CN102217007A

CN102217007A - 传送介质

Info

Publication number: CN102217007A
Application number: CN2008801316061A
Authority: CN
Inventors: 菅间徹
Original assignee: SUGAMA RIE
Current assignee: SUGAMA RIE
Priority date: 2008-09-11
Filing date: 2008-09-11
Publication date: 2011-10-12
Also published as: EP2187406A1; JP4335974B1; CA2681137A1; KR100990548B1; JPWO2010029626A1; KR20100032845A; TW201011971A; US20110148541A1; WO2010029626A1; EP2187406A4

Abstract

一种传送介质，包括：第一和第二线路#1和#2，该第一和第二线路#1和#2彼此分开并且被基本上彼此平行地布置；第三线路，该第三线路从第一线路和第二线路的一个方向被交替地缠绕和卷绕在第一线路和第二线路周围，以便分别在第一线路和第二线路的长度方向上形式多个缠绕部分P0到Pn；和第四线路#4，该第四导线在第一导线和第二导线的长度方向上分别形成多个缠绕部分和多个交叉部分，在多个缠绕部分，第四导线从第一导线和第二导线的一个方向被交替地缠绕和卷绕在第一导线和第二导线周围，在多个交叉部分，第四导线在第一导线和第二导线的内侧与第三导线交叉；其中，第三线路和第四线路的各个缠绕部分分别沿着第一线路和第二线路的长度方向被交替地配置，第一线路和第二线路中的一个线路的卷绕方向与第三线路和第四线路的各个缠绕部分的卷绕方向相同，第一线路和第二线路的各个缠绕部分的卷绕方向是彼此交替地相反的方向，而且在第一线路和第二线路的长度方向上，第三线路和第四线路在各个交叉部分中的重叠方向是彼此交替地相反的方向。

Description

传送介质

技术领域

本发明涉及一种传送介质，并且尤其涉及其中当信号和电力被传送时信号和电力的相位延迟以及振幅衰减(压降)非常小的传送介质。

背景技术

通常，当信号和电力经由传送路径被传送时，不可避免的是，传送特性被劣化，其中，归因于传送路径的电阻成分和电感成分，在信号接收侧上接收到的信号的电压以及在电力接收侧上接收到的电力的电压相对于被传送的信号(输入)而下降(振幅被衰减)，或它们的相位被延迟。实质上重要的问题是设计传送路径的结构，以便使相位延迟和压降最小化并且使传送特性最佳化。

特别的，当传送高频信号时，由于极大地受到存在于传送路径中的浮动电容和电感，归因于趋肤效应、介电损失等的损失，频率分散等等的影响，信号被显著地劣化，以致当在长距离中传送信号时，必须将用于放大高频信号的继电器放置在传送的途中的位置上。

为了改善归因于上述信号劣化带来的不便，在传统的技术中，预先考虑归因于损失的波形的劣化，已经实际的设置一种均衡器，该均衡器使发送侧信号波形成为劣化波形被补偿的波形。然而，这包括均衡器的设置增加成本并且使结构复杂的问题。此外，还提议通过将具有高信号劣化的高频成分与具有低信号劣化的低频成分进行分离来应付以上问题。例如，通过具有形成为平的C形的平面图案的波形劣化补偿单元，被传送的信号被分离为低频成分和高频成分。

更具体地，使用高频成分的阻抗相对于电容小的事实，形成利用配线间电容的高频传送路径，并且通过该高频传送路径使高频部分被分离出来。相反，使用低频传送路径来将低频成分分离出来，该低频传送路径由比高频传送路径长预定量的C形导体路径组成，并且使该低频成分经过低频传送路径。根据这种结构，在低频传送路径和高频传送路径之间设定传送时间差，并且比低频成分更快地传送高频成分，从而补偿波形劣化(用距离差来补偿传送速度比低频成分慢的高频成分的延迟)。因此通过合成该操作的结果来补偿信号波形的劣化。如上所述构成的波形劣化补偿传送路径在专利文献1(日本未经审查的专利申请第2004-297538号公报)中被公开。

这种信号劣化很可能出现在集成电路的配线中。例如，以千兆赫以上的时钟频率运行的集成电路，除受到配线的电感成分的影响外，还极大地受到作为返回电流路径的接地的影响。也就是说，由于在低频区域中没有缺点的浮动电容和电感在高频区域中引起严重的问题，所以返回电流强烈地依赖配线的频率特性并且不必经过接地。结果，当经由传送路径传送高频信号时，传送特性被劣化，并且进一步在输出端中，电压电平下降以及相位延迟。

如上所述，在信号传送路径中被传送的信号的质量受到传送路径本身的阻抗成分、电容成分以及电感成分的影响。特别的，在高频传送中，由于这些成分的浮动成分极大地影响信号，因此不但信号振幅被极大地衰减(电压下降)，而且相位也被极大地延迟，因而，作为用于评估传送特性的参数的眼孔图样被极大地毁坏，这是信号传送的最显著的问题。

传统地，例如，当原来没有相位偏移的各个不同的信号经由两个传送路径以不同的传送特性被传送时，由于传送路径的传送频率特性的差异，在两个信号之间出现相位差。为了补偿该相位差，通过延迟元件使较快的信号(具有较小相位延迟的信号)延迟来补偿两个信号之间的相位差。然而，因为故意地使具有小延迟时间的信号的相位与具有大延迟时间的信号的相位一致，所以该方法与用于绝对地增加信号传送速度的需求相反。

此外，除了通过在传送的途中在继电器中装入的放大器来放大振幅的对策以外，该传统的技术没有提供用于主要由传送路径的电阻成分所引起的振幅的劣化(压降)的对策。然而，在该放大中，还存在放大噪音的可能性，这就可能产生降低S/N比的可能性。

总之，由于传统的技术只采用通过故意地劣化好的特性以使好的特性符合坏的特性的消极对策，所以不可能根本地消除经由传送路径的传送期间的信号的劣化。

发明内容

因此，本申请的发明人提出了一种传送介质，在该传送介质中，相位在信号的传送中被延迟更少，振幅也被衰减更少(电压被下降更少)，并且与传统的技术(日本专利申请号2006-67039(2007年3月15日提交的)，被称为相同申请人的在先申请)相比，信号劣化非常小。

如图11所示，在还没有公知的在先申请中，各自由导电材料组成的第一和第二直线导线#1、#2以分开的状态被彼此大致平行地配置，并且由导电材料构成的第三曲线导线#3通过从一个方向交替地与第一和第二导线#1、#2缠绕，来沿着第一和第二导线#1、#2的长度方向分别卷绕在第一和第二导线#1、#2的周围。此外，由导电材料构成的第四曲线导线#4通过以与第三导线#3相反的形状沿配线从一个方向交替地与第一和第二导线#1、#2缠绕而卷绕在第一和第二导线#1、#2周围。

更具体地，在编织传输介质的方法中，当看到三个导线#1、#3、#4如何在由点I、II、III围绕的图11中的上部三角形“ta”重叠时，第四导线#4在点I处经过第一导线#1上面(之上)并且在交点II处经过在第三导线#3下面(之下)。当该状态被显示为#4：I(导线1上面)→II(导线3下面)时，第三导线#3按以下方式重叠，导线#3：II(导线4上面)→III(导线1下面)，并且第一导线#1按以下方式重叠，导线#1：III(导线3上面)→I(导线4下面)，以致三个导线#1、#3和#4通过交替地交叉而对称。

然而，三个导线#1、#3和#2按以下方式在由点IV、II、V围绕的图11中的下部三角形“tb”中重叠，导线#3：IV(导线2上面)→II(导线4上面)，导线#4：II(导线3下面)→V(导线2下面)，以及导线#2：V(导线4上面)→IV(导线4下面)，这样，导线#3在点II和V两个位置处经过其他两个导线#1和#2的上面(之上)(即，还可以说，导线#4在点II和V的两个位置处经过其他两个导线#2和#3的下面(之下))。

然而，在这种在先申请中，当外力被施加到该传送介质以致在例如长度方向拉伸它时，由于传送介质的整个形状被变形，从而使其中产生电磁场的三角形“ta”和“tb”变形，因此不能形成足够的空间，如此产生了不便的问题。

更具体地，在点I和III处，第一导线#1被拉紧以便被第四导线#4或第三导线#3夹住，并且此外，因为第四和第三导线#4和#3之间相对于第一导线#1的位置上的上/下关系与第四和第三导线#4和#3之间在交叉部分II处的位置上的上/下关系相反，所以拉紧力很强。然而，在点IV和V处，第三和第四导线#3和#4之间相对于第二导线#2的关系和在交叉点II处的关系一样，因此，通过第三和第四导线#3和#4来拉紧第二导线#2的力被削弱。

这个状态在图12中被显示。当第一导线#1在点I处受到来自第四导线#4的向上力和向下力，分别由fIu和fId显示，并且第二导线#2在点IV处受到来自第三导线#3的向上力和向下力，分别由fIVu、fIVd显示时，等式fIu＝fId＞fIVu＝fIVd成立。因此，当外力被施加到传送介质时，该传送介质在第二导线#2被夹住的点处被松开，因此，传送介质的整体形状容易被毁坏。尤其是，因为其中产生电磁场的三角形“ta”和“tb”的空间不能被充分地保持，所以当传送信号时相位被延迟并且振幅衰减效果被减少，如此产生不便的问题。

考虑到上述的新认识而作出本发明，本发明的目的是提供一种传送介质，即使施加外力，传送介质的整体形状也会被更少地变形，并且该传送介质可以改善相位延迟以及振幅衰减效果。

本发明提供一种传送介质，该传送介质包括：

第一导线和第二导线，该第一导线和该第二导线彼此分开并且被基本上彼此平行地配置；

第三导线，该第三导线从第一导线和第二导线的一个方向被交替地缠绕和卷绕在第一和第二导线周围，以便分别在该第一导线和第二导线的长度方向上形式多个缠绕部分；以及

第四导线，该第四导线在第一导线和第二导线的长度方向上分别形成多个缠绕部分和多个交叉部分，在多个缠绕部分，第四导线从第一导线和第二导线的一个方向被交替地缠绕和卷绕在第一导线和第二导线周围，在多个交叉部分，第四导线在第一导线和第二导线的内侧与第三导线交叉，

其中，该第三导线和该第四导线的各个缠绕部分分别沿着该第一导线和第二导线的长度方向被交替地布置，第一导线和第二导线中的一个的卷绕方向与第三导线和第四导线的各个缠绕部分的卷绕方向相同，第一导线和第二导线的各个缠绕部分的卷绕方向是彼此交替地相反的方向，而且在第一导线和第二导线的长度方向上，第三导线和第四导线在各个交叉部分中的重叠方向是彼此交替地相反的方向。

根据本发明，当传送信号和电力时，可以大大地减少该信号和电力的相位延迟和振幅衰减(压降)。此外，即使诸如张力等等的外力在长度方向上被施加到传送介质，因为可以抑制其整体形状的变化，所以也可以抑制相位延迟和振幅衰减。

在本发明的最优实施例中，将获得以下特征。

在本发明中，第一导线到第四导线更好地被配置在由在导线中流动的电流所引起的电磁相互作用起作用的范围内。

在本发明中，第三导线的和第四导线通过与第一导线的和第二导线的缠绕而具有形成正弦波形状的形状模式。

在本发明中，第三导线的和第四导线通过与第一导线和第二导线的缠绕而具有形成山形形状的形状模式。

在本发明中，更好地，第一导线到第四导线在它们的输入端侧和输出端侧被共通连接。

在本发明中，更好地，第一导线和第二导线在它们的输入端侧和输出端侧被共通连接，而且更好地，第三导线和第四导线在它们的输入端侧和输出端侧被共通连接。

在本发明中，更好地，第一导线和第二导线的共通连接的部分被接地，而且更好地，从第三导线和第四导线的共通连接的输入侧输入诸如信号的电力。

在本发明中，更好地，第一导线和第二导线在它们的输入端侧和输出端侧被共通连接，而且更好地，第三导线和第四导线被用作独立的导线。

在本发明中，更好地，第一导线和第二导线被共通连接和被接地，而且更好地，第三导线和第四导线被用作独立的信号导线。

附图说明

图1A是根据本发明的实施例的传送介质的一部分的平面图，以及图1B是图1A的原理图。

图2是显示简化结构的本发明的另一个实施例的示意性的平面图，其中，四个线路通过将它们的输入侧与它们的输出侧结合而被用作一个线路。

图3是显示简化结构的本发明的进一步的实施例的示意性的平面图，其中，彼此结合的两个直线线路以及彼此结合的两个曲线线路被用作两个线路。

图4是显示简化结构的本发明的再进一步的实施例的概略的平面图，其中，独立地使用四个线路。

图5是显示用于检验本发明的效果的实验以及测量中所使用的测量仪器的结构的示意图。

图6A是当正弦波信号被输入到根据本发明的传送介质时由输出侧的示波器观测到的波形图，以及图6B是传统的传送路径的波形图。

图7A是当矩形波信号被输入到根据本发明的传送介质时由输出侧的示波器观测到的波形图，以及图7B是传统的传送路径的波形图。

图8A是在二次平面上显示图1A中显示的传送介质的电磁场的分布的示意图，以及图8B是图8A的数学理论模型的视图。

图9A是显示图8B中显示的数学理论模型的理论公式(0)的设定例的示意图，以及图9B是显示图8A显示的数学理论模型的理论公式(2)的设定例的示意图。

图10A是显示当外力被施加到图1A中显示的传送介质时的应力等等的传送介质的局部放大的平面图，以及图10B是显示图10A中显示的应力的传送介质的局部放大的立体图。

图11是根据在本发明之前的申请的传送介质的局部放大的平面图。

图12是图11中显示的传送介质的局部放大的立体图。

具体实施方式

下面将参考所附的附图说明本发明的实施例。应当注意，所附的附图中相同或对应的部分用相同的参考数字表示。

参考图1A，传送介质1具有作为第一和第二直线导线的第一和第二线路#1和#2以及作为第三和第四导线的第三和第四曲线线路#3和#4，该第一和第二线路#1和#2以必要的间距W彼此大致平行地配置，该第三和第四曲线线路#3和#4在第一和第二线路#1和#2的长度方向上以大致相差180°相位的以近似8字形反复地卷绕在第一和第二线路#1和#2之间。

各个线路#1到#4的传导表面被绝缘薄膜所覆盖。然而，这些线路可能以一个状态被放置，在该状态中，即使线路没有用绝缘薄膜覆盖，各个线路也没有彼此接触。

各个线路#1到#4可以由普通的传导线路构成，并且可以采用例如铜、铝等等的任何类型的传导材料。

第一和第二线路#1和#2之间的间隔距离W例如大约是4毫米，并且在第一和第二线路#1和#2与第三和第四曲线线路#3和#4缠绕处的位置的间距S大约是5毫米。然而，可以按照传送介质1的使用适当地选择这些尺寸。

传送介质1在缠绕部分上具有大的特征，其中，第三和第四曲线线路#3和#4与第一和第二线路#1和#2缠绕，并且为编织结构。

更具体地，如图1A和1B所示，关于山形形状或正弦波形状的第三和第四曲线线路#3和#4，在作为缠绕部分的缠绕位置P1处，第三曲线线路#3以被弯曲以便在图例中绕着第二线路2从近(即，上)侧行进到远(即，下)侧的方式与在图1的图例中位于其下方的第二线路2缠绕，并且在下一个缠绕位置P2处，第三曲线线路#3绕着第一直线线路#1从它的下侧行进到上侧，以便与图例中位于其上方的第一直线线路#1缠绕。

此外，第三曲线线路#3在下一个缠绕位置P3处从第二直线线路#2的上侧弯曲到它的下侧，以便与第二直线线路#2缠绕，在缠绕位置P4处，从第一直线线路#1的下侧到上侧，与位于上方位置的第一直线线路#1缠绕，并且在缠绕位置P5处，从第二直线线路#2的上侧到它的下侧，与第二直线线路#2缠绕，并且此后，第三曲线线路#3被同样地缠绕和编织。

因此，曲线线路#3的缠绕位置(缠绕部分)P1到P5在第一和第二线路#1和#2的长度方向上重复。

相反，在图1A和1B中，第四曲线线路#4在缠绕位置P1处，以被弯曲以便绕着第一直线线路#1从它的下侧行进到上侧的方式与位于图1的图例中的上方位置的第一直线线路#1缠绕，并且在缠绕位置P2处从直线线路2的上侧弯曲到它的下侧，以便与直线线路2缠绕。此外，第四曲线线路#4在下一个缠绕位置P3处，从直线线路#1的下侧弯曲到它的上侧，以便与直线线路#1缠绕，在缠绕位置P4处，从直线线路#2的上侧弯曲到它的下侧，以便与直线线路#2缠绕，并且在缠绕位置P5处，从直线线路#1的下侧弯曲到它的上侧，以便与直线线路#1缠绕，并且此后，第四曲线线路4被同样地缠绕和编织。

因此，曲线线路#4的缠绕位置(缠绕部分)P1到P5在第一和第二线路#1和#2的长度方向上重复。

在各个缠绕位置P1到P5处，在第一线路#1侧上，第三和第四曲线线路#3和#4以这些线路被弯曲以便围绕第一线路#1从它的下侧行进到它的上侧的方式被缠绕。相反，在第二线路#2侧上，第三和第四曲线线路#3和#4以这些线路被弯曲以便绕着第二线路#2从它的上侧行进到它的下侧的方式与第二线路#2缠绕，并且因此，其绕着行进的方向被反向，即，相对于第一线路#1的卷绕方向与相对于第二线路#2的卷绕方向相反。

更具体地，如图1A和1B所示，在位于图1图示的上方位置的第一线路#1的各个缠绕部分P0到Pn处，曲线状的第三和第四曲线线路#3和#4绕着第一线路11从它的下(远)侧行进到上(近)侧，并且通过以例如直角等等的要求的角度被弯曲而被卷绕。

相反，在图1A中，在位于下方位置的第二线路#2的缠绕部分P0到Pn处，在该图示中，曲线状的第三和第四曲线线路#3和#4绕着第二线路#2从它的上(近)侧到下(远)侧行进，并且以例如大致直角的要求的角度被卷绕。而且它的卷绕方向与第一线路#1的卷绕方向相反。

因此，当在第一和第二线路#1和#2的分离方向的中间点中，平行于第一和第二线路#1和#2延伸的未显示的水平中心线被用作对称轴时，使得第一和第二线路#1和#2的缠绕部分P0到Pn的卷绕方向不对称。

在各个线路#1到#4的各个缠绕部分P0到Pn的长度方向上的各个中间部分中，形成交叉部分C1、C2、...Cn，在交叉部分C1、C2、...Cn处，第三线路#3以例如直角的要求的角度与第四线路#4交叉。在交叉部分C1、C2、...Cn处，第三和第四线路#3和#4中的一个线路在另一个线路的上(近)侧上延伸并且第三和第四线路#3和#4互相交叉，以致它的重叠方向在第一和第二线路#1和#2的长度方向上依序被反向。

例如，在图1A中的左边交叉点C1处，第四线路#4在第三线路#3的上侧上延伸，并且在下一个交叉点C2处，第三线路#3在第四线路#4的上侧上延伸，并且，在后续的交叉点C3到Cn处，在交叉点的上侧上延伸的线路依序被倒转为第四线路#4、第三线路#3、...。

如图1B所示，当从缠绕部分P0侧上的输入(in)侧到输出(out)侧供应电流“i”时，在图1A中，在分别由第一线路#1以及第三和第四曲线线路#3和#4围绕形成的各个近似三角形空间ma、ma、...、ma中，例如形成N极的垂直可变磁场N。

此外，在由第二线路#2以及第三和第四曲线线路#3和#4形成的各个近似三角形空间mb、mb、...、mb中，例如分别形成S极的垂直可变磁场S。该N极以及S极垂直可变磁场依序在第一和第二线路#1和#2的长度方向上移动。

因此，可以理解的是，通过该垂直可变磁场N、S，该传送介质1获得所谓的自激式电子加速作用，用于使各个线路#1到#4中流动的电流的电子加速。更具体地，可以说，传送介质1是自激式电子加速器，并且将在后面进行这点的理论说明。

图2是根据本发明的第二实施例的传送介质1A的示意性的平面图。在该传送介质1A中，以上描述的传送介质1的四个线路#1到#4通过将它们的输入侧与输出侧结合而被用作一个线路。

此外，如同图3中显示的传送介质1B，四个线路#1到#4还可以通过使两个直线线路#1和#2彼此结合以及使两个曲线线路#3和#4彼此结合而被用作两个线路。此外，如同图4中显示的传送介质1C，四个线路#1到#4中的每个线路可以被独立地使用。此外，四个线路#1到#4中的两个线路可以彼此结合，而且剩余的两个线路可以被用作独立的线路。例如，结合的两个直线线路#1和#2被接地并且剩余的两个线路被用作音频立体声信号的#线路和R线路，以便显著地改善音质。

此外，在图1A的传送介质中，第一和第二直线线路#1和#2与第三和第四曲线线路#3和#4编织在一起以便彼此接触。此外，只要按上述结构互相配置各个线路，就可以获得本发明的有益效果。例如，可以以第一和第二线路#1和#2在高度方向上互相分开预定距离(当产生电磁场的相互作用时)的状态配置第一和第二线路#1和#2，并且在第一和第二线路#1和#2之间，以在垂直方向上彼此分开的状态配置两个曲线线路。在这种情况下，所有的线路#1到#4还必需被配置在线路彼此电磁结合的范围内。

在下面，将连同可得到的有益效果，描述通过使用根据上述结构或构造的本发明的传送介质来传送信号时的实验和测量所获得的结果。

在该实验中，通过连接和结合图1的第一和第二直线线路#1、#2的输入侧和输出侧，将第一和第二直线线路#1、#2用作第一线路(向前路径)、以及通过连接和结合第三和第四曲线线路#3和#4，将第三和第四曲线线路#3和#4用作第二线路(返回通路)，来测量输入信号的输出侧上的输入信号的信号电平的衰减(压降)以及相位延迟。

在根据以上结构进行的实验和测量中，频率从100kHz变化到20MHz的输入信号经由本发明的传送介质被传送，并且通过输出侧上的示波器测量输出信号的相位延迟和信号衰减状态。此外，为了比较，对传统的传输路径进行类似的实验。

图5是在该实验中使用的测量仪器的示意图。

在该测量仪器中，振荡源10被连接到传送介质的输入侧，该传送介质至少包括根据本发明的传送介质(在该实施例中，传送路径本身由根据本发明的传送介质构成)，而且测量仪器(在该实施例中，示波器)20被连接到其输出侧，以监测输出信号的相位延迟和衰减状态。匹配(终端)50Ω电阻的阻抗被连接到输出侧的示波器20。

将更具体地说明用于该实验的测量仪器和传送路径。

通过分别连接图1中显示的传送介质1的第一和第二直线线路#1和#2的输入侧和输出侧来构成第一传送线路#11(参照图3)，通过分别连接第三和第四曲线线路#3和#4的输入侧和输出侧来构成第二传送线路#22(参照图3)，并且通过使第一传送线路#11接地作为地面并且使用第二传送线路#22作为信号线，从振荡源10输入传输信号。从振荡源10生成的振荡信号是具有可变频率的正弦波信号和矩形波信号。

本发明这里使用的传送介质1具有例如29米的长度，725mH的电感以及3.3Ω的电阻值。此外，要注意，由四个线路构成的传送介质还可以围绕绕线管(磁性体磁芯)卷绕，即使在这种情况下，也可由下面说明的具有同样效果的实验所证实。

此外，通过使用传统的覆盖电线作为传送介质1而进行的实验和测量的结果被同时显示。

由泰克公司(Tektronix)制造的机型AFG3102被用作图5的振荡器10，由德士公司(TEXIO)制造的机型DSC-9506被用作示波器，并且由关西通信电线有限公司(Kansai Tsushin Densen Co.Ltd.)制造的机型RG-58A/U，Xm被用作探测器。

此外，作为传统的传送路径，使用卷绕磁芯周围的电线，该电线具有29米的长度(0.35mmΦ的电线直径(磁芯线)、0.4mmΦ的电线外径(包括绝缘薄膜))、725mH的电感以及3.3Ω的电阻。另一方面，作为本发明的传送路径，同样地使用具有29米长度以及卷绕磁芯周围的线路(直线线路#1和#2以及曲线线路#3和#4具有0.35mmΦ的线路直径(磁芯线路)和0.4mmΦ的线路外径(包括绝缘薄膜))。曲线线路#3和#4具有738mH的电感以及4.0Ω的电阻，以及直线线路#1和#2具有741mH的电感和3.2Ω的电阻。

作为测量条件，由振荡器10生成的信号是具有100kHz的频率、0.0°的相位、1.0Vpp的电压的矩形波信号，以及是具有1MHz的频率、0.0°的相位以及1.0Vpp的电压的正弦波信号。

通常，高频信号的传送路径等效地由例如浮动电感、浮动电容以及甚至电阻成分的分布常数电路构成。因此，当传送信号时，因为相位延迟和振幅衰减(压降)不可避免地发生，所以信号波形如上所述地被劣化。

相反，还试验性地证实，当使用传送介质1时，与传统的传送电缆等的传送路径相比，相位延迟和振幅衰减被减少多个数量级。

更具体地，图6A和图6B显示当100kHz的正弦波信号从振荡器10被输入到根据本发明的传送介质以及传统的传送介质(电线)时，由输出侧的示波器观测到的波形。

通过使用根据本发明的传送介质(传送路径)输入正弦波信号，并且信号的输入波形(由虚线“输入”表示)和输出波形(由实线“输出”表示)被输出侧的示波器20所测量，使用它的横轴作为时间轴，并且图6A显示输入波形和输出波形。在该实验中，观测到176ns的相位延迟。

相反，通过使用传统的传送路径输入正弦波信号，并且由输出侧的示波器20测量信号的输入波形(由虚线“输入”表示)和输出波形(由实线“输出”表示)，使用横轴作为时间轴，并且图6B显示输入波形(由虚线表示)和输出波形(由实线表示)。在该实验中，观测到2.36μs(2,360ns)的相位延迟。

根据该实验的结果，传统的传送路径的相位延迟是2,360ns，然而当使用根据本发明的实施例的传送介质时，传送介质的相位延迟是176ns，并且因此可以抑制到传统的传送路径的大约十分之一以下的值。

使用根据本发明的传送介质(传送路径)输入矩形波信号，并且由输出侧的示波器20测量信号的输入波形(由虚线“输入”表示)和输出波形(由实线“输出”表示)，使用它的横轴作为时间轴，并且图7A显示输入波形和输出波形。在该实验中，观测到8ns的相位延迟。

相反，通过使用传统的传送路径输入矩形波信号，并且由输出侧的示波器20测量信号的输入波形(由虚线“输入”表示)和输出波形(由实线“输出”表示)，使用它的横轴作为时间轴，而且图7B显示输入波形和输出波形。在该实验中，观测到58ns的相位延迟。

根据该实验的结果，可以证实，传统的相位延迟是58ns，然而当使用根据本发明的实施例的传送介质时，传送介质的相位延迟是8ns，并且因此可以被抑制到传统的传送路径的大约七分之一以下的值。

该实验的结果令人惊讶，并且当考虑到尤其在高频带中传送介质等效于分布常数电路时，不能通过普通的常识来理解该实验的结果。然而，事实上，当使用本发明的传送介质时，可获得该结果。认为该结果的主要因素在于，由在具有如上所述的特征构造和结构的四个线路#1到#4中流动的电流所引起的电磁相互作用。

下面将参考图8A和8B以及图9A和9B说明本发明的功能和效果的数学理论考虑，其中，图8A是显示在图1A中显示的传送介质1的二维平面上的电流I₁、I₂、I₃等等的分布的示意图，图8B是显示传送介质1的电磁场等等的分布的示意图，图9A是显示在图8B中显示的数学理论模型的理论方程式(0)的数学理论模型的示意图，以及图9B是图9A的局部放大图。

首先，假定设定了图8和图9中显示的传送介质1的数学理论模型。

在理论模型中，认为在三角形涡流中生成的电动势被三角形涡流的垂直磁场和两个相邻的三角形涡流生成的垂直磁场所感应(参考图8B)，该三角形涡流在图1A中也就是在靠近涡电流的两个中心接缝(交叉部分C1到Cn)的端点之间，该涡电流在三角形线路围绕的其中生成垂直可变磁场的空间ma、mb中流动。然后，在沿着接缝的中心线的空间中生成阻抗，并且电动势使得电流流动参考图9)。将很清楚，通过以上结构，传送介质1具有极少衰减和延迟的传送特性。

假定所有的电流是具有频率的交流电流，并且如下定义符号。

I：从一个接缝流到下一个接缝的电流；

ΔI_n：在第n个接缝的中心空间中流动的电流的1/2；以及

J_n：在第n个接缝和第(n+1)个接缝之间的三角形中的涡电流。

此时必需注意，以上的设定满足基尔霍夫(kirchhoff)电流定律。

此外，如下定义符号。

[表达式1]

一个接缝的中心的空间的两倍阻抗；

C：三角形的两等边和底边的线路间电容；

R：三角形的两等边的一边的电阻；

t＝C·R：三角形涡流的循环电路的CR时间常数；

ρ₀：三角形的底边长度与两等边的每一边的长度的比；

ρ＝2+ρ₀，σ＝2+σ₀

§1.传送介质上的电磁场(参考图8A和图8B)

假定图8A和8B的设定。

将从电磁学中发现在传送介质上生成如下的电磁场。

按照毕奥-萨伐尔(Biot-Savart)定律，在传送介质的各个三角形涡流(图8B中由深黑线围绕的区域)中生成强垂直可变磁场。此外，该垂直可变磁场按照电磁感应定律沿着传送介质的中心线方向生成电场，如以下表达式所示。

因此，在理论模型中，做出如下考虑。

在两个接缝的端点之间(图8B中两点划线)感应的电动势由以下表达式表示。

[表达式2]

- {\tilde{L}}_{0} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} (I_{1} + I_{2} + σ_{0} \cdot I_{3})

此外，在与相邻的三角形涡流接触的两个接缝的端点之间(图8B中三点划线)感应的电动势由以下表达式表示。

[表达式3]

- {\tilde{L}}_{1} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} (I_{1} + I_{2} + σ_{0} \cdot I_{3})

这里，假定I₁、I₂、I₃(图8B中的深黑色箭头)的比接近1，σ₀是根据传送介质的形状决定的常数，并且电抗

和

是根据三角形的尺寸和形状决定的值。

[表达式4]

此时，注意，

和

的比

仅仅由传送介质的形状决定而不取决于其尺寸，于是，以下表达式成立。

1 < {\tilde{L}}_{0} / {\tilde{L}}_{1} < 2

(在左边的不等式中，因为图8B中的三点划线比两点划线更远离三角形涡流，所以表示为

此外，在右边的不等式中，因为图8和图9中的三点划线的一半与两点划线的一半一致，所以比

大，而且，在与两点划线不一致的三点划线的一半中产生的电动势不是0，由

表示)。

§2.传送介质的理论方程式(参考图9)

假定如图9A所示做出设定。

[表达式5]

在该理论中，假定仅仅在ω₀＜＜ω的情况下，

成立，其中，ω是满足ω₀＜＜τ^-1的频率。

这里，n＝0，1，...N-4。

注意，第(n+2)和第(n+3)两个接缝的中心的电动势(图8B，两点划线箭头)

(0)

\tilde{R} (ω) \cdot ({ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t)) =

- \tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} ((I (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + J_{n + 2} (t)) + (I (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + J_{n + 2} (t)) + (σ_{0} \cdot (I + {ΔI}_{N} + J_{n + 2} (t)))

- {\tilde{L}}_{1} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} ((I (t) + {ΔI}_{n + 1} (t) + J_{n + 1} (t)) + (I + {ΔI}_{n + 2} (t) + J_{n + 1} (t)) + (σ_{0}) (I + {ΔI}_{N} (t) + J_{n + 1} (t)))

- \tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} ((I (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + J_{n + 3} (t)) + (I + {ΔI}_{n + 4} (t) + J_{n + 3} (t)) + (σ_{0}) (I + {ΔI}_{N} (t) + J_{n + 3} (t)))

(在图8B中，第一项是归因于深黑色箭头的三角形涡流的贡献，第二项是归因于三点划线箭头的下方三角形涡流的三角形涡流的贡献，以及第三项是归因于三点划线箭头的上方三角形涡流的三角形涡流的贡献。)

[表达式6]

表达式5的变形产生以下表达式。

\tilde{R} (ω) \cdot ({ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t))

= - \tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; T} (σ \cdot I (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + (σ_{0}) \cdot {ΔI}_{N} (t) + σ \cdot J_{n + 2} (t))

- \tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; T} (2 \cdot σ \cdot I (t) + {ΔI}_{n + 1} (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + 2 \cdot (σ_{0}) {ΔI}_{N} (t)

+ {ΔI}_{n + 3} (t) + {ΔI}_{n + 4} (t) + σ \cdot J_{n + 1} (t) + \cdot J_{n + 3} (t))

[表达式7]

此外，通过对于n＝0，1，...N-4进一步变换表达式来获得以下表达式。

(1)

(\tilde{R} (ω) + \tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t}) \cdot ({ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t)) + {\tilde{L}}_{1} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} ({ΔI}_{n + 1} (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + {ΔI}_{n + 4} (t))

= - (\tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t}) \cdot (σ \cdot I (t) + (σ_{0}) \cdot {ΔI}_{N} (t) + σ \cdot J_{n + 2} (t))

- (\tilde{L} \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t}) \cdot (σ \cdot I (t) + 2 \cdot (σ_{0}) \cdot {ΔI}_{N} (t) + σ \cdot J_{n + 1} (t) + σ \cdot {ΔJ}_{n + 3} (t)))

[表达式8]

其次，对于n＝-1，0，...，N-3，通过将基尔霍夫电压定律应用到图9A的深线三角形涡流的循环电路(同样参考图9B)获得以下表达式。

\frac{1}{C} &Integral; ((J_{n + 2} (t) + J_{n + 3} (t)) + (J_{n + 2} (t) - J_{n + 1} (t))) dt + (R \cdot ((I (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + J_{n + 2} (t))

+ R \cdot (I (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + J_{n + 2} (t)) + (ρ_{0} \cdot R) \cdot (I (t) + {ΔI}_{N} (t) + J_{n + 2} (t))) = 0

如此，

\frac{1}{C} &Integral; ((J_{n + 2} (t) - J_{n + 3} (t)) + (J_{n + 2} (t) - J_{n + 1} (t))) + R \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} ((I (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + J_{n + 2} (t))

+ (I (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + J_{n + 2} (t)) + ρ_{0} \cdot (I (t) + {ΔI}_{N} (t) + J_{n + 2} (t))) = 0

如此，当注意τ时，

(J_{n + 2} (t) - J_{n + 3} (t)) + (J_{n + 2} (t) - J_{n + 1} (t)) + τ \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} ((I (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + J_{n + 2} (t))

+ (I (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + J_{n + 2} (t)) + ρ_{0} \cdot (I (t) + {ΔI}_{N} (t) + J_{n + 2} (t))) = 0

[表达式9]

因此，

(2)

- 2 \cdot J_{n + 2} (t) + J_{n + 1} (t) + J_{n + 3} (t)

= τ \cdot \frac{&PartialD;}{&PartialD; t} (ρ \cdot I (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + ρ_{0} \cdot {ΔI}_{N} (t) + ρ \cdot J_{n + 2} (t))

对于n＝0，1，...N-4，该表达式被变形，使所有的电流为交流电流。

(3)

(\tilde{R} (ω) + j \cdot ω \cdot {\tilde{L}}_{0}) \cdot ({ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t)) + j \cdot ω \cdot {\tilde{L}}_{1} ({ΔI}_{n + 1} (t) + {ΔI}_{n + 2} (t) + {ΔI}_{n + 3} (t) + {ΔI}_{n + 4} (t))

= - (j \cdot ω \cdot {\tilde{L}}_{0}) \cdot (σ \cdot I (t) + (σ_{0}) \cdot {ΔI}_{N} (t) + σ \cdot J_{n + 2} (t))

- (j \cdot ω \cdot {\tilde{L}}_{1}) \cdot (σ \cdot I (t) + 2 \cdot (σ_{0}) \cdot {ΔI}_{N} (t) + σ \cdot J_{n + 1} (t) + σ \cdot J_{n + 3} (t))

(4)

-2·J_n+2(t)+(J_n+1(t)+J_n+3(t))

＝j·ω·τ(ρ·I(t)+ρ·J_n+2(t)+ΔJ_n+2(t)+ΔI_n+3(t)+ρ₀·ΔI_N(t))

此外，对于n＝-1，0，...，N-3，获得以下表达式，并且(3)和(4)(n＝0，1，...，N-4)被称为传送介质的理论方程式。

[表达式10]

在该表达式中，

n＝1，2，...，N，并且n＝1，2，...，N，当获得上述理论方程式中的号码相差1的值之间的差时，对于n＝0，1，...N-5，可以获得以下等式。

[表达式11]

(5)

(\tilde{R} (ω) + j \cdot ω {\tilde{L}}_{0}) (X_{n + 4} + X_{n + 2}) + j \cdot ω \cdot {\tilde{L}}_{1} (X_{n + 5} + X_{n + 1})

= - jω {\tilde{L}}_{0} σ (Y_{n + 3} - Y_{n + 2}) - jω {\tilde{L}}_{1} σ (Y_{n + 4} - Y_{n + 3} + Y_{n + 2} - Y_{n + 1})

[表达式12]

此外，对于n＝-1，0，1，...，N-4，成立以下表达式。

(6)

2(Y_n+3-Y_n+2)-(Y_n+2-Y_n+1+Y_n+4-Y_n+3)

＝jωτ(X_n+4-X_n+2+ρ(Y_n+3-Y_n+2))

(5)是为了求出X_n+5，并且对于(n＝0，1，...N-5)

(7)

X_{n + 5} = X_{n + 1} + (- \frac{{\tilde{L}}_{. 0}}{{\tilde{L}}_{1}} + j \cdot \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot {\tilde{L}}_{1}}) (X_{n + 4} - X_{n + 2})

= - σ \cdot \frac{{\tilde{L}}_{0}}{{\tilde{L}}_{1}} (Y_{n + 3} - Y_{n + 2}) - σ \cdot (Y_{n + 4} - Y_{n + 3} + Y_{n + 2} - Y_{n + 1})

当(6)被设为n+1并且为了求出Y_n+5时，对于n＝-2，-1，0，1，...N-5，获得以下表达式

(8)

Y_n+5＝(3-j·ω·τ·ρ)(Y_n+4-Y_n+3)+Y_n+2-j·ω·τ(X_n+5-X_n+3)

假定以上的(7)、(8)被称为理论差分方程式。

[表达式13]

此外、当n＝0，1，2，...时，

y_n＝Y_n-Y_n-1，x_n＝X_n-X_n-2+(n-2)[n/2]σy_n-1

传送介质的理论差分方程式可以被如下书写。然而，注意，对于n＝0，2，4，...，该等式可以被如下书写

9)

x_{n + 5} = - x_{n + 3} + (- \frac{{\tilde{L}}_{0}}{{\tilde{L}}_{1}} + j \cdot \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot \tilde{L}}) x_{n + 4} - σ \frac{{\tilde{L}}_{0}}{{\tilde{L}}_{1}} y_{n + 3}

(10)

x_{n + 6} = - x_{n + 4} + (- \frac{{\tilde{L}}_{0}}{{\tilde{L}}_{1}} + j \cdot \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot {\tilde{L}}_{1}}) \cdot x_{n + 5} - j \cdot σ \cdot \frac{\tilde{R} (ω)}{{\tilde{L}}_{1}} \cdot y_{n + 4} - σ (y_{n + 3} + y_{n + 5})

(11)y_n+5＝(2-j·ω·τ·(ρ-σ))·y_n+4-y_n+3-j·ω·τ·x_n+5

(12)y_n+6＝-j·τ·ω·x_n+5-y_n+4+(2-ρ·jω·τ)·y_n+5

[表达式14]

这里，当：

(13)

f(z₁，z₂，z₃，z₄，w₁，w₂，w₃，w₄，a，b，c，s，t)

＝z₁+(-a+j·s)(z₄-z₂)-b·a·(w₃-w₂)-b·(w₄-w₃+w₂-w₁)

(7)被表示为

(14)

X_{5} = f (X_{1}, X_{2}, X_{3}, X_{4}, Y_{1}, Y_{2}, Y_{3}, Y_{4}, \frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{1}}, τ \cdot ω)

[表达式15]

此外，当(15)被显示为

g(z₁，z₂，z₃，z₄，w₁，w₂，w₃，w₄，a，b，c，s，t)＝

(3-j·t·c)(w₄-w₃)+w₂＝

j·t·(f(z₁，z₂，z₃，z₄，w₁，w₂，w₃，w₄，a，b，c，s，t)-z₃)

(8)被表示为

(16)

Y_{5} = g (X_{1}, X_{2}, X_{3}, X_{4}, Y_{1}, Y_{2}, Y_{3}, Y_{4}, \frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{1}}, τ \cdot ω)

[表达式16]

通过使用上述表达式，当

V＝(X₁，X₂，X₃，X₄，Y₁，Y₂，Y₃，Y₄)^t，W(X₅，X₆，X₇，X₈，Y₅，Y₆，Y₇，Y₈)^t，

可以使用八次矩阵书写以下等式。

W = A (\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{1}}, τ \cdot ω) \cdot V

因此，可以解出如下的渐近表达式。

(17)

X_{n} = {(A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{1}}, τ \cdot ω)}^{[(n - 1 / 4)]} \cdot V)}_{n - 1 - 4 [(n - 1) / 4]},

Y_{n} = {(A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{1}}, τ \cdot ω)}^{[(n - 1 / 4)]} \cdot V)}_{n + 3 - 4 [(n - 1) / 4]}

此外，必需注意，当使用(9)、(10)、(11)、(12)时，这可以使用四次矩阵计算。

§3.理论方程式的特征矩阵

[表达式17]

(1)矩阵

具有不依赖于频率的固有值和它的固有矢量

(1，0，1，0，0，0，0，0)^t，(0，1，0，1，0，0，0，0)^t，(，0，0，0，0，1，1，1，1)^t。

[表达式18]

必需注意，第一固有矢量通过(17)给出采取奇数为相同值并且偶数为0的方案，而且第二固有矢量通过(18)给出采取偶数为相同值并且奇数为0的方案。此外他们具有固有值0以及它的固有矢量(-σ，0，0，0，1，0，0，0)^t。

此外，

具有固有值1、1和α和α^-1。然而，当

时，|α|＝1，α≠1，而且当时，α是实数。

[表达式19]

证明：不依赖于频率的固有值可以容易地被直接确认。通过具体的计算使以下表达式成立。

A (a, b, c, 0,0) =

(\begin{matrix} 1 & a & 0 & - a & * & * & * & * \\ - a & 1 - a^{2} & a & a^{2} & * & * & * & * \\ a^{2} & a^{3} - a & 1 - a^{2} & - a^{3} + a & * & * & * & * \\ - a^{3} + a & - a^{4} + {2 a}^{2} & a^{3} - a & a^{4} - {2 a}^{2} + 1 & * & * & * & * \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 1 & - 3 & 3 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 3 & - 8 & 6 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 6 & - 15 & 10 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 10 & - 24 & 15 \end{matrix})

[表达式20]

固有多项式A(a，b，c，0，0)如下面所示。

|t·E₈-A(a，b，c，0，0)|＝t(t-1)⁵(t²-(a⁴+4a²+2)t+1)

＝-t(t-1)⁵(t-α₀(a))(t-α₁(a))

此外，这基于以下表达式。

α_{0} (a) = (1 / 2) (a^{4} - {4 a}^{2} + 2) + (1 / 2) \sqrt{- 1} \sqrt{4 - {(a^{4} - {4 a}^{2} + 2)}^{2}}

α_{1} (a) = (1 / 2) (a^{4} - {4 a}^{2} + 2) - (1 / 2) \sqrt{- 1} \sqrt{4 - {(a^{4} - {4 a}^{2} + 2)}^{2}}

[表达式21]

因此，除了固有值1，1，1，0之外，还有1，1，α₀(a)，α₁(a)。此时，必须注意，α₀(a)·α₁(a)＝1成立。

当在a≥2的时候注意到4-(a⁴-4a²+2)²＝a²(a²-2)²(4-a²)时，发现α₀(a)，α₁(a)是实数。

当在a＜2的时候注意到

时，|α₀(a)|＝|α₁(a)|＝1成立。

因此，在α^-1＝α₁(a)的情况下，α＝α₀(a)成立，并且题意成立。

[表达式22]

因此，当τ·ω＜＜1时，也就是，在ω₀＜＜ω＜＜τ^-1时由(18)表示频率时，认为以下表达式成立。

因此，除了不依赖于频率的固有值1，1，1，0之外，还有两个接近1的固有值以及两个接近α，α^-1的固有值。

[表达式23]

(2)这里，假设

进一步，对于足够大的“m”，存在有不依赖于频率ω的常数C，在ω₀＜＜ω＜＜τ^-1，对于所有|V|＜＜1，使以下表达式成立。

| A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{1}}, τ \cdot ω)}^{m} \cdot V | \leq C \cdot | V |

[表达式24]

证明：在

的情况下，当ω₀＜＜ω＜＜τ^-1时，因为8个固有值仅仅是7个固有值和一个0固有值，所以按照矩阵的摄动理论，

是不依赖于频率ω的常数C，并且以下表达式成立。

| A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{0}}, τ \cdot ω)}^{m} \cdot V | \leq C \cdot | V |

§4.输入/输出特性

为了确定具有N片接缝的传送介质的输入/输出特性，必须解出传送介质的理论方程式系统(3)、(4)。

理论方程式系统具有与理论差分方程式系统(7)、(8)和n＝N-4的(3)以及n＝N-3的(4)相同的值。

[表达式25]

这里，给出终端边界条件V＝(X_N-3，X_N-2，X_N-1，X_N，Y_N-4，Y_N-3，Y_N-2，Y_N-1)^t以及v₀＝Y₀，以便满足n＝N-4的(3)、n＝N-3的(4)以及n＝N-5、N-6的(8)。然后，具有较小n的X_n，Y_n可以被归纳地确定。

因此，这里，通过解决终端边界值问题确定输入/输出特性。

(与终端边界值问题相比很难处理输入端边界值问题)。

[表达式26]

以下，通过在反方向观测传送介质，接缝被重新编号，并且具有号码N的接缝的传送介质的输入/输出比如下在边界值情况下被检查。

y_{N} = \frac{I + {ΔI}_{1} + J_{0}}{I + {ΔI}_{N} + J_{N}} = \frac{1 + X_{1} + Y_{0}}{1 + X_{N} + Y_{N}}

[表达式27]

首先，给出终端边界值条件V＝(X₁，X₂，X₃，X₄，Y₁，Y₂，Y₃，Y₄)^t，v₀＝Y₀，以便满足n＝-2，-1的(8)、以及接下来的(19)和(20)(从n＝N-4的(3)和n＝N-3的(4)导出)。

[表达式28]

(19)

X_{4} = - (X_{1} + X_{2} + X_{3}) - (\frac{{\tilde{L}}_{0}}{{\tilde{L}}_{1}} - j \cdot \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot {\tilde{L}}_{1}}) (X_{2} + X_{3})

- \frac{{\tilde{L}}_{0}}{{\tilde{L}}_{1}} \cdot (σ + (σ - 2) \cdot X_{1} + σ \cdot Y_{2}) - (σ + 2 (σ - 2) \cdot X_{1} + σ \cdot (Y_{1} + Y_{3}))

(20)Y₂＝-Y₀+2·Y₁+j·ω·τ(ρ+ρ·Y₁+X₁+X₂+ρ·X₁)

[表达式29]

此时，必须注意作为在§1中观测的假定这里频率ω满足(18)。

此时，在某个V′(ω)∈W1中，

考虑满足|V(ω)+V′(ω)|＜＜1，|v₀(ω)-v′₀(ω)|＜＜1的终端边界条件

[表达式30]

首先，假定获得以下表达式。

A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{0}}, τ \cdot ω)}^{[(N - 1) / 4]} \cdot V^{'} (ω) = V^{'} (ω)

当m＝[(N-1)/4]时，从§3的(2)中获得以下表达式。

| A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{0}}, τ \cdot ω)}^{[(N - 1) / 4]} \cdot (V^{'} (ω) - V (ω)) | &GreaterEqual; C \cdot | V^{'} (ω) - V (ω) | < < 1

[表达式31]

因此，获得以下表达式。

| A {(\frac{L_{0}}{L_{1}}, σ, ρ, \frac{\tilde{R} (ω)}{ω \cdot L_{0}}, τ \cdot ω)}^{[(N - 1) / 4]} \cdot (V^{'} (ω) - V (ω)) | < < 1

因此，可以获得X₁≈X_N以及Y₀≈Y_N。因此y_N≈1成立，并且可以发现衰减和延迟几乎没有发生。

结论：当频率如(18)所示时，即，当ω₀＜＜ω＜＜τ^-1时，也就是说，当终端边界条件十分地接近无衰减/无延迟方案的终端边界条件时，衰减和延迟极少。此外，此时由该方案得到的值十分接近由无衰减/无延迟方案得到的值。因此，因为无衰减/无延迟方案意味着具有稳定性，所以可以出现实际的物理现象。相反，当频率没有如(18)所示时，无衰减/无延迟方案仅仅稍微移动终端边界条件，并被做成具有大量衰减的方案。这意味着，无衰减/无延迟方案不提供稳定性并且没有物理地存在，而且因此，该方案仅仅被限制为具有大量衰减和延迟的方案。

图10A是图1A中显示的根据本发明的传送介质1的局部放大图，以及图10B是图1B的立体图。

如图10的(A)部分所示，该传送介质1具有编织与第一和第二线路#1、#2缠绕的第三和第四线路#3、#4的方法比编织根据图11和12显示的在先申请的传送介质的方法更对称的特征。

更具体地，如图10A所示，传送介质1具有由图中的点I’、II’、III’围绕的上方三角形部分“ta”以及由图中的点IV’、II’、V’围绕的下方三角形部分“tb”。该上方三角形部分“ta”由第一线路#1以及第三和第四线路#3以及#4围绕。如上所述，这些三角形部分“ta”和“tb”是三角形涡流，在这些三角形涡流中，涡电流流动而且产生垂直可变磁场，而且从在上下侧彼此靠近的三角形部分“ta”和“tb”的顶点(交叉部分C1到Cn)中产生强电磁波。

第一、第三和第四线路#1、#3和#4以以下方式在上方三角形部分“ta”中彼此重叠，该方式为第四线路#4在点I′处绕着第一线路#1从第一线路#1的下侧延伸到上侧，在第一线路#1以近似直角弯曲，并且在点II’处在第三线路#3的下方通过之后，在第二线路#2下方大致直线地朝点V’延伸。当这状态例如由#4：I′(在#1上)→II′(在#3下)显示时，第三线路#3可以由#3：II′(在#4上)→Ill′(在#1下)显示。此外，第一线路#1可以由#1：II′(在#4下)→III′(在#3下)显示。

然后，第二、第三和第四线路#2、#3和#4在图中的下方三角形部分″tb″中的重叠状态中，第三线路#3被显示为#3：IV′(在#1下)→II′(在#3上)。第四线路#4被显示为#4：II′(在#3下)→V′(在#2上)。第二线路#2被显示为#2：IV′(在#3上)→V′(在#3下)。

因此，各个线路#1到#4还分别在上下三角形部分“ta和“tb”中交替地交叉，以便对称地重叠。此外，即使从上，下、右、左、前和后中的任一方向看，传送介质整体都具有对称性。

当各个线路#1到#4在如上所述的三角形“ta”和“tb”中对称地重叠时，它们在三角形部分″ta″和″tb″的各个线路#1到#4的交叉点(I′到V′)处具有对称的上/下关系。所以，第一和第二线路#1和#2被均匀地拉紧以便在各个点I’、III′、IV’和V’处被第三和第四线路#3和#4夹住。

更具体地，如图10B所示，当假定在点I′处第一线路#1从第四线路#4受到的向上和向下力被分别表示为f_I’u、f_I’d，并且在点IV′处第二线路#2从第三线路#3受到的向上和向下力被表示为f_IV’u、f_IV’d时，在对称编织方法中等式f_I’u＝f_I’d＝f_IV’u＝f_IV’d成立。因此，即使外力被施加，由于在各个交叉点处的形状被保持，所以传送介质的整体形状也很难被毁坏。

因此，根据本实施例的传送介质1，即使外力被施加，也可以抑制其中产生垂直可变磁场的三角形部分“ta”和“tb”的变形量，并且因此，可以实现信号和电功率的传送延迟和振幅(电压)衰减的抑制，这就是传送介质1的效果。

此外还注意，根据本发明的传送介质同时可以适用于用于发送和分配电力的电力电缆。

工业利用性

根据本发明，可以减少信号和电力的传送延迟和振幅(电压)衰减。

Claims

1.一种传送介质，其特征在于，包括：

第一导线和第二导线，所述第一导线和所述第二导线彼此分开并且被基本上彼此平行地配置；

第三导线，所述第三导线从所述第一导线和所述第二导线的一个方向被交替地缠绕和卷绕在所述第一导线和所述第二导线周围，以便分别在所述第一导线和所述第二导线的长度方向上形成多个缠绕部分；以及

第四导线，所述第四导线在所述第一导线和所述第二导线的所述长度方向上分别形成多个缠绕部分和多个交叉部分，在所述多个缠绕部分，所述第四导线从所述第一导线和所述第二导线的一个方向被交替地缠绕和卷绕在所述第一导线和所述第二导线周围，在所述多个交叉部分，所述第四导线在所述第一导线和所述第二导线的内侧与所述第三导线交叉，

其中，所述第三导线和所述第四导线的所述各个缠绕部分分别沿着所述第一导线和所述第二导线的所述长度方向被交替地布置，所述第一导线和第二导线中的一个导线的所述卷绕方向与所述第三导线和所述第四导线的所述各个缠绕部分的所述卷绕方向相同，所述第一导线和所述第二导线的所述各个缠绕部分的所述卷绕方向是彼此交替地相反的方向，而且在所述第一导线和所述第二导线的所述长度方向上，所述各个交叉部分中的所述第三导线和所述第四导线的所述重叠方向是彼此交替地相反的方向。

2.如权利要求1所述的传送介质，其特征在于，所述第一导线到所述第四导线被配置在由在所述导线中流动的电流所引起的电磁相互作用起作用的范围内。

3.如权利要求1或2所述的传送介质，其特征在于，所述第三导线和所述第四导线通过与所述第一导线和所述第二导线缠绕而具有形成正弦波形状的形状模式。

4.如权利要求1或2所述的传送介质，其特征在于，所述第三导线和所述第四导线通过与所述第一导线和所述第二导线缠绕而具有形成山形形状的形状模式。

5.如权利要求1到4中任一项所述的传送介质，其特征在于，所述第一导线到所述第四导线在输入端侧和输出端侧被共通连接。

6.如权利要求1到4中任一项所述的传送介质，其特征在于，所述第一导线和所述第二导线在输入端侧和输出端侧被共通连接，而且所述第三导线和所述第四导线在输入端侧和输出端侧被共通连接。

7.如权利要求6所述的传送介质，其特征在于，所述第一导线和所述第二导线的所述共通连接的部分被接地，而且从所述第三导线和所述第四导线的所述共通连接的输入侧输入诸如信号形式的电力。

8.如权利要求1到4中任一项所述的传送介质，其特征在于，所述第一导线和所述第二导线在所述输入端侧和输出端侧上被共通连接，而且所述第三导线和所述第四导线被用作独立的导线。

9.如权利要求8所述的传送介质，其特征在于，所述第一导线和所述第二导线被共通连接并且被接地，而且所述第三导线和所述第四导线被用作独立的信号导线。