WO2010108292A2 - Schalteinrichtung mit einer kaskodeschaltung - Google Patents

Schalteinrichtung mit einer kaskodeschaltung Download PDF

Info

Publication number
WO2010108292A2
WO2010108292A2 PCT/CH2010/000078 CH2010000078W WO2010108292A2 WO 2010108292 A2 WO2010108292 A2 WO 2010108292A2 CH 2010000078 W CH2010000078 W CH 2010000078W WO 2010108292 A2 WO2010108292 A2 WO 2010108292A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching device
terminal
semiconductor switch
control input
resistor
Prior art date
Application number
PCT/CH2010/000078
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2010108292A3 (de
Inventor
Jürgen BIELA
Johann W. Kolar
Daniel Aggeler
Original Assignee
ETH Zürich
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ETH Zürich filed Critical ETH Zürich
Priority to RU2011142852/08A priority Critical patent/RU2540794C2/ru
Priority to US13/254,283 priority patent/US8723589B2/en
Priority to EP10711130.4A priority patent/EP2412096B1/de
Priority to JP2012501102A priority patent/JP5567654B2/ja
Priority to CN201080013526.3A priority patent/CN102388535B/zh
Publication of WO2010108292A2 publication Critical patent/WO2010108292A2/de
Publication of WO2010108292A3 publication Critical patent/WO2010108292A3/de

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/102Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in field-effect transistor switches

Definitions

  • the invention relates to the field of electronic circuit technology and in particular to a switching device with a cascode circuit according to the preamble of patent claim 1.
  • Electronic devices for rapid switching of electrical currents at high operating voltages, in particular with low forward losses can be realized according to DE 196 10 135 C1 or US 6,157,049.
  • the electronic device is based on a specific interconnection of a MOSFET M and a JFET J (junction field effect transistor or FET), illustrated by FIG. 1.
  • the two switches are arranged between a first terminal 1 and a second terminal 2 and are implemented a control terminal 3 of the MOSFET M controlled.
  • the half-bridge with power electronic switches M, J, Mi, Jj and an inductive load L connected between the third terminal 5 and the second terminal 2 shows a typical arrangement as it occurs in many power electronic systems.
  • a lower cascode circuit between the first terminal 1 and the second terminal 2 is formed by a lower MOSFET M and a lower JFET J.
  • An upper cascode circuit between the second terminal 2 and the third terminal 5 is formed by an upper MOSFET Mi and a JFET Jj.
  • the third terminal 5 is, for example, at an intermediate circuit voltage, the first terminal 1 at an opposite DC link voltage or at a neutral point of a multi-phase system.
  • the upper cascode circuit instead of the upper cascode circuit, it is also possible to use a diode with the cathode connection at the third connection 5.
  • An impressed current in the inductance L flows from the second terminal 2 to the first terminal 1 when the lower cascode circuit is turned on, that is, conductive.
  • a negative pinch-off voltage is applied to the series-connected lower JFET J, blocking the lower JFET J.
  • the current commutes from the lower cascode circuit to the upper cascode circuit.
  • the current then flows through the inductance L and from the second terminal 2 through the channel / body diodes of the upper MOSFET M] and the upper JFET Ji to the third terminal 5.
  • the channel / body diodes are each antiparallel to the respective switch in the figures located. So you act here as antiparallel freewheeling diode.
  • the gate drive circuit is thereby modified, thereby already gaining significant control of the commutation, both when the transistors are switched on and when they are switched off.
  • the switching device for switching a current between a first terminal and a second terminal thus has a cascode circuit with a series connection of a first semiconductor switch and a second semiconductor switch, wherein the two semiconductor switches are connected to each other via a common point, and
  • the first semiconductor switch is driven by means of a first control input in accordance with a voltage between the first control input and the first connection, and
  • the second semiconductor switch is driven by means of a second control input in accordance with a voltage between the second control input and the common point.
  • a control circuit with a capacity of predeterminable size is connected between the second connection and at least one of the control inputs.
  • the capacitance thus increases the drain-gate capacitance (parallel to the internal drain-gate switch capacitance), wherein preferably a damping resistor helps to damp occurring oscillations and at the same time the charging / discharging Limit electricity for capacity.
  • the control circuit is preferably an RC element.
  • the first semiconductor switch is an IGFET, in particular a MOSFET
  • the second semiconductor switch is a JFET.
  • MOSFET metal-dielectric-semiconductor FET
  • IGFET insulated gate FET
  • a resistor arrangement is connected between the second control input and the first terminal. This serves to slow down a charging process at an internal capacitance between the control input and the terminal of the second semiconductor switch connected to the second terminal.
  • the resistor arrangement for example, a single additional resistance represents a turn-on for the JFET.
  • this forms with the gate-source capacitance of the JFET another RC element and slows down the Auft. Discharge of the gate-source capacitance of the JFET to the pinch-off voltage or to the turn-on voltage of 0 volts.
  • the additional resistance further limits the charge or discharge current of the capacitance of the control circuit, whereby the damping resistance must also be taken into account.
  • an additional series resistor is connected in front of the gate terminal of the JFET, that is, between the gate terminal and the fourth terminal, in order to ensure optimum control of the JFET and, in particular, to individually determine the switching speed.
  • the switching characteristics are set independently at power-on and power-off, and thus different du / dt values or synchronized du / dt values are achieved by connecting another network between the fourth and first ports.
  • This network of diodes and different snubber resistors can be separately designed and optimized to turn the JFET on or off.
  • the RC element as a control circuit between the fourth and second terminal may also be a parallel circuit, or a parallel circuit with adjustable damping resistors for switching on or off or an individually adjustable parallel circuit in which both damping resistors and the capacitances of the turn-on or can be adapted to the switch-off behavior.
  • a capacitance is applied between a third terminal (or first control input) and the second terminal.
  • the first control input is equal to the gate of the MOSFET.
  • the capacitance between the second and third terminals can in principle also be connected in front of a (non-inverting) amplifier circuit and then the amplifier circuit to the third terminal.
  • Figure 1 shows a series circuit of a MOSFET and a Sperrschi-FETs according to the prior art
  • Figure 2 shows an exemplary application of such a circuit according to the prior art
  • FIG. 3 shows a first embodiment of the invention
  • Figure 4 shows a second embodiment of the invention
  • FIG. 5 shows a third embodiment of the invention with different variants of a control circuit
  • FIG. 6 shows a fourth embodiment of the invention
  • Figure 7 shows a fifth embodiment of the invention.
  • FIG. 3 shows a first embodiment of the invention:
  • a single switching device typically as part of a more comprehensive switch arrangement, for example in a converter, has a cascode circuit with a first and a second semiconductor switch.
  • a cascode circuit with a first and a second semiconductor switch.
  • JFET and MOSFET switches the speech, and in the figures n-channel semiconductor elements are drawn.
  • the invention can be realized in an analogous manner with p-channel elements, with reverse polarity and also for bipolar transistors.
  • the switching device of Figure 3 as well as the figures 4-7, multiplied accordingly, can be used in one or more bridge branches corresponding to the structure of Figure 2.
  • the switching device thus has on the one hand two semiconductor switches, in the embodiments shown in each case a JFET J and a MOSFET M (respectively IGFET) in a cascode circuit.
  • the MOSFET M as the first semiconductor switch between a first terminal 1 and a common terminal 13 and the JFET J as a second semiconductor switch between the common terminal 13 and the second terminal 2 is connected.
  • the MOSFET M is driven via its gate terminal 3 as the first control input 3.
  • the JFET J is driven via its gate terminal.
  • the gate terminal of the JFET J would be connected directly to the first terminal, and the control of the JFET J according to the gate-source voltage results.
  • a control circuit 12 having a capacitance C of a predeterminable size is now connected between a second control input 4 and the second connection 2.
  • This second control input 4 is either directly connected to the gate terminal of the JFET J, thus electrically identical to the gate terminal ( Figure 3), or connected via a predetermined resistor R g to the gate terminal of the JFET J ( Figure 4 ).
  • control circuit 12 has a series connection of the capacitance C with a damping resistor Rs t .
  • a resistor arrangement 7 between the second control input 4 and the first terminal 1 may be arranged.
  • Resistor assembly 7 and the control circuit 12 together form one
  • the wiring network 6 allows the controlled influencing the switching times of the cascade circuit in the following manner:
  • the capacitance C increases the Miller capacitance of the JFET J or the entire cascode circuit.
  • the damping resistor Rs t prevents vibrations that might occur due to the capacitance C.
  • the resistor assembly 7 with, for example, the optional auxiliary resistor R slows down a charging process at an internal capacitance between the gate and drain of the JFET J.
  • the optional series resistor Rg causes a delay in the turn-on or turn-on of the JFET J and slows down, along with the Additional resistance R, in addition the charge or discharge of an internal capacitance between the gate and source of the JFET J.
  • the influence of the switching times for the cascode circuit through the series resistor Rg against the influence of the additional resistance R is relatively low. Nevertheless, it may be advantageous to selectively select the series resistor Rg for setting the switching times. Care must be taken, however, that the total resistance resulting from the series connection of the additional resistor R and the series resistor Rg is not selected too large in order to reduce the thermal stress between the source and gate of the JFET (in avalanche operation of the parasitic diode between source and gate) Gate). Therefore, the series resistor Rg is relatively small (lower ohm range) to choose the additional resistance R, regardless of the switching speed and the operating voltage.
  • the switching speed can be influenced by the capacitance C of the control circuit as well as by the additional resistance R. Taking into account, for example, geometric boundary conditions and the above-described thermal limitation of the size of the permitted additional resistance R, a combination of the two values must be selected.
  • the remaining parameters are secondary, and are sized to limit current or discharge capacitance.
  • FIG. 5 shows a third embodiment of the invention with different variants of a control circuit 8, 9, 10, 12 and a further variant of the invention
  • Resistor assembly 7 The shown variant of the resistor assembly 7 has
  • the further variants 8, 9, 10 of the control circuit are a second variant 8 with a parallel connection of the capacitance C and the damping resistor Rs t ; a third variant 9 with the capacitance C in series with two parallel attenuation resistors Rs t (which expediently have different resistance values) which can be selected in each case by antiparallel diodes D in accordance with the current direction; a fourth variant 10 with two parallel, each by antiparallel diodes D according to the current direction selectable branches, each of the branches one
  • FIG. 6 shows a fourth embodiment of the invention, in which the control circuit 1 1 is connected between the second terminal 2 and a first control input 3 of the first semiconductor switch, so the MOSFET M or IGFETs, said first control input 3 equal to the gate terminal of the MOSFET Damn.
  • the output resistance of the circuit which generates the control signal at the control input 3 forms in this embodiment with the control circuit 11 as well as with the gate-source capacitance of the MOSFET M each an RC element.
  • the output resistance increases the time constants of both RC elements.
  • the RC element with the parasitic capacitance of the MOSFET M influences the on and off characteristics of the MOSFET, the parasitic capacitance being given by its structure.
  • the greater the output resistance, the greater is the time constant of the charging or discharging process of the capacitor, according to the law ⁇ R C.
  • the RC element with the control circuit 1 1 and the series resistor affects the switching speed of the cascade circuit after the onset of the switching action.
  • the RC element can be optimized for the application of the switching device and the desired switching speed.
  • the output resistance limits the current required by the negative feedback of the Miller capacitance.
  • FIG. 7 shows a fifth embodiment of the invention, in which the
  • Control circuit 1 1 between the second terminal 2 and a first
  • Control input 3 'of the lower semiconductor switch so the MOSFET M and IGFETs is connected, in which case the first control input 3' at one not inverting input 3 'of a driver amplifier V for driving the gate terminal of the MOSFET M is connected.
  • the Miller effect also occurs by feedback to the first control input, and thereby also the desired adjustable delay of the switching operations of the cascode circuit.
  • Control circuit 1 1 is exemplified as a single capacitance C, but it can also be other variants 8, 9, 10 of the control circuit, such as in the

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

Eine Schalteinrichtung zum Schalten eines Stromes zwischen einem ersten Anschluss (1) und einem zweiten Anschluss (2) weist eine Kaskodeschaltung mit einer Serieschaltung von einem ersten Halbleiterschalter (M) und einem zweiten Halbleiterschalter (J) auf, wobei die beiden Halbleiterschalter (M, J) über einem gemeinsamen Punkt (13) miteinander verbunden sind, und ∙ der erste Halbleiterschalter (M) mittels eines ersten Steuereingangs nach Massgabe einer Spannung zwischen dem ersten Steuereingang und dem ersten Anschluss (1) angesteuert ist, und ∙ der zweite Halbleiterschalter (J) mittels eines zweiten Steuereingangs (4) nach Massgabe einer Spannung zwischen dem zweiten Steuereingang (4) und dem gemeinsamen Punkt (13) angesteuert ist. Dabei ist zwischen dem zweiten Anschluss (2) und mindestens einem der Steuereingänge eine Steuerschaltung mit einer Kapazität (C) vorgebbarer Grösse geschaltet.

Description

SCHALTEINRICHTUNG MIT EINER KASKODESCHALTUNG
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der elektronischen Schaltungstechnik und insbesondere auf eine Schalteinrichtung mit einer Kaskodeschaltung gemäss dem Oberbegriff von Patentanspruch 1.
STAND DER TECHNIK
Elektronische Einrichtungen zum schnellen Schalten von elektrischen Strömen bei hohen Betriebsspannungen, insbesondere mit geringen Durchlassverlusten können nach DE 196 10 135 Cl oder US 6,157,049 realisiert werden. Dabei basiert die elektronische Einrichtung auf einer speziellen Zusammenschaltung eines MOSFETs M und einem JFET J (Junction Field Effect Transistor oder Sperrschicht-FET), illustriert durch Figur 1. Die beiden Schalter sind zwischen einem ersten Anschluss 1 und einem zweiten Anschluss 2 angeordnet und werden durch einen Steueranschluss 3 des MOSFET M gesteuert.
Beispielhaft wird die Beschreibung des Standes der Technik und anschliessend auch der Erfindung im Folgenden für eine Halbbrückentopologie mit induktiver Last beschrieben, wie in der Figur 2 gezeigt. Die Halbbrücke mit leistungselektronischen Schaltern M, J, Mi, Jj und einer induktiven Last L verbunden zwischen dem dritten Anschluss 5 und dem zweiten Anschluss 2 zeigt eine typische Anordnung wie sie in vielen leistungselektronischen Systemen vorkommt. Eine untere Kaskodeschaltung zwischen dem ersten Anschluss 1 und dem zweiten Anschluss 2 wird durch einen unteren MOSFET M und einen unteren JFET J gebildet. Eine obere Kaskodeschaltung zwischen dem zweiten Anschluss 2 und dem dritten Anschluss 5 wird durch einen oberen MOSFET Mi und einen JFET Jj gebildet. Der dritte Anschluss 5 liegt dabei beispielsweise an einer Zwischenkreisspannung, der erste Anschluss 1 an einer entgegengesetzten Zwischenkreisspannung oder an einem Sternpunkt eines Mehrphasensystems. Dabei kann anstelle der oberen Kaskodeschaltung auch eine Diode mit dem Kathodenanschluss am dritten Anschluss 5 verwendet werden.
Ein eingeprägter Strom in der Induktivität L fliesst vom zweiten Anschluss 2 zum ersten Anschluss 1 wenn die untere Kaskodeschaltung eingeschaltet, also leitend ist. Beim Ausschalten des unteren MOSFETs M wird an den in Serie angeordneten unteren JFET J eine negative Pinch-off Spannung angelegt, welche den unteren JFET J sperrt. Dabei kommutiert der Strom von der unteren Kaskodeschaltung auf die obere Kaskodeschaltung. Der Strom fliesst dann durch die Induktivität L und vom zweiten Anschluss 2 durch die Kanal/Body-Dioden des oberen MOSFETs M] und des oberen JFETs Ji zum dritten Anschluss 5. Die Kanal/Body-Dioden sind in den Figuren jeweils antiparallel zum jeweiligen Schalter eingezeichnet. Sie wirken hier also als antiparallele Freilaufdiode.
Aufgrund der parasitären Schalterkapazitäten infolge des Aufbaus der Schalter ist die Zeit für den Ladungstransport bzw. das Aufbauen der Sperrspannung für die Schalter vom Strom abhängig. Je grösser der Strom durch die Induktivität L, desto schneller findet die Kommutierung statt und desto schneller baut sich die Sperrspannung über den jeweiligen Schalter auf. Dies hat zur Folge, dass sehr hohe Werte der Spannungsänderung (du/dt) entstehen können, welche das EMV (elektromagnetische Verträglichkeit) Verhalten sehr stark beeinflussen können. Das extrem hohe du/dt welches beim Einschalten dieser speziellen Zusammenschaltung von MOSFET und JFET erreicht werden kann, wenn die untere Kaskodeschaltung den Strom von den oberen Freilaufdioden abkommutiert, ist nicht abhängig vom Laststrom. Die resultierenden sehr steilen Spannungsflanken beim Einschalten können aber auch das EMV Verhalten stark beeinflussen.
Unterschiedliche Anwendungen fordern daher eine Kontrolle der Schaltgeschwindigkeit (sowohl beim Einschalten wie auch beim Ausschalten) und damit ein Verfahren die Spannungsflanken unabhängig vom Laststrom steuern zu können, um damit die eingekoppelten Störungen zu reduzieren oder zu eliminieren. In bekannten Verfahren für einzelne diskrete Transistoren werden dabei unter anderem die Gatetreiberschaltung modifiziert und dadurch schon eine bedeutende Steuerung der Kommutierung gewonnen, sowohl beim Einschalten als auch beim Ausschalten der Transistoren.
Eine weitere bekannte Möglichkeit um - bei einem einzelnen MOSFET - das du/dt Steuerverhalten zu beeinflussen ist, die dazugehörige Gate-Drain Kapazität zu vergrössern und somit den Gatestrom begrenzenden Miller-Effekt zu verlängern. Durch die zusätzliche Gate-Drain Kapazität wird die negative Rückkopplung vom Drain zum Gate verstärkt und insbesondere die Einschaltdauer sowie auch die Ausschaltdauer verlängert. Entsprechend werden die du/dt Werte kleiner.
In den speziellen Zusammenschaltungen von MOSFETs M und JFETs J können aber bekannte Methoden, wie das Modifizieren der Gatetreiberschaltung nicht verwendet werden, da dies nur das Verhalten des MOSFETs ändert und nicht das Verhalten des JFETs, an welchem die hohe Betriebsspannung angelegt wird. DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, eine Schalteinrichtung und ein Verfahren zur Steuerung des du/dt Verhaltens der eingangs genannten Art zu schaffen, welche die oben genannten Nachteile behebt. Insbesondere ist eine Aufgabe, die Geschwindigkeit der Spannungsänderung an den Schaltern zu begrenzen oder auf ein vorgegebenes Mass einzustellen, ohne dass wichtige andere Eigenschaften der Schaltereinrichtung nachteilig beeinflusst werden.
Diese Aufgabe löst eine Schalteinrichtung mit einer Serieschaltung von MOSFET und JFET mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.
Die Schalteinrichtung zum Schalten eines Stromes zwischen einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss weist also eine Kaskodeschaltung mit einer Serieschaltung von einem ersten Halbleiterschalter und einem zweiten Halbleiterschalter auf, wobei die beiden Halbleiterschalter über einem gemeinsamen Punkt miteinander verbunden sind, und
• der erste Halbleiterschalter mittels eines ersten Steuereingangs nach Massgabe einer Spannung zwischen dem ersten Steuereingang und dem ersten Anschluss angesteuert ist, und
• der zweite Halbleiterschalter mittels eines zweiten Steuereingangs nach Massgabe einer Spannung zwischen dem zweiten Steuereingang und dem gemeinsamen Punkt angesteuert ist.
Dabei ist zwischen dem zweiten Anschluss und mindestens einem der Steuereingänge eine Steuerschaltung mit einer Kapazität vorgebbarer Grosse geschaltet.
Die Kapazität vergrössert so die Drain-Gate Kapazität (parallel zur internen Drain- Gate Schalterkapazität), wobei vorzugsweise ein Dämpfungswiderstand dabei hilft, auftretende Oszillationen zu dämpfen und gleichzeitig den ladenden/entladenden Strom für die Kapazität zu begrenzen. Allgemein ist also die Steuerschaltung vorzugsweise ein RC-Glied.
Je grösser die Kapazität gewählt wird, desto grösser ist die negative Rückkopplung auf den Steuereingang und desto grösser ist der Miller-Effekt welcher dazu führt, dass die Einschaltgeschwindigkeit bzw. die Ausschaltgeschwindigkeit verlangsamt wird und somit die Steilheit von Spannungsänderungen auf niedrige Werte herabsetzt.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der erste Halbleiterschalter ein IGFET, insbesondere ein MOSFET, und ist der zweite Halbleiterschalter ein JFET. Der Einfachheit halber ist im Folgenden nur noch von einem MOSFET respektive einem JFET die Rede, wobei das Gesagte aber allgemein auch für in einer Kaskodeschaltung zusammenwirkende erste und zweite Halbleiterschalter gilt. Mit dem gebräuchlichen Begriff "MOSFET" sind in dieser Anmeldung jeweils auch die unter die allgemeinere Bezeichnung MISFET (Metall-Nichtleiter-Halbleiter-FET) oder ganz allgemein IGFET (FET mit isoliertem Gate) fallende Halbleiterbauelemente gemeint.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist zwischen dem zweiten Steuereingang und dem ersten Anschluss eine Widerstandsanordnung geschaltet. Diese dient zur Verlangsamung eines Aufladevorgangs an einer inneren Kapazität zwischen dem Steuereingang und dem an dem zweiten Anschluss angeschlossenen Anschluss des zweiten Halbleiterschalters.
Die Widerstandsanordnung, beispielsweise ein einzelner Zusatzwiderstand stellt einen Einschaltwiderstand für den JFET dar. Insbesondere bildet dieser mit der Gate- Source Kapazität des JFETs ein weiteres RC-Glied und verlangsamt damit die Aufbzw. Entladung der Gate-Source Kapazität des JFETs auf die Pinch-Off Spannung bzw. auf die Einschaltspannung von 0 Volt. Durch den Zusatzwiderstand wird weiter auch der Ladungs- bzw. Entladungsstrom der Kapazität der Steuerschaltung begrenzt, wobei auch der Dämpfungswiderstand zu berücksichtigen ist. Infolge des Ladungs- bzw. Entladungsstromes der Kapazität liegt über dem Zusatzwiderstand kurzzeitig eine Spannung an, welche das Potential eines vierten Anschlusses (oder zweitem Steuereingang) zum Gateanschluss des JFET erhöht bzw. erniedrigt und folglich der Ausschaltung respektive auch der Einschaltung des JFETs entgegenwirkt.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird ein zusätzlicher Vorwiderstand vor den Gateanschluss des JFETs, also zwischen dem Gateanschluss und dem vierten Anschluss, angeschlossen um damit eine möglichst optimale Ansteuerung des JFETs zu gewährleisten und insbesondere die Schaltgeschwindigkeit individuell zu bestimmen.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Schaltcharakteristik beim Einschalten und beim Ausschalten unabhängig voneinander eingestellt und werden somit unterschiedliche du/dt Werte bzw. synchronisierte du/dt Werte erreicht, indem ein weiteres Netzwerk zwischen dem vierten und dem ersten Anschluss angeschlossen wird. Dieses Netzwerk mit Dioden und unterschiedlichen Dämpfungswiderständen kann für das Einschalten- bzw. für das Ausschalten des JFETs separat ausgelegt und optimiert werden.
Grundsätzlich kann das RC-Glied als Steuerschaltung zwischen dem vierten und zweiten Anschluss auch eine Parallelschaltung sein, oder eine Parallelschaltung mit anpassbaren Dämpfungswiderständen für das Ein- bzw. Ausschalten oder eine individuell anpassbare Parallelschaltung, in welcher sowohl Dämpfungswiderstände als auch die Kapazitäten dem Einschaltverhalten bzw. dem Ausschaltverhalten angepasst werden können. In einer weiteren bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung wird eine Kapazität zwischen einem dritten Anschluss (oder erstem Steuereingang) und dem zweiten Anschluss angebracht. Dabei ist der erst Steuereingang gleich dem Gateanschluss des MOSFET. Dadurch wirkt die negative Rückkopplung des zweiten Anschlusses auf den Gateanschluss des MOSFETs, infolge der zusätzlich benötigten Ladungsträger welche von der Gatetreiberschaltung nicht geliefert werden können wird der Miller- Effekt vergrössert und das Miller Plateau verlängert und somit die Schaltgeschwindigkeit beim Einschalten wie auch beim Ausschalten reduziert.
Die Kapazität zwischen dem zweiten und dritten Anschluss kann grundsätzlich auch vor eine (nicht invertierende) Verstärkerschaltung angeschlossen werden und dann die Verstärkerschaltung an den dritten Anschluss.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen gehen aus den abhängigen Patentansprüchen hervor.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:
Figur 1 eine Serienschaltung eines MOSFET und eines Sperrschi cht-FETs gemäss dem Stand der Technik;
Figur 2 eine beispielhafte Anwendung einer solchen Schaltung gemäss dem Stand der Technik;
Figur 3 eine erste Ausführungsform der Erfindung; Figur 4 eine zweite Ausführungsform der Erfindung; Figur 5 eine dritte Ausführungsform der Erfindung mit unterschiedlichen Varianten einer Steuerschaltung;
Figur 6 eine vierte Ausführungsform der Erfindung; und Figur 7 eine fünfte Ausführungsform der Erfindung.
Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
WEGE ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
Figur 3 zeigt eine erste Ausführungsform der Erfindung: Eine einzelne Schalteinrichtung, typischerweise als Teil einer umfassenderen Schalteranordnung beispielsweise in einem Umrichter, weist eine Kaskodeschaltung mit einem ersten und einem zweiten Halbleiterschalter auf. Hier und in den nachfolgenden Beispielen ist jeweils von JFET und MOSFET-Schaltern die Rede, und in den Figuren sind n- Kanal Halbleiterelemente gezeichnet. Die Erfindung lässt sich jedoch in analoger Weise auch mit p-Kanal-Elementen, bei umgekehrter Polarität und auch für Bipolartransistoren realisieren.
Die Schalteinrichtung der Figur 3 wie auch der Figuren 4-7 kann, entsprechend vervielfacht, in einem oder mehreren Brückenzweigen entsprechend der Struktur der Figur 2 eingesetzt werden.
Die Schalteinrichtung weist also einerseits zwei Halbleiterschalter auf, in den gezeigten Ausführungsformen jeweils einen JFET J und einen MOSFET M (respektive IGFET) in einer Kaskodeschaltung. Es ist also der MOSFET M als erster Halbleiterschalter zwischen einem ersten Anschluss 1 und einem gemeinsamen Anschluss 13 und der JFET J als zweiter Halbleiterschalter zwischen dem gemeinsamen Anschluss 13 und dem zweiten Anschluss 2 geschaltet. Der MOSFET M ist über seinen Gate-Anschluss 3 als ersten Steuereingang 3 angesteuert. Der JFET J ist über seinen Gate-Anschluss angesteuert. In einer Kaskodeschaltung gemäss dem Stand der Technik wäre der Gate-Anschluss des JFET J direkt mit dem ersten Anschluss verbunden, und es ergibt sich die Steuerung des JFET J entsprechend der Gate-Source-Spannung.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist nun eine Steuerschaltung 12 mit einer Kapazität C vorgebbarer Grosse zwischen einem zweiten Steuereingang 4 und dem zweiten Anschluss 2 geschaltet. Dieser zweite Steuereingang 4 ist entweder direkt mit dem Gate-Anschluss des JFET J verbunden, also elektrisch gesehen identisch mit dem Gate-Anschluss (Figur 3), oder über einen vorgebbaren Vorwiderstand Rg mit dem Gate-Anschluss des JFET J verbunden (Figur 4).
Die Steuerschaltung 12 weist in einer ersten Variante gemäss Figur 3 und Figur 4 eine Serieschaltung der Kapazität C mit einem Dämpfungswiderstand Rst auf.
Zusätzlich zur Steuerschaltung kann eine Widerstandsanordnung 7 zwischen dem zweiten Steuereingang 4 und dem ersten Anschluss 1 angeordnet sein. Die
Widerstandsanordnung 7 und die Steuerschaltung 12 bilden zusammen ein
Beschaltungsnetzwerk 6 für den zweiten Steuereingang 4. Das Beschaltungsnetzwerk 6 erlaubt das kontrollierte Beeinflussen der Schaltzeiten der Kaskodeschaltung in der folgenden Weise:
Die Kapazität C erhöht die Miller-Kapazität des JFETs J respektive der ganzen Kaskodeschaltung.
Der Dämpfungswiderstand Rst verhindert Schwingungen, die aufgrund der Kapazität C auftreten könnten.
Die Widerstandsanordnung 7 mit beispielsweise dem optionalen Zusatzwiderstand R verlangsamt einen Auflade Vorgang an einer inneren Kapazität zwischen Gate und Drain des JFETs J.
Der optionale Vorwiderstand Rg bewirkt eine Verzögerung in der Sperr- bzw. Einschaltreaktion des JFETs J und verlangsamt, zusammen mit dem Zusatzwiderstand R, zusätzlich die Auf- bzw. Entladung einer inneren Kapazität zwischen Gate und Source des JFETs J.
Aufgrund der relativ kleinen Sperrspannung, die über dem ersten Halbleiterschalter anliegt, ist die Beeinflussung der Schaltzeiten für die Kaskodeschaltung durch den Vorwiderstand Rg gegenüber dem Einfluss des Zusatzwiderstands R relativ gering. Trotzdem kann es vorteilhaft sein, den Vorwiderstand Rg zur Einstellung der Schaltzeiten gezielt zu wählen. Es muss aber darauf geachtet werden, dass der totale Widerstand, resultierend aus der Serieschaltung des Zusatzwiderstandes R und des Vorwiderstandes Rg, nicht zu gross gewählt wird, um die thermische Beanspruchung zwischen Source und Gate des JFETs (im Avalanche Betrieb der parasitären Diode zwischen Source und Gate) zu beschränken. Daher ist der Vorwiderstand Rg relativ klein (unterer Ohm-Bereich) gegenüber dem Zusatzwiderstand R zu wählen, unabhängig von der Schaltgeschwindigkeit und der Betriebsspannung.
Grundsätzlich lässt sich die Schaltgeschwindigkeit über die Kapazität C der Steuerschaltung wie auch über den Zusatzwiderstand R beeinflussen. Unter Berücksichtigung von beispielsweise geometrischen Randbedingungen und der oben beschriebenen thermischen Begrenzung der Grosse des erlaubten Zusatzwiderstandes R ist eine Kombination der beiden Werte zu wählen. Die verbleibenden Parameter sind sekundär, und werden zur Strombegrenzung oder zur Entladung bei den Kapazitäten dimensioniert.
Im Folgenden wird ein Beispiel für eine Wahl der Steuerschaltungen und der Widerstandsanordnung zum Erreichen einer gewünschten Schaltgeschwindigkeit einer Kaskodeschaltung gemäss der Figur 3 gegeben: bei einer Zwischenkreis- spannung von 400 V und einem Kommutierungsstrom von 4 A, geschieht die Beeinflussung des du/dt Verhaltens wie folgt: Mit Parametern wie C = 100 pF und Rsl = 100 Ω für die Steuerschaltung 12 und einem Widerstand R = 47 Ω für die Widerstandsanordnung 7 resultiert eine Geschwindigkeit der Spannungsänderungen du/dt von 3.8 kV/μs anstelle von 32 kV/μs ohne Beschaltungsnetzwerk.
Figur 5 zeigt eine dritte Ausfuhrungsform der Erfindung mit unterschiedlichen Varianten einer Steuerschaltung 8, 9, 10, 12 und einer weiteren Variante der
Widerstandsanordnung 7. Die gezeigte Variante der Widerstandsanordnung 7 weist
Auswahldioden DON, DOFF auf, mittels welcher weitere Zusatzwiderstände RON, ROFF mit unterschiedlichen Widerstandswerten entsprechend der Richtung des
Stromflusses durch die Widerstandsanordnung 7 selektierbar sind. Dadurch wird der eine weitere Zusatzwiderstand RON, beim Einschalten und der andere
Zusatzwiderstand ROFF beim Aussschalten wirksam. Die weiteren Varianten 8, 9, 10 der Steuerschaltung sind eine zweite Variante 8 mit einer Parallelschaltung der Kapazität C und des Dämpfungswiderstand Rst; - eine dritte Variante 9 mit der Kapazität C in Serie mit zwei parallelen, jeweils durch antiparallele Dioden D entsprechend der Stromrichtung auswählbaren Dämpfungswiderständen Rst (welche zweckmässigerweise unterschiedliche Widerstandswerte aufweisen); eine vierte Variante 10 mit zwei parallelen, jeweils durch antiparallele Dioden D entsprechend der Stromrichtung auswählbaren Ästen, wobei jeder der Äste einen
Dämpfungswiderstand Rst in Serie mit einer Parallelschaltung einer Kapazität C mit einem weiteren Dämpfungswiderstand Rst' aufweist. Damit lassen sich, wie auch in der dritten Variante, die Schaltzeiten und die Steilheiten der Spannungsänderungen für den Ein- und Ausschaltvorgang separat vorgeben, wobei auch die Kapazitäten C für das Einschalten und das Ausschalten separat wählbar sind. Die weiteren Dämpfungswiderstände RSt' dienen auch der Entladung der Kapazitäten C, da dies hier über die Dioden D nicht in jedem Fall möglich ist. Figur 6 zeigt eine vierte Ausfuhrungsform der Erfindung, in welcher die Steuerschaltung 1 1 zwischen dem zweiten Anschluss 2 und einem ersten Steuereingang 3 des ersten Halbleiterschalters, also des MOSFETs M respektive IGFETs geschaltet ist, wobei dieser erste Steuereingang 3 gleich dem Gate- Anschluss des MOSFET M ist.
Der Ausgangswiderstand der Schaltung, welche das Steuersignal am Steuereingang 3 erzeugt, bildet in dieser Ausführungsform mit der Steuerschaltung 11 wie auch mit der Gate-Source Kapazität des MOSFETs M jeweils ein RC-Glied. Diese beiden auftretenden RC-Glieder erlauben das kontrollierte Beeinflussen der Schaltzeiten der Kaskodeschaltung in der folgenden Weise:
Der Ausgangswiderstand vergrössert die Zeitkonstanten beider RC-Glieder. Das RC-Glied mit der parasitären Kapazität des MOSFETs M beeinflusst das Ein- bzw. das Ausschaltverhalten des MOSFETs, wobei die parasitäre Kapazität durch dessen Aufbau gegeben ist. Je grösser der Ausgangswiderstand, desto grösser ist die Zeitkonstante des Auf- bzw. Entladungsvorgangs des Kondensators, nach dem Gesetz τ = R C. In der speziellen Anordnung der Kaskodeschaltung bewirkt ein grosserer Vorwiderstand eine grossere Verzögerung bis zum Einsetzen der gesamten Schalthandlung. - Das RC-Glied mit der Steuerschaltung 1 1 und dem Vorwiderstand beeinflusst die Schaltgeschwindigkeit der Kaskodeschaltung nach dem Einsetzen der Schalthandlung. Das RC-Glied ist optimierbar auf die Anwendung der Schalteinrichtung und die gewünschte Schaltgeschwindigkeit. Durch den Ausgangswiderstand wird der durch die negative Rückkopplung der Miller- Kapazität benötigte Strom begrenzt.
Figur 7 zeigt eine fünfte Ausfuhrungsform der Erfindung, in welcher die
Steuerschaltung 1 1 zwischen dem zweiten Anschluss 2 und einem ersten
Steuereingang 3' des unteren Halbleiterschalters, also des MOSFETs M respektive IGFETs geschaltet ist, wobei hier der erste Steuereingang 3' an einem nicht invertierenden Eingang 3' eines Treiberverstärkers V zur Ansteuerung des Gate- Anschlusses des MOSFET M angeschlossen ist.
In den Ausfuhrungsformen der Figuren 6 und 7 tritt ebenfalls der Miller-Effekt durch Rückkopplung auf den ersten Steuereingang auf, und dadurch auch die gewünschte einstellbare Verzögerung der Schaltvorgänge der Kaskodeschaltung. Die
Steuerschaltung 1 1 ist beispielhaft als einzelne Kapazität C gezeichnet, es lassen sich aber auch andere Varianten 8, 9, 10 der Steuerschaltung, wie beispielsweise in der
Figur 5 gezeigt, einsetzen, um die Dämpfung einzustellen und um Ein- und Ausschaltvorgänge unabhängig voneinander zu beeinflussen.
Es versteht sich, dass immer wenn im vorliegenden Text die Rede davon ist, dass zwei Elemente miteinander verbunden sind, jeweils eine elektrische Verbindung der Elemente gemeint ist.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Schalteinrichtung zum Schalten eines Stromes zwischen einem ersten Anschluss (1) und einem zweiten Anschluss (2), aufweisend eine Kaskodeschaltung mit einer Serieschaltung von einem ersten Halbleiterschalter (M) und . einem zweiten Halbleiterschalter (J), wobei die beiden
Halbleiterschalter (M, J) über einem gemeinsamen Punkt (13) miteinander verbunden sind, und der erste Halbleiterschalter (M) mittels eines ersten Steuereingangs (3, 31) nach Massgabe einer Spannung zwischen dem ersten Steuereingang (3, 3') und dem ersten Anschluss ( 1 ) angesteuert ist, und der zweite Halbleiterschalter (J) mittels eines zweiten Steuereingangs (4) nach Massgabe einer Spannung zwischen dem zweiten Steuereingang (4) und dem gemeinsamen Punkt (13) angesteuert ist, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem zweiten Anschluss (2) und mindestens einem der Steuereingänge (3, 3', 4) eine Steuerschaltung (8, 9, 10,
1 1, 12) mit einer Kapazität (C) vorgebbarer Grosse geschaltet ist.
2. Schalteinrichtung gemäss Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung (8, 9, 10, 12) zwischen den zweiten Anschluss (2) und dem zweiten Steuereingang (4) geschaltet ist.
3. Schalteinrichtung gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei der zweite Steuereingang (4) gleich einem Gate-Anschluss oder Basis-Anschluss des zweiten Halbleiterschalters (J) ist, oder der zweite Steuereingang (4) über einen vorgebbaren Vorwiderstand (Rg) mit dem Gate-Anschluss oder dem Basis-
Anschluss des zweiten Halbleiterschalters (J) verbunden ist.
4. Schalteinrichtung gemäss Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung (1 1) zwischen den zweiten Anschluss (2) und dem ersten Steuereingang (3, 3') geschaltet ist.
5. Schalteinrichtung gemäss Anspruch 4, wobei der erste Steuereingang (3, 3') gleich einem Gate-Anschluss (3) oder Basis-Anschluss des ersten Halbleiterschalters (M) ist, oder gleich einem nicht invertierenden Eingang (3') eines Treiberverstärkers (V) zur Ansteuerung des Gate-Anschlusses (3) oder des Basis- Anschlusses des ersten Halbleiterschalters (M) ist.
6. Schalteinrichtung gemäss einem der bisherigen Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (8, 9, 10, 1 1, 12) eine Kapazität (C) in Serie mit einem Dämpfungswiderstand (RsO oder parallel zu einem Dämpfungswiderstand (Rst) aufweist.
7. Schalteinrichtung gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerschaltung (8, 9, 10, 1 1 , 12) zwei parallele Äste mit Kapazitäten (C) und/oder Dämpfungswiderständen (RSt) aufweist, und die beiden Äste antiparallele Dioden (D) aufweisen, so dass je nach Polarität einer an der Steuerschaltung anliegenden Spannung der eine oder der andere der beiden Äste stromdurchflossen ist.
8. Schalteinrichtung gemäss einem der bisherigen Ansprüche, wobei zwischen dem zweiten Steuereingang (4) und dem ersten Anschluss (1) eine Widerstandsanordnung (7) angeordnet ist.
9. Schalteinrichtung gemäss Anspruch 8 wobei die Widerstandsanordnung (7) einen einzelnen Widerstand als Zusatzwiderstand (R) aufweist.
10. Schalteinrichtung gemäss Anspruch 8, wobei die Widerstandsanordnung (7) eine Parallelschaltung aus je einer Serieschaltung einer Auswahldiode (DON, DOFF) rnit einem weiteren Zusatzwiderstand (RON, ROFF) aufweist, wobei die beiden Dioden antiparallel zueinander geschaltet sind.
1 1. Schalteinrichtung gemäss einem der bisherigen Ansprüche, wobei der erste Halbleiterschalter (M) ein IGFET, insbesondere ein MOSFET ist.
12. Schalteinrichtung gemäss einem der bisherigen Ansprüche, wobei der zweite Halbleiterschalter (J) ein JFET ist.
13. Schalteinrichtung gemäss einem der bisherigen Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (8, 9, 10, 1 1, 12) und weitere Elemente (7) eines Beschaltungsnetzwerkes (6) so parametriert sind, dass beim Ein- und/oder
Ausschalten der Steuerschaltung eine Geschwindigkeit der Spannungsänderung über der Schalteinrichtung im Vergleich mit der Schalteinrichtung ohne Beschaltungsnetzwerk (6) mindestens zweimal, fünfmal oder zehnmal kleiner ist.
PCT/CH2010/000078 2009-03-27 2010-03-22 Schalteinrichtung mit einer kaskodeschaltung WO2010108292A2 (de)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011142852/08A RU2540794C2 (ru) 2009-03-27 2010-03-22 Переключающее устройство с каскодной схемой
US13/254,283 US8723589B2 (en) 2009-03-27 2010-03-22 Switching device with a cascode circuit
EP10711130.4A EP2412096B1 (de) 2009-03-27 2010-03-22 Jfet-mosfet kaskodeschaltung
JP2012501102A JP5567654B2 (ja) 2009-03-27 2010-03-22 カスコード回路を有するスイッチング装置
CN201080013526.3A CN102388535B (zh) 2009-03-27 2010-03-22 具有栅地阴地放大器电路的开关装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH484/09 2009-03-27
CH00484/09A CH700697A2 (de) 2009-03-27 2009-03-27 Schalteinrichtung mit einer kaskodeschaltung.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2010108292A2 true WO2010108292A2 (de) 2010-09-30
WO2010108292A3 WO2010108292A3 (de) 2010-11-18

Family

ID=42668289

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CH2010/000078 WO2010108292A2 (de) 2009-03-27 2010-03-22 Schalteinrichtung mit einer kaskodeschaltung

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8723589B2 (de)
EP (1) EP2412096B1 (de)
JP (1) JP5567654B2 (de)
CN (1) CN102388535B (de)
CH (1) CH700697A2 (de)
RU (1) RU2540794C2 (de)
WO (1) WO2010108292A2 (de)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012199549A (ja) * 2011-03-21 2012-10-18 Internatl Rectifier Corp パッシブ発振防止用のiii族窒化物トランジスタ
CN102769451A (zh) * 2011-05-06 2012-11-07 夏普株式会社 半导体装置及电子设备
JP2013042270A (ja) * 2011-08-12 2013-02-28 Advanced Power Device Research Association トランジスタ回路、双方向スイッチ回路、ダイオード回路及びトランジスタ回路の製造方法
DE102022201644A1 (de) 2022-02-17 2023-08-17 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Kaskodenschaltung mit stromgeführtem Treiber

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH702971A2 (de) * 2010-04-07 2011-10-14 Eth Zuerich Eth Transfer Schalteinrichtung mit jfet-serieschaltung.
US9859882B2 (en) 2011-03-21 2018-01-02 Infineon Technologies Americas Corp. High voltage composite semiconductor device with protection for a low voltage device
US9362905B2 (en) 2011-03-21 2016-06-07 Infineon Technologies Americas Corp. Composite semiconductor device with turn-on prevention control
US8766375B2 (en) 2011-03-21 2014-07-01 International Rectifier Corporation Composite semiconductor device with active oscillation prevention
US8441128B2 (en) * 2011-08-16 2013-05-14 Infineon Technologies Ag Semiconductor arrangement
US9438112B2 (en) * 2012-08-23 2016-09-06 Infineon Technologies Americas Corp. Power converter including integrated driver for depletion mode group III-V transistor
US9007117B2 (en) * 2013-08-02 2015-04-14 Infineon Technologies Dresden Gmbh Solid-state switching device having a high-voltage switching transistor and a low-voltage driver transistor
EP2858195B1 (de) 2013-10-07 2017-08-02 ABB Technology Oy Wandlerschaltung
EP2858221A1 (de) 2013-10-07 2015-04-08 ABB Oy Kurzschlussschutz
CN106464245B (zh) * 2014-05-16 2019-10-25 夏普株式会社 复合型半导体装置
US9515645B2 (en) * 2014-06-03 2016-12-06 Infineon Technologies Ag System and method for a radio frequency switch
CN106160716B (zh) * 2015-04-17 2019-04-05 台达电子工业股份有限公司 开关电路及其电流补偿方法
TWI534580B (zh) * 2015-04-17 2016-05-21 台達電子工業股份有限公司 開關電路及其中之電流補償方法
US9793260B2 (en) * 2015-08-10 2017-10-17 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switch having a normally-on transistor and a normally-off transistor
JPWO2017043611A1 (ja) * 2015-09-10 2018-06-21 古河電気工業株式会社 パワーデバイス
KR102265460B1 (ko) * 2016-01-11 2021-06-16 한국전자통신연구원 캐스코드 스위치 회로
US10033298B1 (en) * 2017-01-20 2018-07-24 General Electric Company Automatic short circuit protection switching device systems and methods
JP6769458B2 (ja) * 2017-07-26 2020-10-14 株式会社デンソー 半導体装置
WO2019022206A1 (ja) * 2017-07-26 2019-01-31 株式会社デンソー 半導体装置
CN118216088A (zh) * 2021-11-08 2024-06-18 Qorvo美国公司 双栅极共源共栅驱动
US11728804B1 (en) * 2022-05-05 2023-08-15 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc High voltage switch with cascaded transistor topology

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19610135C1 (de) 1996-03-14 1997-06-19 Siemens Ag Elektronische Einrichtung, insbesondere zum Schalten elektrischer Ströme, für hohe Sperrspannungen und mit geringen Durchlaßverlusten

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62100164A (ja) * 1985-10-24 1987-05-09 Fuji Electric Co Ltd 複合半導体装置
US4677324A (en) * 1986-03-21 1987-06-30 Rca Corporation Fast switch-off circuit for conductivity modulated field effect transistor
JPS63266003A (ja) 1987-04-24 1988-11-02 Nippon Engeruharudo Kk フレ−ク状白金粉末及びその製造方法
JP2535358B2 (ja) 1987-09-16 1996-09-18 ローム 株式会社 電子部品におけるモ―ルド部の製造方法
RU2020740C1 (ru) * 1991-07-04 1994-09-30 Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт Транзисторный ключ
HUT75489A (en) * 1993-09-08 1997-05-28 Siemens Ag Current limiting device
DE19902520B4 (de) * 1999-01-22 2005-10-06 Siemens Ag Hybrid-Leistungs-MOSFET
JP2001251846A (ja) * 2000-03-03 2001-09-14 Tokin Corp 電力用半導体装置
DE10062026A1 (de) * 2000-12-13 2002-07-04 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung
DE10101744C1 (de) * 2001-01-16 2002-08-08 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung und Betriebsverfahren
DE10135835C1 (de) 2001-07-23 2002-08-22 Siced Elect Dev Gmbh & Co Kg Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung
EP3211659A1 (de) * 2002-12-27 2017-08-30 Soraa Inc. Galliumnitridkristall
DE10350170B3 (de) 2003-10-28 2005-01-27 Infineon Technologies Ag Leistungsschaltanordnung mit Sperrschicht-Transistoreinheit und Steuer-Feldeffekttransistoreinheit
JP2006158185A (ja) * 2004-10-25 2006-06-15 Toshiba Corp 電力用半導体装置
EP1875604A2 (de) * 2005-04-20 2008-01-09 Nxp B.V. Parallel angeordneter linearverstärker und dc-dc-wandler
JP4645313B2 (ja) * 2005-06-14 2011-03-09 富士電機システムズ株式会社 半導体装置
JP2007166159A (ja) * 2005-12-13 2007-06-28 Sony Corp 電圧出力回路
JP4772542B2 (ja) * 2006-03-15 2011-09-14 株式会社東芝 電力変換装置
US7746156B1 (en) * 2006-04-14 2010-06-29 Qspeed Semiconductor Inc. Circuit and method for driving a junction field effect transistor
JP2008042317A (ja) 2006-08-02 2008-02-21 Denso Corp 駆動回路
JP5151286B2 (ja) * 2007-07-17 2013-02-27 富士電機株式会社 スナバ回路
CH700419A2 (de) * 2009-02-05 2010-08-13 Eth Zuerich Jfet-serieschaltung.

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19610135C1 (de) 1996-03-14 1997-06-19 Siemens Ag Elektronische Einrichtung, insbesondere zum Schalten elektrischer Ströme, für hohe Sperrspannungen und mit geringen Durchlaßverlusten
US6157049A (en) 1996-03-14 2000-12-05 Siemens Aktiengesellschaft Electronic device, in particular for switching electric currents, for high reverse voltages and with low on-state losses

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012199549A (ja) * 2011-03-21 2012-10-18 Internatl Rectifier Corp パッシブ発振防止用のiii族窒化物トランジスタ
CN102769451A (zh) * 2011-05-06 2012-11-07 夏普株式会社 半导体装置及电子设备
EP2521259A3 (de) * 2011-05-06 2013-10-30 Sharp Kabushiki Kaisha Halbleitergerät und elektronisches Gerät
US8710543B2 (en) 2011-05-06 2014-04-29 Sharp Kabushiki Kaisha Cascode circuit device with improved reverse recovery characteristic
JP2013042270A (ja) * 2011-08-12 2013-02-28 Advanced Power Device Research Association トランジスタ回路、双方向スイッチ回路、ダイオード回路及びトランジスタ回路の製造方法
DE102022201644A1 (de) 2022-02-17 2023-08-17 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Kaskodenschaltung mit stromgeführtem Treiber

Also Published As

Publication number Publication date
CN102388535A (zh) 2012-03-21
RU2540794C2 (ru) 2015-02-10
EP2412096B1 (de) 2015-12-02
CH700697A2 (de) 2010-09-30
US20120105131A1 (en) 2012-05-03
JP5567654B2 (ja) 2014-08-06
CN102388535B (zh) 2015-06-24
EP2412096A2 (de) 2012-02-01
US8723589B2 (en) 2014-05-13
WO2010108292A3 (de) 2010-11-18
JP2012522410A (ja) 2012-09-20
RU2011142852A (ru) 2013-05-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2412096B1 (de) Jfet-mosfet kaskodeschaltung
DE102007027505B3 (de) Ansteuerschaltkreis für einen High-Side-Halbleiterschalter zum Schalten einer Versorgungsspannung
DE102013219475B4 (de) Elektronischer schaltkreis mit einem elektronischenschalter und einem überwachungsschaltkreis
DE60030704T2 (de) Spannungschaltregler, mit einer Treiberschaltung eines MOS-Leistungsschalters
WO2000044048A1 (de) Hybrid-leistungs-mosfet
DE102014108576B4 (de) Treiberschaltung mit Miller-Clamping-Funktionalität für Leistungshalbleiterschalter, Leistungshalbleiterschalter und Wechselrichterbrücke
DE102005027442B4 (de) Schaltungsanordnung zum Schalten einer Last
EP1715582A1 (de) Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektrischen Leistungsschalters auf hohem Spannungspotenzial
EP3507895B1 (de) Ändern eines schaltzustands einer schalt-halbbrücke
EP0756782B1 (de) Gleichstrom-steuerschaltung
DE102015101975A1 (de) Als elektronischer Schalter betreibbare elektronische Schaltung
DE102015104946A1 (de) Elektronische Treiberschaltung und Verfahren
DE10236532C1 (de) Schaltungsanordnung zur Ansteuerung von Leistungstransistoren
DE102014114085B3 (de) Ansteuerschaltung für rückwärtsleitfähige IGBTs
EP1094605B1 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer Last mit reduzierter Störabstrahlung
EP1071210B1 (de) Schaltungsanordnung
EP3939162B1 (de) Adaptive schaltgeschwindigkeitssteuerung von leistungshalbleitern
DE102016223312A1 (de) Leistungshalbleiterbaugruppe für ein Kraftfahrzeug, Kraftfahrzeug und Verfahren zum Betreiben einer Leistungshalbleiterbaugruppe
EP2466753A1 (de) Widerstandsschaltung, Schaltungsanordnung und Treiber
WO2019063308A1 (de) Optimierte kaskodenhalbbrücke
WO2023110384A1 (de) Elektrogerät mit einer treiberschaltung zur versorgung eines steuereingangs eines steuerbaren ersten halbleiterschalters
DE102008034688A1 (de) Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung
EP1484947B1 (de) Ansteuerschaltung für den Betrieb mindestens einer Lampe in einem dazugehörigen Lastkreis
DE19944519B4 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer Last
EP3651360A1 (de) Verfahren zum schalten eines zyklus in einer leistungstransistorschaltung

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201080013526.3

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010711130

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 6237/CHENP/2011

Country of ref document: IN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2012501102

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10711130

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2011142852

Country of ref document: RU

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13254283

Country of ref document: US