WO2007007604A1 - 光変調器 - Google Patents

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light
interaction
electric signal
substrate
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Kenji Kawano
Masaya Nanami
Yuji Sato
Seiji Uchida
Nobuhiro Igarashi
Toru Nakahira
Hiroaki Senda
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Anritsu Corporation
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    • G02F1/2255—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference in an optical waveguide structure controlled by a high-frequency electromagnetic component in an electric waveguide structure
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    • G02F2201/12—Constructional arrangements not provided for in groups G02F1/00 - G02F7/00 electrode
    • G02F2201/127—Constructional arrangements not provided for in groups G02F1/00 - G02F7/00 electrode travelling wave

Definitions

  • the present invention belongs to the field of high-yield light modulators manufactured at high speed, low in driving voltage and small in DC bias voltage.
  • the refractive index is changed by applying an electric field as in lithium niove HLiNbO 2)
  • traveling wave electrode type lithium niobate optical modulator (hereinafter referred to as LN light modulator) in which an optical waveguide and a traveling wave electrode are formed on a substrate having a so-called electro-optical effect (hereinafter referred to as a lithium niobate substrate as LN substrate). Because of its excellent chopping characteristics, it is applied to a 2.5Gbit, 10Gbit / s large-capacity optical transmission system. Recently, application to 40Gbit / s ultra-high capacity optical transmission systems is being studied, and is expected as a key device.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view taken along the line AA 'in FIG. The following argument holds true for the z-cut substrate as well.
  • the LN optical modulator is transparent in the wavelength range used in optical communication, such as X-cut LN substrate 1, 1.3 / ⁇ , or 1.55 m, from 200 nm to 1 ⁇ m.
  • X-cut LN substrate 1 1.3 / ⁇ , or 1.55 m, from 200 nm to 1 ⁇ m.
  • the optical waveguide 3 which comprises the Mach-Zehnder interference system (or the Mach-Zehnder optical waveguide) formed by thermal diffusion.
  • the optical waveguide 3 is provided with an optical waveguide (or an interaction optical waveguide) at a site where an electric signal and light interact with each other (or an interaction optical waveguide), that is, two arms 3a and 3b of a Mach-Zehnder optical waveguide.
  • the CPW traveling wave electrode 4 is composed of a central conductor 4a and ground conductors 4b and 4c.
  • a bias voltage usually a DC bias voltage
  • a high frequency electrical signal also referred to as an RF electrical signal
  • the buffer layer 2 also performs an important function when the optical modulation band is expanded by bringing the microwave effective refractive index n of the electric signal closer to the effective refractive index n of the light propagating through the optical waveguides 3a and 3b. It is.
  • the voltage-light output characteristics shown in FIG. 5 are the voltage-light output characteristics of the LN light modulator in a certain state, and Vb is the DC bias voltage at that time. As shown in FIG. 5, the DC bias voltage Vb is usually set at the midpoint between the peak and the bottom of the light output characteristic.
  • FIG. 6 shows in detail the actual mounting form and the electrical connection in the first prior art.
  • the mounted LN optical modulator is a housing 5 made of metal, a connector for RF electric signal input for inputting microwaves which are RF electric signals to the external electric circuit cover LN optical modulator. 6.
  • the electric signal source 11 has a capacitor 10 for cutting a DC component, an electric termination 12, a capacitor 13 for cutting a DC component, and a DC power supply 14 for applying a DC bias voltage. . Due to the two capacitors 10 and 13, the DC component from the DC power supply 14 will not flow as a current.
  • the termination 12 and the capacitor 13 are built in the housing 5, and the DC bias voltage from the DC power supply 14 is a connector for RF electrical signal output 8 Instead of being supplied through simple pins and wires!
  • LN optical modulator is used in a trans-bonder transmitter / receiver.
  • the relative position between LN optical modulator and other devices is fixed. ing.
  • the position of the connector 6 for inputting the RF electrical signal to the LN optical modulator is arbitrary with respect to the housing 5 It can not be set, it will be decided almost unambiguously.
  • the position of the X-power LN substrate 1 in the housing 5 is also substantially determined.
  • FIG. 1 A top view schematic diagram of the first prior art is shown in FIG.
  • the position where the core wire 7 of the connector 6 used to input the RF electric signal to the X-cut LN substrate 1 is fixed as the position B in the figure. It is decided almost automatically. Therefore, the length L of the interaction portion 15 where the RF electrical signal and the DC bias voltage applied to the central conductor 4a of the traveling wave electrode 4 and the ground conductors 4b and 4c interact with light is also automatically determined. Become.
  • the position B of the core wire 7 of the connector 6 used to input the RF electrical signal.
  • the force up to the interaction portion between the light and the RF electrical signal (the area portion 40 shown in FIG. 6 and FIG.
  • the sensor is usually set approximately perpendicular to the longitudinal side of the X-cut LN substrate 1 to suppress reflection of the RF electric signal. Therefore, in the two optical waveguides 3a and 3b of the Matsushita optical waveguide, the position B force of the core wire 7 is not usually used to change the phase of light in the region on the light input side.
  • the interaction section 15 of length L includes the SiO buffer layer 2, and the DC buffer voltage Vb is applied to the SiO buffer layer 2. Be done.
  • FIG. 8 A top view of an attempt to solve the DC drift problem in the first prior art is shown in FIG. 8 as a second prior art.
  • an RF electric signal interaction portion 17 of length L to which an RF electric signal is applied and a DC bias voltage are applied.
  • a bias electrode consisting of a center conductor 16a of length L and a ground conductor 16b, 16c
  • the DC bias interaction portion 18 has the SiO. There is no buffer layer 2
  • the RF electric signal and the DC bias voltage shown in FIG. 7 divide the length of the interaction portion 15 where the light interacts with the light. Therefore, if the length L of the RF electrical signal interaction portion 17 to which the RF electrical signal is applied is increased, a DC bias voltage is applied.
  • DC bias interaction part 18 length L is shortened, conversely, DC bias interaction part 1
  • the position of the core wire 7 of the connector 6 of the connector B The electrode of the feedthrough (region 41 shown in FIG. 8) up to the interaction part of the light and the RF electric signal (interaction part 17 for RF electric signal) Set to be approximately perpendicular to the longitudinal side of the X-cut LN substrate 1 to suppress reflection of the RF electrical signal. Therefore, even in the second prior art, in the two optical waveguides 3a and 3b of the Mach-Zehnder optical waveguide, the region where the position B force is also on the light input side is not used to change the light phase.
  • the second prior art devised to avoid the first prior art problem only the DC bias voltage is applied to the DC bias interaction part provided independently of the RF electrical signal interaction part.
  • the position force of the core of the connector used to supply the RF signal has been determined relative to the LN substrate. Therefore, the length by which light can be modulated RF and DC, that is, the sum of the length of the interaction portion for RF electrical signal and the length of the interaction portion for DC bias is also determined.
  • the length for the DC bias interaction portion or the length for the RF electric signal interaction portion can not be made sufficiently, the reliability due to the high internal electric field strength in the LN substrate is degraded. Or there is a problem such as deterioration of RF modulation performance as LN optical modulator.
  • an optical modulator comprises: a substrate having an electro-optical effect; an optical waveguide for guiding light formed on the substrate; A traveling wave electrode formed on one side of a substrate and comprising a central conductor and a ground conductor for a high frequency electric signal for applying a high frequency electric signal for modulating the light, and a bias voltage applied to the light And a bias electrode which is also a ground conductor force, and the optical waveguide includes a high frequency electric signal for modulating the phase of the light by applying the high frequency electric signal to the traveling wave electrode.
  • the bias interaction portion may be provided before and after the light propagation direction with the high frequency electric signal interaction portion interposed therebetween.
  • An optical modulator according to claim 2 of the present invention is the optical modulator according to claim 1, further comprising: at least two of the central conductors of the bias electrode constituting the interaction part for bias. Are electrically connected.
  • the optical modulator according to claim 3 of the present invention is the optical modulator according to any of claims 1 to 2, wherein the lower side of the edge on the optical waveguide side of the central conductor in the interaction part for bias is provided. And a buffer layer.
  • a bias interaction portion is newly provided in the optical waveguide of the strained portion which is not conventionally used to change the phase of light in terms of RF and DC.
  • the sum of the length of the RF electrical signal interaction portion and the length of the bias interaction portion is made longer than in the conventional bias isolation type. Therefore, compared to the conventional bias isolation type, the present invention makes it possible to make both the length of the interaction portion for RF electrical signal and the length of the interaction portion for biasing longer.
  • the RF modulation performance as an optical modulator and the DC drift characteristics can be greatly improved.
  • Claim 2 it becomes possible to make DC bias power supply into one.
  • the central conductor can be brought closer to the optical waveguide, and the DC bias voltage is reduced. It is possible to significantly improve the manufacturing yield.
  • FIG. 1 is a schematic top view of a light modulator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a view for explaining an optical modulator according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a perspective view of a first prior art.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view taken along the line AA 'of the first prior art.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the first prior art.
  • FIG. 6 is a diagram showing a detailed mounting state and an electrical configuration of the first prior art.
  • FIG. 7 is a schematic top view of the first prior art.
  • FIG. 8 is a schematic top view of the second prior art.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view taken along the line CC 'of the second prior art. Explanation of sign
  • FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
  • an RF electrical signal of length L consisting of a center conductor 4a and grounding conductors 4b and 4c for applying an RF electrical signal
  • Interaction portion 20 a central conductor 22a and ground conductors 22b and 22c, and a bias electrode of a length L for applying a DC bias voltage to the interaction portion 19 for biasing (in this case, the first DC noise)
  • the second conductor of the length L which comprises the central conductor 23a and the ground conductors 23b and 23c and which applies a DC bias voltage, is further provided in the present invention.
  • An electrode is also provided on the bias interaction portion 21 (referred to as a second DC bias interaction portion).
  • the cross-sectional view of the first DC bias interaction portion 19 taken along the line DD ' is the same as that shown in FIG. This is also true for the second DC bias interaction portion 21.
  • the central conductors 22 a and 23 a of the bias electrodes constituting the first DC bias interaction portion 19 and the second DC bias interaction portion 21 are electrically connected, the DC power supply can be obtained. 14 is preferable because only one is required.
  • the central conductors 22a and 23a of the bias electrodes of the first DC bias interaction portion 19 and the second DC bias interaction portion 21 are electrically connected, the central conductor of the RF electric signal interaction portion A bridge between 4a and the ground conductor 4b, 4c Desirable to avoid wiring and wiring.
  • ground conductors 22b, 22c, 23b, 23c are electrically connected to each other, or directly connected as a housing (for example, the housing 5 shown in FIG. 6) as a ground. Since the bias is usually DC or extremely low frequency, there is no problem in connecting the electrodes in this way. However, it is acceptable to supply different power supply bias voltages to the central conductors 22a and 23a, needless to say!
  • the total length of the RF electric signal interaction portion 20 and the first and second DC bias interaction portions 19 and 21 is L + L + L, because the optical waveguide in the non-intense region is utilized.
  • the length L of the RF electric signal interaction part 20 of the present invention is a second prior art RF electric power
  • the air signal interaction portion 17 can be longer than the length L, and at the same time, according to the present invention.
  • the characteristic impedance can be made closer to the driver's impedance as well as the speeds of the microwave and light can be made closer, and the modulation performance will be improved.
  • the DC electric field strength in the X-cut LN substrate 1 can be lowered if the total sum of DC bias interaction parts provided with the bias electrodes becomes long, DC in the X-cut LN substrate 1 can be reduced. It is possible to reduce the drift.
  • the position B of the core wire 7 of the connector 6 (not shown) used to input the RF electrical signal is also the electrode of the feedthrough portion up to the interaction portion between the light and the RF electrical signal (the region shown in FIG. Area 42) is set substantially perpendicular to the longitudinal side face of X-cut LN substrate 1 as in the first prior art shown in FIGS. 6 and 7 and the second prior art shown in FIG. As it can, reflection of the RF electrical signal does not occur. Therefore, the reflection of the RF electrical signal is suppressed as in the prior art. However, it is possible to improve the characteristics of the LN light modulator because it can be used as a DC bias region, which has been used until now.
  • a buffer layer is required immediately above the optical waveguide in the DC bias interaction unit.
  • the DC bias voltage can be set low. That is, since the electric field strength in the knocker layer can be lowered, not only the DC drift in the z-cut LN substrate but also the DC drift due to the knocker layer can be reduced.
  • 23a and the ground conductors 23b and 23c are formed directly on the x-cut LN substrate 1 as in FIG. 9 shown as the second prior art description.
  • the central conductor and the ground conductor are usually made of gold (Au)
  • the bias electrodes which are also the central conductor and the ground conductor force, are too close to the interaction optical waveguides 3a and 3b, then The light propagating through is absorbed, causing problems such as an increase in insertion loss or a deterioration in extinction ratio.
  • the bias voltage is reduced by bringing the body 16a and the ground conductors 16b and 16c into direct contact with the X-cut LN substrate 1 and closer to the interaction optical waveguides 3a and 3b without increasing the light absorption loss by the bias electrode. It is possible to
  • the electrical resistance between the central conductor 16a and the X-cut LN substrate 1 is, for example, the electrical resistance when the central conductor 16a and the X-cut LN substrate 1 are in direct contact with each other, and the central conductor 16a, buffer layer 24b. , 24c, and x-cut LN substrate 1 in parallel connection of electrical resistance, Even if buffer layers 24a, 24b, 24c and 24d are used, DC drift due to buffer layers 24a, 24b, 24c and 24d does not occur!
  • traveling wave electrodes such as force asymmetrical coplanar strip (ACPS) and symmetrical coplanar strip (CPS) described with CPW electrode as an example, or lumped constant type electrodes may be used as traveling wave electrodes.
  • ACPS force asymmetrical coplanar strip
  • CPS symmetrical coplanar strip
  • lumped constant type electrodes may be used as traveling wave electrodes.
  • other optical waveguides such as directional couplers and straight lines, may be used as the optical waveguide, in addition to the Matsushita-type optical waveguide.
  • the width of the central conductor of the DC bias interaction part is the interaction for RF electrical signals. Wider than the width of the center conductor of the part, or the gap between the center conductor and the ground conductor in the DC bias interaction part is narrower than the gap between the center conductor and the ground conductor in the RF electrical signal interaction part
  • the plane orientation of the X-cut, y-cut or z-cut that is, the X-axis, y-axis or Y-axis of the crystal in the direction perpendicular to the substrate surface (cut plane).
  • the substrate may have the z axis, or the plane orientation in each of the above-described embodiments may be the main plane orientation, and other plane orientations may be mixed as these, or only the LN substrate. It goes without saying that other substrates such as lithium tantalate and semiconductors may be used.
  • one or more biasing interaction sections are provided before and after the light propagation direction with the interaction section for high frequency electric signal interposed therebetween.
  • a plurality of bias interaction parts may be provided on each side or one side unless limited thereto.
  • the optical modulator according to the present invention has the effect of being able to significantly improve the RF modulation performance and the DC drift characteristic, and has a low driving voltage and a high DC speed. It is useful as a high-yield light modulator for manufacturing with a small bias voltage.

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Abstract

　電気光学効果を有する基板１に形成された光導波路３と、基板１の一方の面側に形成され、光を変調する高周波電気信号を印加するための高周波電気信号用の中心導体４ａ及び接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極４と、光にバイアス電圧を印加するための中心導体２２ａ、２３ａ及び接地導体２２ｂ、２２ｃ、２３ｂ、２３ｃからなるバイアス電極とを有し、光導波路３には進行波電極４に高周波電気信号を印加することにより光の位相を変調する高周波電気信号用相互作用部２０と、バイアス電極にバイアス電圧を印加することにより光の位相を調整するバイアス用相互作用部１９、２１とが具備される光変調器において、高周波電気信号用相互作用部２０を挟んで、光が伝搬する方向の前後にバイアス用相互作用部１９、２１を具備する。

Description

明 細 書
光変 ίί周
技術分野
[0001] 本発明は高速で駆動電圧が低ぐかつ DCバイアス電圧が小さぐ製作の歩留まり の良い光変調器の分野に属する。
背景技術
[0002] リチウムナイオベー HLiNbO )のように電界を印加することにより屈折率が変化す
3
る、いわゆる電気光学効果を有する基板 (以下、リチウムナイオベート基板を LN基板 と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変 調器 (以下、 LN光変調器と略す）は、その優れたチヤ一ビング特性から 2. 5Gbit 、 10Gbit/sの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに 40Gbit/sの超 大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されてい る。
[0003] [第 1の従来技術]
この LN光変調器には z—カツト基板を使用するタイプと X—カツト基板 (あるいは y— カット基板)を使用するタイプがある。ここでは、第 1の従来技術として X—カット LN基 板とコプレーナウェーブガイド (CPW)進行波電極を使用した X—カット基板 LN光変 調器をとり上げ、その斜視図を図 3に示す。図 4は図 3の A—A'における断面図であ る。なお、以下の議論は z—カット基板でも同様に成り立つ。
[0004] 図に示すように、 LN光変調器は、 X—カット LN基板 1、 1. 3 /ζ πι、あるいは 1. 55 mなど光通信において使用する波長領域では透明な 200nmから 1 μ m程度の厚み の SiOノ ッファ層 2、および X—カット LN基板 1に Tiを蒸着後、 1050°Cで約 10時間
2
熱拡散して形成した、マッハツエンダ干渉系（あるいは、マッハツエンダ光導波路）を 構成している光導波路 3を有している。なお、光導波路 3は、電気信号と光が相互作 用する部位湘互作用部と言う）における光導波路 (あるいは、相互作用光導波路）、 つまりマッハツエンダ光導波路の 2本のアーム 3a、 3bを具備している。 CPW進行波 電極 4は中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなつている。 [0005] この第 1の従来技術では、中心導体 4aと接地導体 4b、 4c間にバイアス電圧 (通常 は DCバイアス電圧）と高周波電気信号 (RF電気信号とも言う）を重畳して印加する ので、相互作用光導波路においては RF電気信号のみならず、 DCバイアス電圧も光 の位相を変える。また、バッファ層 2は電気信号のマイクロ波実効屈折率 nを光導波 路 3a、 3bを伝搬する光の実効屈折率 nに近づけることにより、光変調帯域を拡大す ると 、う重要な働きをして 、る。
[0006] 次に、このように構成される LN光変調器の動作について説明する。この LN光変調 器を動作させるには、中心導体 4aと接地導体 4b、 4c間に DCバイアス電圧と RF電気 信号とを印加する必要がある。
[0007] 図 5に示す電圧 光出力特性はある状態での LN光変調器の電圧 光出力特性 であり、 Vbはその際の DCバイアス電圧である。この図 5に示すように、通常、 DCバイ ァス電圧 Vbは光出力特性の山と底の中点に設定される。
[0008] 図 6には第 1の従来技術について実際の実装形態と電気的な接続について詳しく 示している。ここで、実装された LN光変調器は、金属からなる筐体 5、 RF電気信号 であるマイクロ波を外部電気回路カゝら LN光変調器に入力するための RF電気信号入 力用のコネクタ 6、 RF電気信号入力用のコネクタ 6の芯線 7、 RF電気信号を取り出す ための RF電気信号出力用のコネクタ 8、 RF電気信号出力用のコネクタ 8の芯線 9を 有している。さらに、電気信号源 11に内蔵している DC成分をカットするコンデンサー 10、電気的な終端 12、 DC成分をカットするコンデンサー 13、 DCバイアス電圧を印 加するための DC電源 14を有している。 2つのコンデンサー 10と 13があるために、 D C電源 14からの DC成分は電流として流れることはない。
[0009] なお、通常は、小型化とコスト低減のために、終端 12、コンデンサー 13は筐体 5に 内蔵するとともに、 DC電源 14からの DCバイアス電圧は、 RF電気信号出力用のコネ クタ 8の代わりに簡単なピンやワイヤーを介して供給されることが多!、。
[0010] さて、ここで重要なことがある。光通信において LN光変調器はトランスボンダという 送受信装置の中で使用されるが、そのトランスボンダには多くの機器が搭載されてい るため、 LN光変調器とその他の機器との相対位置は決まっている。換言すると、 LN 光変調器に RF電気信号を入力するためのコネクタ 6の位置は筐体 5に対して任意に 設定することはできず、ほぼ一義的に決まってしまう。一方、筐体 5内における X—力 ット LN基板 1の位置もほぼ決まる。
[0011] つまり、 RF電気信号を入力するために使用するコネクタ 6の芯線 7の位置は X—力 ット LN基板 1において図 6に Bとして示した位置にほぼ一義的に決定されることにな る。
[0012] この第 1の従来技術の上面力 見た模式図を図 7に示す。前述のように、 LN光変 調器では、 X—カット LN基板 1にお ヽて RF電気信号を入力するために使用するコネ クタ 6の芯線 7を固定する位置は図中の Bの位置としてほぼ自動的に決まる。従って、 進行波電極 4の中心導体 4aと接地導体 4b、 4cに印加された RF電気信号と DCバイ ァス電圧が光と相互作用する相互作用部 15の長さ Lも自動的に決まることになる。
[0013] なお、 RF電気信号を入力するために使用するコネクタ 6の芯線 7の位置 B力 光と RF電気信号の相互作用部までの電極（図 6と図 7に示す領域部 40で、フィードスル 一部と呼ばれる）は、通常、 RF電気信号の反射を抑えるために X—カット LN基板 1の 長手方向の側面に対してほぼ垂直に設定する。そのため、マツハツ ンダ光導波路 の 2本の光導波路 3a、 3bにおいては、芯線 7の位置 B力も光入力側にある領域は通 常光の位相を変えることには使用されていない。
[0014] さらに、この第 1の従来技術では、長さ Lの相互作用部 15には図 4に示したように S iOバッファ層 2があり、この SiOバッファ層 2に DCバイアス電圧 Vbが印加される。と
2 2
ころが、この SiOノ ッファ層 2は電気的抵抗が高いので、ここでの電圧降下により、い
2
わゆる DCドリフトが発生することが知られている。この DCドリフトは LN光変調器の信 頼性に大きな悪 ヽ影響を与える。
[0015] [第 2の従来技術]
第 1の従来技術における DCドリフトの問題を解決しょうとする試みの上面力 見た 模式図を図 8に第 2の従来技術として示す。
[0016] 前述のように、第 1の従来技術における大きな問題、即ち DCドリフトは第 1の従来 技術の SiOバッファ層 2に DCバイアス電圧が印加され、そこにおいて DC電圧の降
2
下があるために引き起こされた。そこで、この第 2の従来技術では、まず、 RF電気信 号が印加される長さ Lの RF電気信号用相互作用部 17と、 DCバイアス電圧が印加 される長さ Lの中心導体 16aと接地導体 16b、 16cからなるバイアス電極を有する D
3
Cバイアス用相互作用部 18を具備することにより、 RF電気信号を印加する領域（ 17) と DCバイアス電圧を印加する領域（18)とを分離する。さらに、図 8の C— C'におけ る断面図として示した図 9からわ力るように、 DCバイアス用相互作用部 18には第 1の 従来技術として示した図 4に存在した SiOノ ッファ層 2がない。
2
[0017] 従って、この第 2の従来技術では SiOノ ッファ層 2に起因する DCドリフトが存在せ
2
ず、 LN光変調器の信頼性向上に有力な手段として採用されてきた。
[0018] ところ力 図 8に示した第 2の従来技術の場合であっても、図示していない RF電気 信号を入力するために使用するコネクタ 6の芯線 7の位置 Bは図 7に示した第 1の従 来技術の場合と同じである。
[0019] つまり、 RF電気信号が印加される RF電気信号用相互作用部 17の長さ Lと DCバ
2 ィァス電圧が印加される DCバイアス用相互作用部 18の長さ Lは、第 1の従来技術と
3
して示した図 7における RF電気信号と DCバイアス電圧が光と相互作用する相互作 用部 15の長さ を分割して構成することになる。そのため、 RF電気信号が印加され る RF電気信号用相互作用部 17の長さ Lを長くすると DCバイアス電圧が印加される
2
DCバイアス用相互作用部 18の長さ Lが短くなり、逆に DCバイアス用相互作用部 1
3
8の長さ Lを長くすると、今度は RF電気信号用相互作用部 17の長さ Lが短くなつて
3 2
しまう。
[0020] DCバイアス用相互作用部 18の長さ Lが短いと、 DCバイアス用相互作用部 18の
3
中心導体 16aと接地導体 16b、 16cに印加する DCバイアス電圧を高くする必要があ る。そうすると、中心導体 16aと接地導体 16b、 16cの間における電界強度が高くなり 、LN基板 1の中の高い内部電界強度に起因する LN基板の内での DCドリフトが生じ てしまう。
[0021] 一方、 RF電気信号用相互作用部 17の長さ Lが短いと RF駆動電圧が高くなる。こ
2
れを避けるためには、 RF電気信号用相互作用部 17における SiOバッファ層 2 (不図
2
示)の厚みを薄く設定せざるを得ず、 RF電気信号と光との速度整合、および特性ィ ンピーダンスの観点力も不利となってしまう。
[0022] なお、第 2の従来技術においても、 RF電気信号を入力するために使用する不図示 のコネクタ 6の芯線 7の位置 B力 光と RF電気信号の相互作用部 (RF電気信号用相 互作用部 17)までの、フィードスルー部の電極（図 8に示す領域部 41)は、通常、 RF 電気信号の反射を抑えるために X—カット LN基板 1の長手方向の側面に対してほぼ 垂直に設定する。そのため、第 2の従来技術でも、マッハツエンダ光導波路の 2本の 光導波路 3a、 3bにおいて、位置 B力も光入力側にある領域は光の位相を変えること には使用されていない。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0023] 以上のように、第 1の従来技術では RF電気信号が光と相互作用する相互作用部に DC電圧も印加していたので、 SiOノ ッファ層に起因する DCドリフトが生じてしまって
2
いた。一方、第 1の従来技術の問題を避けるために考案された第 2の従来技術では、 RF電気信号用相互作用部とは独立に設けた DCバイアス用相互作用部に DCバイ ァス電圧のみを印加するが、 LN光変調器では RF信号を供給するために使用するコ ネクタの芯線の位置力LN基板に対して決まってしまっている。そのため、光を RF的 、及び DC的に変調できる長さ、即ち RF電気信号用相互作用部の長さと DCバイアス 用相互作用部の長さの和も決まっている。その結果、 DCバイアス用相互作用部の長 さ、もしくは RF電気信号用相互作用部の長さを充分にとることができないため、 LN 基板内での高い内部電界強度に起因する信頼性が劣化する、あるいは LN光変調 器としての RF変調性能が劣化するなどの問題があった。
課題を解決するための手段
[0024] 上記課題を解決するために、本発明の請求項 1の光変調器は、電気光学効果を有 する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方 の面側に形成され、前記光を変調する高周波電気信号を印加するための高周波電 気信号用の中心導体及び接地導体からなる進行波電極と、前記光にバイアス電圧 を印加するための中心導体及び接地導体力もなるバイアス電極とを有し、前記光導 波路には前記進行波電極に前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位 相を変調するための高周波電気信号用相互作用部と、前記バイアス電極にバイアス 電圧を印加することにより前記光の位相を調整するためのバイアス用相互作用部と が具備されている光変調器において、前記高周波電気信号用相互作用部を挟んで 、前記光が伝搬する方向の前後に前記バイアス用相互作用部を具備することを特徴 とする。
[0025] 本発明の請求項 2の光変調器は、請求項 1に記載の光変調器にぉ 、て、前記バイ ァス用相互作用部を構成する前記バイアス電極の少なくとも 2つの前記中心導体が 電気的に接続されて ヽることを特徴とする。
[0026] 本発明の請求項 3の光変調器は、請求項 1乃至請求項 2に記載の光変調器におい て、前記バイアス用相互作用部における前記中心導体の前記光導波路側のエッジ の下方にバッファ層を具備することを特徴とする。
発明の効果
[0027] 本発明の請求項 1では、従来では光の位相を RF的にも DC的にも変えることに使 用されていな力つた部分の光導波路に新たにバイアス用相互作用部を設けることに より、 RF電気信号用相互作用部の長さとバイアス用相互作用部の長さの和を、従来 のバイアス分離型の場合よりも長くする。従って、従来のバイアス分離型と比較して、 本発明では RF電気信号用相互作用部の長さとバイアス用相互作用部の長さの両方 を、各々、より長くすることが可能となるので、 LN光変調器としての RF変調性能と DC ドリフト特性について大幅に改善することができる。請求項 2では、 DCバイアス電源 を 1つとすることが可能となる。請求項 3では、 DCバイアス用相互作用部における中 心導体の光導波路側のエッジの下方にバッファ層を用いるので、中心導体を光導波 路に接近させることができ、 DCバイアス電圧を低減するとともに、製作の歩留まりを 著しく改善することが可能となる。
図面の簡単な説明
[0028] [図 1]図 1は本発明の第 1の実施形態における光変調器の模式的な上面図である。
[図 2]図 2は本発明の第 2の実施形態における光変調器を説明する図である。
[図 3]図 3は第 1の従来技術の斜視図である。
[図 4]図 4は第 1の従来技術の A—A'線における断面図である。
[図 5]図 5は第 1の従来技術の動作を説明する図である。
[図 6]図 6は第 1の従来技術の詳しい実装状態と電気的構成を示す図である。 [図 7]図 7は第 1の従来技術の模式的な上面図である。
[図 8]図 8は第 2の従来技術の模式的な上面図である。
[図 9]図 9は第 2の従来技術の C— C'線における断面図である。 符号の説明
1 :x—カット LN基板（基板、 LN基板）
2:SiOバッファ層（バッファ層）
2
3:光導波路
3a、 3b:相互作用部の光導波路 (光導波路）
4:進行波電極
4a:中心導体
4b、 4c:接地導体
5:筐体
6 :RF電気信号入力用のコネクタ (コネクタ）
7： RF電気信号入力用のコネクタ 6の芯線 (芯線）
8： RF電気信号出力用のコネクタ (コネクタ）
9 :RF電気信号出力用のコネクタ 8の芯線 (芯線）
10:コンデンサー
11:電気信号源
12:電気的な終端 (終端）
13:コンデンサー
14: DC電源
15:相互作用部
16a:中心導体
16b、 16c:接地導体
17： RF電気信号用相互作用部
18: DCバイアス用相互作用部
19:第 1の DCバイアス用相互作用部 (バイアス用相互作用部） 20:RF電気信号用相互作用部 (高周波電気信号用相互作用部) 21：第 2の DCバイアス用相互作用部 (バイアス用相互作用部）
22a:中心導体
22b、 22c :接地導体
23a:中心導体
23b、 23c :接地導体
24a、 24b、 24c、 24d: SiOバッファ層（バッファ層）
2
B： RF電気信号を入力するために使用するコネクタ 6の芯線 7の位置
40、 41、 42 :フィードスルー部（領域部）
発明を実施するための最良の形態
[0030] 以下、本発明の実施形態について説明するが、図 3から図 9に示した従来の実施 形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部 の説明を省略する。
[0031] [第 1の実施形態]
図 1に本発明の第 1の実施形態を示す。図 8に示した第 2の従来技術と同様に、中 心導体 4aと接地導体 4b、 4cからなり RF電気信号を印加する長さ Lの RF電気信号
4
用相互作用部 20と、中心導体 22aと接地導体 22b、 22cからなり DCバイアス電圧を 印加する長さ Lのバイアス電極をバイアス用相互作用部 19 (ここでは第 1の DCノ ィ
5
ァス用相互作用部と呼ぶ）に備えているが、本発明ではさらに、中心導体 23aと接地 導体 23b、 23cからなるとともに DCバイアス電圧を印加する長さ Lの第 2のノ ィァス
6
電極をバイアス用相互作用部 21 (第 2の DCバイアス用相互作用部と呼ぶ）にも具備 している。なお、第 1の DCバイアス用相互作用部 19の D— D'における断面図は図 9 と同様である。また、このことは第 2の DCバイアス用相互作用部 21についても言える
[0032] 第 1の DCバイアス用相互作用部 19と第 2の DCバイアス用相互作用部 21を構成す る各々のバイアス電極の中心導体 22aと 23aを電気的に接続しておけば、 DC電源 1 4は 1つのみで済むので好適である。なお、第 1の DCノ ィァス用相互作用部 19と第 2の DCバイアス用相互作用部 21のバイアス電極の中心導体 22aと 23aを電気的に 接続する場合、 RF電気信号相互作用部の中心導体 4aと接地導体 4b、 4cの間のギ ヤップを避けて配線するのが望ま 、。
[0033] また、接地導体 22b、 22c、 23b、 23cはお互いに電気的に接続した後、あるいは 直接に筐体 (例えば図 6に示す筐体 5)をアースとして接続すれば好都合である。通 常バイアスは DCもしくは極めて低周波であるので、このように電極を引き回して接続 してもなんら問題が生じることはない。但し、中心導体 22aと 23aに異なる電源力 バ ィァス電圧を供給しても良 、ことは言うまでもな!/、。
[0034] 図 8に示した第 2の従来技術では RF電気信号用相互作用部 17と DCバイアス用相 互作用部 18の合計の長さは L +Lであったが、図 1に示した本発明では従来使用
2 3
されていな力つた領域の光導波路を活用するので、 RF電気信号用相互作用部 20と 第 1と第 2の DCバイアス用相互作用部 19、 21の合計の長さが L +L +Lと第 2の
4 5 6 従来技術の場合と比較して大幅に長くできる。
[0035] 従って本発明の RF電気信号用相互作用部 20の長さ Lを第 2の従来技術の RF電
4
気信号用相互作用部 17の長さ Lよりも長くすることができるし、同時に本発明におけ
2
る第 1の DCバイアス用相互作用部 19と第 2の DCバイアス用相互作用部 21の合計 の長さ L +Lを第 2の従来技術における DCバイアス用相互作用部 18の長さ Lより
5 6 3 ち長くすることがでさる。
[0036] 前述のように、一般に、 RF電気信号用相互作用部の長さを長くできれば、進行波 電極 4の直下に形成するバッファ層の厚みを厚くすることが可能となる。従って、マイ クロ波と光の速度を近づけるとともに特性インピーダンスをドライバーのインピーダン スに近づけることができ、変調性能が向上する。また、ノ ィァス電極を具備する DCバ ィァス用相互作用部の総和が長くなれば、 X—カット LN基板 1内の DC電界強度を低 くすることができるので、 X—カット LN基板 1における DCドリフトを低減することが可能 となる。
[0037] なお、 RF電気信号を入力するために使用する不図示のコネクタ 6の芯線 7の位置 B 力も光と RF電気信号の相互作用部までの、フィードスルー部の電極（図 1に示す領 域部 42)は図 6や図 7に示した第 1の従来技術や図 8に示した第 2の従来技術と同じ ぐ X—カット LN基板 1の長手方向の側面に対してほぼ垂直に設定できるので RF電 気信号の反射は生じない。そのため、従来技術と同様に RF電気信号の反射を抑え つつ、これまで使用されて 、な力つた領域を DCバイアス領域として活用できるので、 LN光変調器の特性を改善することが可能となる。
[0038] なお、 X—カット LN基板の代わりに z—カット LN基板を使用する際には、 DCバイァ ス用相互作用部において光導波路の直上にバッファ層が必要となる。本発明では D Cノ ィァス用相互作用部の総和を長くとれるので、 DCバイアス電圧を低く設定できる 。つまり、ノ ッファ層内の電界強度も下げることができるので、 z—カット LN基板内に おける DCドリフトのみならず、ノ ッファ層に起因する DCドリフトも低減することが可能 となる。
[0039] [第 2の実施形態]
図 1に示した本発明の第 1の実施形態では、第 1の DCバイアス用相互作用部 19の 中心導体 22a、接地導体 22b、 22cと第 2の DCバイアス用相互作用部 21の中心導 体 23a、接地導体 23b、 23cとは、第 2の従来技術の説明として示した図 9と同様に x —カット LN基板 1の上に直接形成されていた。
[0040] ところが、中心導体や接地導体は、通常、金 (Au)で構成されているため、中心導 体や接地導体力もなるバイアス電極が相互作用光導波路 3aと 3bに近づきすぎるとそ の中を伝搬する光が吸収され、挿入損失の増加、あるいは消光比の劣化という問題 を生じてしまう。
[0041] 本発明の第 2の実施形態では、図 1に示した本発明の第 1の実施形態を構成する 第 1の DCノ ィァス用相互作用部 19における D—D'の断面図において、図 2に示す ように SiOなどからなるバッファ層 24a、 24b、 24c、 24dを用いることにより、中心導
2
体 16aと接地導体 16b、 16cを X—カット LN基板 1に直接接触させつつ、ノ ィァス電 極による光の吸収損失を増すことなぐ相互作用光導波路 3a、 3bにより近づけ、バイ ァス電圧を低減することが可能となる。
[0042] なお、中心導体 16aと接地導体 16b、 16cと x—カット LN基板 1とは直接接触してい るので、部分的にバッファ層があっても電気的抵抗はほぼ無視できるほどに小さく（な ぜなら、例えば中心導体 16aと X—カット LN基板 1との電気的抵抗は、中心導体 16a と X—カット LN基板 1が直接接触する際の電気的抵抗と、中心導体 16a、バッファ層 24b、 24c、及び x—カット LN基板 1の接続における電気的抵抗の並列連結となり、 大きさ的に前者で決定される）、バッファ層 24a、 24b、 24c、 24dを用いてもバッファ 層 24a、 24b、 24c、 24dに起因する DCドリフト ίま生じな!/ヽ。
[0043] [各実施形態について]
以上においては、進行波電極としては CPW電極を例にとり説明した力 非対称コ プレーナストリップ (ACPS)や対称コプレーナストリップ（CPS)などの各種進行波電 極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路として はマツハツ ンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路 でも良 ヽことは言うまでもな 、。
[0044] また、 DCバイアス相互作用部には RF電界は印加されないので、 DCバイアス相互 作用部の特性インピーダンスは考える必要はなぐ DCバイアス相互作用部の中心導 体の幅は RF電気信号用相互作用部の中心導体の幅よりも広くする、あるいは DCバ ィァス相互作用部における中心導体と接地導体の間のギャップを RF電気信号用相 互作用部における中心導体と接地導体の間のギャップよりも狭くすることが可能であ ることは言うまでもない。
[0045] また、以上の実施形態においては、 X—カット、 y—カットもしくは z—カットの面方位 、即ち、基板表面 (カット面）に対して垂直な方向に結晶の X軸、 y軸もしくは z軸を持 つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これ らに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、 LN基板のみでなぐリチウ ムタンタレートや半導体などその他の基板でも良いことは言うまでもない。
[0046] また、以上の実施形態にお!、ては、高周波電気信号用相互作用部を挟んで、光の 伝搬する方向の前後にバイアス用相互作用部を各 1個具備する形態としたが、本発 明は、これに限定されるものではなぐそれぞれの側又は片側に複数個のバイアス用 相互作用部を設けてもよい。
産業上の利用可能性
[0047] 以上のように、本発明に係る光変調器は、 RF変調性能と DCドリフト特性にっ 、て 大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低ぐかつ DCバイ ァス電圧が小さぐ製作の歩留まりの良い光変調器として有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路 と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光を変調する高周波電気信号を印加 するための高周波電気信号用の中心導体及び接地導体からなる進行波電極と、前 記光にバイアス電圧を印加するための中心導体及び接地導体力 なるバイアス電極 とを有し、
前記光導波路には前記進行波電極に前記高周波電気信号を印加することにより 前記光の位相を変調するための高周波電気信号用相互作用部と、前記バイアス電 極にバイアス電圧を印加することにより前記光の位相を調整するためのバイアス用相 互作用部とが具備されて ヽる光変調器にぉ ヽて、
前記高周波電気信号用相互作用部を挟んで、前記光が伝搬する方向の前後に前 記バイアス用相互作用部を具備することを特徴とする光変調器。
[2] 前記バイアス用相互作用部を構成する前記バイアス電極の少なくとも 2つの前記中 心導体が電気的に接続されていることを特徴とする請求項 1に記載の光変調器。
[3] 前記バイアス用相互作用部における前記中心導体の前記光導波路側のエッジの 下方にバッファ層を具備することを特徴とする請求項 1乃至 2に記載の光変調器。
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