WO2010029626A1

WO2010029626A1 - 伝送媒体

Info

Publication number: WO2010029626A1
Application number: PCT/JP2008/066426
Authority: WO
Inventors: 徹菅間
Original assignee: 菅間リエ
Priority date: 2008-09-11
Filing date: 2008-09-11
Publication date: 2010-03-18
Also published as: KR20100032845A; KR100990548B1; EP2187406A1; JP4335974B1; TW201011971A; JPWO2010029626A1; CA2681137A1; CN102217007A; EP2187406A4; US20110148541A1

Abstract

　相互に離間配置されてほぼ平行に並設される第１，第２のライン♯１，♯２と、　これら第１，第２のラインにその一方向からそれぞれ交互に絡み巻回されてなる複数の絡み部Ｐ０～Ｐｎを第１，第２のラインの長手方向に形成する第３のライン♯３と、　前記第１，第２のラインにその一方向からそれぞれ交互に絡み巻回されてなる複数の絡み部Ｐ０～Ｐｎとこれら第１，第２のライン同士の内側にて前記第３のラインと交差する複数の交差部Ｃ１～Ｃｎとを、第１，第２のラインの長手方向にそれぞれ形成する第４のラインとを有し、前記第３，第４のラインの前記各絡み部は、前記第１，第２のラインの長手方向にそれぞれ交互に配置され、前記第１，第２のラインの一方と上記第３，第４のラインとの各絡み部の巻回方向がそれぞれ同一である一方、これら第１，第２のラインの各絡み部同士の巻回方向が互いに逆方向であり、前記各交差部における前記第３のラインと第４のラインの重なる方向が第１，第２のラインの長手方向で交互に逆方向である。

Description

伝送媒体

　本発明は伝送媒体に関し、特に信号や電力の伝送時の信号や電力の位相遅れや振幅減衰（電圧降下）が極めて少ない伝送媒体に関する。

　一般に、信号や電力を伝送路を介して伝送する場合には、伝送路のもつ抵抗成分やインダクタンス成分に起因して受信側や受電側で受信した信号や電力は送信信号（入力）に対して電圧が降下し（振幅が減衰し）、また位相が遅れてしまって伝送特性が劣化することは避けられない。かかる位相遅れや電圧の低下を最小限にし、伝送特性を最良となるように伝送路の構成を設計することは最大の課題である。

　特に、高周波信号の伝送時には、伝送路に存在する浮遊容量やインダクタンス、表皮効果や誘電損失等による損失や周波数分散等の影響が大きくなり信号劣化が著しくなって長距離伝送の場合には途中で信号増幅する中継器が必要になってしまう。

　このような信号劣化による問題を改善するために、従来、送信側の送信波形を、予め損失による波形劣化を考慮し、その分を補償した波形とするためのイコライザを設ける構成が実用化されているがイコライザのためのコスト上昇、構成の複雑化が問題となる。また、信号を、信号劣化が著しい高周波成分と、劣化が少ない低周波数成分に分離して対応する提案もなされている。例えば、送信信号を、平面パターンが偏平なコの字形を呈する波形劣化補償部により低周波成分と高周波成分に分離する。つまり、高周波成分が、容量に対してインピーダンスが小さくなることを利用して、配線間容量を利用した高周波伝送経路を形成し、この高周波伝送経路により高周波成分を分離し、一方、低周波成分に関しては、その経路をコの字形導体線路で構成した低周波伝送線経路を用いて分離し、高周波伝送経路よりも所定量だけ長い低周波伝送線経路側に低周波成分を経由させることにより、高周波伝送経路との間に伝送の時間差を形成し、低周波成分よりも高周波成分を早く伝送することで、波形劣化を補償する（低周波成分よりも伝送速度が遅い高周波成分の遅れを距離差で補償する）。この結果を合成することにより信号波形劣化を補償している。かかる構成の波形劣化補償伝送路については特許文献１に開示されている。

　このような信号劣化は、集積回路の配線でも同様であり、例えば、ギガヘルツ以上のクロック周波数で動作する集積回路では配線のインダクタンス成分だけでなくリターン電流の経路としてのグラウンドの影響が大きくなり、つまり、低周波数領域では問題にならない浮遊容量やインダクタンスが高周波数領域では大きな問題となり、リターン電流は配線の周波数特性に強く依存してしまい、必ずしもグラウンドを通るとはかぎらない。その結果、伝送路を介して高周波数信号が伝送されるときには伝送特性が劣化し、出力端における更なる電圧レベルの低下や位相の遅れが生じてしまう。

　このように、信号伝送路を伝送される信号品質は、伝送路自体のもつ抵抗成分、容量成分、インダクタンス成分の影響を受け、特に高周波伝送においては、これら成分の浮遊成分が大きな影響を及ぼすため信号の振幅減衰（電圧降下）、位相遅れ（遅延）が非常に大きくなり、伝送特性の評価パラメータとしてのアイパターンが大きく崩れてしまい、信号伝送の最大の課題となっている。

　例えば、従来は、２本の伝送路を介して、本来は位相ずれのないそれぞれ異なる信号が異なる伝送特性で伝送される場合には、伝送路の伝送周波数特性の違いに起因して両信号に位相差が生じてしまう。これを補償するために、早い方の信号（位相遅れの少ない信号）を遅延器により遅延させて両信号の位相差を補償している。しかし、この方法は、わざわざ遅延時間の少ない信号の位相を、遅延の大きい信号の位相に合わせる必要があり、絶対的な信号伝送の高速化の方向には反するものである。

　また、主に伝送路の抵抗成分に起因する振幅劣化（電圧降下）に対しては、対策がなく、伝送途中において中継器に内蔵させた増幅器で振幅を増幅させるより手立てがない（これも補償である）。この増幅はノイズをも増幅させてしまう可能性がありＳ／Ｎ比の低下につながる恐れもある。

　要するに、従来の技術では、悪い特性に合わせるために良い特性を故意に悪化させて補償するという後ろ向きの対策しか講じられておらず、伝送路を介しての伝送時の信号劣化を根本的に解消することは不可能であった。
特開２００４－２９７５３８号公報

発明の開示
　そこで、本発明者は、伝送時の位相遅れが極めて少なく、振幅減衰（電圧降下）も極めて少なく、信号劣化が従来に比して格段に少ない伝送媒体を提案した（特願２００６－６７０３９（平成１９年３月１５日付出願）、以下、先願という）。

　この先願は、未公知であり、図１１に示すように、導電材料から成る直線状の第１と第２のライン♯１，♯２をほぼ平行に離隔配設し、導電材料から成る曲線状の第３の導線♯３を、第１と第２の導線♯１，♯２にそれぞれ交互に一方向から絡めて第１と第２の導線♯１，♯２の長手方向に沿って巻回している。また、導電材料から成る曲線状の第４の導線♯４を、第１と第２の導線♯１，♯２に沿って第３の導線♯３の形状とは逆の形状で、第１と第２の導線♯１，♯２にそれぞれ交互に一方向から絡まって巻回している。

　すなわち、この伝送媒体の編み方では、点Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩにより囲まれた図１１中上側の三角形ｔａにおける３本の導線♯１，♯３，♯４の重なり方を見てみると、第４の導線♯４は点Ｉで第１の導線♯１の上から交差部ＩＩで第３の導線♯３の下を通る。以下、この状態を♯４：Ｉ（導線１の上）→ＩＩ（導線３の下）のように表わすと、第３の導線♯３の重なり方は、導線♯３：ＩＩ（導線４の上）→ＩＩＩ（導線１の下）、第１の導線♯１の重なり方は、導線♯１：ＩＩＩ（導線３の上）→Ｉ（導線４の下）となっており、３本の導線♯１，♯３，♯４がそれぞれ互い違いに交叉していて対称的である。

　しかしながら、点ＩＶ，ＩＩ，Ｖにより囲まれた図１１中下側の三角形ｔｂにおける３本の導線♯１，♯３，♯２の重なり方は、導線♯３：ＩＶ（導線２の上）→ＩＩ（導線４の上）、導線♯４：ＩＩ（導線３の下）→Ｖ（導線２の下）、導線♯２：Ｖ（導線４の上）→ＩＶ（導線３の下）となっており、導線♯３が点ＩＶおよびＩＩの両箇所で他の２本の導線♯１，♯２の上を通る形となっている（導線♯４が点ＩＩおよびＶの両箇所で他の２本の導線♯２，♯３の下を通る、とも言える）。

　しかしながら、このような先願では、その伝送媒体に例えば長手方向に引っ張られる外力が加わると、その全体の形状が変形して、電磁界が発生する三角形ｔａ，ｔｂが変形し、十分な空間が形成されなくなるという新たな課題が知見された。

　すなわち、点ＩおよびＩＩＩにおいては、第１の導線♯１は第４の導線♯４もしくは第３の♯３により挟み込まれるように締め付けられ、また第４，第３の導線♯４および♯３の第１の導線♯１に対する上下関係が、第４の導線♯４と第３の導線♯３の交叉部ＩＩにおける上下関係と逆であるため、締め付けの力は強い。しかしながら、点ＩＶおよびＶでは、第３，第４の導線♯３，♯４の第２の導線♯２に対する上下関係が、交差部ＩＩにおける上下関係と同じであるため、第２の導線♯２が第３，第４の導線♯３，♯４により締め付けられる力は弱くなってしまう。

　その様子を図１２に示す。点Ｉで第１の導線♯１が第４の導線♯４から受ける上向きおよび下向きの力をそれぞれｆＩｕ，ｆＩｄとし、点ＩＶで第２の導線♯２が第３の導線♯３より受ける上向きおよび下向きの力をそれぞれｆＩＶｕ，ｆＩＶｄとすると、ｆＩｕ＝ｆＩｄ＞ｆＩＶｕ＝ｆＩＶｄとなる。そのため、この伝送媒体に外部から力がかかった場合には、第２の導線♯２を挟み込む点で緩みが発生し、伝送媒体全体の形の崩れが生じやすくなる。特に、電磁界が発生する三角形ｔａ，ｔｂの空間が充分に保持できなくなってしまい、伝送時の位相遅れと振幅減衰効果が減少するという新たな課題を知見した。

　本発明は、この新たな知見に鑑みてなされたもので、その目的は、外力が負荷されても全体の形状の変形が少なく、伝送時の位相遅れと振幅減衰効果を向上させることができる伝送媒体を提供することにある。

　本発明は、相互に離間配置されてほぼ平行に並設される第１，第２の導線と、これら第１，第２の導線にその一方向からそれぞれ交互に絡み巻回されてなる複数の絡み部を第１，第２の導線の長手方向に形成する第３の導線と、前記第１，第２の導線にその一方向からそれぞれ交互に絡み巻回されてなる複数の絡み部とこれら第１，第２の導線同士の内側にて前記第３の導線と交差する複数の交差部とを、第１，第２の導線の長手方向にそれぞれ形成する第４の導線とを有し、前記第３，第４の導線の前記各絡み部は、前記第１，第２の導線の長手方向にそれぞれ交互に配置され、前記第１，第２の導線の一方と上記第３，第４の導線との各絡み部の巻回方向がそれぞれ同一である一方、これら第１，第２の導線の各絡み部同士の巻回方向が互いに逆方向であり、前記各交差部における前記第３の導線と第４の導線の重なる方向が第１，第２の導線の長手方向で交互に逆方向であることを特徴とする伝送媒体である。

　本発明によれば、信号や電力の伝送時の信号や電力の位相遅れや振幅減衰（電圧降下）を大幅に低減することができる。また、伝送媒体に長手方向の引張り等の外力が負荷されても、その全体の形状の変化を抑制させることができるので、前記位相遅れや振幅減衰の低減降下の低下を抑制することができる。

　また、前記発明において、前記第１～第４の導線は、これらを流れる電流による電磁的相互作用が働く範囲内に配設されていることが望ましい。

　さらに、前記発明において、前記第３，第４の形状態様は、前記第１，第２の導線に絡んで正弦波形状に形成されていることが望ましい。

　また、前記発明において、前記第３，第４の形状態様は、前記第１，第２の導線に絡んで山形状に形成されていることが望ましい。

　さらに、前記発明において、前記第１～第４の導線は、入力端側と出力端側において共通接続されていることが望ましい。

　また、前記発明において、前記第１，第２の導線が入力端側と出力端側において共通接続され、前記第３，第４の導線が入力端側と出力端側において共通接続されていることが望ましい。

　さらに、前記発明において、前記第１，第２の導線の共通接続部は接地され、前記第３，第４の導線の共通接続された入力側から信号等の電力が入力されることが望ましい。

　また、前記発明において、前記第１，第２の導線が入力端側と出力端側において共通接続され、前記第３，第４の導線が独立の導線とされていることが望ましい。

　さらに、前記発明において、前記第１，第２の導線が共通接続されて接地され、前記第３，第４の導線が独立の信号導線であることが望ましい。

（Ａ）は本発明の一実施形態に係る伝送媒体の一部の平面図、（Ｂ）は（Ａ）の原理図である。本発明の他の実施例の簡素化された構成を示し、４本のラインの入力側と出力側のそれぞれを結合して１本のラインとして使用する実施例の概略平面図である。本発明の更に他の実施例の簡素化された構成を示し、２本の直線ライン同士を結合し、２本の曲線ライン同士を結合して、２本のラインとして使用する実施例の概略平面図である。本発明の他の実施例の簡素化された構成を示し、４本の各ラインを独立に使用する実施例の概略平面図である。本発明の効果を実証するための実験、測定で用いられた測定装置の概略構成図である。（Ａ）は本発明による伝送媒体に正弦波信号を入力したときに出力側のオシロスコープで観測された波形図であり、（Ｂ）は同従来の伝送路の波形図である。（Ａ）は本発明による伝送媒体に方形波信号を入力したときに出力側のオシロスコープで観測された波形図であり、（Ｂ）は同従来の伝送路の波形図である。（Ａ）は図１（Ａ）で示す伝送媒体の電磁界の分布を二次平面で示す模式図、（Ｂ）は同（Ａ）の数理学的理論モデル図である。（Ａ）は図８（Ｂ）で示す数理学的理論モデルの理論方程式（０）の設定例を示す模式図、（Ｂ）は図８（Ａ）で示す数理学的理論モデルの理論方程式（２）の設定例の一部を示す模式図である。（Ａ）は図１（Ａ）で示す伝送媒体に外力が負荷されたときの応力等を示す当該伝送媒体の一部拡大平面図、（Ｂ）は同（Ａ）で示す応力を示す当該伝送媒体の一部拡大斜視図である。本発明の先願に係る伝送媒体の一部拡大平面図である。図１１で示す伝送媒体の一部拡大斜視図である。

　以下、本発明の実施形態を複数の添付図面に基づいて説明する。なお、これら複数の添付図面中、同一または相当部分には同一符号を付している。

　図１（Ａ）は本発明の一実施形態に係る伝送媒体１の一部平面模式図、図１（Ｂ）は同伝送媒体１の原理図である。

　図１（Ａ）に示すように、伝送媒体１は、所要の間隔Ｗを置いてほぼ平行に並設された直線状の第１，第２の導線である第１，第２ライン♯１，♯２と、これら第１，第２ライン♯１，♯２間に、ほぼ１８０度異なる位相でほぼ８の字状にそれぞれ巻回され、その巻回が第１，第２の導線♯１，♯２の長手方向に繰り返される第３，第４の導線である曲線ライン♯３，♯４とを具備している。

　これらの各ライン♯１～♯４は、導線表面が絶縁膜で被覆されている。しかし、絶縁膜で被覆せずとも互いが接触していない状態であれば良い。各ライン♯１～♯４は、通常の導電性線材で良く、銅、アルミ等、導電材料であればその種類を問わない。直線ライン♯１，♯２の離隔距離Ｗは、例えば、略４ｍｍ、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４との絡み位置間隔Ｓは略５ｍｍである。但し、これら寸法は伝送媒体１の用途等に応じて適宜選定できる。

　伝送媒体１は、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４が第１，第２のライン♯１，♯２に絡む絡み部と、編み構造に一つの大きな特徴を有する。すなわち、図１に示すように山形状や正弦波状の第３，第４の曲線ライン♯３，♯４については、絡み部である絡み位置Ｐ１では、第３の曲線ライン♯３が図中下の第２の直線ライン♯２に、その図中手前（つまり上）側から奥（つまり下）側に回り込むように折曲されて絡み、隣りの絡み位置Ｐ２では図中上の第１の直線ライン♯１の下側から上側に回り込むように折曲されて絡む。

　さらに、隣りの絡み位置Ｐ３では、曲線ライン♯３は直線ライン♯２に、その上側から下側に折れ曲がるように絡み、絡み位置Ｐ４では図中上の直線ライン♯１の下側から上側に折れ曲がるように絡み、絡み位置Ｐ５では、曲線ライン♯３が直線ライン♯２の上側から下側に折れ曲がるように絡み、以後、同様な絡み方、編み方がなされる。このために、これら曲線ライン♯３の絡み位置（絡み部）Ｐ１～Ｐ５が第１，第２のライン♯１，♯２の長手方向に繰り返される。

　一方、図１において、曲線ライン♯４については、絡み位置Ｐ１では、図中上の直線ライン♯１に、その下側から上側に回り込むように折曲されて絡み、絡み位置Ｐ２では直線ライン♯２の上側から下側に折れ曲がるように絡む。さらに、隣りの絡み位置Ｐ３では、第４の曲線ライン♯４は直線ライン♯１の下側から上側に折れ曲がるように絡み、絡み位置Ｐ４では直線ライン♯２の上側から下側に折れ曲がるように絡み、絡み位置Ｐ５では、曲線ライン♯４が直線ライン♯１の下側から上側に折れ曲がるように絡み、以後、同様な絡み方、編み方がなされる。このために、これら曲線ライン♯４の絡み位置Ｐ１～Ｐ５が、第１，第２のライン♯１，♯２の長手方向に繰り返される。

　そして、これらの各絡み位置Ｐ１～Ｐ５では、第１のライン♯１側では、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４が第１のライン♯１の下側から上側に回り込むように折曲されて絡む。一方、第２のライン♯２側では、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４が第２のライン♯２の上側から下側に回り込むように折曲されて絡み、その回り込み方向、すなわち、巻回方向が第１のライン♯１と第２のライン♯２とでは逆方向になっている。

　すなわち、図１（Ａ）に示すように図中上の第１のライン♯１の各絡み部Ｐ０～Ｐｎでは、曲線状の第３，第４の曲線ライン♯３，♯４が第１のライン１１の図中下（奥）側から上（手前）側に回り込み、かつ直角等所要角度で折曲されて巻き付けられている。

　一方、図１（Ａ）中、下の第２のライン♯２の各絡み部Ｐ０～Ｐｎでは、曲線状の第３，第４の曲線ライン♯３，♯４が第２のライン♯２の図中上（手前）側から下（奥）側へ回り込み、かつほぼ直角等所要角度で折曲されて巻き付けられており、その巻き付け（巻回）方向が第１のライン♯１とは逆方向になっている。したがって、第１，第２のライン♯１，♯２の離間方向中間点において、これら第１，第２のライン♯１，♯２と平行に走る図示省略の水平中心線を対称軸としたときに、これら第１，第２のライン♯１，♯２の絡み部Ｐ０～Ｐｎの巻回方向は非対称となる。

　そして、これら各ライン♯１～♯４の各絡み部Ｐ０～Ｐｎの長手方向各中間部では、第３のライン♯３と第４のライン♯４とが直角等所要角度で交差する交差部Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃｎがそれぞれ形成される。これら交差部Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃｎでは、第３，第４のライン♯３，♯４の一方が他方の上（手前）側を通り、その上下の重なり方向が第１，第２のライン♯１，♯２の長手方向で順次逆になるように交差されている。

　例えば、図１（Ａ）中左端の交差部Ｃ１では、第４のライン♯４が第３のライン♯３の上側を通り、次の交差部Ｃ２では、第３のライン♯３が第４の上側を通り、以下の交差部Ｃ３～Ｃｎでは、その上側を通るラインが第４のライン♯４、第３のライン♯３…と順次逆転する。

　図１（Ｂ）に示すように、同図１（Ａ）では絡み部Ｐ０側の入力（ｉｎ）から出力（ｏｕｔ）側へ向けて電流ｉを通電すると、第１のライン♯１と、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４とによりそれぞれ囲まれて形成されたほぼ三角形状の各空間ｍａ，ｍａ，…，ｍａに、例えばＮ極の垂直変動磁界Ｎがそれぞれ形成される。

　また、第２のライン♯２と、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４とによりそれぞれ形成されたほぼ三角形状の各空間ｍｂ，ｍｂ，…，ｍｂに、例えばＳ極の垂直変動磁界Ｓがそれぞれ形成される。これらＮ，Ｓ極の垂直変動磁界は第１，第２のライン♯１，♯２の長手方向へ順次移動する。

　したがって、この伝送媒体１では、これら垂直変動磁界Ｎ，Ｓにより、各ライン♯１～♯４を流れる電流の電子を加速する、いわば自励式の電子加速作用を有すると解することができる。すなわち、この伝送媒体１は自励式電子加速器と換言できる。この点の理論的説明については後述する。

　図２は本発明の第２の実施形態に係る伝送媒体１Ａの概略平面図である。この伝送媒体１Ａは、上記伝送媒体１の４本のライン♯１～♯４の入力側と出力側のそれぞれを結合して１本のラインとして使用する実施形態を示している。

　また、図３に示す伝送媒体１Ｂのように、２本の直線ライン♯１，♯２同士を結合する一方、２本の曲線ライン♯３，♯４同士を結合することにより、２本のラインとして用いることもできる。さらに、図４で示す伝送媒体１Ｃのように４本の各ライン♯１～♯４をそれぞれ独立に利用することもできる。また、４本のライン♯１～♯４のうち２本を結合し、残り２本を独立ラインとして使用することもできる。例えば、結合した２本の直線インライン♯１，♯２を接地し、残り２本をオーディオステレオ信号の♯ラインとＲラインとして使用することにより音質の格段なる改善を図ることができる。

　また、図１（Ａ）の伝送媒体では、直線の第１，第２のライン♯１，♯２と、曲線の第３，第４のライン♯３，♯４は相互に接触させた状態で編み込んでいるが、相互の配置関係が上記のような構成であれば本発明の効果は達成できる。例えば、第１，第２のライン♯１，♯２を高さ方向に所定距離（電磁界の相互作用が生じるとき）離隔配置し、その間に２本の曲線ラインを垂直方向に離隔配置することができる。この場合も、すべてのライン♯１～♯４は電磁的に結合される範囲内に配設されることが必要である。

　次に、上記構成を有する本発明による伝送媒体を用いて信号伝送したときの実験、測定で得られた結果、効果を説明する。

　この実験は、図１の第１，第２の２本の直線ライン♯１，♯２の入力側と出力側のそれぞれを接続、結合して第１のライン（往路）とし、２本の第３，第４の曲線ライン♯３、♯４を接続、結合して第２のライン（帰還路）として利用した場合の入力信号の出力側における信号レベルの減衰（電圧降下）と位相遅れについて測定したものである。

　実験、測定は、かかる構成で、周波数を１００ｋＨｚ～２０ＭＨｚまで変化させた入力信号を本発明の伝送媒体に伝送して出力側のオシロスコープで測定された出力信号の位相遅れと信号減衰状況を測定した。また、比較のため従来の伝送路についても同様な実験を行った。

　図５は本実験で用いられた測定装置の概略図である。

　本測定装置は、本発明による伝送媒体を少なくとも含む伝送媒体（本実施例では伝送路自体が本発明による伝送媒体で構成されている）の入力側に発信信号源１０が接続され、出力側に出力信号の位相遅れと減衰状況をモニタするための測定器（本例ではオシロスコープ）２０が接続されている。出力側のオシロスコープ２０には、５０Ωのインピーダンス整合用（終端用）の抵抗が接続されている。

　より具体的に実験に使われた測定装置と伝送路を説明すると、図１に示す伝送媒体１の第１，第２の直線ライン♯１，♯２の入力側と出力側をそれぞれ接続して第１の伝送ライン♯１１（図３参照）を構成し、第３，第４の曲線ライン♯３，♯４の入力側と出力側をそれぞれ接続して第２の伝送ライン♯２２（図３参照）を構成し、第１の伝送ライン♯１１を接地してグラウンドとし、第２の伝送ライン♯２２を信号ラインとして発振源１０からの発信信号が入力される。発振源１０から生成される発振信号は、正弦波信号と方形波信号で周波数が可変である。

　ここで、使用された本発明の伝送媒体１の長さは、例えば、２９ｍ、インダクタンス７２５ｍＨ、抵抗値３．３Ωである。なお、４本のラインで構成される伝送媒体は、ボビン（磁性体のコア）に巻き付けることもでき、この場合であっても以下に説明するような同様な効果が実験的に確認されている。

　また、伝送媒体１として従来から一般的に使用されている被覆電線を伝送媒体として用いたときの実験、測定結果も同時に示した。

　図５の測定装置の発振器１０としてはＴｅｋｔｒｏｎｉｘ社製のＡＦＧ３１０２を、オシロスコープとしてＴＥＸＩＯ社製のＤＳＣ－９５０６を、Ｐｒｏｂｅとして関西通信電線社製のＲＧ－５８Ａ／Ｕ，Ｘｍを使用した。また、従来の伝送路としての線路はコアに巻回された長さ２９ｍの電線（線径（芯線）０．３５ｍｍφ、線外径（絶縁被覆を含む）０．４ｍｍφ）でインダクタンス７２５ｍＨ、抵抗３．３Ωを使用し、本発明の伝送媒体としては同様にコアに巻回された長さ２９ｍのライン（直線ライン♯１、♯２と曲線ライン♯３、♯４ともに線径（芯線）０．３５ｍｍφ、線外径（絶縁被覆を含む）０．４ｍｍφ）で曲線ライン♯３、♯４のインダクタンスは７３８ｍＨ、抵抗４．０Ω、直線ライン♯１，♯２のインダクタンスは７４１ｍＨ、抵抗３．２Ωのものを使用した。

　測定条件としては、発振器１０で生成される信号は、周波数１００ｋＨｚ、位相０．０°、電圧１．０Ｖｐｐの方形波信号と、周波数１ＭＨｚ、位相０．０°、電圧１．０Ｖｐｐの正弦波信号であった。

　一般に、高周波信号の伝送路は浮遊インダクタンスと浮遊容量、更には抵抗成分のような等価的に分布定数回路で構成されるため信号伝送時には必ず位相の遅れや振幅減衰（電圧降下）が生じ、前述のような信号波形の劣化が生じてしまう。

　これに対して、本伝送媒体１を用いれば、この位相遅れや振幅減衰が従来の伝送ケーブル等の伝送路と比較して桁違いに小さくなることを実験的にも確認した。

　すなわち、図６（Ａ）と図６（Ｂ）には、発振器１０から１００ｋＨｚの正弦波信号を本発明による伝送媒体と従来の伝送媒体（電線）とに入力したときに出力側のオシロスコープで観測された波形図である。

　図６（Ａ）には、正弦波信号を入力したときに出力側のオシロスコープ２０で測定された横軸を時間軸とした本発明による伝送媒体（伝送路）を使用したときの入力波形（点線ｉｎ）と出力波形（実線ｏｕｔ）が示されている。この実験では位相遅れは１７６ｎｓが観測された。

　一方、図６（Ｂ）には、正弦波信号を入力したときに出力側のオシロスコープ２０で測定された横軸を時間軸とした従来の伝送路を使用したときの入力波形（点線ｉｎ）と出力波形（実線ｏｕｔ）が示されている。この実験では位相遅れは２．３６μｓ（２，３６０ｎｓ）が観測された。

　この実験結果によれば、従来の伝送路の位相遅れが２，３６０ｎｓであるのに対して本実施形態による伝送媒体を用いれば、その位相遅れは１７６ｎｓであり、従来と比較して１０分の１以下の値に抑制することができた。

　図７（Ａ）には、方形波信号を入力したときに出力側のオシロスコープ２０で測定された横軸を時間軸とした本発明による伝送媒体（伝送路）を使用したときの入力波形（点線ｉｎ）と出力波形（実線ｏｕｔ）が示されている。この実験では位相遅れは８ｎｓが観測された。

　一方、図７（Ｂ）には、方形波信号を入力したときに出力側のオシロスコープ２０で測定された横軸を時間軸とした従来の伝送路を使用したときの入力波形（点線ｉｎ）と出力波形（実線ｏｕｔ）が示されている。この実験では位相遅れは５８ｎｓが観測された。

　この実験結果によれば、従来の位相遅れが５８ｎｓであるのに対して本発明による伝送媒体を用いれば、その位相遅れは８ｎｓと従来と比較して約７分の１以下に抑制することが確認できた。

　この実験結果は驚くべきことで、特に高周波数帯においては伝送媒体が等価的に分布定数回路であることを考えると、通常の常識では考えられない結果である。しかし、現実に本発明の伝送媒体を用いれば、かかる結果が得られている。これは、上述の如く、特徴的構成を備える４本のライン♯１～♯４に流れる電流に起因する電磁的相互作用がその主たる要因と考えられる。

　次に、このような本発明の作用効果の数理学的理論的考察を、図８（Ａ），（Ｂ）、図９（Ａ），（Ｂ）に基づいて説明する。

　図８（Ａ）は図１（Ａ）で示す伝送媒体１の２次平面上の電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３等の分布を示す模式図、（Ｂ）は同伝送媒体１の電磁界等の分布を示す模式図である。

　図９（Ａ）は図８（Ｂ）で示す数理学的理論モデルの理論方程式（０）式の数理学的理論モデルを示す模式図、同（Ｂ）は同（Ａ）の一部拡大図である。

　まず、図８，図９で示す伝送媒体１の数理学的理論モデルの設定を仮定する。

　この理論モデルにおいては、ある三角渦、すなわち図１（Ａ）中、垂直変動磁界が発生する空間ｍａ，ｍｂを囲む三角形のラインを流れる渦電流に隣接している、中央の二つの目（交叉部Ｃ１～Ｃｎ）の端点の間に発生する起電力はその三角渦の垂直磁場と、隣接する二つの三角渦の作る垂直磁場により誘導されると考える（図８（Ｂ）参照）。そして、目の中央線に沿って、空間にインピーダンスが発生して、起電力により、電流が流れるということである（図９参照）このことによって、伝送媒体１が減衰遅延の極めて少ない伝送特性を有することを次に明らかにする。

　以下、電流はすべて周波数の交流と仮定し、記号は以下のように定義する。

　　Ｉ：ある目から次の目へ流れる電流
　　ΔＩ_ｎ：ｎ番目の目の中央の空間を流れる電流の１／２
　　Ｊ_ｎ：ｎ番目と（ｎ＋１）番目の間の三角形の渦電流
　このとき、この設定はキルヒホッフの電流則を満たすことに注意する。さらに、次のようにおく。

§１．伝送媒体上の電磁界（図８（Ａ），（Ｂ）参照）
　図８（Ａ），（Ｂ）の設定を仮定する。

　伝送媒体上に生ずる電磁界は、電磁気学により、以下のようになることがわかる。伝送媒体の各々の三角渦（図８（Ｂ）中、太黒線で囲まれた領域）には、ビオサバールの法則により、強い垂直変動磁場が発生する。さらに、この垂直変動磁場は電磁誘導の法則により、伝送媒体の中心線の方向に沿った電界を発生させる。

　そこで、この理論モデルにおいては、以下のように考える。三角渦に接している、二つの目の端点の間（図８（Ｂ）中、２点鎖線矢印）に誘導される起電力は、

　さらに、隣の三角渦に接している二つの目の端点の間（図８（Ｂ）中、３点鎖線矢印）に誘導される起電力は、

§２．伝送媒体の理論方程式（図９参照）
　以下、図９（Ａ）の設定を仮定する。

§３．理論方程式の特性行列

§４．入出力特性
　目の数Ｎの伝送媒体の入出力特性を求めるには、伝送媒体の理論方程式系（３），（４）を解かなければならない。この理論方程式系は理論差分方程式系（７），（８）とｎ＝Ｎ－４の（３）とｎ＝Ｎ－３の（４）に同値である。

　結論：周波数が（１８）のときは、つまりω_０＜＜ω＜＜τ^－１のときは、終端境界条件が非減衰非遅延解の終端境界条件に十分近いときは、減衰と遅延が極めて少ないということである。さらに、このとき解のとる値は非減衰非遅延解のとる値に十分近い。したがって、非減衰非遅延解はこの意味で安定性を持っているため、実際の物理現象に現れることが可能となる。一方で周波数が（１８）でないときは、非減衰非遅延解は終端境界条件を少し動かすだけで、減衰の大きい解になってしまい、この意味で上記のような安定性はなく、物理的には存在せず、解は減衰遅延が大きいもののみに限られる。

　図１０（Ａ）は図１（Ａ）で示す本発明に係る伝送媒体１の一部拡大図、（Ｂ）は同図（Ａ）の斜視図である。

　図１０（Ａ）に示すように、伝送媒体１は第１，第２のライン♯１，♯２に絡む第３，第４のライン♯３，♯４の編み方の方が図１１，図１２により示す先願に係る伝送媒体の編み方よりも対称的である特徴を有する。

　すなわち、この伝送媒体１は、図１０（Ａ）で示すように図中、点Ｉ´，ＩＩ´，ＩＩＩ´，により囲まれた上側の三角形部ｔａと、点ＩＶ´，ＩＩ´，Ｖ´により囲まれた図中下側の三角形部ｔｂとを有する。上側の三角形部ｔａは第１のライン♯１と、第３，第４のライン♯３，♯４に囲まれている。これら三角形部ｔａ，ｔｂは上述したように渦電流が流れる三角渦であり、垂直変動磁場が発生する箇所であり、上側と下側で隣り合う三角形部ｔａ，ｔｂの頂点（交叉部Ｃ１～Ｃｎ）から強力な電磁波が発生する。

　この上側の三角形部ｔａにおける第１，第３，第４ライン♯１，♯３，♯４同士の重なり状態は、第４のライン♯４が点Ｉ´で第１のライン♯１の下側から上側へ回り込み、その上側でほぼ直角に屈曲して第２のライン♯２の上側の点Ｖ´へ向けてほぼ直伸するが、前の点ＩＩ´で第３のライン♯３の下を通る。この状態を例えば♯４：Ｉ´（♯１の上）→ＩＩ´（♯３の下）のように表わすと、第３のライン♯３は、♯３：ＩＩ´（♯４の上）→ＩＩＩ´（♯１の下）。また、第１のライン♯１は、♯１：ＩＩ´（♯４の下）→ＩＩＩ´（♯３の下）となる。

　そして、図中下側の三角形部ｔｂにおける第２，第３，第４ライン♯２，♯３，♯４同士の重なり状態は、第３のライン♯３が♯３：ＩＶ´（♯１の下）→ＩＩ´（♯３の上）。第４のライン♯４は、♯４：ＩＩ´（♯３の下）→Ｖ´（♯２の上）。第２のライン♯２は、♯２：ＩＶ´（♯３の上）→Ｖ´（♯３の下）。

　したがって、これら上下の三角形部ｔａ，ｔｂにおいても各ライン♯１～♯４がそれぞれ交互に交差しており、その重なり方が対称的になっている。また、伝送媒体全体としても、上下左右表裏どの方向から見ても対称性を有する。

　このように三角形部ｔａ，ｔｂでの各ライン♯１～♯４の重なり方を対称的にすることにより、三角形部ｔａ，ｔｂの各ライン♯１～♯４の交叉点（Ｉ´～Ｖ´）における上下関係が対称的になっている。このため、Ｉ´，ＩＩＩ´，ＩＶ´，Ｖ´の各点では第１，第２のライン♯１，♯２が第１，第２のライン♯１，♯２により、挟み込まれるように均等に締め付けられる。

　すなわち、図１０（Ｂ）に示すように点Ｉ´で第１のライン♯１が第４のライン♯４より受ける上向きおよび下向きの力をそれぞれｆ_Ｉ´ｕ，ｆ_Ｉ´ｄとし、点ＩＶ´で第２のライン♯２が第３のライン♯３より受ける上向きおよび下向きの力をそれぞれｆ_ＩＶ´ｕ，ｆ_ＩＶ´ｄとすると、対称的な編み方においては、ｆ_Ｉ´ｕ＝ｆ_Ｉ´ｄ＝ｆ_ＩＶ´ｕ＝ｆ_ＩＶ´ｄとなる。そのため、外部から力がかかった場合においても、各交叉点において形状が保持され、伝送媒体全体の形の崩れが生じにくい。

　このために、この伝送媒体１によれば、外力が負荷されても垂直変動磁場を発生する三角形状部ｔａ，ｔｂの変形量を抑制することができるので、伝送媒体１の効果である信号や電力の伝送遅延と振幅（電圧）減衰を抑制することができる。なお、本発明に係る伝送媒体は、電力を送配電する電力ケーブルにも適用することができる。

　本発明によれば、信号や電力の伝送遅延と振幅（電圧）の減衰を低減することができる。

Claims

相互に離間配置されてほぼ平行に並設される第１，第２の導線と、
　これら第１，第２の導線にその一方向からそれぞれ交互に絡み巻回されてなる複数の絡み部を第１，第２の導線の長手方向に形成する第３の導線と、
　前記第１，第２の導線にその一方向からそれぞれ交互に絡み巻回されてなる複数の絡み部とこれら第１，第２の導線同士の内側にて前記第３の導線と交差する複数の交差部とを、第１，第２の導線の長手方向にそれぞれ形成する第４の導線とを有し、
　前記第３，第４の導線の前記各絡み部は、前記第１，第２の導線の長手方向にそれぞれ交互に配置され、前記第１，第２の導線の一方と上記第３，第４の導線との各絡み部の巻回方向がそれぞれ同一である一方、これら第１，第２の導線の各絡み部同士の巻回方向が互いに逆方向であり、前記各交差部における前記第３の導線と第４の導線の重なる方向が第１，第２の導線の長手方向で交互に逆方向であることを特徴とする伝送媒体。
前記第１～第４の導線は、これらを流れる電流による電磁的相互作用が働く範囲内に配設されていることを特徴とする請求項１に記載の伝送媒体。
前記第３，第４の形状態様は、前記第１，第２の導線に絡んで正弦波形状に形成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の伝送媒体。
前記第３，第４の形状態様は、前記第１，第２の導線に絡んで山形状に形成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の伝送媒体。
前記第１～第４の導線は、入力端側と出力端側において共通接続されていることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の伝送媒体。
前記第１，第２の導線が入力端側と出力端側において共通接続され、前記第３，第４の導線が入力端側と出力端側において共通接続されていることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の伝送媒体。
前記第１，第２の導線の共通接続部は接地され、前記第３，第４の導線の共通接続された入力側から信号等の電力が入力されることを特徴とする請求項６に記載の伝送媒体。
前記第１，第２の導線が入力端側と出力端側において共通接続され、前記第３，第４の導線が独立の導線とされていることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の伝送媒体。
前記第１，第２の導線が共通接続されて接地され、前記第３，第４の導線が独立の信号導線であることを特徴とする請求項８に記載の伝送媒体。