WO2009128222A1 - 受信装置と、これを用いた電子機器 - Google Patents

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WO2009128222A1
WO2009128222A1 PCT/JP2009/001630 JP2009001630W WO2009128222A1 WO 2009128222 A1 WO2009128222 A1 WO 2009128222A1 JP 2009001630 W JP2009001630 W JP 2009001630W WO 2009128222 A1 WO2009128222 A1 WO 2009128222A1
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frequency
signal
filter
unit
output side
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PCT/JP2009/001630
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中野悠介
尾関浩明
槻尾泰信
藤井健史
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パナソニック株式会社
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
    • H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
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    • H03H11/1291—Current or voltage controlled filters

Definitions

  • the present invention relates to a receiver for receiving a signal and an electronic device using the same.
  • FIG. 17 is a block diagram of a conventional receiving apparatus 101 described in Patent Document 1. As shown in FIG. In FIG. 17, the conventional receiving apparatus 101 uses a plurality of oscillating units 102A and 102B for generating a local oscillation signal and a local oscillation signal generated by the oscillating units 102A and 102B to intermediate one or more channels of received signals.
  • a plurality of band pass filters 110 and 111 connected to the output side of the conversion unit 105 and a demodulation unit 120 connected to the output side of the band pass filters 110 and 111 are provided.
  • the conventional receiving apparatus 101 can receive signals of a plurality of channels simultaneously by performing frequency conversion in a single frequency conversion unit 103 using a plurality of oscillation units 102A and 102B.
  • the receiving apparatus includes an oscillating unit that generates a local oscillation signal, a frequency conversion unit that frequency-converts a reception signal of one or more frequency bands into an intermediate frequency (IF) signal using the local oscillation signal, and a frequency conversion unit
  • An analog-to-digital (AD) converter connected to the output side of the filter and having a variable cutoff frequency, and connected to the output side of the filter to convert an analog signal of one or more frequency bands into a digital signal; Control to control the cut-off frequency of the filter based on the signal level detected by the pre-stage detection unit that is connected between the output side of the AD conversion unit or the filter and the AD conversion unit and detects the signal level And a unit.
  • the signal level input to the AD conversion unit may be made equal to or less than the dynamic range of the AD conversion unit. it can.
  • the receiving apparatus includes an oscillating unit that generates a local oscillation signal, a frequency conversion unit that frequency-converts a reception signal of one or more frequency bands into an IF signal using the local oscillation signal, and an output of the frequency conversion unit
  • a filter connected to the output side and having a variable cutoff frequency
  • an analog-to-digital (AD) converter connected to the output side of the filter to convert an analog signal of one or more frequency bands into a digital signal
  • AD conversion A pre-stage detection unit connected between the output side of the unit or the filter and the AD conversion unit to detect a signal level, and a control unit controlling the cut-off frequency of the filter based on the signal level detected by the pre-stage detection unit
  • a first band pass filter connected to the output side of the AD conversion unit, a first demodulation unit connected to the output side of the first band pass filter, and Provided connected to the output side of the first band-pass filter and the pass band are different from the second band-pass filter section, and a second demodulator coupled to an output of
  • This receiving apparatus can demodulate a plurality of receiving frequency bands simultaneously, and has, for example, an effect of shortening the tuning time.
  • this receiving apparatus can simultaneously receive signals of a plurality of frequency bands by one oscillating unit, and the circuit scale can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram of a receiver according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a filter of the receiving device in the first embodiment.
  • FIG. 3 shows a flow of control of the receiving apparatus in the first embodiment.
  • FIG. 4 shows the pass band of the filter of the reception apparatus in Embodiment 1 and the frequency allocation of the reception signal.
  • FIG. 5 shows the pass band of the filter of the reception apparatus in Embodiment 1 and the frequency allocation of the reception signal.
  • FIG. 6 is a block diagram of another receiving apparatus in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram of still another receiving device in the first embodiment.
  • FIG. 8 shows a breakdown of the dynamic range of the AD conversion unit of the receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 9A is a block diagram of still another receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 9B is a block diagram of still another receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 10A is a block diagram of still another receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 10B is a block diagram of still another receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 11 shows the passbands of other filters of the receiving apparatus in the first embodiment and the frequency allocation of received signals.
  • 12A is a block diagram of another filter of the receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 12B is a block diagram of still another filter of the reception device in Embodiment 1.
  • FIG. 12C is a block diagram of an electronic device equipped with the receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 12A is a block diagram of still another receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 12B is a block diagram of still another receiving device in Embodiment 1.
  • FIG. 12C is a block diagram of an electronic device equipped with the receiving device in Em
  • FIG. 13 is a block diagram of a receiving apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram of another receiving apparatus in the second embodiment.
  • FIG. 15 shows the pass characteristic of the filter of the receiving apparatus and the frequency allocation of the received signal in the second embodiment.
  • FIG. 16A shows the pass characteristic of the filter of the reception device in Embodiment 2 and the frequency allocation of the reception signal.
  • FIG. 16B is a block diagram of an electronic device equipped with the receiving device in Embodiment 2.
  • FIG. 17 is a block diagram of a conventional receiving apparatus.
  • FIG. 1 is a block diagram of a receiver 1 according to a first embodiment of the present invention.
  • the receiving device 1 is, for example, a receiving device for receiving digital terrestrial television broadcasting, and an oscillating unit 2 for generating a local oscillation signal, and one frequency band using the local oscillation signal generated by the oscillating unit 2
  • the frequency conversion unit 3 frequency-converts a reception signal of a plurality of frequency bands into an intermediate frequency (IF) signal
  • the filter 4 connected to the output side of the frequency conversion unit 3 and having a variable cutoff frequency
  • the output of the filter 4 Connected to the analog-to-digital (AD) converter 5 connected to the analog side to convert an analog signal of one frequency band or plural frequency bands into a digital signal
  • a pre-stage detector connected to the output side of the AD converter 5 to detect a signal level 6 and a control unit 7 that controls the cutoff frequency of the filter 4 based on the signal level detected by the pre-stage detection unit 6.
  • a frequency band obtained by further dividing a channel may be referred to as a segment, but the embodiment is not different from the case of receiving a plurality of channels. Therefore, the present invention is also applicable to the case of receiving multiple segments.
  • TS Time Slicing
  • TFS Time Frequency Slicing
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the filter 4.
  • the filter 2 is an elliptic function filter using an active element.
  • the cutoff frequency fc of the filter 4 can be expressed by Equation 1.
  • control unit 7 stores the detection result of the previous stage detection unit 6 stored previously and data indicating a preset reference value, and stores this data and the signal level output from the previous stage detection unit 6 Compare with.
  • FIG. 3 shows a flow of control of the receiving device 1 that can simultaneously receive a plurality of channels.
  • FIG. 4 shows the passband of the filter 4 and the frequency arrangement of the received signal. As shown in FIG. 4, the first reception channel CH_1 and the second reception channel CH_2 in the intermediate frequency (IF) band are adjacent to each other. Further, the cutoff frequency of the filter 4 can be changed and extended to control the pass band width Wp.
  • the receiving device 1 starts reception of, for example, digital terrestrial television broadcasting (step S1). Then, the control unit 7 of the receiving device 1 monitors a channel selection instruction from the user (step S2), and determines whether or not there is a channel switching request from the user (step S3).
  • step S3 If there is no request in step S3, the process returns to step S2, and the control unit 7 monitors a tuning instruction from the user.
  • the control unit determines that there is a channel switching request from the user in step S3, the received signal is down-converted from the high frequency (RF) band to the IF band using oscillator 2 and frequency converter 3 (step S4). ).
  • the control unit 7 sets the cut-off frequency f1 of the filter 4 so that only the signal of the desired channel CH_1 passes (step S4).
  • the pre-stage detection unit 6 detects the signal level L1 of the signal of the desired channel CH_1 converted to the digital value by the AD conversion unit 5, and the control unit 7 stores the level L1 (step S4).
  • control unit 7 changes and extends the cutoff frequency fc of the filter 4, extends the pass band width Wp from the width Wp1 to the width Wp2, and sets the cutoff frequency fc to the cutoff frequency f2,
  • the channel CH_2 of is also allowed to pass through the filter 4.
  • the pre-stage detection unit 6 detects the signal level L2 of the sum of the reception signals of the two channels CH_1 and CH_2, and the control unit 7 stores the signal level L2 (step S5). Thereafter, the control unit 7, the signal level L2 is determined whether or less dynamic range D AD of AD converter 5 (step S6).
  • step S6 when the signal level L2 is determined that the controller 7 exceeds the dynamic range D AD of AD converter 5, the control unit 7, the simultaneous reception of the two signals is determined impossible, the signal of the channel CH_1 And the cutoff frequency fc is returned from the frequency f2 to the frequency f1 so as not to receive the signal of the channel CH_2, and the tuning instruction of the user is monitored in step S2.
  • simultaneous reception is difficult when the difference between the levels of the two received signals is large. Therefore, the signal level L2 makes a determination of whether if it is determined that the dynamic range D and the control unit 7 AD or less of the AD converter 5, the level difference L1 and L2 are within the reference range in step S6 (step S7).
  • the signal level L2 makes a determination of whether if it is determined that the dynamic range D and the control unit 7 AD or less of the AD converter 5, the level difference L1 and L2 are within the reference range in step S6 (step S7).
  • the control unit 7 determines that two signals can be received simultaneously if the difference between the signal levels L1 and L2 is within this reference range, fixes the cutoff frequency fc of the filter 4 as the frequency f2, and The user's tuning instruction is monitored at S2. If it is determined that the difference between the levels L1 and L2 is out of the reference range, the control unit 7 returns the cutoff frequency fc of the filter 4 to the frequency f1 (step S8), and monitors the user's tuning instruction in step S2.
  • the control unit 7 controls the cut-off frequency fc of the filter 4
  • the signal level input to the AD conversion unit 5 can be made equal to or less than the dynamic range DAD . That is, when the control unit 7 performs the above control, even in the configuration in which the receiving apparatus 1 includes at least one oscillating unit 2, signals of a plurality of channels can be simultaneously received. As a result, the circuit scale of the receiving device 1 can be reduced.
  • the front-stage detection unit 6 detects the output level of the AD conversion unit 5 as a digital value, holds the value, and outputs the output level before. There is an effect that it can be easily compared with data or preset data, and the accuracy of cut-off frequency control of the filter 4 can be easily varied. Furthermore, detection and control of digital values can be configured by digital circuits, which helps to miniaturize the receiver 1.
  • FIG. 4 shows a plurality of adjacent channels
  • the plurality of channels need not necessarily be adjacent to each other, and the receiving apparatus 1 can receive signals with the above configuration even if the plurality of channels are separated from each other.
  • the receiver 1 receives two received signals simultaneously, but may receive one or more channels simultaneously.
  • FIG. 5 shows the passband width Wp of the filter 4 of the receiving device 1 and the frequency arrangement of the received signal. As shown in FIG. 5, the receiver 1 can not simultaneously receive signals of channels having frequencies higher than the maximum cutoff frequency fc_max, which is a limit at which the cutoff frequency fc can be changed and extended.
  • the receiver 1 can not simultaneously receive signals of two channels having frequencies not within the maximum passband width Wp_max, which is a limit to which the passband width Wp of the filter 4 can be extended. Therefore, in this case, it is desirable that the control unit 7 does not perform control to change and extend the cutoff frequency fc of the filter 4 from the beginning.
  • the control unit 7 stores the channel table. Do.
  • control unit 7 refers to the stored channel table and determines that the frequency interval between any two channels to be received exceeds the maximum passband width Wp_max of the filter 4, the control unit 7 The control of the extension of the passband width Wp by the extension of the cutoff frequency is not performed. Further, when the frequency interval between the two channels is within the maximum passband width Wp_max of the filter 4, the control unit 7 controls the passband width Wp by extending the cutoff frequency fc of the filter 4. Thus, the control unit 7 can control the receiving apparatus 1 to receive signals more efficiently without wasting power consumption.
  • FIG. 6 is a block diagram of another receiver 1A according to the first embodiment.
  • the pre-stage detection unit 6 is connected between the filter 4 and the AD conversion unit 5, and detects the output level of the filter 4.
  • a signal level input to the AD converter 5 can be controlled below the dynamic range D AD of AD converter 5, it is possible to prevent the influence of the distortion of the AD converter 5.
  • the reception quality of the reception device 1A can be improved.
  • FIG. 7 is a block diagram of still another receiving device 1B according to the first embodiment.
  • the receiving device 1B shown in FIG. 7 further includes a variable gain amplification unit 8 connected between the filter 4 and the AD conversion unit 5 to amplify an input signal.
  • the control unit 7 also controls the gain of the variable gain amplification unit 8 based on the signal level detected by the preceding stage detection unit 6.
  • an AD conversion unit with a resolution of 10 bits is often used as the AD conversion unit 5.
  • the received signal can express an amplitude of approximately 6 dB with 1-bit resolution.
  • Figure 8 is out of the dynamic range D AD of AD converter 5, shows the minimal breakdown of the dynamic range Dmin required.
  • the dynamic range Dmin is the sum of the dynamic ranges D1 to D4.
  • the dynamic range D1 is a fading margin in a mobile environment or the like, and is 7 dB in the first embodiment.
  • the dynamic range D2 is PAPR of an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) signal, and is 12 dB in the first embodiment.
  • the dynamic range D3 is a required carrier to noise (C / N) ratio for demodulating the modulation signal, and is 19 dB in the first embodiment.
  • the dynamic range D4 is required with a tolerance to make the allowable range of the quantization error at A / D conversion in the A / D conversion unit 5 0.1 dB or less, and is 17 dB in the first embodiment.
  • the required minimum dynamic range Dmin is 55 dB.
  • the receiving apparatus only raises the total signal level by 3 dB even when receiving CH 2 at the same level as CH 1, so that there is a margin of 5 dB in dynamic range D AD of AD converter 5.
  • the receiving apparatus In an environment where fading is less likely to occur, such as reception in a fixed environment not moving, the above-mentioned fading margin is not required, and therefore the receiving apparatus according to Embodiment 1 simultaneously receives signals of three or more channels. Is possible.
  • the receiving apparatus can simultaneously process signals of 10 or more channels, for example. It is possible to receive.
  • the front-stage detection unit 6 detects the output level of the AD conversion unit 5 as a digital value, holds the value, and outputs the output level before.
  • the data can be easily compared with data or preset data, and the cutoff frequency fc of the filter 4 can be easily controlled with high accuracy.
  • detection and control of digital values can be configured with digital circuits, which helps to miniaturize the receiver.
  • FIG. 9A is a block diagram of still another receiving device 1C according to the first embodiment.
  • the pre-stage detection unit 6 is connected between the filter 4 and the variable gain amplification unit 8 to detect the output level of the filter 4.
  • saturation of the variable gain amplifier 8 can be prevented by setting the appropriate threshold and controlling the filter 4.
  • the receiving apparatus 1C can block the signal outside the desired band, so that the variable gain amplification unit 8 does not saturate.
  • FIG. 9B is a block diagram of still another receiving device 1D according to Embodiment 1.
  • the same reference numerals as in the receiving device 1B shown in FIG. 7 denote the same parts, and a description thereof will be omitted.
  • the pre-stage detection unit 6 is connected between the variable gain amplification unit 8 and the AD conversion unit 5, and detects the output level of the variable gain amplification unit 8. With this configuration, saturation of the AD conversion unit 5 at the initial stage of channel selection can be prevented, and the reception quality of the reception device 1D can be improved.
  • FIG. 10A is a block diagram of still another receiving device 1E according to the first embodiment.
  • the same parts as those of the receiving apparatus 1B shown in FIG. 7 are assigned the same reference numerals and descriptions thereof will be omitted.
  • the variable gain amplification unit 8 is connected between the frequency conversion unit 3 and the filter 4 to amplify the output level of the frequency conversion unit 3.
  • noise can be attenuated to the vicinity of white noise, and the C / N ratio of the received signal can be further increased, so that the reception quality of the receiving apparatus 1E can be improved. it can.
  • FIG. 10B is a block diagram of still another receiving device 1F according to the first embodiment.
  • the same reference numerals as in the receiving device 1E shown in FIG. 10A denote the same parts, and a description thereof will be omitted.
  • the pre-stage detection unit 6 is connected between the filter 4 and the AD conversion unit 5. With this configuration, saturation of AD converter 5 at the initial stage of channel selection can be prevented, and depending on the performance of filter 4, noise can be attenuated to the vicinity of white noise, and the C / N ratio of the received signal Since the size can be increased, the reception quality of the reception device 1E can be improved.
  • control by the control unit 7 when there is frequency characteristics of a pass frequency band of the filter 4 and frequency characteristics of a band to be amplified by the variable gain amplifying unit 8 will be described below.
  • the filter 4 often has frequency characteristics in the pass band, so the control unit 7 stores the frequency characteristics of the filter 4 in advance, and the input level of the AD conversion unit 5 with respect to the frequency characteristics of the filter 4 It is desirable to control the gain of the variable gain amplification unit 8 so as to be substantially constant. As a result, it is possible to improve reception quality over more reception channels.
  • FIG. 11 shows the pass characteristic P1 of another filter 4A used instead of the filter 4 according to the first embodiment and the frequency arrangement of the reception signal.
  • FIG. 12A is a block diagram of the filter 4A.
  • the signal level of the signal of channel CH_1 is smaller than the signal of channel CH_2.
  • the receiving apparatuses 1 (1B to 1F) are placed in a receiving environment in which the signal level differs depending on the receiving channel.
  • the filter 4A includes one or more band pass filters 40 and one or more attenuators 50. Thereby, the filter 4A has the pass characteristic P1 shown in FIG.
  • the control unit 7 can obtain the pass characteristic P1 shown in FIG. 11 by adjusting the amount of attenuation of the attenuation unit 50 shown in FIG. 12A.
  • the control unit 7 can make the signal level of each channel input to the AD conversion unit 5 constant by controlling the amount of passage loss, particularly of the passage characteristic P1, and the control unit 7 of the receiving apparatus 1 (1B to 1F) Reception quality can be improved.
  • FIG. 12B is a block diagram of still another filter 4B used instead of the filter 4 according to the first embodiment.
  • the filter 4A includes a low pass filter 40A and a band reject filter 40B.
  • the band reject filter 40B has a notch filter having an arbitrary attenuation bandwidth.
  • the control unit 7 has a pass band width of the low pass filter 40A which passes both the signal of the channel CH_1 and the signal of the channel CH_2, and a notch filter which attenuates only the signal of the channel CH_1 having a large signal level and does not attenuate the signal of the channel CH_2. Adaptively control the attenuation bandwidth.
  • the reception devices 1 (1B to 1F) can improve their reception quality, and can simultaneously receive signals of a plurality of channels. It becomes.
  • the receiving apparatus 1 (1B to 1F) down-converts the received signal in the RF band to the IF band using the oscillating unit 2 and the frequency converting unit 3, the RF signal is directly input to the filter 4 It is also good.
  • the filter 4 use a filter having a sharp cutoff frequency, and the AD converter 5 operate at a high sampling frequency that is twice or more the frequency of the reception signal.
  • the oscillation unit 2 and the frequency conversion unit 3 become unnecessary, which helps to miniaturize the receiving device 1 (1B to 1F).
  • the receiving device 1 (1B to 1F) may convert the received signal in the RF band into a baseband signal using the oscillating unit 2 and the frequency converting unit 3, and may perform direct conversion type reception. As a result, the filter for image removal can be omitted, which helps to miniaturize the receiver 1 (1B to 1F).
  • FIG. 12C is a block diagram of an electronic device 1001 equipped with the receiving device 1 (1B to 1F) according to the first embodiment.
  • Electronic device 1001 includes receiver 1 (1B to 1F), antenna 1001A for receiving a signal, filter 1001B connected to antenna 1001A, amplification unit 1001C connected to the output end of filter 1001B, demodulation unit 1001D, and the like.
  • the decoding unit 1001E is connected to the output terminal of the demodulation unit 1001D
  • the display device 1001F is connected to the output terminal of the decoding unit 1001E.
  • the output terminal of the amplification unit 1001C is connected to the frequency conversion unit 3 shown in FIG.
  • the output terminal of the AD conversion unit 5 is connected to the demodulation unit 1001D.
  • FIG. 13 is a block diagram of a receiver 13 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the receiving device 13 is, for example, a receiving device for receiving digital terrestrial television broadcasting, and uses the oscillation unit 2 for generating a local oscillation signal, and one frequency band using the local oscillation signal generated by the oscillation unit 2.
  • a frequency converter 3 for frequency converting received signals in a plurality of frequency bands into an intermediate frequency (IF) signal
  • a filter 4 connected to the output of the frequency converter 3 and having a variable cutoff frequency
  • a / D converter 5 connected to the A / D converter 5 for converting an analog signal of one frequency band or a plurality of frequency bands into a digital signal
  • a pre-stage detector 6 connected to the output side of the A / D converter 5 for detecting a signal level
  • the control unit 7 controls the cut-off frequency of the filter 4 based on the signal level detected by the unit 6.
  • the receiving device 13 is connected to the output side of the AD conversion unit 5 and has a first band pass filter 10 for passing only the signal of the first frequency band and a second band pass for passing only the signal of the second frequency band.
  • the filter 11 is further provided.
  • the receiving device 1 demodulates the signal of the first frequency band passed through the first band pass filter 10 and the signal of the second frequency band passed through the second band pass filter 11.
  • the second demodulation unit 21 is further provided.
  • the receiver 13 further includes a numerically controlled oscillator (NCO) 20A connected to the first demodulator 20 and an NCO 21A connected to the second demodulator 21.
  • the NCOs 20A and 21A convert the signal that has passed through the first band pass filter 10 or the second band pass filter 11 into a baseband signal.
  • the receiver 13 includes the plurality of demodulators 20 and 21, it is possible to demodulate a plurality of reception channels simultaneously, and for example, there is an effect of shortening the station selection time.
  • the receiving apparatus 13 provided with a demodulator for the number of channels desired to be received, the oscillator 2, the frequency converter 3, the filter 4, the variable gain amplifier 8, and the AD converter of the number of received channels. No need to provide 5 and multiple channels can be received at the same time, which contributes to miniaturization. That is, in a receiving apparatus capable of simultaneously receiving a plurality of channels, downsizing can be achieved by integrating the circuit of the previous stage to the AD conversion unit 5, which is a large-scale analog circuit. That is, even if the band pass filters 10 and 11 and the demodulators 20 and 21 which are digital circuits having a small scale are multistaged, the circuit scale does not become so large.
  • FIG. 14 is a block diagram of another receiver 14 according to the second embodiment.
  • the receiver 14 shown in FIG. 14 is connected between the first band pass filter 10 and the first demodulator 20 to detect the signal level of the signal of the first frequency band, and A second rear stage detection unit 31 connected between the two-band pass filter 11 and the second demodulation unit 21 to detect the signal level of the signal of the second frequency band is further included.
  • the respective outputs of the first rear detection unit 30 and the second rear detection unit 31 are connected to the control unit 7, and the control unit 7 is respectively configured of the front detection unit 6, the first rear detection unit 30, and the second rear detection unit 31.
  • the filter 4 and the variable gain amplifying unit 8 are controlled according to the comparison result.
  • FIG. 14 As an example of the reception signal, it is assumed that a channel of digital terrestrial television broadcasting is received, and the operation will be described assuming that the frequency arrangement of the reception channel is known.
  • a receiver for simultaneously receiving two channels each provided with two systems of a band pass filter, a post-stage detection unit, and a demodulation unit, will be described.
  • the receiving apparatus 14 simultaneously receives three or more channels by having a plurality of systems of band pass filters at the rear stage of the AD conversion unit 5, a rear stage detection unit, and a demodulation unit in parallel according to the number of channels desired to be received simultaneously. Is also possible.
  • the first It is desirable not to perform the extension control of the cutoff frequency fc of the filter 4, that is, the extension control of the pass band width Wp.
  • the receiving device 14 stores, for example, the channel table doing.
  • the control unit 7 refers to the stored channel table, and determines that the frequency interval between any two channels to be received exceeds the extendable range of the cutoff frequency fc of the filter 4, The extension of the cutoff frequency fc of the filter 4, that is, the extension of the passband width Wp is not performed. Further, when the frequency interval between the two channels is within the extendable range of the cutoff frequency fc, the control unit 7 performs the extension control of the cutoff frequency fc of the filter 4, that is, the extension control of the passband width Wp. In the former case, since the filter 4 passes only one channel of signal, the control unit 7 controls at least one of the second band pass filter 11, the second subsequent stage detection unit 31, and the second demodulation unit 21 to reduce power consumption. It is preferable to control to turn off one circuit.
  • the first rear stage detection unit 30 when receiving a signal within the extension controllable range of the cutoff frequency fc of the filter 4, that is, the extension control range of the pass bandwidth Wp, the first rear stage detection unit 30 is a first band pass filter.
  • the second post-stage detection unit 31 detects the signal level of the signal that has passed only the pass frequency band of the second band pass filter 11.
  • the post-stage detection units 30 and 31 can grasp the signal level of each reception channel more accurately, and the control unit 7 can control the cutoff frequency fc of the filter 4 according to the respective reception signal levels. it can. Thereby, the reception quality of the receiver 14 can be improved.
  • control unit 7 controls the cutoff frequency of the filter 4 based on the signal indicating the reception quality output from the first demodulation unit 20 and the signal indicating the reception quality output from the second demodulation unit 21. Also good. The control of the control unit 7 will be described below.
  • control unit 7 when the level difference between the two signals of channel CH_1 and channel CH_2 is within the reference range, control unit 7 extends cutoff frequency fc from frequency f1 to frequency f2 to pass bandwidth Wp. Is extended from width Wp1 to width Wp2, but there is no margin in the required C / N ratio of channel CH_1, and when the signals of two channels CH_1 and CH_2 are AD converted, the quantization error in AD conversion unit 5 increases.
  • the C / N ratio of the CH_1 signal may be degraded to be smaller than the required C / N ratio, and as a result, the channel CH_1 signal may not be accurately demodulated.
  • control unit 7 determines not only the signal level of the first frequency band detected by the first rear stage detection unit 30 but also the signal level of the second frequency band detected by the second rear stage detection unit 31.
  • the cutoff frequency fc of the filter 4 is changed according to the reception quality such as the C / N ratio of the signals output from the first demodulator 20 and the second demodulator 21.
  • the control unit 7 sets the cutoff frequency fc of the filter 4 by returning from the frequency f2 to the frequency f1, and two channel signals simultaneously receivable reception environment, switching adaptively controlled in accordance with the defect occurs reception environment, close to the dynamic range D AD of AD converter 5 It is possible to input a signal of level to the AD converter 5. Thereby, the reception quality of the reception device 14 can be further improved.
  • FIG. 15 shows the pass characteristic of the filter 4 of the receiving device 14 and the frequency arrangement of the received signal.
  • the level of the signal of channel CH_1 is larger than the level of the signal of channel CH_2 as shown in FIG. 15, and the difference between the levels of the two signals is out of the reference range.
  • the control of the control unit 7 will be described in the case of such a reception environment.
  • the signal of channel CH_2 needs to be amplified to a predetermined level.
  • the cut-off frequency fc of the filter 4 is the frequency f2
  • the signal of the channel CH_1 also passes through the filter 4 at the same time. Therefore, when these two signals are amplified by the variable gain amplification unit 8, the signal of the channel CH_1 having a large signal level
  • the variable gain amplification unit 8 is saturated by the amplification of.
  • the cut-off frequency fc of the filter 4 may be returned to the frequency f1 without simultaneous reception of the signal of the channel CH_2, but the cut-off frequency fc of the filter 4 is fixed at the frequency f2 and two signals are received
  • it is acceptable That is, when the cut-off frequency fc is the frequency f2, the C / N ratio of the signal of the channel CH_2 is smaller than the required C / N ratio and can not be accurately demodulated because the signal level of the channel CH_2 is small. There is a possibility that only the synchronization of the channel CH_2 can be established in the second demodulation unit 21.
  • FIG. 16A shows the pass characteristic P2 of the filter 4 of the reception devices 13 and 14 and the frequency arrangement of the reception signal.
  • the filter 4 is a band pass filter having a pass bandwidth of at least one channel, and when a user who has initially selected the channel CH_1 wants to view the channel CH_2, the control unit 7 transmits the channel CH_2 from the user. After receiving the tuning instruction, without changing the oscillation frequency of the oscillator 2, as shown in FIG.
  • the passband width of the filter 4 is determined from the passband widths of the two channels CH_1 and CH_2, and the passband width of only the channel CH_2 Control to be Then, the control unit 7 controls the variable gain amplification unit 8 so that the level of the signal of the channel CH 2 passed through the filter 4 becomes the optimum level of the input of the AD conversion unit 5, whereby the oscillation of the oscillation unit 2 is performed.
  • Channel CH_2 can be viewed without changing the frequency. This eliminates the lock-up time of the oscillation unit 2 and the frame synchronization time in the demodulation unit 20 which are required to receive only the signal of the channel CH_2 again, so that the oscillation unit from the channel CH_1 to the channel CH_2 is renewed.
  • the filter 4 does not necessarily have to be a band pass filter, and as shown in FIG. 12, it includes one or more band pass filters 40 and one or more attenuation units 50, and the pass characteristic P1 shown in FIG.
  • the controller 7 may control the filter 4 to have
  • the first rear detection unit 30 may be configured to detect a signal from an arbitrary place of the first demodulation unit 20.
  • the second subsequent stage detection unit 31 may be configured to detect a signal from any place of the second demodulation unit 21.
  • the first rear stage detection unit 30 and the second rear stage detection unit 31 detect not only the signal level, for example, but also the quality value indicating the signal quality such as C / N ratio and bit error rate (BER) after Viterbi decoding.
  • the control unit 7 may be configured to compare with the comparison value, or the control unit 7 may be configured to adaptively switch the detection signal or the detection method according to the reception environment or to increase the reliability.
  • the first rear detection unit 30 and the second rear detection unit 31 detect the C / N ratio of the reception signal from the inside of the first demodulation unit 20 and the second demodulation unit 21, and the control unit 7 performs the required C / N.
  • the receiver 7 detects the value of BER after decoding, and the control unit 7 sets, by the user or the circuit designer, the switching of the operation of stopping the reception operation of the signal having the BER smaller than the predetermined value.
  • the reception quality can be improved according to the reception environment of 13 and 14, which also helps to reduce the power consumption.
  • the received signal is not limited to terrestrial digital television broadcasting.
  • the receivers 13 and 14 can perform channel search at high speed.
  • the conventional channel search for example, since the television broadcast in Japan has 1 to 62 channels, the lockup time of the frequency of the local oscillation signal is 5 ms, and the frame synchronization time of the demodulation units 20 and 21 is 500 ms.
  • the frame synchronization time of the demodulation units 20 and 21 is 500 ms.
  • it takes at least 31 s ((62 ⁇ (5 + 500)) time. Since the receivers 13 and 14 detect the level (power) of the received signal which is increased by controlling the cut-off frequency of the filter 4, the time for waiting for frame synchronization of the signal can be shortened.
  • orthogonal frequency division multiplexing In digital terrestrial television broadcasting in Japan, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is used for signal transmission, and the effective symbol length is approximately 1 ms. Assuming that the measurement time of the level (power) of the received signal is 1 ms of the effective symbol length, the search time of one channel takes only 6 ms together with 5 ms of the lockup time of the oscillation frequency, and all channels are searched Even it takes only 0.4 s ( ⁇ 6 x 62). Furthermore, since television signals do not exist in all channels, the cutoff frequency fc of the filter 4 in the receiving devices 13 and 14 is extended to extend the pass band width, whereby the oscillation frequency is set to a frequency where no channel exists. Channel search can be performed more quickly.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the control unit 7 stores the frequency allocation of the searched channel for each area.
  • control of the cut-off frequency of the filter 4 is not limited to the method of changing for each channel. That is, the control of the cut-off frequency of the filter 4 is not limited to the control for expanding and contracting in the frequency band step of the channel, but the cut-off frequency fc of the filter 4 using an element capable of continuously changing the frequency such as a variable capacity capacitor. May be gradually extended to gradually extend the pass band width to detect the level of the signal. By this method, it is possible to prevent the variable gain amplifying unit 8 from being saturated by the strong power being rapidly input due to the extension of the cutoff frequency fc of the filter 4.
  • the band pass filter connected to the output side of the AD conversion unit 5 and the demodulation unit that demodulates the signal passing through the band pass filter are respectively provided in two systems. Depending on the number of channels required by the designer, the cost, the size of the receiving apparatus, etc., one system or three or more systems may be configured. Further, the outputs of the plurality of band pass filters connected to the output side of the AD conversion unit 5 may be switched, and one demodulation unit may perform the demodulation operation. Furthermore, the receiving device 14 may have one or more post-stage detection units.
  • variable gain amplification unit 8 is shown as being connected between the filter 4 and the AD conversion unit 5 in the reception devices 13 and 14, the variable gain amplification unit 8 is not provided for the reason described above, or The variable gain amplification unit 8 may be connected between the frequency conversion unit 3 and the filter 4. Furthermore, in the reception devices 13 and 14, although the pre-stage detection unit 6 is shown connected to the output side of the AD conversion unit 5, the pre-stage detection unit 6 includes the filter 4 and the AD conversion unit 5 for the reasons described above. May be connected between the two.
  • the present invention can be used to simultaneously receive different frequency channels by receiving signals, the receiving apparatus does not need to have a plurality of tuners, which leads to miniaturization.
  • FIG. 16B is a block diagram of an electronic device 1002 equipped with the receiving device 13 (14) according to the second embodiment.
  • the electronic device 1002 includes a receiving device 13 (14), an antenna 1002A for receiving a signal, a filter 1002B connected to the antenna 1002A, an amplification unit 1002C connected to the output end of the filter 1002B, and a decoding unit 1002E. And a display device 1002F connected to the decoding unit 1002E.
  • the output terminal of the amplification unit 1002C is connected to the frequency conversion unit 3 shown in FIG. 13 and FIG.
  • the output end of the first demodulation unit 20 is connected to the input end of the decoding unit 1001E.
  • the receiving device of the present invention can improve receiving performance, and can be used for electronic devices such as digital television broadcast receiving devices.

Landscapes

  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

　受信装置は、局部発振信号を生成する発振部と、その局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部と、周波数変換部の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタと、フィルタの出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部と、ＡＤ変換部の出力側若しくはフィルタとＡＤ変換部との間に接続されて信号レベルを検出する前段検出部と、前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、フィルタのカットオフ周波数を制御する制御部とを備える。例えば、複数周波数帯域を受信することでＡＤ変換部のダイナミックレンジより大きな信号が受信装置に入力されたとしても、ＡＤ変換部に入力される信号レベルをＡＤ変換部のダイナミックレンジ以下にすることができる。

Description

受信装置と、これを用いた電子機器
　本発明は、信号を受信する受信装置とこれを用いた電子機器に関する。
　図１７は特許文献１に記載されている従来の受信装置１０１のブロック図である。図１７において、従来の受信装置１０１は、局部発振信号を生成する複数の発振部１０２Ａ、１０２Ｂと、発振部１０２Ａ、１０２Ｂが生成した局部発振信号を用いて１チャンネル若しくは複数チャンネルの受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部１０３と、周波数変換部１０３の出力側に接続されたフィルタ１０４と、フィルタ１０４が出力するアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部１０５と、ＡＤ変換部１０５の出力側に接続された複数の帯域通過フィルタ１１０、１１１と、帯域通過フィルタ１１０、１１１の出力側に接続された復調部１２０とを備える。
　従来の受信装置１０１は、複数の発振部１０２Ａ、１０２Ｂを用いて単一の周波数変換部１０３で周波数変換を行うことにより、複数チャンネルの信号を同時に受信することができる。
　従来の受信装置１０１において、複数の信号を同時に受信するために、複数の発振部１０２Ａ、１０２Ｂを同時に用いていたので、回路規模及び消費電力が大きくなるという問題がある。
特開２００４－３５７０２５号公報
　受信装置は、局部発振信号を生成する発振部と、その局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部と、周波数変換部の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタと、フィルタの出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部と、ＡＤ変換部の出力側若しくはフィルタとＡＤ変換部との間に接続されて信号レベルを検出する前段検出部と、前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、フィルタのカットオフ周波数を制御する制御部とを備える。
　例えば、複数周波数帯域を受信することでＡＤ変換部のダイナミックレンジより大きな信号が受信装置に入力されたとしても、ＡＤ変換部に入力される信号レベルをＡＤ変換部のダイナミックレンジ以下にすることができる。
　また、受信装置は、局部発振信号を生成する発振部と、その局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号をＩＦ信号に周波数変換する周波数変換部と、周波数変換部の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタと、フィルタの出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部と、ＡＤ変換部の出力側若しくはフィルタとＡＤ変換部との間に接続されて信号レベルを検出する前段検出部と、前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、フィルタのカットオフ周波数を制御する制御部と、ＡＤ変換部の出力側に接続された第１帯域通過フィルタと、第１帯域通過フィルタの出力側に接続された第１復調部と、ＡＤ変換部の出力側に接続されて前記第１帯域通過フィルタと通過周波数帯域が異なる第２帯域通過フィルタと、第２帯域通過フィルタの出力側に接続された第２復調部とを備える。
　この受信装置は、複数の受信周波数帯域を同時に復調することができ、例えば、選局時間の短縮効果がある。
　また、この受信装置は１つの発振部で、同時に複数周波数帯域の信号を受信することができ、その回路規模を削減させることができる。
図１は本発明の実施の形態１における受信装置のブロック図である。 図２は実施の形態１における受信装置のフィルタの回路図である。 図３は実施の形態１における受信装置の制御のフローを示す。 図４は実施の形態１における受信装置のフィルタの通過帯域と受信信号の周波数配置を示す。 図５は実施の形態１における受信装置のフィルタの通過帯域と受信信号の周波数配置を示す。 図６は実施の形態１における他の受信装置のブロック図である。 図７は実施の形態１におけるさらに他の受信装置のブロック図である。 図８は実施の形態１における受信装置のＡＤ変換部のダイナミックレンジの内訳を示す。 図９Ａは実施の形態１におけるさらに他の受信装置のブロック図である。 図９Ｂは実施の形態１におけるさらに他の受信装置のブロック図である。 図１０Ａは実施の形態１におけるさらに他の受信装置のブロック図である。 図１０Ｂは実施の形態１におけるさらに他の受信装置のブロック図である。 図１１は実施の形態１における受信装置の他のフィルタの通過帯域と受信信号の周波数配置を示す。 図１２Ａは実施の形態１における受信装置の他のフィルタのブロック図である。 図１２Ｂは実施の形態１における受信装置のさらに他のフィルタのブロック図である。 図１２Ｃは実施の形態１における受信装置を搭載した電子機器のブロック図である。 図１３は本発明の実施の形態２における受信装置のブロック図である。 図１４は実施の形態２における他の受信装置のブロック図である。 図１５は実施の形態２における受信装置のフィルタの通過特性と受信信号の周波数配置を示す。 図１６Ａは実施の形態２における受信装置のフィルタの通過特性と受信信号の周波数配置を示す。 図１６Ｂは実施の形態２における受信装置を搭載した電子機器のブロック図である。 図１７は従来の受信装置のブロック図である。
符号の説明
１　　受信装置
２　　発振部
３　　周波数変換部
４　　フィルタ
５　　ＡＤ変換部
６　　前段検出部
７　　制御部
８　　可変利得増幅部
１３　　受信装置
１４　　受信装置
４０　　帯域通過フィルタ
５０　　減衰部
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１の受信装置１のブロック図である。図１において、受信装置１は、例えば、地上デジタルテレビ放送を受信する受信装置であり、局部発振信号を生成する発振部２と、この発振部２が生成した局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部３と、周波数変換部３の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタ４と、フィルタ４の出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部５と、ＡＤ変換部５の出力側に接続されて信号レベルを検出する前段検出部６と、前段検出部６が検出した信号レベルに基づいて、フィルタ４のカットオフ周波数を制御する制御部７とを備える。ＡＤ変換部５の入力端がフィルタ４の出力側に接続されている。以下、受信装置１は受信信号の一例として、地上デジタルテレビ放送を受信する受信装置であるとして、動作説明を行う。
　なお、以下においては、周波数帯域として地上デジタルテレビ放送で規定されるチャンネルを例として説明する。
　ただし、地上デジタルテレビ放送においては、チャンネルをさらに分割した周波数帯域をセグメントと呼ぶ場合があるが、実施の形態においては、複数チャンネルを受信する場合と異なるところはない。従って、本発明は、複数セグメントを受信する場合にも適用できる。
　また、同じ番組を時間的に分割して送受信を行う時間スライシング（ＴＳ）方式や、時間のみならず周波数方向にも番組を分割して送受信を行う時間周波数スライシング（ＴＦＳ）方式という間欠受信方法がデジタルテレビ放送方式の一つとして検討されている。この場合には、特定の番組が複数の周波数帯域に分割して伝送されるが、このＴＦＳ方式の放送を受信する際にも、実施の形態は適用することができる。
　図２はフィルタ４の回路図である。フィルタ２は能動素子を用いた楕円関数フィルタである。フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃは式１で示すことができる。
　ｆｃ＝１／（２・π）・｛１／（Ｒ３・Ｒ２・Ｃ１・Ｃ２）｝１／２　…（式１）
　このように、図２における定数Ｒ２、Ｒ３、Ｃ１、Ｃ２を切り替えることで、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを制御することができる。例えば、図２に示すコンデンサの値Ｃ１、Ｃ２を可変にするために、電圧制御型の可変容量コンデンサを用いたり、容量の違う数種類のコンデンサをスイッチを用いて切り替えたりしている。
　また、受信装置１では、例えば、制御部７、以前に記憶した前段検出部６の検出結果や予め設定した基準値を示すデータを記憶し、このデータと前段検出部６から出力された信号レベルとを比較する。
　図３は、複数のチャンネルを同時に受信可能にする受信装置１の、制御のフローを示す。図４はフィルタ４の通過帯域と受信信号の周波数配置を示す。図４に示すように、中間周波数（ＩＦ）帯における１つ目の受信チャンネルＣＨ＿１と、２つ目の受信チャンネルＣＨ＿２が隣り合っている。また、フィルタ４のカットオフ周波数を変更して延長し、通過帯域幅Ｗｐが制御できる。図３において、受信装置１は、例えば地上デジタルテレビ放送の受信を開始する（ステップＳ１）。そして、受信装置１の制御部７は、ユーザからの選局指令を監視し（ステップＳ２）、ユーザからチャンネル切り替えの要求があったか否かを判定する（ステップＳ３）。ステップＳ３においてその要求がなければステップＳ２に戻り、制御部７はユーザからの選局指令を監視する。ステップＳ３にてユーザからのチャンネル切り替え要求があると制御部が判定すると、発振部２と周波数変換部３を用いて、受信信号を高周波数（ＲＦ）帯からＩＦ帯へダウンコンバートする（ステップＳ４）。そして、制御部７は、所望のチャンネルＣＨ＿１の信号のみが通過するようにフィルタ４のカットオフ周波数ｆ１を設定する（ステップＳ４）。この後、前段検出部６は、ＡＤ変換部５でデジタル値に変換された所望のチャンネルＣＨ＿１の信号の信号レベルＬ１を検出し、制御部７は、レベルＬ１を記憶する（ステップＳ４）。次に、制御部７は、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを変更して延長し、通過帯域幅Ｗｐを幅Ｗｐ１から幅Ｗｐ２に延長してカットオフ周波数ｆｃをカットオフ周波数ｆ２に設定し、次のチャンネルＣＨ＿２もフィルタ４を通過できるようにする。また、前段検出部６が２つのチャンネルＣＨ＿１、ＣＨ＿２の受信信号の合計の信号レベルＬ２を検知し、制御部７は、その信号レベルＬ２を記憶する（ステップＳ５）。その後、制御部７は、信号レベルＬ２がＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤ以下であるかを判定する（ステップＳ６）。ステップＳ６で、信号レベルＬ２がＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤを超えたと制御部７が判定した場合、制御部７は、２つの信号の同時受信は不可能と判断し、チャンネルＣＨ＿１の信号のみを受信しチャンネルＣＨ＿２の信号を受信しないようにカットオフ周波数ｆｃを周波数ｆ２から周波数ｆ１に戻し、ステップＳ２においてユーザの選局指令を監視する。また、２つの受信信号のレベルの差が大きい場合、同時受信は困難である。したがって、ステップＳ６にて信号レベルＬ２がＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤ以下であると制御部７が判定した場合、レベルＬ１とＬ２の差が基準範囲内であるかの判定を行う（ステップＳ７）。ここで、図４に示すように、２つのチャンネルＣＨ＿１、ＣＨ＿２の信号を受信する場合、２つのチャンネルの信号のレベルが等しければ信号レベルＬ２は１チャンネルの受信と比べ２倍の電力となるので、合計の受信電力は３ｄＢ上がる。よって、ステップＳ７における基準範囲を例えば２ｄＢ～４ｄＢとする。次に、制御部７は、信号レベルＬ１、Ｌ２の差がこの基準範囲内であれば２つの信号を同時受信できると判定し、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを周波数ｆ２のまま固定し、ステップＳ２にてユーザの選局指令を監視する。制御部７は、レベルＬ１、Ｌ２の差が基準範囲外と判定すれば、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを周波数ｆ１に戻し（ステップＳ８）、ステップＳ２にてユーザの選局指令を監視する。
　上記制御により、例えば、複数チャンネルを受信することでＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤより大きな信号が受信装置１に入力されたとしても、制御部７がフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを制御することにより、ＡＤ変換部５に入力される信号レベルをダイナミックレンジＤＡＤ以下にすることができる。即ち、制御部７が上記制御を行うことにより、受信装置１が少なくとも１つの発振部２を有する構成でも、同時に複数チャンネルの信号を受信可能にすることができる。その結果、受信装置１の回路規模を削減させることができる。
　また、前段検出部６は、ＡＤ変換部５の出力側に接続されている場合、ＡＤ変換部５の出力レベルをデジタル値で検出することにより、その値を保持し、その出力レベルを以前のデータや予め設定したデータと容易に比較することができ、またフィルタ４のカットオフ周波数制御の精度も容易に可変にすることができるという効果がある。さらにデジタル値の検出や制御はデジタル回路で構成可能であり、受信装置１の小型化に役立つ。
　尚、図４では隣り合う複数チャンネルを示したが、複数チャンネルは必ずしも隣り合う必要はなく、受信装置１は複数チャンネルが互いに離れていても上記構成にて受信は可能である。さらに、受信装置１は２つの受信信号を同時に受信するが、１チャンネル若しくは３チャンネル以上の同時に受信してもよい。図５は受信装置１のフィルタ４の通過帯域幅Ｗｐと受信信号の周波数配置を示す。図５で示すように、カットオフ周波数ｆｃを変更して延長することのできる限界である最高カットオフ周波数ｆｃ＿ｍａｘより高い周波数のチャンネルの信号を受信装置１は同時受信することはできない。すなわち、フィルタ４の通過帯域幅Ｗｐを延長できる限界である最大通過帯域幅Ｗｐ＿ｍａｘに入らない周波数を有する２つのチャンネルの信号を受信装置１は同時受信することはできない。したがって、この場合には、制御部７は最初から上記フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを変更して延長する制御を行わないことが望ましい。例えば、日本の地上デジタルテレビ放送や従来までのアナログテレビ放送のように、地域毎に予め放送局の周波数配置が決められている場合、受信装置１では、例えば、制御部７はチャンネル表を記憶する。制御部７は、記憶しているチャンネル表を参照し、受信しようとする任意の２つのチャンネル間の周波数の間隔がフィルタ４の最大通過帯域幅Ｗｐ＿ｍａｘを超えていると判断すれば、フィルタ４のカットオフ周波数の延長による通過帯域幅Ｗｐの延長の制御は行わない。また制御部７は、２つのチャンネル間の周波数の間隔がフィルタ４の最大通過帯域幅Ｗｐ＿ｍａｘ内であれば、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長による通過帯域幅Ｗｐの制御を行う。これにより、制御部７は消費電力を浪費することなく、より効率の良く信号を受信するように受信装置１を制御することが可能である。
　図６は、実施の形態１による他の受信装置１Ａのブロック図である。図６において、図１に示す受信装置１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図６に示す受信装置１Ａでは、前段検出部６は、フィルタ４とＡＤ変換部５との間に接続されて、フィルタ４の出力レベルを検出する。これにより、ＡＤ変換部５に入力される信号レベルを概ね常にＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤ以下に制御でき、ＡＤ変換部５の歪みの影響を防ぐことが可能である。その結果、受信装置１Ａの受信品質を向上させることができる。
　図７は、実施の形態１によるさらに他の受信装置１Ｂのブロック図である。図７において、図１に示す受信装置１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図７に示す受信装置１Ｂは、フィルタ４とＡＤ変換部５との間に接続されて入力信号を増幅する可変利得増幅部８をさらに備える。制御部７は、前段検出部６が検出した信号レベルに基づいて、可変利得増幅部８の利得も制御する。ＡＤ変換部５に入力される信号レベルは、ＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤ以下で、かつ信号の平均電力に対するピーク電力の比（ＰＡＰＲ）やフェージングなどによる電力変動に対するマージンを確保しつつ、量子化誤差が最も少なくなるような電力となるように、制御部７でフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃや可変利得増幅部８の利得を制御するのが望ましい。これにより、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃに関わらず、常に略一定の入力レベルをＡＤ変換部５に入力することができる。また、フィルタ４の出力する信号レベルを可変利得増幅部８の利得分低くできるので、フィルタ４が歪むことも抑えることができる。その結果、受信装置１の受信品質を向上させることができる。
　例えば、現在の地上デジタルテレビ放送の受信においてＡＤ変換部５として、分解能が１０ｂｉｔのＡＤ変換部が用いられることが多い。受信信号は、１ｂｉｔの分解能で略６ｄＢの振幅を表現できる。例えば、分解能が１０ｂｉｔのＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤは６０ｄＢ（＝１０６）である。図８はＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤのうち、必要な最小限のダイナミックレンジＤｍｉｎの内訳を示す。ダイナミックレンジＤｍｉｎはダイナミックレンジＤ１～Ｄ４の和である。図８に示すように、ダイナミックレンジＤ１は移動環境などにおけるフェージングマージンであり、実施の形態１では７ｄＢである。ダイナミックレンジＤ２は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のＰＡＰＲであり、実施の形態１では１２ｄＢである。ダイナミックレンジＤ３は、変調信号を復調するための所要キャリア対ノイズ（Ｃ／Ｎ）比であり、実施の形態１では１９ｄＢである。ダイナミックレンジＤ４は、ＡＤ変換部５でＡＤ変換される際の量子化誤差の許容範囲を０．１ｄＢ以下にするための許容差で必要とされ、実施の形態１では１７ｄＢである。このように、必要な最小限のダイナミックレンジＤｍｉｎは５５ｄＢとなる。したがって、ダイナミックレンジＤＡＤが６０ｄＢのＡＤ変換部５を使用すれば、６０－５５＝５ｄＢの余裕が得られる。つまり、実施の形態１による受信装置は、ＣＨ＿１と同レベルのＣＨ＿２を受信しても合計の信号レベルが３ｄＢ上がるだけなので、ＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤに５ｄＢの余裕がある場合、少なくとも２チャンネルの信号を同時に受信できる可能性がある。また、移動しない固定された環境での受信のようにフェージングが発生しにくい環境においては、前述のフェージングマージンが要求されないため、実施の形態１による受信装置は３チャンネル以上の信号を同時受信することが可能となる。さらに、ΔΣ型のＡＤ変換部のように、ダイナミックレンジが１００ｄＢ以上あるＡＤ変換部をＡＤ変換部５に使用することによって、実施の形態１による受信装置は例えば１０チャンネル以上のチャンネルの信号を同時に受信することが可能である。
　また、前段検出部６は、ＡＤ変換部５の出力側に接続されている場合、ＡＤ変換部５の出力レベルをデジタル値で検出することにより、その値を保持し、その出力レベルを以前のデータや予め設定したデータと容易に比較することができ、またフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを高精度に容易に制御することができるという効果がある。さらにデジタル値の検出や制御はデジタル回路で構成可能であり、受信装置の小型化に役立つ。
　図９Ａは、実施の形態１によるさらに他の受信装置１Ｃのブロック図である。図９Ａにおいて、図７に示す受信装置１Ｂと同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図９Ａに示す受信装置１Ｃでは、前段検出部６はフィルタ４と可変利得増幅部８との間に接続されて、フィルタ４の出力レベルを検出する。これにより、例えば適切な閾値を設定してフィルタ４を制御することで可変利得増幅部８の飽和を防ぐことができる。また、例えば所望の帯域外に強電力の妨害信号がある場合、受信装置１Ｃでは所望の帯域外の信号を遮断できるので、可変利得増幅部８が飽和せずに済む。
　図９Ｂは、実施の形態１によるさらに他の受信装置１Ｄのブロック図である。図９Ｂにおいて、図７に示す受信装置１Ｂと同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図９Ｂに示す受信装置１Ｄでは、前段検出部６は可変利得増幅部８とＡＤ変換部５との間に接続されて、可変利得増幅部８の出力レベルを検出する。この構成により、選局初期におけるＡＤ変換部５の飽和を防ぐことができ、受信装置１Ｄの受信品質を向上させることができる。
　図１０Ａは、実施の形態１によるさらに他の受信装置１Ｅのブロック図である。図１０Ａにおいて、図７に示す受信装置１Ｂと同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置１Ｅでは、図１０Ａに示すように、可変利得増幅部８は周波数変換部３とフィルタ４との間に接続されて、周波数変換部３の出力レベルを増幅する。この構成により、フィルタ４の性能によっては、ノイズをホワイトノイズ付近にまで減衰させることができ、受信信号のＣ／Ｎ比をより大きくすることができるため、受信装置１Ｅ受信品質を向上させることができる。
　図１０Ｂは、実施の形態１によるさらに他の受信装置１Ｆのブロック図である。図１０Ｂにおいて、図１０Ａに示す受信装置１Ｅと同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置１Ｆでは。前段検出部６は、フィルタ４とＡＤ変換部５との間に接続されている。この構成により、選局初期におけるＡＤ変換部５の飽和を防ぐことができ、かつフィルタ４の性能によっては、ノイズをホワイトノイズ付近にまで減衰させることができ、受信信号のＣ／Ｎ比をより大きくすることができるため、受信装置１Ｅの受信品質を向上させることができる。
　次に、フィルタ４の通過周波数帯域の周波数特性や、可変利得増幅部８の増幅する帯域の周波数特性がある場合の制御部７による制御について、以下説明する。一般的に、フィルタ４は通過帯域に周波数特性を持つことが多いため、制御部７はフィルタ４の周波数特性を予め記憶さし、フィルタ４の周波数特性に対してＡＤ変換部５の入力レベルが略一定となるように可変利得増幅部８の利得を制御することが望ましい。その結果、より多くの受信チャンネルに渡って受信品質を向上させることができる。
　図１１は実施の形態１によるフィルタ４の代わりに用いられる他のフィルタ４Ａの通過特性Ｐ１と受信信号の周波数配置を示す。図１２Ａはフィルタ４Ａのブロック図である。チャンネルＣＨ＿１の信号の信号レベルはチャンネルＣＨ＿２の信号より小さい。図１１では、信号レベルが受信チャンネルによって異なっている受信環境に受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）が置かれている。フィルタ４Ａは、１つ若しくは複数の帯域通過フィルタ４０と、１つ若しくは複数の減衰部５０を備える。これにより、フィルタ４Ａは図１１に示す通過特性Ｐ１を有する。制御部７は図１２Ａに示す減衰部５０の減衰量を調整することで、フィルタ４Ａは図１１に示す通過特性Ｐ１を得ることができる。制御部７は通過特性Ｐ１の特に通過損失の量を制御することにより、ＡＤ変換部５に入力される夫々のチャンネルの信号レベルを一定にすることができ、受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）の受信品質を向上させることができる。
　図１２Ｂは実施の形態１によるフィルタ４の代わりに用いられるさらに他のフィルタ４Ｂのブロック図である。フィルタ４Ａはローパスフィルタ４０Ａとバンドリジェクトフィルタ４０Ｂとを備える。バンドリジェクトフィルタ４０Ｂは、任意の減衰帯域幅を有するノッチフィルタを有する。制御部７はチャンネルＣＨ＿１の信号とチャンネルＣＨ＿２の信号の双方を通過させるローパスフィルタ４０Ａの通過帯域幅と、信号レベルが大きいチャンネルＣＨ＿１の信号だけを減衰させてチャンネルＣＨ＿２の信号を減衰させないノッチフィルタの減衰帯域幅を適応的に制御する。これにより、信号レベルが比較的高いチャンネルＣＨ＿１の信号に起因するＡＤ変換部５での歪は抑制され、信号レベルが比較的低いチャンネルＣＨ＿２の信号はＡＤ変換部５でのＣ／Ｎ比を所要Ｃ／Ｎ比以上に改善することができる。したがって、フェージングの影響によって異なるチャンネルの振幅変動が大きい受信環境であっても受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）はその受信品質を向上させることが可能となり、複数チャンネルの信号を同時に受信することが可能となる。
　尚、受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）は、ＲＦ帯の受信信号を発振部２と周波数変換部３を用いてＩＦ帯にダウンコンバートしているが、ＲＦ信号をフィルタ４に直接入力させる構成としてもよい。このとき、フィルタ４はカットオフ周波数が急峻であるものを用い、ＡＤ変換部５は受信信号の周波数の２倍以上の高いサンプリング周波数で動作していることが好ましい。その結果、発振部２や周波数変換部３が不要となり、受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）の小型化に役立つ。また、受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）は、ＲＦ帯の受信信号を発振部２と周波数変換部３を用いてベースバンド信号に変換し、ダイレクトコンバージョン型の受信をしてもよい。その結果、イメージ除去用のフィルタを省略することができ、受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）の小型化に役立つ。
　図１２Ｃは実施の形態１による受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）を搭載した電子機器１００１のブロック図である。電子機器１００１は、受信装置１（１Ｂ～１Ｆ）と、信号を受信するアンテナ１００１Ａとアンテナ１００１Ａに接続されたフィルタ１００１Ｂと、フィルタ１００１Ｂの出力端に接続された増幅部１００１Ｃと、復調部１００１Ｄと、復調部１００１Ｄの出力端に接続されたデコード部１００１Ｅと、デコード部１００１Ｅの出力端に接続された表示装置１００１Ｆとを備える。増幅部１００１Ｃの出力端は図１に示す周波数変換部３に接続されている。ＡＤ変換部５の出力端は復調部１００１Ｄに接続されている。
　（実施の形態２）
　図１３は、本発明の実施の形態２による受信装置１３のブロック図である。
　図１３において、受信装置１３は、例えば、地上デジタルテレビ放送を受信する受信装置であり、局部発振信号を生成する発振部２と、発振部２が生成した局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部３と、周波数変換部３の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタ４と、フィルタ４の出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部５と、ＡＤ変換部５の出力側に接続されて信号レベルを検出する前段検出部６と、前段検出部６が検出した信号レベルに基づいて、フィルタ４のカットオフ周波数を制御する制御部７とを備える。受信装置１３は、ＡＤ変換部５の出力側に接続され、第１の周波数帯域の信号のみを通過させる第１帯域通過フィルタ１０、及び第２の周波数帯域の信号のみを通過させる第２帯域通過フィルタ１１をさらに備える。受信装置１は、第１帯域通過フィルタ１０を通過した第１の周波数帯域の信号を復調する第１復調部２０、及び第２帯域通過フィルタ１１を通過した第２の周波数帯域の信号を復調する第２復調部２１をさらに備える。
　また、受信装置１３は、第１復調部２０に接続された数値制御発振部（ＮＣＯ）２０Ａと、第２復調部２１に接続されたＮＣＯ２１Ａをさらに備える。ＮＣＯ２０Ａ、２１Ａは、第１帯域通過フィルタ１０あるいは第２帯域通過フィルタ１１を通過した信号をベースバンド信号に変換する。
　受信装置１３が、複数の復調部２０、２１を有するので、複数の受信チャンネルを同時に復調することができ、例えば、選局時間の短縮効果がある。本実施の形態の受信装置１３では、受信したいチャンネル数の復調部を備えておけば、受信チャンネル数の、発振部２、周波数変換部３、フィルタ４、可変利得増幅部８、及びＡＤ変換部５を備える必要がなく、同時に複数のチャンネルを受信することができるので、小型化に役立つ。即ち、複数のチャンネルを同時に受信可能な受信装置において、規模が大きなアナログ回路であるＡＤ変換部５より前段の回路を１本化することにより、小型化することができるのである。即ち、規模が小さなデジタル回路である帯域通過フィルタ１０、１１や復調部２０、２１を多段化しても回路規模はそれほど大きくはならないのである。
　図１４は実施の形態２による他の受信装置１４のブロック図である。図１４において、図１３に示す受信装置１３と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図１４に示す受信装置１４は、第１帯域通過フィルタ１０と第１復調部２０との間に接続されて第１の周波数帯域の信号の信号レベルを検出する第１後段検出部３０と、第２帯域通過フィルタ１１と第２復調部２１との間に接続されて第２の周波数帯域の信号の信号レベルを検出する第２後段検出部３１とをさらに備える。第１後段検出部３０と第２後段検出部３１のそれぞれの出力は制御部７に接続され、制御部７は、前段検出部６と第１後段検出部３０と第２後段検出部３１のそれぞれの検出値と予め設定した設定値とを比較し、その比較の結果に従ってフィルタ４と可変利得増幅部８を制御する。
　次に、具体的な受信状況を想定した本発明の実施の形態２における受信装置１４の動作について、図１４を用いて説明する。ここで、受信信号の一例として、地上デジタルテレビ放送のチャンネルを受信することを想定し、また、受信チャンネルの周波数配置は既知であるとして動作説明をする。説明を簡単にするために、図１４のように帯域通過フィルタ、後段検出部、復調部をそれぞれ２系統備えた、２チャンネルを同時に受信する受信装置について説明する。尚、本発明における受信装置１４は、同時に受信したいチャンネル数に応じて、ＡＤ変換部５後段の帯域通過フィルタ、後段検出部、復調部を並列に複数系統持つことによって、３チャンネル以上の同時受信も可能である。
　まず、図５で示すように、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを変更して延長する限界すなわち通過帯域幅Ｗｐの延長の限界以上離れた位置にあるチャンネルの同時受信は不可能であるので、最初から上記フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長すなわち通過帯域幅Ｗｐの延長制御を行わないことが望ましい。例えば、日本の地上デジタルテレビ放送や従来までのアナログテレビ放送のように、地域毎に予め放送局の周波数配置が決められている場合、受信装置１４は、例えば、制御部７はチャンネル表を記憶している。制御部７は、記憶しているチャンネル表を参照し、受信しようとする任意の２つのチャンネル間の周波数間隔がフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長可能範囲を超えていると判断すれば、上記フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長すなわち通過帯域幅Ｗｐの延長は行わない。また、制御部７は、２つのチャンネル間の周波数間隔がカットオフ周波数ｆｃの延長可能範囲内であれば、上記フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長すなわち通過帯域幅Ｗｐの延長制御を行う。前者の場合、フィルタ４は１チャンネル分の信号しか通過させないので、制御部７は、消費電力削減のため、第２帯域通過フィルタ１１、第２後段検出部３１、第２復調部２１の少なくとも１つの回路をオフにする制御をすることが好ましい。
　受信装置１４では、図４のようにフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長すなわち通過帯域幅Ｗｐの延長制御可能範囲内の信号を受信する場合は、第１後段検出部３０は第１帯域通過フィルタ１０の通過周波数帯域のみを通過した信号の信号レベルを検出し、第２後段検出部３１は第２帯域通過フィルタ１１の通過周波数帯域のみを通過した信号の信号レベルを検出する。これにより、後段検出部３０、３１はより正確に各受信チャンネルの信号レベルを把握することができ、制御部７は夫々の受信信号レベルに応じてフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを制御することができる。これにより、受信装置１４の受信品質を向上させることができる。
　また、制御部７は、第１復調部２０から出力された受信品質を示す信号と第２復調部２１から出力された受信品質を示す信号に基づいて、フィルタ４のカットオフ周波数を制御しても良い。この制御部７の制御について以下説明する。
　図４に示すように、チャンネルＣＨ＿１とチャンネルＣＨ＿２の２つの信号のレベル差が基準範囲内であるとき、制御部７は、カットオフ周波数ｆｃを周波数ｆ１から周波数ｆ２に延長して通過帯域幅Ｗｐを幅Ｗｐ１から幅Ｗｐ２に延長するが、チャンネルＣＨ＿１の所要Ｃ／Ｎ比に余裕がなく、２つのチャンネルＣＨ＿１とＣＨ＿２の信号をＡＤ変換した場合、ＡＤ変換部５における量子化誤差が増え、チャンネルＣＨ＿１の信号のＣ／Ｎ比が劣化して所要Ｃ／Ｎ比より小さくなり、結果としてチャンネルＣＨ＿１の信号の正確な復調ができなくなるような場合がある。このとき、制御部７は、第１後段検出部３０で検出された第１の周波数帯域の信号レベルと第２後段検出部３１で検出された第２の周波数帯域の信号レベルのみならず、第１復調部２０と第２復調部２１から出力された信号の例えばＣ／Ｎ比などの受信品質に応じて、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを変える。つまり、受信装置１４は、一旦２つの受信チャンネルの同時受信を試みるも、受信環境が悪く２チャンネル同時受信は不可能と判断することができ、制御部７は、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを周波数ｆ２から周波数ｆ１に戻すことで、２つのチャンネルの信号を同時に受信可能な受信環境と、不具合が起こる受信環境に応じて適応的に制御を切り替え、ＡＤ変換部５のダイナミックレンジＤＡＤに近いレベルの信号をＡＤ変換部５に入力させることが可能である。これにより、さらに受信装置１４の受信品質を向上させることができる。
　また、例えば、地上デジタルテレビ放送の復調において、所望の信号を復調する際には、選局されたチャンネルに発振周波数を合わせるための発振部２のロックアップ時間が略５ｍｓかかり、第１復調部２０に入力された受信信号のフレーム同期を取る時間が５００～６００ｍｓ程度かかり、これらの時間がチャンネル選局に時間がかかる要因の一つになっている。図１５は受信装置１４のフィルタ４の通過特性と受信信号の周波数配置を示す。上記チャンネル選局時間の短縮方法として、２つの信号が図１５のように、チャンネルＣＨ＿２の信号のレベルに比べチャンネルＣＨ＿１の信号のレベルが大きく、２つの信号のレベルの差が基準範囲外となるような受信環境である場合について、制御部７の制御を説明する。このような受信環境において、チャンネルＣＨ＿２の信号のＣ／Ｎ比が所要Ｃ／Ｎ比より小さい場合には、チャンネルＣＨ＿２の信号は所定のレベルまで増幅される必要がある。フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃが周波数ｆ２の場合には、同時にチャンネルＣＨ＿１の信号もフィルタ４を通過するので、これら２つの信号を可変利得増幅部８で増幅すると、信号レベルの大きいチャンネルＣＨ＿１の信号の増幅によって可変利得増幅部８が飽和する。この場合、チャンネルＣＨ＿２の信号の同時受信はせず、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを周波数ｆ１に戻してもよいが、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃは周波数ｆ２で固定したまま２つの信号を受信してもよい場合もある。つまり、カットオフ周波数ｆｃが周波数ｆ２のときは、チャンネルＣＨ＿２の信号のレベルが小さいので、チャンネルＣＨ＿２の信号のＣ／Ｎ比は所要Ｃ／Ｎ比より小さくなり正確に復調することはできないが、第２復調部２１においてチャンネルＣＨ＿２の同期だけは確立することができる、という可能性がある。
　図１６Ａは受信装置１３、１４のフィルタ４の通過特性Ｐ２と受信信号の周波数配置を示す。フィルタ４は少なくとも１チャンネルの通過帯域幅を有したバンドパスフィルタであり、初めはチャンネルＣＨ＿１を選局していたユーザがチャンネルＣＨ＿２を視聴したい場合、制御部７は、ユーザからのチャンネルＣＨ＿２への選局指令を受けた後、発振部２の発振周波数を変えることなく、図１６Ａのように、フィルタ４の通過帯域を２つのチャンネルＣＨ＿１とＣＨ＿２の通過帯域幅から、チャンネルＣＨ＿２だけの通過帯域幅となるように制御する。そして、制御部７はフィルタ４を通過したチャンネルＣＨ＿２の信号のレベルをＡＤ変換部５の入力の最適なレベルになるように、可変利得増幅部８の制御をすることにより、発振部２の発振周波数を変化させることなくチャンネルＣＨ＿２を視聴できる。これにより、改めてチャンネルＣＨ＿２の信号だけを受信するために要する上述した発振部２のロックアップ時間や、復調部２０におけるフレーム同期時間などをなくすことができるので、改めてチャンネルＣＨ＿１からチャンネルＣＨ＿２に発振部２の発振周波数を合わせる動作に比べ、はるかにスムーズな選局ができる。この方法により、選局時間の短縮ができ、ユーザの選局時間にかかるストレスを軽減することができる。また、フィルタ４は必ずしもバンドパスフィルタとする必要はなく、図１２のように、１つ若しくは複数の帯域通過フィルタ４０と、１つ若しくは複数の減衰部５０を備え、図１１に示す通過特性Ｐ１を有するように制御部７はフィルタ４を制御してもよい。
　尚、図１４の受信装置１４において、第１後段検出部３０は第１復調部２０の任意の場所から信号を検出する構成としてもよい。同様に第２後段検出部３１も第２復調部２１の任意の場所から信号を検出する構成としてもよい。さらに、第１後段検出部３０、第２後段検出部３１は例えば信号のレベルだけでなく、Ｃ／Ｎ比、ビタビ復号後のビット誤り率（ＢＥＲ）などの信号品質を示す品質値を検出し、制御部７で比較値と比較する構成としてもよく、制御部７は受信環境に応じて、あるいはより信頼性を増すように、適応的に検出信号や検出方法を切り替える構成としてもよい。例えば、第１後段検出部３０及び第２後段検出部３１は、第１復調部２０及び第２復調部２１内部から受信信号のＣ／Ｎ比を検出し、制御部７は、所要Ｃ／Ｎ比より小さいＣ／Ｎ比を有する信号の受信動作を停止する、という制御と、第１後段検出部３０及び第２後段検出部３１は、第１復調部２０及び第２復調部２１内部からビタビ復号後ＢＥＲの値を検出し、制御部７は、所定の値より小さい値のＢＥＲを有する信号の受信動作を停止する、という動作の切り替えをユーザや回路設計者によって設定することで、受信装置１３、１４の受信環境に応じて、受信品質を向上させることができ、消費電力の削減にも役立つ。
　尚、上記の具体的な動作説明において、受信信号は地上デジタルテレビ放送に限らない。また、受信チャンネルの周波数配置が未知である場合、受信装置１３、１４は、チャンネルサーチを高速に行うことが可能である。従来のチャンネルサーチは、例えば日本のテレビ放送は１～６２チャンネルまであるため、局部発振信号の周波数のロックアップ時間が５ｍｓであり、復調部２０、２１のフレーム同期時間が５００ｍｓである場合に、全局サーチをする場合、少なくとも３１ｓ（≒６２×（５＋５００））の時間がかかる。受信装置１３、１４はフィルタ４のカットオフ周波数の制御によって増加する受信信号のレベル（電力）を検出するので、信号のフレーム同期を待つ時間が短縮できる。日本の地上デジタルテレビ放送において、信号の伝送には直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を用いており、有効シンボル長は略１ｍｓである。受信信号のレベル（電力）の測定時間を有効シンボル長の１ｍｓとした場合、１チャンネルのサーチ時間は、発振周波数のロックアップ時間の５ｍｓと合わせて６ｍｓしかかからず、全チャンネルのサーチを行っても０．４ｓ（≒６×６２）しかかからない。さらに、全チャンネルにテレビ信号が存在するわけではないため、受信装置１３、１４におけるフィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを延長して通過帯域幅の延長を行うことにより、チャンネルが存在しない周波数に発振周波数を合わせる必要がなくなり、さらにチャンネルサーチを早く行うことができる。このとき、受信装置１３、１４では、制御部７は地域毎にサーチしたチャンネルの周波数配置を記憶することが望ましい。この方法によって、チャンネルサーチを以前に行ったことがある地域の全局チャンネルサーチ動作を省略することができ、チャンネルサーチ時間の短縮につながる。
　また、フィルタ４のカットオフ周波数の制御もチャンネル毎に変えるという方法だけに限らない。つまり、フィルタ４のカットオフ周波数の制御は、チャンネルの周波数帯域ステップで伸縮させる制御には限らず、容量可変コンデンサなどの連続的に周波数を変えられる素子を用いて、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃを徐々に延長して通過帯域幅を徐々に延長させて信号のレベルを検出する方法としても構わない。この方法により、フィルタ４のカットオフ周波数ｆｃの延長によって強電力が急激に入力されて可変利得増幅部８が飽和するのを防ぐことが可能である。
　さらに、受信装置１３、１４において、ＡＤ変換部５の出力側に接続された帯域通過フィルタと、この帯域通過フィルタを通過した信号を復調する復調部がそれぞれ２系統ある構成としたが、ユーザや設計者の要求チャンネル数、コスト、受信装置のサイズ等に応じて１系統若しくは３系統以上の構成としてもよい。また、ＡＤ変換部５の出力側に接続された複数の帯域通過フィルタの出力を切り替え、１つの復調部で復調作業を行う構成としてもよい。さらに、受信装置１４において、後段検出部も１つ若しくは複数有する構成としてもよい。
　尚、受信装置１３、１４では可変利得増幅部８は、フィルタ４とＡＤ変換部５との間に接続された構成で示したが、上述した理由により、可変利得増幅部８がない構成や、可変利得増幅部８は、周波数変換部３とフィルタ４との間に接続された構成としてもよい。さらに、受信装置１３、１４では前段検出部６は、ＡＤ変換部５の出力側に接続された構成で示したが、上述した理由により、前段検出部６は、フィルタ４とＡＤ変換部５との間に接続された構成としてもよい。
　また、例えば、前述した欧州デジタルテレビ放送規格として検討されているＴＦＳ方式において、同じ番組を視聴するのに、周波数が切り替わるため、複数のチューナを用いることが検討されている。本発明を用いて、信号の受信を行うことで、同時に異なる周波数のチャンネルを受信することができるので、受信装置は複数のチューナを持つ必要がなく、小型化に繋がる。
　図１６Ｂは実施の形態２による受信装置１３（１４）を搭載した電子機器１００２のブロック図である。電子機器１００２は、受信装置１３（１４）と、信号を受信するアンテナ１００２Ａと、アンテナ１００２Ａに接続されたフィルタ１００２Ｂと、フィルタ１００２Ｂの出力端に接続された増幅部１００２Ｃと、デコード部１００２Ｅと、デコード部１００２Ｅに接続された表示装置１００２Ｆとを備える。増幅部１００２Ｃの出力端は図１３や図１４に示す周波数変換部３に接続されている。第１復調部２０の出力端はデコード部１００１Ｅの入力端に接続されている。
　本発明の受信装置は、受信性能を向上させることができ、デジタルテレビ放送受信機器等の電子機器に利用することができる。

Claims (14)

  1. 局部発振信号を生成する発振部と、
    前記局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部と、
    前記周波数変換部の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタと、
    前記フィルタの出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部と、
    前記ＡＤ変換部の出力側若しくは前記フィルタと前記ＡＤ変換部との間に接続されて信号レベルを検出する前段検出部と、
    前記前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記フィルタのカットオフ周波数を制御する制御部と、
    を備えた受信装置。
  2. 前記前段検出部は前記ＡＤ変換部の出力側に接続された、請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記前段検出部は前記フィルタと前記ＡＤ変換部との間に接続された、請求項１に記載の受信装置。
  4. 前記受信装置が前記フィルタのカットオフ周波数を延長することのできる限界以上の周波数間隔だけ離れた位置にある複数の周波数帯域の信号を同時に受信する場合、前記制御部は前記フィルタのカットオフ周波数を延長しない、請求項１に記載の受信装置。
  5. 前記フィルタと前記ＡＤ変換部との間に接続されて入力信号を増幅する可変利得増幅部をさらに備え、
    前記制御部は、前記前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅部の利得も制御する、請求項１に記載の受信装置。
  6. 前記フィルタの入力側に接続されて入力信号を増幅する可変利得増幅部をさらに備え、
    前記制御部は、前記前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅部の利得も制御する請求項１に記載の受信装置。
  7. 前記制御部は、前記フィルタの周波数特性に対して前記ＡＤ変換部の入力レベルが略一定となるように前記可変利得増幅部の利得を制御する、請求項５または請求項６に記載の受信装置。
  8. 前記制御部は、受信信号の信号レベルの周波数特性に対して前記ＡＤ変換部の入力レベルが略一定となるように前記フィルタの通過損失を制御する、請求項５または請求項６に記載の受信装置。
  9. 局部発振信号を生成する発振部と、
    前記局部発振信号を用いて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域の受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数変換部と、
    前記周波数変換部の出力側に接続されてカットオフ周波数が可変であるフィルタと、
    前記フィルタの出力側に接続されて１周波数帯域若しくは複数周波数帯域のアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部と、
    前記ＡＤ変換部の出力側若しくは前記フィルタと前記ＡＤ変換部との間に接続されて信号レベルを検出する前段検出部と、
    前記前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記フィルタのカットオフ周波数を制御する制御部と、
    前記ＡＤ変換部の出力側に接続された第１帯域通過フィルタと、
    前記第１帯域通過フィルタの出力側に接続された第１復調部と、
    前記ＡＤ変換部の出力側に接続されて前記第１帯域通過フィルタと通過周波数帯域が異なる第２帯域通過フィルタと、
    前記第２帯域通過フィルタの出力側に接続された第２復調部と、
    を備えた受信装置。
  10. 前記第１帯域通過フィルタの出力側に接続されて信号レベルを検出する第１後段検出部と、
    前記第２帯域通過フィルタの出力側に接続されて信号レベルを検出する第２後段検出部と、
    をさらに備え、
    前記制御部は、前記第１後段検出部が検出した信号レベルと前記第２後段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記フィルタのカットオフ周波数を制御する、請求項９に記載の受信装置。
  11. 前記制御部は、前記第１復調部から出力された信号の受信品質を示す信号と前記第２復調部から出力された信号の受信品質を示す信号に基づいて、前記フィルタのカットオフ周波数を制御する、請求項９に記載の受信装置。
  12. 前記フィルタと前記ＡＤ変換部との間に接続されて入力信号を増幅する可変利得増幅部をさらに備え、
    前記制御部は、前記前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅部の利得も制御する、請求項９に記載の受信装置。
  13. 前記フィルタの入力側に接続されて入力信号を増幅する可変利得増幅部をさらに備え、
    前記制御部は、前記前段検出部が検出した信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅部の利得も制御する、請求項９に記載の受信装置。
  14. 請求項１又は請求項９に記載の受信装置と、
    前記受信装置の出力側に接続された信号処理部と、
    前記信号処理部の出力側に接続された表示部と、
    を備えた電子機器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012014876A1 (ja) * 2010-07-27 2012-02-02 日本電気株式会社 信号検出装置、その制御方法、プログラム及び無線通信装置

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9197354B2 (en) * 2010-08-26 2015-11-24 Ciena Corporation Concatenated optical spectrum transmission systems and methods
US10461880B2 (en) 2010-08-26 2019-10-29 Ciena Corporation Flexible grid optical spectrum transmitter, receiver, and transceiver
JP5787551B2 (ja) * 2011-02-28 2015-09-30 ラピスセミコンダクタ株式会社 信号受信装置及び信号受信方法
CN102771053B (zh) 2012-04-20 2014-04-02 华为技术有限公司 通信校正装置及方法
JP6026924B2 (ja) * 2013-03-11 2016-11-16 パナソニック株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法
US9749947B2 (en) * 2013-04-19 2017-08-29 Mitsubishi Electric Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication control method that performs communication using a frequency division multiplexing method
US9762274B2 (en) 2014-05-29 2017-09-12 Qualcomm Incorporated Feedback receive path with RF filter
KR102282193B1 (ko) 2017-03-07 2021-07-27 삼성전자 주식회사 포인터 검출을 위한 장치 및 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02215216A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 衛星放送受信機
JP2004274453A (ja) * 2003-03-10 2004-09-30 Nec Saitama Ltd 無線基地局受信装置
JP2004357025A (ja) 2003-05-29 2004-12-16 Mitsubishi Electric Corp 受信機
JP2005094553A (ja) * 2003-09-19 2005-04-07 Sharp Corp デジタルチューナ

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4618868B2 (ja) * 1999-11-15 2011-01-26 富士通テン株式会社 ディジタル放送受信機及びセグメント数検出装置
WO2002005444A1 (en) * 2000-07-07 2002-01-17 Sony Corporation Universal platform for software defined radio
JP2003133986A (ja) * 2001-10-29 2003-05-09 Clarion Co Ltd デジタル放送受信装置
JP2005151011A (ja) * 2003-11-13 2005-06-09 Renesas Technology Corp 高周波信号受信装置および半導体集積回路
JP2006020238A (ja) * 2004-07-05 2006-01-19 Sony Corp 無線受信装置
JP5080863B2 (ja) * 2007-05-30 2012-11-21 株式会社日立メディアエレクトロニクス 地上デジタル受信機

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02215216A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 衛星放送受信機
JP2004274453A (ja) * 2003-03-10 2004-09-30 Nec Saitama Ltd 無線基地局受信装置
JP2004357025A (ja) 2003-05-29 2004-12-16 Mitsubishi Electric Corp 受信機
JP2005094553A (ja) * 2003-09-19 2005-04-07 Sharp Corp デジタルチューナ

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012014876A1 (ja) * 2010-07-27 2012-02-02 日本電気株式会社 信号検出装置、その制御方法、プログラム及び無線通信装置
US9020078B2 (en) 2010-07-27 2015-04-28 Nec Corporation Signal detection device, method of controlling same, program, and wireless communication device

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