WO2011039993A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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英俊 北中
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device applied to an electric vehicle that takes in electric power from a DC power source via an overhead wire (including a third rail).
  • an electric vehicle travels by taking electric power from an overhead line with a current collector and driving the electric motor using the collected electric power. It is known that the drive control of the electric motor is performed by a power conversion device that converts the collected power into a three-phase AC by an inverter that is a DC-AC conversion circuit and supplies it to the motor.
  • a reactor and a capacitor are formed to attenuate the harmonic current flowing out from the power conversion circuit to the DC power source side.
  • An LC filter circuit is installed.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems. Even when the voltage of a DC power supply or the like fluctuates, the present invention suppresses the electric vibration of the LC filter circuit and suppresses the transient vibration of the capacitor voltage. Provided is a power conversion device that maintains normal operation by suppressing.
  • the power conversion device receives power from an overhead line, and outputs a converted power obtained by converting the power from the overhead line through an LC filter circuit including a reactor and a capacitor, and controls the power conversion circuit.
  • the control unit includes a time constant generating unit that generates a time constant and a calculation unit that generates a first control signal by delaying the capacitor voltage based on the time constant.
  • a processing unit is provided, and a second output voltage command is generated from the first output voltage command and the first control signal which are commands of the magnitude of the output voltage in the converted power, and based on the second output voltage command It controls the power conversion circuit.
  • a power converter that maintains normal operation by suppressing electrical vibration of the LC filter circuit and suppressing transient vibration of the capacitor voltage is provided. it can.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a transfer function block of the system of FIG. 2. It is a figure which shows the circuit by which the load of the positive resistance characteristic was connected to the LC filter connected to DC power supply as a comparative example.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a transfer function block of the system of FIG. 4. It is a figure which shows the example of a waveform of the input capacitor voltage in Embodiment 1 of this invention and a prior art example. It is a figure which shows the structural example of the delay process part in Embodiment 1 of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power converter is connected to the overhead line 1 via the current collector 2 and connected to the rail 4 via the wheels 3.
  • the overhead line 1 and the rail 4 are connected to a substation (not shown) serving as a DC power source, the current collector 2 receives power from the overhead line 1, and the wheel 3 is connected to the rail 4 as a return circuit for return current. ing.
  • the power converter includes an LC filter circuit including a reactor 5 and a capacitor 6 in order to suppress the harmonic current from flowing out to the overhead line 1, a voltage detector 7 that detects the DC voltage EFC of the capacitor 6, and the capacitor 6.
  • One end of the power conversion circuit 10 connected in parallel and composed of the upper arm side switching element 11 and the lower arm side switching element 12 is connected to a connection point between the upper arm side switching element 11 and the lower arm side switching element 12, and the current flows.
  • a smoothing reactor 20 which is a smoothing filter for performing ripple filtering, a current detector 21 for detecting a current ISL of the smoothing reactor 20, a power storage element 26 serving as a load, a voltage detector 23 for detecting an output voltage BFC, and an LC filter circuit As a control unit to suppress electrical vibration and suppress transient vibration of capacitor voltage And a converter control unit 30.
  • the power conversion circuit 10 is a DC-DC conversion circuit (DCDC converter).
  • a nickel-metal hydride secondary battery, a lithium ion secondary battery, an electric double layer capacitor, or the like is suitable, but it is not limited and may be other.
  • the substation has been described as an example of the DC power source, other DC voltage sources may be used.
  • the converter control unit 30 includes a subtractor 31 that receives the current command ISL * of the smoothing reactor 20 and obtains the difference between the smoothing reactor currents ISL, and a current controller 32 that performs proportional-integral control by receiving the output of the subtractor 31.
  • An adder 33 that takes the sum of the output of the current controller 32 and the voltage BFC of the power storage element 26 and generates a voltage command VREF as a first output voltage command that is a command of the magnitude of the output voltage in the converted power; Based on the divider 35 for dividing the voltage command VREF by the signal EFC2 which is the first control signal and outputting the duty ratio M which is the second output voltage command, the duty ratio M and the carrier signal CAR.
  • a modulation circuit 37 that outputs a switching signal GSG to the power conversion circuit 10.
  • the conduction rate M may be generated by adding BFC / EFC2 to the output of the current controller 32.
  • the carrier signal CAR is a triangular wave or sawtooth wave carrier having a value of 0 to 1.
  • the modulation circuit 37 compares the magnitude relationship between the conduction rate M and the carrier signal CAR, and generates the switching signal GSG based on the comparison result. If the conduction ratio M> the carrier signal CAR, the upper arm side switching element 11 is turned on and the lower arm side switching element 12 is turned off. If the conduction ratio M ⁇ carrier signal CAR, the lower arm side switching element 12 is turned on and the upper arm side switching element 11 is turned off. In this way, control is performed by adjusting the ON time width of the upper arm side switching element 11 and the ON time width of the lower arm side switching element 12.
  • the signal EFC2 is a signal obtained by delaying the voltage EFC of the capacitor 6 by the delay processing unit 34.
  • the delay processing unit 34 performs, for example, first-order delay processing on the input voltage EFC, and generates and outputs a signal EFC2 that is a first control signal.
  • the first embodiment is characterized in that the conduction rate M is generated based on the signal EFC2 generated by the delay processing unit 34.
  • the current controller 32 is preferably proportional-integral control, but may be proportional control. Any of them can be configured by a known technique.
  • the power conversion device configured as described above converts the voltage ES from the overhead wire 1 into a predetermined voltage value, applies it to both ends of the power storage element 26, and controls on / off of the switching element of the power conversion circuit 10,
  • the smoothing reactor current ISL (equal to the current of the power storage element 26) is adjusted to a predetermined current value. That is, the power converter controls the smoothing reactor current ISL to a predetermined current value.
  • a smoothing reactor current command ISL * which is a command value of the smoothing reactor current ISL, is output from a higher-level control system (not shown).
  • ISL * is set to a positive value.
  • an LC filter circuit including the reactor 5 and the capacitor 6 is installed to attenuate the harmonic current flowing out from the power conversion circuit 10 to the overhead wire 1 side. Since this LC filter circuit exists, electric vibration may occur as described below. The principle of the occurrence of electrical vibration in the LC filter circuit will be briefly described below.
  • FIG. 2 is a simplified representation of the system shown in FIG. 1, and is connected to a DC power source 70 simulating the overhead wire 1, and an LC filter composed of a reactor 5 and a capacitor 6 is connected to a power conversion circuit 10 and a smoothing circuit. It is a figure which shows the circuit at the time of connecting the reactor 20 and the electric power storage element 26, and carrying out constant current control of the smoothing reactor current ISL.
  • the reactor 5 includes an inductance component L and a resistance component R.
  • the capacitance of the capacitor 6 is C.
  • the power conversion circuit 10 is controlled so that the smoothing reactor current ISL that is the output of the power conversion circuit is maintained constant even when the voltage EFC of the capacitor 6 fluctuates. Is done. Therefore, the power passing through the power conversion circuit 10 is constant, so that the power conversion circuit 10 has a constant power characteristic with respect to the fluctuation of the voltage EFC of the capacitor 6. That is, even if the voltage EFC varies, the input power PDC of the power conversion circuit 10 is controlled so as not to change. From the above characteristics, an element in which the power conversion circuit 10, the smoothing reactor 20, and the power storage element 26 are collectively expressed as a load of the LC filter is expressed as a constant power load 80.
  • the constant power load 80 viewed from the DC power supply 70 side has a negative resistance characteristic.
  • the negative resistance characteristic is a characteristic in which the input current IDC of the power conversion circuit 10 decreases if the voltage EFC of the capacitor 6 increases, and the input current IDC of the power conversion circuit 10 increases if the voltage EFC of the capacitor 6 decreases. It is.
  • the DC input unit of the system shown in FIG. 2 exhibits negative resistance characteristics, and the input current IDC of the power conversion circuit 10 decreases as the voltage EFC of the capacitor 6 increases.
  • the input current IDC of the power conversion circuit 10 increases, so that the operation of promoting the decrease of the voltage EFC of the capacitor 6 is performed. For this reason, braking is not effective for the fluctuation of the voltage EFC of the capacitor 6, the electric vibration of the LC filter circuit expands, and the voltage EFC of the capacitor 6 continuously vibrates in the vicinity of the resonance frequency of the LC filter.
  • the phenomenon described above is quantitatively explained by obtaining and evaluating the transfer function of the system of FIG.
  • a transfer function from the DC voltage ES to the voltage EFC of the capacitor 6 is obtained.
  • the constant power load 80 is controlled so that its output is constant.
  • the relational expression of the input power PDC of the power conversion circuit 10, the voltage EFC of the capacitor 6, and the input current IDC of the power conversion circuit 10 is the following expression (1).
  • Equation (6) does not contain useful information, it is ignored here. Equation (5) is rewritten as the following equation (7).
  • Equation (7) the smaller R, the larger C, the smaller the PDC, and the larger EFC0, the smaller the R required for the system to stabilize.
  • the resistance component existing on the direct current side is as small as several tens of m ⁇ , and it is difficult to satisfy the equation (7). As a result, the system becomes unstable and the LC filter circuit generates vibration.
  • FIG. 4 is a diagram showing a circuit in which a load composed of a resistor 60 is connected to the LC filter circuit connected to the DC power supply 70. As compared with the circuit shown in FIG. 2, the constant power load 80 is replaced with a resistor 60. The resistance value of the resistor 60 is R0.
  • FIG. 5 is a diagram showing a transfer function block of the system of FIG. From FIG. 5, the closed loop transfer function Gp (s) from the voltage Es of the DC power supply 70 to the voltage EFC of the capacitor 6 is expressed by the following equation (8).
  • R ⁇ 0 is obtained by calculating a condition in which all the solutions of the characteristic equation represented by Expression (9) are negative, and this condition is always satisfied. From this, it can be seen that when the load is composed of the resistor 60, the load is always stable. As described above, it can be seen that the circuit in which the resistor 60 is connected to the LC filter circuit connected to the DC power supply 70 is always stable.
  • the voltage of the overhead wire 1 (overhead voltage ES) may fluctuate rapidly depending on the operating state of other electric vehicles that are supplied with power from the same overhead wire 1.
  • the voltage EFC of the capacitor 6 generates a transient vibration. If the suppression of the transient vibration is insufficient, the capacitor 6 becomes overvoltage, and the power converter may stop. Therefore, it is important to suppress the transient vibration of the voltage EFC of the capacitor 6 when the overhead wire voltage ES fluctuates rapidly.
  • the voltage EFC of the capacitor 6 is delayed by the delay processing unit 34 to obtain the signal EFC2 that is the first control signal. Based on this signal EFC2 and VREF which is the first output voltage command, the current flow rate M is generated.
  • the conduction ratio M is generated based on the signal EFC2 delayed from the voltage EFC. It will be.
  • the conduction ratio M immediately decreases in inverse proportion to the increase in the voltage EFC and is corrected to a predetermined value corresponding to the voltage EFC, thereby canceling the fluctuation in the voltage EFC.
  • the output of the power conversion circuit 10 is adjusted so as not to fluctuate due to the fluctuation of the voltage EFC.
  • a transient fluctuation of the output of the power conversion circuit 10 due to the fluctuation of the voltage EFC is allowed to some extent, and the conduction ratio M decreases to a predetermined value corresponding to the voltage EFC with a certain delay. It becomes a behavior.
  • the constant power characteristic of the power conversion circuit 10 with respect to the fluctuation of the voltage EFC can be weakened, and the negative resistance characteristic described above can be weakened, so that the system can be stabilized and the transient oscillation of the voltage EFC Can also be suppressed.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a waveform example of the voltage EFC as the input capacitor voltage in the first embodiment.
  • the overhead line voltage ES is 1400 V in a state where power is supplied from the overhead line 1 side to the power storage element 26 side and the power storage element 26 is charged. Between 1600V is changed in steps.
  • the upper part is a waveform example when there is no delay processing unit as a comparative example, and the lower part is a waveform example when the delay processing unit 34 is applied. As shown in FIG.
  • the delay process in the delay processing unit 34 is preferably a first-order delay process.
  • the first-order lag time constant When the first-order lag time constant is reduced, the effect of suppressing the transient fluctuation of the voltage EFC when the overhead wire voltage fluctuates decreases.
  • the first-order lag time constant When the first-order lag time constant is increased, the effect of suppressing the transient fluctuation of the voltage EFC is increased.
  • this first-order lag time constant must be set appropriately.
  • the first-order lag time constant is preferably 10 ms to 800 ms, preferably 50 ms to 200 ms is more preferable.
  • the reactor 5 is 10 mH
  • the capacitor 6 is 3000 ⁇ F
  • the delay processing of the delay processing unit 34 is first-order lag processing
  • the first-order lag time constant is 200 ms.
  • the delay processing unit 34 generates a signal EFC2 based on the input voltage EFC and outputs the signal EFC2, and a primary delay time constant set in the primary delay calculation unit 341.
  • the time constant generation unit 342a Based on the voltage EFC, the time constant generation unit 342a has a first-order lag time constant T when the voltage EFC is higher than a predetermined value and a smaller value than the first-order lag time constant T when the voltage EFC is lower than a predetermined value. It is preferable that the configuration is generated so that
  • the first-order lag time constant T may be generated based on the overhead wire voltage ES instead of the voltage EFC.
  • the first-order lag time constant T can be set small under conditions where the negative resistance characteristic of the system becomes weak, so that transient fluctuations in the output of the power conversion circuit 10 accompanying fluctuations in the overhead line voltage ES are minimized.
  • the system can be stabilized and the transient oscillation of the voltage EFC can be suppressed.
  • a first-order lag calculator 341 that generates and outputs a signal EFC2 based on the input voltage EFC, and a first-order lag time constant T set in the first-order lag calculator 341,
  • the delay processing unit 34 may be configured from a time constant generation unit 342b that receives the input power PDC and generates the input power PDC based on the input power PDC.
  • the time constant generation unit 342b Based on the input power PDC, the time constant generation unit 342b has a primary delay time constant T when the input power PDC is smaller than a predetermined value, that is, when the converted power of the power conversion circuit 10 is small, and the input power PDC is a predetermined value. It is preferable that the first delay time constant T is generated to be smaller than the first delay time constant T.
  • the first-order lag time constant T is based on, for example, the input current IS or the current or power passing through the power conversion circuit 10, the output current ISL, the output power, or the like (generically referred to as load amount) in addition to the input power PDC.
  • load amount the input current IS or the current or power passing through the power conversion circuit 10
  • a generated configuration may be used.
  • the first-order lag time constant T can be set small under conditions where the negative resistance characteristic of the system is weak or when the system is stable, so that transient fluctuations in the output of the power conversion circuit 10 accompanying fluctuations in the overhead wire voltage ES are achieved. It is possible to stabilize the system and suppress the transient oscillation of the voltage EFC while minimizing the noise.
  • the converter control unit 30 by providing the converter control unit 30 with the delay processing unit 34, electric vibration of the LC filter circuit of the DCDC converter which is the power conversion circuit 10 can be suppressed, and the capacitor Transient vibration of voltage EFC can be suppressed. For this reason, even when the voltage of the DC power supply such as the overhead line voltage fluctuates abruptly, the capacitor 6 can be prevented from being overvoltage, and the normal operation of the power converter can be maintained.
  • Embodiment 2 FIG.
  • the power conversion circuit 10 is a DCDC converter, but in the second embodiment, a DC-AC conversion circuit (inverter) is described. Even in the configuration in which the motor is driven and controlled by the DC-AC converter circuit, negative resistance characteristics are generated on the input side of the power converter circuit based on the principle described in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the power converter is connected to the overhead line 1 via the current collector 2 and connected to the rail 4 via the wheels 3.
  • the overhead line 1 and the rail 4 are connected to a substation (not shown) serving as a DC power source, the current collector 2 receives power from the overhead line 1, and the wheel 3 is connected to the rail 4 as a return circuit for return current. ing.
  • the power conversion device includes an inverter 104 as a power conversion circuit that converts a DC voltage into an AC voltage of an arbitrary frequency, and a reactor 102 and a capacitor 103 in order to suppress a harmonic current from the inverter 104 from flowing out to the power supply side. And an inverter control unit 180 as a control unit that controls the inverter 4 that converts the voltage EFC of the capacitor 103 into an AC voltage.
  • the inverter control unit 180 receives a signal from the speed detector 107 that detects the rotation speed of the electric motor 106, a signal from the current detectors 105a to 105c that detects current, and the voltage EFC of the capacitor 103, and an external control device ( (Not shown), a torque command Tm * is input, and the torque Tm generated by the electric motor 106 is controlled to coincide with the torque command Tm *.
  • the current detector is not limited to being provided in three phases, but may be provided in two phases and calculating the remaining one phase.
  • the speed sensorless control method that calculates and calculates the rotational speed of the electric motor 106 without providing the speed detector 107 has been put into practical use, the speed detector 107 becomes unnecessary in that case.
  • the inverter control unit 180 controls the motor on a dq-axis rotational coordinate system in which an axis coinciding with the secondary magnetic flux axis of the electric motor 106 is defined as a d-axis and an axis orthogonal to the d-axis is defined as a q-axis. This is a configuration for performing vector control.
  • M is a mutual inductance
  • l2 is a secondary leakage inductance
  • s is a differential operator
  • PP is the number of pole pairs of the electric motor 106
  • R2 is a secondary resistance of the electric motor 106.
  • the slip angular frequency command generation unit 119 determines the slip angular frequency command ⁇ s to be given to the motor 106 from the following equation (12) from the d-axis current command Id *, the q-axis current command Iq *, and the circuit constants of the motor 106. * Is calculated.
  • R2 represents the secondary resistance of the electric motor.
  • the slip angular frequency command ⁇ s * calculated by the equation (12) and the rotational angular frequency ⁇ r output from the speed detector 107 attached to the shaft end of the motor 106 are added by the adder 121, and the inverter 104 outputs the result.
  • Inverter angular frequency ⁇ The result obtained by integrating the inverter angular frequency ⁇ by the integrator 122 is input to the voltage command / PWM signal generation unit 150 (described later) and the three-phase-dq axis coordinate converter 123 as a basic phase angle ⁇ of coordinate conversion.
  • the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw detected by the current detectors 105a to 105c are calculated on the dq coordinate calculated by the following equation (13). Conversion into d-axis current Id and q-axis current Iq.
  • the subtractor 110 calculates the difference between the q-axis current command Iq * and the q-axis current Iq, and inputs the result to the q-axis current controller 112 in the next stage.
  • the q-axis current controller 112 performs proportional-integral control on the input value and outputs a q-axis voltage compensation value qe.
  • the subtractor 111 calculates the difference between the d-axis current command Id * and the q-axis current Iq, and inputs the result to the d-axis current controller 113 in the next stage.
  • the d-axis current controller 113 performs proportional-integral control on the input value and outputs a d-axis voltage compensation value de.
  • the q-axis current error qe and the d-axis current error de are expressed by the following equations (14) and (15). In the following equation, s is a differential operator, K1 is a proportional gain, and K2 is an integral gain.
  • the voltage non-interference calculation unit 114 calculates the d-axis feed according to the following equations (16) and (17) from the d-axis current command Id *, the q-axis current command Iq *, and the circuit constants of the motor 106.
  • the forward voltage Ed * and the q-axis feedforward voltage Eq * are calculated.
  • R1 is the primary resistance of the motor 106
  • the adder 117 adds the q-axis voltage compensation value qe and the q-axis feedforward voltage Eq * to the q-axis voltage command Vq *, and the adder 118 uses the d-axis voltage compensation value de and the d-axis feed.
  • the sum of the forward voltage Ed * is input to the voltage command / PWM signal generator 150 as the d-axis voltage command Vd *.
  • the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd * are expressed by the following equations (18) and (19).
  • the inverter output voltage command VM * which is the first output voltage command, is expressed by the following equation (20).
  • VM * represents the magnitude of the inverter output voltage command vector.
  • the inverter 104 is a voltage-type PWM inverter that is already known, and a detailed description of the configuration is omitted.
  • the switching elements U, V, and W are the U phase of the upper arm of the inverter 104
  • the switching elements are arranged in the V phase and the W phase
  • the switching elements X, Y, and Z are switching elements arranged in the U phase, the V phase, and the W phase of the lower arm of the inverter 104.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the voltage command / PWM signal generation unit 150 in the second embodiment.
  • the delay processing unit 170 receives the capacitor voltage EFC and outputs a signal EFC2.
  • the modulation factor calculator 151 calculates a modulation factor PMF, which is a command for the magnitude of the AC output voltage and a second output voltage command, from the signal EFC2, the q-axis voltage command Vq *, and the d-axis voltage command Vd *.
  • the voltage phase angle calculation unit 152 calculates a voltage phase angle THV that is a voltage phase command of the AC output voltage from the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *.
  • the modulation factor PMF indicates the inverter output voltage command VM * as a percentage of the maximum voltage VMmax that can be output by the inverter.
  • PMF 1.0
  • the inverter output voltage command VM * is the inverter output voltage. It is shown that it becomes equal to the maximum value VMmax.
  • the modulation factor calculation unit 151 and the voltage phase angle calculation unit 152 perform the following calculations (21) and (22), respectively.
  • the maximum value VMmax of the inverter output voltage VM is calculated by the following equation (23) based on the signal EFC2.
  • VMmax is the maximum voltage that the inverter 104 can output when the value of the voltage EFC of the capacitor 103 is equal to the value of the signal EFC2, and is a value when the inverter 104 is operated in a one-pulse mode in which rectangular wave conduction is performed. is there.
  • the signal EFC2 is a signal obtained by delaying the capacitor voltage EFC by the delay processing unit 170. That is, the delay processing unit 170 performs, for example, first-order delay processing on the input voltage EFC, and generates and outputs a signal EFC2 that is a first control signal.
  • the second embodiment is characterized in that a modulation factor PMF, which is a second output voltage command, is generated based on the signal EFC2 generated by the delay processing unit 170.
  • the adder 156 generates the control phase angle ⁇ 1 by taking the sum of the voltage phase angle THV and the basic phase angle ⁇ , and the control phase angle ⁇ 1 is input to the voltage command calculation unit 155.
  • the modulation factor PMF is also input to the voltage command calculation unit 155.
  • the U-phase voltage command Vu * and V-phase which are three-phase output voltage commands, are calculated from the modulation factor PMF and the control phase angle ⁇ 1 using the following formulas (24) to (26).
  • a voltage command Vv * and a W-phase voltage command Vw * are generated.
  • the U-phase voltage command Vu *, V-phase voltage command Vv *, and W-phase voltage command Vw * are respectively compared with the carrier signal CAR by the comparators 161 to 163 to generate gate signals U, V, and W.
  • the U-phase voltage command Vu *, the V-phase voltage command Vv *, and the W-phase voltage command Vw * are compared with the carrier signal CAR by the comparators 161 to 163, and then passed through the inverting circuits 164 to 166, and then gated.
  • Signals X, Y, Z are generated.
  • the carrier signal CAR is a triangular wave carrier signal generated by the carrier signal generator 157.
  • both the modulation factor PMF and the voltage phase THV are signals generated based on the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *, but the signal generated including the signal EFC2 is the modulation factor as described above. Limited to PMF.
  • the voltage phase angle THV is generated only from the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *, and is not adjusted based on the signal EFC2. Incidentally, it has been confirmed that the control performance of the electric motor 106 is significantly deteriorated by the method of adjusting the voltage phase angle THV based on the signal EFC2.
  • the inverter output voltage command VM * which is the first output voltage command, is calculated from the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *, and the inverter output voltage command VM * and the signal From the EFC2, a configuration for calculating the modulation factor PMF, which is a command for the magnitude of the AC output voltage and the second output voltage command, and the AC output voltage from the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *.
  • the voltage phase angle THV which is a voltage phase command, is calculated, and the three-phase output voltage commands Vu *, Vv *, Vw * are generated based on the calculated modulation factor PMF and the voltage phase angle THV.
  • the modulation factor PMF is generated based on the signal EFC2 delayed from the voltage EFC.
  • the modulation factor PMF decreases immediately in inverse proportion to the increase in the voltage EFC and is corrected to a predetermined value according to the voltage EFC, thereby canceling the fluctuation in the voltage EFC. Adjustment is made so that fluctuations in voltage EFC do not affect the output of power conversion circuit 104.
  • transient fluctuation of the output of the power conversion circuit 104 due to fluctuation of the voltage EFC is allowed to some extent, and the modulation factor PMF decreases to a predetermined value according to the voltage EFC with a certain delay. It becomes.
  • the constant power characteristic of the power conversion circuit 104 with respect to the fluctuation of the voltage EFC can be weakened, and the above-described negative resistance characteristic can be weakened. Therefore, the system can be stabilized and the transient vibration of the voltage EFC can be suppressed.
  • the delay process in the delay processing unit 170 is preferably a first-order delay process.
  • the first-order lag time constant When the first-order lag time constant is reduced, the effect of suppressing the transient fluctuation of the voltage EFC when the overhead wire voltage fluctuates decreases.
  • the first-order lag time constant When the first-order lag time constant is increased, the effect of suppressing the transient fluctuation of the voltage EFC is increased.
  • this first-order lag time constant must be set appropriately.
  • the first-order lag time constant is preferably 10 ms to 800 ms, preferably 50 ms to 200 ms is more preferable.
  • the higher the voltage EFC and the smaller the input power PDC the weaker the negative resistance characteristics.
  • the input power PDC is negative, the system is always stable.
  • the delay processing unit 170 preferably has the same internal configuration as the delay processing unit 34 described in the first embodiment. That is, the delay processing unit 170 of the second embodiment is the same as the configuration of FIGS. 7 and 8 described in the first embodiment, and the description thereof is omitted.
  • the time constant generation unit 342 b When the delay processing unit 170 has the configuration shown in FIG. 8, the time constant generation unit 342 b generates, for example, the input current IS or the power conversion circuit 104 in addition to the configuration that generates the first-order lag time constant T based on the input power PDC. It is good also as a structure produced
  • the first-order lag time constant T can be set small under conditions where the negative resistance characteristic of the system is weak or when the system is stable, and therefore, transient fluctuations in the output of the power conversion circuit 104 accompanying fluctuations in the overhead wire voltage ES. It is possible to stabilize the system and suppress the transient oscillation of the voltage EFC while minimizing the noise.
  • the delay control unit 170 is provided in the voltage command / PWM signal generation unit 150 of the inverter control unit 180, so that the LC filter circuit of the inverter that is the power conversion circuit 104.
  • the electrical vibration of the capacitor can be suppressed, and the transient vibration of the capacitor voltage can be suppressed. For this reason, even when the voltage of the DC power supply such as the overhead line voltage fluctuates abruptly, the capacitor 6 can be prevented from being overvoltage, and the normal operation of the power converter can be maintained.
  • the present invention can also be applied to a case of a synchronous motor other than this.
  • the example of the substation connected to the overhead line 1 was shown as DC power supply, a storage battery and a generator can be applied similarly as DC power supply.
  • the configurations shown in the first and second embodiments are examples of the contents of the present invention, and it is needless to say that the configurations can be modified without departing from the gist of the present invention.
  • Reactor 6 Capacitor 10 Power conversion circuit (DCDC converter) 30 Converter Control Unit 34 Delay Processing Unit 102 Reactor 103 Capacitor 104 Power Conversion Circuit (Inverter) 150 Voltage command / PWM signal generation unit 170 Delay processing unit 180 Inverter control unit 341 First order delay calculation units 342a, 342b Time constant generation unit

Abstract

課題　直流電源等の電圧が変動した場合でも、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制しコンデンサ電圧の過渡振動を抑制することで、正常運転を維持する電力変換装置を提供することを目的とする。 解決手段　リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、この電力変換回路を制御する制御部とを有し、制御部は、コンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する遅延処理部を備え、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、この第二の出力電圧指令に基づいて電力変換回路を制御する。

Description

電力変換装置
　本発明は、架線（第三軌条等を含む）経由等で直流電源から電力を取り入れる電気車に適用する電力変換装置に関するものである。
　一般に、電気車は、架線から集電装置で電力を取り入れ、集電した電力を使用して電動機を駆動して走行する。電動機の駆動制御は、集電した電力を直流－交流変換回路であるインバータにより三相交流に変換して電動機へ供給する電力変換装置により行うことが知られている。
　また、近年、二次電池や電気二重層キャパシタといった電力貯蔵素子の性能が向上してきていることから、これらを電気車に搭載し、電力貯蔵素子の電力と架線からの電力を併用して電動機を駆動して走行するシステムの開発が進められている（例えば、特許文献１参照）。このようなシステムには、架線と電力貯蔵素子の間の電力フローを制御するために直流－直流変換回路であるＤＣＤＣコンバータを有した電力変換装置が使用される。
特開２００３－１９９２０４号公報
　上述の直流－交流変換回路あるいは直流－直流変換回路といった電力変換回路と直流電源との間には、電力変換回路から直流電源側へ流出する高調波電流を減衰させるために、リアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路が設置される。
　しかしながら、電気車に適用される電力変換装置においては、直流電源や架線の電圧の変動等によってＬＣフィルタ回路に電気振動が発生する。このとき、ＬＣフィルタ回路のコンデンサ電圧の過渡振動が発生した結果としてコンデンサが過電圧になると、電力変換装置が正常運転できなくなったり停止したりする場合がある。とくに、直流電源等の電圧が急激に変動した場合に、このような不具合が発生しやすい。
　本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電源等の電圧が変動した場合であっても、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制し、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制することによって、正常運転を維持する電力変換装置を提供する。
　本発明における電力変換装置は、架線から電力を受電し、リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、電力変換回路を制御する制御部とを有する電力変換装置において、制御部は、時定数を生成する時定数生成部と時定数に基づきコンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する演算部とからなる遅延処理部を備え、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、第二の出力電圧指令に基づいて電力変換回路を制御するものである。
　本発明によれば、架線からの電圧が変動した場合であっても、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制し、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制することによって、正常運転を維持する電力変換装置を提供できる。
本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成例を示す図である。 直流電源に接続されたＬＣフィルタに、定電力負荷が接続された回路を示す図である。 図２のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。 直流電源に接続されたＬＣフィルタに、比較例として正抵抗特性の負荷が接続された回路を示す図である。 図４のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。 本発明の実施の形態１と従来例における入力コンデンサ電圧の波形例を示す図である。 本発明の実施の形態１における遅延処理部の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１における遅延処理部の他の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態２における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。
　実施の形態１．
　実施の形態１について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成例を示す図である。電力変換装置は、集電装置２を介して架線１に接続されるとともに、車輪３を介してレール４に接続されている。架線１及びレール４は直流電源となる変電所（図示せず）に接続されており、集電装置２は架線１から電力を受電し、車輪３はリターン電流の戻り回路としてレール４に接続されている。
　電力変換装置は、高調波電流が架線１側に流出するのを抑制するためにリアクトル５とコンデンサ６とからなるＬＣフィルタ回路、コンデンサ６の直流電圧ＥＦＣを検出する電圧検出器７、コンデンサ６に並列に接続されて上アーム側スイッチング素子１１と下アーム側スイッチング素子１２とからなる電力変換回路１０、上アーム側スイッチング素子１１と下アーム側スイッチング素子１２との接続点に一端が接続されて電流リプルのフィルタリングを行う平滑フィルタである平滑リアクトル２０、平滑リアクトル２０の電流ＩＳＬを検出する電流検出器２１、負荷となる電力貯蔵素子２６、出力電圧ＢＦＣを検出する電圧検出器２３、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制し、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制するための制御部としてのコンバータ制御部３０を有している。ここで、電力変換回路１０は、直流－直流変換回路（ＤＣＤＣコンバータ）である。
　電力貯蔵素子２６としては、ニッケル水素二次電池、リチウムイオン二次電池、電気二重層キャパシタ等が好適であるが、限定されることはなくこの他でも良い。直流電源として、変電所を例として説明したが、これ以外の直流電圧源であってもよい。
　コンバータ制御部３０は、平滑リアクトル２０の電流指令ＩＳＬ＊が入力されて平滑リアクトル電流ＩＳＬの差をとる減算器３１と、減算器３１の出力が入力されて比例積分制御を行う電流制御器３２と、電流制御器３２の出力と電力貯蔵素子２６の電圧ＢＦＣとの和をとり、変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令として電圧指令ＶＲＥＦを生成する加算器３３と、電圧指令ＶＲＥＦを第一の制御信号である信号ＥＦＣ２で除算して、第二の出力電圧指令である通流率Ｍを出力する除算器３５と、通流率Ｍとキャリア信号ＣＡＲに基づいて電力変換回路１０へのスイッチング信号ＧＳＧを出力する変調回路３７とから構成される。なお、通流率Ｍは、電流制御器３２の出力にＢＦＣ／ＥＦＣ２を加算して生成してもよい。
　通流率Ｍは、電流制御器３２の出力がわずかであれば、ＢＦＣ／ＥＦＣ（定常状態ではＥＦＣ２＝ＥＦＣ）におよそ等しい値であり、０～１の間の値である。例えば、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが１５００Ｖであり、電力貯蔵素子２６の電圧ＢＦＣが６００Ｖである場合、通流率Ｍは０．４近傍となる。
　キャリア信号ＣＡＲは、０～１の値をとる三角波やのこぎり波の搬送波である。変調回路３７では、通流率Ｍとキャリア信号ＣＡＲの大小関係を比較し、比較結果に基づいて、スイッチング信号ＧＳＧを生成する。通流率Ｍ＞キャリア信号ＣＡＲなら、上アーム側スイッチング素子１１をオンとして、下アーム側スイッチング素子１２をオフする。また通流率Ｍ＜キャリア信号ＣＡＲなら、下アーム側スイッチング素子１２をオンとして、上アーム側スイッチング素子１１をオフする。このようにして、上アーム側スイッチング素子１１のオン時間幅と、下アーム側スイッチング素子１２のオン時間幅を調整して制御を行う。
　信号ＥＦＣ２は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣを遅延処理部３４で遅延処理を行って得た信号である。遅延処理部３４は、入力された電圧ＥＦＣに対して例えば一次遅れ処理を行い、第一の制御信号である信号ＥＦＣ２を生成して出力する。この実施の形態１では、遅延処理部３４で生成された信号ＥＦＣ２に基づいて通流率Ｍを生成することが特徴である。なお、電流制御器３２は比例積分制御が好適であるが、比例制御でもよい。何れも公知技術で構成できる。
　このように構成された電力変換装置は、架線１からの電圧ＥＳを所定の電圧値に変換し、電力貯蔵素子２６の両端に印加するとともに、電力変換回路１０のスイッチング素子をオンオフ制御して、平滑リアクトル電流ＩＳＬ（電力貯蔵素子２６の電流に等しい）を所定の電流値となるように調整する。つまり、電力変換装置は、平滑リアクトル電流ＩＳＬを所定の電流値に制御する。
　平滑リアクトル電流ＩＳＬの指令値である平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊は、図示しない上位の制御系から出力されるものであり、電力貯蔵素子２６の充電が必要な場合においては、ＩＳＬ＊を正の値として架線１から電力貯蔵素子２６への電力フローとして充電動作を行い、電力貯蔵素子２６の放電が必要な場合においては、ＩＳＬ＊を負の値として電力貯蔵素子２６から架線１への電力フローとして放電動作を行う。充電、放電とも必要でない場合は、ＩＳＬ＊＝０とし、平滑リアクトル電流ＩＳＬをゼロに制御する。このように、必要に応じて上位の制御系により正、零、負の平滑リアクトルの電流指令ＩＳＬ＊が決定され、任意の電力フローが実現可能な構成としている。
　上述したとおりに、電気車用の電力変換装置では、電力変換回路１０から架線１側へ流出する高調波電流を減衰させるために、リアクトル５とコンデンサ６からなるＬＣフィルタ回路が設置されるが、このＬＣフィルタ回路が存在するために、以下に述べるように電気振動が発生することがある。以下にＬＣフィルタ回路に電気振動が発生する原理を簡単に説明する。
　図２は、図１に示すシステムを簡単化して表現したものであり、架線１を模擬する直流電源７０に接続され、リアクトル５とコンデンサ６から構成されたＬＣフィルタに、電力変換回路１０と平滑リアクトル２０と電力貯蔵素子２６とを接続し、平滑リアクトル電流ＩＳＬを定電流制御した場合の回路を示す図である。図示するように、リアクトル５は、インダクタンス分Ｌと、抵抗分Ｒとからなる。コンデンサ６の静電容量はＣである。
　電力変換回路１０は、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊が一定である場合には、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動しても電力変換回路の出力である平滑リアクトル電流ＩＳＬが一定に維持されるように制御される。そのため、電力変換回路１０の通過電力は一定となるので、電力変換回路１０はコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して定電力特性となる。つまり、電圧ＥＦＣが変動しても、電力変換回路１０の入力電力ＰＤＣは変化しないように制御される。以上の特性から、電力変換回路１０と平滑リアクトル２０と電力貯蔵素子２６とを、ＬＣフィルタの負荷としてまとめて表現した要素を定電力負荷８０として表記している。
　このように構成された図２のシステムにおいて、直流電源７０側からみた定電力負荷８０は負抵抗特性となる。負抵抗特性とは、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇すれば電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが減少し、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが減少すれば電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが増加する特性のことである。なお、通常の抵抗は正抵抗特性を示し、正抵抗特性は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば電流は減少することが常識として知られている。
　以上のとおり、図２に示すシステムの直流入力部は負抵抗特性を示し、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇するほど電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが減少するので、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ６の電圧ＥＦＣが減少するほど電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣが増加するので、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して制動が効かず、ＬＣフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ６の電圧ＥＦＣはＬＣフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。
　次いで、図２のシステムの伝達関数を求め、これを評価することで、以上説明した現象を定量説明する。まず、直流電圧ＥＳからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの伝達関数を求める。定電力負荷８０は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、電力変換回路１０の入力電力ＰＤＣとコンデンサ６の電圧ＥＦＣ、電力変換回路１０の入力電流ＩＤＣの関係式は次の式（１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記の関係は非線形であるので、線形化を図る。システムの動作点をＥＦＣ０、ＩＤＣ０とすると、その近傍では次の式（２）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図２および式（２）から、図２に示すシステムの伝達関数ブロック図は、図３のとおりとなる。この伝達関数ブロック図から、直流電圧ＥＳからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は次の式（３）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　この伝達関数Ｇ(ｓ)が安定であるためには、Ｇ(ｓ)の極がすべて負であることが必要である。すなわち、Ｇ(ｓ)の分母である次の（４）式に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上式の解をα、βとすると、両者とも負であることが必要であるので、Ｇ（ｓ）が安定となる条件として解と係数の関係から、次の式（５）、式（６）を導出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式（５）は、書き直すと次の式（７）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）から、Ｌが小さいほど、Ｃが大きいほど、ＰＤＣが小さいほど、ＥＦＣ０が大きいほど、システムが安定化するために必要なＲは小さくてすむ。例として電気車用の電力変換装置として一般的な数値であるＬ＝１２ｍＨ、Ｃ＝６６００μＦ、ＰＤＣ＝１０００ＫＷ、ＥＦＣ０＝１５００Ｖの条件を式（７）に代入すると、Ｒ＞０．８（Ω）となる。しかしながら通常、電気車においては直流側に存在する抵抗成分は数十ｍΩ程度と微小であり、式（７）を満たすのは困難である。そのため、システムは不安定となりＬＣフィルタ回路は振動を発生する。
　つまり、式（７）を満足する抵抗を図２に示す回路に付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ６の電圧ＥＦＣは振動し発散してしまうことが理解できる。実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る方法が必要となる。
　ところで、仮に負荷が正抵抗特性の場合について、上記と同様に定量説明する。図４は、直流電源７０に接続されたＬＣフィルタ回路に、抵抗６０で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図２に示した回路と比較して、定電力負荷８０を抵抗６０で置き換えた回路である。なお、抵抗６０の抵抗値をＲ０とする。
　図５は、図４のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。図５より、直流電源７０の電圧Ｅｓからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）は次の式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）で示された閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）の特性方程式は次の式（９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記に実施した内容と同様に、式（９）で示される特性方程式の解がすべて負となる条件を算出するとＲ≧０であり、この条件は常に満たされるものである。このことから負荷が抵抗６０で構成される場合は、常時安定であることがわかる。以上に説明したとおり、直流電源７０に接続されたＬＣフィルタ回路に、抵抗６０を接続した回路は常に安定であることが分かる。
　ところが、電気車に適用する電力変換装置では、直流電源に接続されたＬＣフィルタ回路には定電力負荷が接続されることにより負抵抗特性を有することになる。そのため、制御的にシステムの安定化を図る必要がある。制御的にシステムを安定化する手法は、いくつかの方法が提案されているが、いずれも上述した負抵抗特性を弱めるように制御を行うものである。
　しかしながら、電気車の用途では、同一の架線１から電力の供給を受けている他の電気車の運転状態により、架線１の電圧（架線電圧ＥＳ）が急激に変動する場合がある。このような場合には、コンデンサ６の電圧ＥＦＣは過渡振動を発生する。過渡振動の抑制が不十分であると、コンデンサ６が過電圧となり、電力変換装置が停止してしまうことがある。したがって、架線電圧ＥＳが急激に変動した場合にコンデンサ６の電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制することが重要となる。
　この実施の形態１では、図１に示したように、コンデンサ６の電圧ＥＦＣを遅延処理部３４により遅延処理し、第一の制御信号である信号ＥＦＣ２を得る。この信号ＥＦＣ２と第一の出力電圧指令であるＶＲＥＦとに基づき、通流率Ｍを生成する構成とした。このように構成したので、例えば架線電圧ＥＳがある値から急増して、これによりコンデンサ６の電圧ＥＦＣが急増した場合において、電圧ＥＦＣから遅延させた信号ＥＦＣ２に基づいて通流率Ｍを生成することになる。
　従来例のように遅延処理部３４がない場合は、通流率Ｍは電圧ＥＦＣの増加に反比例して直ちに減少して電圧ＥＦＣに応じた所定の値に修正され、電圧ＥＦＣの変動を打ち消すことで、電圧ＥＦＣの変動によって電力変換回路１０の出力が変動しないように調整される。一方、実施の形態１では、電圧ＥＦＣの変動による電力変換回路１０の出力の過渡変動をある程度許容し、通流率Ｍは一定の遅延を以って電圧ＥＦＣに応じた所定の値まで減少する挙動となる。
　このように動作させることで、電圧ＥＦＣの変動に対する電力変換回路１０の定電力特性を弱めることができ、前述の負抵抗特性を弱めることができるので、システムを安定化でき、電圧ＥＦＣの過渡振動も抑制できる。
　図６は、実施の形態１における入力コンデンサ電圧としての電圧ＥＦＣの波形例を示す図である。図６では、電力貯蔵素子２６の電圧が概略６００Ｖのときに、電力を架線１側から電力貯蔵素子２６側へ流し、電力貯蔵素子２６の充電を行っている状態で、架線電圧ＥＳを１４００Ｖと１６００Ｖの間をステップ状に変化させている。上段は比較例として遅延処理部がない場合の波形例であり、下段は遅延処理部３４を適用した場合の波形例である。図６に示すように、遅延処理部がない場合は架線電圧ＥＳのステップ増加に伴い電圧ＥＦＣのピークは１７００Ｖ程度まで跳ね上がっているが、遅延処理部３４を適用した場合には電圧ＥＦＣのピークは１６５０Ｖ程度に抑制されている。また、電圧ＥＦＣの過渡振動も抑制されていることが分かる。
　ここで、遅延処理部３４での遅延処理は一次遅れ処理が好適である。一次遅れ時定数を小さくすると、架線電圧が急激に変動した時における電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が小さくなり、一次遅れ時定数を大きくすると、電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が大きくなる。ただし、一次遅れ時定数を大きくしすぎると、電力変換回路の出力電圧が架線電圧の変動によって大きく影響を受けてしまい好ましくない。したがって、この一次遅れ時定数は適切に設定する必要がある。
　ＬＣフィルタ回路のリアクトル５のインダクタンスが３ｍＨ～２０ｍＨ程度、コンデンサ６の静電容量が１０００μＦ～２００００μＦ程度の一般的な電気車の制御装置においては、一次遅れ時定数は１０ｍｓ～８００ｍｓが好ましく、５０ｍｓ～２００ｍｓがさらに好ましい。例えば、図６の下段の波形では、リアクトル５を１０ｍＨ、コンデンサ６を３０００μＦとし、遅延処理部３４の遅延処理は一次遅れ処理とし、一次遅れ時定数を２００ｍｓとした。
　なお、上述したように、電圧ＥＦＣが高いほど、また入力電力ＰＤＣが小さいほど負抵抗特性は弱くなる。また、入力電力ＰＤＣが負の場合は式（７）が常時成立するので系は常に安定となる。
　また、図７に示すように、遅延処理部３４は、入力された電圧ＥＦＣに基づいて信号ＥＦＣ２を生成して出力する一次遅れ演算部３４１と、一次遅れ演算部３４１に設定する一次遅れ時定数Ｔを、入力された電圧ＥＦＣに基づいて生成する時定数生成部３４２ａとから構成してもよい。
　時定数生成部３４２ａは、電圧ＥＦＣに基づいて、電圧ＥＦＣが所定値よりも高いときの一次遅れ時定数Ｔが、電圧ＥＦＣが所定値よりも低いときの一次遅れ時定数Ｔと比べて小さい値となるように生成される構成とするのが好ましい。
　ここで、一次遅れ時定数Ｔは、電圧ＥＦＣの代わりに架線電圧ＥＳに基づいて生成される構成としてもよい。
　このようにすれば、系の負抵抗特性が弱くなる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
　別の構成として、図８に示すように、入力された電圧ＥＦＣに基づいて信号ＥＦＣ２を生成して出力する一次遅れ演算部３４１と、一次遅れ演算部３４１に設定する一次遅れ時定数Ｔを、入力電力ＰＤＣが入力され入力電力ＰＤＣに基づいて生成する時定数生成部３４２ｂとから遅延処理部３４を構成してもよい。
　時定数生成部３４２ｂは、入力電力ＰＤＣに基づいて、入力電力ＰＤＣが所定値よりも小さいとき、すなわち電力変換回路１０の変換電力が小さいときの一次遅れ時定数Ｔが、入力電力ＰＤＣが所定値よりも大きいときの一次遅れ時定数Ｔと比べて小さい値となるように生成される構成とするのが好ましい。
　ここで、一次遅れ時定数Ｔは、入力電力ＰＤＣの他、例えば入力電流ＩＳあるいは電力変換回路１０を通過する電流または電力、出力電流ＩＳＬまたは出力電力等（総称として負荷量と称する）に基づいて生成される構成としてもよい。
　このようにすれば、系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
　つまり、電力変換装置１０の入力側電圧としてのフィルタコンデンサ電圧ＥＦＣ、架線電圧ＥＳ等、及び電力変換装置１０の負荷量等の電力変換回路の状態量に基づいて一次遅れ時定数Ｔを生成する構成とすることで系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
　以上に説明したように、実施の形態１によれば、コンバータ制御部３０に遅延処理部３４を備えたことにより、電力変換回路１０であるＤＣＤＣコンバータのＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、コンデンサ電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。このため、架線電圧等の直流電源の電圧が急激に変動した場合でも、コンデンサ６が過電圧になることを防止し、電力変換装置の正常運転を維持できる。
　実施の形態２．
　電力変換回路１０として、実施の形態１ではＤＣＤＣコンバータとした場合を説明したが、実施の形態２では直流－交流変換回路（インバータ）である場合を説明する。直流－交流変換回路により電動機を駆動制御する構成においても、電力変換回路の入力側には、実施の形態１で説明した原理に基づいて負抵抗特性が生じる。
　図９は、実施の形態２における電力変換装置の構成を示す図である。電力変換装置は、集電装置２を介して架線１に接続されるとともに、車輪３を介してレール４に接続されている。架線１及びレール４は直流電源となる変電所（図示せず）に接続されており、集電装置２は架線１から電力を受電し、車輪３はリターン電流の戻り回路としてレール４に接続されている。
　電力変換装置は、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換する電力変換回路としてのインバータ１０４、インバータ１０４からの高調波電流が電源側に流出するのを抑制するためにリアクトル１０２とコンデンサ１０３からなるＬＣフィルタ回路、コンデンサ１０３の電圧ＥＦＣを交流電圧に変換するインバータ４を制御する制御部としてのインバータ制御部１８０を有している。
　インバータ制御部１８０は、電動機１０６の回転速度を検出する速度検出器１０７からの信号、電流を検出する電流検出器１０５ａ～１０５ｃからの信号、コンデンサ１０３の電圧ＥＦＣが入力され、外部の制御装置（図示しない）より、トルク指令Ｔｍ＊が入力される構成とし、電動機１０６の発生するトルクＴｍが、トルク指令Ｔｍ＊と一致するように制御される。なお、電流検出器は３相に設けることにこだわるものではなく、２相に設けて残り１相を演算して算出してもよい。また、速度検出器１０７を設けずに電動機１０６の回転速度を演算して算出する速度センサレス制御方式も実用化されているから、その場合は速度検出器１０７が不要となる。
　次に、インバータ制御部１８０の構成を説明する。インバータ制御部１８０は、電動機１０６の二次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義されたｄｑ軸回転座標系上で電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行う構成である。
　以下に、インバータ制御部１８０を構成する各要素の構成を説明する。図９に示すように、ｑ軸電流指令生成部１０８およびｄ軸電流指令生成部１０９では、外部の制御装置（図示せず）より入力されるそれぞれトルク指令Ｔｍ＊および二次磁束指令Φ２＊と電動機１０６の回路定数とから、次の式（１０）および式（１１）にて、それぞれｄ軸（励磁分）電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸（トルク分）電流指令Ｉｑ＊を演算する。
　ここで、式（１０）、式（１１）において、Ｌ２は電動機の二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で表現される。Ｍは相互インダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス、ｓは微分演算子、ＰＰは電動機１０６の極対数、Ｒ２は電動機１０６の二次抵抗を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　次に、すべり角周波数指令生成部１１９では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と電動機１０６の回路定数から、次の式（１２）より、電動機１０６に与えるすべり角周波数指令ωｓ＊を演算する。ここで、Ｒ２は電動機の二次抵抗を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式（１２）により算出したすべり角周波数指令ωｓ＊と、電動機１０６の軸端に取り付けられた速度検出器１０７の出力である回転角周波数ωｒとを加算器１２１で加算して、インバータ１０４が出力するインバータ角周波数ωとする。このインバータ角周波数ωを積分器１２２で積分した結果を座標変換の基本位相角θとして、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０（後述する）および三相－ｄｑ軸座標変換器１２３に入力する。
　三相－ｄｑ軸座標変換器１２３では、電流検出器１０５ａ～１０５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、次の式（１３）により算出するｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　次に、減算器１１０では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、結果を次段のｑ軸電流制御器１１２に入力する。ｑ軸電流制御器１１２は、入力された値を比例積分制御し、ｑ軸電圧補償値ｑｅを出力する。また、減算器１１１では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、結果を次段のｄ軸電流制御器１１３に入力する。ｄ軸電流制御器１１３は、入力された値を比例積分制御し、ｄ軸電圧補償値ｄｅを出力する。ｑ軸電流誤差ｑｅ、ｄ軸電流誤差ｄｅは、次の式（１４）、式（１５）で表される。なお、下式において、ｓは微分演算子、Ｋ１は比例ゲイン、Ｋ２は積分ゲインである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　次に、電圧非干渉演算部１１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電動機１０６の回路定数とから、次の式（１６）、式（１７）によりｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊、ｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を演算する。ただし、式（１６）および式（１７）において、漏れ係数σはσ＝１－Ｍ／（Ｌ１・Ｌ２）で定義される。また、Ｒ１は電動機１０６の一次抵抗、Ｌ１は電動機１０６の一次自己インダクタンスであり、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１で計算される。Ｌ２は二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で計算される（ｌ１は一次漏れインダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　次に、加算器１１７にてｑ軸電圧補償値ｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を加算したものをｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とし、加算器１１８にてｄ軸電圧補償値ｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊を加算したものをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として、それぞれ電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０に入力する構成としている。ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、次の式（１８）、式（１９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　なお、このとき、第一の出力電圧指令であるインバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、次の式（２０）で表される。ここで、ＶＭ＊は、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさを表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　最後に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０から、インバータ１０４のスイッチング素子Ｕ～Ｚ（図示しない）までのゲート信号が出力される構成としている。なお、インバータ１０４はすでに公知である電圧型ＰＷＭインバータであり、詳細な構成の説明は割愛するが、一部説明を補足すると、スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗはインバータ１０４の上側アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に配置されるスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚはインバータ１０４の下側アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に配置されるスイッチング素子である。
　次に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０の構成を説明する。図１０は、実施の形態２における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０の構成例を示す図である。遅延処理部１７０は、コンデンサ電圧ＥＦＣが入力されて信号ＥＦＣ２を出力する。変調率演算部１５１は、信号ＥＦＣ２、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊およびｄ軸電圧指令Ｖｄ＊から、交流出力電圧の大きさの指令であり第二の出力電圧指令である変調率ＰＭＦを算出する。また、電圧位相角演算部１５２は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とから、交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角ＴＨＶを算出する。
　変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘに対する割合で示したものであり、ＰＭＦ＝１．０の場合は、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、インバータ出力電圧の最大値ＶＭｍａｘと等しくなることを示している。
　変調率演算部１５１、電圧位相角演算部１５２では、それぞれ次の式（２１）、式（２２）の演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ここで、インバータ出力電圧ＶＭの最大値ＶＭｍａｘは、信号ＥＦＣ２に基づき、次の式（２３）により算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　ＶＭｍａｘは、コンデンサ１０３の電圧ＥＦＣの値が信号ＥＦＣ２の値と等しいときに、インバータ１０４が出力可能な最大電圧であり、インバータ１０４を矩形波通電となる１パルスモードで動作させた時の値である。
　ここで、実施の形態１で示した構成と同じく、信号ＥＦＣ２はコンデンサ電圧ＥＦＣを遅延処理部１７０で遅延処理を行って得た信号である。すなわち、遅延処理部１７０は、入力された電圧ＥＦＣに対して例えば一次遅れ処理を行い、第一の制御信号である信号ＥＦＣ２を生成して出力する。この実施の形態２では、遅延処理部１７０で生成された信号ＥＦＣ２に基づいて第二の出力電圧指令である変調率ＰＭＦを生成することが特徴である。
　加算器１５６は、電圧位相角ＴＨＶと基本位相角θとの和をとって制御位相角θ１を生成し、制御位相角θ１は、電圧指令演算部１５５に入力される。変調率ＰＭＦもまた、電圧指令演算部１５５に入力される。電圧指令演算部１５５では、変調率ＰＭＦと制御位相角θ１とから、次の式（２４）～式（２６）に示す演算式で三相出力電圧指令であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器１６１～１６３でそれぞれキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗが生成される。また、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器１６１～１６３でそれぞれキャリア信号ＣＡＲと大小比較されたあとに反転回路１６４～１６６を経て、ゲート信号Ｘ、Ｙ、Ｚが生成される。ここで、キャリア信号ＣＡＲは、キャリア信号生成部１５７で生成された三角波状の搬送波信号である。
　ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに基づき、インバータ１０４のスイッチング素子のオンオフ（スイッチング）が制御される。なお、変調率ＰＭＦと電圧位相ＴＨＶはともに、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とに基づいて生成する信号であるが、信号ＥＦＣ２を含んで生成する信号は上述のとおり変調率ＰＭＦに限る。電圧位相角ＴＨＶは、上述のとおりｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とからのみ生成することとし、信号ＥＦＣ２に基づいて調整等は実施しない。ちなみに、電圧位相角ＴＨＶを信号ＥＦＣ２に基づき調整をする方法では、電動機１０６の制御性能が著しく悪化することが確認された。
　したがって、これまで説明したとおり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とから、第一の出力電圧指令であるインバータ出力電圧指令ＶＭ＊を算出し、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊と信号ＥＦＣ２とから、交流出力電圧の大きさの指令であり第二の出力電圧指令である変調率ＰＭＦを算出する構成と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とから、交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角ＴＨＶを算出する構成とを備え、算出した変調率ＰＭＦと電圧位相角ＴＨＶに基づいて、三相出力電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するのが好ましい。このように構成したので、例えば架線電圧ＥＳが急増して、これに伴ってコンデンサ電圧ＥＦＣが急増した場合において、電圧ＥＦＣから遅延させた信号ＥＦＣ２に基づいて変調率ＰＭＦを生成することになる。
　従来のように遅延処理部１７０がない場合は、変調率ＰＭＦは電圧ＥＦＣの増加に反比例して直ちに減少して電圧ＥＦＣに応じた所定の値に修正され、電圧ＥＦＣの変動を打ち消すことで、電圧ＥＦＣの変動が電力変換回路１０４の出力に影響しないように調整される。一方、実施の形態２では、電圧ＥＦＣの変動による電力変換回路１０４の出力の過渡変動をある程度許容し、変調率ＰＭＦは一定の遅延を以って電圧ＥＦＣに応じた所定の値まで減少する挙動となる。
　このように動作させることで、実施の形態１で説明した場合と同じように、電圧ＥＦＣの変動に対する電力変換回路１０４の定電力特性を弱めることができ、前述の負抵抗特性を弱めることができるので、システムを安定化でき、電圧ＥＦＣの過渡振動も抑制できる。
　ここで、遅延処理部１７０での遅延処理は一次遅れ処理が好適である。一次遅れ時定数を小さくすると、架線電圧が急激に変動した時における電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が小さくなり、一次遅れ時定数を大きくすると、電圧ＥＦＣの過渡変動の抑制効果が大きくなる。ただし、一次遅れ時定数を大きくしすぎると、電力変換回路の出力電圧が架線電圧の変動によって大きく影響を受けてしまい好ましくない。したがって、この一次遅れ時定数は適切に設定する必要がある。
　ＬＣフィルタ回路のリアクトル１０２のインダクタンスが３ｍＨ～２０ｍＨ程度、コンデンサ１０３の静電容量が１０００μＦ～２００００μＦ程度の一般的な電気車の制御装置においては、一次遅れ時定数は１０ｍｓ～８００ｍｓが好ましく、５０ｍｓ～２００ｍｓがさらに好ましい。
　なお、本実施の形態２の構成においても，実施の形態１と同様に、電圧ＥＦＣが高いほど、また入力電力ＰＤＣが小さいほど負抵抗特性は弱くなる。また、入力電力ＰＤＣが負の場合は系は常に安定となる。
　また、遅延処理部１７０は、実施の形態１で説明した遅延処理部３４と同様の内部構成とすることが好ましい。つまり、実施の形態２の遅延処理部１７０は、実施の形態１で説明した図７及び図８の構成と同様であり、その説明を省略する。
　なお、遅延処理部１７０が図８に示す構成の場合、時定数生成部３４２ｂは、入力電力ＰＤＣに基づいて一次遅れ時定数Ｔを生成する構成の他、例えば入力電流ＩＳあるいは電力変換回路１０４を通過する電流または電力、出力電流または出力電力、電動機１０６のトルク等の入力電力ＰＤＣと関係する負荷量に基づいて生成される構成としてもよい。
　このようにすれば、系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０４の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
　つまり、フィルタコンデンサ電圧ＥＦＣ、架線電圧ＥＳ、上記負荷量等の電力変換回路の状態量に基づいて一次遅れ時定数Ｔを生成する構成とすることで系の負抵抗特性が弱くなる条件や系が安定となる条件では一次遅れ時定数Ｔを小さく設定できるので、架線電圧ＥＳの変動に伴う電力変換回路１０の出力の過渡変動を最小限に抑制しながら系を安定化し電圧ＥＦＣの過渡振動を抑制できる。
　以上に説明したように、実施の形態２によれば、インバータ制御部１８０の電圧指令／ＰＷＭ信号生成部１５０に遅延処理部１７０を備えたことにより、電力変換回路１０４であるインバータのＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、コンデンサ電圧の過渡振動を抑制できる。このため、架線電圧等の直流電源の電圧が急激に変動した場合でも、コンデンサ６が過電圧になることを防止し、電力変換装置の正常運転を維持できる。
　実施の形態２では、電動機１０６として誘導電動機を使用する場合で説明したが、これ以外の同期電動機等の場合でも本発明を適用できる。また、直流電源として架線１に接続された変電所の例を示したが、蓄電池や発電機を直流電源としても同様に適用できる。
　また、以上の実施の形態１、２に示した構成は、本発明の内容の一例であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
５　リアクトル
６　コンデンサ
１０　電力変換回路（ＤＣＤＣコンバータ）
３０　コンバータ制御部
３４　遅延処理部
１０２　リアクトル
１０３　コンデンサ
１０４　電力変換回路（インバータ）
１５０　電圧指令／ＰＷＭ信号生成部
１７０　遅延処理部
１８０　インバータ制御部
３４１　一次遅れ演算部
３４２ａ、３４２ｂ　時定数生成部

Claims (7)

  1. 　架線から電力を受電し、リアクトルとコンデンサとからなるＬＣフィルタ回路を介して前記架線からの電力を変換した変換電力を出力する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部とを有する電力変換装置において、
    　前記制御部は、時定数を生成する時定数生成部と前記時定数に基づき前記コンデンサの電圧を遅延処理して第一の制御信号を生成する演算部とからなる遅延処理部を備え、前記変換電力における出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令と前記第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、前記第二の出力電圧指令に基づいて前記電力変換回路を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　時定数生成部は、電力変換回路の状態量に応じて時定数を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　電力変換回路の状態量は、入力側電圧であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　電力変換回路の状態量は、負荷量であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　遅延処理部は、入力側電圧が所定値よりも高いときは、入力側電圧が所定値よりも低いときと比べて小さい時定数を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　遅延処理部は、負荷量が所定値よりも小さいときは、負荷量が所定値よりも大きいときと比べて小さい時定数を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 　電力変換回路は、直流を入力として交流を出力するインバータであり、制御部は、前記インバータが出力する交流電力における交流出力電圧の大きさの指令である第一の出力電圧指令を生成し、前記第一の出力電圧指令と前記第一の制御信号とから第二の出力電圧指令を生成し、前記交流出力電圧の電圧位相の指令である電圧位相角を生成し、前記第二の出力電圧指令と前記電圧位相角とに基づいて、前記インバータを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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