JP2015162940A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器において、モータ由来のリップル成分を簡素な構成で効果的に除去する。【解決手段】三相交流モータ（Ｍ１）を含む電気負荷（Ｍ１、３００）と直流電源（Ｂ）との間に電気的に接続された電力変換器（２００）を制御する電力変換器の制御装置（１３０）は、前記電力変換器の出力電圧信号（ＶＨｓ）が入力され、カットオフ周波数（ｆｃ１、ｆｃ２）に対応するフィルタ定数（ＦＣｆｉｘ）が切り替え可能なデジタルフィルタ（１３２）と、前記フィルタ定数（ＦＣｆｉｘ）を、（１）前記三相交流モータ（Ｍ１）の制御モードがＰＷＭモードである場合に前記電気負荷のキャリア周波数（Ｆｃａｒ）に基づいて設定し、（２）前記制御モードが矩形波モードである場合に前記三相交流モータの電気６次周波数（Ｆｍ６）に基づいて設定する設定手段（１３５、１３６）とを備える。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換器の制御装置の技術分野に関する。

モータ電流に重畳されるリップルを検出する装置が開示されている（特許文献１参照）。特許文献１に開示されたリップル検出装置によれば、モータ電流のデジタルデータをデジタルフィルタに入力すると共に、このデジタルフィルタのフィルタ係数をリップル検出に最適な値に変化させることによって、リップル検出を良好に行うことができるとされている。

また、デジタルフィルタの定数を切り替える技術において、出力の不安定化を抑えるため積分制御を用いるものも提案されている（特許文献２参照）。デジタルフィルタの定数を切り替える際の出力の不安定化を抑える技術としては、入力やフィルタ内部の数値を全てゼロにするものも提案されている（特許文献３参照）。

特開２００９−２０７２３６号公報 特開平１１−１１２２８９号公報 特開平２−２５２３０７号公報

例えば三相交流モータ及びインバータを含む電気負荷と直流電源との間に、例えば昇圧コンバータ等の電力変換器を介装する構成が広く知られている。このような構成においては、電力変換器の出力電圧信号が電力変換器の制御にフィードバック的に利用される。

一方、この出力電圧信号には、電気負荷の一部であるモータの駆動に伴うリップルが重畳される。近年、電力変換器における、例えば過飽和リアクトルや平滑コンデンサ等の受動素子の体格は縮小化の傾向にあり、出力電圧信号に対するリップルの影響は相対的に大きくなっている。

ここで、このリップルの影響を緩和する目的から、近年、電力変換器の制御の高速化（即ち、制御周期の短縮化）が模索されている。即ち、制御を高速化する（制御周期を短縮化する）ことにより、リップル成分の振幅を低下させる効果が期待できる。例えば、制御の高速化とは、現状の概ね１０倍程度の高速化を意味する。

しかしながら、出願人の研究によれば、受動素子の体格縮小及びそれに伴う電力変換器の制御周期の短縮化によって、新たな問題として、このリップルが電源電流に小さからぬ規模で重畳されることが見出された。電源電流にリップルが重畳されると、例えば電源の劣化が相対的に早まる等、電源の性能に影響が及ぶ可能性がある。従って、制御周期の短縮化を図るためには、電力変換器の出力電圧信号からリップルを除去する必要がある。

ここで、デジタルフィルタによる信号の最適化は、特許文献１に開示されたリップル検出のみならず、このようなリップル除去にも同様に効果がある。

しかしながら、三相モータの駆動に伴うリップルは、周波数帯域の異なる数多のリップル成分からなり、その周波数帯域は多岐にわたる。従って、それら各リップル成分に対してフィルタ定数を逐一割り当てると、デジタルフィルタの構成が複雑となり、電力変換器の制御系の構成が複雑化する。

即ち、従来の技術には、電力変換器の制御系の複雑化を招くことなく電力変換器の制御周期の短縮化を図ることが困難であるという技術的問題点がある。

本発明は係る技術的問題点に鑑みてなされたものであり、簡素な構成で電力変換器の制御周期を短縮化し得る電力変換器の制御装置を提供することを課題とする。

上述した課題を解決するため、本発明に係る電力変換器の制御装置は、三相交流モータを含む電気負荷と直流電源との間に電気的に接続された電力変換器を制御する電力変換器の制御装置であって、前記電力変換器の出力電圧信号が入力され、カットオフ周波数に対応するフィルタ定数が切り替え可能なデジタルフィルタと、前記フィルタ定数を、（１）前記三相交流モータの制御モードがＰＷＭモードである場合に前記電気負荷のキャリア周波数に基づいて設定し、（２）前記制御モードが矩形波モードである場合に前記三相交流モータの電気６次周波数に基づいて設定する設定手段とを備えることを特徴とする（請求項１）。

本発明に係る電力変換器の制御装置は、例えば、昇圧コンバータ等の電力変換器を制御する装置であって、デジタルフィルタと、例えばコントローラやコンピュータ装置等の設定手段とを含んで構成される。電力変換器は、例えば三相交流モータ及びモータ駆動用インバータ等から構成される電気負荷と、二次電池等の直流電源との間に電気的に介装される。尚、本発明に係る「三相交流モータ」とは、モータ及びモータジェネレータを含む概念である。

出願人の研究によれば、三相交流モータの駆動に伴って電力変換器の制御用の電圧信号に重畳されるリップルは、その複数のリップル成分のうちの支配的なリップル成分が、三相交流モータの制御モードに依存して変化する。

より具体的には、三相交流モータがＰＷＭ（Pulse Width Modulation）モードで駆動される場合、電気負荷のキャリア周波数に対応するリップル成分が支配的となる。また、三相交流モータが矩形波モードで駆動される場合、三相交流モータの電気６次周波数に対応するリップル成分が支配的となる。

本発明に係る電力変換器の制御装置は、このような出願人の知見に基づき、デジタルフィルタのカットオフ周波数を規定するフィルタ定数が、三相交流モータの制御モードに基づいて設定される構成となっている。即ち、設定手段は、三相交流モータの制御モードがＰＷＭモードである場合に、フィルタ定数を電気負荷のキャリア周波数に基づいて設定する。また、設定手段は、三相交流モータの制御モードが矩形波モードである場合に、フィルタ定数を三相交流モータの電気６次周波数に基づいて設定する。尚、「電気６次周波数」とは、三相交流モータの電気角一周期に相当する基本波の６次高調波の周波数を意味する。

本発明に係る電力変換器の制御装置によれば、デジタルフィルタのフィルタ定数が、三相交流モータの制御モードに応じて選択的に設定される。従って、デジタルフィルタを、リップル成分の各々に応じた複数のフィルタからなる多段フィルタとして構成する必要が生じない。また、フィルタ定数は、リップルにおいてその都度最も支配的なリップル成分に対応して設定されるため、デジタルフィルタに入力される電力変換器の出力電圧信号（所謂ＶＨ信号）から、リップルを効果的に除去することができる。即ち、簡素な構成でリップル成分を効果的に除去し、もって電力変換器の制御周期を短縮化することができるのである。

本発明のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施形態から明らかにされる。

本発明の一実施形態に係るモータ駆動システムのシステム図である。 図１のモータ駆動システムにおける制御装置のブロック図である。 図２の制御装置において定数選定部により実行される定数選定処理のフローチャートである。

＜発明の実施形態＞
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
＜１．実施形態の構成＞
始めに、図１を参照し、本発明の一実施形態に係るモータ駆動システム１０の構成について説明する。ここに、図１は、モータ駆動システム１０の構成を概念的に表すシステム構成図である。

図１において、モータ駆動システム１０は、制御装置１００、昇圧コンバータ２００、インバータ３００、平滑コンデンサＣ、直流電源Ｂ及び三相交流モータＭ１を備える。モータ駆動システム１０は、図示せぬ車両に搭載される。

制御装置１００は、モータ駆動システム１０の動作を制御可能に構成された電子制御装置である。制御装置１００は、後述するＨＶＥＣＵ１１０、ＭＧＥＣＵ１２０及び昇圧制御装置１３０を備える。制御装置１００の詳細な構成について後述する。

昇圧コンバータ２００は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、ダイオードＤ１及びＤ２とを備えた、本発明に係る「電力変換器」の一例である。

リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極に接続される正極線（符号省略）に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、即ち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子と、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点に接続される。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、上記正極線と直流電源Ｂの負極に接続される負極線（符号省略）との間に直列に接続されており、また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子は上記正極線に、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は上記負極線に接続されている。ダイオードＤ１及びＤ２は、夫々のスイッチング素子において、エミッタ側からコレクタ側への電流のみを許容する整流素子である。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２並びに後述するインバータ３００の各スイッチング素子（Ｑ３乃至Ｑ８）は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等として構成される。

平滑コンデンサＣは、上記正極線と負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサである。この平滑コンデンサＣの端子間電圧、即ち、正極線と負極線との間の電圧は、昇圧コンバータ２００の出力電圧（一義的に、インバータ３００の入力電圧）である。

インバータ３００は、ｐ側スイッチング素子Ｑ３及びｎ側スイッチング素子Ｑ４を含むＵ相アーム（符号省略）、ｐ側スイッチング素子Ｑ５及びｎ側スイッチング素子Ｑ６を含むＶ相アーム（符号省略）及びｐ側スイッチング素子Ｑ７及びｎ側スイッチング素子Ｑ８を含むＷ相アーム（符号省略）を備えた電力制御機器であり、三相交流モータＭ１と共に、本発明に係る「電気負荷」の一例を構成する。インバータ３００の各アームは、上記正極線と上記負極線との間に並列に接続されている。

尚、スイッチング素子Ｑ３乃至Ｑ８には、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と同様、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す整流用ダイオードＤ３乃至Ｄ８が夫々接続されている。また、インバータ３００における各相アームのｐ側スイッチング素子とｎ側スイッチング素子との中間点は、夫々三相交流モータＭ１の各相コイルに接続されている。

直流電源Ｂは、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の各種二次電池セルが複数個直列に接続された、充電可能な二次電池装置である。尚、直流電源Ｂとしては、この種の二次電池に替えて又は加えて、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ、フライホイール等が用いられてもよい。

三相交流モータＭ１は、ロータに永久磁石が埋設されてなる三相交流電動発電機である。三相交流モータＭ１は、図示せぬ車両の駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生可能に構成される。また、三相交流モータＭ１は、例えば車両の制動時等において、車両の運動エネルギの入力を受けて電力回生（発電）を行うこともできる。この車両が所謂ハイブリッド車両である場合、この三相交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力により電力回生を行うことも、エンジンの動力をアシストすることも可能である。尚、車両は、三相交流モータＭ１を含む回転電機のみを動力源として備えた所謂電気自動車であってもよい。

モータ駆動システム１０には、不図示のセンサ群が付設されている。このセンサ群により、例えば、直流電源Ｂの電源電圧値Ｖｂ、昇圧コンバータ２００におけるリアクトルＬ１の負荷電流値ＩＬ、昇圧コンバータ２００の出力電圧値ＶＨｓ、インバータ３００におけるｖ相電流値Ｉｖ及びｗ相電流値Ｉｗ、三相交流モータＭ１のモータ回転角θ及び車両状態値Ｓｙｓ等が適宜検出される構成となっている。尚、車両状態値Ｓｙｓは、車両の状態を示す複数の状態値の包括概念である。車両状態値Ｓｙｓには、例えば、アクセル開度値や車速値等が含まれる。また、車両にエンジンが備わる場合には、エンジンの各種状態値も含まれる。これらセンサ群を構成するセンサの各々は、制御装置１００と電気的に接続されており、上記の各種センサ出力値は、制御装置１００により適宜参照される構成となっている。

次に、図２を参照し、制御装置１００の詳細な構成について説明する。ここに、図２は、制御装置１００のブロック図である。尚、同図において、図１と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図２において、制御装置１００は、ＨＶＥＣＵ１１０、ＭＧＥＣＵ１２０及び昇圧制御装置１３０を備える。

ＨＶＥＣＵ１１０は、車両全体の動作を統括的に制御する電子制御装置である。ＨＶＥＣＵ１００は、例えば、一又は複数のＣＰＵ（Central Processing Unit）等から構成されたコンピュータシステムである。尚、ＨＶＥＣＵ１１０は、センサ出力値や制御値等を一時的に格納する揮発性メモリや、制御マップが格納される不揮発性メモリ等を適宜備える。

ＭＧＥＣＵ１２０は、インバータ３００の駆動制御（即ち、各スイッチング素子のスイッチング状態の制御）を介して三相交流モータＭ１の動作を制御する電子制御装置である。ＭＧＥＣＵ１２０は、ＨＶＥＣＵ１１０と電気的に接続されており、ＨＶＥＣＵ１１０によりその動作が制御される構成となっている。

昇圧制御装置１３０は、昇圧コンバータ２００の動作を制御する、本発明に係る「電力変換器の制御装置」の一例である。昇圧制御装置１３０は、Ａ／Ｄコンバータ１３１、デジタルフィルタ１３２、電圧制御部１３３、電流制御部１３４、ゲート生成部１３５、定数選定部１３６及び定数算出部１３７を含んで構成される。これら昇圧制御装置１３０の各部の詳細については、下記実施形態の動作の項で説明する。
＜２．実施形態の動作＞
次に、実施形態の動作について説明する。

＜２−１．三相交流モータＭ１の制御モード＞
モータ駆動システム１０では、三相交流モータＭ１の制御モードとして、公知のＰＷＭ制御に対応するＰＷＭ制御モードと、公知の矩形波制御に対応する矩形波制御モードとが用いられる。これらは、ＭＧＥＣＵ１２０の制御下で運用される。

ＰＷＭ制御は、電流フィードバック制御であり、電圧指令値とキャリア（搬送波）との比較により、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相についてＰＷＭ信号を三相交流モータＭ１に供給する制御である。

具体的には、ＰＷＭ制御では、ＨＶＥＣＵ１１０が車両状態値Ｓｙｓに基づいて決定する三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲに基づいて二相電流指令値（Ｉｄｔｇ、Ｉｑｔｇ）が生成される。その一方で、センサからフィードバック情報として供給されるｖ相電流値Ｉｖとｗ相電流値Ｉｗから、三相電流値がｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑからなる二相電流値に変換される。そして、上記二相電流指令値（Ｉｄｔｇ、Ｉｑｔｇ）と、この二相電流値Ｉｄ及びＩｑとの差分に基づいて、ｄ軸電圧値Ｖｄ及びｑ軸電圧値からなる二相電圧指令値が生成される。生成された二相電圧指令値Ｖｄ及びＶｑは、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換される。

尚、トルク指令値ＴＲの決定方法については、公知の各種態様を適用できる。例えば、トルク指令値ＴＲは、車両が動力源としてエンジンを有さぬ電気自動車である場合には、例えば、車速及びアクセル開度に基づいて決定される車両要求出力に応じて決定されてもよい。また、車両が動力源としてエンジンを有するハイブリッド車両である場合には、例えば、これらに更にエンジンの熱効率や直流電源ＢのＳＯＣ等に基づく両者の動力出力比率等が考慮された上で、トルク指令値ＴＲが決定されてもよい。

三相電圧指令値が得られると、この変換された三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ及びＶｗと、キャリア周波数Ｆｃａｒ（例えば、数十〜数百ｋＨｚ程度の範囲で可変）で変化するキャリア信号値ＣＡＲとの大小関係が比較される。そして、この比較結果に応じて論理状態が変化する、Ｕ相スイッチング信号Ｇｕｐ及びＧｕｎ、Ｖ相スイッチング信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ並びにＷ相スイッチング信号Ｇｗｐ及びＧｗｎが生成され、インバータ３００に供給される。

キャリア信号値ＣＡＲと各相電圧指令値との比較において、各相電圧指令値がキャリア信号値ＣＡＲよりも小さい値からキャリア信号値ＣＡＲに一致すると、ｐ側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。また、各相電圧指令値がキャリア信号値ＣＡＲよりも大きい値からキャリア信号値ＣＡＲに一致すると、ｎ側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。即ち、スイッチング信号は、オンオフが表裏一体の信号であり、各相のスイッチング素子は、ｐ側とｎ側とのうち常にいずれか一方がオン状態であり、他方がオフ状態となる。インバータ３００が各相スイッチング信号により規定される各スイッチング素子の駆動状態に変化する又は維持されると、その変化した又は維持された駆動状態に対応する回路状態に従って、三相交流モータＭ１が駆動される。ＰＷＭ制御は、例えばこのように実行される。

矩形波制御は、三相交流モータＭ１のモータ電気角に応じて１パルススイッチング信号を三相交流モータＭ１に供給する制御である。矩形波制御では、電圧振幅値は最大値に固定され、位相の制御によってトルクがフィードバックされる。

ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとの間の制御モードの切り替えは、例えば、三相交流モータＭ１の回転速度を表すモータ回転速度値ＭＲＮ及び三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲに応じて行われる。この場合、ＭＧＥＣＵ１２０は、例えば、入力されるモータ回転角θを時間処理して得られるモータ回転速度値ＭＲＮ及びＨＶＥＣＵ１１０から供給されるトルク指令値ＴＲと、三相交流モータＭ１の制御モードとを相互に対応付けてなる制御マップから、その時点のモータ回転速度値ＭＲＮ及びトルク指令値ＴＲに対応する一の制御モードを選択する。

尚、ＭＧＥＣＵ１２０は、選択されている制御モードがＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとのうちいずれであるかを示す制御モード情報値ｍｃｍｏｄを昇圧制御装置１３０に供給する。また、ＭＧＥＣＵ１２０は、モータ回転速度値ＭＲＮと、キャリア周波数Ｆｃａｒの値を示すキャリア周波数値ｆｃａｒを昇圧制御装置１３０に供給する。

＜２−２．昇圧コンバータ２００の制御の概要＞
昇圧コンバータ２００は、昇圧制御装置１３０によりその動作状態が制御される。具体的には、昇圧コンバータ２００は、昇圧制御装置１３０から供給される信号ＰＷＣに基づいて、正極線と負極線との間の電圧、即ち、平滑コンデンサＣの端子間電圧である出力電圧ＶＨを、直流電源Ｂの出力電圧以上に昇圧することができる。

この際、出力電圧ＶＨが目標電圧よりも低ければ、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線を直流電源Ｂ側からインバータ３００側へ流れる電流を増加させることができ、出力電圧ＶＨを上昇させることができる。一方、出力電圧ＶＨが目標電圧よりも高ければ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線をインバータ３００側から直流電源Ｂ側へ流れる電流を増加させることができ、出力電圧ＶＨを低下させることができる。

＜２−３．昇圧制御装置１３０の詳細＞
次に、図２を参照し、昇圧制御装置１３０の構成及び動作について説明する。

図２において、Ａ／Ｄコンバータ１３１は、アナログ信号をデジタル信号に変換する変換器である。Ａ／Ｄコンバータ１３１には、上記センサから供給される昇圧コンバータ２００の出力電圧値ＶＨｓが入力される。この出力電圧値ＶＨｓは、Ａ／Ｄコンバータ１３１によりサンプリング処理が施され、離散的なサンプリング値（デジタルデータ値）である出力電圧サンプリング値ＶＨｓｓｍｐに変換される。出力電圧サンプリング値ＶＨｓｓｍｐは、デジタルフィルタ１３２に入力される。

デジタルフィルタ１３２は、後述するフィルタ定数ＦＣｆｉｘに応じてカットオフ周波数ｆｃ１及びｆｃ２（ｆｃ２＞ｆｃ１）が変化する帯域減衰フィルタである。デジタルフィルタ１３２に入力された出力電圧サンプリング値ＶＨｓｓｍｐは、デジタルフィルタ１３２によりフィルタ定数ＦＣｆｉｘに応じた帯域減衰処理がなされ、出力電圧フィルタ値ＶＨｓｆｔとして出力される。出力電圧フィルタ値ＶＨｓｆｔは、電圧制御部１３３に入力される。

電圧制御部１３３は、インバータ入力演算部、加減算器、電圧制御演算部、キャリア生成部及びサンプリングホールド回路を含むコントローラである。

インバータ入力演算部は、昇圧コンバータ２００の出力電圧ＶＨの目標値を表すＶＨ指令値ＶＨｔｇを生成する。ＶＨ指令値ＶＨｔｇは、例えば、三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ及びモータ回転速度値ＭＲＮから算出される三相交流モータＭ１の出力値に基づいてＶＨ指令値ＶＨｔｇを生成する。尚、モータ回転速度値ＭＲＮ及びトルク指令値ＴＲは、ＨＶＥＣＵ１１０及びＭＧＥＣＵ１２０から供給されている。

加減算部では、このＶＨ指令値ＶＨｔｇからデジタルフィルタ１３２の出力値である出力電圧フィルタ値ＶＨｓｆｔが減算され、減算結果が電圧制御演算部へ出力される。

電圧制御演算部は、この減算結果を加減算部から受け取ると、昇圧コンバータ２００の出力電圧ＶＨをＶＨ指令値ＶＨｔｇに一致させるための電流指令値ＩＲを演算する。

一方、サンプリングホールド回路では、キャリア生成部により生成されるキャリア信号値の山及び谷のタイミングで負荷電流値ＩＬがサンプリングされる。キャリア信号値の山及び谷のタイミングで負荷電流値ＩＬをサンプリングすることにより、負荷電流値ＩＬの変動がキャンセルされた平均的な負荷電流値ＩＬを特定することができる。

電圧制御演算部では、上記電流指令値ＩＲから、このサンプリングホールドされた負荷電流値ＩＬが減算され、負荷電流制御値ＩＬ’が求められる。負荷電流制御値ＩＬ’は、電流制御部１３４に供給される。

電流制御部１３４は、電圧制御部１３３から供給される負荷電流制御値ＩＬ’に基づき、負荷電流値ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御量としてデューティ指令値ｄｕｔｙを演算する。この際、例えば、比例項（Ｐ項）及び積分項（Ｉ項）を含む公知のＰＩ制御演算等が用いられる。算出されたデューティ指令値ｄｕｔｙは、ゲート生成部１３５に供給される。

ゲート生成部１３５では、このデューティ指令値ｄｕｔｙとキャリア信号との大小関係が比較され、当該大小関係に応じて論理状態が変化するゲート信号ＳＧ１及びＳＧ２を含む信号ＰＷＣが生成される。

ゲート信号ＳＧ１は、昇圧コンバータ２００のスイッチング素子Ｑ１をオン又はオフさせる信号であり、ゲート信号ＳＧ２は昇圧コンバータ２００のスイッチング素子Ｑ２をオン又はオフさせる信号である。両者はスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の双方が同時にオンとならないように定義付けがなされた信号である。生成された信号ＰＷＣは、昇圧コンバータ２００に供給され、各ゲート信号により各スイッチング素子のオンデューティが制御される。

定数選定部１３６は、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘを選定し、選定されたフィルタ定数ＦＣｆｉｘをデジタルフィルタ１３２のフィルタ定数として設定する。フィルタ選定部１３６によるフィルタ定数ＦＣｆｉｘの選定は、後述する定数選定処理により実現される。

定数算出部１３７は、定数選定部１３６によるフィルタ定数ＦＣｆｉｘの選定に必要な選択肢として、第１フィルタ定数ＦＣｃと、第２フィルタ定数ＦＣ６とを算出する。

第１フィルタ定数ＦＣｃは、インバータ３００（一義的に三相交流モータＭ１）を駆動するためのキャリア信号値ＣＡＲの信号周波数であるキャリア周波数Ｆｃａｒに基づいたフィルタ定数である。より具体的には、第１フィルタ定数ＦＣｃは、デジタルフィルタ１３２のカットオフ周波数ｆｃ１及びｆｃ２と、キャリア周波数Ｆｃａｒとの間に、ｆｃ１＜Ｆｃａｒ＜ｆｃ２なる関係が成立するように、予め実験的に、経験的に又は理論的に策定された方法で設定される。即ち、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘに第１フィルタ定数ＦＣｃが設定されると、昇圧コンバータ２００の出力電圧値ＶＨｓから、インバータ３００のキャリア周波数Ｆｃａｒに対応するリップル成分が除去される。尚、キャリア周波数Ｆｃａｒは、本発明に係る「電気負荷のキャリア周波数」の一例である。

第２フィルタ定数ＦＣ６は、三相交流モータＭ１の電気６次周波数Ｆｍ６に基づいたフィルタ定数である。より具体的には、第２フィルタ定数ＦＣ６は、デジタルフィルタ１３２のカットオフ周波数ｆｃ１及びｆｃ２と、当該電気６次周波数Ｆｍ６との間に、ｆｃ１＜Ｆｍ６＜ｆｃ２なる関係が成立するように、予め実験的に、経験的に又は理論的に策定された方法で設定される。即ち、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘに第２フィルタ定数ＦＣ６が設定されると、昇圧コンバータ２００の出力電圧値ＶＨｓから、三相交流モータＭ１の電気６次周波数Ｆｍ６に対応するリップル成分が除去される。尚、三相交流モータＭ１の電気６次周波数Ｆｍ６は、ＭＧＥＣＵ１２０から供給されるモータ回転速度ＭＲＮから算出される。

＜２−４．定数選定処理の詳細＞
次に、図３を参照し、定数選定処理の詳細について説明する。ここに、図３は、定数選定処理のフローチャートである。

図３において、定数選定部１３６は、ＭＧＥＣＵ１２０から三相交流モータＭ１の制御モードを示す制御モード情報値ｍｃｍｏｄを取得する（ステップＳ１１０）。制御モード情報値ｍｃｍｏｄは、三相交流モータＭ１がＰＷＭ制御モードで駆動されていることを示す「ｐｗｍ」又は矩形波制御モードで駆動されていることを示す「ｓｑｒ」のいずれかの値を採る。

制御モード情報値ｍｃｍｏｄが取得されると、取得された制御モード情報値ｍｃｍｏｄが「ｐｗｍ」であるか否かが判定される（ステップＳ１２０）。制御モード情報値ｍｃｍｏｄが「ｐｗｍ」である場合（ステップＳ１２０：ＹＥＳ）、即ち、三相交流モータＭ１がＰＷＭ制御モードで駆動されている場合、定数選定部１３６は、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘとして第１フィルタ定数ＦＣｃを選定し、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘとして設定する（ステップＳ１３０）。

一方、制御モード情報値ｍｃｍｏｄが「ｐｗｍ」でない場合（ステップＳ１２０：ＮＯ）、即ち、制御モード情報値ｍｃｍｏｄが「ｓｑｒ」である場合（即ち、三相交流モータＭ１が矩形波制御モードで駆動されている場合）、定数選定部１３６は、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘとして第２フィルタ定数ＦＣ６を選定し、デジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘとして設定する（ステップＳ１４０）。

ステップＳ１３０又はＳ１４０が実行されると、定数選定処理は終了し、所定周期の後に処理は再びステップＳ１１０に戻される。定数選定処理は以上のように実行される。

＜２−５．定数選定処理の効果＞
出願人の研究によれば、昇圧コンバータ２００の出力電圧値ＶＨｓに重畳される三相交流モータＭ１由来のリップルのうち支配的なリップル成分は、三相交流モータＭ１の制御モードに依存する。

即ち、三相交流モータＭ１の制御モードがＰＷＭ制御モードである場合、出力電圧値ＶＨｓに重畳されるリップルのうち最も支配的な（影響が大きい）成分は、キャリア周波数Ｆｃａｒに対応するリップル成分である。また、三相交流モータＭ１の制御モードが矩形波制御モードである場合、出力電圧値ＶＨｓに重畳されるリップルのうち最も支配的な（影響が大きい）成分は、三相交流モータＭ１の電気６次周波数Ｆｍ６に対応するリップル成分である。

モータ駆動システム１０においては、この研究成果に基づき、三相交流モータＭ１がＰＷＭ制御モードで駆動されている場合にデジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘがキャリア周波数Ｆｃａｒに基づく第１フィルタ定数ＦＣｃに設定される。また、三相交流モータＭ１が矩形波制御モードで駆動されている場合にデジタルフィルタ１３２のフィルタ定数ＦＣｆｉｘが三相交流モータＭ１の電気６次周波数Ｆｍ６に基づく第２フィルタ定数ＦＣ６に設定される。

従って、デジタルフィルタ１３２により、出力電圧値ＶＨｓに重畳されるリップルを効果的に除去することができ、昇圧コンバータ２００のリアクトルＬ１及び平滑コンデンサＣの体格縮小に伴って昇圧コンバータ２００の制御周期を短縮化した場合に発生する、負荷電流ＩＬ（即ち、直流電源Ｂの出力電流）へのリップルの重畳を防止することができる。

一方、デジタルフィルタ１３２は、三相交流モータＭ１の制御モードに応じて設定されるフィルタ定数ＦＣｆｉｘのみで動作する単一の（或いは、適宜ＬＰＦ等の他のフィルタを含む数個の）フィルタであり、簡素な構成を有している。例えば、上述した、出願人の研究成果に基づかない技術思想の下では、制御周期の短縮化が招く負荷電流ＩＬへの数多のリップル成分の重畳に対して、各リップル成分に逐一対応するフィルタ定数を有する複数のフィルタを用意するより他、有効な対策がない。即ち、デジタルフィルタ１３２の多段化及び複雑化が避けられない。

モータ駆動システム１０では、昇圧制御装置１３０の機能により、このような多段化及び複雑化を回避することができるため、簡素な構成の下で負荷電流ＩＬへのリップルの重畳を防止し、もって昇圧コンバータ２００の制御周期の短縮化を実現することができるのである。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電力変換器の制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１０…モータ駆動システム、１００…制御装置、１１０…ＨＶＥＣＵ、１２０…ＭＧＥＣＵ、１３０…昇圧制御装置、２００…昇圧コンバータ、３００…インバータ、Ｃ…平滑コンデンサ、Ｂ…直流電源、Ｍ１…三相交流モータ。

Claims (1)

1. 三相交流モータを含む電気負荷と直流電源との間に電気的に接続された電力変換器を制御する電力変換器の制御装置であって、
   前記電力変換器の出力電圧信号が入力され、カットオフ周波数に対応するフィルタ定数が切り替え可能なデジタルフィルタと、
   前記フィルタ定数を、（１）前記三相交流モータの制御モードがＰＷＭモードである場合に前記電気負荷のキャリア周波数に基づいて設定し、（２）前記制御モードが矩形波モードである場合に前記三相交流モータの電気６次周波数に基づいて設定する設定手段と
   を備えることを特徴とする電力変換器の制御装置。

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