WO2010084652A1 - 電流検出回路 - Google Patents

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WO2010084652A1
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voltage
current detection
resistor
input
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昌希 御手洗
弘雄 菅原
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ザインエレクトロニクス株式会社
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies

Definitions

  • the present invention relates to a current detection circuit that detects a current flowing in a circuit such as a power supply.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a power supply circuit and a current detection circuit that detects a current flowing through the power supply circuit.
  • FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration of a differential voltage circuit used in the current detection circuit of FIG.
  • the power supply circuit 100 includes a switch SW, a diode D, a resistor R, a coil L, and a capacitor C.
  • the switch SW has one end connected to the DC power supply Vcc and the other end connected to the cathode terminal of the diode D.
  • the anode terminal of the diode D is connected to one end of the resistor R.
  • the other end of the resistor R is grounded.
  • a connection point between the diode D and the resistor R is connected to the node A. It is assumed that the resistance value of the resistor R is r.
  • Node A is connected to the current detection circuit 300.
  • the coil L has one end connected to the cathode terminal of the diode D, and the other end connected to the output terminal OUT and one end of the capacitor C. The other end of the capacitor C is grounded.
  • the power supply circuit 100 supplies a DC voltage supplied from the DC power supply Vcc to a predetermined power supply for an electrical device (load) connected to the output terminal OUT via the coil L and the capacitor C. Supply voltage.
  • the diode D and the resistor R constitute an overcurrent protection circuit 101A that prevents an overvoltage (overcurrent) applied suddenly when the switch SW is turned on from flowing to the load side. .
  • an overcurrent (minus current) I 0 flows through the overcurrent protection circuit as shown in FIG.
  • a negative voltage corresponding to the amount of overcurrent is input to the current detection circuit 300 connected to the node A.
  • the current detection circuit 300 includes a differential voltage circuit 301.
  • the differential voltage circuit 301 has a non-inverting input terminal (+) connected to the node A, an inverting input terminal ( ⁇ ) grounded, and an output terminal connected to the node B.
  • the differential voltage circuit 301 outputs a current detection signal to the node B when the potential difference between the voltage input to the non-inverting input terminal (+) and the ground potential of the inverting input terminal ( ⁇ ) exceeds a predetermined level. To do. That is, the differential voltage circuit 301 is used as a comparison circuit.
  • the differential voltage circuit 301 includes a first current source I1, a second current source I2, PMOS transistors TR1 to TR3, and NMOS transistors TR4 and TR5.
  • the first current source I1 is connected to the source terminal of the PMOS transistor TR1 and to the gate terminal of the PMOS transistor TR2.
  • the PMOS transistor TR1 has a gate terminal connected to the non-inverting input terminal (+) and a drain terminal grounded.
  • the second current source I2 is commonly connected to the source terminals of the PMOS transistors TR2 and TR3.
  • the drain terminal of the PMOS transistor TR2 is connected to the source terminal of the NMOS transistor TR4.
  • the PMOS transistor TR3 has a gate terminal connected to the inverting input terminal ( ⁇ ), and a drain terminal connected to the source terminal of the NMOS transistor TR5 and the output terminal OUT.
  • the NMOS transistor TR4 has a gate terminal connected to the gate terminal of the NMOS transistor TR5 and a drain terminal grounded. The drain terminal of the NMOS transistor TR5 is grounded.
  • the PMOS transistor TR1 is turned on by a negative voltage corresponding to the overcurrent amount input to the non-inverting input terminal (+), and a divided voltage (positive voltage) corresponding to the constant current supplied from the first current source I1. Is input to the gate terminal of the PMOS transistor TR2.
  • the PMOS transistor TR1 and the first current source I1 constitute a positive voltage input circuit 301A that inputs a negative voltage input to the non-inverting input terminal (+) as a positive voltage to the gate terminal of the PMOS transistor TR2.
  • the PMOS transistors TR2 and TR3 and the NMOS transistors TR4 and TR5 constitute a differential voltage circuit section 301B.
  • the differential voltage circuit unit 301B operates in accordance with a differential voltage between the positive voltage input from the positive voltage input circuit 301A and the ground potential of the inverting input terminal ( ⁇ ), and detects a current as a voltage signal from the output terminal OUT. Output a signal. That is, in the differential voltage circuit unit 301B, the PMOS transistor TR1 is turned on by the negative voltage input to the positive voltage input circuit 301A, the positive voltage exceeds the threshold value Vth, and the PMOS transistor TR2 is turned on. When the differential voltage with respect to the ground potential of ( ⁇ ) is expanded beyond a predetermined range, the current detection signal Id is output as a voltage signal from the output terminal OUT.
  • Patent Document 1 As an example of detecting an operation in a circuit such as a conventional power supply, there is one described in Patent Document 1, for example.
  • This power supply voltage monitoring circuit monitors the positive and negative power supply voltages that are supplied when the power to the power amplifier is turned on and off. When an abnormality is detected, the switch circuit is forcibly turned off to operate under an abnormal applied voltage. I try to prevent it.
  • the current detection circuit 300 shown in FIG. 9 when an overcurrent (minus current) I 0 flows as a load current, a minus voltage is generated at the node A. Therefore, the current detection circuit 300 shown in FIG. Thus, a positive voltage input circuit for inputting a positive voltage corresponding to the amount of overcurrent is required. For example, if the resistance value r of the resistor R in the power supply circuit 100 is 10 m ⁇ and ⁇ 10 A flows as an overcurrent (minus current) I 0 , the potential of the node A becomes ⁇ 100 mV.
  • the circuit configuration was input to (+). Therefore, in order to operate the differential voltage circuit 301 normally, a plus voltage input circuit 301A having a circuit configuration as shown in FIG. 10 is required. This circuit configuration complicates the circuit configuration inside the differential voltage circuit 301 and increases the cost of the current detection circuit.
  • the positive voltage input circuit 301A increases the operating voltage of the MOS transistors TR2 to TR5 constituting the differential voltage circuit unit 301B in order to expand the range of the positive voltage input to the differential voltage circuit unit 301B. For this reason, the MOS transistors TR2 to TR5 used in the differential voltage circuit section 301B require an expansion of the circuit pattern corresponding to the increase of the operating voltage, and the circuit area is also increased.
  • the present invention has been made in view of the problems as described above, and does not complicate the circuit configuration in the differential voltage circuit and increases the overcurrent flowing through the load without increasing the circuit area.
  • An object is to provide a current detection circuit for detection.
  • a current detection circuit is connected to a current detection node of a circuit that is a current detection target and outputs a negative current flowing through the circuit as a positive voltage, and is output from the input circuit. And a differential voltage circuit that compares the positive voltage with a reference voltage and outputs the comparison result as a current detection signal.
  • the present invention it is possible to provide a current detection circuit that reliably detects an overcurrent flowing through a load without complicating the circuit configuration in the differential voltage circuit and without increasing the circuit area.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of the differential voltage circuit of FIG. 2. It is a figure which shows the relationship between the voltage of each part in the input circuit of FIG. 2, and an electric current. It is a figure which shows the circuit structure of the input circuit which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. It is a figure which shows the structure which connected the resistance value adjustment part to the input circuit of FIG. It is a figure which shows the circuit structure of the input circuit which connected the resistance value switching part which concerns on the 3rd Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a current detection circuit 200 connected to the power supply circuit (load circuit) 100 according to the first embodiment.
  • the power supply circuit 100 shown in FIG. 1 has the same circuit configuration as that of the power supply circuit 100 shown in FIG.
  • the current detection circuit 200 includes an input circuit 201 and a differential voltage circuit 202.
  • the input circuit 201 has an input connected to the current detection node A of the power supply circuit 100,
  • the output unit is connected to the differential voltage circuit 202 via the node C.
  • the input circuit 201 outputs a negative current I 0 flowing through the current detection node A to the node C as a positive voltage.
  • the differential voltage circuit 202 compares the plus voltage output from the input circuit 201 with a reference voltage described later, and outputs the comparison result from the node B as the current detection signal Id.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration example of the input circuit 201 and the differential voltage circuit 202 shown in FIG.
  • the current detection circuit 200 includes a first constant voltage source V ⁇ b> 1, a second constant voltage source V ⁇ b> 2, an input circuit 201, and a differential voltage circuit 202.
  • the first constant voltage source V1 generates a first reference voltage VR1
  • the second constant voltage source V2 generates a second reference voltage VR2.
  • the input circuit 201 includes resistors R1 and R2.
  • One end (first end) of the resistor R1 (first resistor) is connected to the current detection node A, and the other end (second end) is connected to one end of the resistor R2 and a differential voltage.
  • the non-inverting input terminal (+) (first input terminal) of the circuit 202 is connected.
  • One end (first end) of the resistor R2 (second resistor) is connected to the other end of the resistor R1 and the non-inverting input terminal (+) (first input terminal), and the other end ( The second end) is connected to the second constant voltage source V2. It is assumed that the resistance value of the resistor R1 is r1, and the resistance value of the resistor R2 is r2. In FIG.
  • the input circuit 201 includes a negative current I 0 flowing through the overcurrent protection circuit 101A, a negative voltage rI 0 generated at the current detection node A by the resistor R, and the second reference voltage VR2 of the second constant voltage source V2.
  • a voltage dividing circuit that divides the differential voltage and outputs it as a positive voltage is configured.
  • the differential voltage circuit 202 is composed of an operational amplifier.
  • the inverting input terminal ( ⁇ ) (second input terminal) of this operational amplifier is connected to the first constant voltage source V1.
  • the differential voltage circuit 202 includes a positive voltage input from the input circuit 201 to the non-inverting input terminal (+), and a first reference voltage VR1 input from the first constant voltage source V1 to the inverting input terminal ( ⁇ ). And the comparison result is output from the node B as the current detection signal Id.
  • FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration in the differential voltage circuit 202 shown in FIG. In FIG. 3, the same components as those in the differential voltage circuit section 301B shown in FIG. In FIG. 3, the differential voltage circuit 202 includes a second current source I2, PMOS transistors TR2 and TR2, and NMOS transistors TR4 and TR5.
  • the second current source I2 is commonly connected to the source terminals of the PMOS transistors TR2 and TR3.
  • the PMOS transistor TR2 has a gate terminal connected to the non-inverting input terminal (+) (node C) and a drain terminal connected to the source terminal of the NMOS transistor TR4.
  • the PMOS transistor TR3 has a gate terminal connected to the inverting input terminal ( ⁇ ), and a drain terminal connected to the source terminal of the NMOS transistor TR5 and the output terminal OUTPUT.
  • the NMOS transistor TR4 has a gate terminal connected to the gate terminal of the NMOS transistor TR5 and a drain terminal grounded. The drain terminal of the NMOS transistor TR5 is grounded.
  • FIG. 4 is a diagram showing currents I 1 to I 3 flowing through the respective parts in the input circuit 201 as voltages VR 2 -rI 0 applied to both ends of the input circuit 201. Based on this figure, the condition for setting the voltage Vc at the node C to a positive voltage will be described below.
  • the current I 1 is expressed by the following formula (2).
  • I 1 (Vc ⁇ r ⁇ I 0 ) / r1 (2)
  • the current I 1 is expressed by the following mathematical formula (3).
  • Vc I 2 + I 3 (3)
  • Vc ⁇ r1 (VR2-Vc) / r2 ⁇ + r ⁇ I 0 (5)
  • This mathematical formula (5) is expressed by the following mathematical formula (6).
  • r2 ⁇ Vc r1 ⁇ VR2 ⁇ r1 ⁇ Vc + r ⁇ r2 ⁇ I 0 (6)
  • This mathematical formula (6) is further expressed by the mathematical formula (7) as shown below.
  • the resistance values r1 and r2 of the resistors R1 and R2 and the second constant voltage source V2 are set so that the voltage Vc expressed by the equation (8) becomes a positive voltage (Vc> 0).
  • 2 Reference voltage VR2 is set.
  • the relationship between the first reference voltage VR1 of the first constant voltage source V1 and the second reference voltage VR2 of the second constant voltage source V2 is set to VR1 ⁇ VR2.
  • the first reference voltage VR1 of the first constant voltage source V1 is 0.65V
  • the second reference voltage VR2 of the second constant voltage source V2 is 1.2V
  • the resistors R1 and R2 of the input circuit 201 The values r1 and r2 are 10 k ⁇
  • the resistance value r of the resistor R of the power supply circuit 100 is 10 m ⁇
  • the overcurrent (minus current) I 0 flowing through the overcurrent protection circuit 101A is ⁇ 10A.
  • the voltage of the node C is obtained by the above equation (8).
  • r1 r2.
  • the differential voltage circuit 202 shown in FIG. 2 does not require the plus voltage input circuit 301A, the circuit configuration can be simplified, and the design is facilitated. Further, since the input circuit 201 is connected, the voltage range of the load voltage input to the differential voltage circuit 202 is reduced according to the amount of overcurrent. Therefore, it is not necessary to increase the operating voltage of the MOS transistors TR2 to TR5 constituting the differential voltage circuit 202, and it is not necessary to expand the circuit pattern. As a result, an increase in cost of the current detection circuit 200 can be suppressed.
  • the differential voltage circuit 202 according to the first embodiment can reduce the operating voltage as compared with the differential voltage circuit 300 shown in FIG. For this reason, the circuit pattern can be reduced, and the cost of the current detection circuit 200 can be reduced. Furthermore, the differential voltage circuit 202 of the first embodiment only adds resistors R1 and R2 as the input circuit 201. For this reason, the circuit configuration can be simplified as compared with the plus voltage input circuit 301A, and an increase in the cost of the current detection circuit 200 can be suppressed.
  • the first constant voltage source V1 and the second constant voltage source V2 are connected. These constant voltage sources are power supplies connected to the differential voltage circuit 202. (Not shown) can be used, so that an increase in cost can be suppressed.
  • the current detection circuit 200 of the first embodiment to a load such as the power supply circuit 100, it becomes possible to reliably detect an overcurrent flowing in the load, and an abnormal situation due to the overcurrent can be detected. Occurrence can be prevented in advance. As a result, the reliability of the load such as the power supply circuit 100 to which the current detection circuit 200 is connected can be improved.
  • FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of the input circuit 201 according to the second embodiment.
  • the input circuit 201 includes a variable resistor R11 (first resistor) and a variable resistor R12 (second resistor).
  • the input circuit 201 includes variable resistors R11 and R12, so that each resistance value can be arbitrarily adjusted according to a change in specifications of the differential voltage circuit 202 or the load side device. It becomes possible. That is, as described above, the resistance values of the variable resistors R11 and R12 can be adjusted so that the differential voltage between the negative voltage generated at the current detection node A and the second reference voltage VR2 becomes a positive voltage. Become.
  • a resistance value adjustment unit 203 may be provided to adjust the resistance values of the variable resistors R11 and R12 from the outside.
  • the resistance value adjustment unit 203 is provided with an operation unit (not shown) that enables adjustment of the resistance value from the outside, so that each resistance of the variable resistors R11 and R12 can be set according to the specifications of the connected load device. It becomes easy to adjust the value.
  • FIG. 5 shows an example in which the input circuit 201 is configured by the variable resistors R11 and R12, either one may be configured by a fixed resistor.
  • the resistance value adjusting unit 203 may be configured to adjust the resistance value of one variable resistor.
  • the resistors R1 and R2 in the input circuit 201 shown in FIG. 2 are configured by a plurality of resistors, and the connection of the plurality of resistors is provided by a resistance value switching unit provided outside. An example of switching is shown.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the input circuit 201 and the resistance value switching unit 204 according to the third embodiment.
  • the input circuit 201 includes a resistor R1 (first resistor) composed of a plurality of resistors R21A and R21B, and a resistor R2 (second resistor) composed of a plurality of resistors R22A and R22B. Shows the case.
  • the connection nodes of the resistors R21A and R21B and the connection nodes of the resistors R22A and R22B are connected to the resistance value switching unit 204.
  • the resistance value switching unit 204 has a function of switching resistance values by enabling one or both of the resistors R21A and R21B and enabling one or both of the resistors R22A and R22B by short-circuiting or opening the connection nodes. Have.
  • the resistance value switching unit 204 is provided with an operation unit (not shown) that enables switching of the resistance value from the outside, so that the resistors R21A and R21B and the resistor R22A are used according to the specifications of the connected load device. , R22B can be easily switched.
  • the resistor R1 (first resistor) includes a plurality of resistors R21A and R21B
  • the resistor R2 second resistor
  • the connection of the plurality of resistors R21A, R21B, R22A, R22B is switched by a resistance value switching unit 204 provided outside. With this configuration, it is possible to arbitrarily adjust each resistance value according to a change in specifications of the differential voltage circuit 202 and the load side device.
  • the resistance values of the resistors R21A, R21B, R22A, and R22B are switched so that the differential voltage between the negative voltage generated at the current detection node A and the second reference voltage VR2 becomes a positive voltage. Is possible.
  • FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of the input circuit 201 and the current detection circuit 200 connected to the power supply circuit (load circuit) 100 according to the fourth embodiment.
  • the power supply circuit 100 shown in FIG. 8 has the same circuit configuration as that of the power supply circuit 100 shown in FIG.
  • the current detection circuit 200 includes the differential voltage circuit 202 shown in FIG.
  • the input circuit 201 is connected between the current detection node A on the load side and the node C on the current detection circuit 200 side.
  • the input circuit 201 shown in FIG. 2 or 5 can be applied as the input circuit 201.
  • the input circuit 201 connected to the resistance value adjusting unit 203 shown in FIG. 6 or the input circuit 201 connected to the resistance value switching unit 204 shown in FIG. 7 may be applied.
  • the input circuit 201 is connected to the outside of the current detection circuit 200, so that the first implementation is performed on the current detection circuit 200 including only the differential voltage circuit 202. It is possible to add an overcurrent detection function of the current detection circuit 200 shown in FIG. Therefore, the function of detecting an overcurrent on the load side can be easily added by connecting the input circuit 201 to the current detection circuit 200 including the existing differential voltage circuit 202 and adjusting the resistance value. Is possible. As a result, when the current detection circuit 200 including the differential voltage circuit 202 is formed into a chip, the applicable range for the load can be expanded.

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Abstract

　差動電圧回路内の回路構成を複雑化せず、かつ、回路面積を拡大することなく、負荷に流れる過電流を確実に検出する電流検出回路を提供する。　本発明の一実施の形態に係る電流検出回路は、電流検出対象となる回路の電流検出ノードに接続され、前記回路に流れるマイナス電流をプラス電圧として出力する入力回路と、前記入力回路から出力されるプラス電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果を電流検出信号として出力する差動電圧回路と、を備える。

Description

電流検出回路
　本発明は、電源等の回路に流れる電流を検出する電流検出回路に関する。
　従来の電流検出回路について、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、電源回路とその電源回路に流れる電流を検出する電流検出回路との構成を示す図である。図１０は、図９の電流検出回路に用いられる差動電圧回路の回路構成を示す図である。
　図９において、電源回路１００は、スイッチＳＷと、ダイオードＤと、抵抗器Ｒと、コイルＬと、コンデンサＣとから構成される。スイッチＳＷは、一方の端部が直流電源Ｖｃｃに接続され、他方の端部がダイオードＤのカソード端子に接続されている。ダイオードＤのアノード端子は抵抗器Ｒの一方の端部に接続されている。抵抗器Ｒの他方の端部は接地されている。ダイオードＤと抵抗器Ｒとの接続点は、ノードＡと接続されている。なお、抵抗器Ｒの抵抗値はｒであるものとする。ノードＡは、電流検出回路３００に接続されている。コイルＬは、一方の端部がダイオードＤのカソード端子に接続され、他方の端部が出力端子ＯＵＴとコンデンサＣの一方の端部に接続されている。コンデンサＣの他方の端部は接地されている。
　電源回路１００は、スイッチＳＷがオンされると、直流電源Ｖｃｃから供給される直流電圧をコイルＬとコンデンサＣとを介して出力端子ＯＵＴに接続される電気機器（負荷）に対して所定の電源電圧を供給する。また、電源回路１００において、ダイオードＤと抵抗器Ｒは、スイッチＳＷがオンされた際に急激に印加される過電圧（過電流）が負荷側に流れることを防止する過電流保護回路１０１Ａを構成する。例えば、出力端子ＯＵＴに接続される負荷側で短絡等が発生すると、図９に示すように過電流保護回路に過電流（マイナス電流）Ｉ０が流れる。この時、その過電流量に応じたマイナス電圧がノードＡに接続された電流検出回路３００に入力される。
　電流検出回路３００は、差動電圧回路３０１を備える。差動電圧回路３０１は、非反転入力端子（＋）がノードＡに接続され、反転入力端子（－）が接地され、出力端子がノードＢに接続されている。差動電圧回路３０１は、非反転入力端子（＋）に入力される電圧と、反転入力端子（－）の接地電位との電位差が所定レベルを超えた時に電流検出信号をノードＢに対して出力する。すなわち、差動電圧回路３０１は、比較回路として用いられる。
　差動電圧回路３０１の回路構成を図１０に示す。図１０において、差動電圧回路３０１は、第１電流源Ｉ１と、第２電流源Ｉ２と、ＰＭＯＳトランジスタＴＲ１～ＴＲ３と、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ４，ＴＲ５とから構成される。第１電流源Ｉ１は、ＰＭＯＳトランジスタＴＲ１のソース端子に接続されるとともに、ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲート端子に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＴＲ１は、ゲート端子が非反転入力端子（＋）に接続され、ドレイン端子が接地されている。第２電流源Ｉ２は、ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２，ＴＲ３の各ソース端子に共通接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレイン端子は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ４のソース端子に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＴＲ３は、ゲート端子が反転入力端子（－）に接続され、ドレイン端子がＮＭＯＳトランジスタＴＲ５のソース端子と出力端子ＯＵＴに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ４は、ゲート端子がＮＭＯＳトランジスタＴＲ５のゲート端子に接続され、ドレイン端子が接地されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ５のドレイン端子は接地されている。
　ＰＭＯＳトランジスタＴＲ１は、非反転入力端子（＋）に入力される上記過電流量に応じたマイナス電圧によりオンし、第１電流源Ｉ１から供給される定電流に応じた分圧電圧（プラス電圧）をＰＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲート端子に入力する。ＰＭＯＳトランジスタＴＲ１と第１電流源Ｉ１は、非反転入力端子（＋）に入力されるマイナス電圧をプラス電圧としてＰＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲート端子に入力するプラス電圧入力回路３０１Ａを構成する。
　ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２，ＴＲ３とＮＭＯＳトランジスタＴＲ４，ＴＲ５は、差動電圧回路部３０１Ｂを構成する。この差動電圧回路部３０１Ｂは、上記プラス電圧入力回路３０１Ａから入力されるプラス電圧と反転入力端子（－）の接地電位との差分電圧に応じて動作し、出力端子ＯＵＴから電圧信号として電流検出信号を出力する。すなわち、差動電圧回路部３０１Ｂは、プラス電圧入力回路３０１Ａに入力されるマイナス電圧によりＰＭＯＳトランジスタＴＲ１がオンし、プラス電圧が閾値Ｖｔｈを越えてＰＭＯＳトランジスタＴＲ２がオンし、プラス電圧と反転入力端子（－）の接地電位との差分電圧が所定範囲より拡大すると動作して、出力端子ＯＵＴから電圧信号として電流検出信号Ｉｄを出力する。
　また、従来の電源等の回路における動作を検出するものとしては、例えば、特許文献１に記載されたものもある。この電源電圧監視回路では、パワーアンプへの電源オン時及びオフ時に供給される正・負電源電圧を監視し、異常検出時にはスイッチ回路を強制的にオフにし、異常な印加電圧下での動作を防止するようにしている。
特開２００５－２２９５６３号公報
　図９に示した電流検出回路３００では、負荷電流として過電流（マイナス電流）Ｉ０が流れた際に、ノードＡにはマイナス電圧が発生するため、図１０に示した差動電圧回路３０１のように、過電流量に応じたプラス電圧を入力するプラス電圧入力回路が必要になる。例えば、電源回路１００内の抵抗器Ｒの抵抗値ｒが１０ｍΩであり、過電流（マイナス電流）Ｉ０として－１０Ａが流れたとすると、ノードＡの電位は－１００ｍＶになる。すなわち、電源回路１００内で過電流（マイナス電流）Ｉ０が流れた際に、抵抗器Ｒに依存したマイナス電圧が発生し、このマイナス電圧がノードＡから差動電圧回路３０１の非反転入力端（＋）に入力される回路構成になっていた。このため、差動電圧回路３０１を正常に動作させるため、図１０に示したような回路構成のプラス電圧入力回路３０１Ａが必要であった。この回路構成は、差動電圧回路３０１内部の回路構成を複雑化して、電流検出回路のコストを上昇させる。また、プラス電圧入力回路３０１Ａは、差動電圧回路部３０１Ｂに入力するプラス電圧の範囲を拡大するため、差動電圧回路部３０１Ｂを構成するＭＯＳトランジスタＴＲ２～ＴＲ５の動作電圧も拡大させる。このため、差動電圧回路部３０１Ｂに用いるＭＯＳトランジスタＴＲ２～ＴＲ５は、動作電圧の拡大に対応して回路パターンの拡大等が必要になり、回路面積も増大させる。
　本発明は、上記のような課題に鑑みてなされたものであり、差動電圧回路内の回路構成を複雑化せず、かつ、回路面積を拡大することなく、負荷に流れる過電流を確実に検出する電流検出回路を提供することを目的とする。
　本発明の一実施の形態に係る電流検出回路は、電流検出対象となる回路の電流検出ノードに接続され、前記回路に流れるマイナス電流をプラス電圧として出力する入力回路と、前記入力回路から出力されるプラス電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果を電流検出信号として出力する差動電圧回路と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、差動電圧回路内の回路構成を複雑化せず、かつ、回路面積を拡大することなく、負荷に流れる過電流を確実に検出する電流検出回路を提供することができる。
本発明の第１の実施の形態に係る電流検出回路の概略構成を示す図である。 第１の実施の形態に係る電流検出回路の回路構成を示す図である。 図２の差動電圧回路の回路構成を示す図である。 図２の入力回路における各部の電圧と電流の関係を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る入力回路の回路構成を示す図である。 図５の入力回路に抵抗値調整部を接続した構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る抵抗値切替部を接続した入力回路の回路構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る入力回路を外部に接続した電流検出回路の回路構成を示す図である。 従来の電流検出回路の回路構成を示す図である。 図９の差動電圧回路の回路構成を示す図である。
　１００　　電源回路
　２００　　電流検出回路
　２０１　　入力回路
　２０２　　差動電圧回路
　２０３　　抵抗値調整部
　２０４　　抵抗値切替部
　Ｒ１，Ｒ２，Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂ，Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂ　　抵抗器
　Ｒ１１，Ｒ１２　　可変抵抗器
　Ｖ１　　第１定電圧源
　Ｖ２　　第２定電圧源
　ＶＲ１　　第１基準電圧
　ＶＲ２　　第２基準電圧。
　以下、本発明の一実施の形態に係る電流検出回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本実施の形態では、負荷として電源回路に流れる過電流を検出する電流検出回路の例を示しているが、電流検出回路が適用可能な負荷は電源回路に限定されるわけではない。
（第１の実施の形態）
　図１は、本第１の実施の形態に係る電源回路（負荷回路）１００に接続された電流検出回路２００の概略構成を示す図である。なお、図１に示す電源回路１００は、図９に示した電源回路１００と同一の回路構成であるため、同一符号を付して構成説明を省略する。
　図１において、電流検出回路２００は、入力回路２０１と差動電圧回路２０２により構成される。入力回路２０１は、入力部が電源回路１００の電流検出ノードＡに接続され、
出力部がノードＣを介して差動電圧回路２０２に接続されている。入力回路２０１は、電流検出ノードＡに流れるマイナス電流Ｉ０をプラス電圧としてノードＣに出力する。差動電圧回路２０２は、入力回路２０１から出力されるプラス電圧と、後述する基準電圧とを比較し、その比較結果を電流検出信号ＩｄとしてノードＢから出力する。
　図２は、図１に示した入力回路２０１と差動電圧回路２０２の回路構成例を示す図である。図２において、電流検出回路２００は、第１定電圧源Ｖ１と、第２定電圧源Ｖ２と、入力回路２０１と、差動電圧回路２０２とにより構成される。第１定電圧源Ｖ１は第１基準電圧ＶＲ１を発生し、第２定電圧源Ｖ２は第２基準電圧ＶＲ２を発生する。
　図２において、入力回路２０１は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２により構成されている。抵抗器Ｒ１（第１抵抗器）は、一端部（第１の端部）が電流検出ノードＡに接続され、他端部（第２の端部）が抵抗器Ｒ２の一端部と差動電圧回路２０２の非反転入力端子（＋）（第１入力端子）に接続されている。抵抗器Ｒ２（第２抵抗器）は、一端部（第１の端部）が抵抗器Ｒ１の他端部と非反転入力端子（＋）（第１入力端子）に接続され、他端部（第２の端部）が第２定電圧源Ｖ２に接続されている。なお、抵抗器Ｒ１の抵抗値はｒ１、抵抗器Ｒ２の抵抗値はｒ２であるものとする。図２では、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点をノードＣとしている。この入力回路２０１は、上記過電流保護回路１０１Ａに流れるマイナス電流Ｉ０と抵抗器Ｒにより電流検出ノードＡに発生するマイナス電圧ｒＩ０と、第２定電圧源Ｖ２の第２基準電圧ＶＲ２との差分電圧を分圧して、プラス電圧として出力する分圧回路を構成する。
　図２において、差動電圧回路２０２は、オペアンプにより構成されている。このオペアンプの反転入力端子（－）（第２入力端子）は、第１定電圧源Ｖ１に接続されている。この差動電圧回路２０２は、入力回路２０１から非反転入力端子（＋）に入力されるプラス電圧と、第１定電圧源Ｖ１から反転入力端子（－）に入力される第１基準電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果を電流検出信号ＩｄとしてノードＢから出力する。
　図３は、図２に示した差動電圧回路２０２内の回路構成を示す図である。図３において、図９に示した差動電圧回路部３０１Ｂ内の構成部分と同一の構成部分には同一符号を付している。図３において、差動電圧回路２０２は、第２電流源Ｉ２と、ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２，ＴＲ２と、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ４，ＴＲ５とにより構成されている。
　第２電流源Ｉ２は、ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２，ＴＲ３の各ソース端子に共通接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＴＲ２は、ゲート端子が非反転入力端子（＋）（ノードＣ）に接続され、ドレイン端子がＮＭＯＳトランジスタＴＲ４のソース端子に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＴＲ３は、ゲート端子が反転入力端子（－）に接続され、ドレイン端子がＮＭＯＳトランジスタＴＲ５のソース端子と出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ４は、ゲート端子がＮＭＯＳトランジスタＴＲ５のゲート端子に接続され、ドレイン端子が接地されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ５のドレイン端子は接地されている。
　次に、図２に示した入力回路２０１において、ノードＣからプラス電圧を発生する条件について、図４を参照して説明する。図４は、入力回路２０１内の各部に流れる電流Ｉ１～Ｉ３とし、入力回路２０１の両端部に印加される電圧ＶＲ２－ｒＩ０として示した図である。この図に基づいてノードＣにおける電圧Ｖｃをプラス電圧にする条件を以下に説明する。
　図４に示すように、抵抗器Ｒ１に流れる電流をＩ１，抵抗器Ｒ２に流れる電流をＩ２，ノードＣに流れる電流をＩ３とすると、ノードＣの電圧Ｖｃは以下の数式（１）により表
される。
　Ｖｃ＝ＶＲ２－Ｉ２・ｒ２・・・（１）
　また、電流Ｉ１は以下の数式（２）により表される。
　Ｉ１＝（Ｖｃ－ｒ・Ｉ０）／ｒ１・・・（２）
　また、電流Ｉ１は以下の数式（３）により表される。
　Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３・・・（３）
　この時、Ｉ３＝０であるためＩ１＝Ｉ２となり、
　Ｉ１＝Ｉ２＝（ＶＲ２－Ｖｃ）／ｒ２・・・（４）
これを数式（２）に適用すると、電圧Ｖｃは以下に示す数式（５）により表される。
　Ｖｃ＝｛ｒ１（ＶＲ２－Ｖｃ）／ｒ２｝＋ｒ・Ｉ０・・・（５）
　この数式（５）は以下に示す数式（６）により表される。
　ｒ２・Ｖｃ＝ｒ１・ＶＲ２－ｒ１・Ｖｃ＋ｒ・ｒ２・Ｉ０・・・（６）
　この数式（６）は更に以下に示すように数式（７）により表される。
　（ｒ１＋ｒ２）Ｖｃ＝ｒ１・ＶＲ２＋ｒ・ｒ２・Ｉ０・・・（７）
　この数式（７）から電圧Ｖｃを求めると以下に示す数式（８）になる。
　Ｖｃ＝（ｒ１・ＶＲ２＋ｒ・ｒ２・Ｉ０）／（ｒ１＋ｒ２）・・・（８）
　このようにノードＣの電圧Ｖｃは、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の各抵抗値ｒ１，ｒ２と第２定電圧源Ｖ２の第２基準電圧ＶＲ２とで表すことが可能である。
　本第１の実施の形態では、数式（８）で示した電圧Ｖｃがプラス電圧（Ｖｃ＞０）になるように抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値ｒ１，ｒ２と第２定電圧源Ｖ２の第２基準電圧ＶＲ２とを設定する。なお、本第１の実施の形態では、第１定電圧源Ｖ１の第１基準電圧ＶＲ１と第２定電圧源Ｖ２の第２基準電圧ＶＲ２との関係を、ＶＲ１＜ＶＲ２に設定する。
　図２において、第１定電圧源Ｖ１の第１基準電圧ＶＲ１を０．６５Ｖ、第２定電圧源Ｖ２の第２基準電圧ＶＲ２を１．２Ｖ、入力回路２０１の抵抗器Ｒ１，Ｒ２の各抵抗値ｒ１，ｒ２を１０ｋΩ、電源回路１００の抵抗器Ｒの抵抗値ｒを１０ｍΩ、過電流保護回路１０１Ａに流れる過電流（マイナス電流）Ｉ０を－１０Ａとする。この場合、ノードＡの電圧は、Ｉ０・ｒ＝１０－２×（－１０）＝－１００ｍＶとなり、ノードＣの電圧は上記数式（８）により求められる。また、この場合、ｒ１＝ｒ２となる。
　Ｖｃ＝（ｒ１・ＶＲ２＋ｒ・ｒ２・Ｉ０）／（ｒ１＋ｒ２）
　　　＝（１．１×１０４）／（２×１０４）
　　　＝１．１／２＝０．５５Ｖ
　上記のように、入力回路２０１を接続したことにより、ノードＣには過電流Ｉ０に応じたプラス電圧が発生し、差動電圧回路２０２の非反転入力端子（＋）には過電流Ｉ０に応じたプラス電圧が入力される。このため、図２に示す差動電圧回路２０２では、プラス電圧入力回路３０１Ａが不要になり、回路構成を簡略化でき、設計が容易になる。また、入力回路２０１を接続したことにより、過電流量に応じて差動電圧回路２０２に入力される負荷電圧の電圧範囲が縮小される。このため、差動電圧回路２０２を構成するＭＯＳトランジスタＴＲ２～ＴＲ５の動作電圧を拡大させる必要がなくなり、回路パターンの拡大も不要になる。その結果、電流検出回路２００のコスト上昇を抑制できる。
　また、本第１の実施の形態の差動電圧回路２０２は、図４に示した差動電圧回路３００に比べて動作電圧を低減できる。このため、回路パターンの縮小が可能になり、電流検出回路２００のコスト低減を図ることが可能になる。さらに、本第１の実施の形態の差動電圧回路２０２は、入力回路２０１として抵抗器Ｒ１，Ｒ２を追加するだけである。このため、プラス電圧入力回路３０１Ａに比べて回路構成を単純化でき、電流検出回路２００のコストの上昇を抑制できる。また、本実施の形態の差動電圧回路２０２では、第１定電圧源Ｖ１と第２定電圧源Ｖ２を接続しているが、これらの定電圧源は差動電圧回路２０２に
接続される電源（図示せず）を利用することが可能であるため、コストの上昇は抑制可能である。
　したがって、本第１の実施の形態の電流検出回路２００を電源回路１００等の負荷に適用することにより、負荷内に流れる過電流を確実に検出することが可能になり、過電流による異常事態の発生を未然に防止することが可能になる。その結果、電流検出回路２００を接続する電源回路１００等の負荷の信頼性を向上できる。
（第２の実施の形態）
　本第２の実施の形態では、図２に示した入力回路２０１内の抵抗器Ｒ１，Ｒ２を可変抵抗器で構成した例を示す。図５は第２の実施の形態に係る入力回路２０１の回路構成を示す図である。図５において、入力回路２０１は、可変抵抗器Ｒ１１（第１抵抗器）と可変抵抗器Ｒ１２（第２抵抗器）により構成されている。
　図５に示すように、入力回路２０１は、可変抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２で構成することにより、差動電圧回路２０２や負荷側機器の仕様変更等に応じて各抵抗値を任意に調整することが可能になる。すなわち、上述したように、電流検出ノードＡに発生するマイナス電圧と第２基準電圧ＶＲ２との差分電圧がプラス電圧になるように可変抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２の各抵抗値を調整することが可能になる。
　また、図６に示すように抵抗値調整部２０３を設けて、可変抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２の各抵抗値を外部から調整するようにしてもよい。この抵抗値調整部２０３は、外部から抵抗値の調整を可能にする操作部（図示せず）を設けることにより、接続される負荷装置の仕様等に応じて可変抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２の各抵抗値を調整することが容易になる。
　なお、図５では、入力回路２０１を可変抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２で構成する例を示したが、どちらか一方を固定抵抗器により構成するようにしてもよい。この場合、上記抵抗値調整部２０３は、一方の可変抵抗器の抵抗値を調整する構成とすればよい。
（第３の実施の形態）
　本第３の実施の形態では、図２に示した入力回路２０１内の抵抗器Ｒ１，Ｒ２を複数の抵抗器で構成し、この複数の抵抗器の接続を外部に設けた抵抗値切替部で切り替える例を示す。図７は第３の実施の形態に係る入力回路２０１と抵抗値切替部２０４の回路構成を示す図である。図７において、入力回路２０１は、抵抗器Ｒ１（第１抵抗器）を複数の抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂで構成し、抵抗器Ｒ２（第２抵抗器）を複数の抵抗器Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂで構成した場合を示している。
　抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂの各接続ノードと抵抗器Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂの各接続ノードは、抵抗値切替部２０４に接続されている。抵抗値切替部２０４は、接続ノード間を短絡又は開放することにより、抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂの一方又は双方を有効とし、抵抗器Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂの一方又は双方を有効として、抵抗値を切り替える機能を有する。この抵抗値切替部２０４は、外部から抵抗値の切り替えを可能にする操作部（図示せず）を設けることにより、接続される負荷装置の仕様等に応じて抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂ及び抵抗器Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂの各抵抗値を切り替えることが容易になる。
　図７に示すように、入力回路２０１は、抵抗器Ｒ１（第１抵抗器）を複数の抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂで構成し、抵抗器Ｒ２（第２抵抗器）を複数の抵抗器Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂで構成し、この複数の抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂ，Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂの接続を外部に設けた抵抗値切替部２０４で切り替える構成とした。この構成により、差動電圧回路２０２や負荷側機器の仕様変更等に応じて各抵抗値を任意に調整することが可能になる。すなわ
ち、上述したように、電流検出ノードＡに発生するマイナス電圧と第２基準電圧ＶＲ２との差分電圧がプラス電圧になるように複数の抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２１Ｂ，Ｒ２２Ａ，Ｒ２２Ｂの抵抗値を切り替えることが可能になる。
（第４の実施の形態）
　本第４の実施の形態では、電流検出回路２００の外部に入力回路２０１を接続する例を示す。図８は、本第４の実施の形態に係る電源回路（負荷回路）１００に接続された入力回路２０１と電流検出回路２００の概略構成を示す図である。なお、図８に示す電源回路１００は、図９に示した電源回路１００と同一の回路構成であるため、同一符号を付して構成説明を省略する。
　図８において、電流検出回路２００は、図３に示した差動電圧回路２０２を備える。入力回路２０１は、負荷側の電流検出ノードＡと電流検出回路２００側のノードＣとの間に接続される。この場合、入力回路２０１としては、図２又は図５に示した入力回路２０１を適用可能である。また、入力回路２０１として、図６に示した抵抗値調整部２０３を接続した入力回路２０１、又は、図７に示した抵抗値切替部２０４を接続した入力回路２０１を適用してもよい。
　本第４の実施の形態では、入力回路２０１を電流検出回路２００の外部に接続する構成とすることにより、差動電圧回路２０２のみから構成される電流検出回路２００に対して上記第１の実施の形態に示した電流検出回路２００の過電流検出機能を追加することが可能になる。したがって、既存の差動電圧回路２０２から構成される電流検出回路２００に対して入力回路２０１を接続し、抵抗値を調整することにより、負荷側の過電流を検出する機能を容易に付加することが可能になる。その結果、差動電圧回路２０２から構成される電流検出回路２００をチップ化した際に、負荷に対する適用範囲を拡大することが可能になる。

Claims (12)

  1. 　電流検出対象となる回路の電流検出ノードに接続され、前記回路に流れるマイナス電流をプラス電圧として出力する入力回路と、
    　前記入力回路から出力されるプラス電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果を電流検出信号として出力する差動電圧回路と、
    　を備えることを特徴とする電流検出回路。
  2. 　前記基準電圧である第１基準電圧を出力する第１定電圧源と、
    　第２基準電圧を出力する第２定電圧源と、を備え、
    　前記入力回路は、第１の端部が前記電流検出ノードに接続され、第２の端部が前記第２定電圧源に接続され、前記回路に流れる前記マイナス電流量に応じた前記プラス電圧を第３の端部から出力し、
    　前記差動電圧回路は、前記第３の端部に接続される第１入力端子と、前記第１定電圧源に接続された第２入力端子とを有し、前記第１入力端子に入力される前記プラス電圧と、前記第２入力端子に入力される前記第１基準電圧とを比較し、その比較結果を電流検出信号として出力することを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
  3. 　前記差動電圧回路は、前記プラス電圧が前記第１基準電圧より高い場合に過電流検出信号を出力することを特徴とする請求項２記載の電流検出回路。
  4. 　前記入力回路は、前記マイナス電流の量に応じて前記電流検出ノードに発生するマイナス電圧と前記第２基準電圧との差分電圧を前記プラス電圧として出力する分圧回路を有することを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
  5. 　前記分圧回路は、第１抵抗器と第２抵抗器を有し、前記第１抵抗器の第１の端部が前記入力回路の第１の端部に接続され、前記第１抵抗器の第２の端部が前記入力回路の第３の端部に接続され、前記第２抵抗器の第１の端部が前記入力回路の第３の端部に接続され、前記第２抵抗器の第２の端部が前記入力回路の第２の端部に接続されたことを特徴とする請求項４記載の電流検出回路。
  6. 　前記分圧回路は、前記第１抵抗器及び前記第２抵抗器のうち少なくとも一方が可変抵抗器であることを特徴とする請求項５記載の電流検出回路。
  7. 　前記可変抵抗器の抵抗値を調整する抵抗値調整部を備えることを特徴とする請求項６記載の電流検出回路。
  8. 　前記第１抵抗器及び前記第２抵抗器のうち少なくとも一方を複数の抵抗器により構成したことを特徴とする請求項５記載の電流検出回路。
  9. 　前記複数の抵抗器の接続点を切り替えて抵抗値を調整する抵抗値切替部を備えることを特徴とする請求項８記載の電流検出回路。
  10. 　前記プラス電圧を出力するように、前記第１抵抗器及び前記第２抵抗器の各抵抗値と、前記第１定電圧源の第１基準電圧値と、前記第２定電圧源の第２基準電圧値と、を各々設定することを特徴とする請求項２記載の電流検出回路。
  11. 　前記第２基準電圧値は前記第１基準電圧値より高く設定することを特徴とする請求項１０記載の電流検出回路。
  12. 　前記入力回路は、前記電流検出回路の外部に接続する回路として設けたことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
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