WO2006067935A1

WO2006067935A1 - 分波器

Info

Publication number: WO2006067935A1
Application number: PCT/JP2005/021862
Authority: WO
Inventors: Toshiaki Takata
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2004-12-24
Filing date: 2005-11-29
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2007-06-24
Also published as: US20070247259A1; JPWO2006067935A1; US7486158B2; JP4556953B2

Abstract

　通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタの高域側におけるリップルの影響を抑制することができ、第１，第２のバンドパスフィルタの通過帯域幅を十分な大きさとすることが可能な分波器を得る。　通過帯域の周波数が相対的に低い第１のバンドパスフィルタＦ１と、相対的に高い第２のバンドパスフィルタＦ２とが、それぞれ、ラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、第２のバンドパスフィルタが、第１～第３の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３を有し、第１，第２の並列共振子Ｐ１１，Ｐ１２が、共通接続ＧＮＤ端子２３により共通接続されて共通接続ＧＮＤ端子２３とグラウンド電位との間に第１のインダクタンスＬ１が接続されており、全ての並列共振子Ｐ１１～Ｐ１３の共振周波数の平均値をｆ０とした場合、ｆ１＞ｆ０＞ｆ２とされている分波器１。

Description

明細書

分波器

技術分野

[0001] 本発明は、携帯電話などの移動体通信機器等において用いられる分波器に関し、より詳細には、ラダー型回路構成を有する弾性表面波フィルタを用いて構成された分波器に関する。

背景技術

[0002] 例えば、携帯電話機などの移動体通信機器においては、小型化を図るために、弾性表面波フィルタを用いた帯域フィルタが広く用いられて、る。この種の弾性表面波フィルタの一例が下記の特許文献 1に開示されている。図 13は、特許文献 1に記載の弾性表面波フィルタの回路図である。

[0003] 弾性表面波フィルタ 101は、直列共振子 Sa, Sb及び並列共振子 Pa〜Pcを有するラダー型回路構成を備えた弾性表面波フィルタである。

[0004] 上記弾性表面波フィルタ 101では、並列共振子 Paがグラウンド電位とインダクタンス IIを介して接続されている。他方、異なる並列腕に配置されている並列共振子 Pb 及び並列共振子 Pcのグラウンド電位側端子が接続点 102において共通接続されている。そして、接続点 102とグラウンド電位との間に、インダクタンス 12が接続されている。

[0005] このように、異なる並列腕に配置された複数の並列共振子 Pb, Pcのグラウンド電位側端子を共通接続し、インダクタンス 12によりグラウンド電位に接続した構成を有するラダー型フィルタは、通過帯域近傍の低域側に減衰極を有し、有極型フィルタと称されている。そして、通過帯域の低域側に減衰極を有するため、通過帯域低域側近傍における減衰量の拡大を図ることができるとされている。

特許文献 1：特開平 10— 200370号公報

発明の開示

[0006] 弾性表面波フィルタ 101のようなラダー型回路構成を有する有極型フィルタでは、通過帯域低域側に減衰極を有する。従って、分波器に組み込まれる送信側帯域フィルタ及び受信側帯域フィルタのうち、通過帯域の周波数が相対的に高い帯域フィルタとして、弾性表面波フィルタ 101は好適に用いられる。

[0007] し力しながら、弾性表面波フィルタ 101のような有極型フィルタを分波器の通過帯域の周波数が高、帯域フィルタとして用いた場合、通過帯域の周波数が低、他方の帯域フィルタの通過帯域高域側にぉ、て、所望でな!、リップルが生じることがわかった。すなわち、上記インダクタンス 12を付加することにより、弾性表面波フィルタの通過帯域低域側近傍の減衰量を拡大することができるものの、インダクタンス値が大きくなるほど大きなリップルが通過帯域低域側のスカート特性に生じがちであった。そのため、通過帯域が低い他方の帯域フィルタのフィルタ特性においても、上記リップルと略同じ周波数位置にリップルが生じ、該他方の帯域フィルタの通過帯域幅が狭くなることがあった。

[0008] 本発明は、上述した従来技術の欠点を解消し、通過帯域の周波数が相対的に低い第 1のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第 2のバンドパスフィルタとを有し、両者がラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されて V、る分波器であって、第 2のバンドパスフィルタの通過帯域低域側における減衰量の拡大を図り得るだけでなぐ第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側におけるリツプルの発生を抑制し、十分な通過帯域幅を得ることを可能とする分波器を提供することにある。

[0009] 本発明の広い局面によれば、通過帯域の周波数が相対的に低い第 1のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第 2のバンドパスフィルタとを備え、第 1,第 2のバンドパスフィルタが、それぞれ、直列共振子及び並列共振子を有するラダ一型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、第 1,第 2のバンドパスフィルタの一端力 S1つの共通端子に接続されている分波器において、前記第 2のバンドパスフィルタ力相対的に高いインピーダンス Z及び相対的に高い共振周波数 flを有する第 1の並列共振子と、前記第 1の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、相対的に低いインピーダンス Z及び相対的に低い共振周波数 f 2を有する第 2

2

の並列共振子と、第 1の並列共振子及び第 2の並列共振子のグラウンド電位に接続される端部を共通接続してヽる共通接続 GND端子と、前記共通接続 GND端子とグラウンド電位との間に接続されている第 1のインダクタンスと、前記第 1,第 2の並列共振子とは異なる並列腕に接続された第 3の並列共振子と、前記第 3の並列共振子とグラウンド電位との間に接続されている第 2のインダクタンスとを備える有極型フィルタであり、全ての並列共振子の共振周波数の平均値を fOとした場合、 fl >f0>f2とされていることを特徴とする、分波器が提供される。

[0010] 本発明に係る分波器のある特定の局面では、前記第 1,第 2の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、グラウンド電位に接続される端部が前記共通接続 GN D端子に接続されている少なくとも 1つの第 4の並列共振子がさらに備えられている。

[0011] 本発明に係る分波器の他の特定の局面では、前記共通接続 GND端子に接続されている並列腕は、第 1の並列共振子が配置されている並列腕と、第 2の並列共振子が配置されて、る並列腕だけである。

[0012] 本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、上記第 3の並列共振子の共振周波数が、第 1,第 2の並列共振子の共振周波数と異ならされている。

[0013] 本発明に係る分波器のさらに別の特定の局面では、前記第 1の並列共振子及び第 2の並列共振子が IDTを有する電極構造を備え、第 1の並列共振子の共振周波数と、第 2の並列共振子の共振周波数とが異なるように、前記第 1の並列共振子の IDTの電極指のデューティーと、前記第 2の並列共振子の IDTの電極指のデューティーとが異ならされている。

[0014] 本発明に係る分波器のさらに他の特定の局面では、前記第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側における減衰極の周波数力前記第 2のバンドパスフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数よりも高くされている。

[0015] 本発明に係る分波器では、第 1,第 2のバンドパスフィルタが、直列腕及び並列腕を有するラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、通過帯域の周波数が相対的に高い第 2のバンドパスフィルタ力前述した有極型フィルタとされている。すなわち、第 2のバンドパスフィルタにおいて、第 1の並列共振子と、第 1の並列共振子とは異なる並列腕に接続されている第 2の並列共振子とが、共通接続されて第 1のインダクタンスを介してグラウンド電位に接続されている。従って、第 2のバンドパスフィルタの通過帯域の低域側に減衰極が形成され、通過帯域低域側における減衰量の拡大が図られて、る。

[0016] カロえて、本発明にお、ては、全ての並列共振子の共振周波数の平均値を fOとし、かつ第 1,第 2の並列共振子の共振周波数を fl, f2としたときに、 fl >f0>f2とされているため、第 1のバンドパスフィルタの通過帯域の高域側における大きなリップルを抑圧することができる。よって、第 1のバンドパスフィルタの通過帯域幅が狭くなり難い

[0017] 従って、本発明によれば、第 2のバンドパスフィルタの通過帯域低域側における減衰量の拡大を図り得るだけでなぐ第 1のバンドパスフィルタの通過帯域幅を十分広くすることが可能とされている分波器を提供することが可能となる。

[0018] 本発明においては、第 1,第 2の並列共振子に加えて、共通接続 GND端子に接続されて、る少なくとも 1つの第 4の並列共振子が備えられて、てもよ、。その場合においても、第 1,第 2の並列共振子及び第 4の並列共振子と第 1のインダクタンスとで構成される回路の共振周波数に対応した減衰極の周波数が分散し、従って、リップルの発生位置を分散させることができる。よって、リップルの影響を低減することができる

[0019] もっとも、好ましくは、共通接続 GND端子に接続される並列腕は、第 1の並列共振子が配置されて!、る並列腕と、第 2の並列共振子が配置されて、る並列腕だけとされる。この場合には、第 1,第 2の並列共振子及び第 1のインダクタンスで構成される回路の共振周波数に対応した複数の減衰極が効果的に分散され、また、上記リップルによる影響を効果的に低減することができる。加えて、簡便な回路構成で本発明の分波器を提供することができる。

[0020] また、上記第 3の並列共振子の共振周波数が第 1,第 2の並列共振子の共振周波数と異なっている場合には、複数のリップルの発生位置をより効果的に分散させることがでさる。

[0021] 本発明において、第 1の並列共振子及び第 2の並列共振子の共振周波数を異ならせる態様は特に限定されないが、第 1,第 2の並列共振子が IDTを有する電極構造を備える場合には、第 1の並列共振子の IDTの電極指のデューティーと、第 2の並列共振子の IDTの電極指のデューティーとを、第 1,第 2の並列共振子の共振周波数が異なるように異ならせればよい。この場合には、 IDTのデューティーを異ならせるだけで、容易に第 1,第 2の並列共振子の共振周波数を異ならせることができる。

[0022] 第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側における減衰極の周波数力第 2のバンドパスフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数よりも高くされている場合には、第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側にぉ、て生じがちな上記リップルの影響を本発明に従って効果的に抑制することができる。

図面の簡単な説明

[0023] [図 1]図 1 (a)〜 (c)は、本発明の一実施形態に係る分波器の回路構成を示すブロック図、該分波器の第 1のバンドパスフィルタの回路図及び第 2のバンドパスフィルタ F 2の回路図である。

[図 2]図 2は、本発明の実施形態及び第 1の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 3]図 3は、本発明の実施形態及び第 1の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 4]図 4は、本発明の一実施形態の分波器の具体的な構造の例を模式的に示す正面断面図である。

[図 5]図 5は、本発明の第 2の実施形態及び第 1の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 6]図 6は、本発明の第 2の実施形態及び第 2の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 7]図 7は、本発明の第 2の比較例及び第 1の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 8]図 8は、本発明の第 2の比較例及び第 1の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 9]図 9は、本発明の第 3の比較例及び第 1の比較例の分波器の各送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。

[図 10]図 10は、本発明の第 3の比較例及び第 1の比較例の分波器の各受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示す図である。 [図 11]図 11は、従来の分波器のフィルタ特性において、接続されるインダクタンスの値を変化させた場合の第 2のバンドパスフィルタ特性の変化を示す図である。

[図 12]図 12は、従来の分波器のフィルタ特性において、接続されるインダクタンスの値を変化させた場合の第 1のバンドパスフィルタ特性の変化を示す図である。

[図 13]図 13は、従来の分波器に用いられている弾性表面波の回路構成を示す回路図である。

符号の説明

1…分波器

2…接続点

3· · ·アンテナ

4…接続点

5· · ·インダクタンス

11〜13· · ·接続点

14…接続点

15· · ·インダクタンス

20〜22…接続点

23…共通接続 GND端子

30…分波器装置

31…分波器チップ

3 la…圧電基板

32…パッケージ

32a…開口

33…蓋材

34a, 34b…電極ランド

35a, 35b…ボンディングワイヤー

36a, 36b…ビアホーノレ電極

37a, 37b…端子電極

F1…第 1のバンドパスフィルタ F2- "第 2のバンドパスフィルタ

L1…第 1のインダクタンス

L2' · ·第 2のインダクタンス

Ρ1〜Ρ3· ··並列共振子

P11…第 1の並列共振子

P12…第 2の並列共振子

P13…第 3の並列共振子

Rx…受信端子

S1〜S4…直列共振子

Sl l〜14…直列共振子

Τχ· ··送信端子

発明を実施するための最良の形態

[0025] 以下、図面を参照しつつ本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

[0026] (第 1の実施形態）

図 1 (a)は本発明の一実施形態に係る分波器の概略構成を示すブロック図であり、

(b)及び (c)は本実施形態における受信側帯域フィルタとしての第 1のバンドパスフィルタ F1及び送信側帯域フィルタとしての第 2のバンドパスフィルタ F2の回路構成を示す各回路図である。

[0027] 本実施形態の分波器 1は、日本における CDMA800方式の携帯電話機用の分波器である。この規格の分波器では、送信側の通過帯域は 898〜925MHzであり、受信側の通過帯域は 843〜870MHzである。従って、送信側の通過帯域が、受信側の通過帯域よりも周波数域が高くなつて、る。

[0028] 図 1 (a)に示すように、分波器 1は、第 1,第 2のバンドパスフィルタ Fl, F2を有する。第 1のバンドパスフィルタ F1は、通過帯域の周波数が相対的に低い、上記受信側帯域フィルタであり、バンドパスフィルタ F2は、通過帯域の周波数が相対的に高い送信側帯域フィルタである。

[0029] 第 1,第 2のバンドパスフィルタ Fl, F2の各一端が接続点 2において共通接続されている。接続点 2はアンテナ 3に接続されている。接続点 2とアンテナ 3との間の接続点 4とグラウンド電位との間にインダクタンス 5が接続されている。インダクタンス 5は、分波器 1をアンテナ 3の入出力とインピーダンス整合させるために設けられている。

[0030] なお、第 1のバンドパスフィルタ F1の接続点 2とは反対側の端部が受信端子 Rxに接続されており、第 2のバンドパスフィルタ F2の接続点 2と反対側の端部が送信端子 Txに接続されている。

[0031] 図 1 (b)に示すように、受信側帯域フィルタとしての第 1のバンドパスフィルタ F1は、接続点 2と受信側端子 Rxとの間に接続されている直列腕を有し、該直列腕に 4個の直列共振子 S1〜S4を有する。直列共振子 S1〜S4は、いずれも弾性表面波共振子力もなる。また、直列共振子 S1〜S4は図示のように直列に接続されている。

[0032] 他方、直列共振子 SI, S2間の接続点 11とグラウンド電位との間の第 1の並列腕に並列共振子 P1が接続されている。直列共振子 S2, S3間の接続点 12とグラウンド電位との間に延びる並列腕に第 2の並列共振子 P2が接続されている。直列共振子 S3 , S4間の接続点 13とグラウンド電位との間に第 3の並列腕を構成するように第 3の並列共振子 P3が接続されている。並列共振子 P1〜P3のグラウンド電位に接続される側の端部が接続点 14にお、て共通接続されて、る。接続点 14とグラウンド電位との間にインダクタンス 15が接続されている。

[0033] 従って、受信側帯域フィルタとしての第 1のバンドパスフィルタ F1は、ラダー型回路構成を有する弾性表面波フィルタである。

[0034] 他方、図 1 (c)に示すように、送信側帯域としての第 2のバンドパスフィルタ F2は、接続点 2と送信端子 Txとの間に延びる直列腕を有し、該直列腕に複数の直列共振子 S 11〜S15を有する。直列共振子 S11〜S15は互いに直列に接続されており、かつ Vヽずれも弾性表面波共振子により構成されてヽる。

[0035] この直列腕に一端が接続された 3本の並列腕が構成されている。ここでは、説明を容易とするために、直列共振子 S14, S15間の接続点 22とグラウンド電位との間に延びる第 1の並列腕に接続されている並列共振子を第 1の並列共振子 P11とする。また、直列共振子 S12, S13間の接続点 21とグラウンド電位との間に延びる第 2の並列腕に接続されている並列共振子を第 2の並列共振子 P12とする。そして、送信端子 Txと直列共振子 Sl lとの間の接続点 20とグラウンド電位との間に延びる第 3の並列腕に挿入されている並列共振子を第 3の並列共振子 P13とする。

[0036] すなわち、第 1〜第 3の並列共振子 P11〜P13は、異なる並列腕に配置されている

[0037] 第 1,第 2の並列共振子 Pl l, P12のグラウンド電位側の端部が共通接続 GND端子 23において共通接続されている。共通接続 GND端子 23とグラウンド電位との間に、第 1のインダクタンス L1が接続されている。

[0038] 第 3の並列共振子 P13のグラウンド側端部とグラウンド電位との間に第 2のインダクタンス L2が接続されて、る。

[0039] バンドパスフィルタ F2は有極型フィルタであり、上記インダクタンス LI, L2のインダクタンス値を調整することにより、通過帯域低域側における減衰極の発生位置及び減衰極における減衰量を調整することができる。

[0040] 上記インダクタンス値 L1を調整することにより、バンドパスフィルタ F2の通過帯域低域側における減衰量を拡大し得るが、前述した問題点が生じることを、図 11及び図 1

2を参照して説明する。

[0041] 図 11及び図 12は、前述した先行技術に記載の弾性表面波フィルタを用いて図 1 ( a)〜(c)に示す分波器を構成した場合の問題点を説明するための図である。図 11は、インダクタンス L1の値を 0、 1. 0及び 2. OnHと変化させた場合の送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタ F2のフィルタ特性を示し、図 12は受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタ F 1のフィルタ特性を示す。

[0042] 図 11及び図 12から明らかなように、インダクタンス L1の値を 1. OnHとした場合に、相手側である第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域における第 2のバンドパスフィルタ F2の通過帯域低域側における減衰量を改善し得ることがわかる。し力しながら、インダクタンス L 1の値を大きくすると、受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域高域側におけるフィルタ特性の急峻性が劣化し、通過帯域幅が減少していることがわかる。これは、矢印 Yで示す所望でないリップル力図 11において、 880〜885MHz付近に表れていることによる。そして、図 12から明らかなように、他方のバンドパスフィルタ F1の通過帯域高域側において、上記リップル Yと略同じ周波数位置にやはり大きなリップルが表れていることがわかる。その結果、インダクタンス L1の値が大きくなるにつれて、バンドパスフィルタ F1の通過帯域が狭くなつていることがわ力る。

[0043] このように、従来のバンドパスフィルタ F2の構成では、分波器を構成した際にバンドパスフィルタ F2とバンドパスフィルタ F1との干渉によるリップルの影響が顕著に現れるためバンドパスフィルタ F1の通過帯域幅が狭くなるという問題があった。この原因は以下のとおりと考えられる。すなわち、バンドパスフィルタ F2において発生するリツプルに対応した周波数における反射特性が局所的に 50 Ωに近づくため、バンドパスフィルタ F 1の通過帯域におけるバンドパスフィルタ F2への信号の漏れ分すなわち並列接続損失が増加し、その結果、バンドパスフィルタ F1の通過帯域が狭くなつているためと考えられる。

[0044] これに対して、本実施形態の分波器 1では、第 1の並列共振子 P11のインピーダンス Zが第 2の並列共振子 P12のインピーダンス Zよりも高くされており、上記第 1の並

1 2

列共振子 P11の共振周波数を fl、第 2の並列共振子 P12の共振周波数を f2、第 1 〜第 3の並列共振子 P11〜P13の共振周波数の平均値を fOとしたとき、 fl >f0>f2 とされているため、後述の実験例から明らかなように、第 2のバンドパスフィルタ F2の通過帯域低域側におけるリップルを抑制することが可能とされている。従って、通過帯域が相対的に低い第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域高域側において上記リップルが生じ難くなるため、第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域の幅を十分な大きさとすることができる。これを具体的な実験例に基づき説明する。

[0045] 44. 5° Yカット X伝搬の LiTaO基板からなる圧電基板上に、フォトリソグラフィー

3

—リフトオフ法により、複数の電極を形成し、第 1,第 2のバンドパスフィルタ Fl, F2を構成した。このようにして、図 4に略図的断面図で示す分波器チップ 31を作製した。分波器チップ 31では、圧電基板 3 laの上面に各種電極が形成されて、第 1,第 2のバンドパスフィルタ Fl, F2が構成されている。

[0046] そして、分波器チップ 31を、上方に開口 32aを有するパッケージ 32に収納し、開口 32aを蓋材 33で閉成した。なお、ノッケージ 32はセラミック多層基板力もなり、分波器チップ 31に接続される電極パッド 34a, 34bを有する。電極パッド 34a, 34b力略図的に示すボンディングワイヤー 35a, 35bにより、分波器チップ 31上の電極に電気的に接続されている。また、パッケージ 32内には、ビアホール電極 36a, 36bを含む配線電極が設けられている。ビアホール電極 36a, 36bの下端は、端子電極 37a, 3 7bに接続されている。端子電極 37a, 37bは、分波器チップ 31を外部の回路部分と電気的に接続するために設けられて！/、る。

[0047] 図 4に示されているように、分波器装置 30では、ノッケージ 32内に、ビアホール電極 36a, 36bを含む配線電極が設けられており、本実施形態では、このような配線電極に寄生するインダクタンスを利用して、前述した第 1のインダクタンス L 1のインダクタンス値を設定した。もっとも、第 1のインダクタンス L1のインダクタンス値は、上記配線電極に限らず、ボンディングワイヤー 35a, 35bのインダクタンス分を利用して構成してもよく、これらの全てを利用してインダクタンス値を設定してもよい。さらに、インダクタンス部品を別途用意し、ノッケージ 32内に収納してもよぐあるいはパッケージ 3 2の内部にインダクタンス素子を内蔵させてもよ!ヽ。

[0048] 第 2のインダクタンス L2についても同様に、配線電極やボンディングワイヤーなどにより構成することができ、さらにパッケージ 32内あるいはパッケージ 32に内蔵されたィンダクタンス素子により構成されてもよい。

[0049] 上記実施形態の分波器 1にお、て、第 1のバンドパスフィルタ F1における直列共振子 S1〜S4の波長 ίま 4. 492〜4. 535 m、デューティー ίま 0. 52、電極旨の対数【ま 110〜140対、電極指交差幅は 40〜69 mとした。また、第 1〜第 3の並列共振子 P1〜P3の波長 ίま 4. 697〜4. 733 m、デューティー ίま 0. 52、電極旨の対数 ίま 1 10〜140対、電極旨交差幅は 39〜42 /ζ πιとした。

[0050] 第 2のバンドパスフィルタ F2の直列共振子 S11〜S15の波長は 4. 191〜4. 260

^ m,デューティーは 0. 52、電極指の対数は 80〜 140対、電極指交差幅は 40〜5 3 mとした。また、第 1〜第 3の並列共振子 P11〜P13の構成は下記の表 1に示す通りとした。

[0051] なお、デューティーとは、 IDTにおける電極指の幅方向寸法と、電極指間ピッチとの比をいうものとする。

[0052] [表 1] 波長（ m) ァユーティ一対数 1 交差幅（w m) 第 1の実施形態

4 . 4 3 3 0 . 5 2 1 7 0 4 8 . 6 並列共振子 P 1 3

第 1の実施形態

4 . 4 3 3 0 . 6 2 1 9 0 4 6 . 5 並列共振子 P 1 2

第 1の実施形態

4 . 4 3 3 0 . 4 2 1 2 0 4 8 . 4 並列共振子 P 1 1

第 1の比較例

4 . 4 3 3 0 . 5 2 1 7 0 4 8 . 6 並列共振子 P 1 3

第 1の比較例

4 . 4 3 3 0 . 5 2 1 9 0 4 6 . 5 並列共振子 P 1 2

第 1の比較例

4 . 4 3 3 0 . 5 2 1 2 0 4 8 . 4 並列共振子 P 1 1

[0053] なお、並列共振子のインピーダンスは、電極指の対数 X交差幅の積に逆比例した値となる。従って、表 1において、第 1の実施形態では、並列共振子 P11のインピーダンス Zは、第 2の並列共振子 P 12のインピーダンス Zよりも大きな値となる。また第

1 2

1の実施形態では、第 1の並列共振子 P11の共振周波数 flが、第 2の並列共振子 P

12の共振周波数 f2よりも高くされている。

[0054] なお、本実施形態では、第 3の並列共振子 P13の共振周波数を f3としたとき、 f3は

、 fl, f2と異なっていることが好ましいが、 flよりも高くともよぐ f2よりも低くてもよい。

[0055] 図 2に、本実施形態の分波器 1における第 2のバンドパスフィルタ F2の減衰量周波数特性を実線で示す。また、図 3に、第 1のバンドパスフィルタ F1の減衰量周波数特性を実線で示す。

[0056] 他方、上記実施形態とは、第 2のバンドパスフィルタ F2の並列共振子 P11〜P13の仕様が異なることを除いては、同様に構成された第 1の比較例の分波器を作製した。第 1の比較例の分波器では、並列共振子 P11〜P13の波長、デューティー、電極指の対数及び交差幅は上記の表 1に示す通りとした。すなわち、 3つの並列共振子の波長及びデューティーを等しくし、共振周波数を等しくした。第 1の比較例の分波器における送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタの減衰量周波数特性を破線で図 2に、第 1のバンドパスフィルタ F 1の減衰量周波数特性を図 3に破線でそれぞれ示す。

[0057] 図 2から明らかなように、通過帯域が相対的に高い第 2のバンドパスフィルタ F2の場合に比べて、本実施形態によれば、通過帯域幅を広くし得ることがわかる。すなわち、第 2のバンドパスフィルタ F2の挿入損失 2dBの通過帯域幅力第 1の比較例では 2 7MHzであったのに対し、本実施形態によれば 30MHzと広げ得ることがわかる。図 3に示すように、第 1の比較例では、第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側において、矢印 Bで示す所望でないリップルが表れていたのに対し、本実施形態では、このようなリップルの発生を抑制することができることがわかる。

[0058] すなわち、本実施形態では、図 3の矢印 Cで示す位置、すなわち高周波側にシフトされている。従って、本実施形態によれば、図 3に示したように、受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタ F1において、通過帯域の高域側におけるフィルタ特性を改善することが可能とされており、それによつて十分な通過帯域幅が得られている。

[0059] すなわち、受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側にお、て生じるリップルが高周波側にシフトしたため、フィルタ特性の急峻性が改善され、かつ帯域幅の拡大が図られていることによる。また、第 2のバンドパスフィルタ F 2のフィルタ特性における第 1のバンドパスフィルタの通過帯域における減衰量は、上記並列共振子 PI 1〜P 13の共振周波数を異ならせてもほとんど変化して、な、ことがわかる。すなわち、第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域における減衰量を有極型フィルタとして第 2のバンドパスフィルタ F2を構成することにより改善した効果を阻害することなぐフィルタ特性を改善し得ることがわかる。

[0060] さらに、送信側の帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタ F2では、リップルが高周波側にシフトし、通過帯域低域側の肩特性が改善されたため、挿入損失の小さい通過帯域幅が広くされ、挿入損失の大きい通過帯域幅が狭くされているのでフィルタ特性が効果的に改善されている。

[0061] 上記のように、通過帯域が相対的に高い第 2のバンドパスフィルタ F2において、共通接続点端子 23に第 1のインダクタンス L1を接続したとしても、並列共振子 Pl l, P 12の共振周波数， f 2が異なっているため、通過帯域低域側における減衰特性を維持したまま、通過帯域低域側に生じる所望でないリップルを高周波側にシフトすることができる。従って、通過帯域が相対的に低い第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域内の高域側領域に生じるリップルが通過帯域外にシフトされるので、帯域幅及びフィルタ特性の急峻性を効果的に高めることができる。

[0062] また、後述するように、最もインピーダンスの高い並列共振子 P11の共振周波数 fl 力並列共振子 P11〜P13の共振周波数の平均値 fOよりも高ぐ最もインピーダンスの低い並列共振子 P12の共振周波数 f2が、上記平均値 fOよりも低くされているため、第 2のバンドパスフィルタ F2の帯域幅も改善される。

[0063] (第 2の実施形態）

第 2の実施形態の分波器は、第 1の実施形態の分波器 1と同様の回路構成を有する。従って、図 l (a)〜(c)に示した回路構成の説明を第 2の実施形態の分波器においても援用することとする。第 2の実施形態では、下記の表 2に示すように、第 2のバンドパスフィルタ F2の並列共振子 P12, P13のデューティーが等しくされており、但し波長は異ならされている。その他の点は、前述した第 1の実施形態の比較例として挙げられた第 1の比較例の分波器 1と同様に構成されている。

[0064] 上記のようにして構成された第 2の実施形態の分波器のフィルタ特性及び前述した第 1の比較例の分波器のフィルタ特性を図 5及び図 6に示す。図 5は送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタ F2のフィルタ特性を示し、実線が第 2の実施形態のフィルタ特性を、破線が第 1の比較例のフィルタ特性を示す。図 6は、受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタ F1のフィルタ特性を示し、実線が第 2の実施形態の結果を、破線が第 1の比較例の結果を示す。

[0065] [表 2]

図 5及び図 6から明らかなように、受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域の高域側に表れるリップルが、第 2の実施形態においても高域側にシフトされていることがわかる。もっとも、第 2の実施形態では、第 1の実施形態の場合に比べてリップルを高周波数側にシフトしたことによるフィルタ特性の改善効果は若干小さい。し力しながら、第 2の実施形態においても、第 1の比較例に比べると、上記リップルが効果的に抑圧されていることがわかる。従って、デューティーだけでなぐ第 1,第 2の並列共振子 Pl l, P12の波長を異ならせることによつても、上記所望でな V、リップルを抑圧し、フィルタ特性を改善し得ることがわかる。

[0067] 第 1,第 2の実施形態の結果から明らかなように、第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域高域側におけるリップルによる影響を抑圧するには送信側帯域フィルタ F2における第 1,第 2の並列共振子 Pl l, P12の波長やデューティーなどのパラメータを変更すればよいことがわかる。波長及びデューティーが大きくなるほど、並列共振子の共振周波数は小さくなる傾向がある。

[0068] し力しながら、並列共振子 Pl l, P12の共振周波数 fl, f2を単に異ならせればよいわけではない。すなわち、並列共振子 Pl l, P12のうち、インピーダンスが最も高い並列共振子の共振周波数 flが、第 1〜第 3の並列共振子 P11〜P13の共振周波数の平均値 fOよりも高ぐ最もインピーダンスの低い並列共振子 P12の共振周波数 f2 1S 上記平均値 fOよりも低くすることが必要である。この理由を以下において説明する。

[0069] 下記の表 3に示すように、第 1,第 2の並列共振子 Pl l, P12の波長を第 1の比較例の場合よりも小さくしたことを除いては、第 1の比較例と同様に構成された第 2の比較例の分波器を作製した。図 7及び図 8に、このようにして構成された第 2の比較例のフィルタ特性を第 1の比較例のフィルタ特性と比較して示す。図 7は、送信側帯域フィルタとしての第 2のバンドパスフィルタのフィルタ特性であり、実線が第 2の比較例の結果を、破線が第 1の比較例の結果を示す。

[0070] 図 8は、受信側帯域フィルタとしての第 1のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示し、実線が第 2の比較例の結果を、破線が第 1の比較例の結果を示す。

[0071] 図 7及び図 8から明らかなように、第 2の比較例の分波器では、第 1のバンドパスフィルタ F1の通過帯域高域側におけるリップルを抑圧することができるものの、送信側である第 2のバンドパスフィルタの通過帯域幅が全体的に狭くなつていることがわかる。

[0072] ラダー型フィルタにおいて、通過帯域幅は、主に、全ての並列腕の並列共振子の共振周波数の平均値 fOと、直列共振子の反共振周波数の平均値 fxの差 A f=fx— f 0で決定される。第 2の比較例の分波器では、上記並列共振子の共振周波数の平均値 fOが高くされると、 Δ ίが小さくなり、それによつて第 2のバンドパスフィルタ F2の通過帯域幅が小さくなつている。また、相手側である第 1のバンドパスフィルタの通過帯域における第 2のバンドパスフィルタ F2の減衰極の位置も変化し、求められる特性によっては、減衰量が不足することもある。

[0073] 他方、第 3の比較例として、下記の表 3に示すように、第 1,第 2の並列共振子 P11, P12のデューティーを、第 1の実施形態とは逆の値としたことは除いては、同様にして第 3の比較例の分波器を作製した。すなわち、第 3の比較例の分波器では、第 1の並列共振子 P11のデューティーが 0. 62であり、第 2の並列共振子 P12のデューティー力 ^0. 42とされている。

[0074] 図 9及び図 10は、このようにして構成された第 3の比較例の分波器のフィルタ特性と、前述した第 1の比較例の分波器のフィルタ特性との比較を示す図である。図 9は、送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタのフィルタ特性を示し、実線が第 3の比較例の結果を、破線が第 1の比較例の結果を示す。図 10は、受信側帯域フィルタである第 1のバンドパスフィルタ F1のフィルタ特性を示し、実線が第 3の比較例の結果を、破線が第 1の比較例の分波器の結果を示す。

[0075] 図 9及び図 10から明らかなように、第 3の比較例の分波器では、第 1のバンドパスフィルタ F1の高域側におけるリップルが大きく表れ、フィルタ特性がかえって悪ィ匕することがわかる。また、図 9に示すように、第 3の比較例では、送信側帯域フィルタである第 2のバンドパスフィルタの帯域幅も全体的に狭くなつていることがわかる。

[0076] 第 3の比較例では、インピーダンスが相対的に高い第 1の並列共振子 P11の共振周波数 flを低ぐインピーダンスが相対的に低い第 2の並列共振子 P12の共振周波数 f2を高くしたため、並列共振子 P12によって生じるリップルの影響力、第 2のバンドパスフィルタ F2の通過帯域近傍に大きく表れたことによると考えられる。ここで、上記インピーダンスとは、電極指の対数 X交差幅に逆比例した値となり、インピーダンスが小さくなるほど、リップルの影響は顕著に表れる。従って、インピーダンスが小さい並列共振子は、共振周波数を通過帯域力できるだけ遠ざけられることが好ましぐインピーダンスの大きな並列共振子の共振周波数を通過帯域に近づけることが好ましぐそれによつて送信側帯域フィルタの通過帯域幅の劣化を抑制することができる。

[0077] なお、第 2のバンドパスフィルタ F2は有極型フィルタとして構成されており、すなわち共通接続 GND端子 23が第 1のインダクタンス L 1を介してグラウンド電位に接続されている。上記実施形態では、共通接続されている並列腕は 2つであった力 3っ以上であってもよい。

[0078] すなわち、共通接続 GND端子 23に、第 1,第 2の並列共振子 Pl l, P12以外に、第 1,第 2の並列共振子が配置されている第 1,第 2の並列腕とは異なる 1以上の並列腕にそれぞれ少なくとも 1つの第 4の並列共振子を接続してもよい。その場合には、第 1,第 2の並列共振子に加えて、少なくとも 1つの第 4の並列共振子と、インダクタンス L1とで構成される回路の共振周波数に対応した複数の減衰極の周波数位置を調整し、同様に複数のリップルを分散させればよい。

[0079] もっとも、好ましくは、本実施形態のように、共通接続される並列腕は 2つであることが望ましい。 3つ以上の並列腕を共通接続 GND端子に接続した場合に比べて、上記実施形態のように 2つの並列腕を共通接続 GND端子 23に接続した構成を採用することにより、上記リップルを効果的に抑圧することができ、望ましい。

[0080] また、共通接続 GND端子により共通接続されている複数の並列腕に挿入された複数の並列共振子の共振周波数は異なっていることが好ましい。すなわち、各並列腕に挿入されている並列共振子の共振周波数を異ならせることにより、上記共通接続 G ND端子に接続されて、る並列共振子による各リップルの位置を分散でき、リップルによる影響を低減することができる。さらに、より好ましくは、共通接続 GND端子に接続されていない第 3の並列共振子 P13の共振周波数も、共通接続 GND端子 23に接続されている並列共振子 Pl l, P12の共振周波数と異ならせることが望ましぐそれによってリップルの位置をより一層効果的に分散させることができる。

[0081] [表 3] 波長（ m) 丁ユーティ一対数交差幅（ m) 第 2の比較例

4. 433 0. 52 170 48. 6 並列共振子 P 13

第 2の比較例

4. 41 8 0. 52 190 46. 5 並列共振子 P 12

第 2の比較例

4. 418 0. 52 1 20 48. 4 並列共振子 P 1 1

第 3の比較例

4. 433 0 - 52 1 70 48. 6 並列共振子 P 13

第 3の比較例

4. 433 0. 42 190 46. 5 並列共振子 P 12

第 3の比較例

4. 433 0. 62 1 20 48. 4 並列共振子 P 1 1

Claims

請求の範囲

[1] 通過帯域の周波数が相対的に低い第 1のバンドパスフィルタと、通過帯域の周波数が相対的に高い第 2のバンドパスフィルタとを備え、第 1,第 2のバンドパスフィルタ力それぞれ、直列共振子及び並列共振子を有するラダー型回路構成の弾性表面波フィルタにより構成されており、第 1,第 2のバンドパスフィルタの一端力^つの共通端子に接続されて、る分波器にぉ、て、

前記第 2のバンドパスフィルタが、

相対的に高いインピーダンス Z及び相対的に高い共振周波数 flを有する第 1の並列共振子と、

前記第 1の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、相対的に低いインピーダンス Z及び相対的に低い共振周波数 f2を有する第 2の並列共振子と、第 1の並列

2

共振子及び第 2の並列共振子のグラウンド電位に接続される端部を共通接続している共通接続 GND端子と、

前記共通接続 GND端子とグラウンド電位との間に接続されている第 1のインダクタンスと、

前記第 1,第 2の並列共振子とは異なる並列腕に接続された第 3の並列共振子と、前記第 3の並列共振子とグラウンド電位との間に接続されている第 2のインダクタンスとを備える有極型フィルタであり、

全ての並列共振子の共振周波数の平均値を fOとした場合、 fl >f0>f2とされていることを特徴とする、分波器。

[2] 前記第 1,第 2の並列共振子とは異なる並列腕に接続されており、グラウンド電位に接続される端部が前記共通接続 GND端子に接続されている少なくとも 1つの第 4の並列共振子をさらに備えることを特徴とする、請求項 1に記載の分波器。

[3] 前記共通接続 GND端子に接続されている並列腕が、第 1の並列共振子が配置されている並列腕と、第 2の並列共振子が配置されている並列腕だけである、請求項 1 に記載の分波器。

[4] 前記第 3の並列共振子の共振周波数が、前記第 1,第 2の並列共振子の共振周波数と異ならされていることを特徴とする、請求項 1〜3のいずれか 1項に記載の分波器

[5] 前記第 1の並列共振子及び第 2の並列共振子が IDTを有する電極構造を備え、第 1の並列共振子の共振周波数と、第 2の並列共振子の共振周波数とが異なるように、前記第 1の並列共振子の IDTの電極指のデューティーと、前記第 2の並列共振子の I DTの電極指のデューティーとが異ならされている、請求項 1〜4のいずれか 1項に記載の分波器。

[6] 前記第 1のバンドパスフィルタの通過帯域高域側における減衰極の周波数が、前記第 2のバンドパスフィルタの通過帯域低域側の減衰極の周波数よりも高くされている、請求項 1〜5のいずれか 1項に記載の分波器。