインの低下抑制効果が発揮されないことが分かる。
　＜グランド強化導体の配置数＞
　（試験例１２）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（０．２４７ｍｍ）とし、スロット９の一方の端部から信号導体３に離反する方向に、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（スロット９の端部からの離間距離が波長の０．１５倍）の位置に、スロット９の一方の端部のみに対応してグランド強化導体６ａを配置したこと以外は試験例１と同様にして、試験例１２のシミュレーションを行った。
　上記試験例１２のシミュレーションモデルを使ったゲインのシミュレーション結果を表３に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　表３より、グランド強化導体６ａがスロット９の一方の端部のみに対応して設けられた場合であっても、グランド強化導体６ａが形成されていない試験例５に比べて、ゲインの低下が抑制されていることが分かる。
　＜２つのグランド強化導体の配置位置の対称性＞
　（試験例１３）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（０．２４７ｍｍ）とし、スロット９の一方の端部から信号の波長の０．１５倍（スロット９の端部からの離間距離が波長の０．１５倍）の位置、スロット９の他方の端部から信号の波長の０倍（グランド強化導体６ａの中心位置がスロット９の端部位置に一致）の位置に、２つのグランド強化導体６ａを配置したこと以外は試験例１と同様にして、試験例１３のシミュレーションを行った。すなわち、試験例１３では、２つのグランド強化導体６ａの配置位置は、信号導体３に関して非対称である。
　上記試験例１３のシミュレーションモデルを使ったゲインのシミュレーション結果を表４に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　表４より、２つのグランド強化導体６ａの配置位置が非対称である場合には、配置位置が対称である試験例９に比べてゲインの低下抑制効果が低いものの、グランド強化導体６ａが形成されていない試験例５に比べて、ゲインの低下が抑制されていることが分かる。
　＜上側グランド強化導体のゲイン低下抑制効果＞
　（試験例１４）
　スロットパターン導体９ａの信号導体３に垂直な部分の長さ（スロットパターン幅ＳＷ）を、ストリップ線路１８を伝送する信号の波長の０．１５倍（０．２４７ｍｍ）とし、スロット９の各端部から信号導体３にそれぞれ離反する方向に、信号の波長の０．１５倍（スロット９の端部からの離間距離が波長の０．１５倍）の位置に、スロット９の各端部にそれぞれ対応してグランド強化導体６ａを配置し、さらに、スロット９の各端部から信号導体３にそれぞれ離反する方向に、信号の波長の０．１５倍（スロット９の端部からの離間距離が波長の０．１５倍）の位置に、スロット９の各端部にそれぞれ対応して上側グランド強化導体６ｂを配置したこと以外は試験例１と同様にして、試験例１４のシミュレーションを行った。
　（試験例１５）
　上側グランド強化導体６ｂを、スロット９の各端部から信号導体３にそれぞれ離反する方向に、信号の波長の０倍（上側グランド強化導体６ｂの中心位置がスロット９の端部位置に一致）の位置に、スロット９の各端部にそれぞれ対応して上側グランド強化導体６ｂを配置したこと以外は試験例１４と同様にして、試験例１５のシミュレーションを行った。すなわち、試験例１５では、上側グランド強化導体６ｂは、グランド強化導体６ａに対してずれた位置に配置されている。
　上記試験例１４，１５のシミュレーションモデルを使ったゲインのシミュレーション結果を表５に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　表５より、上側グランド強化導体６ｂを設けることによって、上側グランド強化導体６ｂが設けられていない試験例９に比べて、ゲインの低下がさらに抑制されていることが分かる。また、試験例１４と試験例１５との比較により、上側グランド強化導体６ｂを、グランド強化導体６ａに対してずれた位置に配置しない方が、よりゲインの低下が抑制されていることが分かる。
　本発明は、その精神または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形態で実施できる。したがって、前述の実施形態はあらゆる点で単なる例示に過ぎず、本発明の範囲は特許請求の範囲に示すものであって、明細書本文には何ら拘束されない。さらに、特許請求の範囲に属する変形や変更は全て本発明の範囲内のものである。
　１　マイクロストリップ線路
　２　誘電体層
　２ａ　下側誘電体層
　３　信号導体
　４　グランド層
　４ａ　第１の開口
　５　スロット線路
　６　貫通導体
　６ａ　グランド強化導体
　６ｂ　上側グランド強化導体
　７　スロットグランド導体
　８　スロット信号導体
　９　スロット
　９ａ　スロットパターン導体
　１０，１６　上側誘電体層
　１１，１７　上側グランド層
　１２　出力用信号導体
　１３　出力用マイクロストリップ線路
　１４　下側グランド層
　１４ａ　第２の開口
　１５　シールド導体
　１８　ストリップ線路

Claims (9)

  1. 　高周波伝送線路をスロット線路に変換する線路変換構造であって、
    　誘電体層と該誘電体層の上面に配置された信号導体と前記誘電体層の下面に配置されたグランド層とを含む、高周波伝送線路と、
    　前記誘電体層の上面に配置され、前記グランド層に前記誘電体層を貫通する貫通導体で接続されたスロットグランド導体と、前記誘電体層の上面に配置されたスロット信号導体と、前記スロットグランド導体と前記スロット信号導体との間に配置されたスロットとを含む、スロット線路とを含み、
    　前記高周波伝送線路の前記信号導体は、前記スロットグランド導体との間に間隙を設けて前記スロットグランド導体および前記スロットと直交し、先端が前記スロット信号導体に接続されており、
    　前記スロットグランド導体の前記間隙を挟んで前記信号導体に平行な部分の長さが、前記高周波伝送線路を伝送する信号の波長の０．２５倍以下であることを特徴とする線路変換構造。
  2. 　前記スロットグランド導体の前記間隙を挟んで前記信号導体に平行な部分に最も近接している前記貫通導体と前記信号導体との間隔が、前記高周波伝送線路を伝送する信号の波長の０．１３倍以下であることを特徴とする請求項１記載の線路変換構造。
  3. 　前記信号導体の前記スロット線路と直交する部分および前記間隙ならびに前記スロット線路の前記間隙と前記スロット信号導体との間の部分を覆うように、上側誘電体層を介して上側グランド層が形成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の線路変換構造。
  4. 　前記誘電体層の上面に、前記スロットの少なくとも一方の端部を閉じるスロットパターン導体が配置されていることを特徴とする請求項１～３のいずれか１つに記載の線路変換構造。
  5. 　前記スロットの両方の端部を閉じるように、２つの前記スロットパターン導体が前記誘電体層の上面に配置され、
    　前記スロットパターン導体の前記信号導体に垂直な部分の長さが、前記高周波伝送線路を伝送する信号の波長の０．２５倍以下であり、
    　前記スロットの端部から前記信号導体に離反する方向に、前記高周波伝送線路を伝送する信号の波長の０．２５倍以内の領域に、前記誘電体層を貫通し、前記スロットグランド導体と前記グランド層とを接続するグランド強化導体が形成されていることを特徴とする請求項４に記載の線路変換構造。
  6. 　前記高周波伝送線路は、前記誘電体層と、前記信号導体と、前記グランド層と、前記誘電体層の上面に形成された上側誘電体層と、前記上側誘電体層の上面に形成された上側グランド層とを含むことを特徴とする請求項５に記載の線路変換構造。
  7. 　前記グランド強化導体は、前記上側誘電体層を貫通し、前記スロットグランド導体と前記上側グランド層とを接続するように設けられることを特徴とする請求項６に記載の線路変換構造。
  8. 　前記スロットの両方の端部が閉じている請求項１～７のいずれか１つに記載の線路変換構造と、
    　前記誘電体層の下面に形成された下側誘電体層と、
    　該下側誘電体層の下面に形成された下側グランド層と、
    　前記グランド層の前記スロットに対向する部分に形成された第１の開口と、
    　前記下側グランド層の前記スロットに対向する部分に形成された第２の開口と、
    　平面視で前記第１の開口および前記第２の開口を囲むように配列され、前記グランド層および前記下側グランド層を接続する複数のシールド導体とを含むことを特徴とするアンテナ。
  9. 　前記第１の開口は前記第２の開口よりも前記信号導体に平行な方向の長さが短いことを特徴とする請求項８に記載のアンテナ。
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