WO2006033204A1 - 高周波発振回路および送受信装置 - Google Patents

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WO2006033204A1
WO2006033204A1 PCT/JP2005/014207 JP2005014207W WO2006033204A1 WO 2006033204 A1 WO2006033204 A1 WO 2006033204A1 JP 2005014207 W JP2005014207 W JP 2005014207W WO 2006033204 A1 WO2006033204 A1 WO 2006033204A1
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resonator
circuit
frequency
electrode
resonance
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PCT/JP2005/014207
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Inventor
Keiichi Ichikawa
Akihiro Sasabata
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Murata Manufacturing Co., Ltd.
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    • H01L2924/19107—Disposition of discrete passive components off-chip wires

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency oscillation circuit that oscillates a high-frequency signal such as a microwave or a millimeter wave, and a transmission / reception device using the high-frequency oscillation circuit.
  • a high-frequency oscillation circuit is configured by a resonance circuit that reflects a high-frequency signal having a predetermined frequency, and a negative resistance circuit that is connected to the resonance circuit and amplifies and outputs the high-frequency signal.
  • the resonance circuit of the high-frequency oscillation circuit includes a resonator that resonates at a predetermined frequency, and a main line such as a microstrip line that is provided between the negative resistance circuit and the termination resistor and is coupled to the resonator. , Selectively reflect signals near the resonance frequency of the resonator.
  • the negative resistance circuit includes an active element such as a transistor, and amplifies the high frequency signal reflected by the resonance circuit. The high-frequency oscillation circuit oscillates at a frequency that satisfies the phase condition and amplitude condition of the resonance circuit and the negative resistance circuit.
  • a main line is provided on a circuit board, and a dielectric resonator composed of a cylindrical dielectric block is disposed in the vicinity of the main line, and the dielectric resonator A combination of a specific resonance mode excited by a main line and a main line is known (see, for example, Patent Document 1). At this time, the dielectric resonator is mounted on the circuit board via a support base.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 6-204747
  • a microstrip resonance electrode is formed on the same surface as a main line on a circuit board (for example, see Non-Patent Document 1).
  • the main line and the resonance electrode are arranged close to each other to couple them.
  • Tokubyo 1 Young— Taek Lee et al., ⁇ Compact-Size Microstnp spiral Resonator and Its Application to Microwave Oscillator ", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, Oct.2002, VOL. 12, No.10, p.375-377
  • a resonance electrode is formed on the circuit board on the same plane as the main line, and a direct bonding wire is used between the main line and the resonance electrode. Also known are those connected to (see, for example, Patent Document 2).
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 11 330818
  • a coupling capacitor is mounted on a microstrip resonant electrode, and the coupling capacitor and the main line are connected using a bonding wire (for example, And Patent Document 3).
  • Patent Document 3 Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-70601
  • the dielectric material of the resonator is limited to the same material as the circuit board.
  • a material having a relatively low relative dielectric constant for example, about 2 to 13
  • resonators are required to have high dielectric constant, low loss, and good temperature stability.
  • the cost of the board itself increases. is there.
  • the third conventional technique has the same problem as the second conventional technique.
  • the main line and the resonant electrode are directly connected using a bonding wire, so the coupling between the main line and the resonator is strengthened, resulting in steep reflection characteristics. There is also a problem that cannot be obtained.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to have low phase noise and high temperature stability, and can be reduced in size and manufacturing cost.
  • An object of the present invention is to provide a high-frequency oscillation circuit and a transmission / reception device using the same.
  • the present invention provides a resonance circuit that reflects a high-frequency signal having a predetermined frequency, and a negative resistance circuit that is connected to the resonance circuit and amplifies and outputs the high-frequency signal.
  • the resonance circuit includes a resonator that resonates at a predetermined frequency, a coupling electrode that is provided in the vicinity of the resonator and that is electrically coupled to the resonator, and the coupling electrode A main line that is provided on the circuit board and is connected to the negative resistance circuit at one end and connected to the terminating resistor at the other end, and an inductor that connects the main line and the coupling electrode.
  • the unnecessary resonance frequency based on the inductance of the inductor and the ground capacitance of the coupling electrode is set lower than the resonance frequency of the resonator.
  • the coupling electrode is provided in the vicinity of the resonator, and the coupling electrode and the main line are connected using the inductor. Therefore, the resonator and the coupling electrode can be electrically coupled, and the resonator can be coupled to the main line using the coupling electrode and the inductor.
  • the negative resistance circuit can amplify and output a high-frequency signal having a predetermined frequency reflected by the resonator, so that, for example, a band reflection type oscillation circuit is formed using the resonance circuit and the negative resistance circuit. Can be configured.
  • the unnecessary resonance frequency based on the inductance of the inductor and the ground capacitance of the coupling electrode is set lower than the resonance frequency of the resonator, the unnecessary resonance frequency due to the inductor or the like interferes in the vicinity of the resonance frequency of the resonator. Disappears.
  • the influence of parasitic reactance due to the inductor can be reduced, so that the amount of reflection in the band near the resonance frequency of the resonator can be reduced, and the sharpness of the reflection characteristics (Q value of the resonance circuit) is improved. can do.
  • the phase noise of the oscillation circuit can be reduced, the operation of the oscillation circuit can be stabilized.
  • the circuit board is provided with a branch line branched from the main line, The tip of the branch line and the coupling electrode may be connected using the inductor.
  • the phase between the main line and the coupling electrode using the branch line is used. Can be adjusted.
  • the unnecessary resonance frequency based on the inductance of the inductor and the ground capacitance of the coupling electrode can be set according to the length dimension of the branch line. Can be shifted to the low frequency side.
  • the unnecessary resonance frequency due to the inductor or the like can be set lower than the resonance frequency of the resonator, so that they can be prevented from interfering with each other, and the sharpness of the reflection characteristics can be improved.
  • the resonator includes a dielectric substrate provided on the circuit substrate and a resonance electrode that is formed on the surface of the dielectric substrate and sets a resonance frequency.
  • the coupling electrode is constituted by a bonding pad formed on the surface of the dielectric substrate in the vicinity of the resonance electrode, and the inductor is formed by a bonding wire connecting the main line and the bonding pad. It may be configured.
  • the resonant electrode and the bonding pad can be capacitively coupled via the gap between the resonant electrode and the bonding pad.
  • the resonance electrode and the bonding pad can be formed on the dielectric substrate together by using thin film wiring technology, and the outer shape of the resonance electrode and the bonding pad and the gap dimension between them are also shown. Can be set with high accuracy. For this reason, it is possible to reduce the variation in the coupling amount between the resonance electrode and the bonding pad, and to suppress the variation in the resonance frequency of the resonator.
  • a microstrip resonator can be configured by using a microstrip as the resonance electrode.
  • the configuration of the resonator can be simplified, the size and the height can be reduced, and the manufacturing cost of the resonator can be reduced.
  • the bonding pad and the main line are connected using a bonding wire as an inductor, for example, a circuit provided with a main line, a negative resistance circuit, etc.
  • the resonator can be die-bonded to the road substrate. For this reason, a resonator can be mounted together with an active element of a negative resistance circuit on a circuit board without introducing new equipment, and the manufacturing cost of the entire oscillation circuit can be reduced.
  • the dielectric substrate preferably has a specific dielectric constant of at least about 20.
  • the effective wavelength in the dielectric substrate can be shortened by using the dielectric substrate having a high dielectric constant, and the resonator can be miniaturized.
  • the resonator can be configured separately from the circuit board provided with the main line, etc., it has high dielectric constant, low loss, and desired temperature characteristics as the dielectric substrate material of the resonator. Things can be used. This makes it possible to form a small, low-loss resonator with temperature characteristics that compensates for temperature fluctuations in the negative resistance circuit, and has high temperature stability, low phase noise, and small high-frequency oscillation.
  • a circuit can be constructed.
  • the circuit board is constituted by a multilayer board in which a plurality of insulating layers and electrode layers are laminated, and the resonator is provided in a cavity recessed in the multilayer board. Is preferred.
  • the entire oscillation circuit can be reduced in height.
  • the electrode layer of the multilayer board can be exposed in the cavity, the ground of the main line and the ground of the resonator can be made common by connecting the electrode layer to the ground, and stable. Grounding can be obtained. In addition, it is possible to reduce ground via holes and manufacturing costs.
  • a branch line branched from the main line is provided in an electrode layer located inside the multilayer substrate, and the inductor is provided between a tip of the branch line and the coupling electrode. It is also possible to connect using the ⁇ .
  • the branch line is formed in the electrode layer located inside the multilayer substrate, The effective wavelength of the high-frequency signal in the path can be shortened. For this reason, the branch line can be shortened and the entire oscillation circuit can be downsized.
  • the circuit board is provided with a shield case that covers the resonator and is connected to the ground, and the shield case is provided between the circuit board and the resonance frequency of the resonator.
  • the shield case may be configured to define a shield space having a high cutoff frequency.
  • the resonance frequency of the resonator can be increased by bringing the shield case closer to the resonance electrode of the resonator. Therefore, the resonance frequency can be changed according to the shape of the shield case and the like, and the oscillation frequency of the oscillation circuit can be easily adjusted. Also, since the shield case defines a shield space between the circuit board and the cutoff frequency that is higher than the resonance frequency of the resonator, radiation from the resonator force can be reduced.
  • the shield case surrounds the bonding wire together with the resonator.
  • a transmission / reception device such as a communication device or a radar device may be configured using the high-frequency oscillation circuit of the present invention.
  • the phase noise of the oscillation circuit can be reduced, the operation of the oscillation circuit can be stabilized, and the characteristics of the entire transmission / reception device can be stabilized.
  • the oscillation circuit can be configured by using, for example, a microstrip resonator having a small and simple structure or a bonding wire that can be realized by existing equipment, so that the entire apparatus can be reduced in size and the oscillation can be performed. The manufacturing cost of the circuit can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a high-frequency oscillation circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a perspective view showing a resonance circuit in FIG.
  • FIG. 3 is a plan view showing the resonant circuit in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the resonant circuit as viewed from the direction of arrows IV-IV in FIG.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram showing a main line, a branch line, a resonator and the like of the resonance circuit.
  • Fig. 6 is a characteristic diagram showing the function Y1 due to the branch line and the function Y2 due to the inductance and the ground capacitance with respect to the angular velocity.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing the relationship between the reflection coefficient of the resonant circuit and the frequency together with a comparative example.
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing, in an enlarged manner, the vicinity of the resonance frequency of the resonator in FIG.
  • FIG. 9 is a perspective view showing a resonant circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of the resonant circuit as viewed from the direction of arrows XX in FIG.
  • FIG. 11 is a plan view showing a resonance circuit according to a third embodiment.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view of the resonant circuit as seen from the direction of arrows XII-XII in FIG.
  • FIG. 13 is a perspective view showing a resonance circuit according to a fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a perspective view showing a resonance circuit according to a fifth embodiment.
  • FIG. 15 is a plan view showing the resonance circuit in FIG.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the resonant circuit as seen from the direction of arrows XVI-XVI in FIG.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a radar apparatus according to a sixth embodiment.
  • FIG. 1 to FIG. 8 show a first embodiment, and in this embodiment, a high-frequency oscillation circuit using a microstrip line will be described as an example.
  • reference numeral 1 denotes a high-frequency oscillation circuit.
  • the high-frequency oscillation circuit 1 includes, for example, a later-described resonance circuit 9 mounted on the circuit board 2 and a negative circuit that amplifies a high-frequency signal that is mounted on the circuit board 2 together with the resonance circuit 9 and reflected from the resonance circuit 9. And resistive resistor circuit 3.
  • the circuit board 2 is made of an insulating resin material, a ceramic material or the like having a thickness dimension of about 0.1 to 0.2 mm and a relative dielectric constant of about 2 to 13, for example. It is formed in a flat plate shape.
  • the negative resistance circuit 3 transmits, for example, a field effect transistor 4 (hereinafter referred to as FET4) as a high frequency active element, a short stub 5 connected to the source terminal S of the FET4, and a drain terminal D of the FET4. It is composed of a load 8 connected via a line 6 and a capacitor 7. Also, the resonant circuit 9 is connected to the gate terminal G of FET4 Has been.
  • FET4 field effect transistor 4
  • the negative resistance circuit 3 amplifies a high-frequency signal of a predetermined frequency output from the resonance circuit 9 by applying the drive voltage V0 to the drain terminal D via the choke inductor 4A, and outputs the amplified signal through the drain terminal D. To do. As a result, the DC component of the high frequency signal output from the drain terminal D is removed by the capacitor 7 and supplied to the load 8.
  • Reference numeral 9 denotes a band reflection type resonance circuit that reflects and outputs a high-frequency signal having a predetermined frequency.
  • the resonance circuit 9 includes a resonator 10, a coupling electrode 17, a main line 19 and the like which will be described later.
  • Reference numeral 10 denotes a resonator that resonates at a predetermined frequency of, for example, about 24 GHz.
  • the resonator 10 includes a dielectric substrate 11 provided on the surface of the circuit board 2 and a resonance electrode 12 that is formed on the surface of the dielectric substrate 11 and sets a resonance frequency.
  • the dielectric substrate 11 has a thickness dimension of about 0.2 to 0.5 mm, for example, and a relative dielectric constant ⁇ r of about 20-100.
  • the dielectric substrate 11 is formed in a substantially square chip shape (small piece shape) using a ceramic material or the like.
  • the dielectric substrate 11 has a temperature coefficient (temperature coefficient of dielectric constant, coefficient of thermal expansion) of the dielectric material selected so as to compensate the temperature characteristics of the negative resistance circuit 3.
  • the resonant electrode 12 is formed by a microstrip line that also has a band-like conductive metal thin film force provided on the surface of the dielectric substrate 11.
  • the resonant electrode 12 has a length dimension Xr (Xr gZ2), for example, about half of the effective wavelength g, where g is the effective wavelength in the dielectric substrate 11 corresponding to the resonant frequency. is doing.
  • the resonator 10 constitutes a half-wavelength ( ⁇ gZ2 type) microstrip resonator! /
  • a Dutch electrode 13 is formed over substantially the entire surface so as to cover the resonant electrode 12.
  • the ground electrode 13 is disposed on the ground electrode 14 provided on the surface of the circuit board 2, and the ground electrodes 13 and 14 are made of, for example, a conductive material such as conductive paste or solder. It is joined.
  • the ground electrode 14 provided on the surface of the circuit board 2 is connected to the ground electrode 16 provided on the back surface of the circuit board 2 using a number of via holes 15, and the ground electrode 16 is used to externally connect the ground electrode 14.
  • Reference numeral 17 denotes a coupling electrode formed on the surface of the dielectric substrate 11 located in the vicinity of the resonance electrode 12.
  • the coupling electrode 17 is formed of, for example, a conductive metal thin film similar to the resonance electrode 12, and constitutes a bonding pad for bonding a bonding wire 22 described later.
  • a gap 18 having a constant interval is formed between the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17.
  • the coupling electrode 17 is capacitively coupled to the resonance electrode 12 through the capacitance Cm of the gap 18, and the coupling amount between the coupling electrode 17 and the resonance electrode 12 is set according to the interval dimension ⁇ of the gap 18.
  • the coupling electrode 17 has a ground capacitance CO between the ground electrode 13.
  • the ground capacitance CO increases, for example, as the area of the coupling electrode 17 increases.
  • the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17 are illustrated as being disposed facing each other in a substantially parallel state.
  • the present invention is not limited to this.
  • the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17 may be formed in a comb-like shape, and the comb teeth may be arranged to face each other in a state of being engaged with each other.
  • the capacitance Cm between the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17 can be increased, and the amount of coupling can be increased.
  • Reference numeral 19 denotes a main line provided on the surface of the circuit board 2.
  • the main line 19 is provided on the surface of the circuit board 2 in the vicinity of the coupling electrode 17 (resonator 10), and is formed by a microstrip line made of a strip-like conductive metal thin film.
  • the main line 19 extends substantially in a straight line and has a characteristic impedance of, for example, about 50 ⁇ .
  • the main line 19 has one end connected to the gate terminal G of the FET 4 of the negative resistance circuit 3 and the other end connected to the termination resistor 20.
  • the termination resistor 20 may be configured to use an element such as a chip resistor mounted on the circuit board 2 or may be configured to use a film-like resistor or the like coated or printed on the circuit board 2. Yes.
  • Reference numeral 21 denotes a branch line branched from the main line 19.
  • the branch line 21 is formed by a microstrip line provided on the surface of the circuit board 2 in the same manner as the main line 19 and branches from a middle position of the main line 19 and extends in a direction perpendicular to the main line 19. Extends toward resonator 10. Further, the tip 21A of the branch line 21 is disposed at a position where the force of the Darling electrode 14 of the circuit board 2 is also separated, and a bonding wire 22 described later is used. And connected to the coupling electrode 17. The branch line 21 adjusts the phase between the main line 19 and the coupling electrode 17 according to the length dimension X.
  • Reference numeral 22 denotes a bonding wire as an inductor that connects between the main line 19 and the coupling electrode 17.
  • a plurality of the bonding wires 22 are provided in parallel between the main line 19 and the coupling electrode 17 (only two are shown).
  • the bonding wires 22 are provided on the tip 21A of the branch line 21 and the dielectric substrate 11 of the resonator 10. It is joined to the provided coupling electrode 17.
  • the bonding wire 22 is formed in a string shape having a diameter dimension of about 20 to 30 m using a conductive metal material such as gold.
  • the plurality of bonding wires 22 as a whole have an inductance L between the tip 21A of the branch line 21 and the coupling electrode 17. At this time, the inductance L increases as the length of the bonding wire 22 increases, and decreases as the number of bonding wires 22 increases.
  • the inductance L of the bonding wire 22 and the ground capacitance CO of the coupling electrode 17 are connected in series between the midpoint of the main line 19 and the ground. For this reason, unnecessary resonance based on the inductance L and the ground capacitance CO occurs, and the frequency characteristic (reflection characteristic) of the resonator 10 may be deteriorated. Therefore, in the present embodiment, the phase between the main line 19 and the coupling electrode 17 is adjusted using the branch line 21, and is unnecessary based on the inductance L and the ground capacitance CO when viewed from the main line 19.
  • the resonance frequency is set to a value lower than the resonance frequency of resonator 10. Specifically, the length and number of bonding wires 22, the area of the coupling electrode 17, the length X of the branch line, and the like are appropriately adjusted so that the unnecessary resonance frequency is lower than the resonance frequency of the resonator 10. Set to.
  • the high-frequency oscillation circuit 1 has the above-described configuration, and the operation thereof will be described next.
  • the unnecessary resonance frequency based on the inductance L and the grounded capacitance CO when viewed from the main line 19 is set to a value lower than the resonance frequency of the resonator 10.
  • the impedance Z2 when the resonator 10 side is viewed from the branch point A between the main line 19 and the branch line 21 is expressed by the following equation 1 with respect to the angular velocity ⁇ .
  • ⁇ 0 indicates the characteristic impedance of the branch line 21
  • Z1 indicates the impedance when the inductance L and the grounded capacitance CO are seen from the tip 2 1 ⁇ (connection point B) force of the branch line 21
  • ⁇ e represents the effective dielectric constant of the branch line 21
  • X represents the length of the branch line 21
  • V represents the speed of light.
  • Equation 2 [0066] If the left side and the right side in Equation 2 are the functions Yl and ⁇ 2 of the angular velocity ⁇ , respectively, the result of Fig. 6 can be obtained. At this time, the intersection of the functions Yl and ⁇ 2 is the solution of equation (2), and this solution (angular velocity ⁇ 1) corresponds to the unwanted resonance frequency.
  • the unnecessary resonance frequency is made lower than the resonance frequency (24 GHz) of the resonator 10 as shown by the solid line in FIGS.
  • the frequency side can be moved, and the unnecessary resonance frequency can be set to about 15 GHz, for example.
  • the reflection coefficient can be reduced to -15 dB or less in the band near the resonance frequency of the resonator 10 (for example, 22 to 26 GHz). Therefore, steep reflection characteristics can be obtained, and the oscillation circuit 1 can output a narrow band signal near the resonance frequency of the resonator 10.
  • the grounding capacitance C0 of the coupling electrode 17, the inductance L of the bonding wire 22 and the branch line are set so that the reflection coefficient S11 due to the resonant frequency force impedance Z2 of the resonator 10 coincides with a frequency lower than, for example, ⁇ 20 dB. It is preferable to set a length dimension of 21 or the like.
  • the coupling electrode 17 is provided in the vicinity of the resonance electrode 12, and the coupling electrode 17 and the main line 19 are connected using the bonding wire 22.
  • the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17 can be electrically capacitively coupled, and the resonator 10 can be coupled to the main line 19 using the coupling electrode 17 and the bonding wire 22.
  • the negative resistance circuit 3 can amplify and output a high-frequency signal of a predetermined frequency reflected by the resonator 10, so that the resonance circuit 9 and the negative resistance circuit 3 are used, for example, a band reflection type.
  • the oscillation circuit 1 can be configured.
  • the unnecessary resonance frequency based on the inductance L of the bonding wire 22 and the ground capacitance CO of the coupling electrode 17 is set lower than the resonance frequency of the resonator 10, the unnecessary resonance frequency is the resonance of the resonator 10. There is no interference near the frequency. As a result, the influence of the parasitic reactance due to the bonding wire 22 can be reduced, so that the amount of reflection in the vicinity of the resonance frequency of the resonator 10 can be reduced, and the sharpness of the reflection characteristics (Q value of the resonance circuit) ) Can be improved. In addition, since the phase noise of the oscillation circuit 1 can be reduced, the operation of the oscillation circuit 1 can be stabilized.
  • the branch line 21 is provided on the main line 19, and the tip 21A of the branch line 21 and the coupling electrode 17 are connected using the bonding wire 22, so that The phase between the main line 19 and the coupling electrode 17 can be adjusted using the line 21. Therefore, when looking at the resonator 10 side from the main line 19, an unnecessary resonance frequency based on the inductance L of the bonding wire 22 and the ground capacitance CO of the coupling electrode 17 is set according to the length dimension X of the branch line 21. The unnecessary resonance frequency can be shifted to the low frequency side. As a result, the unnecessary resonance frequency can be set lower than the resonance frequency of the resonator 10, and they can be prevented from interfering with each other, and the sharpness of the reflection characteristics can be improved.
  • the resonator 10 is constituted by a resonance electrode 12 formed on the surface of the dielectric substrate 11, and the coupling electrode 17 is formed on the surface of the dielectric substrate 11 by a bonding pad positioned in the vicinity of the resonance electrode 12. Configured.
  • the resonant electrode 12 and the coupling electrode 17 can be capacitively coupled via the gap 18 between the resonant electrode 12 and the coupling electrode 17.
  • the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17 can be formed together on the dielectric substrate 11 by using thin film wiring technology, the outer shape of the resonance electrode 12 and the coupling electrode 17 and the gap 18 are separated.
  • the dimension ⁇ can be set with high accuracy. For this reason, variation in the coupling amount between the resonant electrode 12 and the coupling electrode 17 can be reduced, and variations in the resonant frequency of the resonator 10 can be suppressed.
  • a microstrip resonator can be configured by using a microstrip as the resonant electrode 12. Therefore, the configuration of the resonator 10 can be simplified, the size and the height can be reduced, and the manufacturing cost of the resonator 10 can be reduced.
  • the coupling electrode 17 and the main line 19 are connected using a bonding wire 22 as an inductor, the circuit board 2 provided with the main line 19, the negative resistance circuit 3 and the like.
  • the resonator 10 can be die-bonded and mounted. For this reason, the resonator 10 can be mounted together with the active element (FET4) of the negative resistance circuit 3 on the circuit board 2 without introducing new equipment, reducing the manufacturing cost of the entire oscillation circuit 1. It can be done.
  • the dielectric substrate 11 has a configuration having a relative dielectric constant ⁇ r of at least about 20, the dielectric substrate 11 having a high dielectric constant is used to shorten the effective wavelength in the dielectric substrate 11. Therefore, the resonator 10 can be downsized. Further, since the resonator 10 can be configured separately from the circuit board 2 provided with the main line 19 and the like, the dielectric substrate 11 has a high dielectric constant, low loss, and desired temperature characteristics. What is provided can be used. For this reason, it is a small size, low loss, and shared temperature characteristic that compensates for temperature fluctuations in the negative resistance circuit 3. The resonator 10 can be formed, and a small high-frequency oscillation circuit 1 having high temperature stability and low phase noise can be configured.
  • the unnecessary resonance frequency based on the inductance L of the bonding wire 22 and the ground capacitance CO of the coupling electrode 17 using the branch line 21 is made higher than the resonance frequency of the resonator 10.
  • the configuration is set low.
  • the present invention is not limited to this, and the branch line 21 may be omitted.
  • the unnecessary resonance frequency is set lower than the resonance frequency of the resonator 10 by adjusting, for example, the length and number of the bonding wires 22 and the area of the coupling electrode 17.
  • FIG. 9 and FIG. 10 show a second embodiment according to the present invention.
  • the circuit board is constituted by a multilayer substrate in which a plurality of insulating layers and electrode layers are laminated.
  • the resonator is provided in the cavity recessed in the multilayer substrate.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • Reference numeral 31 denotes a multilayer substrate as a circuit substrate.
  • the multilayer substrate 31 is formed by laminating two insulating layers 31 A and 31 B made of a ceramic material such as alumina or various types of resin materials, and one electrode layer 31 C made of a conductive metal thin film. Is formed by.
  • the electrode layer 31C is a ground electrode which is sandwiched between the insulating layers 31A and 31B and connected to an external ground.
  • a main line 19 and a branch line 21 are provided, and a termination resistor and a negative resistance circuit (both not shown) are provided.
  • Reference numeral 32 denotes a cavity recessed in the multilayer substrate 31.
  • the cavity 32 is provided on the surface side of the multilayer substrate 31 so as to be located in the vicinity of the distal end portion 21A of the branch line 21.
  • the cavity 32 penetrates through the insulating layer 31A on the surface side of the multilayer substrate 31, and the electrode layer 31C is exposed on the bottom surface thereof.
  • resonator 10 In cavity 32, resonator 10 is housed, and coupling electrode 17 provided on the surface of resonator 10 is connected to tip 21A of branch line 21 using bonding wire 22. Yes.
  • the ground electrode 13 provided on the back side of the resonator 10 is joined to the electrode layer 31C using a conductive adhesive, solder, or the like. As a result, the resonator 10 The ground electrode 13 is connected to an external ground via the electrode layer 31C.
  • the present embodiment can obtain substantially the same operational effects as those of the first embodiment.
  • the entire oscillation circuit can be reduced in height. Since the electrode layer 31C of the multilayer substrate 31 can be exposed in the cavity 32, the ground of the main line 19 and the ground of the resonator 10 are made common by connecting the electrode layer 31C to the ground. And stable grounding can be obtained. In addition, since the ground via hole can be reduced, the manufacturing cost can be reduced.
  • FIG. 11 and FIG. 12 show a third embodiment according to the present invention, and the feature of this embodiment is that the branch line is formed in the electrode layer located inside the multilayer substrate. .
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • Reference numeral 41 denotes a multilayer board as a circuit board.
  • the multi-layer substrate 41 is formed by laminating three insulating layers 41A to 41C that are made of ceramic materials such as alumina and various kinds of resin materials, and two electrode layers 41D and 41E made of a conductive metal thin film. It is formed by doing. At this time, the electrode layer 41D is sandwiched between the insulating layer 41A on the surface side and the intermediate insulating layer 41B, and a branch line 43 described later is formed. On the other hand, the electrode layer 41E is sandwiched between the intermediate insulating layer 41B and the insulating layer 41C on the back surface side and is a ground electrode connected to an external ground.
  • a ground electrode 42 and a main line 19 are provided, and a termination resistor and a negative resistance circuit (both not shown) are provided.
  • the ground electrode 42 is connected to the electrode layer 41E through the via hole 42A.
  • Reference numeral 43 denotes a branch line embedded in the multilayer substrate 41.
  • the branch line 43 is constituted by a strip line formed on the electrode layer 41D of the multilayer substrate 41, and the base end side thereof is connected to the middle position of the main line 19 through the via hole 43A, and the front end side is a resonator. It extends to the vicinity of 10.
  • a tip electrode portion 44 that forms a bonding pad is provided on the surface of the multilayer substrate 41.
  • the leading end side of the branch line 43 is connected to the tip electrode portion 44 through the via hole 43B, and the tip electrode portion 4 4 is connected to the coupling electrode 17 on the resonator 10 side using a bonding wire 22.
  • the present embodiment can obtain substantially the same operational effects as those of the first embodiment.
  • the branch line 43 is formed on the electrode layer 41D located inside the multilayer substrate 41, the effective wavelength of the high-frequency signal in the branch line 43 can be shortened. Therefore, for example, the length of the branch line 43 can be shortened as compared with the case where the branch line 43 is formed on the surface of the multilayer substrate 41, and the entire oscillation circuit can be downsized.
  • FIG. 13 shows a fourth embodiment according to the present invention.
  • the circuit board is provided with a shield case that covers the resonator and is connected to the ground.
  • the shield case is configured to define a shield space between the circuit board and the cutoff frequency higher than the resonance frequency of the resonator.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • Reference numeral 51 denotes a circuit board according to the present embodiment.
  • the circuit board 51 is formed by using an insulating resin material or the like in substantially the same manner as the circuit board 2 according to the first embodiment.
  • a main line 19 is formed on the surface of the circuit board 51, and a ground electrode 52 connected to an external ground is located near the tip 21A of the branch line 21. Is formed.
  • a resonator 10 is provided on the ground electrode 52, and a shield case 53 to be described later is joined.
  • Reference numeral 53 denotes a shield case that is provided on the surface of the circuit board 51 and has a conductive metal material force, for example.
  • the shield case 53 is formed in a substantially U-shaped cross section by a substantially rectangular top plate portion 53A and side surface portions 53B provided on both the left and right sides of the top plate portion 53A.
  • the shield case 53 is attached to the circuit board 51 in a state of covering (stranding) the resonator 10, and the two side surface parts 53B are bonded to the ground electrode 52 using a conductive adhesive, solder, or the like. It has been.
  • the shield case 53 has a cross-sectional shape (a top plate) so as to define a shield space 54 having a cutoff frequency higher than the resonance frequency of the resonator 10 between the shield case 53 and the circuit board 51.
  • the left and right length dimensions of the plate part 53A, the height dimension of the side part 53B, etc.) are set.
  • the shield case 53 is placed in the vicinity of the resonance frequency of resonator 10.
  • a cutoff waveguide is formed together with the ground electrode 52 of the circuit board 51.
  • the resonance frequency generated in the shield case 53 is set to a value higher than the resonance frequency of the resonator 10.
  • the entire oscillation circuit is covered with a metal case or the like (not shown) provided separately from the shield case 53.
  • the present embodiment can obtain substantially the same operational effects as those of the first embodiment.
  • the circuit board 51 is provided with a shield case 53 that covers the resonator 10, for example, by bringing the top plate portion 53 A of the shield case 53 close to the resonance electrode 12 of the resonator 10.
  • the resonant frequency of the vessel 10 can be increased. Therefore, the resonance frequency can be changed according to the shape of the shield case 53, and the oscillation frequency of the oscillation circuit can be easily adjusted.
  • the shield case 53 defines a shield space 54 having a cutoff frequency higher than the resonance frequency of the resonator 10 between the shield case 53 and the circuit board 51, radiation from the resonator 10 can be reduced. The operational stability of the oscillation circuit can be improved.
  • FIGS. 14 to 16 show a fifth embodiment according to the present invention.
  • the feature of this embodiment is that a circuit board is provided with a shield case that covers the resonator and is connected to the ground.
  • the shield case is configured to surround the bonding wire together with the resonator.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • Reference numeral 61 denotes a multilayer board as a circuit board.
  • the multilayer substrate 61 is formed by laminating three insulating layers 61A to 61C that are made of ceramic materials such as alumina and various types of resin materials, and two electrode layers 61D and 61E made of a conductive metal thin film. It is formed by doing. At this time, the electrode layer 61D is sandwiched between the insulating layer 61A on the surface side and the intermediate insulating layer 61B, and a branch line 63 described later is formed. On the other hand, the electrode layer 61E is sandwiched between the intermediate insulating layer 61B and the insulating layer 61C on the back surface side and is a ground electrode connected to the external ground.
  • the main line 19 is provided, and a termination resistor and a negative resistance circuit (both not shown) are provided.
  • Reference numeral 62 denotes a ground electrode provided on the surface of the multilayer substrate 61.
  • Ground electrode 6 2 is formed so as to surround a tip electrode portion 64 of a branch line 63 described later, and is connected to an electrode layer 61E serving as a ground electrode through a plurality of via holes 62A. Thereby, the ground electrode 62 is connected to the external ground through the electrode layer 61E.
  • the resonator 10 is provided, and a shield case 65 described later is joined.
  • the spacing between adjacent ones of the plurality of via holes 62A is, for example, half of the effective wavelength ⁇ g in the multilayer substrate 61 corresponding to the resonance frequency of the resonator 10 ( ⁇ g / 2 ) Set to a value less than! RU
  • [0100] 63 denotes a branch line embedded in the multilayer substrate 61.
  • the branch line 63 is constituted by a strip line formed on the electrode layer 61D of the multilayer substrate 61, the base end side of the branch line 63 is opposed to the middle position of the main line 19 and is connected through the via hole 63A, and the front end side is a resonator. It extends to the vicinity of 10.
  • a tip electrode portion 64 that forms a bonding pad is provided on the surface of the multilayer substrate 61.
  • the leading end side of the branch line 63 is connected to the tip electrode portion 64 through the via hole 63B, and the tip electrode portion 64 is connected to the coupling electrode 17 on the resonator 10 side using the bonding wire 22.
  • [0101] 65 denotes a shield case which is provided on the surface of the multilayer substrate 61 and also has a conductive metal material force, for example.
  • the shield case 65 is formed in a substantially box shape having a front end side (bottom surface side) opened by a substantially rectangular top plate portion 65A and side surface portions 65B provided on four sides of the top plate portion 65A. ing.
  • the shield case 65 is attached to the multilayer substrate 61 so as to surround the resonator 10, the bonding wire 22, and the like, and the four side surfaces 65B are attached to the ground electrode 62 using a conductive adhesive, solder, or the like. It is joined.
  • the shield case 65 defines a shield space 66 between the shield case 65 and the multilayer substrate 61.
  • the present embodiment can provide substantially the same operational effects as the first and third embodiments.
  • the shield case 65 is formed in a box shape surrounding the bonding wire 22 together with the resonator 10, so that even when signals are emitted from the resonator 10 and the bonding wire 22, The radiated signal can be held in the shield space 66. For this reason, a radiation signal having a force of 10 resonators is not mixed in the surrounding circuit, and the influence on the characteristics of the circuit can be avoided.
  • the multilayer board 6 In addition to the resonance circuit 9 and the negative resistance circuit, other circuits (for example, a drive circuit, a filter circuit, etc.) can be arranged at a high density in 1, and the entire oscillation circuit can be reduced in size.
  • other circuits for example, a drive circuit, a filter circuit, etc.
  • FIG. 17 shows a sixth embodiment of the present invention, which is characterized in that a radar apparatus as a transmission / reception apparatus is configured using the high-frequency oscillation circuit of the present invention.
  • a radar apparatus as a transmission / reception apparatus is configured using the high-frequency oscillation circuit of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • Reference numeral 71 denotes a radar apparatus.
  • the radar apparatus 71 is connected to the high-frequency oscillation circuit 1 according to any one of the first to fifth embodiments, and to the oscillation circuit 1 through an amplifier 72, a circuit 73, and a band-pass filter 74.
  • the antenna device 75 and a mixer 76 connected to a circuit 73 for down-converting a signal received from the antenna device 75 into an intermediate frequency signal IF.
  • a directional coupler 77 is connected between the amplifier 72 and the circulator 73, and a signal distributed by the directional coupler 77 is input to the mixer 76 as a local signal.
  • the radar apparatus 71 has the above-described configuration, and the high-frequency signal that is also output from the oscillation circuit 1 is amplified by the amplifier 72, and the directional coupler 77, the circulator 73, and the band-pass filter are amplified.
  • the signal is transmitted from antenna device 75 via 74 as a transmission signal.
  • the received signal received from the antenna device 75 is input to the mixer 76 through the circulator 73, down-converted using the local signal by the directional coupler 77, and output as an intermediate frequency signal IF.
  • the phase noise of oscillation circuit 1 is reduced and the operation of oscillation circuit 1 is stabilized. And the characteristics of the entire radar apparatus 71 can be stabilized.
  • the oscillation circuit 1 can be configured using, for example, a microstrip resonator having a small and simple structure or a bonding wire that can be realized by existing equipment, so that the entire apparatus can be reduced in size.
  • the manufacturing cost of the oscillation circuit 1 and the radar device 71 can be reduced.
  • the oscillation circuit 1 according to the present invention is applied to the radar apparatus 71.
  • the transmission / reception apparatus may be applied to, for example, a communication apparatus.
  • a resonant electrode having a ⁇ gZ2-type microstrip line force is provided. 12 was used.
  • the present invention is not limited to this, and for example, a configuration using a resonance electrode having a length of 1Z4 of 1 wavelength and a ⁇ gZ4 type microstrip line force is also possible.
  • the ⁇ g / 4-type microstrip line is one in which one of both ends in the length direction is grounded, the other is an open end, and the open end is disposed in the vicinity of the coupling electrode. is there.
  • the FET 4 is used as the active element of the negative resistance circuit 3.
  • a heterojunction bipolar transistor HBT
  • various methods such as flip chip mounting, solder mounting, and wire mounting can be applied.
  • the shield cases 53 and 65 are formed using a conductive metal material.
  • a shield case may be formed by providing a film (metal plating or the like) made of a conductive material.
  • the resonator 10 and the coupling electrode 17 are capacitively coupled.
  • the present invention is not limited to this.
  • the resonator and the coupling electrode may be coupled using another coupling method such as direct coupling or magnetic field coupling.

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Abstract

　共振回路９は、回路基板２の表面に設けられた共振器１０と、負性抵抗回路に接続された主線路１９とによって構成する。このとき、共振器１０は、誘電体基板１１上に共振電極１２が形成された構成とし、誘電体基板１１上には、共振電極１２に結合する結合電極１７を設ける。また、主線路１９には共振器１０に向けて延びる分岐線路２１を設け、分岐線路２１の先端部２１Ａと結合電極１７との間をボンディングワイヤ２２を用いて接続する。これにより、結合電極１７の接地容量とボンディングワイヤ２２のインダクタンスとによる不要共振周波数を、分岐線路２１を用いて共振器１０の共振周波数よりも低周波側に移すことができる。

Description

明 細 書
高周波発振回路および送受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号を発振する高周波発振回路お よび該高周波発振回路を用いた送受信装置に関する。
背景技術
[0002] 一般に、高周波発振回路は、所定周波数の高周波信号を反射する共振回路と、該 共振回路に接続され前記高周波信号を増幅して出力する負性抵抗回路とによって 構成されている。このとき、高周波発振回路の共振回路は、所定周波数で共振する 共振器と、負性抵抗回路と終端抵抗との間に設けられ該共振器に結合するマイクロ ストリップ線路等の主線路とによって構成され、共振器の共振周波数近傍の信号を 選択的に反射する。一方、負性抵抗回路は、トランジスタ等の能動素子を含んで構 成され、共振回路によって反射された高周波信号を増幅する。そして、高周波発振 回路は、共振回路と負性抵抗回路との位相条件、振幅条件が満たされた周波数で 発振する。
[0003] ここで、第 1の従来技術として、回路基板上に主線路を設けると共に、該主線路の 近傍には円柱状の誘電体ブロックからなる誘電体共振器を配置し、誘電体共振器に 励起される特定の共振モードと主線路とを結合させたものが知られている（例えば、 特許文献 1参照)。このとき、誘電体共振器は、回路基板上に支持台を介して実装さ れている。
[0004] 特許文献 1：特開平 6— 204747号公報
[0005] また、第 2の従来技術として、回路基板上には主線路と同一面に位置してマイクロ ストリップ共振電極を形成したものが知られている（例えば、非特許文献 1参照)。この 場合、主線路と共振電極とを近接して配置することにより、これらを結合させている。
[0006] 特干文献 1： Young— Taek Lee et al., Ά Compact-Size Microstnp spiral Resonator and Its Application to Microwave Oscillator", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, Oct.2002, VOL. 12, No.10, p.375-377 [0007] また、第 3の従来技術として、回路基板上には主線路と同一面に位置して共振電極 を形成し、これらの主線路と共振電極との間をボンディングワイヤを用いて直接的に 接続したものも知られている（例えば、特許文献 2参照)。
[0008] 特許文献 2 :特開平 11 330818号公報
[0009] さらに、第 4の従来技術として、マイクロストリップ共振電極の上に結合コンデンサを 搭載し、該結合コンデンサと主線路との間をボンディングワイヤを用いて接続したもの も知られている (例えば、特許文献 3参照)。
[0010] 特許文献 3 :特開昭 63— 70601号公報
[0011] ところで、上述した第 1の従来技術では、誘電体共振器の外形寸法が大きいため、 発振回路全体が大型化してしまう。また、共振周波数は誘電体共振器の外形によつ て決定されるため、高精度な外形加工 (機械加工)が必要となる。また、誘電体共振 器と主線路との結合量を再現するためには、誘電体共振器を高 ヽ実装精度で回路 基板の所定位置に取り付ける必要がある。さらに、誘電体共振器を回路基板に固定 するための機構が必要であり、発振回路の組立てが煩雑ィ匕し、製造コストが高いとい う種々の問題がある。
[0012] また、第 2の従来技術では、回路基板上に主線路とマイクロストリップ共振電極を形 成しているから、共振器の誘電体材料が回路基板の材料と同じものに限定される。こ のとき、回路基板には比較的低い比誘電率 (例えば、 = 2〜13程度)の材料を用 いるため、共振器が大型化する傾向がある。一方、共振器には高誘電率、低損失、 温度安定性の良い性能が要求されるが、このような要求を満たす材料を回路基板に 用いたときには、基板自体のコストが高くなるという問題がある。
[0013] また、第 3の従来技術では、第 2の従来技術と同様の問題が生じる。これに加えて、 第 3の従来技術では、主線路と共振電極とをボンディングワイヤを用いて直接的に接 続しているから、主線路と共振器との結合が強くなり、急峻な反射特性が得られない という問題もある。
[0014] さらに、第 4の従来技術では、共振器の共振周波数を高くしたときには、ボンディン グワイヤのインダクタンスおよび浮遊容量による不要な共振が共振器の反射と重なる ことがあり、共振器の反射特性が劣化するという問題がある。また、結合コンデンサを 実装する必要があるから、製造工程が煩雑になり、生産性が低いという問題もある。 発明の開示
[0015] 本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、低い 位相雑音と高!ヽ温度安定性とを有し、小型で製造コストを低減することができる高周 波発振回路およびそれを用いた送受信装置を提供することにある。
[0016] (1) .上述した課題を解決するために本発明は、所定周波数の高周波信号を反射 する共振回路と、該共振回路に接続され前記高周波信号を増幅して出力する負性 抵抗回路とによって構成される高周波発振回路において、前記共振回路は、所定周 波数で共振する共振器と、該共振器の近傍に設けられ該共振器と電気的に結合す る結合電極と、該結合電極の近傍に位置して回路基板に設けられ一端側が前記負 性抵抗回路に接続され他端側が終端抵抗に接続される主線路と、該主線路と結合 電極との間を接続するインダクタとによって構成し、該インダクタのインダクタンスと結 合電極の接地容量とに基づく不要共振周波数を前記共振器の共振周波数よりも低く 設定したことを特徴として 、る。
[0017] 本発明によれば、共振器の近傍に結合電極を設けると共に、結合電極と主線路と の間をインダクタを用いて接続している。このため、共振器と結合電極とを電気的に 結合させることができると共に、結合電極とインダクタとを用いて共振器を主線路に結 合させることができる。この結果、負性抵抗回路は共振器によって反射された所定周 波数の高周波信号を増幅して出力することができるから、共振回路と負性抵抗回路 とを用いて例えば帯域反射型の発振回路を構成することができる。
[0018] また、インダクタのインダクタンスと結合電極の接地容量とに基づく不要共振周波数 を共振器の共振周波数よりも低く設定したから、インダクタ等による不要共振周波数 が共振器の共振周波数近傍で干渉することがなくなる。このため、インダクタによる寄 生リアクタンスの影響を低減することができるから、共振器の共振周波数の近傍帯域 での反射量を低減することができ、反射特性の鋭さ（共振回路の Q値)を改善すること ができる。また、発振回路の位相雑音を小さくすることができるから、発振回路の動作 を安定ィ匕させることができる。
[0019] (2) .本発明では、前記回路基板には前記主線路から分岐した分岐線路を設け、 該分岐線路の先端と前記結合電極との間を前記インダクタを用いて接続する構成と してちよい。
[0020] この場合、主線路に分岐線路を設けると共に、該分岐線路の先端と結合電極との 間をインダクタを用いて接続したから、分岐線路を用いて主線路と結合電極との間の 位相を調整することができる。このため、主線路力も共振器側を見たときには、インダ クタのインダクタンスと結合電極の接地容量とに基づく不要共振周波数を分岐線路 の長さ寸法に応じて設定することができ、該不要共振周波数を低周波側にシフトさせ ることができる。この結果、インダクタ等による不要共振周波数を共振器の共振周波 数よりも低く設定し、これらが互いに干渉するの防止することができ、反射特性の鋭さ 等を向上することができる。
[0021] (3) .本発明では、前記共振器は、前記回路基板に設けられた誘電体基板と、該 誘電体基板の表面に形成され共振周波数を設定する共振電極とによって構成し、前 記結合電極は、前記共振電極の近傍に位置して前記誘電体基板の表面に形成され たボンディングパッドによって構成し、前記インダクタは、前記主線路と該ボンディン グパッドとの間を接続するボンディングワイヤによって構成してもよい。
[0022] このように構成したことにより、共振電極とボンディングパッドとの間の隙間を介して 共振電極とボンディングパッドを容量結合させることができる。このとき、共振電極とボ ンデイングパッドとは薄膜配線技術を利用することによって一緒に誘電体基板に形成 することができる力ゝら、共振電極とボンディングパッドの外形形状やこれらの間の隙間 寸法を高精度に設定することができる。このため、共振電極とボンディングパッドとの 結合量のばらつきを低減することができ、共振器の共振周波数のばらつきを抑制す ることがでさる。
[0023] また、誘電体基板の表面に共振電極を形成する構成としたから、共振電極としてマ イクロストリップを用いることによってマイクロストリップ共振器を構成することができる。 このため、共振器の構成を単純ィ匕できると共に、小型、低背化することができ、共振 器の製造コストを低減することができる。
[0024] さらに、ボンディングパッドと主線路との間は、インダクタとしてのボンディングワイヤ を用いて接続する構成としたから、例えば主線路、負性抵抗回路等が設けられた回 路基板に対して共振器をダイボンド'ワイヤ実装することができる。このため、新規設 備を導入することなぐ回路基板に対して負性抵抗回路の能動素子等と一緒に共振 器を実装することができ、発振回路全体の製造コストを低減することができる。
[0025] (4) .この場合、本発明では、前記ボンディングワイヤは、前記主線路とボンディン グパッドとの間に並列な状態で複数本設けるのが好ましい。
[0026] これにより、ワイヤ形状に基づく発振回路の特性ばらつきを低減することができ、発 振回路の歩留まりを向上させることができる。
[0027] (5) .本発明では、前記誘電体基板は、少なくとも 20程度の比誘電率を有する構 成が好ましい。
[0028] これにより、高誘電率をもった誘電体基板を用いて誘電体基板内の実効波長を短 縮することができ、共振器を小型化することができる。また、主線路等が設けられた回 路基板とは別個に共振器を構成することができるから、共振器の誘電体基板材料と して高誘電率、低損失、所望の温度特性を備えたものを用いることができる。このた め、小型、低損失かつ、負性抵抗回路の温度変動を補償する温度特性をもった共振 器を形成することができ、高い温度安定性を有し、低位相雑音で小型な高周波発振 回路を構成することができる。
[0029] (6) .本発明では、前記回路基板は、絶縁層と電極層とが複数積層された多層基 板によって構成し、前記共振器は、該多層基板に凹陥されたキヤビティ内に設けるの が好ましい。
[0030] このように構成したことにより、発振回路全体を低背化することができる。また、キヤ ビティ内に多層基板の電極層を露出させることができるから、該電極層をグランドに 接続することによって、主線路のグランドと共振器のグランドとを共通化することができ 、安定した接地を得ることができる。また、グランド用のビアホールを削減することがで きる力 、製造コストを低減することができる。
[0031] (7) .本発明では、前記多層基板の内部に位置する電極層には前記主線路から分 岐した分岐線路を設け、該分岐線路の先端と前記結合電極との間を前記インダクタ を用いて接続する構成としてもょ ヽ。
[0032] この場合、分岐線路は多層基板の内部に位置する電極層に形成したから、分岐線 路中の高周波信号の実効波長を短縮することができる。このため、分岐線路を短縮 して、発振回路全体を小型化することができる。
[0033] (8) .本発明では、前記回路基板には前記共振器を覆いグランドに接続されたシー ルドケースを設け、該シールドケースは、前記回路基板との間に前記共振器の共振 周波数よりも高い遮断周波数となるシールド空間を画成する構成としてもよい。
[0034] この場合、回路基板には共振器を覆うシールドケースを設けたから、該シールドケ ースを共振器の共振電極に近付けることによって、共振器の共振周波数を高くするこ とができる。このため、シールドケースの形状等に応じて共振周波数を変化させること ができ、発振回路の発振周波数を容易に調整することができる。また、シールドケー スは回路基板との間に共振器の共振周波数よりも高い遮断周波数となるシールド空 間を画成するから、共振器力ゝらの放射を低減することができる。
[0035] (9) .本発明では、前記シールドケースは、前記共振器と一緒に前記ボンディング ワイヤを取囲む構成とするのが好まし 、。
[0036] これにより、共振器およびボンディングワイヤ力も信号が放射されたときでも、この放 射信号が周囲の回路に混入することがなぐ回路特性に対する放射信号の影響を回 避することができる。このため、回路基板には共振回路、負性抵抗回路に加えて他の 回路 (例えば駆動用の回路、フィルタ回路等)を高密度に配置することができ、発振 回路全体を小型化することができる。
[0037] (10) .また、本発明の高周波発振回路を用いて通信装置、レーダ装置等の送受 信装置を構成してもよい。
[0038] これにより、発振回路の位相雑音を小さくして、発振回路の動作を安定化させること ができ、送受信装置全体の特性を安定化させることができる。また、発振回路は、例 えば小型で簡略な構造のマイクロストリップ共振器や既存設備で実現可能なボンディ ングワイヤ等を用いて構成することができるから、装置全体を小型化することができる と共に、発振回路の製造コストを低減することができる。
図面の簡単な説明
[0039] [図 1]図 1は本発明の第 1の実施の形態による高周波発振回路を示す回路図である。
[図 2]図 2は図 1中の共振回路を示す斜視図である。 [図 3]図 3は図 2中の共振回路を示す平面図である。
[図 4]図 4は共振回路を図 3中の矢示 IV— IV方向からみた断面図である。
[図 5]図 5は共振回路の主線路、分岐線路、共振器等を示す等価回路図である。
[図 6]図 6は角速度に対する分岐線路による関数 Y1およびインダクタンスと接地容量 による関数 Y2を示す特性線図である。
[図 7]図 7は共振回路の反射係数と周波数との関係を比較例と一緒に示す特性線図 である。
[図 8]図 8は図 7中のうち共振器の共振周波数の近傍帯域を拡大して示す特性線図 である。
[図 9]図 9は第 2の実施の形態による共振回路を示す斜視図である。
[図 10]図 10は共振回路を図 9中の矢示 X—X方向からみた断面図である。
[図 11]図 11は第 3の実施の形態による共振回路を示す平面図である。
[図 12]図 12は共振回路を図 11中の矢示 XII— XII方向からみた断面図である。
[図 13]図 13は第 4の実施の形態による共振回路を示す斜視図である。
[図 14]図 14は第 5の実施の形態による共振回路を示す斜視図である。
[図 15]図 15は図 14中の共振回路を示す平面図である。
[図 16]図 16は共振回路を図 15中の矢示 XVI— XVI方向からみた断面図である。
[図 17]図 17は第 6の実施の形態によるレーダ装置を示すブロック図である。
符号の説明
1 高周波発振回路
2, 51 回路基板
3 負性抵抗回路
9 共振回路
10 共振器
11 誘電体基板
12 共振電極
17 結合電極 20 終端抵抗
21, 43, 63 分岐線路
21A 先端部
22 ボンディングワイヤ
31, 41, 61 多層基板
31A, 31B, 41A〜41C, 61A〜61C 絶縁層
31C, 41D, 41E, 61D, 61E 電極層
32 キヤビティ
44, 64 先端電極部
53, 65 シーノレドケース
54, 66 シールド空間
71 レーダ装置 (送受信装置）
発明を実施するための最良の形態
[0041] 以下、本発明の実施の形態による高周波発振回路および送受信装置を、添付図 面を参照して詳細に説明する。
[0042] ここで、図 1ないし図 8は第 1の実施の形態を示し、本実施の形態では、マイクロスト リップ線路を用いた高周波発振回路を例に挙げて述べる。
[0043] 図中、 1は高周波発振回路を示している。該高周波発振回路 1は、例えば回路基 板 2に実装された後述する共振回路 9と、該共振回路 9と一緒に回路基板 2に実装さ れ共振回路 9から反射される高周波信号を増幅する負性抵抗回路 3とによって構成 されている。
[0044] ここで、回路基板 2は、例えば 0. 1〜0. 2mm程度の厚さ寸法を有すると共に、 2〜 13程度の比誘電率をもった絶縁性の榭脂材料、セラミックス材料等によって平板状 に形成されている。また、負性抵抗回路 3は、例えば高周波能動素子としての電界効 果トランジスタ 4 (以下、 FET4という）と、該 FET4のソース端子 Sに接続されたショー トスタブ 5と、 FET4のドレイン端子 Dに伝送線路 6とキャパシタ 7とを介して接続された 負荷 8とによって構成されている。また、 FET4のゲート端子 Gには共振回路 9が接続 されている。そして、負性抵抗回路 3は、ドレイン端子 Dにチョークインダクタ 4Aを介し て駆動電圧 V0が印加されることによって、共振回路 9から出力される所定周波数の 高周波信号を増幅し、ドレイン端子 Dを通じて出力する。これにより、ドレイン端子 D から出力された高周波信号は、キャパシタ 7によって直流成分が除去され、負荷 8に 供給される。
[0045] 9は予め決められた所定周波数の高周波信号を反射して出力する帯域反射型の 共振回路を示している。該共振回路 9は、後述の共振器 10、結合電極 17、主線路 1 9等によって構成されて 、る。
[0046] 10は例えば 24GHz程度の所定周波数で共振する共振器を示している。該共振器 10は、回路基板 2の表面に設けられた誘電体基板 11と、該誘電体基板 11の表面に 形成され共振周波数を設定する共振電極 12とによって構成されている。このとき、誘 電体基板 11は、例えば 0. 2〜0. 5mm程度の厚さ寸法を有すると共に、 20-100 程度の比誘電率 ε rを有している。そして、誘電体基板 11は、セラミックス材料等を用 いて略四角形のチップ状 (小片状）に形成されている。また、誘電体基板 11は、負性 抵抗回路 3の温度特性を補償するように、その誘電体材料の温度係数 (誘電率の温 度係数、熱膨張係数)が選択されている。
[0047] 一方、共振電極 12は、誘電体基板 11の表面に設けられた帯状の導電性金属薄膜 力もなるマイクロストリップ線路によって形成されている。また、共振電極 12は、共振 周波数に対応した誘電体基板 11内での実効波長をえ gとしたときに、例えば実効波 長え gの略半分程度の長さ寸法 Xr (Xr gZ2)を有している。これにより、共振器 1 0は、半波長型（ λ gZ2型）のマイクロストリップ共振器を構成して！/、る。
[0048] また、誘電体基板 11の裏面側には、共振電極 12を覆うように略全面に亘つてダラ ンド電極 13が形成されている。そして、グランド電極 13は、回路基板 2の表面に設け られたグランド電極 14上に配置されると共に、これらのグランド電極 13, 14は、例え ば導電性ペースト、半田等の導電性材料を用いて接合されている。さら〖こ、回路基板 2の表面に設けられたグランド電極 14は、多数のビアホール 15を用いて回路基板 2 の裏面に設けられたグランド電極 16に接続され、該グランド電極 16を用いて外部の グランドに接続されている。 [0049] 17は共振電極 12の近傍に位置して誘電体基板 11の表面に形成された結合電極 を示している。該結合電極 17は、例えば共振電極 12と同様の導電性金属薄膜によ つて形成され、後述するボンディングワイヤ 22を接合するためのボンディングパッドを 構成している。また、共振電極 12と結合電極 17との間には、一定間隔の隙間 18が 形成されている。このため、結合電極 17は、隙間 18の容量 Cmを通じて共振電極 12 に対して容量結合すると共に、隙間 18の間隔寸法 δに応じて結合電極 17と共振電 極 12との間の結合量が設定されている。さらに、結合電極 17は、グランド電極 13との 間に接地容量 COを有している。そして、接地容量 COは、例えば結合電極 17の面積 が大きくなるに従って増大する。
[0050] なお、共振電極 12と結合電極 17とは、略平行な状態で対向して配置するものとし て図示した。しかし、本発明はこれに限らず、例えば共振電極 12と結合電極 17とを 櫛歯状に形成し、これらの櫛歯が互いに嚙合した状態で対向して配置する構成とし てもよい。これにより、共振電極 12と結合電極 17との間の容量 Cmを増大させることが でき、結合量を増やすことができる。
[0051] 19は回路基板 2の表面に設けられた主線路を示している。該主線路 19は、結合電 極 17 (共振器 10)の近傍に位置して回路基板 2の表面に設けられ、帯状の導電性金 属薄膜からなるマイクロストリップ線路によって形成されている。また、主線路 19は、 略直線状に延びると共に、例えば 50 Ω程度の特性インピーダンスを有している。そし て、主線路 19は、一端側が負性抵抗回路 3の FET4のゲート端子 Gに接続されると 共に、他端側が終端抵抗 20に接続されている。
[0052] なお、終端抵抗 20は、回路基板 2に実装したチップ抵抗等の素子を用いる構成と してもよく、回路基板 2に塗布または印刷した膜状の抵抗体等を用いる構成としてもよ い。
[0053] 21は主線路 19から分岐した分岐線路を示している。該分岐線路 21は、主線路 19 と同様に、回路基板 2の表面に設けられたマイクロストリップ線路によって形成され、 主線路 19の途中位置から分岐して主線路 19と直交した方向に延びると共に、共振 器 10に向けて延伸している。また、分岐線路 21の先端部 21Aは、回路基板 2のダラ ンド電極 14力も離間した位置に配置されると共に、後述のボンディングワイヤ 22を用 いて結合電極 17に接続されている。そして、分岐線路 21は、その長さ寸法 Xに応じ て主線路 19と結合電極 17との間の位相を調整する。
[0054] 22は主線路 19と結合電極 17との間を接続するインダクタとしてのボンディングワイ ャを示している。該ボンディングワイヤ 22は、主線路 19と結合電極 17との間に並列 な状態で複数本 (2本のみ図示)設けられ、分岐線路 21の先端部 21Aと共振器 10の 誘電体基板 11上に設けられた結合電極 17とに接合されている。そして、ボンディン グワイヤ 22は、例えば金等の導電性金属材料を用いて 20〜30 m程度の直径寸 法もった紐状に形成されて!、る。
[0055] また、複数のボンディングワイヤ 22は、全体として分岐線路 21の先端部 21Aと結合 電極 17との間にインダクタンス Lを有している。このとき、インダクタンス Lは、ボンディ ングワイヤ 22の長さ寸法が長くなるに従って増大し、ボンディングワイヤ 22の本数が 増加するのに従って減少するものである。
[0056] ここで、ボンディングワイヤ 22のインダクタンス Lと結合電極 17の接地容量 COとは、 主線路 19の途中位置とグランドとの間に直列接続された状態となる。このため、これ らのインダクタンス Lと接地容量 COとに基づく不要な共振が生じ、共振器 10の周波数 特性 (反射特性)を劣化させることがある。そこで、本実施の形態では、主線路 19と結 合電極 17との間の位相を分岐線路 21を用いて調整し、主線路 19から見たときのィ ンダクタンス Lと接地容量 COとに基づく不要共振周波数を共振器 10の共振周波数よ りも低い値に設定している。具体的には、ボンディングワイヤ 22の長さ寸法、本数、結 合電極 17の面積、分岐線路の長さ寸法 X等を適宜調整し、不要共振周波数を共振 器 10の共振周波数よりも低 、値に設定して 、る。
[0057] 本実施の形態による高周波発振回路 1は上述の如き構成を有するもので、次にそ の作動について説明する。
[0058] 負性抵抗回路 3のドレイン端子 Dに駆動電圧 V0が印加されると、 FET4のゲート端 子 Gには、共振器 10の共振周波数に応じた高周波信号が主線路 19を通じて入力さ れる。このとき、負性抵抗回路 3と共振回路 9は帯域反射型発振回路を構成する。こ のため、 FET4は、共振器 10の共振周波数に応じた信号を増幅し、伝送線路 6、キヤ パシタ 7を通じて外部に向けて出力する。 [0059] ここで、共振器 10は、結合電極 17とボンディングワイヤ 22とを介して主線路 19に 接続されているから、共振器 10による共振に対して、インダクタンス Lと接地容量 COと に基づく不要な共振が生じることがある。このため、本実施の形態では、分岐線路 21 等を用いて、主線路 19から見たときのインダクタンス Lと接地容量 COとに基づく不要 共振周波数を共振器 10の共振周波数よりも低 、値に設定して!/、る。
[0060] そこで、図 3の等価回路を参照し、主線路 19から見たときのインダクタンス Lおよび 接地容量 COに基づく不要共振周波数 (角速度 ω ΐ)と分岐線路 21との関係について 検討する。なお、ここでは解析モデルを簡略ィ匕するために、図 3中の共振器 10およ び結合電極 17と共振電極 12との間の隙間 18による容量 Cmは無視するものとする。
[0061] まず、主線路 19と分岐線路 21との間の分岐点 Aから共振器 10側を見たときのイン ピーダンス Z2は、角速度 ωに対して以下の数 1の式のように表される。
[0062] [数 1]
Z1+ ) ΖΟ ίαηθ
ZO+j Ζ1 ΐαηθ
但し、
Figure imgf000014_0001
[0063] なお、 Ζ0は分岐線路 21の特性インピーダンスを示し、 Z1は分岐線路 21の先端部 2 1 Α (接続点 B)力らインダクタンス Lおよび接地容量 COを見たときのインピーダンスを 示している。また、 ε eは分岐線路 21の実効誘電率を示し、 Xは分岐線路 21の長さ 寸法を示し、 Vは光速を示している。
[0064] ここで、分岐点 Aのインピーダンス Z2が零（Z2 = 0)となる角速度 ω ( ω = 2 π ί)は以 下の数 2の式の関係を満たす。
[0065] [数 2]
Figure imgf000014_0002
[0066] 数 2の式中の左辺、右辺をそれぞれ角速度 ωの関数 Yl, Υ2とすると、図 6の結果 を得ることができる。このとき、関数 Yl, Υ2の交点が数 2の式の解であり、この解 (角 速度 ω 1)が不要共振周波数に対応する。
[0067] 図 6の結果より、分岐線路 21を付加しないとき (Χ=0)の不要共振周波数 (角速度 ω 0)よりも、分岐線路 21を付加したときの不要共振周波数 (角速度 ω 1)の方が低周 波側に移ることが分かる。このため、分岐線路 21を付加しないときの不要共振周波数 が共振器 10の共振周波数に近い値となるときでも、分岐線路 21を付加することによ つて、不要共振周波数を低周波側に移すことができる。
[0068] これにより、分岐線路 21を付加した場合の共振回路 9の反射係数 S 11は、図 7およ び図 8に示すように、付加しない場合 (比較例）に比べて、共振器 10の共振周波数（ 発振周波数)近傍の反射量が低減され、急峻な反射特性が得られることが確認でき た。
[0069] 即ち、図 7および図 8中に点線で示す比較例では、共振器 10の共振周波数が 24G Hzとなるときに、分岐線路 21を付加しな 、状態でインダクタンス Lおよび接地容量 C 0による不要共振周波数が 29GHz程度となり、共振器 10の共振周波数近傍の反射 係数は— 5〜― 10dB程度となる。このため、比較例では、共振回路 9は共振周波数 以外の信号も反射するから、発振回路 1は共振器 10の共振周波数近傍で広帯域の 信号を出力してしまうという問題がある。
[0070] これに対し、本実施の形態では、分岐線路 21を付加したから、図 7および図 8中に 実線で示すように、共振器 10の共振周波数 (24GHz)よりも不要共振周波数を低周 波側の移動させることができ、不要共振周波数を例えば 15GHz程度に設定すること ができる。この結果、共振器 10の共振周波数の近傍帯域 (例えば 22〜26GHz)で は反射係数を— 15dB以下に低減することができる。従って、急峻な反射特性を得る ことができ、発振回路 1は共振器 10の共振周波数近傍で狭帯域な信号を出力するこ とがでさる。
[0071] なお、分岐線路 21の周波数特性は周期性を有するから、分岐点 Aのインピーダン ス Z2も周期性を有し、不要共振周波数（図 6中の関数 Yl, Y2の交点）は複数存在す る。このとき、インピーダンス Z2による共振回路 9の反射係数 S11 (共振器 10に基づく ものを除いた反射係数）は、低周波力も高周波まで周波数を変化させたときには、 Od B付近まで大きくなる場合と一 20dB以下で小さくなる場合とを繰返す。このため、共 振器 10の共振周波数力インピーダンス Z2による反射係数 S11が例えば— 20dBより も小さくなる周波数に一致するように、結合電極 17の接地容量 C0、ボンディングワイ ャ 22のインダクタンス Lおよび分岐線路 21の長さ寸法等を設定するのが好ましい。
[0072] 力べして、本実施の形態によれば、共振電極 12の近傍に結合電極 17を設けると共 に、結合電極 17と主線路 19との間をボンディングワイヤ 22を用いて接続した。これ により、共振電極 12と結合電極 17とを電気的に容量結合させることができると共に、 結合電極 17とボンディングワイヤ 22とを用いて共振器 10を主線路 19に結合させるこ とができる。この結果、負性抵抗回路 3は共振器 10によって反射された所定周波数 の高周波信号を増幅して出力することができるから、共振回路 9と負性抵抗回路 3と を用いて例えば帯域反射型の発振回路 1を構成することができる。
[0073] また、ボンディングワイヤ 22のインダクタンス Lと結合電極 17の接地容量 COとに基 づく不要共振周波数を共振器 10の共振周波数よりも低く設定したから、不要共振周 波数が共振器 10の共振周波数近傍で干渉することがなくなる。このため、ボンディン グワイヤ 22による寄生リアクタンスの影響を低減することができるから、共振器 10の共 振周波数の近傍帯域での反射量を低減することができ、反射特性の鋭さ (共振回路 の Q値)を改善することができる。また、発振回路 1の位相雑音を小さくすることができ るから、発振回路 1の動作を安定化させることができる。
[0074] 特に、本実施の形態では、主線路 19に分岐線路 21を設けると共に、該分岐線路 2 1の先端部 21Aと結合電極 17との間をボンディングワイヤ 22を用いて接続したから、 分岐線路 21を用いて主線路 19と結合電極 17との間の位相を調整することができる 。このため、主線路 19から共振器 10側を見たときには、ボンディングワイヤ 22のイン ダクタンス Lと結合電極 17の接地容量 COとに基づく不要共振周波数を分岐線路 21 の長さ寸法 Xに応じて設定することができ、該不要共振周波数を低周波側にシフトさ せることができる。この結果、不要共振周波数を共振器 10の共振周波数よりも低く設 定し、これらが互いに干渉するの防止することができ、反射特性の鋭さ等を向上する ことができる。 [0075] また、共振器 10を誘電体基板 11の表面に形成した共振電極 12によって構成する と共に、誘電体基板 11の表面には、共振電極 12の近傍に位置したボンディングパッ ドによって結合電極 17を構成した。これにより、共振電極 12と結合電極 17との間の 隙間 18を介して共振電極 12と結合電極 17とを容量結合させることができる。このとき 、共振電極 12と結合電極 17とは薄膜配線技術を利用することによって一緒に誘電 体基板 11に形成することができるから、共振電極 12と結合電極 17の外形形状や隙 間 18の間隔寸法 δを高精度に設定することができる。このため、共振電極 12と結合 電極 17との結合量のばらつきを低減することができ、共振器 10の共振周波数のばら つきを抑制することができる。
[0076] また、誘電体基板 11の表面に共振電極 12を形成する構成としたから、共振電極 1 2としてマイクロストリップを用いることによってマイクロストリップ共振器を構成すること ができる。このため、共振器 10の構成を単純ィ匕できると共に、小型、低背化すること ができ、共振器 10の製造コストを低減することができる。
[0077] さらに、結合電極 17と主線路 19との間は、インダクタとしてのボンディングワイヤ 22 を用いて接続する構成としたから、主線路 19、負性抵抗回路 3等が設けられた回路 基板 2に対して共振器 10をダイボンド'ワイヤ実装することができる。このため、新規 設備を導入することなぐ回路基板 2に対して負性抵抗回路 3の能動素子 (FET4)等 と一緒に共振器 10を実装することができ、発振回路 1全体の製造コストを低減するこ とがでさる。
[0078] また、ボンディングワイヤ 22は主線路 19と結合電極 17との間に並列な状態で複数 本設けたから、ワイヤ形状等に基づく発振回路 1の特性ばらつきを低減することがで き、発振回路 1の歩留まりを向上させることができる。
[0079] さらに、誘電体基板 11は少なくとも 20程度の比誘電率 ε rを有する構成としたから 、高誘電率をもった誘電体基板 11を用いて誘電体基板 11内の実効波長を短縮する ことができ、共振器 10を小型化することができる。また、主線路 19等が設けられた回 路基板 2とは別個に共振器 10を構成することができるから、誘電体基板 11の材料と して高誘電率、低損失、所望の温度特性を備えたものを用いることができる。このた め、小型、低損失かつ、負性抵抗回路 3の温度変動を補償する温度特性をもった共 振器 10を形成することができ、高い温度安定性を有し、低位相雑音で小型な高周波 発振回路 1を構成することができる。
[0080] なお、前記第 1の実施の形態では、分岐線路 21を用いてボンディングワイヤ 22のィ ンダクタンス Lと結合電極 17の接地容量 COとに基づく不要共振周波数を共振器 10 の共振周波数よりも低く設定する構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、分岐線 路 21を省く構成としてもよい。この場合、例えばボンディングワイヤ 22の長さ寸法、本 数、結合電極 17の面積等を調整して不要共振周波数を共振器 10の共振周波数より も低く設定するものである。
[0081] 次に、図 9および図 10は本発明による第 2の実施の形態を示し、本実施の形態の 特徴は、回路基板を絶縁層と電極層とが複数積層された多層基板によって構成し、 共振器を該多層基板に凹陥されたキヤビティ内に設ける構成としたことにある。なお、 本実施の形態では前記第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、 その説明を省略するものとする。
[0082] 31は回路基板としての多層基板を示している。該多層基板 31は、アルミナ等のセ ラミックス材料や各種の榭脂材料等からなる 2層の絶縁層 31 A, 31Bと導電性の金属 薄膜からなる 1層の電極層 31Cとを積層することによって形成されている。また、電極 層 31Cは、絶縁層 31A, 31B間に挟持されると共に、外部のグランドに接続されたグ ランド電極となっている。そして、多層基板 31の表面側には、主線路 19および分岐 線路 21が設けられると共に、終端抵抗、負性抵抗回路 (いずれも図示せず)が設けら れている。
[0083] 32は多層基板 31に凹陥されたキヤビティを示している。該キヤビティ 32は、分岐線 路 21の先端部 21A近傍に位置して多層基板 31の表面側に設けられている。また、 キヤビティ 32は、多層基板 31のうち表面側の絶縁層 31Aを貫通すると共に、その底 面には電極層 31Cが露出している。
[0084] そして、キヤビティ 32内には、共振器 10が収容されると共に、共振器 10の表面に 設けられた結合電極 17はボンディングワイヤ 22を用いて分岐線路 21の先端部 21A に接続されている。また、共振器 10の裏面側に設けられたグランド電極 13は、導電 性接着剤、半田等を用いて電極層 31Cに接合されている。これにより、共振器 10の グランド電極 13は、電極層 31Cを介して外部のグランドに接続されている。
[0085] 力べして、本実施の形態でも、第 1の実施の形態とほぼ同様な作用効果を得ること ができる。特に、本実施の形態では、共振器 10は多層基板 31に凹陥されたキヤビテ ィ 32内に設ける構成としたから、発振回路全体を低背化することができる。また、キヤ ビティ 32内に多層基板 31の電極層 31Cを露出させることができるから、該電極層 31 Cをグランドに接続することによって、主線路 19のグランドと共振器 10のグランドとを 共通化することができ、安定した接地を得ることができる。また、グランド用のビアホー ルを削減することができるから、製造コストを低減することができる。
[0086] 次に、図 11および図 12は本発明による第 3の実施の形態を示し、本実施の形態の 特徴は、分岐線路を多層基板の内部に位置する電極層に形成したことにある。なお 、本実施の形態では前記第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、 その説明を省略するものとする。
[0087] 41は回路基板としての多層基板を示している。該多層基板 41は、アルミナ等のセ ラミックス材料や各種の榭脂材料等力もなる 3層の絶縁層 41A〜41Cと導電性の金 属薄膜からなる 2層の電極層 41D, 41Eとを積層することによって形成されている。こ のとき、電極層 41Dは、表面側の絶縁層 41Aと中間の絶縁層 41Bとの間に挟持され ると共に、後述の分岐線路 43が形成されている。一方、電極層 41Eは、中間の絶縁 層 41Bと裏面側の絶縁層 41Cとの間に挟持されると共に、外部のグランドに接続され たグランド電極となっている。そして、多層基板 41の表面側には、グランド電極 42、 主線路 19が設けられると共に、終端抵抗、負性抵抗回路 (いずれも図示せず)が設 けられている。また、グランド電極 42は、ビアホール 42Aを通じて電極層 41Eに接続 されている。
[0088] 43は多層基板 41の内部に埋設された分岐線路を示している。該分岐線路 43は、 多層基板 41の電極層 41Dに形成されたストリップ線路によって構成され、その基端 側が主線路 19の途中位置と対向してビアホール 43Aを通じて接続されると共に、先 端側が共振器 10の近傍位置まで延びている。このとき、多層基板 41の表面には、ボ ンデイングパッドをなす先端電極部 44が設けられている。そして、分岐線路 43の先 端側は、ビアホール 43Bを通じて先端電極部 44に接続されると共に、先端電極部 4 4は、ボンディングワイヤ 22を用いて共振器 10側の結合電極 17に接続されている。
[0089] 力べして、本実施の形態でも、第 1の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得ること ができる。特に、本実施の形態では、分岐線路 43を多層基板 41の内部に位置する 電極層 41Dに形成したから、分岐線路 43中の高周波信号の実効波長を短縮するこ とができる。このため、例えば分岐線路 43を多層基板 41の表面に形成した場合に比 ベて、分岐線路 43の長さ寸法を短縮することができ、発振回路全体を小型化するこ とがでさる。
[0090] 次に、図 13は本発明による第 4の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、回 路基板には共振器を覆 ヽグランドに接続されたシールドケースを設け、該シールドケ ースは回路基板との間に共振器の共振周波数よりも高い遮断周波数となるシールド 空間を画成する構成としたことにある。なお、本実施の形態では前記第 1の実施の形 態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
[0091] 51は本実施の形態による回路基板を示している。該回路基板 51は、第 1の実施の 形態による回路基板 2とほぼ同様に絶縁性榭脂材料等を用いて形成されている。ま た、回路基板 51の表面には、主線路 19、分岐線路 21等が形成されると共に、分岐 線路 21の先端部 21Aの近傍に位置して外部のグランドに接続されたグランド電極 5 2が形成されている。そして、グランド電極 52上には、共振器 10が設けられると共に、 後述のシールドケース 53が接合されて!、る。
[0092] 53は回路基板 51の表面に設けられ例えば導電性金属材料力もなるシールドケー スを示している。該シールドケース 53は、略四角形状の天板部 53Aと、該天板部 53 Aの左，右両辺にそれぞれ設けられた側面部 53Bとによって断面略コ字状に形成さ れている。また、シールドケース 53は、共振器 10を覆った (跨いだ)状態で回路基板 51に取付けられると共に、 2つの側面部 53Bは、導電性接着剤、半田等を用いてグ ランド電極 52に接合されて 、る。
[0093] そして、シールドケース 53は、シールドケース 53と回路基板 51との間に共振器 10 の共振周波数よりも高い遮断周波数をもったシールド空間 54を画成するように、その 断面形状 (天板部 53Aの左，右方向の長さ寸法、側面部 53Bの高さ寸法等）が設定 されている。これにより、シールドケース 53は、共振器 10の共振周波数の近傍帯域 で空洞共振しないように、回路基板 51のグランド電極 52と一緒に遮断導波管を構成 している。このとき、シールドケース 53で生じる共振周波数は、共振器 10の共振周波 数よりも高 、値に設定されて 、る。
[0094] なお、発振回路全体は、シールドケース 53とは別途設けられた金属ケース等（図示 せず)を用いて覆われるものである。
[0095] 力べして、本実施の形態でも、第 1の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得ること ができる。特に、本実施の形態では、回路基板 51には共振器 10を覆うシールドケー ス 53を設けた力 、例えばシールドケース 53の天板部 53Aを共振器 10の共振電極 12に近付けることによって、共振器 10の共振周波数を高くすることができる。このた め、シールドケース 53の形状等に応じて共振周波数を変化させることができ、発振回 路の発振周波数を容易に調整することができる。また、シールドケース 53は回路基 板 51との間に共振器 10の共振周波数よりも高い遮断周波数をもったシールド空間 5 4を画成するから、共振器 10からの放射を低減することができ、発振回路の動作安定 性を高めることができる。
[0096] 次に、図 14ないし図 16は本発明による第 5の実施の形態を示し、本実施の形態の 特徴は、回路基板には共振器を覆 ヽグランドに接続されたシールドケースを設けると 共に、該シールドケースは共振器と一緒にボンディングワイヤを取囲む構成としたこと にある。なお、本実施の形態では前記第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の 符号を付し、その説明を省略するものとする。
[0097] 61は回路基板としての多層基板を示している。該多層基板 61は、アルミナ等のセ ラミックス材料や各種の榭脂材料等力もなる 3層の絶縁層 61A〜61Cと導電性の金 属薄膜からなる 2層の電極層 61D, 61Eとを積層することによって形成されている。こ のとき、電極層 61Dは、表面側の絶縁層 61Aと中間の絶縁層 61Bとの間に挟持され ると共に、後述の分岐線路 63が形成されている。一方、電極層 61Eは、中間の絶縁 層 61Bと裏面側の絶縁層 61Cとの間に挟持されると共に、外部のグランドに接続され たグランド電極となっている。そして、多層基板 61の表面側には、主線路 19が設けら れると共に、終端抵抗、負性抵抗回路 (いずれも図示せず)が設けられている。
[0098] 62は多層基板 61の表面に設けられたグランド電極を示している。該グランド電極 6 2は、後述する分岐線路 63の先端電極部 64を取囲んで形成されると共に、複数のビ ァホール 62Aを介してグランド電極となった電極層 61Eに接続されている。これによ り、グランド電極 62は、電極層 61Eを通じて外部のグランドに接続されている。そして 、グランド電極 62上には、共振器 10が設けられると共に、後述のシールドケース 65 が接合されている。
[0099] なお、複数のビアホール 62Aのうち隣合うもの同士の間隔寸法は、例えば共振器 1 0の共振周波数に対応した多層基板 61内での実効波長 λ gに対して半分（ λ g/2) 未満の値に設定されて！、る。
[0100] 63は多層基板 61の内部に埋設された分岐線路を示している。該分岐線路 63は、 多層基板 61の電極層 61Dに形成されたストリップ線路によって構成され、その基端 側が主線路 19の途中位置と対向してビアホール 63Aを通じて接続されると共に、先 端側が共振器 10の近傍位置まで延びている。このとき、多層基板 61の表面には、ボ ンデイングパッドをなす先端電極部 64が設けられている。そして、分岐線路 63の先 端側はビアホール 63Bを通じて先端電極部 64に接続されると共に、先端電極部 64 は、ボンディングワイヤ 22を用いて共振器 10側の結合電極 17に接続されている。
[0101] 65は多層基板 61の表面に設けられ例えば導電性金属材料力もなるシールドケー スを示している。該シールドケース 65は、略四角形状の天板部 65Aと、該天板部 65 Aの 4辺にそれぞれ設けられた側面部 65Bとによって先端側 (底面側）が開口した略 箱形状に形成されている。また、シールドケース 65は、共振器 10およびボンディング ワイヤ 22等を取囲んだ状態で多層基板 61に取付けられると共に、 4つの側面部 65B は、導電性接着剤、半田等を用いてグランド電極 62に接合されている。そして、シー ルドケース 65は、多層基板 61との間にシールド空間 66を画成している。
[0102] 力べして、本実施の形態でも、第 1,第 3の実施の形態とほぼ同様の作用効果を得る ことができる。特に、本実施の形態では、シールドケース 65は共振器 10と一緒にボン デイングワイヤ 22を取囲む箱形状に形成したから、共振器 10およびボンディングワイ ャ 22から信号が放射されたときでも、該放射信号をシールド空間 66内に保持するこ とができる。このため、共振器 10等力もの放射信号が周囲の回路に混入することがな くなり、当該回路の特性に対する影響を回避することができる。この結果、多層基板 6 1には共振回路 9、負性抵抗回路に加えて他の回路 (例えば駆動用の回路、フィルタ 回路等)を高密度に配置することができ、発振回路全体を小型化することができる。
[0103] 次に、図 17は本発明の第 6の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、本発明 の高周波発振回路を用いて送受信装置としてのレーダ装置を構成したことにある。な お、本実施の形態では前記第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付 し、その説明を省略するものとする。
[0104] 71はレーダ装置を示している。該レーダ装置 71は、第 1ないし第 5の実施の形態の うちいずれかに記載の高周波発振回路 1と、該発振回路 1に増幅器 72、サーキユレ ータ 73、帯域通過フィルタ 74を介して接続されたアンテナ装置 75と、該アンテナ装 置 75から受信した信号を中間周波信号 IFにダウンコンバートするためにサーキユレ ータ 73に接続されたミキサ 76とによって概略構成されている。また、増幅器 72とサー キユレータ 73との間には方向性結合器 77が接続して設けられ、この方向性結合器 7 7によって電力分配された信号は、ミキサ 76にローカル信号として入力される。
[0105] 本実施の形態によるレーダ装置 71は上述の如き構成を有するもので、発振回路 1 力も出力された高周波信号は増幅器 72によって増幅され、方向性結合器 77、サー キユレータ 73および帯域通過フィルタ 74を経由して、送信信号としてアンテナ装置 7 5から送信される。一方、アンテナ装置 75から受信された受信信号はサーキユレータ 73を通じてミキサ 76に入力されると共に、方向性結合器 77によるローカル信号を用 いてダウンコンバートされ、中間周波信号 IFとして出力される。
[0106] 力べして、本実施の形態によれば、高周波発振回路 1を用いてレーダ装置 71を構 成したから、発振回路 1の位相雑音を小さくして、発振回路 1の動作を安定化させるこ とができ、レーダ装置 71全体の特性を安定化させることができる。また、発振回路 1は 、例えば小型で簡略な構造のマイクロストリップ共振器や既存設備で実現可能なボン デイングワイヤ等を用いて構成することができるから、装置全体を小型化することがで きると共に、発振回路 1およびレーダ装置 71の製造コストを低減することができる。
[0107] なお、前記第 6の実施の形態では、レーダ装置 71に本発明による発振回路 1を適 用するものとしたが、送受信装置として例えば通信装置に適用してもよい。
[0108] また、前記各実施の形態では、 λ gZ2型のマイクロストリップ線路力 なる共振電極 12を用いる構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば 1波長え gの 1Z4の 長さをもつ λ gZ4型のマイクロストリップ線路力もなる共振電極を用いる構成としても よい。この場合、 λ g/4型のマイクロストリップ線路は、長さ方向両端のうち一方を接 地した短絡端とし、他方を開放端とすると共に、開放端を結合電極の近傍に配置す るものである。
[0109] また、前記各実施の形態では、負性抵抗回路 3の能動素子として FET4を用いるも のとしたが、例えばへテロジャンクションバイポーラトランジスタ（HBT)を用 、る構成と してもよい。また、これら能動素子 (FET、 HBT等）の実装方法は、フリップチップ実 装、半田実装、ワイヤを用いた実装等の各種の方法が適用できるものである。
[0110] さらに、前記第 4,第 5の実施の形態では、シールドケース 53, 65を導電性金属材 料を用いて形成するものとしたが、榭脂材料力 なる絶縁性の箱体等に対して導電 性材料カゝらなる被膜 (金属メツキ等)を設けることによってシールドケースを形成しても よい。
[0111] また、前記各実施の形態では、共振器 10と結合電極 17との間は、容量結合するも のとした。しかし、本発明は、これに限らず、例えば、共振器と結合電極との間は直接 結合、磁界結合等の他の結合方法を用いて結合する構成としてもょ 、。

Claims

請求の範囲
[1] 所定周波数の高周波信号を反射する共振回路と、該共振回路に接続され前記高 周波信号を増幅して出力する負性抵抗回路とによって構成される高周波発振回路 において、
前記共振回路は、所定周波数で共振する共振器と、該共振器の近傍に設けられ該 共振器と電気的に結合する結合電極と、該結合電極の近傍に位置して回路基板に 設けられ一端側が前記負性抵抗回路に接続され他端側が終端抵抗に接続される主 線路と、該主線路と結合電極との間を接続するインダクタとによって構成し、
該インダクタのインダクタンスと結合電極の接地容量とに基づく不要共振周波数を 前記共振器の共振周波数よりも低く設定したことを特徴とする高周波発振回路。
[2] 前記回路基板には前記主線路から分岐した分岐線路を設け、該分岐線路の先端 と前記結合電極との間を前記インダクタを用いて接続する構成としてなる請求項 1に 記載の高周波発振回路。
[3] 前記共振器は、前記回路基板に設けられた誘電体基板と、該誘電体基板の表面 に形成され共振周波数を設定する共振電極とによって構成し、
前記結合電極は、前記共振電極の近傍に位置して前記誘電体基板の表面に形成 されたボンディングパッドによって構成し、
前記インダクタは、前記主線路と該ボンディングパッドとの間を接続するボンディン グワイヤによって構成してなる請求項 1に記載の高周波発振回路。
[4] 前記ボンディングワイヤは、前記主線路とボンディングパッドとの間に並列な状態で 複数本設けてなる請求項 3に記載の高周波発振回路。
[5] 前記誘電体基板は、少なくとも 20程度の比誘電率を有する構成としてなる請求項 3 に記載の高周波発振回路。
[6] 前記回路基板は、絶縁層と電極層とが複数積層された多層基板によって構成し、 前記共振器は、該多層基板に凹陥されたキヤビティ内に設けてなる請求項 3に記 載の高周波発振回路。
[7] 前記多層基板の内部に位置する電極層には前記主線路から分岐した分岐線路を 設け、 該分岐線路の先端と前記結合電極との間を前記インダクタを用いて接続する構成 としてなる請求項 6に記載の高周波発振回路。
[8] 前記回路基板には前記共振器を覆いグランドに接続されたシールドケースを設け、 該シールドケースは、前記回路基板との間に前記共振器の共振周波数よりも高い遮 断周波数となるシールド空間を画成する構成としてなる請求項 3に記載の高周波発 振回路。
[9] 前記シールドケースは、前記共振器と一緒に前記ボンディングワイヤを取囲む構成 としてなる請求項 8に記載の高周波発振回路。
[10] 請求項 1な!、し 9の 、ずれかに記載の高周波発振回路を用いた送受信装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013131986A (ja) * 2011-12-22 2013-07-04 Anritsu Corp ステップアッテネータ及びそれを備えた信号発生装置
US20150002360A1 (en) * 2009-03-16 2015-01-01 Sony Corporation Semiconductor device, transmission system, method for manufacturing semiconductor device, and method for manufacturing transmission system

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101578697B (zh) * 2007-03-14 2011-12-28 三菱电机株式会社 高频封装件
DE102008042449A1 (de) 2008-09-29 2010-04-01 Robert Bosch Gmbh Radarsensor mit abgeschirmtem Signalstabilisator
JP2010252279A (ja) * 2009-04-20 2010-11-04 Sony Corp 通信装置
US20110068880A1 (en) * 2009-09-18 2011-03-24 Gavin Ho Micromechanical network
CN103327737B (zh) * 2012-03-22 2018-01-30 赛恩倍吉科技顾问（深圳）有限公司 芯片组装结构及芯片组装方法
GB2510390B (en) * 2013-02-01 2015-11-11 Cambridge Comm Systems Ltd Component structure of a wireless node
GB2511732B (en) * 2013-02-01 2015-11-18 Cambridge Comm Systems Ltd Antenna arrangement of a wireless node
EP3609077A1 (en) * 2018-08-09 2020-02-12 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG High frequency yttrium iron garnet oscillator as well as method of manufacturing a high frequency yttrium iron garnet oscillator
CN111786069B (zh) * 2019-04-04 2021-09-21 上海诺基亚贝尔股份有限公司 谐振器和滤波器
WO2024085790A1 (en) * 2022-10-18 2024-04-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) An oscillator device comprising an active circuit device, a circuit board, and a resonator cavity

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5397757A (en) * 1977-02-07 1978-08-26 Nec Corp Re-entrant resonator control oscillator device
JPS61182098U (ja) * 1985-04-30 1986-11-13
JPS6331305A (ja) * 1986-07-25 1988-02-10 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波発振器
JPS6370601A (ja) * 1986-09-12 1988-03-30 Nec Corp マイクロストリツプ型帯域阻止ろ波器
JPH02215205A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Hitachi Ltd 電圧制御発振器
JP2001094377A (ja) * 1999-09-20 2001-04-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波装置
JP2001320170A (ja) * 2000-05-10 2001-11-16 Mitsubishi Electric Corp 多層基板モジュール
JP2002246815A (ja) * 2001-02-20 2002-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd ストリップ線路共振器およびフィルタ

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5820002A (ja) * 1981-07-28 1983-02-05 Murata Mfg Co Ltd 高周波部品の接続構造
JPS61208902A (ja) * 1985-03-13 1986-09-17 Murata Mfg Co Ltd Ｍｉｃ型誘電体フイルタ
US5736913A (en) * 1996-02-14 1998-04-07 Anadigics, Inc. Method and apparatus for providing grounding to microwave circuit by low impedance means
EP0863605B1 (en) * 1997-03-07 2004-04-28 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Circuit arrangement for avoiding parasitic oscillation modes within an oscillator circuit
JPH11239021A (ja) * 1998-02-24 1999-08-31 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器装置
JP2001144538A (ja) * 1999-11-17 2001-05-25 Sanyo Electric Co Ltd 電圧制御型発振器
JP3452032B2 (ja) * 2000-06-26 2003-09-29 株式会社村田製作所 フィルタ、デュプレクサおよび通信装置
JP2003115719A (ja) * 2001-10-03 2003-04-18 Murata Mfg Co Ltd 高周波発振回路、高周波モジュールおよび通信機装置
JP2003204201A (ja) * 2002-01-08 2003-07-18 Hitachi Ltd 高周波半導体装置の実装構造及び製造方法

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5397757A (en) * 1977-02-07 1978-08-26 Nec Corp Re-entrant resonator control oscillator device
JPS61182098U (ja) * 1985-04-30 1986-11-13
JPS6331305A (ja) * 1986-07-25 1988-02-10 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波発振器
JPS6370601A (ja) * 1986-09-12 1988-03-30 Nec Corp マイクロストリツプ型帯域阻止ろ波器
JPH02215205A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Hitachi Ltd 電圧制御発振器
JP2001094377A (ja) * 1999-09-20 2001-04-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波装置
JP2001320170A (ja) * 2000-05-10 2001-11-16 Mitsubishi Electric Corp 多層基板モジュール
JP2002246815A (ja) * 2001-02-20 2002-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd ストリップ線路共振器およびフィルタ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1793489A4 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150002360A1 (en) * 2009-03-16 2015-01-01 Sony Corporation Semiconductor device, transmission system, method for manufacturing semiconductor device, and method for manufacturing transmission system
US9748664B2 (en) 2009-03-16 2017-08-29 Sony Corporation Semiconductor device, transmission system, method for manufacturing semiconductor device, and method for manufacturing transmission system
JP2013131986A (ja) * 2011-12-22 2013-07-04 Anritsu Corp ステップアッテネータ及びそれを備えた信号発生装置

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